JP2010081383A - 高周波回路、高周波電力増幅装置、及び半導体装置 - Google Patents

Abstract

【課題】マルチバンド又はマルチモードに適した高周波回路、高周波電力増幅装置、及び半導体装置を提供する。
【解決手段】本発明に係る高周波回路は、高周波信号を増幅する高周波回路であって、高周波信号を増幅して増幅信号を出力する増幅回路と、増幅回路の出力と接続された負荷回路と、複数の伝送線路と、増幅信号の所定パラメータに応じて、複数の伝送線路の中から負荷回路の出力と接続する伝送線路を選択する選択回路と、選択回路で選択された伝送線路毎に、増幅回路から増幅回路の出力側をみたときの負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する変換回路と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波回路、高周波電力増幅装置、及び半導体装置に関し、より特定的には、移動体通信機器等に用いられる高周波回路、高周波電力増幅装置、及び半導体装置に関する。

携帯電話等の移動体通信機器等に使用される高周波電力増幅装置は、高周波信号を増幅して増幅信号を出力するトランジスタ等の増幅素子を含む増幅回路や、増幅信号を効率よく出力させるための出力整合回路等を含む高周波回路より構成される。

一方で、近年、携帯電話の多機能化が進み、送信信号のマルチバンド化や異なる変調信号を扱うマルチモード化が進んでいる。このようなマルチバンド化又はマルチモード化の条件として、高周波信号の伝送線路を複数の伝送線路の中から選択することや、各伝送線路における出力特性を良好な特性にすることが要求されている。そこで、高周波信号の周波数に応じて高周波信号の伝送線路を選択するとともに、アイソレーション（素子間分離）特性の向上を図った選択回路が提案されている（例えば特許文献１）。図１８は、特許文献１に開示された選択回路の構成を示した図である。

図１８に示す従来の選択回路では、高周波信号がＳ１（周波数ｆ１）である場合、ＦＥＴ１及びＦＥＴ４をオン、ＦＥＴ２及びＦＥＴ３をオフさせて、端子３及び４間の伝送線路１を選択する。これにより、高周波信号Ｓ１は、オン経路である伝送線路１を通過する。同様に、高周波信号がＳ２（周波数ｆ２）である場合、ＦＥＴ１及びＦＥＴ４をオフ、ＦＥＴ２及びＦＥＴ３をオンさせて、端子３及び５間の伝送線路２を選択する。これにより、高周波信号Ｓ２は、オン経路である伝送線路２を通過する。このようなスイッチング動作により、高周波信号の周波数に応じて伝送線路が選択される。

また、図１８に示す従来の選択回路には、ＦＥＴ４、Ｃ１、Ｃ３及びＬ４からなる共振回路である第１バイパス回路、ＦＥＴ３、Ｃ１、Ｃ２及びＬ４からなる共振回路である第２バイパス回路が設けられている。第１バイパス回路は、伝送線路１が選択され伝送線路１がオン経路となる場合、オフ経路となる伝送線路２に流入する微量の高周波信号Ｓ１を接地端子Ｇにバイパスする。Ｃ１及びＣ３は、第１のバイパス回路の共振周波数と高周波信号Ｓ１の周波数ｆ１とが一致するように設定されている。同様に、第２バイパス回路は、伝送線路２が選択され伝送線路２がオン経路となる場合、オフ経路となる伝送線路１に流入する微量の高周波信号Ｓ２を接地端子Ｇにバイパスする。Ｃ１及びＣ２は、第２のバイパス回路の共振周波数と高周波信号Ｓ２の周波数ｆ２とが一致するように設定されている。このような第１及び第２バイパス回路により、アイソレーション（素子間分離）特性が向上する。
特開平９−３２１８２９号公報

しかしながら、上記従来の選択回路に設けられた第１及び第２バイパス回路は、共振回路である。このため、上記高周波回路（高周波電力増幅装置）をマルチバンド化又はマルチモード化させるために、上記従来の選択回路を上記高周波回路の出力整合回路に採用しても、増幅回路から当該増幅回路の出力側をみた負荷インピーダンスを適切に制御することができない。

また、上記従来の選択回路に設けられた第１及び第２のバイパス回路は、ＬＣ回路による共振を利用している。このため、実際には、第１のバイパス回路は、周波数ｆ１の高周波信号を接地端子Ｇにバイパスするだけでなく、周波数ｆ２の高周波信号も少なからず接地端子Ｇにバイパスする。同様に、第２のバイパス回路は、周波数ｆ２の高周波信号を接地端子Ｇにバイパスするだけでなく、周波数ｆ１の高周波信号も少なからず接地端子Ｇにバイパスする。したがって、実際には、伝送線路２がオン経路となる場合に伝送線路２を通過する高周波信号Ｓ２は、第１のバイパス回路によって少なからず接地端子Ｇにバイパスされてしまい、伝送線路１がオン経路となる場合に伝送線路１を通過する高周波信号Ｓ１は、第２のバイパス回路によって少なからず接地端子Ｇにバイパスされてしまう。このように、上記従来の選択回路では、挿入損失が劣化してしまうという問題がある。このため、上記高周波回路（高周波電力増幅装置）をマルチバンド化又はマルチモード化させるために、上記従来の選択回路を上記高周波回路の出力整合回路に採用しても、挿入損失が劣化してしまう。

以上のように、上記従来の選択回路では、負荷インピーダンスを適切に制御することができず、挿入損失が劣化してしまうという問題があり、上記従来の選択回路を上記高周波回路の出力整合回路に採用しても、各伝送線路における出力特性を広帯域に渡って良好な特性にすることができず、マルチバンド又はマルチモードに適した高周波回路を提供することは困難であった。

それ故、本発明は、負荷インピーダンスを適切に制御することができず、挿入損失が劣化してしまうといった課題を解決し、マルチバンド又はマルチモードに適した高周波回路、高周波電力増幅装置、及び半導体装置を提供することを目的とする。

本発明は、上述した課題を解決するためになされた発明であり、本発明に係る高周波回路は、高周波信号を増幅する高周波回路であって、高周波信号を増幅して増幅信号を出力する増幅回路と、増幅回路の出力と接続された負荷回路と、複数の伝送線路と、増幅信号の所定パラメータに応じて、複数の伝送線路の中から負荷回路の出力と接続する伝送線路を選択する選択回路と、選択回路で選択された伝送線路毎に、増幅回路から増幅回路の出力側をみたときの負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する変換回路と、を備える。

増幅回路から出力側をみたときの負荷インピーダンスは、増幅信号の所定パラメータに応じて変動する場合がある。さらに、増幅信号の所定パラメータに応じて最適な負荷インピーダンスが変動する場合もある。そこで、以上の構成のように、選択回路で選択された伝送線路毎に、増幅回路から出力側をみたときの負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換することで、上記変動に応じて負荷インピーダンスを最適化することができる。その結果、各伝送線路における出力特性を広帯域に渡って良好な特性にすることができ、マルチバンド又はマルチモードに適した高周波回路を提供することができる。

なお、変換回路は、伝送線路毎に設けられ、かつ対応する伝送線路と接続され、対応する伝送線路を通過する増幅信号の所定パラメータに応じて負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する複数のインピーダンス変換回路を含んでもよい。

又は、選択回路は、増幅信号の所定のパラメータに応じてスイッチング動作を行う複数のスイッチトランジスタを各々が含み、複数の伝送線路の各々と負荷回路の出力との間に設けられた複数のトランジスタ回路を有し、変換回路は、トランジスタ回路毎に設けられ、かつ対応するトランジスタ回路のスイッチトランジスタ間に接続され、対応するトランジスタ回路を通過する増幅信号の所定パラメータに応じて負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する複数のインピーダンス変換回路を含んでもよい。

又は、変換回路は、伝送線路毎に設けられ、対応する伝送線路を通過する増幅信号の所定パラメータに応じて負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する複数のインピーダンス変換回路を含み、高周波回路は、インピーダンス変換回路毎に設けられ、対応する伝送線路が選択回路で選択された場合、対応するインピーダンス変換回路と負荷回路の出力とをスイッチング動作によって接続する複数のスイッチトランジスタをさらに備えてもよい。

又は、複数の伝送線路は、第１及び第２伝送線路からなり、選択回路は、第１伝送線路と負荷回路の出力との間に設けられ、増幅信号の所定のパラメータに応じてスイッチング動作を行う複数の第１スイッチトランジスタを含む第１トランジスタ回路と、第２伝送線路と負荷回路の出力との間に設けられ、増幅信号の所定のパラメータに応じてスイッチング動作を行う複数の第２スイッチトランジスタを含む第２トランジスタ回路とを含み、変換回路は、第１スイッチトランジスタ間に接続され、第１伝送線路を通過する増幅信号の所定パラメータに応じて負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する第１インピーダンス変換回路と、第２トランジスタ回路に対応して設けられ、第２伝送線路を通過する増幅信号の所定パラメータに応じて負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する第２インピーダンス変換回路とを含み、高周波回路は、第２スイッチトランジスタ間と第２インピーダンス変換回路との間に設けられ、第１伝送線路が選択回路で選択された場合、第２スイッチトランジスタ間と第２インピーダンス変換回路とをスイッチング動作によって接続する第３スイッチトランジスタをさらに備えてもよい。

又は、複数の伝送線路は、第１及び第２伝送線路からなり、選択回路は、第１伝送線路と負荷回路の出力との間に設けられ、増幅信号の所定のパラメータに応じてスイッチング動作を行う複数の第１スイッチトランジスタを含む第１トランジスタ回路と、第２伝送線路と負荷回路の出力との間に設けられ、増幅信号の所定のパラメータに応じてスイッチング動作を行う複数の第２スイッチトランジスタを含む第２トランジスタ回路とを含み、変換回路は、第２スイッチトランジスタ間と接続され、第２伝送線路を通過する増幅信号の所定パラメータに応じて負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する受動回路と、第２スイッチトランジスタ間と接続され、第１伝送線路が選択回路で選択された場合、スイッチング動作によって受動回路をバイパスさせる第３スイッチトランジスタとを含んでもよい。

さらに、変換回路は、キャパシタンス又はインダクタンスで構成されてもよい。また、所定のパラメータは、増幅信号の周波数、増幅信号の平均電力、増幅信号のピーク電力のいずれかであってもよい。

さらに、高周波回路は、増幅信号の平均電力又はピーク電力に応じたバイアス電流またはバイアス電圧を表すバイアス出力を増幅回路に供給するバイアス回路や、増幅信号の平均電力又はピーク電力に応じた電源電圧を増幅回路に供給する電源回路を備えてもよい。

また、本発明は、半導体装置にも向けられており、本発明の半導体装置は、上記高周波回路における変換回路および選択回路の少なくとも一部を半導体チップで構成したものである。

また、本発明は、高周波電力増幅装置にも向けられており、本発明の高周波電力増幅装置は、上記半導体装置と、上記高周波回路における増幅回路および負荷回路の少なくとも一部とを１つの基板上に形成したものである。

本発明によれば、負荷インピーダンスを適切に制御することができず、挿入損失が劣化してしまうといった従来の課題を解決することができ、マルチバンド又はマルチモードに適した高周波回路、高周波電力増幅装置、及び半導体装置を提供することができる。

以下、図面を参照しながら本発明に係る各実施形態について説明する。なお、図面において、実質的に同一の構成、動作、および効果を表す要素については、同一の符号を付すものとする。また、以下に記述される数字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は以下に記述される数字に限定されるものではない。さらに、以下の各実施形態における構成要素間の接続関係は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明の機能を実現する接続関係はこれに限定されない。また、以下の各実施形態における各構成要素は、ハードウェアおよび／またはソフトウェアを用いて構成されるが、ハードウェアを用いる構成要素は、ソフトウェアを用いても構成可能であり、ソフトウェアを用いる構成要素は、ハードウェアを用いても構成可能である。

（第１の実施形態）
第１の実施形態では、マルチバンド化に適した高周波回路を例に挙げて説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図である。図１において、本実施形態に係る高周波回路は、増幅回路１０、入力端子２０、出力端子２１−１及び２１−２、負荷回路３０、伝送線路４０―１及び４０―２、インピーダンス変換回路８０−１及び８０−２、選択回路５０ａ、周波数検出回路６０、制御回路７０ａを含む。

図１の例では、高周波信号の周波数は２種類あるとし、周波数ｆ１の高周波信号をＳ１とし、周波数ｆ２の高周波信号をＳ２としている。なお、周波数ｆ１と周波数ｆ２は典型的には異なっており、例えばｆ１＜ｆ２とする。具体例として、ＵＭＴＳバンドＩＩＩ帯域を包含する１７１０〜１７８５ＭＨｚをｆ１とし、ＵＭＴＳバンドＩ帯域を包含する１９１０〜１９８０ＭＨｚをｆ２とすることが挙げられるが、これに限定されるものではない。

また図１の例では、選択回路５０ａは、高周波信号の周波数に応じて伝送線路を選択するものとし、高周波信号Ｓ１が通過する伝送線路を４０−１とし、高周波信号Ｓ２が通過する伝送線路を４０−２としている。また図１の例では、伝送線路４０−１が選択された場合に増幅回路１０から増幅回路１０の出力側をみた負荷インピーダンスをＺ１とし、伝送線路４０−２が選択された場合に増幅回路１０から増幅回路１０の出力側をみた負荷インピーダンスをＺ２としている。

増幅回路１０は、増幅素子を含む最終段の増幅回路であり、入力端子２０に入力された高周波信号を増幅素子を用いて電力増幅し、増幅信号を出力する。負荷回路３０は、増幅回路１０の出力と接続される。負荷回路３０の出力は、選択回路５０ａと接続される。伝送線路４０−１は、選択回路５０ａと出力端子２１−１の間に設けられ、伝送線路４０−２は、選択回路５０ａと出力端子２１−２の間に設けられる。出力端子２１−１及び２１−２の各々は、例えばアンテナ（不図示）と接続される。

選択回路５０ａは、負荷回路３０からの入力を２つの経路（第１及び第２経路）に分岐して出力する構成（１入力２出力）を有する。選択回路５０ａは、制御回路７０ａからの制御信号に基づいてスイッチング動作を行うことによって、第１及び第２経路のうちのいずれか１つの経路を導通（オン）させるとともに他の経路を遮断（オフ）させ、伝送線路４０−１又は４０−２を選択する。選択回路５０ａは、伝送線路４０−１と負荷回路３０の出力との間に設けられたトランジスタ回路５１−１と、伝送線路４０−２と負荷回路３０の出力との間に設けられたトランジスタ回路５１−２とを含む。トランジスタ回路５１−１は、スイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１を含み、スイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１は、各々のゲート端子に入力される制御回路７０ａからの共通の制御信号によって、オン又はオフする。同様に、トランジスタ回路５１−２は、スイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２を含み、スイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２は、各々のゲート端子に入力される制御回路７０ａからの共通の制御信号によって、オン又はオフする。

周波数検出回路６０は、増幅回路１０から出力される増幅信号の周波数を検出する。ここでは一例として、周波数検出回路６０は、高周波信号Ｓ１に基づく増幅信号が出力された場合に周波数ｆ１を検出し、高周波信号Ｓ２に基づく増幅信号が出力された場合に周波数ｆ２を検出する。

制御回路７０ａは、周波数検出回路６０で検出された周波数に基づいて、伝送線路の選択情報を表す制御信号を生成し、選択回路５０ａへ出力する。具体的には、周波数ｆ１が検出された場合、制御回路７０ａは、トランジスタ回路５１−１にオン信号を出力し、トランジスタ回路５１−２にオフ信号を出力する。これにより、スイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１はオンし、スイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２はオフする。この場合、高周波信号Ｓ１に基づく増幅信号は、負荷回路３０を介して第１経路（スイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１、伝送線路４０−１）を通過し、出力端子２１−１から出力される。同様に、周波数ｆ２が検出された場合、制御回路７０ａは、トランジスタ回路５１−１にオフ信号を出力し、トランジスタ回路５１−２にオン信号を出力する。これにより、スイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１はオフし、スイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２はオンする。この場合、高周波信号Ｓ２に基づく増幅信号は、負荷回路３０を介して第２経路（スイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２、伝送線路４０−２）を通過し、出力端子２１−２から出力される。

インピーダンス変換回路８０−１は、キャパシタンス、インダクタンス、抵抗、トランジスタ等で構成され、一方端が伝送線路４０−１に接続され、他方端が接地される。インピーダンス変換回路８０−１は、周波数ｆ１において、負荷インピーダンスＺ１を、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできる負荷インピーダンスに変換する。同様に、インピーダンス変換回路８０−２は、キャパシタンス、インダクタンス、抵抗、トランジスタ等で構成され、一方端が伝送線路４０−２に接続され、他方端が接地される。インピーダンス変換回路８０−２は、周波数ｆ２において、負荷インピーダンスＺ２を、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできる負荷インピーダンスに変換する。

以下、図２を参照して、本発明のインピーダンス変換に係る動作原理を説明する。図２は、伝送線路４０−１が選択された場合における図１に示した高周波回路の等価回路図である。

初めに、伝送線路４０−１が選択された場合の負荷インピーダンスＺ１について論じる。スイッチトランジスタＴｒ１−１、Ｔｒ２−１、Ｔｒ１−２、及びＴｒ２−２は、オンの場合は抵抗成分、オフの場合は容量成分として表現される。このため、図２に示されるように、伝送線路４０−１が選択された場合（スイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１がオン、スイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２がオフの場合）、スイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１は抵抗成分で表現され、スイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２は容量成分で表現される。なお、オン時の抵抗成分（オン抵抗）、オフ時の容量成分（オフ容量）は、使用するスイッチトランジスタのデバイスサイズに依存した定数である。ここでは一例として、スイッチトランジスタ一つあたり、オン抵抗０．８Ω、オフ容量０．５ｐＦ程度とするがこれに限定されるものではない。

図２のような状態において、負荷インピーダンスＺ１は、インピーダンス変換回路８０−１により、周波数ｆ１において増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできる負荷インピーダンスに変換される。

なお、負荷インピーダンスＺ１の変換に関し、勿論、インピーダンス変換回路８０−１の影響が支配的であるが、オフ経路上の伝送線路４０−２に配置されたインピーダンス変換回路８０−２もオフ容量越しに負荷インピーダンスＺ１の変換に影響を与える。このようなオフ経路上のインピーダンス変換回路８０−２が与える影響により、さらに精度良くインピーダンス整合をとることも可能である。また、インピーダンス変換回路８０−２は、回路の種類によっては（一例としては直列容量）、オフ経路のインピーダンスをさらに低くすることができ、オフ経路における漏れ損失を低減させることもできる。このため、オン経路（伝送線路４０−１）の挿入損失のさらなる向上も期待できる。

次に、伝送線路４０−２が選択された場合の負荷インピーダンスＺ２について論じる。伝送線路４０−２が選択された場合（スイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１がオフ、スイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２がオンの場合）、スイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１は容量成分で表現され、スイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２は抵抗成分で表現される。そして、このような状態において、負荷インピーダンスＺ２は、インピーダンス変換回路８０−２により、周波数ｆ２において増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできる負荷インピーダンスに変換される。なお、この場合においても、オフ経路上のインピーダンス変換回路８０−１が与える影響により、さらに精度良くインピーダンス整合をとることも可能である。また、インピーダンス変換回路８０−１の回路の種類によっては（一例としては直列容量）、オフ経路のインピーダンスをさらに低くすることができ、オフ経路における漏れ損失を低減させることもできる。

図３は、動作原理のインピーダンス変換を模式的に示した図である。図３には、変換前の負荷インピーダンスＺ１及びＺ２と、Ｔａｒｇｅｔ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ（増幅回路１０から最大の効率かつ最大の出力を引き出すことができる最適負荷インピーダンス）とが示されている。

変換前、つまり、負荷インピーダンスＺ１及びＺ２がインピーダンス変換回路８０−１及び８０−２によって変換されない場合を考えると、負荷インピーダンスＺ１及びＺ２は、トランジスタ回路５１−１及び５１−２に等価のスイッチトランジスタを用いた場合であっても、異なる値になる。これは、負荷回路３０が周波数依存性を有するインダクタンス、キャパシタンスを構成要素として含んでいるためであり、周波数ｆ１に対応した負荷インピーダンスＺ１と、周波数ｆ２に対応した負荷インピーダンスＺ２は、図３に示すように異なる値になる。

よく知られているように、増幅回路１０の効率を最適化するためには、増幅信号の周波数や平均電力等の各条件において入力および出力のインピーダンス整合をそれぞれ合わせ込むことが必要である。このため、最適負荷インピーダンス（Ｔａｒｇｅｔ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ）は、図３に示すように一意に決定される。このため、マルチバンド化に適した高周波回路を実現するためには、負荷インピーダンスを、増幅信号の周波数毎に最適化して、図３に示す最適負荷インピーダンス（Ｔａｒｇｅｔ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ）に近づけることが必要となる。よって、本実施形態では、各伝送線路に一つずつインピーダンス変換回路８０−１、８０−２を導入し、伝送線路毎、つまり、増幅信号の周波数毎に負荷インピーダンスを最適化する。

ところで、インピーダンス変換の方法としては、図４のように経路毎に負荷回路３０−１及び３０−２を設けることにより、負荷インピーダンスＺ１及びＺ２を変換する方法も理論的には可能である。しかしながら、負荷回路３０−１及び３０−２は、ＳＭＤ部品により形成されるキャパシタンス、基板上のマイクロストリップラインで形成されるインダクタンスを含むため、高周波電力増幅装置に対しての面積が大きく、高コストとなってしまう。このため、この方法は実用上望ましくない。一方、本実施形態では、各伝送線路に一つずつインピーダンス変換回路８０−１、８０−２を導入しており、このような問題はない。

以上のように、第１の実施形態によれば、インピーダンス変換回路８０−１及び８０−２によって、増幅信号の周波数毎（つまり選択された伝送線路毎）に、負荷インピーダンスを最適化する。したがって、異なる無線周波数帯に対応するマルチバンド携帯電話等に第１の実施形態に係る高周波回路を用いた場合でも、変化する使用周波数帯に応じて最適なインピーダンス整合を行うことができ、増幅回路１０を周波数毎に個別に最適化することができる。このように、第１の実施形態によれば、マルチバンド化に適した高周波回路を提供することができる。

（第２の実施形態）
図５は、本発明の第２の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図である。本実施形態に係る高周波回路は、図１に示した第１の実施形態に係る高周波回路に対し、負荷回路３０及び選択回路５０ａの間にインピーダンス変換回路８０−１及び８０−２が設けられる点で異なる。具体的には、スイッチトランジスタＴｒ１０−１及びＴｒ１０−２がさらに設けられ、インピーダンス変換回路８０−１及び８０−２が負荷回路３０と選択回路５０ａとの間に設けられる点が異なる。以下、第１の実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、当該構成の動作、および当該構成の効果は、第１の実施形態と同等であるので、説明を省略する。

図５に示すように、インピーダンス変換回路８０−１は、負荷回路３０及び選択回路５０ａの間に設けられる。具体的には、インピーダンス変換回路８０−１の一方端は、スイッチトランジスタＴｒ１０−１を介して負荷回路３０と選択回路５０ａとの間の接続点に接続され、インピーダンス変換回路８０−１の他方端は接地される。同様に、インピーダンス変換回路８０−２は、負荷回路３０及び選択回路５０ａの間に設けられる。具体的には、インピーダンス変換回路８０−２の一方端は、スイッチトランジスタＴｒ１０−２を介して負荷回路３０と選択回路５０ａとの間の接続点に接続され、インピーダンス変換回路８０−２の他方端は接地される。

スイッチトランジスタＴｒ１０−１は、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１のゲート端子に入力される制御信号と同じ制御信号が入力される。よって、スイッチトランジスタＴｒ１０−１は、伝送線路４０−１が選択される場合、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１とともにオンし、伝送線路４０−２が選択される場合、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１とともにオフする。同様に、スイッチトランジスタＴｒ１０−２は、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２のゲート端子に入力される制御信号と同じ制御信号が入力される。よって、スイッチトランジスタＴｒ１０−２は、伝送線路４０−１が選択される場合、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２とともにオフし、伝送線路４０−２が選択される場合、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２とともにオンする。

以上のような第２の実施形態に係る構成によっても、負荷インピーダンスを増幅信号の周波数毎に最適化することができる。

さらに、第２の実施形態によれば、トランジスタ回路５１−１及び５１−２のオン時の抵抗成分やオフ時の容量成分がインピーダンス変換回路８０−１及び８０−２に与える影響は、第１の実施形態に比べて軽減される。このため、インピーダンス変換が第１の実施形態に比べて容易になるとともに、広帯域に渡って良好な効率特性を有した高周波回路を提供することができる。

なお、上述では、２つの経路を有する構成としたが、３つ以上の経路を有する構成としてもよい。この場合、第１〜第ｎ（ｎは３以上の整数）経路に対応して、伝送線路４０−１〜４０−ｎ、出力端子２１−１〜２１−ｎ、トランジスタ回路５１−１〜５１−ｎ、インピーダンス変換回路８０−１〜８０−ｎ、及びスイッチトランジスタＴｒ１０−１〜Ｔｒ１０−ｎが設けられる。そして、インピーダンス変換回路８０−ｎは、負荷回路３０及び選択回路５０ａの間に設けられ、その一方端は、スイッチトランジスタＴｒ１０−ｎを介して負荷回路３０と選択回路５０ａとの間の接続点に接続され、その他方端は接地される。

（第３の実施形態）
図６は、本発明の第３の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図である。本実施形態に係る高周波回路は、トランジスタ回路５１−１及び５１−２それぞれのスイッチトランジスタ間にインピーダンス変換回路８０−１及び８０−２がそれぞれ設けられる点で、図１に示した第１の実施形態に係る高周波回路と異なる。具体的には、インピーダンス変換回路８０−１が第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１の間に設けられ、インピーダンス変換回路８０−２が第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２の間に設けられる点が異なる。以下、第１の実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、当該構成の動作、および当該構成の効果は、第１の実施形態と同等であるので、説明を省略する。

図６に示すように、インピーダンス変換回路８０−１は、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１の間に設けられる。具体的には、インピーダンス変換回路８０−１の一方端は、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１の間の接続点に接続され、インピーダンス変換回路８０−１の他方端は接地される。同様に、インピーダンス変換回路８０−２は、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２の間に設けられる。具体的には、インピーダンス変換回路８０−２の一方端は、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２の間の接続点に接続され、インピーダンス変換回路８０−２の他方端は接地される。

以上のような第３の実施形態に係る構成によっても、負荷インピーダンスを増幅信号の周波数毎に最適化することができる。

さらに、第３の実施形態によれば、トランジスタ回路５１−１及び５１−２のオン時の抵抗成分やオフ時の容量成分がインピーダンス変換回路８０−１及び８０−２に与える影響は、各インピーダンス変換回路がトランジスタ回路のスイッチトランジスタ間に設けられている分だけ、第１の実施形態に比べて軽減される。このため、インピーダンス変換の変換が第１の実施形態に比べて容易になるとともに、広帯域に渡って良好な効率特性を有した高周波回路を提供することができる。

以下、第３の実施形態に係る高周波回路が広帯域に渡って良好な効率特性を有する理由について説明する。

初めに、第１の実施形態におけるオン経路の挿入損失と、第３の実施形態におけるオン経路の挿入損失とを計算し、それらを比較してみる。計算条件としては、選択回路５０ａがＳＰＤＴであり、オン抵抗を２．０Ωとし、オフ容量を０．６ｐＦとし、増幅回路１０のインピーダンスを３Ωとし、周波数を２ＧＨｚとした。

インピーダンス変換回路を用いてオン経路の負荷インピーダンスを３Ωに合わせ込もうとした場合、第３の実施形態では、インピーダンス変換回路を１．１ｐＦにすることにより、オン経路の負荷インピーダンスを２．８１−ｊ０．１５［Ω］に合わせ込むことができる。一方、第１の実施形態では、インピーダンス変換回路を１．６ｐＦにすることにより、オン経路の負荷インピーダンスを３．０１−ｊ０．０１［Ω］に合わせ込むことができる。上記の状態におけるオン経路の挿入損失をそれぞれ計算すると、第３の実施形態の場合、０．５９ｄＢとなり、第１の実施形態の場合、０．９７ｄＢとなる。

このように、第３の実施形態によれば、第１の実施形態に比べてインピーダンス変換効率が大きい分だけ、インピーダンス変換回路の半導体チップ上での大きさを３０％小さくすることができ、かつオン経路の挿入損失の大きさをおよそ０．３５ｄＢ小さくすることができる。また、第３の実施形態におけるオフ線路の挿入損失を計算すると、オフ経路のインピーダンス変換回路が存在しない場合は存在する場合に比べて、挿入損失が０．１ｄＢ程度劣化することがわかった。このように、第３の実施形態に係る高周波回路は、オン経路及びオフ経路の挿入損失の観点から、良好な効率特性効率を有し、さらにはチップ面積を小さくできるという効果を有していることがわかる。

次に、第１の実施形態における増幅回路１０のコレクタ効率と、第３の実施形態における増幅回路１０のコレクタ効率とを比較してみる。図７は、第１の実施形態、第３の実施形態、従来例における増幅回路１０のコレクタ効率を比較した図である。第１の実施形態でのコレクタ効率ηｃは、従来例でのコレクタ効率ηｃ（ここでは仮の値として５０％と仮定）と比較して、ＵＭＴＳ ＩＩＩ、ＵＭＴＳ Ｉのどちらの帯域においても改善される。また、第３の実施形態でのコレクタ効率ηｃは、第１の実施形態よりもさらに改善される。この理由は先述したように、トランジスタ回路５１−１及び５１−２のオン時の抵抗成分やオフ時の容量成分がインピーダンス変換回路８０−１及び８０−２に与える影響が小さいからである。このように、第３の実施形態に係る高周波回路は、増幅回路１０のコレクタ効率の観点から、広帯域に渡って良好な効率特性を有していることがわかる。

（第４の実施形態）
図８は、本発明の第４の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図である。本実施形態に係る高周波回路は、図６に示した第３の実施形態に係る高周波回路に対し、３つ以上の経路をもつ点で異なる。具体的には、選択回路５０ａが選択回路５０ｂに置き換えられ、制御回路７０ａが制御回路７０ｂに置き換えられる点、伝送線路４０−３〜４０−ｎ（ｎは３以上の整数）、インピーダンス変換回路８０−３〜８０−ｎ、及び出力端子２１−３〜２１−ｎがさらに設けられる点、高周波信号の周波数がｎ種類あるとし、周波数ｆｎの高周波信号をＳｎとしている点、伝送線路４０−ｎが選択された場合に増幅回路１０から増幅回路１０の出力側をみた負荷インピーダンスをＺｎとしている点が異なる。以下、第３の実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、当該構成の動作、および当該構成の効果は、第３の実施形態と同等であるので、説明を省略する。

選択回路５０ｂは、負荷回路３０からの入力をｎ個の経路（第１〜第ｎ経路）に分岐して出力する構成（１入力ｎ出力、ＳＰｎＴ：Ｓｉｎｇｌｅ−Ｐｏｌｅ／ｎ−Ｔｈｒｏｗ）を有する。選択回路５０ｂは、制御回路７０ｂからの制御信号に基づいてスイッチング動作を行うことによって、第１〜第ｎ経路の中からいずれか１つの経路を導通（オン）させるとともに他の経路を遮断（オフ）させ、伝送線路４０−１〜４０−ｎの中からいずれか１つの伝送線路を選択する。選択回路５０ｂは、第１〜第ｎ経路上それぞれに設けられたトランジスタ回路５１−１〜５１−ｎを含む。トランジスタ回路５１−ｎは、スイッチトランジスタＴｒ１−ｎ及びＴｒ２−ｎを含み、スイッチトランジスタＴｒ１−ｎ及びＴｒ２−ｎは、各々のゲート端子に入力される制御回路７０ｂからの共通の制御信号によって、オン又はオフする。

制御回路７０ｂは、周波数検出回路６０で検出された周波数に基づいて、伝送線路の選択情報を表す制御信号を生成し、選択回路５０ｂへ出力する。例えば、周波数検出回路６０で周波数ｆ１が検出された場合、制御回路７０ｂは、トランジスタ回路５１−１にオン信号を出力し、トランジスタ回路５１−２〜５１−ｎにオフ信号を出力する。

インピーダンス変換回路８０−ｎは、第ｎ経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−ｎ及びＴｒ２−ｎの間に設けられる。具体的には、インピーダンス変換回路８０−ｎの一方端は、第ｎ経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−ｎ及びＴｒ２−ｎの間の接続点に接続され、インピーダンス変換回路８０−ｎの他方端は接地される。インピーダンス変換回路８０−ｎは、周波数ｆｎにおいて、負荷インピーダンスＺｎを、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換する。

以上のような第４の実施形態によれば、経路（伝送線路）の数が増加するので、負荷インピーダンスの最適化が可能な増幅信号の周波数の種類数を増やすことができる。このため、第４の実施形態に係る高周波回路は、高周波信号の種類数が多いマルチバンド対応の携帯電話等に対し、特に有益である。

なお、上述では、インピーダンス変換回路８０−ｎが、第ｎ経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−ｎ及びＴｒ２−ｎの間に設けられる構成としたが、これに制限されない。例えば、インピーダンス変換回路８０−ｎは、伝送線路４０−ｎと接続されてもよい。

（第５の実施形態）
図９は、本発明の第５の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図である。本実施形態に係る高周波回路は、図６に示した第３の実施形態に係る高周波回路に対し、スイッチトランジスタＴｒ２０がさらに設けられ、制御回路７０ａが制御回路７０ｃに置き換えられる点で異なる。以下、第３の実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、当該構成の動作、および当該構成の効果は、第３の実施形態と同等であるので、説明を省略する。

なお、以下の説明では、伝送線路４０−２が選択された場合の負荷インピーダンスＺ２が、インピーダンス変換回路８０−２によるインピーダンス変換を施さなくとも、オフ経路（第１経路）におけるインピーダンス変換回路８０−１によるインピーダンス変換により、既に周波数ｆ２において増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換されるものとする。

スイッチトランジスタＴｒ２０は、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２の間の接続点と、インピーダンス変換回路８０−２との間に設けられる。

制御回路７０ｃは、周波数検出回路６０で検出された周波数に基づいて、伝送線路の選択情報を表す制御信号を生成し、選択回路５０ａへ出力する。具体的には、周波数検出回路６０で周波数ｆ１が検出された場合、制御回路７０ｂは、トランジスタ回路５１−１とスイッチトランジスタＴｒ２０の両方にオン信号を出力し、トランジスタ回路５１−２にオフ信号を出力する。これにより、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１と、スイッチトランジスタＴｒ２０はオンし、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２はオフする。この場合、負荷インピーダンＺ１は、オン経路（第１経路）上のインピーダンス変換回路８０−１と、オフ経路（第２経路）上のインピーダンス変換回路８０−２により、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換される。

周波数検出回路６０で周波数ｆ２が検出された場合、制御回路７０ｂは、トランジスタ回路５１−１とスイッチトランジスタＴｒ２０の両方にオフ信号を出力し、トランジスタ回路５１−２にオン信号を出力する。これにより、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１と、スイッチトランジスタＴｒ２０はオフし、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２はオンする。この場合、負荷インピーダンＺ２は、オフ経路（第１経路）上のインピーダンス変換回路８０−１のみによって、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換される。

以上のような第５の実施形態に係る構成によっても、負荷インピーダンスを増幅信号の周波数毎に最適化することができる。

なお、上述では、インピーダンス変換回路８０−１が第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１の間に設けられ、インピーダンス変換回路８０−２が第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２の間に設けられる構成としたが、これに制限されない。例えば、インピーダンス変換回路８０−１が伝送線路４０−１と接続され、インピーダンス変換回路８０−２が伝送線路４０−２と接続されてもよい。

（第６の実施形態）
図１０は、本発明の第６の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図である。本実施形態に係る高周波回路は、図６に示した第３の実施形態に係る高周波回路に対し、インピーダンス変換回路８０−１を省き、インピーダンス変換回路８０−２をインピーダンス変換回路８０−２ａに置き換え、制御回路７０ａを制御回路７０ｄに置き換えた点で異なる。以下、第３の実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、当該構成の動作、および当該構成の効果は、第３の実施形態と同等であるので、説明を省略する。

インピーダンス変換回路８０−２ａは、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２の間に設けられる。具体的には、インピーダンス変換回路８０−２ａの一方端は、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２の間の接続点に接続され、インピーダンス変換回路８０−２ａの他方端は接地される。インピーダンス変換回路８０−２ａは、受動回路８００及びスイッチトランジスタＴｒ８００を含み、スイッチトランジスタＴｒ８００のゲート端子には制御回路７０ｄからの制御信号が入力される。

制御回路７０ｄは、周波数検出回路６０で検出された周波数に基づいて、伝送線路の選択情報を表す制御信号を生成し、選択回路５０ａへ出力する。具体的には、周波数検出回路６０で周波数ｆ１が検出された場合、制御回路７０ｄは、トランジスタ回路５１−１とスイッチトランジスタＴｒ８００の両方にオン信号を出力し、トランジスタ回路５１−２にオフ信号を出力する。これにより、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１と、スイッチトランジスタＴｒ８００はオンし、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２はオフする。この場合、負荷インピーダンＺ１は、オフ経路（第２経路）上のスイッチトランジスタＴｒ１−２のオフ容量により、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換される。

周波数検出回路６０で周波数ｆ２が検出された場合、制御回路７０ｄは、トランジスタ回路５１−１とスイッチトランジスタＴｒ８００の両方にオフ信号を出力し、トランジスタ回路５１−２にオン信号を出力する。これにより、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１と、スイッチトランジスタＴｒ８００はオフし、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２はオンする。この場合、負荷インピーダンＺ２は、オン経路（第２経路）上の受動回路８００により、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換される。

以上のような第６の実施形態に係る構成によっても、負荷インピーダンスを増幅信号の周波数毎に最適化することができる。

さらに、第６の実施形態によれば、第３の実施形態に比べて、インピーダンス変換回路の数を低減できるため、面積効率の良い、高周波回路を提供することが可能となる。

なお、上述では、インピーダンス変換回路８０−２ａが第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２の間に設けられる構成としたが、これに制限されない。例えば、インピーダンス変換回路８０−２ａが伝送線路４０−２と接続されてもよい。

（第７の実施形態）
図１１は、本発明の第７の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図である。本実施形態に係る高周波回路は、図９に示した第５の実施形態に係る高周波回路に対し、選択回路５０ａが選択回路５０ｃに置き換えられ、インピーダンス変換回路８０−１及び８０−２が直列キャパシタで構成される点で異なる。以下、第５の実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、当該構成の動作、および当該構成の効果は、第５の実施形態と同等であるので、説明を省略する。

選択回路５０ｃは、第１経路上に設けられたトランジスタ回路５１ａ−１と、第２経路上に設けられたトランジスタ回路５１ａ−２とを含む。トランジスタ回路５１ａ−１は、スイッチトランジスタＴｒ１−１〜Ｔｒ３−１を含み、スイッチトランジスタＴｒ１−１〜Ｔｒ３−１は、各々のゲート端子に入力される制御回路７０ｃからの共通の制御信号によって、オン又はオフする。同様に、トランジスタ回路５１ａ−２は、スイッチトランジスタＴｒ１−２〜Ｔｒ３−２を含み、スイッチトランジスタＴｒ１−２〜Ｔｒ３−２は、各々のゲート端子に入力される制御回路７０ｃからの共通の制御信号によって、オン又はオフする。

インピーダンス変換回路８０−１及び８０−２は、互いに値が異なる直列キャパシタンスで構成される。なお、直列キャパシタンスの値としては、具体的には１ｐＦ程度が挙げられるが、これに限定されるものではない。また、インピーダンス変換回路８０−１及び８０−２の他の回路構成として、インダクタンス、抵抗、ＦＥＴなどが挙げられるが、負荷インピーダンスＺ１及びＺ２を変換させることができる回路構成であれば、どのような回路構成であってもよい。

以上のような第７の実施形態に係る構成によっても、負荷インピーダンスを増幅信号の周波数毎に最適化することができる。

なお、上述では、トランジスタ回路５１ａ−１が３段構成のスイッチトランジスタ（Ｔｒ１−１〜Ｔｒ３−１）を含み、トランジスタ回路５１ａ−２が３段構成のスイッチトランジスタ（Ｔｒ１−２〜Ｔｒ３−２）を含んでいたが、これに制限されず、それぞれ４段以上のスイッチトランジスタを含んでいてもよい。

（第８の実施形態）
第８の実施形態では、マルチモード化に適した高周波回路を例に挙げて説明する。図１２は、本発明の第８の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図である。本実施形態に係る高周波回路は、図１に示した第１の実施形態に係る高周波回路に対し、周波数検出回路６０が電力検出回路６１に置き換えられ、制御回路７０ａが制御回路７０ｅに置き換えられ、伝送線路が増幅信号の平均電力に応じて選択される点で異なる。以下、第１の実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、当該構成の動作、および当該構成の効果は、第１の実施形態と同等であるので、説明を省略する。

図１２の例では、高周波信号の平均電力は２種類あるとし、平均電力Ｐ１の高周波信号をＳ１とし、平均電力Ｐ２の高周波信号をＳ２としている。なお、平均電力Ｐ１と平均電力Ｐ２は典型的には異なっており、例えばＰ１＜Ｐ２とする。また図１２の例では、選択回路５０ａは、高周波信号の平均電力に応じて伝送線路を選択するものとし、高周波信号Ｓ１が通過する伝送線路を４０−１とし、高周波信号Ｓ２が通過する伝送線路を４０−２としている。

電力検出回路６１は、増幅回路１０が出力する増幅信号の平均電力を検出する。ここでは一例として、電力検出回路６１は、高周波信号Ｓ１が出力された場合に平均電力Ｐ１を検出し、高周波信号Ｓ２が出力された場合に平均電力Ｐ２を検出する。

制御回路７０ｅは、電力検出回路６１で検出された平均電力に基づいて、伝送線路の選択情報を表す制御信号を生成し、選択回路５０ａへ出力する。具体的には、電力検出回路６１で平均電力Ｐ１が検出された場合、制御回路７０ｅは、トランジスタ回路５１−１にオン信号を出力し、トランジスタ回路５１−２にオフ信号を出力する。これにより、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１はオンし、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２はオフする。この場合、増幅回路１０で増幅された高周波信号Ｓ１は、負荷回路３０を介して第１経路（スイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１、伝送線路４０−１）を通過し、出力端子２１−１から出力される。同様に、電力検出回路６１で平均電力Ｐ２が検出された場合、制御回路７０ｅは、トランジスタ回路５１−１にオフ信号を出力し、トランジスタ回路５１−２にオン信号を出力する。これにより、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１はオフし、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２はオンする。この場合、増幅回路１０で増幅された高周波信号Ｓ２は、負荷回路３０を介して第２経路（スイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２、伝送線路４０−２）を通過し、出力端子２１−２から出力される。

インピーダンス変換回路８０−１は、平均電力Ｐ１において、負荷インピーダンスＺ１を、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換する。同様に、インピーダンス変換回路８０−２は、平均電力Ｐ２において、負荷インピーダンスＺ２を、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換する。

以上のように、第８の実施形態によれば、インピーダンス変換回路８０−１及び８０−２によって、増幅信号の平均電力毎に、負荷インピーダンスを最適化する。したがって、複数種類の通信モードに対応するマルチモード携帯電話等に第８の実施形態に係る高周波回路を用いた場合でも、異なる通信モードにおける増幅信号の平均電力に応じて最適なインピーダンス整合を行うことができ、増幅回路１０を平均電力毎に個別に最適化することができる。このように、第８の実施形態によれば、マルチモード化に適した高周波回路を提供することができる。

なお、第８の実施形態に係る高周波回路は、第１の実施形態に係る高周波回路のマルチバンド化をマルチモード化に変更した構成であったが、これに制限されず、第２〜第７の実施形態に係る高周波回路のマルチバンド化をマルチモード化に変更した構成であってもよい。

（第９の実施形態）
図１３は、本発明の第９の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図である。本実施形態に係る高周波回路は、図１に示した第１の実施形態に係る高周波回路に対し、周波数検出回路６０が電力検出回路６１ａに置き換えられ、制御回路７０ａが制御回路７０ｆに置き換えられ、伝送線路が増幅信号のピーク電力に応じて選択される点で異なる。以下、第１の実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、当該構成の動作、および当該構成の効果は、第１の実施形態と同等であるので、説明を省略する。

図１３の例では、高周波信号のピーク電力は２種類あるとし、ピーク電力ＰＡの高周波信号をＳ１とし、ピーク電力ＰＢの高周波信号をＳ２としている。なお、ピーク電力ＰＡとピーク電力ＰＢは典型的には異なっており、例えばＰＡ＜ＰＢとする。また図１３の例では、高周波信号のピーク電力に応じて伝送線路を選択するものとし、高周波信号Ｓ１を通過させるための伝送線路を４０−１とし、高周波信号Ｓ２を通過させるための伝送線路を４０−２としている。

電力検出回路６１ａは、増幅回路１０が出力する増幅信号のピーク電力を検出する。ここでは一例として、電力検出回路６１ａは、高周波信号Ｓ１が出力された場合にピーク電力ＰＡを検出し、高周波信号Ｓ２が出力された場合にピーク電力ＰＢを検出する。

制御回路７０ｆは、電力検出回路６１ａで検出されたピーク電力に基づいて、伝送線路の選択情報を表す制御信号を生成し、選択回路５０ａへ出力する。具体的には、電力検出回路６１ａでピーク電力ＰＡが検出された場合、制御回路７０ｆは、トランジスタ回路５１−１にオン信号を出力し、トランジスタ回路５１−２にオフ信号を出力する。これにより、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１はオンし、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２はオフする。この場合、増幅回路１０で増幅された高周波信号Ｓ１は、負荷回路３０を介して第１経路（スイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１、伝送線路４０−１）を通過し、出力端子２１−１から出力される。同様に、電力検出回路６１ａでピーク電力ＰＢが検出された場合、制御回路７０ｆは、トランジスタ回路５１−１にオフ信号を出力し、トランジスタ回路５１−２にオン信号を出力する。これにより、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１はオフし、第２経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２はオンする。この場合、増幅回路１０で増幅された高周波信号Ｓ２は、負荷回路３０を介して第２経路（スイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２、伝送線路４０−２）を通過し、出力端子２１−２から出力される。

インピーダンス変換回路８０−１は、ピーク電力ＰＡにおいて、負荷インピーダンスＺ１を、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換する。同様に、インピーダンス変換回路８０−２は、ピーク電力ＰＢにおいて、負荷インピーダンスＺ２を、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換する。以下、各インピーダンス変換回路におけるインピーダンス変換について具体例を挙げて説明する。

図１４Ａ及び図１４Ｂは、増幅回路１０より出力される増幅信号の電力の時間経過を示す波形図である。増幅回路１０の増幅信号が、例えば符号分割多重接続（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）または直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）のような変調方式で変調された変調信号を表す場合、増幅信号の振幅は、時間とともに変動する。図１４Ａでは、増幅信号のピーク電力ＰＡは平均電力Ｐ１よりも２ｄＢ程度高く、図１４Ｂでは、増幅信号のピーク電力ＰＢは平均電力Ｐ１よりも４ｄ程度高い。

このような振幅変動型の変調信号にとって、増幅信号の歪み率を低減することができれば、帯域外への妨害信号も低減する。このためには、増幅回路１０において入力信号をピーク電力まで線形に増幅する必要がある。しかしながら、例えば図１４Ｂのように、増幅回路１０をピーク電力ＰＢまで線形増幅できるように構成し、図１４Ａのように、ピーク電力ＰＢまでしか使用しなければ、増幅回路１０の電力効率は低下する。

図１５Ａ及び図１５Ｂは、同一の増幅回路１０を用いて、それぞれ図１４Ａおよび図１４Ｂに示す増幅信号を生成する場合の電力効率を表す特性図である。図１５Ａにおいて、太い実線で表される動作曲線ＬＢは、平均電力Ｐ１と、増幅回路１０における線形動作範囲ＲＬＮの最大限界電力に対応するピーク電力ＰＢとで特徴付けられる。平均電力Ｐ１における平均電力効率は、Ｅ１であり、ピーク電力ＰＢにおけるピーク電力効率は、ＥＢである。図１５Ｂにおいて、太い点線で表される動作曲線ＬＡは、平均電力Ｐ１と、ピーク電力ＰＢよりも低いピーク電力ＰＡとで特徴付けられる。平均電力Ｐ１における平均電力効率は、Ｅ１であり、ピーク電力ＰＡにおけるピーク電力効率は、ＥＢよりも低いＥＡである。増幅回路１０が動作曲線ＬＢの状態の場合、高ピーク電力モードと呼び、動作曲線ＬＡの状態の場合、低ピーク電力モードと呼ぶ。

このように、動作曲線ＬＡでは、ピーク電力効率ＥＡがＥＢよりも低いため、増幅信号のピーク電力ＰＡが低いにもかかわらず、平均電力効率Ｅ１は動作曲線ＬＢの場合と同等である。そこで、図１５Ｃにおいて太い実線で表される動作曲線ＬＣのように、線形動作範囲ＲＬＮを、ピーク電力ＰＢ以下からピーク電力ＰＡ以下に低下させ、ピーク電力ＰＡにおけるピーク電力効率をＥＢにすれば、平均電力Ｐ１におけるピーク電力効率はＥ１よりも高いＥ２となり、増幅回路１０において電力の高効率化が達成できる。

このように、上記具体例の場合、インピーダンス変換回路８０−１が、線形動作範囲ＲＬＮをピーク電力ＰＢ以下からピーク電力ＰＡ以下に低下させて、ピーク電力ＰＡにおけるピーク電力効率をＥＢにすることが可能な負荷インピーダンスに負荷インピーダンスＺ１を変換すれば、増幅回路１０において電力の高効率化が達成できる。

以上のように、第９の実施形態によれば、インピーダンス変換回路８０−１及び８０−２によって、増幅信号のピーク電力毎に、負荷インピーダンスを最適化する。したがって、複数種類の変調方式に対応するマルチモード携帯電話等に第９の実施形態に係る高周波回路を用いた場合でも、異なる変調方式における増幅信号のピーク電力に応じて最適なインピーダンス整合を行うことができ、増幅回路１０を変調方式毎に個別に最適化することができる。このように、第９の実施形態によれば、マルチモード化に適した高周波回路を提供することができる。

なお、第９の実施形態に係る高周波回路は、第１の実施形態に係る高周波回路をマルチモード化させていたが、これに制限されず、第２〜第７の実施形態に係る高周波回路をマルチモード化させてもよい。

（第１０の実施形態）
図１６は、本発明の第１０の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図である。本実施形態に係る高周波回路は、図１２に示した第８の実施形態に係る高周波回路に対し、バイアス回路９１及び電源回路９２がさらに設けられ、制御回路７０ｅが制御回路７０ｇに置き換えられる点で異なる。以下、第８の実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、当該構成の動作、および当該構成の効果は、第８の実施形態と同等であるので、説明を省略する。

制御回路７０ｇは、電力検出回路６１で検出された平均電力に基づいて、伝送線路の選択情報を表す制御信号を生成し、選択回路５０ａへ出力する。ここまでは、第８の実施形態に係る制御回路７０ｅの動作と同様である。制御回路７０ｇは、さらに、電力検出回路６１で検出された平均電力を表す制御信号を生成し、バイアス回路９１及び電源回路９２へ出力する。

バイアス回路９１は、制御回路７０ｇからの制御信号が表す平均電力に応じたバイアス出力Ｓ９１を、増幅回路１０に供給する。バイアス出力Ｓ９１は、増幅回路１０における入力端子のバイアス電流、または入力端子と共通端子間のバイアス電圧のいずれかを表す出力である。また、バイアス出力Ｓ９１は、例えば、制御回路７０ｇからの制御信号が表す平均電力に比例した出力である。

電源回路９２は、制御回路７０ｇからの制御信号が表す平均電力に応じた電源電圧Ｓ９２を、増幅回路１０に供給する。電源電圧Ｓ９２は、例えば、制御回路７０ｇからの制御信号が表す平均電力に比例した電圧である。

以上のように、第１０の実施形態によれば、負荷インピーダンスを増幅信号の平均電力毎に最適化すると同時に、増幅回路１０に供給するバイアス出力Ｓ９１および電源電圧Ｓ９２も平均電力に応じて最適化する。これにより、増幅回路１０の電力効率はさらに向上し、増幅回路１０の歪み特性がさらに低減される。

なお、上述では、制御回路７０ｇが電力検出回路６１で検出された平均電力を表す制御信号を生成するとしたが、これに制限されない。電力検出回路６１を電力検出回路６１ａに置き換え、制御回路７０ｇが電力検出回路６１ａで検出されたピーク電力を表す制御信号を生成してもよい。この場合、増幅回路１０に供給するバイアス出力Ｓ９１および電源電圧Ｓ９２は、ピーク電力に応じたものとなる。

（第１１の実施形態）
第１の実施形態では、マルチバンド化に適した高周波回路の構成について説明し、第８の実施形態では、マルチモード化に適した高周波回路の構成について説明したが、これらの構成を組み合わせて、マルチバンド化かつマルチモード化に適した高周波回路を構成するようにしてもよい。本実施形態では、マルチバンド化かつマルチモード化に適した高周波回路を例に挙げて説明する。

図１７は、本発明の第１１の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図である。本実施形態に係る高周波回路は、図１に示した第１の実施形態に係る高周波回路に対し、電力検出回路６１、伝送線路４０−３及び４０−４、出力端子２１−３及び２１−４、インピーダンス変換回路８０−３及び８０−４がさらに設けられ、選択回路５０ａが選択回路５０ｄに置き換えられ、制御回路７０ａが制御回路７０ｈに置き換えられ、伝送線路が増幅信号の周波数と平均電力の組み合わせに応じて選択される点で異なる。以下、第１の実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、当該構成の動作、および当該構成の効果は、第１の実施形態と同等であるので、説明を省略する。

図１７の例では、高周波信号の周波数が２種類（周波数ｆ１、ｆ２）、平均電力が２種類（平均電力Ｐ１、Ｐ２）あるとし、周波数ｆ１、平均電力Ｐ１の高周波信号をＳ１とし、周波数ｆ１、平均電力Ｐ２の高周波信号をＳ２とし、周波数ｆ２、平均電力Ｐ１の高周波信号をＳ３とし、周波数ｆ２、平均電力Ｐ２の高周波信号をＳ４としている。なお、周波数ｆ１と周波数ｆ２、平均電力Ｐ１と平均電力Ｐ２はそれぞれ、典型的には異なっており、例えば、ｆ１＜ｆ２、Ｐ１＜Ｐ２とする。また図１７の例では、選択回路５０ｄは、高周波信号の平均電力と周波数の組み合わせに応じて伝送線路を選択するものとし、高周波信号Ｓ１が通過する伝送線路を４０−１とし、高周波信号Ｓ２が通過する伝送線路を４０−２とし、高周波信号Ｓ３が通過する伝送線路を４０−３とし、高周波信号Ｓ４が通過する伝送線路を４０−４としている。また図１７の例では、伝送線路４０−３が選択された場合に増幅回路１０から増幅回路１０の出力側をみた負荷インピーダンスをＺ３とし、伝送線路４０−４が選択された場合に増幅回路１０から増幅回路１０の出力側をみた負荷インピーダンスをＺ４としている。

周波数検出回路６０は、増幅回路１０が出力する増幅信号の周波数を検出する。ここでは一例として、周波数検出回路６０は、高周波信号Ｓ１、Ｓ２が入力された場合に周波数ｆ１を検出し、高周波信号Ｓ３、Ｓ４が入力された場合に周波数ｆ２を検出する。

電力検出回路６１は、増幅回路１０が出力する増幅信号の平均電力を検出する。ここでは一例として、電力検出回路６１は、高周波信号Ｓ１、Ｓ３が出力された場合に平均電力Ｐ１を検出し、高周波信号Ｓ２、Ｓ４が出力された場合に平均電力Ｐ２を検出する。

制御回路７０ｈは、周波数検出回路６０で検出された周波数と電力検出回路６１で検出された平均電力に基づいて、伝送線路の選択情報を表す制御信号を生成し、選択回路５０ｄへ出力する。具体的には、周波数検出回路６０で周波数ｆ１が検出され、電力検出回路６１で平均電力Ｐ１が検出された場合、制御回路７０ｈは、トランジスタ回路５１−１にオン信号を出力し、トランジスタ回路５１−２〜５１−４にオフ信号を出力する。これにより、第１経路上のスイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１はオンし、第２〜第４経路上のスイッチトランジスタはオフする。この場合、増幅回路１０で増幅された高周波信号Ｓ１は、負荷回路３０を介して第１経路（スイッチトランジスタＴｒ１−１及びＴｒ２−１、伝送線路４０−１）を通過し、出力端子２１−１から出力される。以下、同様に、周波数検出回路６０で周波数ｆ１が検出され、電力検出回路６１で平均電力Ｐ２が検出された場合、制御回路７０ｈにより、増幅回路１０で増幅された高周波信号Ｓ２は、負荷回路３０を介して第２経路（スイッチトランジスタＴｒ１−２及びＴｒ２−２、伝送線路４０−２）を通過し、出力端子２１−２から出力される。また、周波数検出回路６０で周波数ｆ２が検出され、電力検出回路６１で平均電力Ｐ１が検出された場合、制御回路７０ｈにより、増幅回路１０で増幅された高周波信号Ｓ３は、負荷回路３０を介して第３経路（スイッチトランジスタＴｒ１−３及びＴｒ２−３、伝送線路４０−３）を通過し、出力端子２１−３から出力される。また、周波数検出回路６０で周波数ｆ２が検出され、電力検出回路６１で平均電力Ｐ２が検出された場合、制御回路７０ｈにより、増幅回路１０で増幅された高周波信号Ｓ４は、負荷回路３０を介して第４経路（スイッチトランジスタＴｒ１−４及びＴｒ２−４、伝送線路４０−４）を通過し、出力端子２１−４から出力される。

インピーダンス変換回路８０−１は、周波数ｆ１及び平均電力Ｐ１において、負荷インピーダンスＺ１を、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換する。同様に、インピーダンス変換回路８０−２は、周波数ｆ１及び平均電力Ｐ２において、負荷インピーダンスＺ２を、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換する。インピーダンス変換回路８０−３は、周波数ｆ２及び平均電力Ｐ１において、負荷インピーダンスＺ３を、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換する。インピーダンス変換回路８０−４は、周波数ｆ２及び平均電力Ｐ２において、負荷インピーダンスＺ４を、増幅回路１０より最大の効率かつ最大の出力を取り出すことのできるインピーダンスに変換する。

以上のように、第１１の実施形態によれば、インピーダンス変換回路８０−１〜８０−４によって、増幅信号の周波数と平均電力の組み合わせ毎に、負荷インピーダンスを最適化する。したがって、異なる無線周波数帯に対応し、かつ複数種類の通信モードに対応するマルチバンド、マルチモード携帯電話等に第１１の実施形態に係る高周波回路を用いた場合でも、変化する使用周波数帯に応じて、かつ異なる通信モードにおける増幅信号の平均電力に応じて最適なインピーダンス整合を行うことができ、増幅回路１０を周波数と平均電力の組み合わせ毎に個別に最適化することができる。このように、第１１の実施形態によれば、マルチバンド及びマルチモード化に適した高周波回路を提供することができる。

なお、第１１の実施形態に係る高周波回路は、第１の実施形態に係る高周波回路のマルチバンド化にマルチモード化を加える構成であったが、これに制限されず、第２〜第７の実施形態に係る高周波回路のマルチバンド化にマルチモード化を加える構成であってもよい。

また、第１１の実施形態に係る高周波回路では、選択回路５０ｄが増幅信号の周波数と平均電力の組み合わせに応じて伝送線路を選択するとしたが、これに制限されない。電力検出回路６１を電力検出回路６１ａに置き換えて増幅信号のピーク電力を検出し、選択回路５０ｄが増幅信号の周波数とピーク電力の組み合わせに応じて伝送線路を選択する構成であってもよい。

（第１２の実施形態）
第１２の実施形態では、第１〜第１１の実施形態に係る高周波回路が半導体装置として構成される場合において、半導体チップで構成される回路の範囲を説明する。なお、以下では、第４の実施形態に係る高周波回路を例に挙げて説明する。

図８に示した第４の実施形態において、選択回路５０ｂ及びインピーダンス変換回路８０−１〜８０−ｎのうちの少なくとも一部が、１つの半導体チップで構成される。選択回路５０ｂ内の各スイッチトランジスタ（Ｔｒ１−１など）は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で形成される。特に、各スイッチトランジスタが高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で形成される場合、チップ面積当たりのオン抵抗がＦＥＴよりも小さいため、信号通過時の信号損失が少なく、かつチップ面積の縮小化が可能となる。さらに、第４の実施形態の半導体チップ上に、インピーダンス変換回路８０−１〜８０−ｎに使用する容量素子やインダクタ素子を形成すれば、より集積化された小面積の半導体チップ内に、多機能かつ高性能の高周波回路を形成することができ、高周波回路の小型化および高機能化に効果が大きい。さらに、高周波回路の簡素化のために、制御回路７０ｂを半導体チップ内に取り込むことが望ましい。

以上のように、第１２の実施形態によれば、選択回路５０ｂ及びインピーダンス変換回路８０−１〜８０−ｎのうちの少なくとも一部を１つの半導体チップで構成することにより、高周波回路及び、当該高周波回路からなる高周波電力増幅装置の小型化および低コスト化が可能となる。

なお、第１２の実施形態による半導体チップ、増幅回路１０、負荷回路３０が樹脂またはセラミックで形成された基板に実装されてもよい。

また、上述した全ての実施形態において、各選択回路内のスイッチトランジスタはＦＥＴで構成されるが、ＨＥＭＴ、ＰＩＮダイオード（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ−Ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ−Ｎｅｇａｔｉｖｅ Ｄｉｏｄｅ）、またはメムス（ＭＥＭＳ：Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）など他のスイッチで構成されてもよい。さらに、各選択回路、及び各トランジスタ回路に含まれるスイッチトランジスタは、１個で構成してもよいし、複数個により構成してもよい。

また、上述した全ての実施形態において、増幅回路１０の増幅素子は、バイポーラトランジスタで構成されるが、異種接合バイポーラトランジスタ、シリコンゲルマニウムトランジスタ、ＦＥＴ、および絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など他のトランジスタで構成してもよい。さらに、増幅回路１０に含まれるこれらのトランジスタは、１個で構成してもよいし、複数個により構成してもよい。さらに、増幅回路１０は多段構成であってもよい。これらのトランジスタを用いて増幅回路１０を構成する場合、代表的には、エミッタ接地またはソース接地が使用される。この場合、入力端子はベース端子またはゲート端子であり、出力端子はコレクタ端子またはドレイン端子であり、共通端子はエミッタ端子またはソース端子である。

以上、実施の形態におけるこれまでの説明は、すべて本発明を具体化した一例であって、本発明はこれらの例に限定されず、本発明の技術を用いて当業者が容易に構成可能な種々の例に展開可能である。

本発明に係る高周波回路、当該高周波回路からなる高周波電力増幅装置及び半導体装置は、マルチバンド化又はマルチモード化に適しており、移動端末装置等に適用される。

本発明の第１の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図 伝送線路４０−１が選択された場合における図１に示した高周波回路の等価回路図 動作原理のインピーダンス変換を模式的に示した図 経路毎に負荷回路３０−１及び３０−２を設けた構成を示すブロック図 本発明の第２の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図 本発明の第３の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図 第１の実施形態、第３の実施形態、従来例における増幅回路１０のコレクタ効率を比較した図 本発明の第４の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図 本発明の第５の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図 本発明の第６の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図 本発明の第７の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図 本発明の第８の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図 本発明の第９の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図 増幅回路１０より出力される増幅信号の電力の時間経過を示す波形図 増幅回路１０より出力される増幅信号の電力の時間経過を示す波形図 図１４Ｂに示す増幅信号を生成する場合の電力効率を表す特性図 図１４Ａに示す増幅信号を生成する場合の電力効率を表す特性図 線形動作範囲ＲＬＮをピーク電力ＰＢ以下からピーク電力ＰＡ以下に低下させた場合の電力効率を表す特性図 本発明の第１０の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図 本発明の第１１の実施形態に係る高周波回路の構成例を示すブロック図 特許文献１に開示された選択回路の構成を示した図

符号の説明

１０ 増幅回路
２０ 入力端子
２１−１〜２１−ｎ 出力端子
３０、３０−１、３０−２ 負荷回路
４０−１〜４０−ｎ 伝送線路
５０ａ〜５０ｄ 選択回路
５１−１〜５１−ｎ、５１ａ−１、５１ａ−２ トランジスタ回路
６０ 周波数検出回路
６１、６１ａ 電力検出回路
７０ａ〜７０ｈ 制御回路
８０−１〜８０−ｎ、８０−２ａ インピーダンス変換回路
８００ 受動回路
９１ バイアス回路
９２ 電源回路
Ｔｒ１−１〜Ｔｒ１−ｎ、Ｔｒ２−１〜Ｔｒ２−ｎ、Ｔｒ１０−１、Ｔｒ１０−２、Ｔｒ２０、Ｔｒ８００ スイッチトランジスタ

Claims (17)

1. 高周波信号を増幅する高周波回路であって、
   前記高周波信号を増幅して増幅信号を出力する増幅回路と、
   前記増幅回路の出力と接続された負荷回路と、
   複数の伝送線路と、
   前記増幅信号の所定パラメータに応じて、前記複数の伝送線路の中から前記負荷回路の出力と接続する伝送線路を選択する選択回路と、
   前記選択回路で選択された伝送線路毎に、前記増幅回路から前記増幅回路の出力側をみたときの負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する変換回路と、を備える、高周波回路。
2. 前記変換回路は、前記伝送線路毎に設けられ、かつ対応する伝送線路と接続され、対応する伝送線路を通過する前記増幅信号の所定パラメータに応じて前記負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する複数のインピーダンス変換回路を含むことを特徴とする、請求項１に記載の高周波回路。
3. 前記選択回路は、前記増幅信号の所定のパラメータに応じてスイッチング動作を行う複数のスイッチトランジスタを各々が含み、前記複数の伝送線路の各々と前記負荷回路の出力との間に設けられた複数のトランジスタ回路を有し、
   前記変換回路は、前記トランジスタ回路毎に設けられ、かつ対応する前記トランジスタ回路の前記スイッチトランジスタ間に接続され、対応する前記トランジスタ回路を通過する前記増幅信号の所定パラメータに応じて前記負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する複数のインピーダンス変換回路を含むことを特徴とする、請求項１に記載の高周波回路。
4. 前記変換回路は、前記伝送線路毎に設けられ、対応する伝送線路を通過する前記増幅信号の所定パラメータに応じて前記負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する複数のインピーダンス変換回路を含み、
   前記インピーダンス変換回路毎に設けられ、対応する伝送線路が前記選択回路で選択された場合、対応する前記インピーダンス変換回路と前記負荷回路の出力とをスイッチング動作によって接続する複数のスイッチトランジスタをさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の高周波回路。
5. 前記複数の伝送線路は、第１及び第２伝送線路からなり、
   前記選択回路は、
   前記第１伝送線路と前記負荷回路の出力との間に設けられ、前記増幅信号の所定のパラメータに応じてスイッチング動作を行う複数の第１スイッチトランジスタを含む第１トランジスタ回路と、
   前記第２伝送線路と前記負荷回路の出力との間に設けられ、前記増幅信号の所定のパラメータに応じてスイッチング動作を行う複数の第２スイッチトランジスタを含む第２トランジスタ回路とを含み、
   前記変換回路は、
   前記第１スイッチトランジスタ間に接続され、前記第１伝送線路を通過する前記増幅信号の所定パラメータに応じて前記負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する第１インピーダンス変換回路と、
   前記第２トランジスタ回路に対応して設けられ、前記第２伝送線路を通過する前記増幅信号の所定パラメータに応じて前記負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する第２インピーダンス変換回路とを含み、
   前記第２スイッチトランジスタ間と前記第２インピーダンス変換回路との間に設けられ、前記第１伝送線路が前記選択回路で選択された場合、前記第２スイッチトランジスタ間と前記第２インピーダンス変換回路とをスイッチング動作によって接続する第３スイッチトランジスタをさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の高周波回路。
6. 前記複数の伝送線路は、第１及び第２伝送線路からなり、
   前記選択回路は、
   前記第１伝送線路と前記負荷回路の出力との間に設けられ、前記増幅信号の所定のパラメータに応じてスイッチング動作を行う複数の第１スイッチトランジスタを含む第１トランジスタ回路と、
   前記第２伝送線路と前記負荷回路の出力との間に設けられ、前記増幅信号の所定のパラメータに応じてスイッチング動作を行う複数の第２スイッチトランジスタを含む第２トランジスタ回路とを含み、
   前記変換回路は、
   前記第２スイッチトランジスタ間と接続され、前記第２伝送線路を通過する前記増幅信号の所定パラメータに応じて前記負荷インピーダンスを所定の負荷インピーダンスに変換する受動回路と、
   前記第２スイッチトランジスタ間と接続され、前記第１伝送線路が前記選択回路で選択された場合、スイッチング動作によって前記受動回路をバイパスさせる第３スイッチトランジスタとを含むことを特徴とする、請求項１に記載の高周波回路。
7. 前記変換回路がキャパシタンスで構成されることを特徴とする、請求項１に記載の高周波回路。
8. 前記変換回路がインダクタンスで構成されることを特徴とする、請求項１に記載の高周波回路。
9. 前記所定のパラメータは、前記増幅信号の周波数であることを特徴とする、請求項１に記載の高周波回路。
10. 前記所定のパラメータは、前記増幅信号の平均電力であることを特徴とする、請求項１に記載の高周波回路。
11. 前記増幅信号の平均電力に応じたバイアス電流またはバイアス電圧を表すバイアス出力を前記増幅回路に供給するバイアス回路をさらに備えることを特徴とする、請求項１０に記載の高周波回路。
12. 前記増幅信号の平均電力に応じた電源電圧を前記増幅回路に供給する電源回路をさらに備えることを特徴とする、請求項１０に記載の高周波回路。
13. 前記所定のパラメータは、前記増幅信号のピーク電力であることを特徴とする、請求項１に記載の高周波回路。
14. 前記増幅信号のピーク電力に応じたバイアス電流またはバイアス電圧を表すバイアス出力を前記増幅回路に供給するバイアス回路をさらに備えることを特徴とする、請求項１３に記載の高周波回路。
15. 前記増幅信号のピーク電力に応じた電源電圧を前記増幅回路に供給する電源回路をさらに備えることを特徴とする、請求項１３に記載の高周波回路。
16. 請求項１に記載の高周波回路における前記変換回路および前記選択回路の少なくとも一部を半導体チップで構成したことを特徴とする、半導体装置。
17. 請求項１６に記載の半導体装置と、請求項１に記載の高周波回路における前記増幅回路および前記負荷回路の少なくとも一部とを１つの基板上に形成したことを特徴とする、高周波電力増幅装置。

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