CN1367952A - 双频带、双模式功率放大器 - Google Patents

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Abstract

一种具有驱动放大级的功率放大电路,所述驱动放大级包括一个低频带驱动放大器(412)和一个高频带驱动放大器(402)。一个末级放大级包括一个用于放大数字式调制信号的线性模式放大器(404)和一个用于放大调频(模拟)信号的饱和(非线性)模式放大器(414)。一个转接网络(418)将驱动放大级和末级放大级连接在一起。根据所需要的运行模式可将适当的驱动放大器耦合到一个合适的末级放大器上而在多个频带之一中对模拟或数字射频(RF)信号进行最有效的放大。一个双通匹配电路(430)耦合到线性模式末级放大器(404)上以产生阻抗匹配使D－AMPS(800MHz频带)和PCS(1900MHz频带)的数字信号相分离。一个功率阻抗匹配电路(440)耦合到饱和模式末级放大器的输出上。

Description

双频带、双模式功率放大器
相关的申请
本申请是于1997年7月3日申请的系列号为No.08/888,168的未决美国专利申请(代理卷号EUS00502)和于1997年9月29日申请的系列号为No.08/939,870的未决美国专利申请(代理卷号EUS00806)的部分继续申请，上述专利申请均转让给了本申请的受让人，因此，上述专利申请在此引作参考。
发明背景
1.发明领域
本发明通常涉及功率放大器，特别是双频带、双模式功率放大器。
2.对相关技术的描述
在美国，联邦通信委员会(FCC)按照许可方案已颁发了蜂窝通信运行许可证，所述许可方案将全国分为地理上的业务市场。蜂窝通信许可证最初允许的射频(RF)区在800MHz的范围内。在美国，大部分800MHz蜂窝式电话系统利用高级移动电话业务(AMPS)模拟空中接口标准。后来又发展且执行了新一代800MHz频带空中接口标准即已知的D-AMPS。D-AMPS标准包括数字式和模拟式蜂窝通讯。因此，目前在美国存在以800MHz运行的模拟(AMPS)式和数字式(D-AMPS)蜂窝电话网络。
随着对蜂窝业务要求的提高，在“个人通讯业务”或PCS这个“遮盖伞”下，现在已发展了对声音、数据、传真和文字信息进行有效数字通讯的多种数字式空中接口标准。
在1900MHz频率范围内，在美国正在使用的PCS系统为如基于GSMTDMA(时分多址)或IS-95CDMA(码分多址)空中接口标准的系统。同时，存在的800MHz蜂窝系统也继续运行。
这样，目前在美国运用800MHz的模拟和数字式蜂窝系统及1900MHz的数字式PCS系统。希望从在800MHz运行的系统和在1900MHz运行的系统获取服务的移动用户必须分别利用可在蜂窝即800MHz频带和在PCS即1900MHz频带内运行的两种不同的移动式收发器，或者，优选利用可在两种频带范围内接收和发送RF(射频)信号的一个单个的“双频带”移动式收发器。此外，希望利用模拟和数字系统进行通讯的用户必须再利用两种不同的移动式收发器或最好利用单个“双模式”收发器。理想的情况为：一台移动式收发器就可进行双模式和双频带操作而为用户提供最大的灵活性和功能。
但是，这样就产生了一个问题即在移动式收发器中应用的功率放大器需进行特别优化以应用于特殊的频带(即PCS或AMPS)和特殊的模式(即模拟式或数字式)。这个问题体现在两种方式中：即一个是阻抗匹配的问题，一个是放大器的偏置问题。
为得到最大的效率，在传送之前，放大器输出端的阻抗必须与双工器/双通器的阻抗相匹配。但是，匹配电路的阻抗是以运行的频率为基础的。这样，为与在800MHz运行的放大器的阻抗相匹配而优化的常用匹配电路通常不能很好地与在1900MHz运行的相同放大器的阻抗相匹配。此外，放大器的阻抗依赖于运行的模式。因此，为与在AMPS模式中以800MHz运行的放大器的阻抗相匹配而优化的常用匹配电路不能充分地与在D-AMPS模式中以800MHz运行的相同放大器的阻抗相匹配。
由于放大器的效率而引起的偏置问题依赖于放大器的运行模式或类别，放大器的运行模式或类别是由所用的调制技术决定的。特别地，模拟通讯系统使用已知的调频(FM)技术就将模拟信息调制到载运信号上，而数字通讯系统采用数字式调制方式例如π/4 DQPSK(四相差分相移键控)调制方式。利用调频传送的信号通过一个偏置的功率放大器进行最有效地放大且在非线性或饱和模式下运行。相反，利用π/4DQPSK(四相差分移相键控)调制方式传送的信号通过一个偏置的功率放大器进行最有效地放大且在线性模式下运行。
对这些问题的一种可能的解决方案就是：如图1所示，对高频带(1900MHz)运行和低频带(800MHz)运行均提供一个独立的放大器链。但是，这种方案比较昂贵、冗余和浪费。此外，由于低频带放大器必须对数字信号和模拟信号进行放大，因此，低频带放大器的偏置问题仍然存在。
在具有单个放大器链的收发器中，对于阻抗匹配问题的一种可能的解决方案为：提供一种在其输出端具有独立且可转接的高通和低通匹配网的放大器。但是，开关必须可控制较高的功率，这就需要一个较大且成本较高的开关。此外，在800MHz的匹配也必须是一种混合匹配，这样，就引起了模拟模式中的效率损失。
对阻抗匹配问题的另一种解决方案就是提供一种宽频带功率匹配电路，这种宽频带功率匹配电路可覆盖所需频带且在传送频带时具有峰值。但是，当所需的匹配频率相差一个或多个倍频及每个频带中的所需带宽较窄时，这种构造易浪费带宽。费诺极值(Fano’s Limit)显示出：当存在一个电抗元件(如：晶体管的漏极-源极电容)时，对宽带匹配就会产生一个物理性限制。
在具有单一放大器链的收发器中，虽然阻抗匹配仍为常数，但现有技术中对阻抗匹配问题的解决方案通过提供单独的偏置电平来解决偏置问题。如果利用单个放大器对模拟信号和数字信号进行放大，必须对放大器进行偏置而只能满足线性要求同时尽量保持模拟效率。这种结构是无效的。随着无线电话的小型化，对功率消耗的要求也变得严格起来，这种无效的运行不是人们所需要的。
因此，在该领域中就需要一种既可在800MHz和1900MHz系统中有效运行又可在模拟和数字式系统中有效运行的功率放大器。这种双频带、双模式的功率放大器最好为上述问题提供一种综合的有效解决方案。
发明概述
本发明的一个目的是为无线电收发器提供一种功率放大电路以对线性或饱和运行模式中的RF(射频)信号进行有效放大。
本发明的另一个目的是提供一种功率放大电路以对多个频带或频率范围中的RF(射频)信号进行有效放大。
本发明的另一个目的为提供一种双频带、双模式功率放大电路，这种放大电路可选择性地被置于线性运行模式中以对DQPSK调制信号进行放大及置于饱和运行模式中而对调频信号进行放大。
本发明的上述及其它目的是在一个具有驱动放大级的功率放大电路中实现的，所述驱动放大级具有一个低频驱动放大器和一个高频驱动放大器。末级放大级包括一个用于放大数字式调制信号的线性模式放大器和一个用于放大调频(模拟)信号的饱和(非线性)模式放大器。一个转接网络将驱动放大级和末级放大级连接在一起。根据所需要的运行模式而可将适当的驱动放大器耦合到合适的末级放大器上，从而对多种频带之一中的模拟或数字射频(RF)信号进行最有效地放大。
将一个双通匹配电路安装到线性模式末级放大器上进行阻抗匹配及使D-AMPS(800MHz频带)和PCS(1900MHz频带)的数字信号相分离。将一个功率阻抗匹配电路耦合到饱和模式末级放大器的输出端。
放大电路包括分别与无线电话的数字式和模拟运行模式相对应而选择性地将放大电路置于线性模式或饱和模式的装置。在线性模式或数字模式中，将线性末级放大器偏置在on状态，而可将饱和模式放大器偏置于off状态。同样，在饱和或模拟运行模式中，将饱和模式末级放大器偏置在on状态，而可将线性放大器偏置于off状态。
当将放大电路选择性地分别置于线性模式或饱和模式时，放大电路可包括选择性地将第一双通匹配电路的输出端或低通匹配电路的输出端耦合到输出线上的装置。
参考附图并通过下文中的详细描述将使本发明的这些目的和其他目的以及特征和优点变得更加明确，在附图中相同的标号指示相同的元件。
附图说明
图1所示为现有技术中的一种已知双放大器链结构的示意图。
图2所示为用于双频带运行而具有双通功率匹配电路的单个放大器链的示意图。
图3所示为双频带、双模式放大器链的示意图。
图4所示为双频带、双模式放大器链的另一个实施例的示意图。
图5所示为图4所示实施例中所用的谐波抑制器的电路图。
具体实施方式
参考附图，下面将对本发明进行描述，图中显示了本发明的优选实施例。但是，本发明可通过多种不同的方式来实现而并不局限于图中所显示的具体实施例。此外，提供的优选实施例披露的内容是充分且完整的，它可将本发明的范围完整地传达给本领域的技术人员。
在本申请中，术语“双工器”和“双通器”均是指一个具有三个出口的选频分离器。应用双工器可使射频(RF)收发器通过一根共用天线在相邻的频率上同时进行传送和接收，而双通器将输入信号分为高频信号或低频信号。
首先参考图2，图中总地以标号200来指示双频带功率放大电路。功率放大电路200具有一个双通匹配电路205以与多频带功率放大器的阻抗相匹配。射频(RF)信号在射频(RF)输入口210处输入多频带放大器220。放大器220将射频(RF)信号放大，并在口225处将已放大的射频(RF)信号输出至双通功率匹配电路205。
在图2所示的实施例中，放大的射频(RF)信号将落入两个频带之一。但是，本领域的技术人员应认识到：可对本发明进行变更而在应用中与可将包含在多于两个频带中的射频(RF)信号进行放大的功率放大器相连。
落入第一频带的射频(RF)信号将通过滤波器/匹配电路230进入双工器235。同样，落入第二频带的射频(RF)信号将穿过滤波器/匹配电路240进入双工器245。
滤波器/匹配电路230阻挡第二频带中的射频(RF)信号同时为第一频带中的信号提供一个适当的阻抗匹配。同样，滤波器/匹配电路240阻挡第一频带中的射频(RF)信号同时为第二频带中的信号提供一个适当的阻抗匹配。
通过滤波器/匹配电路230的射频(RF)信号通过双工器235(如果需要的话)并进入双通器260而利用天线270进行传送。依据其中应用放大器200的通讯系统及是否需要在1900MHz进行全双工运行来判断双工器235是否为必要的。通过滤波器/匹配电路240的射频(RF)信号通过双工器245进入双通器260而利用天线270进行传送。
在系列号为No.08/888,168(代理卷号EUS00502)的未决美国专利申请中更详细地描述了图2中所示的实施例及其执行情况。
参考图3，图中总地以标号300来表示一个双模双频带功率放大电路。放大电路300最好包含在无线电话(未显示)的发送器或收发器中而对两个不同频带或频率范围中的模拟及数字信号进行放大，从而为无线电话提供了双频带、双模式功能。放大电路300包括与模式选择开关304相耦合的一个射频(RF)输入口302。根据无线电话是在数字模式下运行还是在模拟模式下运行，模式选择开关304的设置可分别将输入的射频(RF)信号向下传送至数字路径306或模拟路径308。模式选择开关304的位置是由来自无线电话中微处理器(未显示)的模式控制信号控制的。由微处理器提供的控制信号被用于选择性地将放大电路300置于线形运行模式或饱和(非线形)运行模式中。
数字路径306包括一个线性放大器310，线性放大器310将利用线性调制技术如DQPSK调制技术调制的信号进行有效放大。线性放大器310的输出端耦合到双通匹配电路330上，双通匹配电路330有效地将1900MHz信号与800MHz信号相分离，同时在两个频率范围内为线性放大器310提供一个阻抗匹配。双通匹配电路330的结构和功能将在下文中进行详细描述。
双通匹配电路330具有一个1900MHz的输出端334和800MHz的输出端336。1900MHz的输出端通过路径339耦合到双通器370，双通器370将1900MHz的输出信号耦合到天线380上。此外，例如在CDMA或多基TDMA系统中，如果对于1900MHz的运行需要进行全双工运行，在1900MHz的输出端334和双通器370之间可布置一个双工器。
模拟路径308包括一个非线性放大器320，非线性放大器320可将调频信号进行有效放大。非线性放大器320的输出端耦合到一个匹配电路340上，匹配电路340为非线性放大器320提供了50欧姆的阻抗匹配。匹配电路340也有助于抑制可反馈至1900MHz路径339的谐波。
由于分别布置了独立的线性和非线性放大器310、320，非线性放大器可作为一个深度饱和的C级放大器或一个转换模式的E级放大器而运行。在原来的解决方案中应用单个放大器进行所需的线性和非线性放大而使偏置的放大器(AB级)只能满足线性需要且尽量保持非线形效率。这种结果就是一种混合匹配而不能较好地进行线性或非线性放大。本发明克服了这种限制而提供了一种可对不同频带中的信号进行有效放大的放大电路。
匹配电路340在线345上的输出及双通匹配电路330在线338上的800MHz的输出均提供给高功率开关350。根据蜂窝电话分别是在数字模式或模拟模式下运行，高功率开关350就与双通匹配电路330的800MHz的输出(与数字式800MHz信号相对应)相耦合或将匹配电路340的输出(与800MHz的模拟信号相对应)通过输出线361耦合到双工器361上。随着模式选择开关304的转换，高功率开关350受到来自无线电话微处理器的模式控制信号的控制。此外，高功率开关350为线性放大器310提供了隔离作用，这样就可阻止由非线性放大器320和匹配电路340对线性放大器310施加负载。
通过根据所需要的蜂窝电话的运行模式(即数字式或模拟式)而将Vcc(话音控制载波)输入316、326在on或off状态之间转换就可为线性放大器310和非线性放大器320提供直流(DC)偏置。
双工器360是一种常规的双工器，它可在800MHz进行全双工运行。双工器360将800MHz的信号耦合到双通器370上，双通器370顺次将信号耦合到天线上进行传送。
图3中所示的实施例特别适用于TDMA收发器，TDMA收发器在1900MHz进行半双工运行。但是，如上所述，通过在路径339中提供一个附加的双工器就可使电路较容易地适用于CDMA或多基TDMA收发器中而在1900MHz进行全双工运行。
双通匹配电路330与图2中所示的双通匹配电路205基本相同，在系列号为No.08/888,168(代理卷号EUS00502)的未决美国专利申请中对双通匹配电路330进行了详细描述，在此不再作进一步的讨论。在系列号为No.08/939,870(代理卷号EUS00806)的未决美国专利申请中对图3所显示的实施例和实现方式进行了更详细描述。
现在参考图4，图4中通常以标号400来表示第二种双频带、双模式放大器构造。放大器400通过将放大器分为一个驱动级和一个末级且根据所需要的放大器400的运行模式来选择性地耦合驱动级和末级而对图2和图3中所示的设计进行了改进。放大器400包括一个1900MHz的驱动放大器402和一个800MHz的驱动放大器412，驱动放大器402被调谐和偏置而对1900MHz频带中的信号进行有效放大，驱动放大器412被调谐和偏置而对800MHz频带中的信号进行有效放大。
放大器400还包括一对末级放大器404和414。末级放大器404受偏置和调谐而作为一个AB级放大器进行线性运行而对数字式调制射频(RF)信号进行有效放大，而末级放大器414受偏置和调谐而以有效的运行模式进行饱和运行而对调频模拟射频(RF)信号进行有效放大，所述有效的运行模式为例如深度饱和的C级放大器或转换模式的E级放大器或其他一些高效运行模式。
驱动级放大器402、412与末级放大器404、414可通过转接网络418相连，转接网络418包括开关422、424和426。每个开关422、424和426均可是一个场效应晶体管(FET)开关，它们的设计对本领域技术人员来说是公知的。本领域的技术人员也可用其他适当类型的开关来替代这些开关。开关422、424和426的开启/闭合状态可通过来自相关微控制器或其他控制逻辑结构(未显示)的控制线(未显示)进行控制。
开关422将1900MHz驱动放大器402的输出耦合到线性末级放大器404的输入上。800MHz驱动放大器412的输出耦合到节点428上。节点428再通过开关424与线性末级放大器404的输入相耦合及通过开关426与饱和末级放大器414的输入相耦合。
末级放大器404的输出信号经过双通匹配电路430，并根据信号的频率而进入双工器460(如果需要)或双工器465(经过开关445)，双通匹配电路430对信号进行滤波并使其通过。
在一个实施例中，在1900MHz驱动放大器402的输出和开关422之间布置一个第一滤波器410，在800MHz驱动放大器412的输出和节点428之间布置一个第二滤波器420。这些滤波器410、420在末级增益级之前对输入信号进行滤波，从而提供滤去噪音的接收频带且减少了信号的谐波。在一个实施例中，滤波器410、420为表面声波(SAW)带通滤波器，这种滤波器的设计在本领域中是公知的。
通过向末级放大级提供滤波的信号，线性放大器可更有效地进行末级放大。将滤波器放置在放大器的增益级之间可利用一个或更少的极执行双工器460、465的功能，这样就减少了整个放大电路400上的插入损失，从而降低了直流(DC)电流损耗。因为放大器400的插入损失较低，末级放大器级就不必大量提高输出射频(RF)功率。这就产生了多种所需要的结果，包括模具尺寸较小及直流(DC)电流的损耗较低。
在一个实施例中，将一个谐波抑制器455耦合到双通匹配电路430的输入上。谐波抑制器455的功能是减少由双通匹配电路430输出的信号的谐波并将VDD供应至末级放大器404。图5中显示了谐波抑制器455的一个实施例，该谐波抑制器455包括一个与一对并列可转接电感器520、525相耦合的高功率开关510。
电感器520、525顺次与电容器530相耦合，电容器530耦合到双通匹配电路430的输入上。电感器520和电容器530相组合而形成一个在800MHz产生谐振的并列谐振电路，而电感器525和电容器相组合而形成一个在1900MHz产生谐振的并列谐振电路。这样，根据开关510的状态(开关510的状态是根据放大器400的运行状态而设置的)，谐波抑制器455将运行而削弱800MHz频带或1900MHz频带中的谐波信号。与开关422、424和426相似，开关510也受到自相关微控制器的控制线路(未显示)或其他控制逻辑装置(未显示)的控制。
由于线性末级放大器404是在AB级模式下运行的，输出信号的谐波要高于利用A级放大器时的谐波。因此，在末级放大器404的输出端提供一个谐波抑制器就可通过限制至所需频率的输出能量而增大末级放大器404的效率。
再次参考图4，可以以多种选择模式之一来运行放大器以放大800MHz频带中的模拟或数字信号或1900MHz频带中的数字信号。对于1900MHz的运行模式来说，开关422闭合而开关424开启。此外，在1900MHz的运行模式中，开关426可开启以对末级放大器404、414进行辅助隔离。1900MHz频带中的数字式调制输入信号通过输入终端405输入放大器400并提供给1900MHz的驱动放大器402。由1900MHz驱动放大器402输出的信号耦合到末级放大器404的输入上，如上所述，末级放大器404受偏置而以线性模式运行。放大器404对数字式调制信号进行有效放大并将放大的信号输出至双通匹配电路430。
为对800MHz频带中的模拟射频(RF)信号进行放大，(800MHz模拟模式)开关422和424开启而开关426闭合。800MHz频带中的调频(即模拟式或FM)输入信号通过输入终端415输入放大器400并提供给800MHz的驱动放大器412。由800MHz驱动放大器412输出的信号通过闭合的开关426耦合到末级放大器414的输入上。末级放大器414受偏置而以饱和模式运行，从而对调频(FM)信号进行有效放大并将放大的信号输出至匹配电路440。
为对800MHz频带中的数字式调制(例如：π/4 DQPSK)射频(RF)信号进行放大，(800MHz数字模式)开关422和426开启而开关424闭合。800MHz频带中的数字式调制输入信号通过输入终端415输入放大器400并提供给800MHz的驱动放大器412。由800MHz驱动放大器412输出的信号通过节点428和开关424耦合到末级放大器404的输入上。如上所述，末级放大器404受偏置而以线性模式运行。放大器404对数字式调制信号进行有效放大并将放大的信号输出至双通匹配电路430。开关445的运行方式与图3中所述的开关350的运行方式相似。
上面参考本发明的优选实施例而对其进行了描述，本领域的技术人员应认识到：本发明并不仅限于此处所描述和显示的具体实施例。除了此处所述显示和描述的实施例之外，本发明还具有不同的实施例和应用情况，在不脱离本发明的实质和范围的情况下，前面的描述内容和附图说明可明确或合理地暗示出本发明的多种变更、变化及等同的布置。因此，本发明的范围只受到所附的权利要求的范围的限制。

Claims (9)

1.一种用于对放大射频(RF)信号进行放大的功率放大电路，所述功率放大电路可选择性地在线性模式或非线性模式下运行，且可选择性地运行以对第一频带中或第二频带中的射频(RF)信号进行放大，其特征在于该功率放大电路包括：
一个第一驱动放大器(402)用于对第一频带中的射频(RF)信号进行放大；
第一和第二末级放大器(404，414)；
与所述第一末级放大器(404)相耦合的一个双通匹配电路(430)；
一个转接网络(418)，与所述放大电路分别被置于线性或非线性运行模式中相对应，该转接网络选择性地分别将所述第一驱动放大器(402)耦合到第一和第二末级放大器(404，414)上。
2.根据权利要求1所述的功率放大电路，其特征还在于：
该电路包括：
一个与所述第二末级放大器的输出相耦合的低通匹配电路(440)；
开关电路(445)，该开关电路(445)与所述双通匹配电路的第一输出和所述低通匹配电路(440)的输出相耦合，从而，在所述放大电路选择性地分别置于线性模式或非线性模式时，该开关电路(445)可选择性地将所述第一双通匹配电路的输出或所述低通匹配电路的输出耦合到输出线上。
3.根据权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于该功率放大电路还包括：
用于对第二频带中的射频(RF)信号放大的第二驱动放大器(412)；
其中，所述转接网络(418)包括耦合在所述第一驱动放大器(402)和所述第一末级放大器(404)之间的一个第一开关(422)。
4.根据权利要求3所述的功率放大电路，其中，所述转接网络(418)还包括：与所述第二驱动放大器(412)的输出相耦合的一个节点(428)；耦合在所述节点(428)和所述第一末级放大器(404)的输入之间的一个第二开关(424)；耦合在所述节点(428)和所述第二末级放大器(414)之间的一个第三开关(426)。
5.根据权利要求4所述的功率放大电路，其特征在于：在所述第一驱动放大器(402)和所述第一开关(422)之间布置有一个第一滤波器(410)，在所述第二驱动放大器(412)和所述节点(428)之间布置有一个第二滤波器(420)。
6.根据权利要求3所述的功率放大器，其特征在于：一个谐波抑制器(455)耦合在所述第一末级放大器(404)的输出上。
7.根据权利要求5所述的功率放大器，其中，所述第一和第二滤波器(410，420)为表面声波滤波器。
8.一种用于对放大射频(RF)信号进行放大的功率放大电路，所述功率放大电路可选择性地在线性模式或非线性模式下运行，且可选择性地运行以对第一频带中或第二频带中的射频(RF)信号进行放大，其特征在于该功率放大电路包括：
具有高频带输入(405)和低频带输入(415)的一个驱动放大级；
具有一个线性放大器(404)和一个非线性放大器(414)的末级放大级；
根据一种选择模式而使所述驱动放大级和所述末级放大级相耦合的一个转接网络(418)。
9.根据权利要求8所述的功率放大电路，其特征在于：在所述驱动级和所述转接网络之间布置有一个滤波级(410，420)。
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WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication