CN1135688C - 用于远程通信的设备和方法 - Google Patents

用于远程通信的设备和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN1135688C
CN1135688C CNB98802814XA CN98802814A CN1135688C CN 1135688 C CN1135688 C CN 1135688C CN B98802814X A CNB98802814X A CN B98802814XA CN 98802814 A CN98802814 A CN 98802814A CN 1135688 C CN1135688 C CN 1135688C
Authority
CN
China
Prior art keywords
filter
frequency band
power amplifier
pattern
pin diode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB98802814XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN1249079A (zh
Inventor
T
T·波林
P·-O·布兰德特
U·因贝里
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Original Assignee
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB filed Critical Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Publication of CN1249079A publication Critical patent/CN1249079A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1135688C publication Critical patent/CN1135688C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0153—Electrical filters; Controlling thereof
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H03F3/1935—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices with junction-FET devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/72—Gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0123—Frequency selective two-port networks comprising distributed impedance elements together with lumped impedance elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
    • H03H7/1775—Parallel LC in shunt or branch path
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
    • H03H7/1791—Combined LC in shunt or branch path
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transceivers (AREA)

Abstract

本发明涉及用于射频信号的能有效抑制谐波的一个功率放大器设备(10)，这种功率放大器设备可以在至少两个单独的主频带上进行切换，这里，允许与第一主频带相对应的谐波可以和至少一个第二主频带的频率范围相重叠。功率放大器设备(10)包括一个功率放大器(1)以及一个阻抗匹配电路(2)，这个阻抗匹配电路可以用PIN二极管来进行切换，它还为每个单独的主频带提供合适的负载阻抗。另外，该功率放大器设备包括一个滤波器设备(3)，这个滤波器设备包括一个固定低通滤波器(3b)以及一个可切换滤波器(3a)，这个可切换滤波器(3a)用作可接入也可脱离开的限波滤波器，它至少包括一个可逆PIN二极管。在第一模式中，这个可切换滤波器(3a)允许在第一主频带内传递信号，同时抑制与这一主频带相对应的至少一阶谐波。在第二模式中，第二主频带被没有明显损耗地传送，且由固定低通滤波器(3a)对谐波进行抑制。

Description

用于远程通信的设备和方法
                      发明领域
本发明涉及一种在具有至少两个独立主频带的射频信号中抑制与这些主频带相对应的谐波的设备和方法。本发明还涉及一种用于射频信号的功率放大器设备，它可以在至少两个独立的主频带之间进行切换。
                      背景技术
用于高效射频发射机的大多数功率放大器都工作在近似于饱和状态，因此，它们除了产生所需的射频信号频率外，还会对这一频率的谐波产生出不可忽略掉的能量。在为只有一个固定频带而设计的功率放大器中，借助于在功率放大器的出口和天线之间的低通滤波器，对这些谐波进行滤波。
在所产生的谐波中，一般来说二次和三次谐频(tone)比较显著，这与比主频的频率分别高两或三倍的频率相对应。如果来自较低频带的谐波落入较高的频带中，则会在构造为两个独立频带而设计的发射机中产生特殊困难。例如如果用于移动电话的一个移动站兼有GSM和DCS频带时，就属于这种情况。GSM系统(全球移动通信系统)可以工作于许多频段。除了在900MHz(GSM-900)的原有GSM频段外，还有1900MHz的GSM系统。另外，工作在1800MHz处的DCS系统也可被认为是一个GSM系统。但是，在下面的说明中，术语GSM将只用于其窄定义GSM-900。在用于GSM的移动站中的功率放大器具有大约为900MHz的中心频率，以及3W的输出功率，而用于DCS(数字蜂窝系统)的功率放大器工作在大约1800MHz、1.5W的状态下。
由于DCS频带主要位于为GSM频带两倍高的频率上，所以如果将普通的功率放大器同时用于这两个频带，则会发生谐波滤波问题。在这种情况下，就不能使用一个通用的固定低通滤波器对其进行滤波。
我们知道，早先是使用两个独立的、并行排列的发射链路以及一个与这些链路相连的射频切换电路来选择当前所需的频带。EP 500 434给出了一种用于移动电话的功率放大器模块，这种移动电话是专用于两个独立的射频频带的。这种模块具有包括放大器电路和带通滤波器的两个平行链。通过含有PIN二极管的耦合电路和去耦合电路，使来自这些链的信号被传导到天线出口。这些开关电路是这样构成的，即使得当前所用的放大器电路与另一个链的放大器电路的输出断开。
PIN二极管是用于切换射频信号时，常常会用到的一个器件。对于射频信号，PIN二极管在导通状态时具有低串联阻抗，而在反向状态时具有高阻抗。另外，在导通状态，PIN二极管需要相对较低的控制电流。
但是，PIN二极管具有寄生电感和寄生电容。这意味着PIN二极管在导通状态下本质上具有电感特性，而在反向状态下，它本质上具有电容特性。SU 1532 982给出了一种用于波导的毫米波开关，其中PIN二极管被用作切换装置。由于PIN二极管是在第一位置与一个外部电容组合在一起，而构成了一个阻挡这一信号频率的并联谐振回路，所以这里，用PIN二极管的内部电抗特性来补偿一个特定的信号频率。在另一个位置，PIN二极管与一个外部电感一起构成用于同一信号频率的一个串联谐振回路。
与用于一个频带的放大器设备相比，如上所述的具有两个并行的功率放大器链的已知方案需要更多数目的器件。由于用于移动电话的功率放大器是一种昂贵的器件，所以，这会导致更高的材料成本，并且需要额外的空间。这是一个非常重要的缺陷，尤其是在移动电话中，这是因为移动站内的空间是一种重要的限制因素。
                      发明概述
这样，最好是能提供一种用于射频信号的功率放大器设备，这种功率放大器设备包括一个滤波器设备，这个滤波器设备试图为至少两个独立的主频带抑制谐波。尤其是，最好还能抑制那些其频率范围与其它主频带的频率范围相重叠的谐波。本发明试图解决以上问题。
这个问题是通过创建一个滤波器设备而得以解决的，这种滤波器设备的功能与一个第一固定滤波器和一个可切换第二滤波器的组合相对应，它最好包括一个用作可切换装置的PIN二极管。在第一模式下，将可切换第二滤波器排列为能抑制与至少一个第一主频带相对应的至少一阶谐波。在第二模式下，对可切换第二滤波器进行排列，使其能为至少一个第二频带提供良好传输，第二频带是频率更高的主频带。对所述具有一个固定特性的第一滤波器进行排列，以便它可衰减更高阶谐波。
可切换滤波器最好包括至少一个并联耦合谐振电路设备。它还包括一个第一电抗器件和一个PIN二极管的并联耦合。这一并联耦合与一个第二电抗器件串联连接。通过经由处于所述第一或第二模式之一的一种模式中的二极管而注入直流电流，使其变为低阻抗，而处于所述第一或第二模式中另一种模式内的PIN二极管保持为高阻抗状态，二极管的内部电抗特性以这样一种方式改变，使得PIN二极管在第一位置与所述第二电抗器件组合在一起，构成了一个串联谐振电路，其中所述第一位置是与所述第一或第二模式中的一种相对应的，而所述串联谐振电路具有一个适用于所讨论频带的第一谐振频率。在相应的第二位置，PIN二极管与所述第一电抗器件一起，构成了一个并联谐振电路，该并联谐振电路具有适用于所讨论频带的一个第二谐振频率。这一第二谐振频率可与第一谐振频率具有相同的数值。
所述谐振频率被调整，这样在所述第一模式中的可切换滤波器衰减对应于所述第一主频带的至少一阶谐波的量，而在所述第二模式中的可切换滤波器，为至少一个第二频带即更高频率的主频带提供良好的传输。
依据发明的最佳实施例，上述类型的若干并联耦合谐振电路装置可组合在一起，它们最好是通过适当长度的传输导体而被分隔开。
本发明的一个目的是实现一种设备和方法，用于具有至少两个可供选择的独立的主频带的射频信号中抑制与这些主频带相对应的谐波。
本发明的另一个目的是实现一种功率放大器设备，它可在两个独立的主频带之间进行切换，以用于对谐波进行了有效抑制的射频信号。
本发明的一个重要的优点是创建了一种设备和方法，用于具有至少两个独立的主频带的射频信号，以便能抑制与这些主频带相对应的谐波，其中可允许谐波与所述主频带中至少一种的频率范围相重叠。
本发明的另一个优点是创建一种可在两个独立的主频带间进行切换的功率放大器设备，以用于有效地抑制谐波的射频信号，其中该功率放大器设备满足严格的成本需求、功率耗费需求以及空间需求。
将通过借助于参考附图所举的例子而作的更详细的说明，来解释本发明。
                      附图说明
图1是一个信号/频率图，它说明了本发明中射频信号的一个例子，以及它们彼此之间的频率关系。
图2是依据本发明的一个功率放大器设备的综合方框图。
图3a显示了用于导通状态下的PIN二极管的等效图。
图3b显示了用于反向状态下的PIN二极管的等效图。
图4显示了一个接线图，它表示了依据本发明而制作的一个阻抗匹配电路。
图5显示了一个接线图，它显示了依据本发明而制作的一个可切换滤波器。
图6a与图5相比，是一个被简化了的接线图，它说明了在这一例子中，用于第一模式下的频率较低的主频带的一个等效电路图。
图6b与图5相比，是一个被简化了的接线图，它说明了在这一例子中，用于与第一模式下的一个第一频带即频率较低的主频带相对应的一阶谐波的等效电路图。
图7与图5相比，是一个被简化了的接线图，它说明了在这一例子中，用于第二模式下的第二频带即频率更高的主频带的等效电路图。
图8是依据本发明的谐振电路设备的接线图。
图9是图5所示电路的、用于可切换滤波器的另一个实施例。
图10显示了用于可切换滤波器的、另一种可行的实施例的简化接线图。
图11是一个信号/频率图，它显示了在本发明中的射频信号的另一个例子，以及它们彼此之间的频率关系。
图12表示了移动站的简化方框图。
                    最佳实施例
在图1中，字母f表示频率，字母S表示信号强度，图1显示了用于来自一个功率放大器的两个射频信号S1和S2的频谱。这一功率放大器表现出了某种非线性，它会使被放大的信号中出现谐波。信号S1中的主要功率在主频带51中。这个主频带51具有中心频率f1。与对所有的频带宽度的情况相同，就所显示的频率刻度而言，这个频带的带宽在图中被夸大了。信号S1另外还包括若干与一些谐波相对应的频带，这些谐波是图中所示的一次谐波52、二次谐波53和三次谐波54。它们分别具有各自的频率中心2f1、3f1、4f1，它们是主频带中心频率f1的整数倍。同样，这里显示了对于信号S2的、具有中心频率f2的一个主频带61，以及具有中心频率2f2的谐波62。
在试图发射一个固定频带内的信号的射频发射机中，一般可借助于固定低通滤波器将所产生的任何谐波滤除。在图中示出了这样一个滤波器的传输函数H3b。如果将该滤波器用于信号S2，则频带62与任何其它高阶谐波一起被滤除，而保留了所需的主频带61。但是，如果要用单独的一个射频发射机发射信号S1和S2，并对两个频带51、61用一个普通的功率放大器设备对信号进行放大，则会出现问题。由于2f1基本上与f2相吻合，正如图中所看到的那样，频带52将会与主频带61部分地重叠。因此，不能作出有效抑制信号S1和S2内的所有谐波的一个固定的、通用滤波器结构。这种情况基本上与在设计用于移动电话系统GSM和DCS的双频带移动站时所发生的情况相符，其中GSM频带位于大约900MHz处，而DCS频带位于大约1800MHz处。在对本发明这一例子的后续说明中，术语GSM信号将用于信号S1，而DCS信号用于信号S2。
在图2中，用简化了的方框图来表示依据本发明一个实施例的用于功率放大的设备，以及射频信号的发射。在这个例子中，一个功率放大器设备10与一个发射机天线4相连，其中功率放大器设备10被包括在用于移动电话系统GSM和DCS的移动站的发射机部分内。功率放大设备10是可切换的，以便在第一模式下处理GSM信号并在第二模式下处理DCS信号。
功率放大器设备10包括一个功率放大器1，该功率放大器1具有一个标记为IN的入口以及一个出口O1。另外，功率放大器设备10包括一个阻抗匹配电路2，以及与这一阻抗匹配电路的输出O2相连的滤波器设备3，其中阻抗匹配电路2可使用于功率放大器1的负载阻抗与两个频带相匹配。发射机天线4与滤波器设备3的输出O3相连。在这个例子中，所讨论的移动站包括一个独立的接收机天线，当然，也可将接收机天线与发射机天线集成在一起。在这种情况下，在滤波器设备3和天线4之间适当地会有一个天线切换电路，使移动站的接收机部分与来自移动站发射机部分的发射信号相隔离。
具有合理效力的所有功率放大器在其出口处都是阻抗匹配的。这意味着对于功率放大器1，它必须向所讨论的频带提供一个负载阻抗匹配。这一负载阻抗通常要比天线的阻抗低。由此，功率放大器设备10包括一个可切换阻抗匹配电路2，该可切换阻抗匹配电路2根据每一种模式，而向功率放大器1的出口分别提供一个优化阻值。
另外，正如可从图2中看到的那样，滤波器设备3包括一个第一滤波器即固定滤波器3b以及一个第二滤波器即可切换滤波器3a，这两个滤波器是串联排列的。第一滤波器3b具有一个低通特性，该特性在图1中由用于传输函数H3b的曲线来表示。正如从图1中可以看到的那样，这一滤波器3b具有既覆盖了GSM信号S1的主频带51又覆盖了DCS信号S2的主频带61的一个通带，并具有一个截止频率fg，这样，GSM频带信号的、在图1中标记为53的二次谐波(基本上与3·900＝2700MHz相对应)被衰减到一个令人满意的程度。同时，该第一滤波器3b还抑制了所有更高阶的谐波。
在图2中，第一滤波器3b放置在第二滤波器3a之后。也有可能改变这些滤波器的顺序，以使第一滤波器3b排列在第二滤波器3a之前。
在第一模式下，可切换滤波器3a能允许在GSM信号的主频带51内的信号通过，同时抑制这些信号的一次谐波，该谐波在图1中标记为52的频带内的，并且大体上位于1800MHz处。在图1中，勾画了在这种第一模式下的，用于可切换滤波器3a的传输函数H3a。正如可从图中看到的，在这种模式下的滤波器具有一种带阻特性。滤波器3a的这一特性仅仅被看作是一个例子。对于这个滤波器，重要的是在这种模式下，它抑制了在频带52内的临界谐波(critical harmonics)，与此同时，它还发送主频带51，而不会有明显的损耗。滤波器对于残余频谱的这一特性是最重要的。
在第二模式中，可切换滤波器3a允许带有边带衰减的DCS信号的主频带61通过。在第二模式中，在GSM频带上没有可用的入口信号，所以在这一模式中，我们最感兴趣的是900MHz附近的传输状态。
在图1中还勾画了在这个第二模式中的可切换滤波器3a的传输函数H3a。正如可从图中看到的那样，就振幅来说，在这一模式下的滤波器具有基本上是全通的特性。对于第二模式，用于滤波器3a的所述特性同样也仅仅是被看作一个例子。所必需的是，在第二模式下的滤波器传送伴有边带衰减的临界(critical)主频带。滤波器的特性对于残余频谱的特性是最不重要的。
图3a显示了通过一个PIN二极管而注入直流，从而使该二极管为低阻抗时，该PIN二极管的等效电路图。这样，当一个射频信号光顾这个在图中标记为DON的二极管时，该二极管基本上相当于一个电感LON与一个电阻RON串联。对于大约10mA的控制电流，电阻RON的谐振阻值为1Ω。
图3b显示了当通过PIN二极管的直流可忽略不计，而使得该二极管处于高阻抗状态时，PIN二极管的相应的等效电路图。这样，当一个射频信号光顾现在又标记为DOFF的二极管时，该二极管就相当于一个电感LOFF与并联连接的电阻ROFF及电容COFF串联在一起。电阻ROFF的谐振值依赖于这种情况下的阶次或为10KΩ。电感LOFF的值与该二极管在二极管导通状态下的电感LON的值基本相匹配。
以下，将结合对图2的讨论来介绍阻抗匹配电路2，在图4中更详细地显示了该阻抗匹配电路。正如可从图4中所看到的那样，阻抗匹配电路2包括一个在这里以微带器件26的形式所体现的传输导体，以及一个并联连接的第一电容C27。微带器件的一端构成对这一阻抗匹配电路2的入口，该入口与功率放大器1的出口O1相连。微带器件的另端是该阻抗匹配电路的出口O2。第一电容C27的一端连在微带器件26的一个点上，另一端连在固定参考电位VREF上。另外，阻抗匹配电路2还包括一个第二电容C28，它的一端与微带器件26的一个点相连，该点比第一电容C27与该微带器件相连的点更靠近出口O2。第二电容C28使其第二端通过一个开关装置S29与参考电位VREF相连。
一种通用阻抗匹配方法是使用沿微带导体放置的并联连接的电容。这样，与用于较低频率的器件相比，对较高频率的匹配会导致更短的微带导体以及具有更低值的电容。这样，用于DCS的阻抗匹配电路可被构造为用于GSM的匹配电路的一部分。
这样，这里所用的阻抗匹配电路2包括两个所述的电容C27和C28，它们被微带器件26的部件分开。内部第一电容C27是这样一个电容，如果仅需要对DCS信号进行匹配，则得到的是该电容。当传送GSM频带上的信号时，使用外部第二电容C28，并且在使用DCS频带时，也使用外部第二电容C28。这一开关作用是依据已知技术，通过改变PIN二极管的偏置来实现的。
这样，在阻抗匹配电路2中，PIN二极管用作一个开关装置S29。因此，电容C28可由开关控制其接入或不接入，以改变负载阻抗。在功率放大器设备的第一模式下，当发射GSM信号时，依据已知技术，注入直流，使其经由一个DC连接网络(图中未示出)而穿过PIN二极管。这样PIN二极管将为低阻抗。因此，电容C28将被连上，而且，阻抗匹配电路2将会提供用于功率放大器1的第一负载阻抗值。这个第一负载阻抗值确保功率放大器会在900MHz处有良好的匹配。在另一种模式即专用于DCS信号的放大和传输的模式中，穿过PIN二极管的直流被切断，这样PIN二极管就被断开了。在这种情况下，阻抗匹配电路2将具有第二负载阻抗值，这样功率放大器对于1800MHz将是阻抗匹配的。
这种匹配方法的一个重要优点是：利用阻抗匹配电路2，它有可能获取对GSM信号的一次谐波的一定数量的衰减，这是由于当发射GSM信号时，不能对1800MHz进行很好的匹配。如果用一个传输传导器件将匹配电路与后续可切换滤波器3a隔开，则第一模式下的匹配电路2a的这一滤波功能就得以加强，其中传输传导器件的长度在1800MHz处基本上与波长的1/4相对应。
要设计一种得大于失的固定的匹配电路同样显示出难度。考虑到简单性和坚固性，依据本发明的可切换阻抗匹配电路的质量比任何一个固定匹配电路都要高。
图5更详细地显示了联系图2所讨论的可切换滤波器3a，尽管它得到了某种程度的简化。与阻抗匹配电路2的出口O2相连的可切换滤波器3a的入口与传输传导器件25的一端相连，传输传导器件25的另一端与这一可切换滤波器设备3a的出口O3a相连，在出口O3a处得到了经滤波的信号。可切换滤波器设备3a的入口还与属于第一谐振电路设备22的总共两个端口中的第一端口相连。这个第一谐振电路设备22包括一个第一电感L22与第一开关装置S22的第一并联连接电路，它是为PIN二极管所构造的，同时还包括第二电感L21与第一电容C21的第二并联连接电路，其中这第二并联连接电路与第一并联连接电路串联在一起。属于第一谐振电路设备22的两个端口的第二端口与所述固定参考电位VREF相连。
传输传导器件25具有一个长度，该长度大约与1800MHz的1/4波长对应。在与出口O3a相连的这一传输传导器件25的一端，连接有一个第二谐振电路设备24。这包括一个第三电感L24、一个第二电容C23、一个第四电感L23以及一个第二开关装置S24。在这一例子中，它具有与第一谐振电路设备22相同的结构，还有一个与参考电位VREF相连的端口。
在谐振电路设备22中，在第二并联连接中的第二电感L21和第一电容C21是如此匹配的，以使得它们形成一个具有某种谐振频率的并联谐振电路，该谐振频率基本上与GSM信号的主频率相对应。这意味着谐振电路设备22相对于参考电位VREF具有高阻抗。这样，GSM信号的主频带将不会受到该谐振电路设备的很大影响，因此，将会获得对这一频率范围内的信号的良好传输。
对于可切换滤波器3a，在第一模式下，PIN二极管是导通的。这样，它本质上将具有一个感性特征。与所述第一电容C21一起，从而使PIN二极管形成一个串联谐振电路。该串联谐振电路具有一个谐振频率，该电路如此匹配，使得该串联谐振电路产生覆盖了除GSM信号的一次谐波以外的一个阻带。这样，这一串联谐振电路对这一谐波处的信号功率提供了令人满意的衰减。
对可切换滤波器3a，在第二模式下，PIN二极管处于高阻抗状态，此时它本质上具有容性特征。与所述同PIN二极管并联的第一电感L22一起，从而使得PIN二极管形成了一个并联谐振电路，该并联谐振电路具有与在图1中标记为61的DCS信号的主频带基本上相对应的谐振频率。这一并联谐振电路可保证其在第二模式下，对这一频带处的信号进行良好的传输。
对于滤波器的功能来说，第二电感L21和第四电感L23并不是十分必要的。如果没有这两个电感，在900MHz处的信号将会把谐振电路设备22和谐振电路设备24看作是一个并联连接的感性阻抗。微带器件25的长度与用于所讨论的900MHz的频率范围的1/8波长相对应，就该微带器件25的长度来说，通过适当选择电感L21和L23的值，可使这些感性阻抗彼此相消。这样，可保证对900MHz具有良好的阻抗匹配，并且，由此，甚至是在由这个例子所派生出的情况下，GSM信号的主频带也可被传输，而仅有一点边带损耗。
图8在某种程度上更详细地显示了用于图5中的谐振电路设备22的连接图，还显示了提供给PIN二极管的直流。谐振电路设备连接在可切换滤波器的入口和固定参考电位VREF之间，其中可切换滤波器与阻抗匹配设备的出口O2相连。谐振电路设备包括一个第一并联连接。该第一并联连接的第一支路是一个在图中标记为D22的PIN二极管。该第一并联连接的第二支路主要包括第一电感L22和一个隔直流电容CS构成的一个串联连接。驱动电压VD通过一个电阻RS连接到第一电感L22和隔直流电容CS之间的一点上。由第二电感L21和第一电感C21构成的第二并联连接与这个第一并联连接是串联在一起的。
该隔直流电容CS防止直流电流在驱动电压连接和参考电位VREF之间直接流动。但是，该隔直流电容具有一个高电容值，使得它对所讨论的信号频率被认为是短路的。这样，该信号将仅会遇到PIN二极管D22和所述第一电感L22的并联连接。通过驱动电压连接，一个控制电流可被注入而通过该二极管。与驱动电压VD相适应，电阻RS是如此配置的，使得对这一控制电流能得到合适的值。因此，对于这种设计，可通过控制驱动电压VD，使PIN二极管能在低电阻和高电阻状态之间进行切换。
图6a和6b显示了简化的连接图，它们显示了在第一模式下的可切换滤波器3a的功能，在这种模式下，滤波器被优化，以用于对GSM信号进行滤波。图6a在这里所显示的是当例如为GSM信号的主频带的大约为900MHz的信号光顾该滤波器时的滤波器3a。由于第一电感L21和第一电容C21构成了具有900MHz谐振频率的一个并联谐振电路，所以它们的复合阻抗在这些频率处达到最大。在第一谐振电路设备22内的、在图6a中所标出的其它器件可被略去。由于在这个例子中标记了谐振电路设备22和24，所以同样的情况也适用于第二谐振电路设备24。这样，在这一频率范围内的信号将会被从滤波器3a的入口传送到其出口O3a，而仅有很小的损耗。
图6b显示了当滤波器在诸如象GSM信号的一次谐波这样的1800MHz附近的信号工作时的滤波器3a。对于滤波器，在这种第一模式下，PIN二极管处于其低电阻状态。正如可从图8中看到的那样，开关装置S22是一个二极管D22，它在这里被看作是一个二极管电感L22on与一个二极管电阻R22on相串联。对于在1800MHz的所讨论的频率范围来说，谐振电路设备22受由二极管电感L22on和所述第一电容C21所构成的串联谐振电路的控制。这种第一电容C21是这样匹配的，它使得该串联谐振电路具有一个能与图1中标记为2f1的中心频率大致对应的谐振频率，以用于GSM信号的一次谐波52。这意味着，在1800MHz处的所讨论的频率范围内，谐振电路设备22的总体阻抗值将会很低。因此，谐振电路设备22将对GSM信号的一次谐波进行衰减。由于两个谐振电路设备22和24是一样的，所以它们中的每一个都会对所讨论的谐波进行衰减。由于是用微带器件25将谐振电路设备22和24分开的，而用于1800MHz的微带器件25的长度又与1/4波长相对应，所以谐振电路设备22和24将会协作，简而言之，以便使其总量衰减为单独使用每个谐振电路设备时的衰减的两倍。
与对较宽的频率范围的看法相似，可切换滤波器3a的功能类似于一个带阻滤波器，即所谓的陷波滤波器。图1中的过函数(over-function)H3a′就说明了这种情况。
图7a显示了一个简化的连接图，它显示了在第二模式下的可切换滤波器3a的功能，该滤波器适用于对DCS信号进行传输。在这个图7中，所显示的是当光顾滤波器的是诸如象DCS信号的主频带这样的1800MHz附近的信号时的滤波器3a。在谐振电路设备22和24中的开关装置S22以及S24都处于断开状态。这意味着，在这种第二模式下，包含在该开关装置内的PIN二极管呈现高电阻。简而言之，PIN二极管此时的工作状态，分别类似于一个二极管电阻R22off与一个二极管电容C22off并联，以及一个二极管电阻R24off和一个二极管电容C24off并联。对于所讨论的1800MHz处的频率范围，谐振电路设备22将会受并联谐振电路的控制，该并联谐振电路是由所述二极管电容C22off和所述第一电感L22组成的。这个第一电感L22是这样配置的，以便该并联谐振电路对DCS信号的主频带61，具有一个与图1中标记为f2的中心频率大体相应的谐振频率。这意味着，在所讨论的1800MHz附近的频率范围内，谐振电路设备22的总体阻抗值将为高。因此，谐振电路设备22将传输DCS信号的主频带，而仅有很低的衰减。由于并联谐振电路22和24是一致的所以，相同的情况也适用于第二并联谐振电路24。这样，在所讨论的频率范围内的信号将被从滤波器3a的入口传递到其出口，而仅有很低的损耗。
图9显示了可切换滤波器3a的另一个实施例。在图9中标记为90的该滤波器包括一个第一微带器件95，该微带器件95用其入口I90与滤波器的出口O90相连。另外，滤波器包括一个并联的微带导体，它被依次分为一个第二微带器件96和一个第三微带器件97。它们中的每一个都具有与1800MHz的1/4波长对应的长度，同时还具有与900MHz的1/8波长对应的长度。所述第二微带器件96的第一端与可切换滤波器90的出口O90相连。第二微带器件96的第二端与第三微带器件97的第一端在点P1处相连。与此相应，第三微带器件97的第二端与参考电位VREF相连，这样，在这一点，该第二端与VREF短路。
在第一微带器件96的所述第二端，还通过一个耦合电容CC94连接有一个谐振电路设备94的第一端。在谐振电路设备94的第二端，与参考电位VREF相连。在这一例子中，就无线电频率来说，谐振电路设备94具有与联系图5、6a、6b和7所说明的谐振电路设备22和24完全等价的结构。谐振电路设备94包括由第一电感L94和一个大约是用PIN二极管构成的开关装置S94所组成的第一并联连接。与这个第一并联连接相串联，还安装有由第二电感L93和第一电容C93构成的一个第二并联连接。
第一电容C93和第二电感L93构成了具有大约为900MHz的谐振频率的一个并联谐振电路。因而，在理想情况中，谐振电路设备94不会影响从GSM信号的主频带的角度上看到的阻抗。当微带器件96和97的总体长度与900MHz的1/4波长相对应时，在微带器件97的所述第二端处的短接经变换，在点P2显示为具有非常高的阻抗，其中所述的变换与谐振电路设备94无关。GSM信号通过第一微带器件95而被发射，所以，并联连接的微带导体被看作是断开的，它不影响该信号。这样，可保证GSM信号的主频带在通过该滤波器进行发射时仅有边带衰减。
由于所述第二微带器件97的长度与1800MHz的1/4波长相对应，所以在这一频率范围内，在微带器件97的所述第二端上的短路经变换，在点P1处表现出——用一种不严格的表达法来说——无穷大的阻抗。所以，这些信号仅仅可遇到由谐振频率设备94所提供的阻抗。在第一模式下，对于滤波器90，在开关装置S94内的PIN二极管为高阻抗状态。这样，并联谐振电路就由第一电感L94和处于这个位置上的开关装置S94中的PIN二极管所显示出的电容构成。这个并联谐振电路的谐振频率被调节在大约为1800MHz，这意味着对这一频率范围，谐振电路设备94整体上表现出高阻抗。这样，1800MHz的信号在点P1所显示出的这一高阻抗经过变换，在点P2呈现出低阻抗，这意味着1800MHz附近的信号几乎被并联连接的微带导体所短路。这样，在这种第一模式下，滤波器90对1800MHz附近的信号提供了良好的衰减。
在第二模式下，对于滤波器90，开关装置S94中的PIN二极管为低阻抗状态。串联谐振电路是由第一电容C93和PIN二极管在此显示出的电感构成的。这种串联谐振电路的谐振频率被调节在1800MHz附近，这意味着对于这个频率，谐振电路设备94总体上显示出非常低的阻抗。1800MHz的信号在点P1处所表现出的这个低阻抗经过变换，在点P2处为高阻抗，这意味着在1800MHz附近的信号在通过滤波器进行发射时仅仅会有很小的衰减。
总之，滤波器90的作用类似于一个可以接通也可以断开的带阻滤波器。在第一模式中，如果需要额外的衰减，即当带阻功能被接通时，几个相同的滤波器设备被串联连接，它们之间由一片传输导体适当地隔开，这个导体具有与所希望衰减的频率的1/4波长相对应的长度。与多个滤波器设备的单独衰减量相比，如果用分贝计算，这一过程提供了大约为前者两倍的衰减。如果能依据已有技术，用所谓的Π型网络(pi-网络)或T型网络来替代这一1/4波长的传输导体器件，则可得到相同的效果，其中Π型网络和T型网络最好是由分立器件组成。
另外，同样还有可能将滤波器9和一个谐振电路设备合并为一个谐振电路设备，其结构如同联系图5至8所说明的例子中的谐振滤波器电路设备22和23中的一个。
图10显示了可切换滤波器3a的另一个实施例。该可切换滤波器3a在图10中被标记为110，该滤波器3a包括一个微带器件125，它将该滤波器的出口O110连接到其入口I110。微带器件125具有与1800MHz的1/4波长基本相应的长度，在出口O110处，连接有第一谐振电路设备124的第一端。这个第一谐振电路设备124的第二端与参考电位VREF相连。所述第一谐振电路设备124包括一个第一并联连接，该并联连接由第一电容C124以及大约由PIN二极管所创建的一个串联连接的第一电感L124和第一开关装置S124构成。与这个第一并联连接串联排列在一起的是一个第二电感L123。在入口I110处，连接有第二谐振电路设备122的第一端。这个第二谐振电路设备122最好具有与所述第一谐振电路设备124相同的结构，并包括一个第二电容C122、一个第二开关装置S122、一个第三电感L122以及一个第四电感L121。
在第一模式下，对于可切换滤波器110，开关装置S122和S124中的PIN二极管都处于高阻抗状态。在这种状态中，它们实质上具有容性特征。但是PIN二极管的电容值是这样的，使得在第一逼近中，相对于与这些二极管并联的电容C122和C124，这些PIN二极管的电容可忽略不计。由此，在第一谐振电路设备124中，串联谐振电路实质上是由所述第一电容C124与所述第二电感L123共同构成的。这个串联谐振电路具有一个经过如此调节的谐振频率，使得该串联谐振电路产生一个覆盖了除GSM信号的一次谐波以外的一个阻带。同样地，在谐振电路设备122中，同样是由实质上具有相同特性的器件构成。因此，谐振电路设备122和124合作来实现在这个谐波处的预定衰减。
对于在900MHz处的GSM信号的主频带，谐振电路设备122和124的作用象是并联连接的电容器件，其值实际上是由前面提及的串联谐振电路确定的，前面提及的串联谐振电路是由电容C122和电感L122组成的，以及是由电容C124和电感L124组成的。电容C124和电感L124之间的关系是这样调节的，使得900MHz处的GSM信号的主频带在谐振电路设备124上工作时，该谐振电路设备124象是一个具有适当值的容性器件，这样，具有与这些频率的1/8波长相对应的长度的微带器件125将会把这个电容值转换为在第一谐振电路设备122处所需的电感值，以补偿其电容效应。这样，保证了900MHz处有良好的阻抗匹配，因此GSM信号的主频带可通过滤波器110进行传输，而仅有边带损耗。
在第二模式中，对于可切换滤波器110，PIN二极管处于低阻抗状态。在这种状态下，它们实质上具有感性特征。因此，在谐振电路设备124中，开关装置S124中PIN二极管的内部电感和第一电感L124与所述第一电容C124一起，构成了一个并联谐振电路。这个并联谐振电路显示出与DCS信号的主频带基本相对应的一个谐振频率，其中DCS信号的主频带在图1中被标记为61。因此，这个并联谐振电路确保谐振电路设备124对于在1800MHz处的信号显示出高阻抗。这样，DCS信号的主频带不会受到这个并联连接的第一谐振电路设备124的明显影响。由于谐振电路设备122和124是一致的，所以第二谐振电路设备122也不会明显影响DCS信号的主频带。在这种第二模式中，这种做法为1800MHz附近的频率提供了低损耗。
对于滤波器的功能来说，第一谐振电路设备124内的第一电感L124以及第二谐振电路设备122内的第三电感L122不是完全必要的。这些电感的目的是作用于所述串联谐振电路的谐振频率。由于对电抗器件的计算在多个电抗器件之间是彼此相关的，并且与PIN二极管的内部电抗相关，以便能获取所需的谐振频率，电感L124和L122以这样一种方式来影响对其它电抗器件的计算，使得对于这个例子，可得到更合适的值。用于影响谐振电路设备124和122内的电抗器件的计算的另一种可能性是用并联/或串联连接将两个或更多个PIN二极管组合在一起。
迄今为止，所说明的所有例子都是为用于移动电话系统GSM和DCS的双频带移动站内的功率放大器所设计的。当然，本发明并不仅限于这种情况。例如，本发明还可被用在GSM和PCS频带的移动站中。图1显示了在这种情况下的信号之间的关系。在该图中，S表示信号能量，f表示频率。来自功率放大器的GSM信号S3包括具有900MHz附近的的中心频率f3的一个主频带。另外，GSM信号至少是包括频带82、83和84内的奇数次或偶数次谐波，这些频带82、83和84都是以频率2f3、3f3和4f3为中心的，它们是频率f3的倍数。来自同一个功率放大器的PCS信号S4包括具有围绕1800MHz的一个中心频率f4的一个主频带91。另外，PCS信号在许多频带中都包括谐波，在该图中就显示了这样一个频带92。正如可从图中看到的那样，来自GSM信号S3的频带82将会非常接近来自PCS信号S4的主频带91，如果它们不重叠的话。用单独一个固定滤波器设备来抑制所有谐波，同时还要保证对主频带81和91的良好传输，由于如此构思出的滤波器明显表现出的不合理性，所以实现这样一种滤波器是及其困难的，几乎不可能实施。依据本发明的可切换滤波器设备对这一问题提供了一种解决方案。
本发明还适用于一些情况，即在所要传输的两个主频带之间的关系，使得这些主频带的结束点彼此保持有合理的距离。例如，在依据图5的例子所构造出的滤波器设备中，原则上可以彼此不相关地选择谐振电路的谐振频率，这意味着主频带之间的相互关系对于电路的功能来说是不重要的。
另外，使用本发明，还能实现用于诸如象GSM、DCS和PCS这样的三个独立频带的通用功率放大器。对于这种情况，用于DCS和PCS信号的放大器和滤波器的功能是以一种适宜的通用模式提供的，而GSM信号是被以另一种模式放大并进行滤波的。还有可能将两个或多个可适当地进行独自切换的滤波器设备串联连接，以用在射频发射机中，用于三个或更多个独立的频带。最合适的是，这里的每个滤波器设备都具有可被接通或断开的限波滤波器的特性。
另一个使用本发明的领域的具体例子是用于日本的移动电话系统PDC(个人数字蜂窝)的一个双频带移动站，这种PDC系统一般用在800MHz以及1500MHz。当然，另外还可将本发明用在射频发射机上，这种射频发射机除了可被用于移动电话外，还可被用于其它环境，并可用于其它射频领域。
图12中显示了用于移动电话的一个双频带移动站100的一个简化的方框图。这个移动站是为在两个独立频带上谈话以及数据传输而设计的，当然一次只能用一个频带。这个移动站包括与一个语音编码器161相连的一个声-电(A/E)转换器160，该语音编码器会将来自声-电转换器的语音信息数字化。语音编码器161通过一个第一切换装置162与信道编码器163相连。该信道编码器与一个射频发射机164相连。射频发射机包括一个可切换功率放大器设备，它在图2中被标记为10，并与天线165相连。
对于也有可能与天线165是同一个天线的天线175，它连接有射频接收机174。射频接收机与信道解码器173相连。该信道解码器173通过一个第二切换装置172与语音解码器171相连。语音解码器171与一个电-声(E/A)转换器170相连，并将数字信息解码为模拟声音信息。
控制单元167具有与所述数据馈入装置168相连的第一数据入口，以及与第一切换装置162相连的第一数据出口。另外，控制单元167具有与第二切换装置172相连的一个第二数据出口，以及与数据馈出装置169相连的第三数据出口。此外，该控制装置还具有图中没有示出的附加的控制出口。
控制单元167可以通过其控制出口来控制射频发射机164以及射频接收机174，尤其是用于设置功率放大器设备的模式以及用于选择射频通信信道和时隙。另外，控制单元可以通过其控制出口而作用于切换装置，这样它们可提供并接收语音信息或其它类型的数据。
例如，当将语音从移动站发射到基站时，在传输之前，在语音编码器161中将该语音数字化。代表该语音的数字信号通过第一切换装置162被传送到信道编码器163，在该信道编码器163内，用纠错编码对这些数字信号进行编码，以使其用于在射频通信信道上的传输，这种纠错编码可延续三个或更多个连续的分配给移动站的时隙。发射机对该数字信号进行调制及功率放大，并在来自控制单元的控制信号的控制下，在一个时隙内高速地传送它们。
当将数据从移动站传输到基站时，数据被数据馈送装置168馈送到控制单元167。通过第一切换装置162，将代表馈入数据的数字信号从控制单元传递到信道编码器163。在信道编码器163内，使用与对来自语音编码器161的数字信号的相同的方式，对来自控制单元的数字信号进行编码。此后，来自控制单元的数字信号通过射频发射机被发射出去，这与语音的发射方法相同。
当将语音从基站发射到处于一个射频通信信道上的移动站100时，在来自控制单元167的信号控制下，在一个时隙内，在射频接收机174中高速地接收这些数字信号。数字信号被解调，并被从射频接收机174传导到信道解码器173。在信道173中，产生了纠错解码，这种纠错解码原则上是在信道编码器163内所产生的编码的逆。来自信道解码器173的数字信号通过第二切换装置172被传送到语音解码器171。在语音解码器中，来自切换装置的数字信息被解码为模拟声音信息。

Claims (16)

1.用于抑制射频信号(S1、S2、S3、S4)内谐波的滤波器设备(3)，包括具有固定特性的第一滤波器(3b)、与第一滤波器(3b)串联连接的一个第二滤波器(3a、90、110)，其特征在于所述第二滤波器(3a、90、100)是可切换的，并至少包括具有第一和第二端的一个谐振电路设备(22、24、94、122、124)，其中所述第一端与包含在谐振电路设备内的传输传导器件(25、96、125)相连，所述第二端与参考电位(VREF)相连，其中谐振电路设备(22，24，94，122，124)包括：
—首先，由第一电抗器件(L22、L24、L94、C122、C124)和至少一个反向PIN二极管(D22)组成的第一并联连接电路，以及
—其次，与第一并联连接电路串联排列的第二电抗器件(C21、C23、C93、L122、L124)，所述第二个可切换滤波器(3a、90、100)是这样排列的：
—以便在第一模式中，
为频率较低的第一主频带(51、81)内的射频信号(S1、S3)提供传输
并抑制与这个第一主频带(51、81)相对应的至少一阶谐波，以及
—以便在第二模式中，
为频率较高的第二主频带(61、91)内的射频信号(S2、S4)提供传输
并抑制与这个第二主频带(61、91)相对应的至少一阶谐波(62、92)。
2.依据权利要求1的所述滤波器设备，其特征在于谐振电路设备(22、24、94、122、124)中的所述PIN二极管(D22)被如此排列，以保证在所述第一或第二模式中的一种模式下，PIN二极管(D22)为低电阻状态，此时PIN二极管(D22)的特性实质上为感性，而在所述第一和第二模式中的另一种模式下，确保PIN二极管为高电阻状态，此时PIN二极管(D22)的特性实质上为容性。
3.依据权利要求2的所述滤波器设备，其特征在于处于与所述第一和第二模式中的一种相对应的第一低阻抗状态的PIN二极管(D22)与所述第二电抗器件(C21、C23、C93、L121、L123)的组合，一起构成了一个串联谐振电路，该串联谐振电路具有与所讨论的频带相适应的第一谐振频率，在相应的第二高阻抗状态的PIN二极管与所述第一电抗器件(L22、L24、L94、C122、C124)的组合，一起构成了一个并联谐振电路，该并联谐振电路具有适用于所讨论频带的第二谐振频率，这个第二谐振频率可以与所述第一谐振频率显示出相同的值。
4.依据权利要求1、2或3的所述滤波器设备，其特征在于所述第一电抗器件(L22、L24、L94)是感性的，而所述第二电抗器件(C21、C23、L93)是容性的。
5.依据权利要求4的所述滤波器设备，其特征在于所述谐振电路设备(22、24、94)被如此排列，使得为低电阻状态的PIN二极管(D22)被排列，以便与所述第二电抗器件(C21、C23、C93)一起构成一个串联谐振电路，这里PIN二极管显示出感性特征，还可将为高电阻状态的同一个PIN二极管(D22)排列，以便与所述第一电抗器件(L22、L24、L94)一起构成一个并联谐振电路，这里PIN二极管具有容性特性。
6.依据权利要求5的所述滤波器设备，其特征在于所述串联谐振电路给予第二滤波器(3a)对于与第一主频带(51、81)相对应的至少一阶谐波有一个带阻特性。
7.依据权利要求5的滤波器设备，其特征在于所述并联谐振电路给予第二滤波器(3a)对于较高频率的第二主频带(61、91)有一个带通特性。
8.依据权利要求4的滤波器设备，其特征在于以电感形式出现的第三电抗器件(L21、L23、L93)与所述第二电抗器件(C21、C23、C93)并联连接而形成一个并联谐振电路，这里这一并联谐振电路显示出与第一频带(51、58)的中心频率(f1、f3)基本上相应的谐振频率。
9.依据上述权利要求1、2或3的滤波器设备，其特征在于所述滤波器设备(3)包括两个谐振设备(22、24、122、124)。
10.依据权利要求9的所述滤波器设备，其特征在于所述两个谐振电路设备(22、24、122、124)是由传输传导器件(25、125)分开的，其长度基本上与所述第二主频带(61、91)的中心频率(f2、f4)的1/4波长相对应。
11.一种用来在依据权利要求1的所述滤波器设备中抑制射频信号(S1、S2、S3、S4)内谐波的方法，其特征在于包括以下步骤：
—通过切换装置(S22，S94，S124)将第二可切换滤波器(3a、90、110)设置为第一模式；
—在第一的较低频带(51、81)内传输射频信号(S1、S3)，并抑制与所述第一主频带相应的至少一阶谐波(52、82)；
—通过切换装置(S22，S94，S124)将第二可切换滤波器(3a、90、110)设置为第二模式；
—在第二的较高频带(61、91)内传输射频信号(S2、S4)，所述第一滤波器(3b)抑制与这一第二主频带(61、91)相对应的至少一个谐波(62、92)。
12.用于射频信号的功率放大器设备(10)，包括：
—一个功率放大器(1)；
—一个阻抗匹配电路(2)，置于功率放大器(1)的出口上，以及
—一个滤波器设备(3)，与所述阻抗匹配电路(2)的出口相连，用于抑制谐波，其功能与以下组合相对应：
具有固定特性的一个第一滤波器(3b)，以及
与第一滤波器(3b)串联排列的一个第二滤波器(3a、90、110)，
其特征在于功率放大器设备(10)至少具有两种模式，这些模式中的每一个都与使功率放大器设备(10)的特性适应至少一个主频带(51、61)相对应，并且第二滤波器(3a、90、110)是通过切换装置(S22，S94，S124)切换的，并设置成：
在所述模式的第一模式下，可为第一个较低的主频带(51、81)提供传输，并抑制与这个第一主频带(51、81)相对应的至少一阶谐波，以及
在所述模式的第二模式下，可为第二个较高的主频带(61、91)提供传输。
13.依据权利要求12的功率放大器设备，其特征在于阻抗匹配电路(2)包括一个用作切换装置(S29)的PIN二极管，借助于将一个器件(C28)连接上或将其断开，从而，使功率放大器(1)的负载阻抗适用于相应的第一和第二模式。
14.依据权利要求13的功率放大器设备，其特征在于所述器件(C28)是由电容构成的。
15.依据权利要求12的功率放大器设备，其特征在于所述切换装置(S22，S94，S124)包括一个PIN二极管。
16.处于蜂窝通讯网中的移动站(100)，其中该移动站用于在至少两个可选择的独立射频频带上与至少一个基站进行通信，该移动站包括用于射频信号的至少一个功率放大器设备(10)，它包括：
—一个功率放大器(1)；
—一个阻抗匹配电路(2)，它与该功率放大器(1)的出口相连，以及
—一个滤波器设备(3)，与所述阻抗匹配电路(2)的出口相连，用于抑制谐波，其功能与以下组合相应：
具有固定特性的一个第一滤波器(3b)，以及与所述第一滤波器(3b)串联排列的第二滤波器(3a、90、110)，其特征在于功率放大器设备(10)至少具有两种模式，这里每一个模式都与使功率放大器设备(10)的特性适应于至少一个主频带(51、61)相对应，且第二滤波器(3a、90、110)是可切换的，并设置成：
在所述多个模式中的第一模式下，可为第一个较低主频带(51、81)提供传输，并抑制与这个第一主频带(51、81)相对应的至少一阶谐波，以及
在所述多个模式的第二模式中，可为第二个较高的主频带(61、91)提供传输。
CNB98802814XA 1997-02-25 1998-02-20 用于远程通信的设备和方法 Expired - Fee Related CN1135688C (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE9700669A SE508506C2 (sv) 1997-02-25 1997-02-25 Anordning och förfarande vid telekommunikation
SE97006696 1997-02-25
US09/023,162 US6023611A (en) 1997-02-25 1998-02-13 Filter device for suppressing harmonics in radio frequency signals when dual frequencies exist

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1249079A CN1249079A (zh) 2000-03-29
CN1135688C true CN1135688C (zh) 2004-01-21

Family

ID=26662910

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB98802814XA Expired - Fee Related CN1135688C (zh) 1997-02-25 1998-02-20 用于远程通信的设备和方法

Country Status (6)

Country Link
US (1) US6023611A (zh)
EP (1) EP0963624A1 (zh)
CN (1) CN1135688C (zh)
BR (1) BR9807747A (zh)
SE (1) SE508506C2 (zh)
WO (1) WO1998037626A1 (zh)

Families Citing this family (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3811557B2 (ja) * 1997-10-21 2006-08-23 松下電器産業株式会社 複数周波数帯域高効率線形電力増幅器
US6304748B1 (en) * 1998-09-23 2001-10-16 Conexant Systems, Inc. Transmitter circuitry for a cellular phone
JP2000349579A (ja) * 1999-06-08 2000-12-15 Zanden Audio Syst:Kk デジタルオーディオ用帯域制限アナログフィルタ及びこれを用いた音声信号増幅装置
DE19928942C2 (de) * 1999-06-24 2001-10-18 Siemens Ag Schaltungsanordnung zur Anpassung eines Verstärkers an eine Hochfrequenzleitung und Verwendung dieser Schaltungsanordnung
FI19992729A (fi) * 1999-12-20 2001-06-21 Nokia Networks Oy Tajuusalueen vaihto tietoliikennejärjestelmässä
GB0004885D0 (en) 2000-03-01 2000-04-19 Alstom Improvements in and relating to filers and filter components
DE10015315B4 (de) * 2000-03-28 2015-02-05 Robert Bosch Gmbh Antennenverstärker und regelbares Stellglied
KR100342715B1 (ko) * 2000-05-22 2002-07-02 서평원 통신기기의 고조파 제거장치
US6389269B1 (en) * 2000-06-15 2002-05-14 Motorola, Inc. Method and apparatus for multiple band transmission
US6950410B1 (en) * 2000-07-14 2005-09-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Frequency multiplexer
FI20002881A (fi) * 2000-12-29 2002-06-30 Nokia Corp Järjestely ja menetelmä radiolähettimen häviöiden vähentämiseksi
US6963241B2 (en) 2001-04-06 2005-11-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for increasing the efficiency of a transmitter
EP1248362B1 (en) * 2001-04-06 2009-03-04 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Method and apparatus for increasing the efficiency of a transmitter
US7062237B2 (en) * 2001-06-05 2006-06-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Power amplifier (PA) with improved power regulation
JP2002374466A (ja) * 2001-06-18 2002-12-26 Funai Electric Co Ltd デジタル／アナログ放送受信機
JP3874241B2 (ja) * 2001-07-27 2007-01-31 株式会社ルネサステクノロジ 電子部品および設計方法
US6680652B2 (en) 2001-08-06 2004-01-20 Rf Micro Devices, Inc. Load switching for transmissions with different peak-to-average power ratios
US7071792B2 (en) * 2001-08-29 2006-07-04 Tropian, Inc. Method and apparatus for impedance matching in an amplifier using lumped and distributed inductance
GB0121390D0 (en) * 2001-09-05 2001-10-24 Koninkl Philips Electronics Nv Power amplifier
DE10233775B4 (de) * 2002-07-25 2009-10-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Verfahren zum Dimensionieren eines Anpassglieds im Sendezweig eines Mobilfunkgeräts
FR2869743A1 (fr) * 2004-04-29 2005-11-04 Thomson Licensing Sa Terminal utilisateur bi-directionnel de large diffusion a frequences d'emission configurables
US7215221B1 (en) * 2004-08-30 2007-05-08 Hrl Laboratories, Llc Harmonic termination circuit for medium bandwidth microwave power amplifiers
US7176769B1 (en) * 2004-11-29 2007-02-13 Hrl Laboratories, Llc Harmonic termination circuit for medium bandwidth microwave power amplifiers
US7274270B2 (en) * 2005-04-13 2007-09-25 Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. Resonator matching network
JP4182160B2 (ja) * 2005-04-28 2008-11-19 株式会社村田製作所 高周波スイッチングモジュール及び高周波回路の周波数特性調整方法
EP1780888A1 (en) * 2005-10-12 2007-05-02 STMicroelectronics S.r.l. Notch filter and apparatus for receiving and transmitting radio-frequency signals which comprises said filter
EP2060007A2 (en) * 2006-08-14 2009-05-20 Nxp B.V. Equalizer
WO2008120756A1 (ja) * 2007-03-29 2008-10-09 Kyocera Corporation 携帯無線機
JP5079387B2 (ja) * 2007-05-10 2012-11-21 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 整合回路
US20090131001A1 (en) * 2007-11-16 2009-05-21 James Breslin Switch architecture
CN102385500A (zh) * 2010-09-06 2012-03-21 奇景光电股份有限公司 信号传输系统与显示系统以及电子装置
WO2012040879A1 (en) * 2010-09-30 2012-04-05 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Multi-band switched-mode power amplifier
US8803615B2 (en) * 2012-01-23 2014-08-12 Qualcomm Incorporated Impedance matching circuit with tunable notch filters for power amplifier
TWI568203B (zh) * 2012-08-31 2017-01-21 Yong-Sheng Huang Harmonic Suppression Method of Radio Frequency Circuits
US9035703B2 (en) * 2012-12-17 2015-05-19 Qualcomm Incorporated Tunable wide band driver amplifier
JP6406362B2 (ja) 2015-02-02 2018-10-17 株式会社村田製作所 可変フィルタ回路、高周波モジュール回路、および、通信装置
US11211954B2 (en) * 2015-03-10 2021-12-28 Blackberry Limited Supporting multiple frequency bands
WO2018061950A1 (ja) 2016-09-29 2018-04-05 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
WO2018061949A1 (ja) 2016-09-29 2018-04-05 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
WO2018135538A1 (ja) 2017-01-19 2018-07-26 株式会社村田製作所 高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、および通信装置
TWI654830B (zh) * 2018-05-18 2019-03-21 立積電子股份有限公司 功率放大裝置
CN108964615A (zh) * 2018-08-22 2018-12-07 广东工业大学 一种功率放大器及通信系统
US10971789B2 (en) * 2018-08-30 2021-04-06 Qualcomm Incorporated Transmission-line filtering with enhanced frequency response
TWI704767B (zh) * 2019-09-02 2020-09-11 立積電子股份有限公司 放大裝置
CN111884614A (zh) * 2020-08-24 2020-11-03 武汉博畅通信设备有限责任公司 一种108-270MHz跳频滤波器
CN113411062B (zh) 2021-08-19 2022-03-29 深圳飞骧科技股份有限公司 匹配电路、射频前端功率放大电路及移动通信设备

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE358799B (zh) * 1971-12-06 1973-08-06 Sonab Dev Ab
US4621244A (en) * 1984-05-17 1986-11-04 At&T Bell Laboratories Broadband variable attenuator using transmission lines series coupled by adjustable pin diodes
IN165870B (zh) * 1985-06-25 1990-02-03 Siemens Ag
US4811422A (en) * 1986-12-22 1989-03-07 Kahn Leonard R Reduction of undesired harmonic components
FR2617655B1 (fr) * 1987-06-30 1994-05-20 Telecommunicat Radioelect Teleph Dispositif d'attenuation variable destine a etre insere entre un circuit emetteur et un circuit de charge
US4803447A (en) 1988-02-29 1989-02-07 Motorola, Inc. Three terminal remotely controlled SPDT antenna switch
US5034708A (en) * 1989-05-16 1991-07-23 Automatic Testing And Networking, Inc. Programmable broadband electronic tuner
JP3086512B2 (ja) * 1990-11-14 2000-09-11 エリクソン−ジーイー モービル コミュニケーションズ ホールディング インコーポレイテッド 送信機及びその電力増幅回路
FR2673055B1 (fr) * 1991-02-18 1993-04-23 Matra Communication Module d'amplification bibande.
US5187457A (en) * 1991-09-12 1993-02-16 Eni Div. Of Astec America, Inc. Harmonic and subharmonic filter
JPH06188622A (ja) * 1992-12-16 1994-07-08 Murata Mfg Co Ltd アンテナ共用器
US5423078A (en) * 1993-03-18 1995-06-06 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Dual mode power amplifier for analog and digital cellular telephones
GB2280808B (en) 1993-08-07 1997-06-11 Motorola Gmbh A filter and a radio communications device comprising the same
JP3384857B2 (ja) 1994-02-04 2003-03-10 株式会社日立国際電気 Ｔｖブースタ
RU2142670C1 (ru) * 1995-11-16 1999-12-10 Самсунг Электроникс Ко., Лтд. Устройство линейного усиления мощности
KR100201808B1 (ko) * 1995-12-28 1999-06-15 윤종용 무선송신기의 고조파 억압용 저역통과 필터

Also Published As

Publication number Publication date
WO1998037626A1 (en) 1998-08-27
BR9807747A (pt) 2000-02-22
SE9700669L (sv) 1998-08-26
EP0963624A1 (en) 1999-12-15
SE508506C2 (sv) 1998-10-12
US6023611A (en) 2000-02-08
CN1249079A (zh) 2000-03-29
SE9700669D0 (sv) 1997-02-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1135688C (zh) 用于远程通信的设备和方法
CN100379163C (zh) 发送和接收天线开关
US5969582A (en) Impedance matching circuit for power amplifier
CN1183689C (zh) 改进双频段移动电话中功率放大器阻抗匹配的电路
CN1149748C (zh) 用于双频段移动电话中的谐波抑制的功率放大器输出电路和相关运行方法
CN100414845C (zh) 高频开关模块
CN100386917C (zh) 双频带开关
DE60116676T2 (de) Mehrband-Transformationsstufe für eine Mehrband-HF-Umschaltvorrichtung
CN1135719C (zh) 天线阻抗调整器
CN1762097A (zh) 匹配电路
EP2092641B1 (en) An apparatus for enabling two elements to share a common feed
CN100391049C (zh) 天线装置
CN100391111C (zh) 具有提供gps功能的天线的设备和提供gps功能的天线的方法
CN1969460A (zh) 使用多频带信号处理输出阻抗匹配的装置、方法和制造产品
CN106656070A (zh) 用于放大射频信号的方法和装置
CN1871780A (zh) 多频带多模式通信引擎
CN1385963A (zh) 高频滤波装置和发送接收天线共用滤波装置
CN1104781C (zh) 具有通用本机震荡器的多频带混频器
CN102035057B (zh) 带宽可控三频微带滤波器
CN1367952A (zh) 双频带、双模式功率放大器
JP4073964B2 (ja) 通信のためのデバイスおよび方法
CN1147179C (zh) 带双工天线放大器的移动站
CN201918477U (zh) 一种带宽可控双频微带滤波器
US7796957B2 (en) Impedance transformation in a duplexer using a transmission line
CN1405922A (zh) 介电体谐振装置、介电体滤波器和介电体双工器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20040121

Termination date: 20100220