附图说明
下面参照附图详细描述本发明的优选实施例,在附图中:
图1示出了现有技术的高频开关模块900;
图2示出了依据本发明第一实施例的高频开关模块10;
图3示出了依据本发明第一实施例的GaAs开关11A的电路;
图4A示出了ESD保护电路18采用T型HPF的第一示例;
图4B示出了ESD保护电路18采用π型HPF的第二示例;
图5示出了依据本发明第一实施例的分别连接到用于GSM发射系统的端子B和用于DCS/PCS发射系统的端子C的LPF 4a或4b的电路结构;
图6示出了常规LPF 904a和904b(见图1)的电路图的示例,用于比较;
图7示出了描述依据本发明的本实施例的LPF 4a和4b的阻抗特性和常规LPF 904a和904b的阻抗特性的史密斯圆图(smith chart);
图8示出了依据本发明第一实施例的GSM发射中的LPF 4a和4b的滤波器特性以及常规LPF 904a和904b的滤波器特性;
图9示出了说明依据本发明第一实施例的高频开关电路10的尺寸的俯视图和侧视图;
图10示出了依据本发明第二实施例的高频开关模块20的电路图;
图11示出了依据本发明第二实施例的阻抗调节电路25a、25b和25c的电路结构;
图12A示出了用于修剪(trimming)电感器L25的过程;
图12B示出了用于修剪电容器C25的过程;
图13示出了依据本发明第三实施例的高频开关模块30的电路结构;
图14示出了依据本发明第三实施例的GaAs开关11B的电路结构;
图15示出了依据本发明第四实施例的高频开关模块40;
图16示出了阻抗调节电路25a、25b和25c的电路结构的另一示例;以及
图17示出了依据本发明第六实施例的高频开关模块60。
具体实施方式
下面参照附图对本发明的实施例进行说明。
首先说明第一实施例。本实施例采用由砷化镓(GaAs)制成的开关(以下称为GaAs开关),其功耗较低。与PIN二极管开关比较,GaAs开关能够显著减少电流消耗。由于不再需要特殊电路来降低功耗,因此GaAs开关还能减小整个高频开关模块的尺寸和厚度。依据本实施例,发射系统配备有低通滤波器(以下简称为LPF),并且LPF的输入和输出端子具有电感。此处,配置高频开关模块,使得输入和输出端子上的电感高于输入和输出端子之间的电感。因而,在LPF的阻带中,输入阻抗几乎是无穷大。因而,可保持足够的阻带衰减并实现合适的产品特性。
现在参照附图说明该高频开关模块。图2示出了依据本实施例的高频开关模块10。参照图2,高频开关模块10包括GaAs开关11A、用于GSM发射系统的LPF 4a、用于DCS/PCS发射系统的LPF 4b、用于GSM接收系统的BPF 5a、用于DCS接收系统的BPF 5b、以及用于PCS接收系统的BPF 5c。
GaAs开关11A具有1对n的结构,其中n是大于1的自然数。在图2中,GaAs开关11A用作1对5开关,其具有端子a至f。GaAs开关11A根据来自外部的切换信号在端子a和端子b至f中的任一个之间进行连接。在GaAs开关11A中具有解码器11a,用以解码来自外部的切换信号。解码器11a包括三个控制端子V1、V2和V3。分别把切换信号的3个位施加给控制端子V1、V2和V3。解码器11a将如此施加的切换信号转换为控制电压,以有选择地使用端子b至f中的一个与端子a连接。也就是说,根据施加给三个控制端子V1、V2和V3的切换信号中的各个位的电压电平(高/低),解码器11a有选择地使用端子b至f中的一个与端子a连接。
图3示出了依据本实施例的GaAs开关11A的电路。为简化说明,在图3中省略了解码器11a的电路。GaAs开关11A包括5个场效应晶体管(以下简称为FET)Q1至Q5,还包括分别与FET Q1至Q5的栅极相连的5个电阻R1至R5。FET Q1-Q5的源极或漏极连接到一起并连接到端子a上,FET Q1-Q5的另一个电极分别连接到端子b至f上,从而可以形成一对一连接。控制端子I、II、III、IV和V分别连接到电阻R1至R5的一端子上(与连接到FET Q1-Q5的栅极上的一端子相反的另一端子)。通过在解码器11a中解码切换电压而产生的电压被提供给控制端子I、II、III、IV和V。因此,根据解码后的切换电压,FET(Q1至Q5)中的一个导通,并在端子a和端子b至f之一之间产生1对1连接。表1示出了解码器11a中的电压电平V1、V2和V3和控制端子I至V的电压电平之间的关系,即发射和接收切换逻辑的一个示例。
表1
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V1 |
V2 |
V3 |
GSM发射(端子b) |
高 |
低 |
高 |
DCS/PCS发射(端子c) |
低 |
低 |
高 |
GSM接收(端子d) |
高 |
低 |
低 |
DCS接收(端子e) |
低 |
低 |
低 |
PCS接收(端子f) |
低 |
高 |
低 |
参照表1,通过导通和截止FET Q1至Q5,端子a可以有选择地与端子b至f中的一个相连接。也就是说,GaAs开关11A能够有选择地使用LPF 4a和4b以及BPF 5a、5b和5c中的一个。
再参照图2,在GaAs开关11A的端子a上连接有ESD(静电放电)保护电路18,以保护GaAs开关11A免受静电的损害。ESD保护电路18还通过天线端子A与天线9相连。
ESD保护电路18包括例如高通滤波器(HPF)。ESD保护电路18防止来自天线9的静电施加到GaAs开关11A上。GaAs开关11A一般容易被静电损坏。因而通过在GaAs开关11A和天线9之间引入ESD保护电路18可有效地保护GaAs开关11A。图4A和图4B示出了带有HPF的ESD保护电路18。
图4A示出了ESD保护电路18的第一示例,其采用T型HPF。如图4A所示,ESD保护电路18包括输入端子、输出端子以及串联的两个电容器C181和C182。连接电容器C181和C182的线路被分支,并通过串联的电感器L181和电容器183接地。
图4B示出了保护电路18采用π型HPF的第二实施例。如图4B所示,ESD保护电路18包括输入端子、输出端子以及与电容器C185并联的电感器L185。连接输入端子和与电容器C185并联的电感器L185的线路被分支,并通过电感器L186接地。类似地,连接输出端子和与电容器C185并联的电感器L185的另一条线路被分支,并通过电感器L187接地。
ESD保护电路18包括天线9和GaAs开关11A之间的上述电路,并能防止静电通过天线9流入GaAs开关11A。这使得可以防止GaAs开关11A被静电损伤。
再参照图2,LPF 4a和4b、BPF 5a、5b和5c分别连接到GaAs开关11A中的端子b至f上,从而通过各通信系统中的各个频带。也就是,两个发射系统中的LPF 4a和4b和三个接收系统中的BPF 5a、5b和5c连接到GaAs开关11A上。具体地,LPF 4a连接在端子b和用于GSM发射的端子B之间,LPF 4b连接在端子c和用于DCS/PCS发射的端子C之间,BPF 5a连接在端子d和用于GSM接收的端子D之间,BPF 5b连接在端子e和用于DCS接收的端子E之间,BPF 5c连接在端子f和用于PCS接收的端子F之间。表面声波(SAW)滤波器可被用于BPF 5a、5b和5c。用于GSM发射的端子B、用于DCS/PCS发射的端子C、用于GSM接收的端子D、和用于DCS接收的端子E都是外部端子,适合于各系统的各个电路连接在这些端子上。
图5示出了LPF 4a或4b的电路结构。如上所述,LPF 4a被连接到端子b和用于GSM发射的端子B上,LPF 4b被连接到端子c和用于DCS/PCS发射的端子C上。LPF 4a和4b分别包括并联地连接在输入端子和输出端子之间的电感器L1和电容器C1。连接电感器L2和与电容器C1并联的电感器L1的线路被分支,并通过电容器C2接地。连接电感器L3和与电容器C1并联的电感器L1的另一条线路被分支,并通过电容器C3接地。在上述电路中,LPF 4a或4b的输入端子被连接到与电容器C2串联的电感器L2上。类似地,LPF 4a或4b的输出端子被连接到与电容器C3串联的电感器L3上。
通过在各个LPF 4a和4b的输入和输出端子上提供电感器L2和L3,可以使在通带之外的频率处,LPF 4a和LPF 4b的输入阻抗几乎变为无穷大。这增大了阻带衰减量。在上述的情况下,选择电感器L2和L3,使其电感大于电感器L1的电感。因而,这种选择使LPF 4a和LPF 4b的输入阻抗在阻带中变为无穷大。在本说明书中,当一个值大得足以忽略其它值时使用“无穷大”一词。LPF 4a和LPF 4b的阻抗在2GHz或以上的频带中变得无穷大,使得在上述频带内可以获得足够的衰减量。电感器L2和L3可分别由电容器代替。这种代替可产生相同的效果。
此处,图6示出了常规LPF 904a和904b(见图1)的电路示例,用于对比。图7示出了说明依据本实施例的LPF 4a和4b的阻抗特性和常规LPF 904a和904b的阻抗特性的史密斯圆图。图8示出了LPF 4a和4b以及常规LPF 904a和904b在GSM发射中的滤波器特性。
参照图7,在采用如图6所示的相同电路结构的情况下,常规LPF904a和904b不包含分别与输入端子和输出端子相连的电感器L2和L3。参照图7,与LPF 904a和904b相比,关于LPF 4a和4b的阻抗特性,相位向无穷大的方向漂移。也就是说,史密斯圆图描述了:通过引入与输入和输出端子相连的电感器L2和L3,相位发生漂移,从而在阻带中,LPF 4a和4b的输入阻抗变得无穷大。
另外,参照图8,关于常规LPF 904a和904b的滤波器特性,例如,在2GHz或更高的频带中不能获得足够的衰减量。相反,关于依据本实施例的LPF 4a和4b的滤波器特性,在2GHz或更高的频带中可获得足够的衰减量。因而,LPF 4a和4b的引入可以改善产品特性。
在上述结构中,电感器L2和L3可由芯片部件、线路图案或芯片部件和线路图案的组合构成。
高频开关部件10不需要用于降低功耗的电路,并可减小尺寸。具体地,参照图9,当使用现有技术制造时,高频开关模块具有例如7.2mm×5.5mm=39.6mm2的尺寸。而本实施例的技术可以制造出尺寸为6.7mm×5.5mm=36.85mm2的高频开关模块。安装面积可减小约7%。依据本实施例,高频开关模块10无需具有很多层的结构。如图9所示,现有技术中的厚1.8mm的高频开关模块10(见图1)可以被显著地减小到依据本实施例的1.5mm。与常规的高频开关模块相比,在体积比方面,依据本实施例的高频开关模块10可以减小到大约78%。图9示出了说明依据本实施例的高频开关模块10的尺寸的俯视图和侧视图。为进行对比,还以虚线示出了高频开关模块900(图1所示)的尺寸。
另外,通过采用GaAs开关11A,与PIN二极管开关电路相比,可以获得低插入损耗的高频开关模块而不会降低性能。
在上述电路中,GaAs开关11A、LPF 4a和4b、BPF 5a、5b和5c、以及ESD保护电路18安装在单个电路板上,并被制作为单个的封装。对于上述电路板,可采用诸如LTCC(低温共烧陶瓷)的陶瓷基板。
现在参照附图10说明第二实施例。图10示出了依据本实施例的高频开关模块20的电路图。以下在第二实施例中,如果没有特别指出,与第一实施例相同的元件和结构具有相同的标号,并且省略了详细的说明。
参照图10,高频开关模块20具有与第一实施例相同的电路结构,包括GaAs开关11A、BPF 5a,5b和5c,以及阻抗调节电路25a、25b和25c。阻抗调节电路25a、25b和25c分别位于GaAs开关11A和BPF 5a,5b和5c之间。
图11示出了阻抗调节电路25a、25b和25c的电路结构。如图11所示,电容器C25连接在输入端子和输出端子之间。连接输入端子和电容器C25的线路被分支,并通过电感器L25接地。
在阻抗调节电路25a、25b和25c中,可通过修剪电感器L25和电容器C25以调节其值来控制阻抗。
图12示出了修剪电感器L25的过程。顺序地修剪形成电感器L25的线路图案,以获得期望的电感。参照图12B,顺序地修剪形成电容器C25的电极的线路图案,以获得期望的电容。
通过对电感器L25的电感和电容器C25的电容的上述修剪和调节,可控制GaAs开关11A和BPF 5a,5b以及5c之间的阻抗。也就是说,分别选择电感器L25和电容器C25进行修剪,使得BPF 5b的输入阻抗在PCS接收系统的频带内无穷大。把阻抗调节电路25b中的电感器L25和电容器C25连接到用于DCS接收系统的BPF 5b上。类似地,分别选择电感器L25和电容器C25进行修剪,使得BPF 5c的输入阻抗在DCS接收系统的频带内无穷大。把阻抗调节电路25c中的电感器L25和电容器C25连接到用于PCS接收系统的BPF 5c上。这使得可以减少BPF的插入损耗的变化,并减少产品特性的变化。
现在说明第三实施例。图13示出了高频开关模块30的电路图,以下在第三实施例中,如果没有特别指出,与第一和第二实施例相同的元件和结构具有相同的标号,并且省略了详细的说明。
参照图13,高频开关模块30的电路图具有与依据第一实施例的高频开关模块10相同的配置,然而,GaAs开关11A被GaAs开关11B代替。GaAs开关11B比GaAs开关11A少了一个与端子a连接的端子。BPF5b和5c共享与端子e连接的线路。在端子e和BPF 5b和5c之间引入了分离器/组合器34,从而有选择地使用BPF 5b和5c。
更具体地,在GaAs开关11B中,由端子a选择的端子数比LPF 4a和4b、BPF 5a,5b和5c少。也就是说,由端子a选择的端子数少于将被选择的频带数。如图13所示,有5个端子,也就是,LPF 4a和4b、BPF5a,5b和5c,然而,端子a与4个端子连接。
参照图14,上述GaAs开关11B包括四个FET Q1至Q4,电阻R1至R4分别与四个FET Q1至Q4的栅极相连接。换句话说,与依据第一实施例的GaAs开关11A的电路(见图3)相比较,少了一个FET和一个电阻,即Q5和R5。这减小了安装面积。
在端子a连接的端子数比频带数少的情况下,例如,BPF 5b和5c共享端子b至f中的一个(在图13中为端子e)。BPF 5b和5c的组合可由另一组合BPF 5a和5b或BPF 5a和5c代替。考虑到各通信系统的频带,优选地采用BPF 5b和5c。
在与共享端子e连接的线路上引入分离器/组合器34以将高频传播信号分入两条线路。换句话说,通过采用分离器/组合器34来分离高频信号,并将两个BPF 5b和5c连接到GaAs开关11B中的同一端子e上,可以获得更小的GaAs开关,并因此获得更小的产品。利用上述的配置,可以与第一实施例相同的模式操作高频开关模块30,另外,对特性没有负面的影响。
由于依据本实施例有四个选择端子,因而在GaAs开关11B的解码器11b中有两个控制端子。于是向解码器11b提供2位的切换电压。表2示出了解码器11b中的V1和V2的电压电平、控制端子I到IV的电压电平和相应的解码,即发射和接收切换逻辑的一个示例。
表2
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V1 |
V2 |
GSM发射(端子b) |
低 |
低 |
DCS/PCS发射(端子c) |
高 |
低 |
GSM接收(端子d) |
低 |
高 |
DCS/PCS接收(端子e) |
高 |
高 |
参照表2,通过依据表2中的逻辑分别导通和截止FET Q1至Q4,可以把端子a连接到端子b到e中的一个上。也就是说,与第一实施例相比,可以利用较少的位数来控制GaAs开关11B。这简化了产品。
如上所述,依据本实施例,在GaAs开关11B中,通过在GaAs开关11B和BPF之间引入分离器/组合器34,可以省略一个或多个选择端子。这使得可以减小GaAs开关的尺寸,并简化控制系统的电路结构。因而,可减小电路以及整个高频开关模块的尺寸。
下面说明第四实施例。图15示出了高频开关模块40的电路图,以下在第四实施例中,如果没有特别指出,与第一到第三实施例相同的元件和结构具有相同的标号,并且省略了详细的说明。
如图15所示,依据本实施例的高频开关模块40具有与第三实施例相同的电路结构。和第二实施例一样,高频开关模块40仍在连接BPF 5a和GaAs开关11B的线路上具有阻抗调节电路25a。高频开关模块40在BPF 5a和GaAs开关11B之间不具有分离器/组合器34。
利用上述电路结构,依据本实施例,可以减少GaAs开关11B中的一个或多个选择端子。因而,可减小电路和整个高频开关模块的尺寸。除了所获得的这些效果外,还可调节GaAs开关和BPF之间的阻抗,并减少BPF的插入损耗的变化。结果减少了产品特性的变化。
现在说明第五实施例。在本实施例中,示出了阻抗调节电路25a、25b、25c的结构的另一示例。以下在第五实施例中,如果没有特别指出,与第一到第四实施例相同的元件和结构具有相同的标号,并且省略了详细的说明。
图16示出了阻抗调节电路25a、25b、25c的结构的另一示例。如图16所示,阻抗调节电路25a、25b、25c分别包括传输线L26。
优选地,选择传输线L26,使得在PCS接收系统的频带内BPF 5b的输入阻抗无穷大。阻抗调节电路25b的传输线L26连接到DCS接收系统的BPF 5b上。优选地,选择传输线L26,使得在PCS接收系统的频带内,BPF 5c的输入阻抗无穷大。阻抗调节电路25c的传输线L26连接到PCS接收系统的BPF 5c上。因而,可以调节GaAs开关和BPF之间的阻抗。也就是说,可减少BPF的插入损耗的变化。结果减少了产品特性的变化。
可以利用如图12所示的修剪来调节传输线126的电感。这使得可以依据产品调节电感并提高产品质量。
另外,依据本实施例,阻抗调节电路25a,25b和25c分别具有传输线L26。与带有电感器和电容器的阻抗调节电路(见图11)相比,这可以减小在电路板上的安装面积。因而,可以减小整个产品的尺寸。
现在说明第六实施例。与上述实施例相比较,在第六实施例中,GaAs开关11B不包括分离器/组合器34。两个BPF分享一个端子(依据第三实施例,为端子e)。以下在第六实施例中,如果没有特别指出,与第一到第五实施例相同的元件和结果具有相同的标号,并且省略了详细的说明。
图17示出了依据第六实施例的高频开关模块60。参照图17,高频开关模块60具有与第一实施例相同的电路结构。但由GaAs开关11B代替了GaAs开关11A。来自GaAs开关11B中的端子e的线路被分支,一个与DCS接收系统的BPF 5b相连,另一个通过阻抗调节电路27与PCS接收系统的BPF 5c相连。
阻抗调节电路27包括连接端子e和BPF 5c的线路上的传输线L27。如上所述,来自端子e的线路被分支并与传输线L27相连。连接传输线L27和BPF 5c的另一线路被分支,并通过电容器C27接地。
利用上述电路结构,分别选择传输线L27和电容器C27,使得在DCS接收系统的频带内BPF 5c的输入阻抗无穷大。这防止了共享端子e的两个通信系统间的高频信号串扰。另外,无需采用用于分离高频信号的分离器/组合器34或分别与各个BPF相连的阻抗调节电路25a、25b和25c。因而,可减小电路的尺寸,并使产品更小。进一步,可采用小尺寸的GaAs,并减小安装面积。这可进一步减小产品的尺寸。
本发明不限于这里具体公开的实施例,在不脱离本发明的范围的情况下,可以采用其它实施例并进行各种变化和改进。