CN1825757A - 多频带低噪声放大器 - Google Patents

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CN1825757A CNA2006100045120A CN200610004512A CN1825757A CN 1825757 A CN1825757 A CN 1825757A CN A2006100045120 A CNA2006100045120 A CN A2006100045120A CN 200610004512 A CN200610004512 A CN 200610004512A CN 1825757 A CN1825757 A CN 1825757A
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Abstract

本发明提供可适合于多条RF频带的多频带低噪声放大器、使芯片尺寸小型化了的无线用半导体集成电路、和外附电路部件的个数少的多频带无线组件。经过1个输入阻抗匹配电路选择性地将多频带的接收信号供给低噪声放大器，切换低噪声放大器的模式，放大接收信号。低噪声放大器由共有与电源电压连接的负载阻抗和接地的退化阻抗的相互并联连接的多个基本放大器构成的前级放大单元、共同输入各基本放大器输出信号的下级放大器、和选择性地使前级放大单元的基本放大器处于接通状态的偏压控制单元构成，依照接收信号的RF频带，使低噪声放大器的输入阻抗最适合于匹配电路。

Description

多频带低噪声放大器
技术领域
本发明涉及选择地使用多个通信频带(RF)的多频带无线技术，更详细地，涉及可以适合于多个RF频带的多频带低噪声放大器、应用该多频带低噪声放大器的半导体集成电路(RF-IC)、多频带低噪声放大器组件和多频带RF组件。
背景技术
以往，作为便携式电话用RF-IC，是搭载与无线LAN进行通信的功能的RF-IC和使用与IEEE802.11b/g相同的2.4GHz频带的蓝牙的RF-TC(例如，请参照非专利文献1(Manku，et al.，“A single chipdirect conversion CMOS transceiver for quad-bandGSM/GPRS/EDGE and WLAN with integrated VCO′s andFractional-N synthesizer”，RFIC Symposium，2004.Digest ofPapers.Jun 6-8，2004，P423-426))。另外，作为匹配电路，由电容、电感和微带线构成，对于双极晶体管的输入阻抗，在1GHz到2GHz的频带中可以与50Ω匹配是众所周知的(例如，请参照非专利文献2(Alfy Riddle and R.J.Trew，“A Broad-Band Amplifier OutputNetwork Design”，IEEE Transactions on Microwave Theory andTechniques，Vol.MTT-30，No.2，Feb 1982，P192-196))。
另外，以往，作为高频放大器，提出了当第1栅极电压源电路和第2栅极电压源电路都处于接通状态时，在f1～f2的频带中形成所要的频率特性，当只有第1栅极电压源电路处于接通状态时，在比f1～t2低的f3～f4的频带中得到所要的频率特性的提案(例如，请参照专利文献1(日本特开平11-251584号专利公报))。进而，作为高频放大器，提出了通过选择性地使第1、第2FET元件处于接通状态，选择性地对多个频带进行优化的提案(请参照专利文献2(日本特开2001-267864号专利公报))。
发明内容
如GSM便携式电话无线通信系统那样，存在着欧洲用系统(GSM900)中使用的RF频带(900MHz频带和1.8GHz频带)和美国用系统(GSM850)中使用的RF频带(800MHz频带和1.9GHz频带)不同的无线通信系统。在这种无线通信系统中，如果是可以适合于在海外也能够使用的多个RF频带的多频带的无线终端装置，则对于利用者来说是非常便利的。
与上述的GSM系统不同，即便在CDMA2000系统的便携式电话系统中，也希望提供能够适合于多个RF频带的无线终端装置。另外，便携式电话的通信速度增加时，在已有的RF频带中，频率不足，存在着将新的RF频带分配给便携式电话用的可能性，在这种情况下，希望具有能够利用当前的RF频带和新的RF频带双方的便携式电话。即便在无线LAN中，也需要能够适合于使用2.4GHz频带的IEEE802.11b/g方式和使用5.2GHz频带的IEEE802.11a方式双方的无线调制解调器。进而，在便携式电话中，例如，如非专利文献1中记载的RF-IC那样，存在着搭载与无线LAN的通信功能的动向和搭载使用与IEEE802.11b/g相同的2.4GHz频带的蓝牙的动向。
为了提高无线终端装置的便携式性，需要使终端装置小型化，半导体电路的高集成化和周边电路部件的小型化变得很重要。无线机由许多部件构成，但是，根据半导体集成电路技术，能够将无线机的主要的功能电路要素，例如，在RF电路中，由低噪声放大器(LNA)、混合器、电压控制发送器(VCO)和相位锁定环(PLL)构成的局部频率合成器和功率放大器(PA)，在低频电路中，增益可变放大器(VGA)等集成化在1块芯片或2～3芯片的半导体基片上。无线机组件形成为将这些集成电路(LSI)芯片和没有集成化的单体电路部件高密度地安装在印刷电路基板上的形态。
在最近的追求更加小型化的无线机中，一般形成为在1块芯片内集成频道选择滤波器(CSF)的滤波器数量少的零IF(zerointermediate frequency(XIF)(零中频))(别称为直接变换)或低IF的结构。在便携式电话中，因为经常使用零IF，所以在本说明书中，将零IF的结构作为前提，说明已往技术的问题和本发明的实施例。
当对适合于不同的多个RF频带的GSM用的多频带接收电路进行半导体集成化时，在将RF信号直接变换到1MHz以下的频率的接收电路中，能够使频率变换单元和其下级电路单元在多个频带中比较简单地共同化。
图13作为代表性的QUAD频带RF组件的接收电路的1个例子，表示了可适合于GSM850、GSM900、DCS和PCS的多频带接收电路的主要部分。
由天线ANT接收来自GSM850系统的基站的无线信号，经过天线开关(图中未画出)，输入到带通滤波器FLT-1。由该带通滤波器FLT-1抑制GSM850频带外的干涉信号和噪声。由平衡-不平衡转换器(Balun)BAL-1将由带通滤波器FLT-1选出的GSM850的接收频带内的全频道信号从单端信号变换到差动信号。经过输入阻抗匹配电路MCK-1将BAL-1的输出信号输入到GSM850频带的低噪声放大器AMP-1中。
将由低噪声放大器AMP-1放大的信号等分地输入到I/Q混合器MixI-1和MixQ-1中，变换为基带的I/Q信号。这里，为了使图面简略化起见，从图面省略了频率变换需要的局部频率合成器。为了将I/Q混合器MixI-1和MixQ-1的输出(目的信号)放大到希望的强度，分别将它们输入到由低通滤波器LPF-I和可变增益放大器VGA-I所构成的I信号基带电路BB-I、及由低通滤波器LPF-Q和可变增益放大器VGA-Q所构成的Q信号基带电路BB-Q中。用由别的芯片构成的RF-IC以后的电路部分(图中未画出)对低通滤波器LPF-I和LPF-Q的输出进行解调处理。
另外，在上述基带电路BB-I、BB-Q中，低通滤波器LPF-I和LPF-Q根据要求的滤波器抑制性能采用多段的电路构成。可变增益放大器VGA-I、VGA-Q根据信号放大动态范围也采用多段的电路构成。另外，也能够在低通滤波器中加入增益可变滤波器，但是因为与本发明没有直接关系，所以这里省略对它的说明。
通过天线ANT、天线开关(图中未画出)、带通滤波器FLT-2、平衡-不平衡转换器BAL-2、输入阻抗匹配电路MCK-2、GSM900频带低噪声放大器AMP-2、混合器MixI-2、MixQ-2，将从GSM900系统的基站发送的无线信号输入到基带电路BB-I、BB-Q。
通过天线ANT、天线开关(图中未画出)、带通滤波器FLT-3、平衡-不平衡转换器BAL-3、输入阻抗匹配电路MCK-3、DCS频带低噪声放大器AMP-3、混合器MixI-3、MixQ-3，将从DCS系统的基站发送的DCS无线信号输入到基带电路BB-I、BB-Q。
通过天线ANT、天线开关(图中未画出)、带通滤波器FLT-4、平衡-不平衡转换器BAL-4、输入阻抗匹配电路MCK-4、PCS频带低噪声放大器AMP-4、混合器MixI-4、MixQ-4，将从PCS系统的基站发送的PCS无线信号输入到基带电路BB-I、BB-Q。
在该RF组件中，因为不同时对上述4种无线信号进行接收处理，所以需要留下与要接收的所要的无线通信频带对应的RF电路，而停止其它的RF电路的功能。关于用于选择性地只起动所要的接收电路的控制电路，因为对于本领域的技术人员来说是众所周知的，所以这里省略对它的说明。
下面，我们说明能够适合于多个RF频带的已有的众所周知的匹配电路技术。
图14表示非专利文献2所示的匹配电路。该匹配电路由电容C11、C12、电感L11、L12、微带线MSL11、MSL12构成，对于双极晶体管Tr11的输入阻抗，在从1GHz到2GHz的频带中可以与50Ω匹配。但是，这样一来，需要将微带线配置在安装基片上的电路构成对于缺乏这类专门技术的一般的组件制造商来说缺少魅力。另外，这样一来，在匹配单元中需要许多部件的电路构成成为制品成品率低下的原因。
图15表示专利文献1中公开的高频放大器。该高频放大器的构成为：使FET25的第1栅极端子26a与第1栅极电压源电路27a连接，使第2栅极端子26b与第2栅极电压源电路27b和输入匹配电路28连接，使漏极端子30与漏极电压源31和输出匹配电路32连接，使源极端子34接地，使电阻43连接在第1栅极端子26a与第2栅极端子26b之间。
上述高频放大器，当第1栅极电压源电路27a和第2栅极电压源电路27b都处于接通状态时，在f1～f2的频带中作为所要的频率特性，当只有第1栅极电压源电路27b处于接通状态时，在比f1～f2低的f3～f4的频带中得到所要的频率特性。但是，一般地说，FET，因为与断开状态时比较接通状态中的栅极电容增大，所以在上述电路构成中不容易得到期待的特性，当实用化时要解决的问题很多。
图16表示专利文献2中公开的高频放大器。该高频放大器的构成为：具有由第1FET元件301和第2FET元件302构成的放大单元30，使输入匹配电路10连接在放大单元30与输入端子1之间，使输出匹配电路20连接在放大单元30与输出端子2之间。专利文献2叙述了通过选择地使第1、第2FET元件处于接通状态，能够对多个频带选择性地最适合化的情形，但是存在着关于第1、第2FET的具体设计值、输入/输出匹配电路的构成和与频带的关系，完全没有记述，具体地说，存在完全没有考虑如果怎样做才能对多个频带选择性地进行最适合化那样的问题。
一般地说，高频放大器，能够满足要求性能的频带窄。其原因在于阻抗匹配。当在信号源阻抗与信号接收电路的输入阻抗之间不匹配时，一部分信号功率发生反射。阻抗匹配条件由下列公式表示。
Zs＝Zin                                           (1)
Xs+Xin＝0                                         (2)
这里，Zs、Xs表示信号源阻抗的实部和虚部，Zin和Xin表示信号接收电路的输入阻抗的实部和虚部。Xs和Xin具有相互相反的符号。因为基本上，正的虚数阻抗与频率成正比，负的虚数阻抗与频率成反比，绝对值变化，所以逻辑上公式(2)成立的频率只存在于1点。
当使用Q低的部件时，因为即便频率发生偏移阻抗匹配也不会急剧恶化，所以能够在比较宽的频率范围内，减少由阻抗不匹配引起的反射，但是它的反面，存在着损失增加那样的问题。另一方面，为了抑制损失当使用Q高的部件时，因为由阻抗不匹配引起的反射少的频率范围限定在满足公式(2)的特定频率的近旁，所以存在着当频率离开特定频率时匹配急剧恶化那样的问题。
Q高意味着阻抗匹配敏感地受到电路元件的寄生电感或寄生电容的影响。但是，为了构成接收电路所需的外附部件，一般，只制造电感或电容具有离散值的特定种类的制品，所以应用能够从市场取得的部件构成具有理想特性的匹配电路事实上是困难的。所以，用利用外附部件的1个匹配电路，适合于多频带接收电路处理的多个RF频带不是容易的事情。
从这种理由出发，放弃在已有的QUAD频带RF-IC中，低噪声放大器(LNA)电路的共同化，如图13所示，一般对每个RF频带设置AMP(低噪声放大器LNA)。另外，当使混合器共同化时，因为LNA与混合器之间的配线加长，损失增加，所以为了抑制由配线引起的损失，如图13所示，一般采取在每个AMP中设置混合器的构成。
如上所述，对每个RF频带备有包含LNA和混合器的RF电路的已有的多无线终端装置，因为外附部件占据组件面积的大部分，所以装置的小型化和低成本化，适合于新的RF频带变得很困难。另外，当维持它的总体结构对RF电路进行集成化时，由于LSI制造技术上的局限要维持成品率也变得很困难。
本发明就是着眼于这样的情况而提出的，本发明的一个目的是提供可以适合于多个RF频带的多频带低噪声放大器。
本发明的另一个目的是提供使芯片尺寸经过小型化的无线用半导体集成电路、和外附电路部件的个数少的多频带无线组件。
本发明的又一个目的是提供与最近将来的高速、宽频带的无线通信要求相应的RF频带可变无线机所需的接收电路技术。
为了达到上述目的，本发明的特征是使用同一输入阻抗匹配电路将可以由前端电路选择的多个频带的接收信号选择地供给低噪声放大器，与接收信号的RF频带相应地使低噪声放大器的输入阻抗最适合化。
具体地说，本发明的多频带低噪声放大器的特征是它具备包含共有与电源电压连接的负载阻抗和接地的退化阻抗，各条输入信号线与输入阻抗匹配电路共同连接的相互并联连接的多个基本放大器的前级放大单元；和共同输入上述多个基本放大器的输出信号的下级放大器；依照向上述多个基本放大器供给偏置电压的方式，选择性地使上述前级放大单元的输入阻抗最适合于多个RF频带。
当更详细的述说时，根据本发明的多频带低噪声放大器的特征是包含由共有与电源电压连接的负载阻抗和接地的退化阻抗，各条输入信号线与输入阻抗匹配电路共同连接的相互并联连接的第1、第2基本放大器构成的前级放大单元、共同输入上述第1、第2基本放大器的输出信号的下级放大器，和将各个偏置电压，通过第1偏压电阻供给上述第1基本放大器，通过控制开关和第2偏压电阻的串联电路供给上述第2基本放大器的前级偏压控制单元，
当上述控制开关处于断开状态时，通过上述第1基本放大器和退化阻抗，使上述前级放大单元的输入阻抗对第1RF频带最适合化，当上述控制开关处于接通状态时，通过上述第1、第2基本放大器和退化阻抗，使上述前级放大单元的输入阻抗对比上述第1RF频带低的第2RF频带最适合化。根据这种构成，通过使用一组输入阻抗匹配电路和低噪声放大器，能够实现可以选择地接收2个RF频带的信号的双型的RF阻件。
又，根据本发明的多频带低噪声放大器的特征是包含由共有与电源电压连接的负载阻抗和接地的退化阻抗，各条输入信号线与输入阻抗匹配电路共同连接的相互并联连接的N个(N为大于等于3的整数)基本放大器构成的前级放大单元、共同输入上述N个基本放大器的输出信号的下级放大器，和通过个别的偏压电阻将偏置电压供给上述前级放大单元的各基本放大器的前级偏压控制单元，
上述前级偏压控制单元，以能够稳定地将偏置电压供给第1基本放大器，选择地将偏置电压供给第2～第N基本放大器的方式，具有与各个偏压电阻串联连接的N-1个控制开关，当上述控制开关全部处于断开状态时，通过上述第1基本放大器和退化阻抗，使上述前级放大单元的输入阻抗对第1RF频带最适合化，当上述控制开关中的某一个处于接通状态时，通过上述第1基本放大器、由于供给偏置电压成为工作状态的基本放大器和上述退化阻抗，使上述前级放大单元的输入阻抗对比上述第1RF频带低的别的RF频带最适合化。根据这种构成，通过使用一组输入阻抗匹配电路和低噪声放大器，能够实现可以选择地接收3个以上的RF频带的信号的多频带RF阻件。
如果根据本发明，则通过将上述的多频带低噪声放大器应用于与正输入信号用的第1输入阻抗匹配电路连接的第1低噪声放大器、和与负输入信号用的第2输入阻抗匹配电路连接的第2低噪声放大器，能够构成输出对差动输入信号的差动放大信号的差动型多频带低噪声放大器。这时，第1、第2低噪声放大器的前级偏压控制单元也可以共有与相互对应的偏压电阻连接的控制开关。
在本发明中，即便在切换RF频带的情形中，也以能够使低噪声放大器和输入阻抗匹配电路匹配的方式，在允许范围内抑制低噪声放大器的输入阻抗的变动。在本发明的第1实施例中，用场效应晶体管构成上述前级放大单元的各基本放大器和下级放大器，作为退化阻抗应用电感元件。这时，通过以并联工作的多个场效应晶体管的输入等效电容具有与接收RF频带对应的值的方式设计构成前级放大单元的基本放大器的各场效应晶体管的栅极宽度，在全部的RF频带中保持输入阻抗大致一定。
本发明的无线用半导体集成电路的特征是它具有低噪声放大器、用于将上述低噪声放大器的输出信号变换成基带的I、Q信号的I信号用混合器和Q信号用混合器、与上述I信号用混合器连接的I信号基带电路、和与上述Q信号用混合器连接的Q信号基带电路，上述低噪声放大器由由上述并联连接的多个基本放大器构成的前级放大单元、下级放大器、和前级偏压控制单元构成，通过控制开关的接通、断开，使上述低噪声放大器的输入阻抗适合于不同的多个RF频带。
又，本发明的多频带RF组件的特征是它由用于切换接收RF频带的前端电路和用于将由该前端电路选出的RF频带的接收信号变换成基带信号的RF用半导体集成电路构成，上述前端电路包含频带选择用的多个带通滤波器、用于将别的频带中准备好的单端信号变换成差动信号的多个平衡-不平衡变换器电路、配置在上述带通滤波器与平衡-不平衡变换器电路之间的频带选择开关、和与上述多个平衡-不平衡变换器电路连接的输入阻抗匹配电路，RF用半导体集成电路备有上述多频带低噪声放大器，该多频带低噪声放大器，通过上述输入阻抗匹配电路，接收可以用上述前端电路选择频带的多频带信号。又，也可以将可变带通滤波器应用于带通滤波器，用1个可变带通滤波器，选择地接收不同的多个RF频带。
如果根据本发明，则因为能够在多个RF频带中共用1个低噪声放大器，所以能够使无线用半导体集成电路小型化。
附图说明
图1是表示根据本发明的多频带低噪声放大器LNA的第1实施例的图。
图2是表示根据本发明的多频带低噪声放大器LNA的第2实施例的图。
图3是表示关于单频带LNA和根据本发明的双频带差动型LNA从模拟求得的低频带频率特性的图。
图4是表示关于单频带LNA和根据本发明的双频带差动型LNA从模拟求得的高频带频率特性的图。
图5是表示根据本发明的多频带低噪声放大器LNA的第3实施例的图。
图6是表示根据本发明的多频带低噪声放大器LNA的第4实施例的图。
图7是表示根据本发明的多频带低噪声放大器LNA的第5实施例的图。
图8是表示根据本发明的多频带低噪声放大器LNA的第6实施例的图。
图9是表示应用根据本发明的多频带低噪声放大器LNA的QUAD频带无线组件的一个实施例的图。
图10是表示应用根据本发明的多频带低噪声放大器LNA的QUAD频带无线组件的另一个实施例的图。
图11是表示应用根据本发明的多频带低噪声放大器LNA的QUAD频带无线组件的其它实施例的图。
图12是表示应用根据本发明的多频带低噪声放大器LNA的QUAD频带无线组件的又一个其它实施例的图。
图13是表示根据已往技术的QUAD频带无线组件的一个实施例的图。
图14是表示多频带高频放大器的已往例的图。
图15是表示多频带高频放大器的其它已往例的图。
图16是表示多频带高频放大器的又一个其它已往例的图。
标号说明：
ANT:RF频带天线，FLT-i(i＝1～4):RF频带带通滤波器，FLT:RF频带可变频率带通滤波器，BAL-i(i＝1～4):RF频带平衡-不平衡转换器，BAL:RF频带可变频率平衡-不平衡转换器，MCK、MCK-i(i＝1～4):LNA输入阻抗匹配电路，LNA、LNA-i(i＝1～4)：低噪声放大器，MIXI、MIXI-i(i＝1～4)、MIXQ、MIXQ-i(i＝1～4)：混合器，LPF-1、LPF-Q：低频率低通滤波器，VGA-I、VGA-Q：低频可变增益放大器，BB-I、BB-Q：基带模拟电路，A1、A2、A3、A1a、A1b、A2a、A2b、A0、A0a、A0b：基本放大器，Ld1、Ld2：负载阻抗，Zdg、Zdg1a、Zdg1b：退化阻抗，Vb：放大器偏置电压，SW1：控制开关，Ctrl、Ctrl1～Ctrl4：控制信号端子，M1、M2、M1a、M1b、M2a、M2b、M3、M3a、M3b：场效应晶体管，Rd1、Rd2：负载电阻，Ldg、Ldg1a、Ldg1b：退化电感，Ib1、Ib2：基准电流源、Rb0、Rb0a、Rb0b、Rb1、Rb2、Rb3、Rb1a、Rb1b、Rb2a、Rb2b：偏压电阻，CM1、CM2：电流镜的场效应晶体管，C1、C2：分路电容，Ci1、Ci2、Ci3、Ci1a、Ci1b、Ci2a、Ci2b：直流电压隔离电容，SM1：场效应晶体管的控制开关，BSEL：开关阵列
具体实施方式
下面，参照附图说明本发明的多频带LNA的几个实施例。
[实施例1]
图1表示作为本发明的第1实施例，可以适合于高频带HB和低频带LB的2个RF频带的多频带低噪声放大器LNA。
这里，为了使图面简单起见，只图示LNA的主要部分，在图面中省略了配置在已有技术中说明了的LNA的输入侧的天线ANT、天线开关和带通滤波器FLT、以及配置在LNA的输出侧的混合器MixI、MixQ、局部频率合成器、基带电路和频带的切换控制电路等。
本实施例的LNA具有由相互并联连接的第1、第2基本放大器A1和A2构成的前级放大器，这些基本放大器共有与电源电压Vdd连接的负载阻抗Ld1、接地的退化阻抗Zdg和输入阻抗匹配电路MCK。分别将用于使基本放大器A1、A2处于接通状态的偏置电压Vb，通过第1偏压电阻Rb1，供给第1基本放大器A1，通过控制开关SW1和第2偏压电阻Rb2的串联电路，供给在第2基本放大器A2。根据输入到端子Ctr1的控制信号使控制开关SW1开或关。
作为输入信号，从输入信号线In通过输入匹配电路MCK将带通滤波器FLT的输出信号供给基本放大器A1、A2。基本放大器A1、A2的输出信号作为共同输入给予具有与电源电压Vdd连接的负载阻抗Ld2的下级放大单元的基本放大器A0，基本放大器A0的输出信号作为多频带LNA的输出信号出现在输出信号线Out上。另外，在图面中，为了使图面简单化省略了用于使基本放大器A0工作的偏置电压。
当使上述多频带LNA在HB模式中工作时，将打开控制开关SW1的控制信号给予开关控制端子Ctr1，使第2基本放大器A2处于断开状态。这时，由第1基本放大器A1和退化阻抗Zdg决定的输入阻抗成为适合于输入阻抗匹配电路MCK的状态，多频带LNA表示出所要的HB特性。当使上述多频带LNA在LB模式中工作时，将关闭开关SW1的控制信号给予开关控制端子Ctr1，使第2基本放大器A2处于接通状态。这时，由处于工作状态的第1、第2基本放大器A1、A2和退化阻抗Zdg决定的输入阻抗成为适合于输入阻抗匹配电路MCK的状态，多频带LNA表示出所要的HB特性。
[实施例2]
图2表示作为本发明的第2实施例，可以与高频带HB和低频带LB的2个RF频带对应的多频带LNA的主要部分。与第1实施方式同样，为了简单化起见，在图面中省略了与多频带LNA的输入、输出侧连接的电路要素。
本实施例的多频带LNA具有由并联连接的第1、第2场效应晶体管M1、M2构成的前级放大器，这些场效应晶体管共有与电源电压Vdd连接的负载电阻Rd1、接地的退化阻抗Ldg、输入阻抗匹配电路MCK。在MCK和第1、第2场效应晶体管M1、M2之间插入用于隔离直流电位的电容元件Ci1、Ci2。
从由场效应晶体管CM1构成的第1电流镜电路供给用于使第1、第2场效应晶体管M1、M2处于接通状态的偏置电压Vb。由连接在场效应晶体管CM1和电源电压Vdd之间的基准电流源Ib1对上述输出偏置电压Vb的值进行控制。另外，上述基准电流源Ib1是产生与在基准电压发生电路产生的基准电压相应的电流的电路，关于具体的电路构成，因为对于该领域的技术人员来说是众所周知的，所以省略对它的详细说明。
C1表示用于使构成上述电流镜电路的场效应晶体管CM1的栅极在接地侧短路，隔离高频电路和偏压电路的分路电容。将从电流镜电路供给的偏置电压Vb，分别通过第1偏压电阻Rb1供给第1场效应晶体管M1，通过由场效应晶体管构成的控制开关SM1和第2偏压电阻Rb2的串联电路，供给在第2场效应晶体管M2。根据输入到端子Ctr1的控制信号使控制开关SM1接通或断开。
将第1、第2场效应晶体管M1、M2的输出共同输入到具有与电源电压Vdd连接的负载电阻Rd2的下级放大单元的场效应晶体管M0。场效应晶体管M0的输出信号出现在多频带LNA的输出信号线Out上。通过偏压电阻Rb0，从由场效应晶体管CM2构成的第2电流镜电路，供给使场效应晶体管M0处于接通状态的偏置电压。Ib2表示与第2电流镜电路连接的基准电流源，C2表示分路电容。
当使上述多频带LNA在HB模式中工作时，将使控制开关SM1处于打开状态的控制信号给予端子Ctr1，使第2场效应晶体管M2处于断开状态。这时，由第1场效应晶体管M1的输入电容和退化电感Ldg决定的输入阻抗成为适合于匹配电路MCK的状态，多频带LNA表示出所要的HB特性。
当使上述多频带LNA在LB模式中工作时，将使控制开关SM1处于关闭状态的控制信号给予端子Ctr1，使第2场效应晶体管M2处于接通状态。这时，由第1、第2场效应晶体管M1、M2的等效输入电容和退化电感Ldg决定的输入阻抗成为适合于输入阻抗匹配电路MCK的状态，多频带LNA表示出所要的LB特性。
下面，我们说明上述阻抗匹配MCK的多频带的阻抗匹配条件。
一般，场效应晶体管的输入阻抗可以等效地看作为小的输入电阻和小的输入电容的串联电路。当输入电容的值小时，为了抵消它需要大的电感。但是当通过在半导体基片上形成的芯片电感得到大的电感值时，芯片电感的寄生电阻和寄生电容的值成为问题。因为电感越大，这些寄生元件的值越大，所以要用芯片电感实现所要的匹配电路特性不是容易的事。
然而，如果根据图2的电路构成，则连接在场效应晶体管M1、M2的源极和地之间的退化电感Ldg，因为大的电流Ids流过那里，所以即便Ldg的电感值比较微小，也能够得到大的电感效果。本发明，着眼于该现象，通过与第1、第2场效应晶体管M1、M2连接的比较小的电感Ldg表示的大的电感效果、和这些场效应晶体管中的栅极宽度的最适合化，当切换频带时，使多频带LNA的输入阻抗的等效电阻变化50Ω左右。这时，匹配电路MCK为只由与场效应晶体管M1、M2的栅极连接的串联电感构成的简单构成，能够适合于频带(HB、LB)的切换。
例如，假定第1场效应晶体管M1和退化电感Ldg的特性与高频带(HB)特性一致达到最适合化。这时，在频率和元件参数之间变得相当简单，下列关系式近似地成立。
2πfH*Ldg-1/(2πfH*C(M1、VbH))＝0
这里，fH表示HB的中心频率，Ldg表示退化电感Ldg的电感，C(M1)表示第1场效应晶体管M1的等效输入电容。
当将多频带LNA切换到低频带LB时，由于信号频率的降低，退化电感Ldg的电感效果减少。但是，如果根据第2实施例的电路构成，则在LB模式中，成为第2场效应晶体管M2与第1场效应晶体管M1并联连接的状态。这时，因为等效的输入电容增加，补偿了由信号频率降低引起的电感效果减少，所以可以使在LB中的输入阻抗最适合化。
例如，为了使说明简单，假定要接收的HB的频率为LB的频率的倍数。这时，如果设计第2场效应晶体管M2的栅极宽度为第1场效应晶体管M1的栅极宽度的3倍，则因为工作状态中的相互并联连接的2个场效应晶体管M1和M2的输入等效电容成为4倍，所以按照下列公式，在LB模式中得到与HB模式同等的电感效果。
2πfL*Ldg-1/(2πfL*C(M1+M2、VbL))＝0
在实际的应用中，例如，在HB模式中即便第2场效应晶体管M2处于断开状态时，M2的输入等效电容也不为零，根据存在其它寄生效果等的理由，不能够使LB模式中的输入等效电容与场效应晶体管M1、M2的合计栅极宽度正确地成比例。但是，通过依照HB和LB的频率，决定M1、M2的栅极宽度，微调整M2的栅极宽度，能够使LB模式中的输入等效电容大致为最适合值(允许范围内)。
为了使上述条件成立，需要调整基准电流源Ib1，将在HB模式中流过第1场效应晶体管M1的电流Ids(M1)和在LB模式中流过M1和M2的电流Ids(M1+M2)保持在最适合值。这样能够通过计算或模拟求得用于调整基准电流源Ib1的设计值。
图3和图4表示关于采用上述输入阻抗匹配方法设计的多频带LNA和单频带LNA，在同一漏电流条件下求得的模拟结果。图3(A)、(B)分别表示低频带(LB)中的单频带的LNA特性和多频带的LNA特性。另外，图4(A)、(B)分别表示高频带(HB)中的单频带的LNA特性和多频带的LNA特性。
在各图中，横轴表示频率，作为LNA特性，Pgain表示增益，Nf表示噪声指数，Vswr为表示输入匹配性的反射系数。从这些模拟结果，我们判断根据本实施例的多频带的LNA特性，与单频带的LNA比较在性能上多少有些恶化，但是实用上没有妨碍，而在装置小型化方面具有很大的优点。
[实施例3]
图5表示作为本发明的第3实施例，可以适合于高频带(HB)、中频带(MB)、低频带(LB)这样3个RF频带的多频带LNA的主要部分。与第1实施例同样，为了简单化起见从图面省略了在多频带LNA中与输入侧和输出侧连接的电路要素。
本实施例的多频带LNA，进一步使第3基本放大器A3与构成第1实施例(图1)的前级放大器的第1、第2的基本放大器A1、A2并联连接，这3个基本放大器成为共有与电源电压Vdd连接的负载阻抗Ld1、接地的退化阻抗Zdg和输入阻抗匹配电路MCK的电路构成。
分别选择性地将用于使基本放大器处于接通状态的偏置电压Vb，通过第1偏压电阻Rb1经常地供给第1基本放大器A1，通过控制开关SW1和第2偏压电阻Rb2的串联电路供给第2基本放大器A2，通过控制开关SW2和第3偏压电阻Rb3的串联电路供给第3基本放大器A3。根据供给各个端子Ctrl1、Ctrl2的控制信号使上述控制开关SW1和SW2接通或断开。将基本放大器A1、A2、A3的输出共同输入到具有与电源电压Vdd连接的负载阻抗Ld2的下级放大单元的基本放大器A0，基本放大器A0的输出信号成为多频带LNA的输出。这里，为了使图面简单化，没有图示用于使下级放大单元的基本放大器A0处于接通状态的偏置电压。
当使上述多频带LNA在HB模式中工作时，通过在端子Ctrl1上加上打开控制开关SW1的控制信号，在端子Ctrl2上加上打开控制开关SW2的控制信号，使第2、第3基本放大器A2、A3处于断开状态。这时，成为第1基本放大器A1的输入阻抗适合于匹配电路MCK的状态，多频带LNA表示出所要的HB特性。
当使上述多频带LNA在MB模式中工作时，通过在端子Ctrl1上加上关闭控制开关SW1的控制信号，使第2基本放大器A2处于接通状态，通过在端子Ctrl2上加上打开控制开关SW2的控制信号，使第3基本放大器A3处于断开状态。这时，成为并联连接的第1、第2基本放大器A1、A2的等效输入阻抗适合于匹配电路MCK的状态，多频带LNA表示出所要的MB特性。
当使上述多频带LNA在LB模式中工作时，通过在端子Ctrl1和端子Ctrl2上加上关闭控制开关SW1、SW2的控制信号，使第2、第3基本放大器A2、A3处于接通状态。这时，成为并联连接的第1、第2、第3基本放大器A1、A2、A3的等效输入阻抗适合于匹配电路MCK的状态，多频带LNA表示出所要的LB特性。
当可以选择的RF频带为4个频带以上时，可以在前级放大器中追加第4、第5、.....基本放大器，以与上述第3基本放大器同样的形式，使它们与负载阻抗Ld1、退化阻抗Zdg、输入阻抗匹配电路MCK连接。
[实施例4]
图6表示作为本发明的第4实施例，可以适合于高频带(HB)、中频带(MB)、低频带(LB)这样3个RF频带的多频带LNA的主要部分。与第1实施例同样，为了简单化起见从图面省略了在多频带LNA中与输入侧和输出侧连接的电路要素。
本实施例的多频带LNA，进一步使第3场效应晶体管M3与第2实施例(图2)中的第1、第2场效应晶体管M1、M2并联连接，这3个场效应晶体管成为共有与电源电压Vdd连接的负载电阻Rd1、接地的退化电感Ldg和输入阻抗匹配电路MCK的电路构成。在MCK与场效应晶体管M1、M2、M3之间，插入用于隔离直流电位的电容元件Ci1、Ci2、Ci3。从由场效应晶体管CM1构成的电流镜电路供给用于使场效应晶体管M1、M2、M3处于接通状态的偏置电压Vb。这里，我们省略了对电流镜电路的详细说明。
分别选择性地将上述偏置电压Vb，通过第1偏压电阻Rb1供给第1场效应晶体管M1，通过由场效应晶体管构成的控制开关SM1和第2偏压电阻Rb2的串联电路供给第2场效应晶体管M2，通过由场效应晶体管构成的控制开关SM2和第3偏压电阻Rb3的串联电路供给第3场效应晶体管M3。根据供给各个端子Ctrl1、Ctrl2的控制信号使控制开关SM1和SM2接通或断开。
将第1、第2、第3场效应晶体管M1、M2、M3的输出共同输入到具有与电源电压Vdd连接的负载电阻Rd2的下级放大单元的场效应晶体管M0。场效应晶体管M0的输出成为多频带LNA的输出信号。通过偏压电阻Rb0从由场效应晶体管CM2构成的电流镜电路供给用于使场效应晶体管M0处于接通状态的偏置电压。
当使上述多频带LNA在HB模式中工作时，通过在端子Ctrl1和端子Ctrl2上加上打开控制开关SM1、SM2的控制信号，使第2、第3场效应晶体管M2、M3处于断开状态。这时，形成第1场效应晶体管M1的输入阻抗适合于匹配电路MCK的状态，多频带LNA表示出所要的HB特性。
当使上述多频带LNA在MB模式中工作时，通过在端子Ctrl1上加上关闭控制开关SM1的控制信号，使第2场效应晶体管M2处于接通状态。第3场效应晶体管M3维持断开状态。这时，成为并联连接的第1、第2场效应晶体管M1、M2的等效输入阻抗适合于匹配电路MCK的状态，多频带LNA表示出所要的MB特性。
当使上述多频带LNA在LB模式中工作时，通过在端子Ctrl1和端子Ctrl2上加上关闭控制开关SM1、SM2的控制信号，使第2、第3第2场效应晶体管M2、M3处于接通状态。这时，成为通过匹配电路MCK，并联连接的第1、第2、第3场效应晶体管M1、M2、M3的等效输入阻抗适合于匹配电路MCK的状态，多频带LNA表示出所要的LB特性。
例如，当假定第1场效应晶体管M1和退化电感Ldg的特性适合于HB地进行了最适合化时，与第2实施例同样，下列近似条件成立。这里，fH、fM、fL表示高频带(HB)、中频带(MB)、低频带(LB)的频率，VbH、VbM、VbL表示上述各频带中的栅极偏置电压Vb的值。
2πfH*Ldg-1/(2πfH*C(M1、VbH))＝0
2πfM*Ldg-1/(2πfM*C(M1+M2、VbM))＝0
2πfL*Ldg-1/(2πfL*C(M1+M2+M3、VbL))＝0
在实际的电路中，由于当场效应晶体管M2、M3处于断开状态时，这些晶体管的输入等效电容不为零，因为存在着寄生效果等的理由，当切换到MB、LB模式时，输入等效电容不能够与并联连接的多个场效应晶体管的合计栅极宽度正确地成比例。另外，因为也存在栅极偏置电压Vb变动的情形，所以要使HB、MB、LB模式的输入等效电容C(M1、VbH)、C(M1、VbM)、C(M1、VbL)完全一致是困难的，但是VbH、VbM、VbL的值，如果相互十分地接近，则一次近似地，能够使各模式的输入等效电容相等。
当可以选择的RF频带为4个频带以上时，可以在前级放大器中追加第4、第5、.....场效应晶体管，以与上述第3基本放大器同样的形式，使它们与负载阻抗Rd1、退化电感Ldg、输入阻抗匹配电路MCK连接。
[实施例5]
图7表示作为本发明的第5实施例，可以适合于高频带(HB)和低频带(LB)这样2个RF频带的差动型多频带LNA(以下，称为多频带差动LNA)的主要部分。与第1实施例同样，为了简单化起见从图面省略了在多频带差动LNA中与输入侧和输出侧连接的电路要素。
在本实施例中，差动地连接分别具有与第1实施例(图1)同一构造的2个LNA(第1、第2LNA)。这里，通过对各电路要素使用与图1相同的参照标号，在表示第1LNA的构成要素的参照标号末尾附加a，在表示第2LNA的构成要素的参照标号末尾附加b，省略与图1重复的说明。
由共同的控制开关SW1控制对第1、第2LNA的第2基本放大器A2a、A2b供给偏置电压Vb。将差动输入信号供给第1LNA的输入信号线In+和第2LNA的输入信号线In-，从构成各个下级放大单元的基本放大器A0a、A0b，将差动信号输出到信号线Out+、Out-。但是，也可以由基本放大器A0a、A0b构成差动放大器，从1条信号线Out输出输出信号。
当使本实施例的多频带差动LNA在HB模式中工作时，将打开控制开关SW1的控制信号给予端子Ctrl1，使第2基本放大器A2a、A2b处于断开状态。这时，成为第1基本放大器A1a、A1b的输入阻抗分别适合于匹配电路MCKa、MCKb的状态，多频带差动LNA表示出所要的HB特性。
当使多频带差动LNA在LB模式中工作时，将关闭控制开关SW1的控制信号给予端子Ctrl1，使第2基本放大器A2a、A2b处于接通状态。这时，成为第1、第2基本放大器A1a、A2a的输入阻抗分别适合于匹配电路MCKa、MCKb的状态，多频带差动LNA表示出所要的LB特性。
[实施例6]
图8表示作为本发明的第6实施例，可以适合于高频带(HB)和低频带(LB)这样2个RF频带的多频带差动LNA的主要部分。与第1实施例同样，为了简单化起见从图面省略了在多频带差动LNA中与输入侧和输出侧连接的电路要素。
在本实施例中，差动地连接分别具有与第2实施例(图2)同一构造的2个LNA(第1、第2LNA)。这里，通过对各电路要素使用与图2相同的参照标号，在表示第1LNA的构成要素的参照标号末尾附加a，在表示第2LNA的构成要素的参照标号末尾附加b，省略与图2重复的说明。Ci1a～Ci2b表示直流电位隔离用的电容。
从由场效应晶体管CM1构成的共同的电流镜电路供给用于使第1场效应晶体管M1a、M1b处于接通状态的偏置电压。通过由场效应晶体管SM1构成的共同的控制开关选择性地使第2场效应晶体管M2a、M2b切换到接通状态。同样，也从由场效应晶体管CM2构成的共同的电流镜电路，分别通过偏压电阻Rb0a、Rb0b，供给用于使下级放大单元的场效应晶体管M0a、M0b处于接通状态的偏置电压。
将差动输入信号供给第1LNA的输入信号线In+和第2LNA的输入信号线In-，从下级的场效应晶体管M0a、M0b，将差动信号输出到输出信号线Out+、Out-。但是，也可以由场效应晶体管M0a、M0b构成差动放大器。
当使上述多频带差动LNA在HB模式中工作时，将打开控制开关SM1的控制信号加在端子Ctrl1上，使第2场效应晶体管M2a、M2b处于断开状态。这时，成为第1场效应晶体管M1a、M1b的输入阻抗分别适合于匹配电路MCK1a、MCK1b的状态，多频带差动LNA表示出所要的HB特性。
当使上述多频带差动LNA在LB模式中工作时，将关闭控制开关SM1的控制信号加在端子Ctrl1上，使第2场效应晶体管M2a、M2b处于接通状态。这时，因为形成并联连接的第1、第2场效应晶体管M1a、M2a的输入阻抗适合于匹配电路MCK1a的状态，并联连接的第1、第2场效应晶体管M1b、M2b的输入阻抗适合于匹配电路MCK1b的状态，所以多频带差动LNA表示出所要的LB特性。本实施例的多频带匹配条件与图2所示的单端型多频带LNA相同。
[实施例7]
图9表示应用图1、图2、图7、图8所示的多频带LNA的GSM用的QUAD频带无线组件的一个实施例。
由天线ANT接收从基站发送的无线信号，经过天线开关(图中未画出)，分别输入到与GSM850、GSM900对应地准备好的带通滤波器FLT-1、FLT-2中。带通滤波器FLT-1、FLT-2抑制频带外的干涉信号和噪声，选择性地输出在各个接收频带中的全频道的信号。经过频带选择开关阵列BSEL，使带通滤波器FLT-1、FLT-2与平衡-不平衡转换器BAL-1、BAL-2连接。
频带选择开关阵列BSEL，依照给予端子Ctrl3的频带选择信号，选择某个滤波器FLT-j(j＝1或2)，将从该滤波器输出的特定频带的接收信号输入到平衡-不平衡转换器BAL-j。平衡-不平衡转换器BAL-j将上述特定频带的接收信号从单端信号变换到差动信号。经过输入阻抗匹配电路MCK将平衡-不平衡转换器BAL-j的输出信号输入到本发明多频带低噪声放大器LNA中，用I/Q混合器MIXI、MIXQ将在LNA中放大了的信号变换成基带的I/Q信号。这里，为了使图面简略化起见，没有图示频率变换需要的局部频率合成器。
将MIXI、MIXQ的输出信号，分别输入到I信号基带电路BB-I和Q信号基带电路BB-Q中。在提取所要的信号和放大到所要的强度后，用由别的芯片构成的下级的RF-IC以后的电路进行解调。从频带控制单元(图中未画出)产生给予BSEL的控制端子Ctrl3的频带选择信号和给予LNA的控制端子Ctrl1的开关控制信号。
另外，将来在GSM中，除了现行的GSM850、GSM900以外，还使用第3频带时，也可以如虚线所示，准备好与频带选择开关阵列BSEL连接，与GSM的第3频带对应的带通滤波器LPF-3和平衡-不平衡转换器BAL-3。这时，作为LNA，例如，可以适用于能够切换到图5、图6所示的HB、MB、LB的电路构成。
[实施例8]
图10表示作为图1、图2、图7、图8所示的多频带LNA的其它应用例，能够适合于GSM850、GSM900、DCS、PCS的QUAD频带无线组件的一个实施例。
在本实施例中，在RF-IC单元中，准备在GSM850与GSM900之间可以切换模式的第1多频带放大器LNA-1、和在DCS与PCS之间可以切换模式的第2多频带放大器LNA-2。在用I/Q混合器MIXI-1和MIXQ-1将在第1多频带放大器LNA-1中放大了的信号变换成基带的I/Q信号后，输入到I信号基带电路BB-I和Q信号基带电路BB-Q中。另一方面，在用I/Q混合器MIXI-2和MIXQ-2将在第2多频带放大器LNA-2中放大了的信号变换成基带的I/Q信号后，输入到I信号基带电路BB-I和Q信号基带电路BB-Q中。
由天线ANT接收从基站发送的无线信号，通过天线开关(图中未画出)，分别输入到与GSM850、GSM900、DCS、PCS对应的准备好的带通滤波器FLT-1～FLT-4中。
带通滤波器FLT-1、FLT-2，经过频带选择开关阵列BSEL-1，与平衡-不平衡转换器BAL-1、BAL-2连接。频带选择开关阵列BSEL-1，依照给予端子Ctrl3-1的频带选择信号，选择某个滤波器FLT-j(j＝1或2)，将从该滤波器输出的特定频带的接收信号输入到平衡-不平衡转换器BAL-j。平衡-不平衡转换器BAL-j将上述特定频带的接收信号从单端信号变换到差动信号。经过输入阻抗匹配电路MCK-1，将平衡-不平衡转换器BAL-j的输出信号输入到多频带低噪声放大器LNA-1中。但是，当选择DCS或PCS的频带时，没有来自输入阻抗匹配电路MCK-1的输出。
带通滤波器FLT-3、FLT-4，经过频带选择开关阵列BSEL-2，与平衡-不平衡转换器BAL-3、BAL-4连接。频带选择开关阵列BSEL-2，依照给予端子Ctrl3-2的频带选择信号，选择某个滤波器FLT-k(k＝3或4)，将从该滤波器输出的特定频带的接收信号输入到平衡-不平衡转换器BAL-k。
平衡-不平衡转换器BAL-k将上述特定频带的接收信号从单端信号变换到差动信号。经过输入阻抗匹配电路MCK-2将平衡-不平衡转换器BAL-k的输出信号输入到多频带低噪声放大器LNA-2中。当选择GSM850或GSM900的频带时，没有来自输入阻抗匹配电路MCK-2的输出。从频带控制单元(图中未画出)产生给予BSEL-1、BSEL-2的频带控制信号和给予LNA-1、LNA-2的开关控制信号。
如果根据本实施例，则与图13所示的已有构成比较，能够减少在RF-IC单元中备有的LNA的个数和作为RF-IC单元的外附部件所需要的MCK的个数。从而，可以减少RF-IC单元的外部连接引线数，可以实现RF-IC和无线组件的小型化。
[实施例9]
图11表示应用本发明的多频带LNA的QUAD频带无线组件的其它实施例。在本实施例中示出1个LNA放大GSM850、GSM900、DCS、PCS的接收信号的QUAD频带无线组件的构成。
由天线ANT接收从基站发送的无线信号，通过天线开关(图中未画出)，分别输入到与GSM850、GSM900、DCS、PCS对应地准备好的带通滤波器FLT-1～FLT-4中。带通滤波器FLT-1～FLT-4，经过频带选择开关阵列BSEL，与平衡-不平衡转换器BAL-1～BAL-4连接。
频带选择开关阵列BSEL，依照给予端子Ctrl3的频带选择信号，选择滤波器，将从选出的滤波器FLT-j输出的特定频带的接收信号输入到平衡-不平衡转换器BAL-j。平衡-不平衡转换器BAL-j将上述特定频带的接收信号从单端信号变换到差动信号。经过输入阻抗匹配电路MCK将平衡-不平衡转换器BAL-j的输出信号输入到多频带放大器LNA中，用I/Q混合器MIXI、MIXQ将在LNA中放大了的信号变换成基带的I/Q信号。
将MIXI、MIXQ的输出信号，分别输入到I信号基带电路BB-I和Q信号基带电路BB-Q中，在提取所要的信号和放大到所要的强度后，用由别的芯片构成的下级的RF-IC以后的电路进行解调。从频带控制单元(图中未画出)产生给予BSEL的端子Ctrl3的频带选择信号和给予LNA的端子Ctrl1的频带选择信号。适用于本实施例的LNA可以用与从第1实施例(图1)到第3实施例(图5)的扩展同样的方法，增加可以选择的频带。
[实施例10]
图12表示应用本发明的多频带LNA的多频带无线组件的另一个其它实施例。
在本实施例中，代替在图9～图11中使用的各个具有专用频带的多个带通滤波器和多个平衡-不平衡转换器，使用根据给予端子Ctrl14的频带选择信号使工作频带可变的可变带通滤波器FLT和平衡-不平衡转换器BAL。
由天线ANT接收的无线信号，通过天线开关(图中未画出)输入到可变带通滤波器FLT，抑制由频带选择信号指定的特定频带外的干涉信号和噪声，选择性地输出特定频带的接收频率(全频道)信号。由可变频带的平衡-不平衡转换器BAL将滤波器FLT的输出信号从单端信号变换到差动信号，通过输入阻抗匹配电路MCK输入到多频带低噪声放大器LNA中。以与给予控制端子Ctrl4的频带选择信号的切换联动的形式，将频带选择信号输入到LNA的控制端子Ctrl1。
在将LNA的输出信号，如图9中说明的那样，由I/Q混合器MIXI、MIXQ变换到基带的I/Q信号后，输入到I信号基带电路BB-I和Q信号基带电路BB-Q。基带电路BB-I、BB-Q将放大到所要强度的所要信号输出到由别的芯片构成的下级的RF-IC单元。
[其它实施例]
上述第2、第4实施例的多频带LNA中的负载电阻Rd1和负载电阻Rd2，也可以将它们的至少一方置换成电感或电感与电阻的串联电路。同样，第6实施例的多频带差动LNA中的由负载电阻Rd1a和负载电阻Rd1b构成的负载阻抗对、和由负载电阻Rd2a和负载电阻Rd2b构成的负载阻抗对中，也将各对的阻抗值成为同一作为条件，在它们的至少一方中，也可以使用电感或电感与电阻的串联电路。
根据本发明的多频带LNA技术也能够应用于用CDMA2000系统的便携式电话终端用的RF-IC和使无线高频组件适合于多个RF频带的情形。另外，根据本发明的多频带LNA技术，例如，也能够应用于在与无线LAN的IEEE802.11a/b/g标准对应的无线机中，在2.4GHz频带和5.2GHz频带中使用的RF-IC和无线高频组件。
如果根据以上说明了的实施方式，则因为可在多个RF频带中共用1个低噪声放大器，所以能够使无线用半导体集成电路小型化。另外，因为能够在多个RF频带中共用输入阻抗匹配电路，所以能够应用小型化了的多频带RF组件。对GSM系统的QUAD频带系统进行试算的结果，表明能够将RF-IC的芯片面积减少10％到15％，能够将包含外附部件的组件的面积减少15％到30％。
从而，本发明作为与多频带便携式电话和无线LAN、与其它的无线系统对应的多频带终端的LNA是合适的。

Claims (18)

1.一种多频带低噪声放大器，其特征在于，包括：
包含共有与电源电压连接的负载阻抗和接地的退化阻抗，各条输入信号线与输入阻抗匹配电路共同连接的相互并联连接的多个基本放大器的前级放大单元；和
共同输入上述多个基本放大器的输出信号的下级放大器；
依照向上述多个基本放大器供给偏置电压的方式，选择性地使上述前级放大单元的输入阻抗最适合于多个RF频带。
2.根据权利要求1所述的多频带低噪声放大器，其特征在于：
上述前级放大单元包含第1、第2基本放大器，还包括：
将各个偏置电压，通过第1偏压电阻供给上述第1基本放大器，通过控制开关和第2偏压电阻的串联电路供给上述第2基本放大器的前级偏压控制单元；
当上述控制开关处于断开状态时，通过上述第1基本放大器和退化阻抗，使上述前级放大单元的输入阻抗最适合于第1RF频带，当上述控制开关处于接通状态时，通过上述第1、第2基本放大器和退化阻抗，使上述前级放大单元的输入阻抗最适合于比上述第1RF频带低的第2RF频带。
3.根据权利要求1所述的多频带低噪声放大器，其特征在于：
上述前级放大单元包含N个(N为大于等于3的整数)的基本放大器，还包括：
通过个别的偏压电阻将偏置电压供给上述前级放大单元的各基本放大器的前级偏压控制单元；
上述前级偏压控制单元，包含与各个偏压电阻串联连接的N-1个控制开关以便能够稳定地将偏置电压供给第1基本放大器，选择性地将偏置电压供给第2～第N基本放大器；
当上述控制开关全部处于断开状态时，通过上述第1基本放大器和退化阻抗，使上述前级放大单元的输入阻抗最适合于第1RF频带，当上述控制开关中的某一个处于接通状态时，通过上述第1基本放大器、由于供给偏置电压而成为工作状态的基本放大器和上述退化阻抗，使上述前级放大单元的输入阻抗最适合于比上述第1RF频带低的别的RF频带。
4.根据权利要求3所述的多频带低噪声放大器，其特征在于：
上述前级放大单元，通过上述控制开关的切换，依照接收RF频带改变应该进行并联工作的基本放大器的个数。
5.一种多频带低噪声放大器组件，其特征在于，包括：
与正输入信号用的第1输入阻抗匹配电路连接的第1低噪声放大器、和与负输入信号用的第2输入阻抗匹配电路连接的第2低噪声放大器；
上述第1、第2低噪声放大器中的各个备有共有与电源电压连接的负载阻抗和接地的退化阻抗，包含各自的输入信号线与输入阻抗匹配电路共同连接的相互并联连接的多个基本放大器的前级放大单元、和共同输入上述多个基本放大器的输出信号的下级放大器，由依照向上述多个基本放大器供给偏置电压的方式，使上述前级放大单元的输入阻抗选择性地最适合于多个RF频带的多频带低噪声放大器构成；
上述第1、第2低噪声放大器输出对从上述第1、第2输入阻抗匹配电路供给的差动输入信号的差动放大信号。
6.根据权利要求5所述的多频带低噪声放大器组件，其特征在于：
上述各前级放大单元包含第1、第2基本放大器，还包括：
将各个偏置电压，通过第1偏压电阻供给上述第1基本放大器，通过控制开关和第2偏压电阻的串联电路供给上述第2基本放大器的前级偏压控制单元；
当上述控制开关处于断开状态时，通过上述第1基本放大器和退化阻抗，使上述前级放大单元的输入阻抗最适合于第1RF频带，当上述控制开关处于接通状态时，通过上述第1、第2基本放大器和退化阻抗，使上述前级放大单元的输入阻抗最适合于比上述第1RF频带低的第2RF频带。
7.根据权利要求6所述的多频带低噪声放大器组件，其特征在于：
上述第1、第2低噪声放大器的前级偏压控制单元共有与相互对应的偏压电阻连接的控制开关。
8.根据权利要求5所述的多频带低噪声放大器组件，其特征在于：
上述各前级放大单元包含N个(N为大于等于3的整数)基本放大器，还包括：
通过个别的偏压电阻将偏置电压供给上述前级放大单元的各基本放大器的前级偏压控制单元；
上述前级偏压控制单元，包含与各个偏压电阻串联连接的N-1个控制开关以便能够稳定地将偏置电压供给第1基本放大器，选择性地将偏置电压供给第2～第N基本放大器；
当上述控制开关全部处于断开状态时，通过上述第1基本放大器和退化阻抗，使上述前级放大单元的输入阻抗最适合于第1RF频带，当上述控制开关中的某一个处于接通状态时，通过上述第1基本放大器、由于供给偏置电压而成为工作状态的基本放大器和上述退化阻抗，使上述前级放大单元的输入阻抗最适合于比上述第1RF频带低的别的RF频带。
9.根据权利要求8所述的多频带低噪声放大器组件，其特征在于：
上述第1、第2低噪声放大器的前级偏压控制单元共有与相互对应的偏压电阻连接的控制开关。
10.根据权利要求1所述的多频带低噪声放大器，其特征在于：
上述前级放大单元的各基本放大器和上述下级放大器由场效应晶体管构成，上述退化阻抗包含电感元件。
11.根据权利要求10所述的多频带低噪声放大器，其特征在于：
上述控制开关包含场效应晶体管开关。
12.根据权利要求10所述的多频带低噪声放大器，其特征在于：
构成上述前级放大单元的各基本放大器的场效应晶体管，持有并联动作的多个场效应晶体管的输入等效电容成为与接收RF频带对应的值那样的栅极宽度。
13.一种无线用半导体集成电路，具有：低噪声放大器；用于将上述低噪声放大器的输出信号变换成基带的I、Q信号的I信号用混合器和Q信号用混合器；与上述I信号用混合器连接的I信号基带电路；与上述Q信号用混合器连接的Q信号基带电路，其特征在于：
上述低噪声放大器具备：
包含与电源电压连接的第1负载阻抗、接地的退化阻抗、以及共有输入信号线的相互并联连接的第1、第2基本放大器的前级放大单元；
共同输入上述第1、第2基本放大器的输出信号的下级放大器；和
将各个偏置电压，通过第1偏压电阻供给上述第1基本放大器，通过控制开关和第2偏压电阻的串联电路供给上述第2基本放大器的前级偏压控制单元；
通过上述控制开关的接通、断开，构成为使上述低噪声放大器的输出阻抗适合于不同的多个RF频带。
14.根据权利要求13所述的无线用半导体集成电路，其特征在于：
上述低噪声放大器，与具有相同构成的第2低噪声放大器一起构成差动放大器；
上述I信号用混合器和Q信号用混合器将上述差动放大器的输出信号变换成基带的I、Q信号。
15.根据权利要求14所述的无线用半导体集成电路，其特征在于：
上述低噪声放大器的输入阻抗的变动在全部上述RF频带中的允许范围内。
16.一种多频带RF组件，具有：
用于切换接收RF频带的前端电路；用于将由该前端电路选出的RF频带的接收信号变换成基带信号的RF用半导体集成电路，其特征在于：
上述RF用半导体集成电路包含多频带低噪声放大器；
上述多频带低噪声放大器，通过输入阻抗匹配电路，接收可以用上述前端电路选择频带的多频带信号。
17.根据权利要求16所述的多频带RF组件，其特征在于：
上述前端电路包含频带选择用的多个带通滤波器、用于将根据频带不同而准备的单端信号变换成差动信号的多个平衡-不平衡变换器电路、配置在上述带通滤波器与平衡-不平衡变换器电路之间的频带选择开关、与上述多个平衡-不平衡变换器电路连接的输入阻抗匹配电路。
18.根据权利要求16所述的多频带RF组件，其特征在于：
上述前端电路包含频带选择用的可变带通滤波器、用于将与上述可变带通滤波器连接的单端信号变换成差动信号的平衡-不平衡变换器电路、与上述平衡-不平衡变换器电路连接的输入阻抗匹配电路。
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