CN109787569B - 一种多模多频射频功率放大器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种多模多频射频功率放大器，包含放大器裸片、输出匹配网络、射频开关裸片和CMOS控制器。所述放大器裸片仅有一条放大通路，同时为各频段的信号实现放大。所述输出匹配网络在放大器裸片和射频开关裸片之间，对各频段信号进行阻抗匹配。所述射频开关裸片包含三条通路，将输出匹配网络输出的信号连接到其中一条通路后接入天线。第一通路是LTE频段信号的直连通路，第二通路是抑制GSM高频段信号的二次谐波的匹配网络，第三通路是抑制GSM低频段信号的二次谐波的匹配网络。所述CMOS控制器根据整个射频功率放大器的输入信号类型确射频开关裸片使用哪一条通路。本申请提高了芯片集成度，减少了芯片面积、外围器件数量和占用基板面积。

Description

一种多模多频射频功率放大器

技术领域

本申请涉及一种移动终端中的射频功率放大器。

背景技术

现有的移动通信技术包括主要用于语音通信的2G、主要用于数据通信的3G和4G总计三代移动通信标准，未来还可能包含下一代移动通信标准。2G标准以GSM网络制式为典型代表，GSM网络的工作频段分为低频段（LB）和高频段（HB）。GSM低频段包括频率范围为824MHz～894MHz的GSM850频段、频率范围为880MHz～960MHz的GSM900频段。GSM高频段包括频率范围为1710MHz～1880MHz的DCS1800频段、频率范围为1850MHz～1910MHz的PCS1900频段。3G标准以WCDMA网络制式为典型代表，WCDMA网络的工作频段包括Band1频段、Band2频段、Band5频段、Band8频段等。4G标准以TDD-LTE网络制式为典型代表，TDD-LTE网络的工作频段包括频率范围为2570MHz～2620MHz的Band38频段、频率范围为1880MHz～1920MHz的Band39频段、频率范围为2300MHz～2400MHz的Band40频段、频率范围为2496MHz～2690MHz的Band41频段等。

为了适应现有的移动通信技术，现有的移动终端广泛采用了多模多频方案，这要求移动终端中的射频功率放大器采用多模多频方案。多模是指可以兼容多种移动通信网络制式，多频是指可以兼容多个工作频段。请参阅图1，这是一种现有的多模多频射频功率放大器。其包括两个模块，每个模块例如是一块基板。模块一主要负责语音通信以及一小部分的数据通信，包含GSM放大器裸片、射频开关裸片和一些外围器件。GSM放大器裸片包含GSM低频段放大通路和GSM高频段放大通路。模块一上的外围器件包括CMOS控制器一、GSM低频段匹配电路、GSM高频段匹配电路等。模块二主要负责大部分的数据通信，包含LTE放大器裸片和一些外围器件。LTE放大器裸片仅有LTE放大通路。模块二上的外围器件包括CMOS控制器二、匹配电路等。射频开关裸片用来将GSM低频段放大通路、GSM高频段放大通路、LTE放大通路之一连接到天线。这种多模多频的射频功率放大器具有实现简单的特点，但也有成本较高、裸片面积较大、外围器件数量较多、基板尺寸较大、可能同时出现两个频段的信号相互干扰的缺点。

如果对图1所示的多模多频射频放大器进行改进，例如将LTE放大通路和GSM低频段放大通路、GSM高频段放大通路合并为一条放大通路，那么会遇到如下挑战。第一，GSM低频段放大通路、GSM高频段放大通路均主要用于语音通信，功率较大，谐波分量高，只用一定数量的无源器件抑制各阶谐波具有一定难度。第二，GSM低频段的二阶谐波频率范围为1648MHz～1830MHz，其中1710MHz～1830MH落在GSM高频段的频率范围内。因此在保证GSM高频段性能的前提下，要达到较好的抑制GSM低频段二阶谐波的难度非常大。第三，GSM低频段的功率是GSM高频段的功率的2倍，如共用一个裸片放大通路，满足GSM低频段性能的前提下如何提高GSM高频段的效率也是一个难题。第四，GSM高频段的二阶谐波频率范围为3420MHz～3820MHz，其中3420MHz与Band41频段的2690MHz频率很接近。因此在保证TDD-LTE性能的前提下，要达到较好的抑制GSM高频段二阶谐波的难度很大。第五，GSM低频段到TDD-LTE网络制式的Band41频段的频率跨度非常大，用一个匹配电路很难设计出如此宽的带宽。

申请公布号为CN106559048A、申请公布日为2017年4月5号的中国发明专利申请《一种多模射频功率放大器》公布了一种共用放大电路和通过开关切换谐波抑制电路、不同频段匹配电路的实现方案。该方案的共用放大电路包含两条放大通路，一条用于对LTE频段或GSM高频段信号进行放大，另一条用于对GSM低频段信号进行放大。该方案的输出匹配也分为两路，一路走高频段信号匹配通路，另一路走低频段信号匹配通路。因此，该方案存在集成度不够高、未涉及级间匹配的缺点。

申请公布号为CN104753476A、申请公布日为2015年7月1号的中国发明专利申请《多模多频功率放大器》公布了一种由共用放大电路和基波阻抗变换器组成的方案。所述基波阻抗变换器又包括共用的第一节段和通过开关切换的各射频信号专用的第二节段。该方案整体为单输入多输出结构，集成度仍有待提高；共用的第一节段不可调节，降低了可调性。此外射频功率放大器的效率、谐波抑制能力、线性度、使用的带宽范围都作是重要的性能指标，而该方案并未涉及。

发明内容

本申请所要解决的技术问题是提供一种集成度高、又能适用于宽带、且具有谐波抑制能力的多模多频射频功率放大器。

为解决上述技术问题，本申请提供的多模多频射频功率放大器包含放大器裸片、输出匹配网络、射频开关裸片和CMOS控制器。所述放大器裸片仅有一条放大通路，同时为GSM低频段、GSM高频段和LTE频段的信号实现放大。所述输出匹配网络在放大器裸片和射频开关裸片之间，对各频段信号进行阻抗匹配。所述射频开关裸片包含三条通路，将输出匹配网络输出的信号连接到其中一条通路后接入天线。第一通路是LTE频段信号的直连通路，第二通路是抑制GSM高频段信号的二次谐波的匹配网络，第三通路是抑制GSM低频段信号的二次谐波的匹配网络。所述CMOS控制器根据整个射频功率放大器的输入信号类型确射频开关裸片使用哪一条通路。

进一步地，所述放大器裸片包括三个级联的放大器，第一级放大器、第二级放大器均为单端信号放大器，第三级放大器为差分信号放大器。级间匹配网络一在第一级放大器和第二级放大器之间，实现两者之间的阻抗匹配功能。级间匹配网络二和变压器一在第二级放大器和第三级放大器之间，级联匹配网络二实现两者之间的阻抗匹配功能，变压器一用来将单端信号转换为差分信号。本申请使GSM低频段、GSM高频段和LTE频段的信号完全共用级间匹配网络，减少了匹配器件的数量和占用基板面积。

优选地，所述级间匹配网络一或级间匹配网络二是在输入端和输出端之间级联电容一和电容二。在输入端和电容一之间通过电感一接地。在电容一和电容二之间通过电感二接地。这种LC-LC结构一的级间匹配网络具有宽带阻抗匹配能力、低Q值和一定的谐波抑制能力。

优选地，所述级间匹配网络一或级间匹配网络二是在输入端和输出端之间级联电感三和电感四。在电感三和电感四之间通过电容三接地。在电感四和输出端之间通过电容四接地。这种LC-LC结构二的级间匹配网络具有宽带阻抗匹配能力、低Q值和一定的谐波抑制能力。

优选地，所述级间匹配网络一或级间匹配网络二是在输入端和输出端之间级联电容五和电感六。在输入端和电容五之间通过电感五接地。在电容五和电感六之间通过电容六接地。这种LC-CL结构的级间匹配网络具有宽带阻抗匹配能力和一定的谐波抑制能力。

优选地，所述第三级放大器包括四个对称排列的晶体管。两端的晶体管一和晶体管四为一组，具有偏置信号A。中间的晶体管二和晶体管三为另一组，具有偏置信号B。差分输入信号中的一个接入晶体管一和晶体管二的输入端，另一个接入晶体管三和晶体管四的输入端。晶体管一和晶体管二的输出端相连，输出差分输出信号中的一个。晶体管三和晶体管四的输出端相连，输出差分输出信号中的另一个。对于GSM低频段信号，两组晶体管的偏置相同，四个晶体管均工作。对于GSM高频段信号或LTE频段信号，偏置信号A关闭，两端的晶体管一、晶体管四停止工作；中间的晶体管二、晶体管三在偏置信号B下工作。此时，这种差分信号放大器可以提高工作效率。或者，对于GSM高频段信号或LTE频段信号，调节偏置电流A与偏置电流B的比例关系来使得不同晶体管的三阶交调呈现正负。此时，这种差分信号放大器可以提高线性度。

进一步地，所述输出匹配网络包括变压器二和输出匹配共用部分。变压器二用来将差分信号转换为单端信号，同时抑制偶次谐波。输出匹配共用部分为各频段信号提供阻抗匹配功能。本申请使GSM低频段、GSM高频段和LTE频段的信号大部分共用输出匹配网络，减少了匹配器件的数量和占用基板面积。

优选地，变压器二是一个可调匝数的变压器，在LTE频段信号经过时变压器二的匝数比切换成1:2，在GSM低频段或GSM高频段的信号经过时变压器二的匝数比切换成1:1.5。对不同频段的信号调节变压器二的匝数比，可用来提高谐波抑制能力。

进一步地，所述输出匹配共用部分采用两级或三级的LC匹配结构；每一级LC匹配结构中，电感在前、电容在后、电感串联、电容接地。LC匹配结构形成了低通滤波器，可滤除谐波。

优选地，为串联的电感并联一个电容，使并联的LC结构谐振频率对应于拟抑制的谐波。这进一步提高了谐波抑制能力。

优选地，为并联到地的电容支路上串联一个电感，使串联的CL结构的谐振频率对应于拟抑制的谐波。这进一步提高了谐波抑制能力。

优选地，所述输出匹配共用部分在输入端和输出端之间级联有电感七和并联网络；所述并联网络具有两条并联支路，并联支路一为电容七和电感八的串联，并联支路二仅有电容八；在电感七和并联网络之间还通过串联的电容九和电感九形成的接地支路一接地；在并联网络和输出端之间还通过串联的电容十和电感十形成的接地支路二接地。通过设置合适的器件参数，可以使谐振频率对应于拟抑制的谐波，有利于在有用频率与谐波接近的情况下使有用频率短路通过的同时使谐波频率开路从而抑制谐波。

进一步地，所述第二通路上的抑制GSM高频段信号的二次谐波的匹配网络是匹配网络差异部分一，第三通路上的抑制GSM低频段信号的二次谐波的匹配网络是匹配网络差异部分二。对于LTE频段信号，仅由输出匹配共用部分实现阻抗匹配功能，走第一通路；由变压器二实现谐波抑制功能。对于GSM高频信号，由输出匹配共用部分和匹配网络差异部分一共同实现阻抗匹配功能，走第二通路；由变压器二和匹配网络差异部分一共同实现谐波抑制功能。对于GSM低频信号，由输出匹配共用部分和匹配网络差异部分二共同实现阻抗匹配功能，走第三通路；由变压器二和匹配网络差异部分二共同实现谐波抑制功能。本申请使GSM低频段、GSM高频段和LTE频段的信号的输出匹配网络的差异部分各不相同，提高了各频段信号的输出阻抗匹配以及谐波抑制能力。

本申请取得的技术效果是：第一，使GSM低频段、GSM高频段和LTE频段的信号共用一个放大器裸片中的唯一放大通路，提高了芯片集成度，减少了芯片面积、外围器件数量和占用基板面积，简化了芯片封装工艺，降低了制造成本。第二，使GSM低频段、GSM高频段和LTE频段的信号共用级间匹配网络，大部分共用输出匹配网络，进一步减少了外围器件数量和占用基板面积。第三，为各频段信号提供了完善的谐波抑制效果。

附图说明

图1是一种现有的多模多频射频功率放大器的结构示意图。

图2是本申请的多模多频射频功率放大器的结构示意图。

图3是图2中的放大器裸片的具体实现结构示意图。

图4a至图4c是图3中的级间匹配网络的三种具体实现电路。

图5是图3中的第三级差分放大器的一种具体实现电路。

图6是图2中的输出匹配网络和射频开关裸片的具体实现结构示意图。

图7a至图7c是图6中的输出匹配共用部分的一种具体实现电路。

图中附图标记说明：in1、in2为一对差分输入信号；out1、out2为一对差分输出信号；L为电感；C为电容。

具体实施方式

请参阅图2，这是本申请的多模多频射频功率放大器。其仅为一个模块，例如是一块基板。该模块同时负责语音通信以及数据通信，包含放大器裸片、射频开关裸片和一些外围器件。所述放大器裸片仅有一条放大通路，同时为GSM低频段、GSM高频段和LTE频段的信号实现放大。该条放大通路具有两个输入端和一个输出端，第一输入端为GSM高频段或LTE频段的信号，第二输入端为GSM低频段信号，输出端连接输出匹配网络。所述射频开关裸片包含三条通路，将输出匹配网络的信号连接到其中一条通路后接入天线。射频开关裸片中，第一通路是直连通路，用来将LTE频段信号不做处理直接接入天线；第二通路是抑制GSM高频段信号的二次谐波的匹配网络，用来将GSM高频段信号进行二次谐波抑制后接入天线；第三通路是抑制GSM低频段信号的二次谐波的匹配网络，用来将GSM低频段信号进行二次谐波抑制后接入天线。所述外围器件包括CMOS控制器和输出匹配网络。所述CMOS控制器根据整个射频功率放大器的输入信号类型确定放大器裸片的唯一放大通路连接哪一个输入端，还确定射频开关裸片使用哪一条通路。所述输出匹配网络在放大器裸片和射频开关裸片之间，对GSM低频段、GSM高频段和LTE频段信号进行阻抗匹配。

请参阅图3，这是图2中的放大器裸片的一种具体实现结构。所述放大器裸片例如包括三个级联的放大器，第一级放大器、第二级放大器均为单端信号放大器，第三级放大器为差分信号放大器。第一级放大器具有两个输入端和一个输出端，第一输入端为GSM高频段或LTE频段的信号，第二输入端为GSM低频段信号，输出端连接级间匹配网络一。级间匹配网络一在第一级放大器和第二级放大器之间，实现两者之间的阻抗匹配功能。级间匹配网络二和变压器一在第二级放大器和第三级放大器之间，级联匹配网络二实现两者之间的阻抗匹配功能，变压器一用来将单端信号转换为差分信号in1、in2。

图4a至图4c给出了图3中的级间匹配网络的三种实现电路，都能实现宽带匹配。

请参阅图4a，级间匹配网络的第一种实现电路是在输入端和输出端之间级联电容一C1和电容二C2。在输入端和电容一C1之间通过电感一L1接地。在电容一C1和电容二C2之间通过电感二L2接地。这种实现电路采用电感在前、电容在后、电容串联、电感接地的LC-LC结构一具有低Q值，同时LC-LC结构一又是个宽带低通网络能够抑制一定的谐波。

请参阅图4b，级间匹配网络的第二种实现电路是在输入端和输出端之间级联电感三L3和电感四L4。在电感三L3和电感四L4之间通过电容三C3接地。在电感四L4和输出端之间通过电容四C4接地。这种实现电路采用电感在前、电容在后、电感串联、电容接地的LC-LC结构二具有低Q值，同时LC-LC结构二又是个宽带低通网络能够抑制一定的谐波。但谐波抑制能力较弱。

请参阅图4c，级间匹配网络的第三种实现电路是在输入端和输出端之间级联电容五C5和电感六L6。在输入端和电容五C5之间通过电感五L5接地。在电容五C5和电感六L6之间通过电容六C6接地。这种实现电路采用LC-CL结构，前半部分的LC结构是电感在前、电容在后、电容串联、电感接地，后半部分的CL结构是电容在前、电感在后、电感串联、电容接地。LC-CL结构是一个宽带带通网络也能够抑制一定的谐波。

图5给出了图3中的第三级差分放大器的一种实现电路。所述差分放大器主要由4个对称排列的晶体管T1至T4组成。两端的两个晶体管T1、T4为一组，具有偏置电压或电流A。中间的两个晶体管T2、T3为另一组，具有偏置电压或电流B。差分输入信号中的一个in1接入晶体管一T1和晶体管二T2的输入端，差分输入信号中的另一个in2接入晶体管三T3和晶体管四T4的输入端。晶体管一T1和晶体管二T2的输出端相连，输出差分输出信号中的一个out1。晶体管三T3和晶体管四T4的输出端相连，输出差分输出信号中的另一个out2。两组晶体管的偏置由图2中的CMOS控制器根据整个射频功率放大器的输入信号类型而确定。对于GSM低频段信号，两组晶体管的偏置相同，四个晶体管T1至T4均工作。对于GSM高频段信号或LTE频段信号，偏置信号A关闭，两端的两个晶体管T1、T4停止工作；此时仅有中间的两个晶体管T2、T3在偏置信号B下工作，这样可以降低直流电流，提高工作效率。或者，对于GSM高频段信号或LTE频段信号，通过调节偏置电流A与偏置电流B的比例关系来使得不同晶体管的三阶交调呈现正负，最终用来提高线性度，特别适用于LTE频段信号对于线性度要求较高的场合。

请参阅图6，这是图2中的输出匹配网络和射频开关裸片的一种具体实现结构。所述输出匹配网络包括变压器二和输出匹配共用部分。变压器二是一个可调匝数的变压器，用来将第三级放大器输出的差分输出信号out1、out2转换为单端信号送入输出匹配共用部分，同时对偶次谐波有一定的抑制作用，降低后面匹配电路对谐波抑制的要求。同时变压器二设计成匝数可切换（1:1.5到1:2之间切换），通常变压器是在基板上实现，受限于制造工艺，其匝数比设计为1：1、1：1.5、1：2较为容易实现。在LTE频段信号经过时变压器二的匝数比切换成1:2，在GSM低频段或GSM高频段的信号经过时变压器二的匝数比切换成1:1.5。通常GSM低频段、GSM高频段和LTE频段的负载线的最优阻抗分别为2Ω、3Ω和3Ω。GSM高频段和LTE频段的频率范围接近，最佳阻抗相同，如果变压器二的匝数比也相同就不能完全抑制GSM高频段的谐波，所以必须保证GSM高频段在输出匹配共用部分的阻抗比LTE频段的小，因此将两者的变压器二匝数比切换为不同。而GSM高频段信号在后续的匹配网络差异部分一还可以匹配最佳阻抗。所述射频开关裸片包含三条通路，第一通路是直连通路，第二通路是匹配网络差异部分一，第三通路是匹配网络差异部分二。对于LTE频段信号，仅由输出匹配共用部分实现阻抗匹配功能，走第一通路；由变压器二实现谐波抑制功能。对于GSM高频信号，由输出匹配共用部分和匹配网络差异部分一共同实现阻抗匹配功能，走第二通路；由变压器二和匹配网络差异部分一共同实现谐波抑制功能。对于GSM低频信号，由输出匹配共用部分和匹配网络差异部分二共同实现阻抗匹配功能，走第三通路；由变压器二和匹配网络差异部分二共同实现谐波抑制功能。由此借助变压器二的匝数比切换、输出匹配共用部分以及差异部分，就能够使得各频段负载线更好地达到最优阻抗和谐波抑制。

图6中的输出匹配共用部分通常可采用两级或三级的LC匹配结构。每一级LC匹配结构中，电感在前、电容在后、电感串联、电容接地，如图4b所示。这样可以形成低阻抗往高阻抗的变换网络，同时LC匹配结构又是低通结构能够抑制谐波。为了更好的抑制谐波，还可以为串联的部分或全部电感并联一个电容Ca，例如使电感四L4与新增电容Ca的并联网络的谐振频率对应于拟抑制的谐波，对该谐波起到开路作用，如图7a所示。还可以为并联到地的部分或全部电容支路上串联一个电感La，例如使电容三C3与新增电感La的串联网络的谐振频率对应于拟抑制的谐波，使得谐波短路，如图7b所示。

图7c给出了图6中的输出匹配共用部分的一种实现电路。所述输出匹配共用部分在输入端和输出端之间级联有电感七L7和并联网络。所述并联网络具有两条并联支路，并联支路一为电容七C7和电感八L8的串联，并联支路二仅有电容八C8。在电感七L7和并联网络之间还通过串联的电容九C9和电感九L9形成的接地支路一接地。在并联网络和输出端之间还通过串联的电容十C10和电感十L10形成的接地支路二接地。随着频率的增加，接地支路一和接地支路二呈现感性，它们分别与并联网络中的电容八C8形成并联谐振网络，将并联谐振网络的谐振频率例如设置为GSM低频段的二次谐波频率范围，就能够允许GSM高频段信号通过，同时在一定程度上抑制GSM低频段信号的二次谐波。如并联谐振网络的谐振频率设置为GSM高频段的二次谐波频率范围，就能够允许LTE频段信号通过，同时在一定程度上抑制GSM高频段信号的二次谐波。

与现有的多模多频射频功率放大器相比，本申请具有如下显著特点和有益效果。

其一，本申请的多模多频射频功率放大器仅有一个放大器裸片，该唯一放大器裸片仅有一条放大通路，同时为GSM低频段、GSM高频段和LTE频段的信号提供放大功能。放大器裸片的数量减少后，基板数量也随之减少。放大器裸片中的放大通路的数量减少后，使得放大器裸片的面积至少能减小到原来的1/3。CMOS控制器得到复用，CMOS电路的面积因此减小。匹配电路尽量共用，减小了匹配器件的数量和占用基板面积，这便大大提高了射频功率放大器芯片的集成度，降低了制造成本。

其二，本申请的多模多频射频功率放大器在唯一放大通路中采用对称排列的晶体管构成的差分放大器，通过调节不同晶体管的偏置电流的比例，可根据LTE频段、GSM高频段、GSM低频段的不同输入信号得到较高的效率或提升线性度。

其三，本申请的多模多频射频功率放大器将级间匹配电路完全共用，将输出匹配分解由输出匹配网络中的输出匹配共用部分和射频开关裸片中的三条通路共同实现，并根据LTE频段、GSM高频段、GSM低频段的不同输入信号采用不同的输出匹配通路，最终实现了宽频带范围的阻抗匹配。

其四，本申请的多模多频射频功率放大器将谐波抑制功能分解为由输出匹配网络中的变压器二和射频开关裸片中的三条通路共同实现，并根据LTE频段、GSM高频段、GSM低频段的不同输入信号采用不同的谐波抑制通路，最终实现了各频段信号的谐波抑制。

以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种多模多频射频功率放大器，其特征是，包含放大器裸片、输出匹配网络、射频开关裸片和CMOS控制器；

所述放大器裸片仅有一条放大通路，同时为GSM低频段、GSM高频段和LTE频段的信号实现放大；

所述输出匹配网络在放大器裸片和射频开关裸片之间，对各频段信号进行阻抗匹配；

所述射频开关裸片包含三条通路，将输出匹配网络输出的信号连接到其中一条通路后接入天线；第一通路是LTE频段信号的直连通路，第二通路是抑制GSM高频段信号的二次谐波的匹配网络，第三通路是抑制GSM低频段信号的二次谐波的匹配网络；

所述CMOS控制器根据整个射频功率放大器的输入信号类型确射频开关裸片使用哪一条通路；

所述放大器裸片包括三个级联的放大器，第一级放大器、第二级放大器均为单端信号放大器，第三级放大器为差分信号放大器；

级间匹配网络一在第一级放大器和第二级放大器之间，实现两者之间的阻抗匹配功能；

级间匹配网络二和变压器一在第二级放大器和第三级放大器之间，级联匹配网络二实现两者之间的阻抗匹配功能，变压器一用来将单端信号转换为差分信号；

所述第三级放大器包括四个对称排列的晶体管；两端的晶体管一和晶体管四为一组，具有偏置信号A；中间的晶体管二和晶体管三为另一组，具有偏置信号B；差分输入信号中的一个接入晶体管一和晶体管二的输入端，另一个接入晶体管三和晶体管四的输入端；晶体管一和晶体管二的输出端相连，输出差分输出信号中的一个；晶体管三和晶体管四的输出端相连，输出差分输出信号中的另一个；

对于GSM低频段信号，两组晶体管的偏置相同，四个晶体管均工作；

对于GSM高频段信号或LTE频段信号，偏置信号A关闭，两端的晶体管一、晶体管四停止工作；中间的晶体管二、晶体管三在偏置信号B下工作；

或者，对于GSM高频段信号或LTE频段信号，调节偏置电流A与偏置电流B的比例关系来使得不同晶体管的三阶交调呈现正负。

2.根据权利要求1所述的多模多频射频功率放大器，其特征是，所述级间匹配网络一或级间匹配网络二是在输入端和输出端之间级联电容一和电容二；在输入端和电容一之间通过电感一接地；在电容一和电容二之间通过电感二接地。

3.根据权利要求1所述的多模多频射频功率放大器，其特征是，所述级间匹配网络一或级间匹配网络二是在输入端和输出端之间级联电感三和电感四；在电感三和电感四之间通过电容三接地；在电感四和输出端之间通过电容四接地。

4.根据权利要求1所述的多模多频射频功率放大器，其特征是，所述级间匹配网络一或级间匹配网络二是在输入端和输出端之间级联电容五和电感六；在输入端和电容五之间通过电感五接地；在电容五和电感六之间通过电容六接地。

5.根据权利要求1所述的多模多频射频功率放大器，其特征是，所述输出匹配网络包括变压器二和输出匹配共用部分；变压器二用来将差分信号转换为单端信号，同时抑制偶次谐波。

6.根据权利要求5所述的多模多频射频功率放大器，其特征是，变压器二是一个可调匝数的变压器，在LTE频段信号经过时变压器二的匝数比切换成1:2，在GSM低频段或GSM高频段的信号经过时变压器二的匝数比切换成1:1.5。

7.根据权利要求5所述的多模多频射频功率放大器，其特征是，所述输出匹配共用部分采用两级或三级的LC匹配结构；每一级LC匹配结构中，电感在前、电容在后、电感串联、电容接地。

8.根据权利要求6所述的多模多频射频功率放大器，其特征是，为串联的电感并联一个电容，使电感与电容的并联网络的谐振频率对应于拟抑制的谐波。

9.根据权利要求7所述的多模多频射频功率放大器，其特征是，为并联到地的电容支路上串联一个电感，使电容与电感的串联网络的谐振频率对应于拟抑制的谐波。

10.根据权利要求5所述的多模多频射频功率放大器，其特征是，所述输出匹配共用部分在输入端和输出端之间级联有电感七和并联网络；所述并联网络具有两条并联支路，并联支路一为电容七和电感八的串联，并联支路二仅有电容八；在电感七和并联网络之间还通过串联的电容九和电感九形成的接地支路一接地；在并联网络和输出端之间还通过串联的电容十和电感十形成的接地支路二接地。

11.根据权利要求5所述的多模多频射频功率放大器，其特征是，所述第二通路上的抑制GSM高频段信号的二次谐波的匹配网络是匹配网络差异部分一，第三通路上的抑制GSM低频段信号的二次谐波的匹配网络是匹配网络差异部分二；

对于LTE频段信号，仅由输出匹配共用部分实现阻抗匹配功能，走第一通路；由变压器二实现谐波抑制功能；

对于GSM高频信号，由输出匹配共用部分和匹配网络差异部分一共同实现阻抗匹配功能，走第二通路；由变压器二和匹配网络差异部分一共同实现谐波抑制功能；

对于GSM低频信号，由输出匹配共用部分和匹配网络差异部分二共同实现阻抗匹配功能，走第三通路；由变压器二和匹配网络差异部分二共同实现谐波抑制功能。