KR102341364B1 - 반송파 집성을 갖는 라디오 주파수 수신기들에 관한 회로들 및 방법들 - Google Patents

반송파 집성을 갖는 라디오 주파수 수신기들에 관한 회로들 및 방법들 Download PDF

Info

Publication number
KR102341364B1
KR102341364B1 KR1020150051725A KR20150051725A KR102341364B1 KR 102341364 B1 KR102341364 B1 KR 102341364B1 KR 1020150051725 A KR1020150051725 A KR 1020150051725A KR 20150051725 A KR20150051725 A KR 20150051725A KR 102341364 B1 KR102341364 B1 KR 102341364B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
frequency band
impedance
circuit
carrier aggregation
switch
Prior art date
Application number
KR1020150051725A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20150118052A (ko
Inventor
스테판느 리샤르 마리 블록지지악
윌리암 제이. 도미노
Original Assignee
스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드 filed Critical 스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드
Publication of KR20150118052A publication Critical patent/KR20150118052A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102341364B1 publication Critical patent/KR102341364B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H04B1/0067—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with one or more circuit blocks in common for different bands
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H04B1/0053—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band
    • H04B1/0057—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band using diplexing or multiplexing filters for selecting the desired band
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/18—Networks for phase shifting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/18—Input circuits, e.g. for coupling to an antenna or a transmission line
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H04L5/001—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT the frequencies being arranged in component carriers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
    • H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
    • H04L5/08—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies each combination of signals in different channels being represented by a fixed frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W76/00—Connection management
    • H04W76/20—Manipulation of established connections
    • H04W76/28—Discontinuous transmission [DTX]; Discontinuous reception [DRX]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/111—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a dual or triple band amplifier, e.g. 900 and 1800 MHz, e.g. switched or not switched, simultaneously or not
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/222—A circuit being added at the input of an amplifier to adapt the input impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/294—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a low noise amplifier [LNA]

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)

Abstract

회로들 및 방법들은 반송파 집성을 갖는 라디오-주파수(RF) 수신기들에 관련된다. 일부 실시예들에서, 반송파 집성(CA) 회로는 제1 주파수 대역에서의 동작을 허용하도록 구성된 제1 필터 및 제2 주파수 대역에서의 동작을 허용하도록 구성된 제2 필터를 포함할 수 있다. CA 회로는 제1 필터와 공통 노드 사이에 구현된 제1 경로를 더 포함할 수 있고, 제1 경로는 제1 주파수 대역에 대한 실질적으로 매칭된 임피던스 및 제2 주파수 대역에 대한 실질적으로 개방-회로 임피던스를 제공하도록 구성된다. CA 회로는 제2 필터와 공통 노드 사이에 구현된 제2 경로를 더 포함할 수 있고, 제2 경로는 제2 주파수 대역에 대한 실질적으로 매칭된 임피던스 및 제1 주파수 대역에 대한 실질적으로 개방-회로 임피던스를 제공하도록 구성된다.

Description

반송파 집성을 갖는 라디오 주파수 수신기들에 관한 회로들 및 방법들{CIRCUITS AND METHODS RELATED TO RADIO-FREQUENCY RECEIVERS HAVING CARRIER AGGREGATION}
관련 출원(들)에 대한 상호 참조
본 출원은 발명의 명칭이 "CIRCUITS AND METHODS RELATED TO RADIO-FREQUENCY RECEIVERS HAVING CARRIER AGGREGATION"인 2014년 4월 11일 출원된 미국 가특허 출원 번호 제61/978,808호의 우선권을 주장하며, 그 개시내용은 그 전체가 본원에 참조로서 명백하게 포함된다.
본 개시내용은 라디오-주파수 애플리케이션들에서의 반송파 집성에 관련된다.
일부 라디오-주파수(radio-frequency)(RF) 애플리케이션들에서, 셀룰러 반송파 집성(carrier aggregation)(CA)은 공통 경로를 통해 처리되는 2개 이상의 RF 신호들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 반송파 집성은 충분하게 분리되는 주파수 범위들을 갖는 복수의 대역에 대한 경로의 이용을 수반할 수 있다. 그러한 구성에서, 하나보다 많은 대역의 동시 동작이 달성된다.
다수의 구현에 따라, 본 개시내용은 제1 주파수 대역에서의 동작을 허용하도록 구성된 제1 필터, 및 제2 주파수 대역에서의 동작을 허용하도록 구성된 제2 필터를 포함하는 반송파 집성(CA) 회로에 관련된다. CA 회로는 제1 필터와 공통 노드 사이에 구현된 제1 경로를 포함하고, 제1 경로는 제1 주파수 대역에 대한 실질적으로 매칭된 임피던스 및 제2 주파수 대역에 대한 실질적으로 개방-회로 임피던스를 제공하도록 구성된다. CA 회로는 제2 필터와 공통 노드 사이에 구현된 제2 경로를 더 포함하고, 제2 경로는 제2 주파수 대역에 대한 실질적으로 매칭된 임피던스 및 제1 주파수 대역에 대한 실질적으로 개방-회로 임피던스를 제공하도록 구성된다.
일부 실시예들에서, 제1 필터 및 제2 필터는 다이플렉서의 부분일 수 있다. 다이플렉서는 라디오-주파수(RF) 신호를 안테나로부터 수신하도록 구성된 입력 포트를 포함할 수 있다. 공통 노드는 저잡음 증폭기(LNA)의 입력에 연결되도록 구성될 수 있다. LNA는 제1 주파수 대역과 제2 주파수 대역에 대응하는 수신된 RF 신호의 주파수 대역들을 증폭하도록 구성될 수 있다. 제1 주파수 대역은, 예를 들어, 1.805 내지 1.880㎓의 주파수 범위를 갖는 B3 대역을 포함할 수 있고, 제2 주파수 대역은, 예를 들어, 2.110 내지 2.170㎓의 주파수 범위를 갖는 B1 대역을 포함할 수 있다. 제2 주파수 대역은 2.110 내지 2.155㎓의 주파수 범위를 갖는 B4 대역을 더 포함할 수 있다.
일부 실시예들에서, 제1 주파수 대역은 1.930 내지 1.990㎓의 주파수 범위를 갖는 B2 대역을 포함할 수 있고, 제2 주파수 대역은 2.110 내지 2.155㎓의 주파수 범위를 갖는 B2 대역을 포함할 수 있다. 제1 주파수 대역은 1.930 내지 1.995㎓의 주파수 범위를 갖는 B25 대역을 더 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 제1 주파수 대역은 1.930 내지 1.990㎓의 주파수 범위를 갖는 B2 대역을 포함할 수 있고, 제2 주파수 대역은 2.110 내지 2.155㎓의 주파수 범위를 갖는 B4 대역을 포함할 수 있다.
일부 실시예들에서, 제1 경로는 제1 위상 시프팅 회로를 포함할 수 있고, 제2 경로는 제2 위상 시프팅 회로를 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 제1 위상 시프팅 회로는, 예를 들어, 2개의 직렬 캐패시턴스와, 2개의 캐패시턴스와 접지 사이의 노드를 연결하는 유도성 션트 경로(inductive shunt path)를 포함할 수 있다. 제2 위상 시프팅 회로는 2개의 직렬 캐패시턴스와, 2개의 캐패시턴스와 접지 사이의 노드를 연결하는 유도성 션트 경로를 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 제1 및 제2 위상 시프팅 회로들의 캐패시턴스들 및 인덕턴스들의 적어도 일부는 집중 소자(lumped element)들로서 구현될 수 있다. 일부 실시예들에서, 제1 및 제2 위상 시프팅 회로들의 캐패시턴스들 및 인덕턴스들의 적어도 일부는 분산 소자(distributed element)들로서 구현될 수 있다.
일부 실시예들에서, 제1 위상 시프팅 회로는 2개의 직렬 인덕턴스들과, 2개의 직렬 인덕턴스들과 접지 사이의 노드를 연결하는 용량성 션트 경로(capacitive shunt path)를 포함할 수 있다. 제2 위상 시프팅 회로는 2개의 직렬 인덕턴스들과, 2개의 직렬 인덕턴스들과 접지 사이의 노드를 연결하는 용량성 션트 경로를 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 제1 및 제2 위상 시프팅 회로의 캐패시턴스들 및 인덕턴스들의 적어도 일부는 집중 소자들로서 구현될 수 있다. 일부 실시예들에서, 제1 및 제2 위상 시프팅 회로들의 캐패시턴스들 및 인덕턴스들의 적어도 일부는 분산 소자들로서 구현될 수 있다.
일부 실시예들에서, 제1 경로 및 제2 경로의 각각은, CA 회로가 CA 모드 또는 비-CA 모드에서 동작하게 하는 스위치를 포함할 수 있다. 제1 경로에 대한 스위치는 제1 위상 시프팅 회로의 출력에 있을 수 있고 제2 경로에 대한 스위치는 제2 위상 시프팅 회로의 출력에 있을 수 있다. 제1 및 제2 경로들에 대한 스위치들 모두는 CA 모드에 대해 닫혀 있을 수 있다. 2개의 스위치들 중 하나는 닫혀 있을 수 있고 다른 스위치는 비-CA 모드에 대해 닫혀 있을 수 있다.
일부 실시예들에서, 본 개시내용은 복수의 컴포넌트를 수용하도록 구성된 패키징 기판 및 패키징 기판 상에 구현된 반송파 집성(CA) 회로를 갖는 라디오-주파수(RF) 모듈에 관련된다. CA 회로는 제1 주파수 대역에서의 동작을 허용하도록 구성된 제1 필터, 및 제2 주파수 대역에서의 동작을 허용하도록 구성된 제2 필터를 포함한다. CA 회로는 제1 필터와 공통 노드 사이에 구현된 제1 경로를 더 포함하고, 제1 경로는 제1 주파수 대역에 대한 실질적으로 매칭된 임피던스 및 제2 주파수 대역에 대한 실질적으로 개방-회로 임피던스를 제공하도록 구성된다. CA 회로는 제2 필터와 공통 노드 사이에 구현된 제2 경로를 더 포함하고, 제2 경로는 제2 주파수 대역에 대한 실질적으로 매칭된 임피던스 및 제1 주파수 대역에 대해 개방-회로 임피던스를 제공하도록 구성된다.
일부 실시예들에서, 제1 필터 및 제2 필터의 각각은 표면 탄성파(surface acoustic wave)(SAW) 필터를 포함할 수 있다. 제1 SAW 필터 및 제2 SAW 필터는 다이플렉서로서 구현될 수 있다. 일부 실시예들에서, RF 모듈은 패키징 기판 상에 구현된 저잡음 증폭기(LNA)를 더 포함할 수 있다. LNA는 제1 경로 및 제2 경로로부터의 결합된 신호를 수신하도록 공통 노드에 연결될 수 있다. 일부 실시예들에서, RF 모듈은 프론트-엔드(front-end) 모듈일 수 있다. 일부 실시예들에서, RF 모듈은 다이버시티 수신(diversity receive)(DRx) 모듈일 수 있다.
일부 실시예들에서, 제1 경로는 제1 위상 시프팅 회로를 포함할 수 있고, 제2 경로는 제2 위상 시프팅 회로를 포함할 수 있다. 제1 위상 시프팅 회로 및 제2 위상 시프팅 회로의 각각은 캐패시턴스 및 인덕턴스 요소들을 포함할 수 있다. 캐패시턴스 및 인덕턴스 요소들의 적어도 일부는 패키징 기판상에 또는 내에 탑재된 수동 디바이스들로서 구현될 수 있다.
다수의 교시들에서, 본 개시내용은 라디오-주파수(RF) 모듈을 제조하는 방법에 관련된다. 본 방법은 복수의 컴포넌트를 수용하도록 구성된 패키징 기판을 제공 또는 형성하는 단계, 및 패키징 기판 상에 반송파 집성(CA) 회로를 구현하는 단계를 포함한다. CA 회로는 제1 주파수 대역에서의 동작을 허용하도록 구성된 제1 필터 및 제2 주파수 대역에서의 동작을 허용하도록 구성된 제2 필터를 포함한다. CA 회로는 제1 필터와 공통 노드 사이에 구현된 제1 경로를 더 포함하고, 제1 경로는 제1 주파수 대역에 대한 실질적으로 매칭된 임피던스 및 제2 주파수 대역에 대한 실질적으로 개방-회로 임피던스를 제공하도록 구성된다. CA 회로는 제2 필터와 공통 노드 사이에 구현된 제2 경로를 더 포함하고, 제2 경로는 제2 주파수 대역에 대한 실질적으로 매칭된 임피던스 및 제1 주파수 대역에 대한 실질적으로 개방-회로 임피던스를 제공하도록 구성된다.
일부 구현들에 따르면, 본 개시내용은 RF 신호들을 처리하도록 구성된 수신기, 및 수신기와 통신하는 RF 모듈을 갖는 라디오-주파수(RF) 디바이스에 관련된다. RF 모듈은 반송파 집성(CA) 회로를 포함한다. CA 회로는 제1 주파수 대역에서의 동작을 허용하도록 구성된 제1 필터, 및 제2 주파수 대역에서의 동작을 허용하도록 구성된 제2 필터를 포함한다. CA 회로는 제1 필터와 공통 노드 사이에 구현된 제1 경로를 더 포함하고, 제1 경로는 제1 주파수 대역에 대한 실질적으로 매칭된 임피던스 및 제2 주파수 대역에 대한 실질적으로 개방-회로 임피던스를 제공하도록 구성된다. CA 회로는 제2 필터와 공통 노드 사이에 구현된 제2 경로를 더 포함하고, 제2 경로는 제2 주파수 대역에 대한 실질적으로 매칭된 임피던스 및 제1 주파수 대역에 대한 실질적으로 개방-회로 임피던스를 제공하도록 구성된다. RF 디바이스는 RF 모듈과 통신하는 안테나를 더 포함하고, 안테나는 RF 신호들을 수신하도록 구성된다.
일부 실시예들에서, RF 디바이스는 무선 디바이스일 수 있다. 일부 실시예들에서, 무선 디바이스는 셀룰러 폰일 수 있다. 일부 실시예들에서, 안테나는 다이버시티 안테나를 포함할 수 있고, RF 모듈은 다이버시티 수신(DRx) 모듈을 포함할 수 있다. 무선 디바이스는 다이버시티 안테나로부터 수신기로 RF 신호들을 라우팅하도록 구성된 안테나 스위치 모듈(ASM)을 더 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, DRx 모듈은 다이버시티 안테나와 ASM 사이에 구현될 수 있다.
개시내용을 요약하기 위해, 본 발명의 특정 양태들, 장점들 및 신규한 특징들이 본원에서 설명되었다. 본 발명의 임의의 특정 실시예에 따라 반드시 모든 그러한 장점들이 달성될 수 있다는 것이 아니라는 것이 이해될 것이다. 따라서, 본 발명은, 본원에서 교시되거나 제시된 다른 장점들을 반드시 달성하지 않고 본원에 교시된 하나의 장점 또는 장점들의 그룹을 달성 또는 최적화하는 방식으로 실시 또는 수행될 수 있다.
도 1은 복수의 입력을 수신하고 출력을 생성하도록 구성된 CA 회로를 포함하는 반송파 집성(CA) 구성을 도시한다.
도 2는 2개보다 많은 라디오-주파수(RF) 신호들을 포함할 수 있는 CA 집성 구성을 도시한다.
도 3은 본원에서 설명된 하나 이상의 특징을 갖는 CA 회로가 수신기에서 저잡음 증폭기(LNA)를 이용하여 구현될 수 있는 보다 구체적인 예를 도시한다.
도 4는 RF 신호가 공통 입력 노드(RF_IN)에서 분리되고, 2개의 분리된 RF 신호들 각각이 대역-통과 필터에 의해 처리되고 LNA에 의해 증폭되는 집성 구성을 도시한다.
도 5는 LNA 출력들에 대한 추가적인 필터링이 구현되어 상이한 대역들 간의 주파수 대역 분포를 보다 양호하게 격리하는 집성 구성의 예를 도시한다.
도 6은 도 3의 구성의 보다 구체적인 예일 수 있는 CA 구성을 도시한다.
도 7은 CA 모드에서 동작되는 도 6의 CA 구성을 도시한다.
도 8은 도 7의 제1 및 제2 신호 경로들이 CA 동작을 용이하게 하도록 선택된 임피던스를 제공하도록 구성될 수 있는 예시적인 CA 구성을 도시한다.
도 9는 예시적인 대역 B3 및 B1/4와 연관된 2개의 격리된 수신(Rx) 경로들을 도시한다.
도 10은 도 9의 회로에 대한 복소 임피던스 값들의 예시적인 스미스 플롯(Smith plot)을 도시한다.
도 11은 예시적인 대역 B3 및 B1/4와 연관된 2개의 격리된 수신(Rx) 경로들을 도시하고, 여기서 각각의 경로는 그의 안테나 노드와 출력 노드 사이에 제1 위상 시프팅 회로, 필터, 및 제2 위상 시프팅 회로를 포함한다.
도 12는 도 11의 회로에 대한 복소 임피던스 값들의 예시적인 스미스 플롯을 도시한다.
도 13은 공통 안테나 노드 및 공통 출력 노드를 생성하기 위해 단부들에서 접속된 도 11의 2개의 예시적인 수신(Rx) 경로들을 도시한다.
도 14는 도 13의 회로에 대한 복소 임피던스 값들의 예시적인 스미스 플롯을 도시한다.
도 15는 도 9, 11 및 13의 예들과 연관된 다양한 스펙트럼 응답 곡선들을 도시한다.
도 16a는 도 13 내지 15의 위상 시프팅 회로들의 예들을 도시한다.
도 16b는 도 13 내지 15의 위상 시프팅 회로들의 보다 많은 예들을 도시한다.
도 17은 본원에 설명된 하나 이상의 특징을 갖는 디바이스를 제조하도록 구현될 수 있는 프로세스를 도시한다.
도 18은 본원에 설명된 하나 이상의 특징을 갖는 RF 모듈을 도시한다.
도 19는 본원에 설명된 하나 이상의 특징을 포함하는 RF 아키텍처의 예를 도시한다.
도 20은 본원에 설명된 하나 이상의 유리한 특징을 갖는 예시적인 무선 디바이스를 도시한다.
도 21은 본 개시내용의 하나 이상의 특징이 다이버시티 수신 모듈에서 구현될 수 있다는 것을 도시한다.
도 22는 도 21의 다이버시티 수신 모듈을 갖는 예시적인 무선 디바이스를 도시한다.
본원에 제공된 헤딩(heading)은, 만약 있다면, 오직 편의를 위한 것일 뿐 본 발명의 범주 또는 의미에 반드시 영향을 주는 것은 아니다.
셀룰러 반송파 집성(CA)은 2개 이상의 라디오-주파수(RF) 신호들이 공통 경로를 통해 처리되게 함으로써 지원될 수 있다. 예를 들어, 반송파 집성은 충분히 분리되는 주파수 범위들을 갖는 복수의 대역에 대한 경로의 이용을 수반할 수 있다. 그러한 구성에서, 하나보다 많은 대역의 동시 동작이 가능하다.
수신기의 맥락에서, 반송파 집성은, 예를 들어, 높은 데이터 레이트 능력을 제공하기 위해 복수의 대역에서 RF 신호들의 동시 처리를 허용할 수 있다. 그러한 반송파 집성 시스템에서, 각각의 RF 신호에 대해 낮은 잡음 지수(noise figure)(NF)를 유지하는 것이 바람직하다. 집성된 2개의 대역들이 주파수에서 인접하는 경우, 2개의 대역들의 충분한 분리를 유지하는 것이 또한 바람직하다.
도 1은 복수의 입력을 수신하고 출력을 생성하도록 구성된 CA 회로(110)를 포함하는 반송파 집성(CA) 구성(100)을 도시한다. 복수의 입력은 제1 RF 신호 및 제2 RF 신호를 포함할 수 있다. 제1 RF 신호는 제1 필터(106a)를 포함하는 제1 경로(104a)를 통해 공통 입력 노드(102)(RF_IN)로부터 CA 회로(110)에 제공될 수 있다. 마찬가지로, 제2 RF 신호는 제2 필터(106b)를 포함하는 제2 경로(104b)를 통해 공통 입력 노드(102)(RF_IN)로부터 CA 회로(110)에 제공될 수 있다. 본원에서 설명된 바와 같이, CA 회로(110)는, 공통 출력 노드(114)에서의 출력이 제1 및 제2 RF 신호들과 연관된 2개의 분리된 주파수 대역들을 포함하는 재결합된 RF 신호이도록 구성될 수 있다. 또한 본원에서 설명된 바와 같이, CA 회로(110)는, 저손실, 낮은 잡음 지수, 및/또는 2개의 입력 신호 경로들(104a, 104b) 사이의 높은 격리와 같은 바람직한 성능 특징을 생성하도록 구성될 수 있다.
도 1의 예를 포함하는 본원의 다양한 예들은 2개의 주파수 대역들을 집성하는 맥락으로 설명된다. 그러나, 본 개시내용의 하나 이상의 특징은 2개보다 많은 주파수 대역들의 집성에서 구현될 수 있다는 것이 이해될 것이다. 예를 들어, 도 2는, 3개의 RF 신호들이 공통 입력 노드(102)(RF_IN)에서 분리되고, 그들의 해당 필터들(106a, 106b, 106c)를 통해 처리되고, CA 회로(110)에 의해 재결합되어 공통 출력 노드(114)(RF_OUT)에서 재결합된 RF 신호를 생성하는 CA 집성 구성(100)을 도시한다.
도 1 및 2의 집성 구성들(100)은 다수의 RF 애플리케이션에서 구현될 수 있다. 도 3은, 본원에서 설명된 하나 이상의 특징을 갖는 CA 회로(110)가 수신기에서 저잡음 증폭기(LNA)를 이용하여 구현될 수 있는 보다 구체적인 예를 도시한다. CA 회로(110)는 복수의 입력을 수신하고 출력을 생성하도록 구성될 수 있다. 복수의 입력은 제1 RF 신호 및 제2 RF 신호를 포함할 수 있다. 제1 RF 신호는 제1 대역-통과 필터(122)를 포함하는 제1 경로를 통해, 공통 입력 노드(102)(RF_IN)로부터 CA 회로(110)에 제공될 수 있다. 마찬가지로, 제2 RF 신호는 제2 대역-통과 필터(124)를 포함하는 제2 경로를 통해, 공통 입력 노드(102)(RF_IN)로부터 CA 회로(110)에 제공될 수 있다. 본원에 설명된 바와 같이, CA 회로(110)는, 공통 출력 노드(114)에서의 출력이 제1 및 제2 RF 신호들과 연관된 2개의 분리된 주파수 대역들을 포함하는 재결합된 RF 신호이도록 구성될 수 있다. 또한 본원에서 설명된 바와 같이, CA 회로(110)는, 저손실, 낮은 잡음 지수, 및/또는 2개의 입력 신호 경로들 사이의 높은 격리와 같은 바람직한 성능 특징을 생성하도록 구성될 수 있다.
도 3에서, 재결합된 RF 신호는, 증폭 및 이에 의해 출력 노드(114)에서 저잡음 증폭 출력 신호를 발생하는 LNA(130)에 제공되는 것으로 도시된다. LNA(130)는 재결합된 RF 신호의 제1 및 제2 대역들을 효율적으로 증폭하도록 충분히 넓은 대역폭을 이용하여 동작하도록 구성될 수 있다.
일부 실시예들에서, 대역-통과 필터들(122, 124)은, 예를 들어, 표면 탄성파(SAW) 필터들을 포함하는 다수의 방식으로 구현될 수 있다. 다른 유형의 필터들이 이용될 수 있다는 것이 이해될 것이다.
본원에서 설명된 바와 같이, 도 3의 집성 구성(100)은 다른 집성 구성에 대해 다수의 유리한 특징을 제공할 수 있다. 예를 들어, 도 4는, RF 신호가 공통 입력 노드(RF_IN)에서 분리되고; 2개의 분리된 RF 신호들 각각이 대역-통과 필터(12 또는 16)에 의해 처리되고 LNA(14 또는 18)에 의해 증폭되는 집성 구성(10)을 도시한다. 분리되어 처리되고 증폭된 RF 신호들(대역들 "A" 및 "B")은 공통 출력 노드(RF_OUT)에서 출력 RF 신호를 생성하기 위해 결합기(20)에 의해 결합되는 것으로 도시된다.
도 4의 예에서, 결합된 출력 RF 신호는 2개의 LNA 각각으로부터의 증폭된 잡음 기여도(noise contribution)를 포함한다. 따라서, 잡음 지수는, 예를 들어, 대략 3dB만큼 저하될 수 있다.
통상적으로, RF 경로들(예를 들어, 도 4의 대역들 "A"와 "B"와 연관된 경로들) 사이에 적절한 격리가 부족하면, 그들의 해당 대역들은 결합된 RF 신호의 잡음 지수에 기여한다. 도 5는 LNA 출력들의 추가적인 필터링이 구현되어 "A"와 "B" 대역들 사이의 주파수 대역 분포들을 보다 양호하게 격리하도록 구현될 수 있는 집성 구성(30)의 예를 도시한다. 도 4의 예와 마찬가지로, 예시적인 집성 구성(30)은 공통 입력 노드(RF_IN)에서 분리되는 RF 신호를 포함하고; 2개의 분리된 RF 신호들 각각은 대역-통과 필터(32 또는 42)에 의해 처리되고 LNA(34 또는 44)에 의해 증폭된다. 분리되어 처리되고 증폭된 RF 신호들(대역들 "A" 및 "B")은 공통 출력 노드(RF_OUT)에서 결합된 RF 신호를 생성하기 위해 결합되기 전에 해당 필터들(36, 46)에 의해 더 필터링되는 것으로 도시된다. 이러한 필터링의 결과로서, 대역 "A"에서의 공통 출력 노드(RF_OUT)에서의 총 잡음 출력은 오직 LNA(34)로부터의 기여만을 통상적으로 포함하는 반면, 대역 "B"에서의 공통 출력 노드(RF_OUT)에서의 총 잡음 출력은 오직 LNA(44)로부터의 기여만을 통상적으로 포함한다. 이러한 구성은 전술한 예시적인 3dB 잡음 저하를 회피하지만, 통상적으로 2개의 LNA 및 2개의 포스트-LNA 필터와 연관된 과도한 비용을 겪게 된다.
일반적으로, 보다 높은 Q의 공진기들로 구성된 필터들은 주파수 대역들, 특히 서로 비교적 인접한 대역들에 대한 양호한 격리를 제공한다. 예를 들어, 셀룰러 주파수 대역들 B1 및 B3는 수신 동작들에 대해 2.110 내지 2.170㎓ 및 1.805 내지 1.880㎓의 범위를 각각 갖는다. 그러한 비교적 인접한 주파수 대역들의 쌍에 대해, 낮은 Q의 공진기들을 이용하면 양호한 대역 격리가 통상적으로 가능하지 않다. 따라서, 높은 Q의 공진기들이 통상적으로 요구되고 바람직하다. 그러나, 그러한 추가적인 높은 Q의 공진기들을 이용하면, 예를 들어, 추가적인 비용 및 요구 공간으로 인하여, 2개의 LNA(예를 들어, 도 5의 34, 44)의 다운스트림(downstream)이 바람직하지 않을 수 있다.
도 6은 도 3의 구성의 보다 구체적인 예일 수 있는 CA 구성(100)을 도시한다. 도 6의 CA 구성(100)은 도 4 및 5의 예들과 연관된 문제들의 일부 또는 전부를 대처하는 것들을 포함하는, 다수의 바람직한 특징을 제공할 수 있다.
도 6에서, 예시적인 CA 구성(100)은 공통 입력 노드(102)(RF_IN)에서 분리되는 RF 신호를 포함한다. 제1 분리된 RF 신호는 대역-통과 필터(122)에 의해 필터링되는 것으로 도시되고, 제2 분리된 RF 신호는 대역-통과 필터(124)에 의해 필터링되는 것으로 도시된다. 제1 및 제2 필터링된 RF 신호들은 공통 노드(126)에서 결합된 신호를 생성하도록 구성되는 CA 회로(110)에 제공되는 것으로 도시된다.
CA 회로(110)는 일반적으로 150으로 나타낸 위상 회로 및 일반적으로 140으로 나타낸 스위치 회로를 포함하는 것으로 도시된다. 위상 회로(150) 및 스위치 회로(140)에 의해 제공될 수 있는 기능들의 예들은 본원에서 더 상세하게 설명된다.
대역-통과 필터(122)로부터의 제1 필터링된 RF 신호는 제1 위상 시프팅 회로(152)를 거쳐 통과하는 것으로 도시된다. 마찬가지로, 대역-통과 필터(124)로부터의 제2 필터링된 RF 신호는 제2 위상 시프팅 회로(154)를 거쳐 통과하는 것으로 도시된다. 그러한 위상 시프팅 회로들의 예들이 본원에서 더 상세하게 설명된다.
그들의 해당 위상 시프팅 회로들(152, 154)로부터의 제1 및 제2 RF 신호들은 공통 노드(126)에서 결합되는 것으로 도시된다. 일부 실시예들에서, 스위치 S1은 제1 위상 시프팅 회로(152)와 공통 노드(126) 사이에 구현될 수 있고, 스위치 S2는 제2 위상 시프팅 회로(154)와 공통 노드(126) 사이에 구현될 수 있다. 그러한 스위치들은 CA 회로(110)가 비-CA 모드 또는 CA 모드에서 동작하게 할 수 있다. 예를 들어, 도 6에서, 제1 스위치 S1은 닫힌 것으로 도시되고, 제2 스위치 S2는 개방된 것으로 도시되어, CA 회로(110)는 비-CA 모드에서 대응하는 주파수 대역에서의 제1 RF 신호를 처리한다. 비-CA 모드에서 다른 주파수 대역에서의 제2 RF 신호를 처리하기 위해, 제1 스위치 S1은 개방될 수 있고, 제2 스위치 S2는 닫힐 수 있다. 다른 예에서, 도 7에 도시된 바와 같이, 제1 및 제2 스위치들 모두가 닫힐 수 있어서, CA 회로(110)는 CA 모드에서 그들의 해당 주파수 대역들에서의 제1 및 제2 RF 신호들 모두를 처리한다.
도 6 및 7에서, 공통 노드(126)는 처리된 RF 신호(CA 모드에서 결합된 RF 신호 또는 비-CA 모드에서 단일-대역 RF 신호 중 어느 하나)가 LNA(120)에 의해 처리되게 하도록 LNA(120)의 입력에 연결되는 것으로 도시된다. LNA(120)은 노드(114)에서의 출력(RF_OUT)으로서 증폭된 RF 신호를 발생하는 것으로 도시된다.
도 6 및 7의 예에서, 스위치 회로(140)는 CA 회로(110)가 비-CA 모드 또는 CA-모드 중 어느 하나에서 동작하게 할 수 있다. CA 회로(110)가 CA 모드에서만 동작하도록 구성되는 실시예에서, 스위치 회로(140)는 생략될 수 있다.
도 8은 CA 동작을 용이하게 하기 위해 선택된 임피던스를 제공하도록 제1 및 제2 신호 경로가 구성될 수 있는 예시적인 CA 구성(100)을 도시한다. 설명을 위해, 그러한 신호 경로들은 "A" 및 "B" 대역들로 지칭될 수 있고, 그러한 대역들은 반송파 집성에 적절한 대역들의 임의의 조합을 포함할 수 있다. 도 7의 예에서와 같이, 스위치들 S1, S2 모두는 CA 동작을 용이하게 하도록 그들의 닫힌 상태들에 있을 수 있다.
도 8의 예에 도시된 바와 같이, 제1 및 제2 위상 시프팅 회로들(152, 154)은 제1 (A) 및 제2 (B) 대역-통과 필터들(122, 124)을 LNA(120)와 결합하고, 결합되어 LNA(120)에 라우팅되는 신호들에 대한 바람직한 임피던스 값들을 제공하도록 이용될 수 있다. 제1 및 제2 위상 시프팅 회로들(152, 154)에 의한 그러한 임피던스 값들의 조절의 예들이 본원에 더 상세하게 설명된다.
제1 필터(122)의 임피던스는 A-대역 신호에 대한 바람직한 임피던스를 제공하도록 조정(tune)될 수 있다. 따라서, A-대역 필터(122)의 출력에서의 A-대역 신호에 대한 임피던스 ZA는 대략적으로 ZO의 매칭된 값이다(예를 들어, 50hms). B-대역에서, A-대역 필터(122)의 출력에서의 B-대역 신호에 대한 임피던스 ZB는 ZO에 매칭되지 않는다. B 대역은 A-대역 필터의 저지대역(stopband)에 있으므로, 이러한 미스매칭의 반사 계수
Figure 112015035745015-pat00001
는 대략적으로 1(unity)이다. 그러나, 이러한 반사의 위상은 통상적으로 필터 설계에 의존한다. 따라서, A-대역 필터(122)의 출력에서의 B-대역 신호에 대한 임피던스 ZB는 임의의 넓은 범위의 미스매칭된 값일 수 있으며, ZO보다 훨씬 더 크거나 훨씬 더 작을 수 있고, 이는 조건
Figure 112015035745015-pat00002
을 야기한다.
이상적으로, A-대역 필터(122)는 B-대역 신호에 대해 개방 회로를 제공해야 한다. 그러나, A-대역 필터(122)는 B-대역 신호에 대해 그러한 이상적인 개방-회로 임피던스를 제공할 수 없다. 따라서, A-대역 필터(122)의 출력에서의 B-대역 신호에 대한 임피던스 ZB는 복소 형식 ZB = RB + jXB으로 표현될 수 있고, 여기서 실수부(저항 RB) 및 허수부(리액턴스(reactance) XB)는 임피던스 ZB가 개방 회로 상태(XB 및 RB 중 하나 또는 모두가 대략 무한인)로부터 상당히 떨어져 있게 한다. 도 8에 도시된 바와 같이, 제1 위상 시프팅 회로(152)는 ZA에 대한 ZO를 실질적으로 유지하고, ZB를 RB + jXB로부터 개방 회로 상태로 또는 개방 회로 상태에 근접하도록 조절하도록 구성될 수 있다.
마찬가지로, 제2 필터(124)의 임피던스는 B-대역 신호에 대한 바람직한 임피던스를 제공하도록 조정(tune)될 수 있다. 따라서, B-대역 필터(124)의 출력에서의 B-대역 신호에 대한 임피던스 ZB는 대략 ZO의 매칭된 값(예를 들어, 50 ohm)에 있다. A 대역에서, B-대역 필터(122)의 출력에서의 A-대역 신호에 대한 임피던스 ZA는 ZO에 매칭되지 않는다. A 대역은 B-대역 필터의 저지대역(stopband)에 있으므로, 이러한 미스매칭의 반사 계수
Figure 112015035745015-pat00003
는 대략적으로 1(unity)이다. 그러나, 이러한 반사의 위상은 필터 설계에 의존적이다. 따라서, B-대역 필터(122)의 출력에서의 A-대역 신호에 대한 임피던스 ZA는 임의의 넓은 범위의 미스매칭된 값일 수 있으며, ZO보다 훨씬 더 크거나 훨씬 더 작을 수 있고, 이는 조건
Figure 112015035745015-pat00004
을 야기한다.
이상적으로, B-대역 필터(124)는 A-대역 신호에 대해 개방 회로처럼 보여야 한다. 그러나, B-대역 필터(124)는 A-대역 신호에 대해 그러한 이상적인 개방-회로 임피던스를 제공할 수 없다. 따라서, B-대역 필터(124)의 출력에서의 A-대역 신호에 대한 임피던스 ZA는 복소 형식 ZA = RA + jXA으로 표현될 수 있고, 여기서 실수부(저항 RA) 및 허수부(리액턴스(reactance) XA)는 임피던스 ZA가 개방 회로 상태(XA 및 RA 중 하나 또는 모두가 대략 무한인)로부터 상당히 떨어져 있게 한다. 도 8에 도시된 바와 같이, 제2 위상 시프팅 회로(154)는 ZB에 대한 ZO를 실질적으로 유지하고, ZA를 RA + jXA로부터 개방 회로 상태로 또는 개방 회로 상태에 근접하도록 조절하도록 구성될 수 있다.
도 8에 도시된 바와 같이, 전술한 방식으로 구성된 제1 및 제2 신호 경로들을 갖는 CA 구성(100)은, 해당 경로들로부터의 A-대역 신호 및 B-대역 신호의 결합이 LNA에 대해 임피던스 매칭되고, 비-대역 주파수 컴포넌트들이 실질적으로 차단되게 한다. 따라서, 잡음 지수 성능은 SAW 필터와 같은 추가적인 높은-Q의 필터들을 이용할 필요없이 개선될 수 있다.
도 9 내지 도 15는 2개의 주파수 대역 경로들 및 그러한 경로들을 따르는 위상 시프팅 회로들이 도 8와 관련하여 설명된 바람직한 임피던스를 생성할 수 있는 방법의 예들을 도시한다. 도 9에서, 예시적인 대역들 B3(1,805 내지 1,880㎒) 및 B1/4(2,110 내지 2,170㎒)와 연관된 2개의 격리된 수신(Rx) 경로들이 도시된다. B3 대역 경로는 도 8의 일반적인 A-대역 경로의 예로 간주될 수 있고, B1/4 대역 경로는 일반적인 B-대역 경로의 예로 간주될 수 있다.
도 9에서, 격리된 B3 대역 경로는 안테나 노드(ANT B3)와 출력 노드(RX B3) 사이에 B3 필터 "A"를 포함한다. 그러나, B3 대역 경로는 B3 필터와 출력 노드(RX B3) 사이에 위상 시프팅 회로를 포함하지 않는다. 마찬가지로, 격리된 B1/4 대역 경로는 안테나 노드(ANT B1)와 출력 노드(RX B1) 사이에 B1/4 필터 "B"를 포함하지만, 위상 시프팅 회로를 포함하지 않는다.
도 10은 도 9의 회로에 대해 RX B1 노드(좌상단 플롯), BX B3 노드(우상단 플롯), ANT B1 노드(좌하단 플롯), 및 ANT B3 노드(우하단 플롯)에서의 복소 임피던스 값들의 예시적인 스미스 플롯들을 1.792㎓와 2.195㎓ 사이의 주파수 스윕으로 도시한다. 보다 구체적으로, 포인트 m28 및 m29에 대한 임피던스 값들은 각각 RX B1 노드에서 B3 Rx 대역의 하한(1.805㎓) 및 상한(1.880㎓)에 대응하고; 포인트 m6 및 m14에 대한 임피던스 값들은 각각 RX B3 노드에서 B1 Rx 대역의 하한(2.110㎓) 및 상한(2.170㎓)에 대응하고; 포인트 m5 및 m7에 대한 임피던스 값들은 각각 ANT B1 노드에서 B3 Rx 대역의 하한(1.805㎓) 및 상한(1.880㎓)에 대응하고; 포인트 m3 및 m4에 대한 임피던스 값들은 각각 ANT B3 노드에서 B1 Rx 대역의 하한(2.110㎓) 및 상한(2.170㎓)에 대응한다.
도 10에서, 임피던스 범위들(m28 내지 m29, m6 내지 m14, m5 내지 m7, m3 내지 m4) 각각은 스미스 플롯 상에서 개방-회로 임피던스 위치로부터 상당히 떨어져 있으나, 스미스 플롯의 외주(outer perimeter)에 인접하여 유지된다.
도 11은 예시적인 대역들 B3 Rx(1,805 내지 1,880㎒) 및 B1/4 Rx(2,110 내지 2,170㎒)와 연관된 2개의 격리된 수신(Rx) 경로들이 도시되며, 여기서 각각의 경로는 제1 위상 시프팅 회로, 필터, 및 그의 안테나 노드와 출력 노드 사이의 제2 위상 시프팅 회로를 포함한다. 보다 구체적으로, B3 경로는 제1 위상 시프팅 회로(200), B3 필터, 및 안테나 노드(ANT B3)와 출력 노드(RX B3) 사이의 제2 위상 시프팅 회로(202)를 포함한다. 마찬가지로, B1/4 대역 경로는 제1 위상 시프팅 회로(204), B1/4 필터, 및 안테나 노드(ANT B1)와 출력 노드(RX B1) 사이의 제2 위상 시프팅 회로(206)를 포함한다.
도 12는 도 11의 회로에 대해 RX B1 노드(좌상단 플롯), BX B3 노드(우상단 플롯), ANT B1 노드(좌하단 플롯), 및 ANT B3 노드(우하단 플롯)에서의 복소 임피던스 값들의 예시적인 스미스 플롯들을 도시한다. 도 10의 예와 마찬가지로, 포인트 m28 및 m29에 대한 임피던스 값들은 각각 RX B1 노드에서 B3 Rx 대역의 하한(1.805㎓) 및 상한(1.880㎓)에 대응하고; 포인트 m6 및 m14에 대한 임피던스 값들은 각각 RX B3 노드에서 B1 Rx 대역의 하한(2.110㎓) 및 상한(2.170㎓)에 대응하고; 포인트 m5 및 m7에 대한 임피던스 값들은 각각 ANT B1 노드에서 B3 Rx 대역의 하한(1.805㎓) 및 상한(1.880㎓)에 대응하고; 포인트 m3 및 m4에 대한 임피던스 값들은 각각 ANT B3 노드에서 B1 Rx 대역의 하한(2.110㎓) 및 상한(2.170㎓)에 대응한다.
도 12에서, 임피던스 범위들(m28 내지 m29, m6 내지 m14, m5 내지 m7, m3 내지 m4) 각각이 Im(Z)=0 라인에 걸치고(straddle), 큰 Re(Z) 값을 가져서 스미스 플롯 상에서 개방-회로 임피던스 위치에 또는 그에 인접하게 하는 양만큼 4개의 플롯들 각각이 회전된 것을 볼 수 있다. 일부 실시예들에서, 도 11의 각각의 지연 요소에 의해 인가된 지연량은 대응 스미스 플롯에 도시된 회전량을 생성하도록 선택될 수 있다.
도 11 및 12와 관련하여 설명된 바와 같이, 필터들의 안테나 측이 대향-대역(opposite-band) 신호들에 대해 높은 임피던스를 제공하도록 조정되는 것이 바람직하다. 일부 실시예들에서, 다이플렉서(예를 들어, B3-B1/4 다이플렉서)의 안테나 측은 다이플렉서의 대역 필터(예를 들어, B1/4 대역 필터 또는 B3 대역 필터)로 들어가는 대향-대역(예를 들어, B3 대역 주파수 신호 또는 B1/4 대역 주파수 신호)에 대해 바람직한 높은 임피던스를 제공하도록 구성될 수 있다.
도 13은 공통 안테나 노드(ANT B1/B3) 및 공통 출력 노드(RX B1/B3)를 생성하도록 단부들에서 접속된 도 11의 2개의 예시적인 수신 (Rx) 경로들을 도시한다. 일부 실시예들에서, 그러한 연결된 경로들은, 각각의 대역 경로가, 도 13에서 도시된 바와 같이 함께 연결된 경우에 2개의 대역 신호들에 대한 매칭된 임피던스를 공통 안테나 노드(ANT B1/B3) 및 공통 출력 노드(RX B1/B3) 모두에서 제공할 뿐 아니라 도 11 및 12에 설명된 바와 같이 대역외(out-band) 신호(예를 들어, B3 대역 경로에서의 B1/4 대역 신호, 및 B1/4 대역 경로에서의 B3 대역 신호)에 대한 실질적으로 개방-회로 임피던스를 제공하도록 구성될 수 있다.
도 14는 도 13의 회로에 대해, 공통 출력 노드 RX B1/B3에서(좌상단 플롯), 그리고 공통 안테나 노드(ANT B1/B3)(좌하단 플롯)에서의 복소 임피던스 값들의 예시적인 스미스 플롯들을 도시한다. RX B1/B3 노드에 대해, 포인트 m53 및 m54에 대한 임피던스 값들은 1.805㎓ 및 1.880㎓의 B3 대역 주파수들에 각각 대응하고, 포인트 m55 및 m56에 대한 임피던스 값들은 2.110㎓ 및 2.170㎓의 B1 대역 주파수들에 각각 대응한다. m53, m54, m55, m56의 모든 포인트들은 스미스 차트의 중심 근처에 모여 있고, RX B1/B3 노드의 임피던스가 대역 B1 및 B3 모두에서 모든 주파수들에서 50 ohm에 실질적으로 양호하게 매칭되었다는 것을 나타낸다. 이는, 그 자신의 대역의 각각의 경로가 다른 경로에 의해 일반적으로 교란되지 않기 때문에 발생하며, 따라서, 결합된 회로는, 경로들이 물리적으로 함께 묶여 있더라도, B1 경로에 의해서만 실질적으로 판정된 대역 B1에서의 매칭 및 B3 경로에 의해서만 실질적으로 판정된 대역 B3에서의 매칭을 제공한다.
마찬가지로, ANT B1/B3 노드에 대해, 포인트 m46 및 m47에 대한 임피던스 값들은 1.805㎓ 및 1.880㎓의 주파수에 각각 대응하고, 포인트 m48 및 m49의 임피던스 값들은 2.110㎓ 및 2.170㎓의 B1 대역 주파수들에 각각 대응한다. m46, m47, m48, m49의 모든 포인트들은 스미스 차트의 중심 근처에 모여있고, ANT B1/B3 노드의 임피던스가 대역 B1 및 B3의 모든 주파수들에서 50 ohm에 실질적으로 양호하게 매칭되었다는 것을 나타낸다. 이는, 그 자신의 대역의 각각의 경로가 다른 경로에 의해 일반적으로 교란되지 않기 때문에 발생하며, 따라서, 결합된 회로는, 경로들이 물리적으로 함께 묶여 있더라도, B1 경로에 의해서만 실질적으로 판정된 대역 B1에서의 매칭 및 B3 경로에 의해서만 실질적으로 판정된 대역 B3에서의 매칭을 제공한다.
도 14는 도 13의 회로에 대해, ANT B1/B3 노드(우하단 패널)에서의 반사 계수 S11(도 14의 S(4,4)) 및 RX B1/B3 노드(우상단 패널)에서의 반사 계수 S22(도 14의 S(5,5))의 분포를 더 도시한다. S11(S(4,4)) 및 S22(S(5,5)) 분포들에서, 2개의 RX 대역들(B3 RX 및 B1 RX)의 각각에서의 매칭이 중요하다(prominent).
도 15는 도 9의 회로에 대해, 좌상단 패널에서, B3 수신 경로의 스펙트럼 응답, 및 B1 수신 경로의 독립 스펙트럼 응답을 도시한다. 도 11에서 추가된 지연은 각각의 경로에 대해 일반적으로 위상에만 영향을 미치고 진폭에는 영향을 미치지 않기 때문에 실질적으로 변경되지 않은 동일한 응답들이 도 11의 회로에 인가된다. B3 RX 대역(예를 들어, B3 통과대역)의 이득의 정점이 230으로 표시되고, B1 RX 대역(예를 들어, B1 통과대역)의 이득의 정점이 232로 표시된다. 각각의 경로는 대향대역에서의 30dB 감쇠보다 더 큰 감쇠를 보여준다는 것을 유의한다.
도 15에서 우상단 패널은 도 13의 회로에 대한 단일 스펙트럼 응답을 도시한다. 이러한 단일 응답은, 234로 표시된 B3 RX 통과대역 및 236으로 표시된 B1 RX 통과대역을 갖는 2개의 통과대역을 보여준다.
도 15에서, 좌하단 패널은 도 9/도 11의 독립 B3 수신 경로에 의해 나타나는 B3 RX 통과대역(230)과, 도 13의 결합된 회로에 의해 나타나는 B3 RX 통과대역(234)과의 중첩을 도시한다. 우하단 패널은 도 9/도 11의 독립 B1 수신 경로에 의해 나타나는 B1 RX 통과대역(232)과, 도 13의 결합된 회로에 의해 나타나는 B1 RX 통과대역(236)과의 중첩을 도시한다. 우하단 패널과 좌하단 패널 양쪽 예들에서, 도 13의 결합된 회로의 각각의 통과대역은 그것이 형성된 해당 독립 수신 경로의 통과대역과, 대역폭과 특징적 리플(characteristic ripple) 모두에 있어서 실질적으로 닮아있다는 것을 볼 수 있다. 또한, 대응하는 위상 시프팅 회로가 추가되고 경로가 결합되기 전에 주어진 대역의 이득 분포는 위상 시프팅 회로의 그러한 추가 및 경로들의 결합 후의 분포보다 약간 더 높을뿐이다. 따라서, 본원에 설명된 하나 이상의 특징을 갖는 위상 시프팅 회로들은 거의 또는 전혀 손실없이 원하는 기능들을 제공하도록 구성될 수 있다.
도 16a는 도 13 내지 15의 회로들(212, 216)과 같은 위상 시프팅 회로들의 보다 구체적인 예들을 도시한다. 도 16a에서, CA 구성(100)은 도 8의 CA 구성(100)의 예일 수 있다. 안테나로부터의 입력 RF 신호(RF_IN)는 입력 노드(102)에서 수신될 수 있다. 다이플렉서(260)는 입력 RF 신호를 수신하도록 입력 노드(102)에 연결되는 것으로 도시된다. 그러한 수신된 신호는 대역 A 및 대역 B에 대해 대역-통과 기능을 제공하도록 구성된 필터들(122, 124)을 통해 처리될 수 있다. 본원에서 설명된 그러한 대역들의 예들은 더 상세하게 설명된다. 일부 실시예들에서, 다이플렉서(260)는 도 11 내지 15와 관련하여 본원에서 설명된, 입력 RF 신호에 대한 임피던스 매칭을 제공하도록 구성될 수 있다.
대역-통과 필터들(122, 124)의 출력들은, 제1 위상 시프팅 회로(152)를 포함하는 제1 경로 및 제2 위상 시프팅 회로(154)를 포함하는 제2 경로에 라우팅되는 것으로 도시된다. 제1 경로는 제1 위상 시프팅 회로(152)와 공통 출력 노드 사이에 스위치 S1을 더 포함하는 것으로 도시된다. 제2 경로는 제2 위상 시프팅 회로(154)와 공통 출력 노드 사이에 스위치 S2를 더 포함하는 것으로 도시된다.
전술한 제1 및 제2 경로들로부터 처리된 신호들을 수신하는 공통 출력 노드는 LNA(120)의 입력에 연결되는 것으로 도시된다. LNA(120)는 노드(114)에서 증폭된 출력 신호(RF_OUT)을 생성하는 것으로 도시된다.
제1 위상 시프팅 회로(152)는 (대역 A 필터(122)의 출력으로부터의) 그의 입력과 스위치 S1 사이에 직렬로 배열된 캐패시턴스 C5 및 C6를 포함하는 것으로 도시된다. 인덕턴스 L5가 C5와 C6 사이의 노드와 접지를 연결하는 것으로 도시된다.
제2 위상 시프팅 회로(154)는 (대역 B 필터(124)의 출력으로부터의) 그의 입력과 스위치 S2 사이에 직렬로 배열된 캐패시턴스 C2 및 C3을 포함하는 것으로 도시된다. 인덕턴스 L4가 C2와 C3 사이의 노드와 접지를 연결하는 것으로 도시된다.
도 16b는, 저역-통과 위상 시프터 구성으로 구현된, 도 13 내지 15의 회로들(212, 216)과 같은 위상 시프팅 회로들의 보다 구체적인 예들을 도시한다. 도 16b에서, CA 구성(100)은 도 8의 CA 구성(100)의 예일 수 있다. 안테나로부터의 입력 RF 신호(RF_IN)는 입력 노드(102)에서 수신될 수 있다. 다이플렉서(260)는 입력 RF 신호(260)를 수신하도록 입력 노드(102)에 연결되는 것으로 도시된다. 그러한 수신된 신호는, 대역 A 및 대역 B에 대한 대역-통과 기능을 제공하도록 구성된 필터들(122, 124)을 통해 처리될 수 있다. 그러한 대역들의 예들은 본원에 더 상세하게 설명된다. 일부 실시예들에서, 다이플렉서(260)는 도 11 내지 15와 관련하여 본원에 설명된 바와 같이, 입력 RF 신호에 임피던스 매칭을 제공하도록 구성될 수 있다.
대역-통과 필터(122, 124)의 출력들은, 제1 위상 시프팅 회로(152)를 포함하는 제1 경로, 및 제2 위상 시프팅 회로(154)를 포함하는 제2 경로에 라우팅되는 것으로 도시된다. 제1 경로는 제1 위상 시프팅 회로(152)와 공통 출력 노드 사이에 스위치 S1을 더 포함하는 것으로 도시된다. 제2 경로는 제2 위상 시프팅 회로(154)와 공통 출력 노드 사이에 스위치 S2를 더 포함하는 것으로 도시된다.
전술한 제1 및 제2 경로들로부터의 처리된 신호들을 수신하는 공통 출력 노드는 LNA(120)의 입력에 연결되는 것으로 도시된다. LNA(120)는 노드(114)에서 증폭된 출력 신호(RF_OUT)를 생성하는 것으로 도시된다.
제1 위상 시프팅 회로(152)는 (대역 A 필터(122)의 출력으로부터의) 그의 입력과 스위치 S1 사이에 직렬로 배열된 인덕턴스들 L5' 및 L6'을 포함하는 것으로 도시된다. 캐패시턴스 C5'는 L5'와 L6'사이의 노드와 접지를 연결하는 것으로 도시된다.
제2 위상 시프팅 회로(154)는 (대역 B 필터(124)의 출력으로부터의) 그의 입력과 스위치 S2 사이에 직렬로 배열된 인덕턴스들 L2' 및 L3'을 포함하는 것으로 도시된다. 캐패시턴스 C4'는 L2'와 L3'사이의 노드와 접지를 연결하는 것으로 도시된다.
일부 실시예들에서, 예를 들어, 도 8 및 13과 관련하여 본원에 설명된 다양한 기능들은, 표 1에 나열된 바와 같이, B3 RX 및 B1/4 RX의 예시적인 대역에 대해 도 16a의 예시적인 구성에 대한 캐패시턴스 및 인덕턴스의 값들을 이용하여 획득될 수 있다.
Figure 112015035745015-pat00005
대역들의 다른 쌍들에 대해 캐패시턴스 및 인덕턴스에 대한 값들이 그에 따라 선택될 수 있다는 것이 이해될 것이다. 동일하거나 유사한 다양한 기능들이 도 16b의 예시적인 회로의 요소들에 대한 적절한 값을 이용하여 달성될 수 있다.
일부 실시예들에서, 캐패시턴스 및/또는 인덕턴스의 일부 또는 전부는 신호 경로들 또는 다른 도전성 특징부들의 부분들로서, 집중 소자로서, 또는 그의 임의의 조합으로서 구현될 수 있다.
도 17은 본원에서 설명된 하나 이상의 특징을 갖는 디바이스를 제조하도록 구현될 수 있는 프로세스(280)를 도시한다. 블록(282)에서, 적어도 다이플렉서 기능을 갖는 회로가 기판 상에 탑재되거나 제공될 수 있다. 다양한 예들에서, 반송파 집성(CA)이 다이플렉서의 맥락에서 설명된다; 그러나, CA는 또한 (예를 들어, 멀티플렉서를 이용하여) 2개보다 많은 대역들로 구현될 수 있다는 것이 이해될 것이다. 일부 실시예들에서, 다이플렉서는 디바이스로서 구현될 수 있고; 그러한 디바이스는 기판 상에 탑재될 수 있다.
블록(284)에서, 제1 위상 시프팅 회로는 다이플렉서 회로의 제1 출력 및 제1 스위치의 입력 사이에 형성 또는 제공될 수 있다. 블록(286)에서, 제2 위상 시프팅 회로는 다이플렉서 회로의 제2 출력과 제2 스위치의 입력 사이에 형성 또는 제공될 수 있다. 블록(288)에서, 제1 스위치의 출력 및 제2 스위치의 출력은 공통 노드와 연결될 수 있다. 일부 실시예들에서, 제1 및 제2 위상 시프팅 회로들이 그들의 해당 스위치들을 통해 공통 노드에 연결되어 있는 그러한 구성은 CA 모드 또는 비-CA 모드에서의 디바이스의 동작을 용이하게 할 수 있다.
블록(290)에서, 공통 노드는 저잡음 증폭기(LNA)의 입력에 연결될 수 있다. 일부 실시예들에서, 그러한 2개의 신호 경로들을 단일의 LNA로 집성하면, 스위치들의 상태에 의해 결정되는 바와 같이, LNA가 CA 모드 또는 비-CA 모드에서 동작하게 할 수 있다.
일부 실시예들에서, 도 17에 설명된 디바이스는 RF 애플리케이션들을 위해 구성된 모듈일 수 있다. 도 18은 라미네이트 기판(laminate substrate)과 같은 패키징 기판(302)을 갖는 RF 모듈(300)(예를 들어, 프론트-엔드 모듈)의 블록도를 도시한다. 그러한 모듈은 하나 이상의 LNA를 포함할 수 있고; 일부 실시예들에서는, 그러한 LNA(들)은 반도체 다이(304) 상에 구현될 수 있다. 그러한 다이상에 구현된 LNA는 본원에 설명된 신호 경로를 통해 RF 신호들을 수신하도록 구성될 수 있다. 그러한 LNA는 또한 본원에 설명된 개선된 반송파 집성(CA) 기능들과 연관된 하나 이상의 유리한 특징으로부터 이점을 취할 수 있다.
모듈(300)은 하나 이상의 반도체 다이(306) 상에 구현된 복수의 스위치를 더 포함할 수 있다. 그러한 스위치들은, 격리, 동작의 CA 모드의 인에이블링/디스에이블링, 및 비-CA 모드에서의 대역 선택을 제공 및/또는 용이하게 하는 것을 포함하는, 본원에 설명된 다양한 스위칭 기능들을 제공하도록 구성될 수 있다.
모듈(300)은 RF 신호들을 처리하도록 구성된 복수의 필터(총체적으로 310으로 표시됨) 및/또는 하나 이상의 다이플렉서를 더 포함할 수 있다. 그러한 다이플렉서/필터는 표면-실장형 디바이스들(SMD)로서, 집적 회로(IC)의 일부로서, 그들의 일부 조합으로서 구현될 수 있다. 그러한 다이플렉서들/필터들은, 예를 들어, SAW 필터들을 포함하거나 그에 기초할 수 있고 높은 Q의 디바이스들로서 구성될 수 있다.
도 18에서, 복수의 위상 시프팅 회로는 총체적으로 308로 나타낸다. 그러한 위상 시프팅 회로들은 본원에서 설명된 하나 이상의 특징을 포함하여, 무엇보다도, CA 모드에서 동작되고 있는 상이한 대역들과 연관된 경로들 간의 개선된 격리를 제공할 수 있다.
도 19는 본원에서 설명된 하나 이상의 특징을 포함하는 RF 아키텍처(400)의 예를 도시한다. 일부 실시예들에서, 그러한 아키텍처는 도 18과 관련하여 설명된 예와 같은 모듈(300) 상에 구현될 수 있다. 도 19의 아키텍처(400)는 모듈로 한정될 필요가 없다는 것이 이해될 것이다.
도 19의 예시적인 아키텍처(400)는 RF 신호들을 수신 및/또는 송신하도록 구성된 다수의 신호 경로들을 포함할 수 있다. 아키텍처(400)는 또한 안테나 포트(402)에 연결된 안테나 스위칭 회로(404)를 포함할 수 있다. 그러한 안테나 스위칭 회로는 셀룰러 주파수 범위의 RF 신호들을 상이한 셀룰러 대역들과 연관된 다수의 경로들에 라우팅하도록 구성될 수 있다. 도시된 예에서, 안테나 스위칭 회로(404)는 싱글-폴-2-쓰로우(single-pole-2-throw)(SP2T) 스위치를 포함하고, 폴은 안테나 포트(402)에 연결된다.
예시적인 RX 경로들의 맥락에서, 제1 경로는 B2/B25/4 대역들에 대해 구성되고, 제2 경로는 B3/B1/4 대역들에 대해 구성된다. 그러한 대역들과 연관된 RF 신호들은 그들의 해당 필터들(406)에 의해 처리되는 것으로 도시된다.
제1 경로의 B2/B25/4 대역들(예를 들어, 1.930 내지 1.995㎓ 및 2.110 내지 2.155㎓)에서의 신호들은 본원에서 설명된 바와 같이 반송파 집성될 수 있고, LNA(410)의 그룹 중의 LNA에 의해 증폭될 수 있다. 본원에서 설명된 바와 같이, B2/B25/4 대역들에 대한 반송파 집성은 B2/B25/4 다이플렉서와 LNA 사이에 구현된 복수의 위상 시프팅 회로를 포함할 수 있다. 또한 본원에서 설명한 바와 같이, 그러한 위상 시프팅 회로와 LNA 사이의 경로들은 비-CA 모드 뿐 아니라 CA 모드에서의 동작을 허용하는 각각의 스위치를 포함할 수 있다.
제2 경로의 B3/B1/4 대역들(예를 들어, 1.805 내지 1.880㎓ 및 2.110 내지 2.170㎓)의 신호들은 본원에서 설명된 바와 같이 반송파 집성될 수 있고, LNA(410)의 그룹 중의 LNA에 의해 증폭될 수 있다. 그러한 LNA는, 예를 들어, 1.805 내지 2.170㎓의 대역폭 커버리지를 제공하도록 구성될 수 있다. 본원에서 설명한 바와 같이, 그러한 반송파 집성은 B3/B1/4 다이플렉서와 LNA 사이에 구현된 복수의 위상 시프팅 회로를 포함할 수 있다. 또한 본원에서 설명한 바와 같이, 그러한 위상 시프팅 회로와 LNA 사이의 경로들은 비-CA 모드 뿐 아니라 CA 모드에서의 동작을 허용하는 각각의 스위치를 포함할 수 있다.
LNA로부터의 증폭된 신호들은 대역 선택 스위치(412)로 라우팅될 수 있다. 대역 선택 스위치(412)는 선택된 LNA로부터 증폭된 RF 신호의 추가 처리를 허용하도록 노드(416)에 연결되는 것으로 도시된다.
일부 구현들에서, 본원에서 설명된 하나 이상의 특징을 갖는 아키텍처, 디바이스 및/또는 회로가 무선 디바이스와 같은 RF 디바이스에 포함될 수 있다. 그러한 아키텍처, 디바이스 및/또는 회로는 직접 무선 디바이스 내에, 본 명세서에 설명된 바와 같은 하나 이상의 모듈 형식으로, 또는 그의 일부 조합으로 구현될 수 있다. 일부 실시예들에서, 그러한 무선 디바이스는, 예를 들어, 셀룰러 폰, 스마트폰, 폰 기능을 갖거나 갖지 않는 핸드 헬드 무선 디바이스, 무선 태블릿, 무선 라우터, 무선 액세스 포인트, 무선 기지국 등을 포함할 수 있다. 비록 무선 디바이스의 맥락에서 설명되었으나, 본 개시내용의 하나 이상의 특징들은 또한 기지국과 같은 다른 RF 시스템들에서 구현될 수 있다는 것이 이해될 것이다.
도 20은 본원에 설명된 하나 이상의 유리한 특징들을 갖는 예시적인 무선 디바이스(500)를 개략적으로 도시한다. 일부 실시예들에서, 그러한 유리한 특징들은 본원에 설명된 바와 같은 프론트-엔드(FE) 모듈(300)에 그리고/또는 아키텍처(400)로 구현될 수 있다. 그러한 특징들 중 하나 이상은 또한 메인 안테나 스위치 모듈(ASM)(514)로 구현될 수 있다. 일부 실시예들에서, 그러한 FEM/아키텍처는 파선 박스에 의해 나타내어진 것보다 더 많거나 적은 컴포넌트들을 포함할 수 있다.
PA 모듈(512)의 PA들은 증폭되고 송신될 RF 신호들을 발생하도록 구성되고 동작될 수 있는 트랜시버(510)로부터 그들의 해당 RF 신호들을 수신하고 수신된 신호들을 처리할 수 있다. 트랜시버(510)는 사용자에게 적절한 데이터 및/또는 음성 신호들과 트랜시버(510)에 적절한 RF 신호들 간의 변환을 제공하도록 구성된 기저대역 서브-시스템(508)과 상호작용하는 것으로 도시된다. 트랜시버(510)는 또한 무선 디바이스(500)의 동작을 위한 전력을 관리하도록 구성되는 전력 관리 컴포넌트(506)에 접속되는 것으로 도시된다. 그러한 전력 관리는 또한 기저대역 서브-시스템(508)의 동작들 및 무선 디바이스(500)의 다른 컴포넌트들을 제어할 수 있다.
기저대역 서브-시스템(508)은 사용자에게 제공되고 그로부터 수신되는 음성 및/또는 데이터의 다양한 입력 및 출력을 용이하게 하도록 사용자 인터페이스(502)에 접속되는 것으로 도시된다. 기저대역 서브-시스템(508)은 또한 무선 디바이스의 동작을 용이하게 하는 명령어들 및/또는 데이터를 저장하고, 그리고/또는 사용자에 대한 정보의 저장을 제공하도록 구성되는 메모리(504)에 접속될 수 있다.
예시적인 무선 디바이스(500)에서, 프론트-엔드 모듈(300)/아키텍처(400)는 본원에서 설명된 바와 같은 하나 이상의 기능을 제공하도록 구성된 하나 이상의 반송파 집성-가능 신호 경로들을 포함할 수 있다. 그러한 신호 경로들은 그들의 해당 다이플렉서(들)을 통해 안테나 스위치 모듈(ASM)(404)와 통신할 수 있다. 일부 실시예들에서, 다이버시티 안테나(530)를 통해 수신된 신호들 중 적어도 일부는 ASM(404)로부터 하나 이상의 저잡음 증폭기(LNA)(518)로 본원에 설명된 방식으로 라우팅될 수 있다. LNA(518)로부터의 증폭된 신호들은 트랜시버(510)에 라우팅되는 것으로 도시된다.
다수의 그외의 무선 디바이스 구성들은 본원에 설명된 하나 이상의 특징을 이용할 수 있다. 예를 들어, 무선 디바이스는 다중-대역(multi-band) 디바이스일 필요는 없다. 다른 예에서, 무선 디바이스는 다이버시티 안테나와 같은 추가의 안테나 및 Wi-Fi, 블루투스, 및 GPS와 같은 추가의 접속 특징을 포함할 수 있다.
다이버시티 수신( DRx ) 구현에 관련된 예들:
무선 디바이스의 하나 이상의 메인 안테나 및 하나 이상의 다이버시티 안테나를 이용하면 신호 수신의 품질을 개선할 수 있다. 예를 들어, 다이버시티 안테나는 무선 디바이스의 근방(vicinity)의 RF 신호들의 추가적인 샘플링을 제공할 수 있다. 또한, 무선 디바이스의 트랜시버는, 메인 안테나만을 사용하는 구성에 비교할 경우, 메인 안테나 및 다이버시티 안테나에 의해 수신된 신호들을 처리하도록 구성될 수 있어서 더 높은 에너지 및/또는 개선된 충실도(fidelity)의 수신 신호를 획득할 수 있다.
메인 안테나 및 다이버시티 안테나에 의해 수신된 신호들 간의 상관을 저감하기 위해 그리고/또는 안테나 격리(isolation)를 강화하기 위해, 메인 안테나 및 다이버시티 안테나는 무선 디바이스에서 비교적 큰 물리적 거리에 의해 분리될 수 있다. 예를 들어, 다이버시티 안테나는 무선 디바이스의 상부 근방에 위치될 수 있고 메인 안테나는 무선 디바이스의 하부 근방에 위치 될 수 있거나, 그 반대의 경우도 가능하다.
무선 디바이스는 안테나 스위치 모듈을 통해 트랜시버로부터 또는 트랜시버에 대응하는 신호들을 라우팅함으로써 메인 안테나를 이용하여 신호들을 송신 또는 수신할 수 있다. 설계 사양을 충족 또는 초과하기 위해, 트랜시버, 안테나 스위치 모듈 및/또는 메인 안테나는 무선 디바이스에서 서로에 대해 비교적 인접한 물리적 근접거리(proximity)에 있을 수 있다. 이런 방식으로 무선 디바이스를 구성하면 비교적 적은 신호 손실, 저잡음 및/또는 높은 분리를 제공할 수 있다.
전술한 예들에서, 안테나 스위치 모듈에 물리적으로 가깝게 있는 메인 안테나는 다이버시티 안테나가 안테나 스위치 모듈로부터 비교적 멀리 위치되도록 야기할 수 있다. 그러한 구성에서, 다이버시티 안테나와 안테나 스위치 모듈 간의 비교적 긴 신호 경로는 다이버시티 안테나를 통해 수신된 신호와 연관된 현저한 손실 및/또는 손실의 추가를 야기할 수 있다. 따라서, 다이버시티 안테나에 근접하는, 본원에 설명된 하나 이상의 특징의 구현을 포함하는, 다이버시티 안테나를 통해 수신된 신호의 처리는 장점을 가질 수 있다.
도 21은, 일부 실시예들에서, 본 개시내용의 하나 이상의 특징이 다이버시티 수신(DRx) 모듈(300)로 구현될 수 있음을 도시한다. 그러한 모듈은 복수의 컴포넌트를 수용하고, 또한 그러한 컴포넌트들과 연관된 전기적 접속들을 제공 또는 용이하게 하도록 구성된 패키징 기판(302)(예를 들어, 라미네이트 기판)을 포함할 수 있다.
도 21의 예에서, DRx 모듈(300)은 입력(320)에서 다이버시티 안테나(도 21에 도시되지 않음)로부터 RF 신호를 수신하고 그러한 RF 신호를 저잡음 증폭기(LNA)(332)에 라우팅하도록 구성될 수 있다. RF 신호의 그러한 라우팅은 반송파 집성(CA) 및/또는 비-CA 구성들을 수반할 수 있다는 것이 이해될 것이다. 비록, 하나의 LNA(예를 들어, 광대역 LNA)가 도시되지만, 하나보다 많은 LNA가 DRx 모듈(300)에 있을 수 있다는 것이 또한 이해될 것이다. LNA의 유형 및 동작 모드(예를 들어, CA 또는 비-CA)에 따라, LNA(332)의 출력(334)은 하나 이상의 주파수 대역과 연관된 하나 이상의 주파수 컴포넌트를 포함할 수 있다.
일부 실시예들에서, 입력(320)과 LNA(332) 간의 RF 신호의 전술한 라우팅의 일부 또는 전부가 입력(320)과 다이플렉서(들) 및/또는 필터(들)(총체적으로 324로서 표시됨)의 어셈블리 사이의 하나 이상의 스위치(322)의 어셈블리, 및 다이플렉서/필터 어셈블리(324)와 LNA(332) 사이의 하나 이상의 스위치(330)의 어셈블리에 의해 용이하게 될 수 있다. 일부 실시예들에서, 스위치 어셈블리(322, 330)는, 예를 들어, 하나 이상의 실리콘-온-인슐레이터(silicon-on-insulator)(SOI) 다이 상에 구현될 수 있다. 일부 실시예들에서, 입력(320)과 LNA(332) 사이의 RF 신호의 전술한 라우팅의 일부 또는 전부가 스위치 어셈블리(322, 330)와 연관된 스위치들의 일부 또는 전부 없이 달성될 수 있다.
도 21의 예에서, 다이플렉서/필터 어셈블리(324)는 2개의 예시적인 다이플렉서(326) 및 2개의 개별 필터들(328)을 포함하는 것으로 도시된다. DRx 모듈(300)은 더 많거나 적은 수의 다이플렉서, 및 더 많거나 적은 수의 개별 필터들을 가질 수 있다는 것이 이해될 것이다. 그러한 다이플렉서(들)/필터(들)는, 예를 들어, 표면-실장형 디바이스들(SMD)로서, 집적 회로(IC)의 일부로서, 그들의 일부 조합으로 구현될 수 있다. 그러한 다이플렉서들/필터들은, 예를 들어, SAW 필터들을 포함하거나 그에 기초할 수 있고 높은 Q의 디바이스들로서 구성될 수 있다.
일부 실시예들에서, DRx 모듈(300)은 스위치 어셈블리(322, 330) 및 LNA(332)의 일부 또는 전부와 연관된 제어 기능을 제공하고 그리고/또는 용이하게하도록 구성된 MIPI RFFE 인터페이스(340)과 같은 제어 컴포넌트를 포함할 수 있다. 그러한 제어 인터페이스는 하나 이상의 I/O 신호(342)와 동작하도록 구성될 수 있다.
도 22는, 일부 실시예들에서, 본원에 설명된 하나 이상의 특징을 갖는 DRx 모듈(300)(예를 들어, 도 21의 DRx 모듈(300))이 무선 디바이스(500)와 같은 RF 디바이스에 포함될 수 있다는 것을 도시한다. 그러한 무선 디바이스에서, 사용자 인터페이스(502), 메모리(504), 전력 관리(506), 기저대역 서브-시스템(508), 트랜시버(510), 전력 증폭기(PA)(512), 안테나 스위치 모듈(ASM)(514) 및 안테나(520)와 같은 컴포넌트들은 도 20의 예들과 일반적으로 유사할 수 있다.
일부 실시예들에서, DRx 모듈(300)은 하나 이상의 다이버시티 안테나와 ASM(514) 사이에 구현될 수 있다. 그러한 구성은 다이버시티 안테나(530)를 통해 수신된 RF 신호가 거의 또는 전혀 손실 없이 및/또는 다이버시티 안테나(530)로부터의 RF 신호에 대해 거의 또는 전혀 잡음의 가산 없이 처리(일부 실시예들에서, LNA에 의한 증폭을 포함함)될 수 있게 할 수 있다. 그리고 나서, 그와 같이 처리된 DRx 모듈(300)로부터의 신호는 비교적 손실이 있을 수 있는 하나 이상의 신호 경로(532)를 통해 ASM에 라우팅될 수 있다.
도 22의 예에서, DRx 모듈(300)로부터의 RF 신호는 하나 이상의 수신 (Rx) 경로를 통해 ASM(514)을 통해 트랜시버(510)에 라우팅될 수 있다. 그러한 Rx 경로들 중 일부 또는 전부는 그들의 해당 LNA(들)을 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, DRx 모듈(300)로부터의 RF 신호는 그러한 LNA(들)을 이용하여 더 증폭되거나 되지 않을 수 있다.
본 개시내용의 하나 이상의 특징은 본원에 설명된 다양한 셀룰러 주파수 대역으로 구현될 수 있다. 그러한 대역들의 예들이 표 2에 나열된다. 대역들 중 일부가 서브-대역들로 분할될 수 있다는 것이 이해될 것이다. 본 개시내용의 하나 이상의 특징은, 표 2의 예들과 같이 지정되지 않은 주파수 범위로 구현될 수 있다.
Figure 112015035745015-pat00006
설명의 목적을 위해, "멀티플렉서", "멀티플렉싱" 등은 "다이플렉서", "다이플렉싱" 등을 포함할 수 있다는 것이 이해될 것이다.
문맥상 명백히 달리 요구하지 않는 한, 상세한 설명 및 특허청구범위에 걸쳐, "포함한다", "포함하는" 등과 같은 단어가, 배타적(exclusive) 또는 완전한(exhaustive) 의미가 아니라 포함적 의미로, 즉 "~를 포함하지만 이들로 제한되지 않음"의 의미로 해석되어야 한다. 단어 "연결된(coupled)"이란, 일반적으로 여기서 사용될 때, 직접 접속되거나, 하나 이상의 중간 요소를 통해 접속될 수 있는 2개 이상의 요소를 말한다. 또한, "여기서", "위에서", "아래에서"와 같은 단어 및 유사한 의미의 단어는 본 출원에서 사용되는 경우 본 출원을 전체적으로 지칭하고 본 출원의 임의의 특정한 부분을 지칭하지 않는다. 맥락이 허락하는 경우에, 단수 또는 복수를 사용하는 상기 상세한 설명 내의 단어들은 또한 복수 또는 단수를 각각 포함할 수 있다. 2개 이상의 항목들의 목록과 관련하여 "또는"이라는 단어는, 이하의 해석을 모두 포함한다: 목록 내의 항목들 중 임의의 것, 목록 내의 항목들 전부 및 목록 내의 항목들의 임의의 조합.
본 발명의 실시예의 상기 상세한 설명은 남김없이 철저히 드러내기 위한 것이거나 본 발명을 전술된 형태 그대로 제한하기 위한 것이 아니다. 본 발명의 특정 실시예 및 예가 예시의 목적을 위해 전술되었지만, 당업자라면 인지하는 바와 같이, 본 발명의 범위 내에서 다양한 등가의 수정이 가능하다. 예를 들어, 프로세스 또는 블록이 주어진 순서로 제시되어 있지만, 대안의 실시예는 상이한 순서로 단계들을 갖는 루틴을 수행하거나 블록들을 갖는 시스템을 이용할 수 있고, 어떤 프로세스 또는 블록은 제거, 이동, 부가, 세분, 연결 및/또는 수정될 수 있다. 이들 프로세스들 또는 블록들의 각각은 각종의 상이한 방식들로 구현될 수 있다. 또한, 프로세스들 또는 블록들이 때때로 순차적으로 수행되는 것으로 표시되지만, 이러한 프로세스들 또는 블록들은 그 대신 병렬적으로 수행될 수 있거나, 상이한 시간에 수행될 수 있다.
본원에 제공된 본 발명의 교시들은 반드시 전술한 시스템들이 아닌 다른 시스템들에 적용될 수 있다. 전술한 다양한 실시예들의 구성요소들 및 동작들은 추가의 실시예들을 제공하기 위해 조합될 수 있다.
본 발명의 일부 실시예들이 설명되었지만, 이들 실시예들은 단지 예로서 제시되었으며, 본 개시물의 범위를 제한하도록 의도되지는 않는다. 실제로, 본 명세서에 기술된 새로운 방법 및 시스템은 각종의 다른 형태로 구현될 수 있고, 게다가 본 개시 내용의 사상을 벗어나지 않고 본 명세서에 기술된 방법 및 시스템의 형태에서의 다양한 생략, 치환 및 변경이 행해질 수 있다. 첨부된 특허청구범위 및 그의 등가물은 본 개시 내용의 범위 및 사상 내에 속하는 이러한 형태 또는 수정을 포함하는 것으로 보아야 한다.

Claims (20)

  1. 반송파 집성(carrier aggregation) 회로로서,
    다이버시티 수신 안테나에 연결되도록 구성된 입력 노드, 및 저잡음 증폭기의 입력에 연결되도록 구성된 공통 노드;
    상기 입력 노드와 상기 공통 노드 사이에 있고, 제1 주파수 대역에서의 매칭된 임피던스 및 제2 주파수 대역에서의 미스매칭된 임피던스를 제공하는 제1 필터를 포함하는 제1 수신 경로;
    상기 입력 노드와 상기 공통 노드 사이에 있고, 상기 제2 주파수 대역에서의 매칭된 임피던스 및 상기 제1 주파수 대역에서의 미스매칭된 임피던스를 제공하도록 구성된 제2 필터를 포함하는 제2 수신 경로;
    상기 제1 필터와 상기 공통 노드 사이에 있고, 상기 제1 수신 경로에 대한 상기 제1 주파수 대역에서의 상기 매칭된 임피던스를 유지하고, 상기 제2 주파수 대역에서의 상기 미스매칭된 임피던스를 상기 제1 수신 경로에 대한 상기 제2 주파수 대역에서의 개방-회로(open-circuit) 임피던스로 조절하도록 구성되는 제1 위상 시프팅 회로;
    상기 제2 필터와 상기 공통 노드 사이에 있고, 상기 제2 수신 경로에 대한 상기 제2 주파수 대역에서의 상기 매칭된 임피던스를 유지하고, 상기 제1 주파수 대역에서의 상기 미스매칭된 임피던스를 상기 제2 수신 경로에 대한 상기 제1 주파수 대역에서의 개방-회로 임피던스로 조절하도록 구성되는 제2 위상 시프팅 회로; 및
    상기 제1 위상 시프팅 회로와 상기 공통 노드 사이의 제1 스위치, 및 상기 제2 위상 시프팅 회로와 상기 공통 노드 사이의 제2 스위치 - 상기 제1 및 제2 스위치는 상기 반송파 집성 회로가 반송파 집성 모드 또는 비-반송파 집성 모드에서 동작하게 할 수 있도록 구성됨 -
    를 포함하고,
    상기 반송파 집성 모드는 상기 제1 주파수 대역의 신호 및 상기 제2 주파수 대역의 신호를 동시에 처리하는 모드이고, 상기 비-반송파 집성 모드는 상기 제1 주파수 대역과 상기 제 2 주파수 대역 중 어느 하나의 신호를 처리하는 모드이고,
    상기 반송파 집성 모드에서, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 모두는 온(ON) 상태이고,
    상기 비-반송파 집성 모드에서, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 하나는 온(ON) 상태이고, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 다른 하나는 오프(OFF) 상태인 반송파 집성 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 필터와 상기 제2 필터는, 상기 입력 노드를 통해 다이버시티 수신 안테나로부터의 신호를 수신하도록 구성된 입력 포트를 포함하는 다이플렉서의 부분들인 반송파 집성 회로.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 저잡음 증폭기는 상기 제1 주파수 대역 및 상기 제2 주파수 대역을 지원하도록 구성되는 반송파 집성 회로.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 위상 시프팅 회로는 2개의 직렬 캐패시턴스와, 상기 2개의 캐패시턴스와 접지 사이의 노드를 연결하는 유도성 션트 경로(inductive shunt path)를 포함하는 반송파 집성 회로.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제2 위상 시프팅 회로는 2개의 직렬 캐패시턴스와, 상기 2개의 캐패시턴스와 접지 사이의 노드를 연결하는 유도성 션트 경로를 포함하는 반송파 집성 회로.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1 위상 시프팅 회로는 2개의 직렬 인덕턴스와, 상기 2개의 인덕턴스와 접지 사이의 노드를 연결하는 용량성 션트 경로를 포함하는 반송파 집성 회로.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제2 위상 시프팅 회로는 2개의 직렬 인덕턴스와, 상기 2개의 인덕턴스와 접지 사이의 노드를 연결하는 용량성 션트 경로를 포함하는 반송파 집성 회로.
  8. 라디오-주파수 모듈로서,
    복수의 컴포넌트를 수용하도록 구성된 패키징 기판; 및
    상기 패키징 기판 상에 구현되고, 다이버시티 수신 안테나에 연결되도록 구성된 입력 노드, 및 저잡음 증폭기의 입력에 연결되도록 구성된 공통 노드; 상기 입력 노드와 상기 공통 노드 사이에 있고, 제1 주파수 대역에서의 매칭된 임피던스 및 제2 주파수 대역에서의 미스매칭된 임피던스를 제공하는 제1 필터를 포함하는 제1 수신 경로; 상기 입력 노드와 상기 공통 노드 사이에 있고, 상기 제2 주파수 대역에서의 매칭된 임피던스 및 상기 제1 주파수 대역에서의 미스매칭된 임피던스를 제공하도록 구성된 제2 필터를 포함하는 제2 수신 경로; 상기 제1 필터와 상기 공통 노드 사이에 있고, 상기 제1 수신 경로에 대한 상기 제1 주파수 대역에서의 상기 매칭된 임피던스를 유지하고, 상기 제2 주파수 대역에서의 상기 미스매칭된 임피던스를 상기 제1 수신 경로에 대한 상기 제2 주파수 대역에서의 개방-회로 임피던스로 조절하도록 구성되는 제1 위상 시프팅 회로; 상기 제2 필터와 상기 공통 노드 사이에 있고, 상기 제2 수신 경로에 대한 상기 제2 주파수 대역에서의 상기 매칭된 임피던스를 유지하고, 상기 제1 주파수 대역에서의 상기 미스매칭된 임피던스를 상기 제2 수신 경로에 대한 상기 제1 주파수 대역에서의 개방-회로 임피던스로 조절하도록 구성되는 제2 위상 시프팅 회로; 및 상기 제1 위상 시프팅 회로와 상기 공통 노드 사이의 제1 스위치, 및 상기 제2 위상 시프팅 회로와 상기 공통 노드 사이의 제2 스위치 - 상기 제1 및 제2 스위치는 반송파 집성 회로가 반송파 집성 모드 또는 비-반송파 집성 모드에서 동작하게 할 수 있도록 구성됨 -을 포함하는 반송파 집성 회로
    를 포함하고,
    상기 반송파 집성 모드는 상기 제1 주파수 대역의 신호 및 상기 제2 주파수 대역의 신호를 동시에 처리하는 모드이고, 상기 비-반송파 집성 모드는 상기 제1 주파수 대역과 상기 제 2 주파수 대역 중 어느 하나의 신호를 처리하는 모드이고,
    상기 반송파 집성 모드에서, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 모두는 온(ON) 상태이고,
    상기 비-반송파 집성 모드에서, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 하나는 온(ON) 상태이고, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 다른 하나는 오프(OFF) 상태인 라디오-주파수 모듈.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제1 필터와 상기 제2 필터는 표면 탄성파(surface acoustic wave) 필터를 포함하는 라디오-주파수 모듈.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 패키징 기판 상에 구현되고, 상기 반송파 집성 회로로부터의 결합된 신호를 수신하도록 상기 공통 노드에 연결되는 입력을 갖는 저잡음 증폭기를 더 포함하는, 라디오-주파수 모듈.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 라디오-주파수 모듈은 다이버시티(diversity) 수신 모듈인, 라디오-주파수 모듈.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 제1 위상 시프팅 회로 및 상기 제2 위상 시프팅 회로의 각각은 캐패시턴스 및 인덕턴스 요소들을 포함하는, 라디오-주파수 모듈.
  13. 무선 디바이스로서,
    다이버시티 수신 안테나;
    상기 다이버시티 수신 안테나와 통신하며, 상기 다이버시티 수신 안테나에 연결된 입력 노드, 및 저잡음 증폭기의 입력에 연결되도록 구성된 공통 노드; 상기 입력 노드와 상기 공통 노드 사이에 있고, 제1 주파수 대역에서의 매칭된 임피던스 및 제2 주파수 대역에서의 미스매칭된 임피던스를 제공하는 제1 필터를 포함하는 제1 수신 경로; 상기 입력 노드와 상기 공통 노드 사이에 있고, 상기 제2 주파수 대역에서의 매칭된 임피던스 및 상기 제1 주파수 대역에서의 미스매칭된 임피던스를 제공하도록 구성된 제2 필터를 포함하는 제2 수신 경로; 상기 제1 필터와 상기 공통 노드 사이에 있고, 상기 제1 수신 경로에 대한 상기 제1 주파수 대역에서의 상기 매칭된 임피던스를 유지하고, 상기 제2 주파수 대역에서의 상기 미스매칭된 임피던스를 상기 제1 수신 경로에 대한 상기 제2 주파수 대역에서의 개방-회로 임피던스로 조절하도록 구성되는 제1 위상 시프팅 회로; 상기 제2 필터와 상기 공통 노드 사이에 있고, 상기 제2 수신 경로에 대한 상기 제2 주파수 대역에서의 상기 매칭된 임피던스를 유지하고, 상기 제1 주파수 대역에서의 상기 미스매칭된 임피던스를 상기 제2 수신 경로에 대한 상기 제1 주파수 대역에서의 개방-회로 임피던스로 조절하도록 구성되는 제2 위상 시프팅 회로; 및 상기 제1 위상 시프팅 회로와 상기 공통 노드 사이의 제1 스위치, 및 상기 제2 위상 시프팅 회로와 상기 공통 노드 사이의 제2 스위치 - 상기 제1 및 제2 스위치는 반송파 집성 회로가 반송파 집성 모드 또는 비-반송파 집성 모드에서 동작하게 할 수 있도록 구성됨 -을 포함하는 반송파 집성 회로; 및
    상기 반송파 집성 회로와 통신하며 상기 반송파 집성 회로로부터 하나 이상의 신호를 처리하도록 구성되는 수신기
    를 포함하고,
    상기 반송파 집성 모드는 상기 제1 주파수 대역의 신호 및 상기 제2 주파수 대역의 신호를 동시에 처리하는 모드이고, 상기 비-반송파 집성 모드는 상기 제1 주파수 대역과 상기 제 2 주파수 대역 중 어느 하나의 신호를 처리하는 모드이고,
    상기 반송파 집성 모드에서, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 모두는 온(ON) 상태이고,
    상기 비-반송파 집성 모드에서, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 하나는 온(ON) 상태이고, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 다른 하나는 오프(OFF) 상태인 무선 디바이스.
  14. 삭제
  15. 삭제
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 삭제
  20. 삭제
KR1020150051725A 2014-04-11 2015-04-13 반송파 집성을 갖는 라디오 주파수 수신기들에 관한 회로들 및 방법들 KR102341364B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201461978808P 2014-04-11 2014-04-11
US61/978,808 2014-04-11

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20150118052A KR20150118052A (ko) 2015-10-21
KR102341364B1 true KR102341364B1 (ko) 2021-12-21

Family

ID=53190334

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020150051725A KR102341364B1 (ko) 2014-04-11 2015-04-13 반송파 집성을 갖는 라디오 주파수 수신기들에 관한 회로들 및 방법들

Country Status (9)

Country Link
US (2) US10218390B2 (ko)
JP (2) JP6576669B2 (ko)
KR (1) KR102341364B1 (ko)
CN (1) CN105119611B (ko)
DE (1) DE102015206368A1 (ko)
GB (1) GB2526197B (ko)
HK (1) HK1212115A1 (ko)
SG (2) SG10201808449UA (ko)
TW (2) TWI708483B (ko)

Families Citing this family (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2526197B (en) * 2014-04-11 2020-11-18 Skyworks Solutions Inc Circuits and methods related to radio-frequency receivers having carrier aggregation
US9455755B2 (en) * 2014-10-06 2016-09-27 Skyworks Solutions, Inc. Aggregate signal amplification device and method
GB2536087B (en) * 2014-10-31 2020-02-12 Skyworks Solutions Inc A receiving system
JP6029728B2 (ja) * 2014-10-31 2016-11-24 スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッドＳｋｙｗｏｒｋｓ Ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ，Ｉｎｃ． 位相シフト部品を備えたダイバーシティ受信器フロントエンドシステム
US9838056B2 (en) 2015-05-28 2017-12-05 Skyworks Solutions, Inc. Integrous signal combiner
GB2562823A (en) * 2015-06-01 2018-11-28 Skyworks Solutions Inc Systems, devices and methods related to diversity receivers
KR101988406B1 (ko) 2015-06-26 2019-06-12 스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드 집성된 반송파의 개별 반송파의 전력 검출
CN105577224A (zh) * 2016-01-14 2016-05-11 深圳前海达闼云端智能科技有限公司 一种射频前端电路及终端
CN107040239A (zh) * 2016-02-03 2017-08-11 华为技术有限公司 一种适用于双频带载波聚合的复阻抗网络
US10141958B2 (en) 2016-02-19 2018-11-27 Psemi Corporation Adaptive tuning network for combinable filters
US10700658B2 (en) 2016-02-19 2020-06-30 Psemi Corporation Adaptive tuning networks with direct mapped multiple channel filter tuning
KR102116677B1 (ko) * 2016-03-08 2020-05-29 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 탄성파 장치
CN109075772B (zh) * 2016-03-31 2022-07-22 株式会社村田制作所 复合滤波器装置、高频前端电路以及通信装置
CN106209120A (zh) * 2016-06-30 2016-12-07 维沃移动通信有限公司 一种射频电路及移动终端
US9979379B2 (en) 2016-07-13 2018-05-22 Murata Manufacturing Co., Ltd. Multiplexer, radio frequency front-end circuit, communication device, and multiplexer design method
US10320363B2 (en) * 2016-08-05 2019-06-11 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency module
US10103772B2 (en) 2016-08-10 2018-10-16 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for filter bypass for radio frequency front-ends
US10171045B2 (en) 2016-08-18 2019-01-01 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for low noise amplifiers with mid-node impedance networks
JP2018056923A (ja) * 2016-09-30 2018-04-05 株式会社村田製作所 送受信モジュール
CN107070483B (zh) * 2017-03-20 2019-12-03 Oppo广东移动通信有限公司 射频电路及终端
CN110476358B (zh) * 2017-03-30 2021-04-27 株式会社村田制作所 高频模块
JP2018196104A (ja) * 2017-05-16 2018-12-06 株式会社村田製作所 マルチバンド対応電力増幅モジュール
WO2018211864A1 (ja) * 2017-05-18 2018-11-22 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波回路および通信装置
KR102375132B1 (ko) 2017-08-10 2022-03-17 삼성전자주식회사 다른 주파수 대역의 무선 신호를 처리하는 전자 장치 및 방법
TWI654849B (zh) 2017-11-14 2019-03-21 立積電子股份有限公司 載波聚合電路
JP2019114985A (ja) * 2017-12-25 2019-07-11 株式会社村田製作所 複合電子部品
US10965021B2 (en) 2018-03-05 2021-03-30 Skyworks Solutions, Inc. Radio frequency systems with tunable filter
CN213213434U (zh) * 2018-03-15 2021-05-14 株式会社村田制作所 天线装置
JP2019192992A (ja) 2018-04-20 2019-10-31 株式会社村田製作所 フロントエンドモジュールおよび通信装置
WO2019231922A1 (en) 2018-05-31 2019-12-05 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for multi-antenna communications
CN112335177B (zh) 2018-06-29 2021-11-26 株式会社村田制作所 多工器
CA3048109C (en) * 2018-07-17 2020-12-22 Communication Components Antenna Inc. (Dba Blinq Networks) System, apparatus and method for dynamic carrier aggregation to multi-beam antenna mapping
CN110086478B (zh) * 2019-04-28 2021-01-08 维沃移动通信有限公司 一种射频电路及移动终端
KR20210068827A (ko) * 2019-12-02 2021-06-10 삼성전자주식회사 무선 통신 구조 및 그를 이용하는 전자 장치
CN113131962B (zh) * 2019-12-31 2023-03-24 宜确半导体（苏州）有限公司 用于载波聚合的射频电路及其控制方法、终端设备
US11799502B2 (en) 2020-01-09 2023-10-24 Skyworks Solutions, Inc. Mobile device front end architecture for multiple frequency bands
CN115812278A (zh) * 2020-04-05 2023-03-17 天工方案公司 用于射频应用的桥式组合器和滤波器
US20210314007A1 (en) * 2020-04-05 2021-10-07 Skyworks Solutions, Inc. Bridge combiners and filters for radio-frequency applications
US20220190860A1 (en) * 2020-12-11 2022-06-16 Intel Corporation Receiver with reduced noise figure using split lna and digital combining
US20220247478A1 (en) * 2020-12-31 2022-08-04 Skyworks Solutions, Inc. Circuits, devices and methods related to phase shifter tuning in carrier aggregation
WO2023026353A1 (ja) * 2021-08-24 2023-03-02 三菱電機株式会社 周波数選択切り替え回路
CN116886122A (zh) * 2022-12-08 2023-10-13 荣耀终端有限公司 一种射频传输电路及电子设备

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040048634A1 (en) * 2001-09-14 2004-03-11 Yuki Satoh High-frequency composite switch module

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5926466A (en) * 1995-05-16 1999-07-20 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Time division multiple access FDD wireless unit and time division multiple access FDD/TDD dual mode wireless unit
JPH08321738A (ja) * 1995-05-24 1996-12-03 Matsushita Electric Ind Co Ltd 二周波数帯域通過フィルタ及び二周波数分波器及び二周波数合成器
EP0959567A1 (en) * 1998-05-19 1999-11-24 Robert Bosch Gmbh Diplexer for mobile phone
JP2002118487A (ja) * 2000-10-06 2002-04-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波複合スイッチモジュール
KR20030002452A (ko) * 2001-06-29 2003-01-09 엘지전자 주식회사 이동통신 단말기의 3 밴드 수신주파수 회로
US20050245201A1 (en) * 2004-04-30 2005-11-03 Nokia Corporation Front-end topology for multiband multimode communication engines
US7689187B2 (en) * 2007-03-01 2010-03-30 Motorola, Inc. Dual input low noise amplifier for multi-band operation
US7817966B2 (en) 2007-07-13 2010-10-19 Skyworks Solutions, Inc. Switching device with reduced intermodulation distortion
KR20090005038U (ko) * 2007-11-22 2009-05-27 엘지이노텍 주식회사 다중 대역 트랜시버
DE102008045346B4 (de) * 2008-09-01 2018-06-07 Snaptrack Inc. Duplexer und Verfahren zum Erhöhen der Isolation zwischen zwei Filtern
CN101754380B (zh) * 2008-12-19 2012-07-25 电信科学技术研究院 载波聚合系统中的资源控制方法、系统、基站及终端
WO2010075190A2 (en) 2008-12-24 2010-07-01 Rayspan Corporation Rf front-end module and antenna systems
CN102480445B (zh) * 2010-11-25 2015-09-16 中兴通讯股份有限公司 一种载波聚合方法及系统
JP2012138651A (ja) * 2010-12-24 2012-07-19 Hitachi Media Electoronics Co Ltd 移動通信端末用モジュール、及び移動通信端末
US9172422B2 (en) 2011-07-24 2015-10-27 Ethertronics, Inc. Communication systems with enhanced isolation provision and optimized impedance matching
WO2013027580A1 (ja) * 2011-08-24 2013-02-28 株式会社村田製作所 高周波フロントエンドモジュール
DE112011105649T5 (de) * 2011-09-22 2014-08-28 Epcos Ag Eingangsschaltung für Bandaggregationsbetriebsarten
US8824976B2 (en) * 2012-04-11 2014-09-02 Qualcomm Incorporated Devices for switching an antenna
US9312888B2 (en) * 2012-06-29 2016-04-12 Qualcomm Incorporated Antenna interface circuits for carrier aggregation on multiple antennas
JP5597228B2 (ja) * 2012-07-11 2014-10-01 株式会社Ｎｔｔドコモ フロントエンド回路、インピーダンス調整方法
US9325042B2 (en) * 2012-09-12 2016-04-26 Sony Corporation RF front end module and mobile wireless device
US9203596B2 (en) * 2012-10-02 2015-12-01 Rf Micro Devices, Inc. Tunable diplexer for carrier aggregation applications
US9240811B2 (en) * 2012-10-23 2016-01-19 Intel Deutschland Gmbh Switched duplexer front end
GB2512586B (en) * 2013-04-02 2015-08-12 Broadcom Corp Switch arrangement
GB2526197B (en) * 2014-04-11 2020-11-18 Skyworks Solutions Inc Circuits and methods related to radio-frequency receivers having carrier aggregation
US9391570B2 (en) * 2014-07-17 2016-07-12 Apple Inc. Electronic device with low noise amplifier module

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040048634A1 (en) * 2001-09-14 2004-03-11 Yuki Satoh High-frequency composite switch module

Also Published As

Publication number Publication date
SG10201502850QA (en) 2015-11-27
GB2526197A (en) 2015-11-18
SG10201808449UA (en) 2018-10-30
HK1212115A1 (en) 2016-06-03
US20190268027A1 (en) 2019-08-29
TW201543855A (zh) 2015-11-16
US20150295596A1 (en) 2015-10-15
JP6892483B6 (ja) 2021-07-14
JP2019205204A (ja) 2019-11-28
JP6892483B2 (ja) 2021-06-23
CN105119611A (zh) 2015-12-02
US10218390B2 (en) 2019-02-26
JP6576669B2 (ja) 2019-09-18
GB201505988D0 (en) 2015-05-20
TW201931785A (zh) 2019-08-01
GB2526197B (en) 2020-11-18
TWI708483B (zh) 2020-10-21
CN105119611B (zh) 2020-12-04
DE102015206368A1 (de) 2015-10-15
TWI660612B (zh) 2019-05-21
JP2015204629A (ja) 2015-11-16
KR20150118052A (ko) 2015-10-21
US10784903B2 (en) 2020-09-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102341364B1 (ko) 반송파 집성을 갖는 라디오 주파수 수신기들에 관한 회로들 및 방법들
KR102480200B1 (ko) 무선 주파수 수신기들에서의 스위치 없는 반송파 집성에 관련된 회로들 및 방법들
US9941908B2 (en) System and method for a radio frequency filter
KR102462478B1 (ko) 반송파 집성을 위한 도미노 회로 및 관련 아키텍처들 및 방법들
US11804861B2 (en) Devices and methods related to wideband multiplexer for radio-frequency applications
JP2015204629A5 (ko)
US9698839B2 (en) Tunable notch filter
US20220247478A1 (en) Circuits, devices and methods related to phase shifter tuning in carrier aggregation

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant