CN112448675B - 一种太赫兹频段高增益高输出功率宽带功率放大器 - Google Patents
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Abstract
一种太赫兹频段的高增益高输出功率宽带功率放大器，在提高功率放大器增益和输出功率的前提下，首次提出改进型“共源加中和电容”单元功放结构，通过采用在晶体管栅极与漏极之间增加传输线与电容的串联结构减小输入阻抗中电抗的方式，可减小晶体管输入阻抗的Q值，从而可以减小各级差分单元功放输入阻抗Q值，便于进行宽带级间匹配。同时提出电压电流混合功率合成结构，解决4路差分功放输入/出端差分单元功放阻抗变换比过大或者过小的问题；其中电压合成部分的变压器采用对称型变压器结构，解决高频采用电压合成所造成的版图不对称以及合成信号幅度和相位差较大的问题。
Description
技术领域
本发明属于无线通信功率放大器领域，具体涉及一种适用于太赫兹频段的高增益、高输出功率的宽带功率放大器。
背景技术
随着低频段频谱逐渐被占用，频谱资源日益缺乏，研究者已经把目光投放到了太赫兹频段，这一频段有着丰富的频谱资源，其中D波段（110GHz-170GHz）可提供足够大的工作带宽，且在该频段设计的电路尺寸较小，片上和封装天线更加可行，这为高度集成片上系统和系统封装铺平了道路。D波段主要应用于高分辨率雷达，高速短距离通信和速度传感器以及超宽带无源毫米波成像系统，但是这些系统的核心组件（如信号源，乘法器链和功率放大器）的性能必须不断提高，以应对不断增长的系统需求，其中提高功率放大器的输出功率、增益、带宽、效率以及线性度等，对于研究者来说是极大的挑战。
设计功率放大器需要选择合适的工艺。相比于三五族半导体工艺的高成本、低集成度，难以支持大规模集成电路（Large Scale Integration，LSI）的缺点，硅基工艺具有高集成度和低成本的优势，随着硅基集成工艺的特征尺寸不断缩小,硅基晶体管的特征频率得以不断提高，其特征频率可以达到太赫兹频段，这对于在D波段设计功率放大器以及D波段技术的普及至关重要。但是采用硅基工艺在D波段设计功率放大器有诸多挑战：例如功放的性能将受到晶体管功率增益和低击穿电压的限制，这通常导致放大器具有较低的增益和输出功率[1]。
在毫米波功放设计中，通常采用功率合成来提高功放的输出功率，即采用多个功放级联设计成多级功放从而增加整体功放的增益，最终提高功率放大器的输出功率。
在毫米波功放设计中，功率合成方案通常有直接电流合成，威尔金森功率合成以及基于变压器功率合成三种方式[2]，其中基于变压器的功率合成，既可以进行阻抗匹配，又可以实现功率分配和功率合成，还可以避免因使用电源走线而带来的电感效应，因此这种功率合成方式被研究者广泛使用[3][4][5][6]。
基于变压器的功率合成有两种方式，即电压功率合成和电流功率合成。为了提高D波段功率放大器的输出功率和增益，需要设计4路差分功率放大器。而在4路差分功率放大器中，若单纯的采用基于变压器的电流功率合成方式（如图1），每个差分单元功放的输出阻抗（
，其中Ropt是每个差分单元功放的输出阻抗，Vout是负载RL上的电压，Iout为负载RL上的电流，V和I表示为单元差分功放输出端同时是变压器初级线圈的电压和电流，n为每个变压器的初/次级线圈匝数比为1，k是差分功放的路数为4）经过公式计算需要匹配到200欧，这容易造成高的阻抗变换比，不利于匹配，且不利于功放的宽带工作。基于变压器的电流功率合成方式还有需要额外直接合并器来累计各个支路电流的缺点；若单纯的采用基于变压器的电压功率合成方式（如图2），每个差分单元功放的输出阻抗（
）经过公式计算需要匹配到12.5欧，这也容易造成不合适的阻抗变换比，不利于功放的宽带工作。且基于变压器的电压功率合成方式有如下缺点：其次级线圈具有较高的电流，造成次级线圈对寄生电阻较为敏感，寄生电阻带来的损耗也会因此而变大，较大的电流对变压器次级线圈的电流处理能力也有较高的要求；另外，这种功率合成方式合成路数越多，工作频率越高，各路电流不相等的幅度越大，信号失配越多，而信号的任何幅度和相位的失配都会带来合成效率的下降；最后，这种功率合成方式还会造成版图的不对称。因此，单纯的采用基于变压器的电流功率合成方式或者电压功率合成方式，均不能满足D波段4路差分宽带功率放大器的信号输入/出端的宽带功率合成要求。
不合适的功率分配/合成结构是限制D波段功率放大器工作带宽的一个因素，而4路差分功放结构中单元功放输入阻抗的较高品质因数Q是限制D波段功放工作带宽的另一个因素。由于D波段频率较高，晶体管（如图3（a））的栅源寄生电容Cgs、栅漏寄生电容Cgd以及漏源寄生电容Cds较高，使得每一级功放的输入/出阻抗有较大的电抗，从而造成输出阻抗尤其是输入阻抗有较高的Q值，这不利于宽带级间匹配的构建。若采用和低频功放一样的做法，在每级功放的输入端并联到地一个电阻来降低输入阻抗的Q值，则会大大降低整个功放的增益，而在D波段，功放的增益是非常重要的性能指标，牺牲过多的增益来提升带宽是不可行的。
综上所述，为了在提高功放增益和输出功率的前提下，拓展D波段功率放大器的工作带宽，需要提出一种满足4路差分功放合适阻抗变换比的功率分配/合成结构；同时，还需要提出一种不影响功放整体增益的、能够减小单元差分功放输入阻抗Q值的单元功放电路结构。
参考文献
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发明内容
针对现有技术存在的问题，本发明一种太赫兹频段的高增益高输出功率宽带功率放大器，在提高功率放大器增益和输出功率的前提下，通过采用改进型“共源加中和电容”单元功放以及电压电流混合功率分配/合成结构，解决太赫兹频段功放工作带宽较窄的问题。首次提出的改进型“共源加中和电容”单元功放结构，采用在晶体管栅极与漏极之间增加传输线与电容的串联结构减小晶体管信号输入端栅源间寄生电容Cgs，从而减小晶体管输入阻抗的Q值，最终达到减小各级差分单元功放输入阻抗Q值的目的，实现单元功放前一级与后一级级间阻抗的宽带匹配。提出的电压电流混合功率合成结构，用来解决4路差分功放输入/出端差分单元功放阻抗变换比过大或者过小的问题，实现功率输入/出端阻抗的宽带匹配；其中电压合成部分的变压器采用对称型变压器结构，解决高频采用电压合成所造成的版图不对称以及合成信号幅度和相位差较大的问题。
一种太赫兹频段高增益高输出功率宽带功率放大器即4路差分功放整体电路，如图5所示，其由4个单路四级差分功放（单路四级差分功放由四个所提出的改进型“共源加中和电容”单元功放构成）、电压电流混合功率分配网络以及电压电流混合功率合成网络组成。以下对此三个部分分别进行阐述。
单路四级差分功放的电路原理图如图3（d）所示，其电路结构为4个用变压器进行连接的改进型“共源加中和电容结构”单元功放，单元功放PA_1通过变压器Tr_1与单元功放PA_2相连接，单元功放PA_2通过变压器Tr_2与单元功放PA_3相连接，单元功放PA_3通过变压器Tr_3与PA_4相连接，其中变压器起到阻抗匹配的作用。改进型“共源加中和电容结构”在传统共源加中和电容的单元功放（如图3（b））的基础上，如图3（c）在栅极输入端G1（G2）与源极接地端S1（S2）之间连接一段感性传输线TL1（TL2）和一个电容C1（C2），谐振掉晶体管的栅源寄生电容Cgs（如图3（a）中晶体管小信号模型中的Cgs），从而减小单元功放结构输入阻抗的电抗，以此在保证D波段功率放大器增益的前提下，减小单元功放输入阻抗的Q值，便于进行宽带级间匹配。
电压电流混合功率分配网络以及电压电流混合功率合成网络，由于输入/出端功率分配/合成采用相同的结构，在此仅以输出端电压电流混合功率合成结构进行阐述。在输出端，基于变压器的电压电流混合功率合成结构，起到将四个单路四级差分功放进行宽带功率合成的作用，整体电路原理图如图5所示，其中四个单路四级差分功放的功率级PA1/PA2/PA3/PA4的功率合成结构具体如图4（a）所示。首先将两路差分功放的功率级PA1和PA2进行基于变压器的电压功率合成，即变压器Tr1的初级线圈Pc1接PA1的差分输出端，变压器Tr2的初级线圈Pc2接PA2的差分输出端，Tr1和Tr2的次级线圈Sc1和Sc2串接在一起，Sc1左端接地，Sc2右端接A点；同理，PA3和PA4利用变压器Tr3和Tr4进行类似的连接。至此，PA1和PA2完成了基于变压器的电压功率合成，功率输出点为图4中A点；PA3和PA4完成了基于变压器的电压功率合成，功率输出点为图4中的A点。在此，电压功率合成部分的变压器采用对称型的整合变压器结构，如图4中（b）所示，变压器Tr1初级线圈的两个端口和变压器Tr2的初级线圈两个端口为左右对称结构，变压器Tr1的次级线圈和变压器Tr2的次级线圈合成为一个完整的线圈，为图4中虚线部分；变压器Tr3和变压器Tr4的版图结构也是相同的对称型整合变压器结构。这样的对称型整合变压器结构，可以有效解决高频采用基于变压器的电压功率合成所造成的版图不对称以及合成信号幅度和相位差较大的问题。最后将合成好的两部分信号再由一根传输线引出直接进行电流合成。采用本发明中的功率合成结构，可以解决四路差分功放输入/出端单元功放阻抗变换比过大或者过小的问题，有利于功放进行宽带输入端/出端匹配。
一种太赫兹频段的高增益高输出功率宽带功率放大器，具有以下几个优点：
第一，采用改进型共源加中和电容结构（如图3（c）），可以减小单元功放结构输入阻抗Q值，从根本上解决多级功放级间匹配带宽较窄的问题，以便在保证功放增益的情况下采用一般片上变压器即可进行宽带级间匹配；
第二，采用电压电流混合功率合成方式进行功放输入/出端的功率分配和合成，使得4路差分功放输入/出端的单元功放有较为合适的阻抗变换比，以便功放在带宽较宽的频率范围内工作；
第三，在电压电流混合功率合成部分中，电压合成采用对称型变压器结构，即将电压合成所使用的两个变压器合成一个（如图3（d）右图变压器版图所示），使得电压合成部分版图对称，使合成两路的信号幅度和相位不平衡度减小；
第四，采用电压电流混合功率分配/合成结构，整体版图对称，输入/出端信号幅度和相位不平衡度小。
附图说明
图1为4路差分电压功率合成的变压器原理图；
图2为4路差分电流功率合成的变压器原理图；
图3（a）为晶体管与晶体管小信号模型（b）为传统“共源加中和电容”单元功放电路原理图（c）为改进型“共源加中和电容”单元功放电路原理图（d）为四级单路功放电路原理图；
图4（a）为4路电压电流混合功率合成的变压器电路原理图（b）为电压电流混合功率合成变压器版图；
图5为4路差分整体电路原理图。
具体实施方式
本发明提供了一种改进型共源加中和电容单元功放结构，在传统共源加中和电容单元功放的结构上串联一条传输线和一个电容来谐振掉晶体管内部的Cgs栅源寄生电容，从而减小输入阻抗的Q值，从根本上解决级间匹配带宽窄的问题。为了清楚地说明此单元功放电路结构，本专利结合电路原理图进行详细说明。
图3（a）右图所示为晶体管的小信号模型，由栅极串联电阻Rg、栅源寄生电容Cgs、栅漏寄生电容Cgd、漏源寄生电容Cds、输出寄生电阻Ro以及压控电流源gmVgs组成。传统共源加中和电容结构如图3（b）所示，其中两个中和电容Cn通常只能中和Cgd，减小米勒效应，而输入端的Cgs一般无法减小，因此晶体管输入端的电抗依旧很大，尤其在高频D波段，这种输入端的大电抗导致晶体管的输入阻抗Q值很大，不利于进行级间宽带匹配。而本专利提出的改进型共源加中和电容单元功放结构如图3（c）所示，通过在栅极G1（G2）与源极S1（S2）之间接入传输线TL1（TL2）与电容C1（C2）的串联结构，可以将晶体管中栅源寄生电容Cgs谐振掉，降低输入阻抗的电抗部分，从而减小输入阻抗的Q值，有利于进行宽带级间匹配。
单路四级功放的电路原理图如图3（d）所示，其电路结构为4个用变压器进行连接的改进型“共源加中和电容结构”单元功放，单元功放PA_1通过变压器Tr_1与单元功放PA_2相连接，单元功放PA_2通过变压器Tr_2与单元功放PA_3相连接，单元功放PA_3通过变压器Tr_3与PA_4相连接，其中变压器起到阻抗匹配的作用。
针对高频宽带功放设计存在的问题，本专利还提出了一种宽带输入/出功率合成结构，即电压电流混合功率合成结构。由于输入/出端采用相同的功率合成结构，在此仅以输出功率合成结构结合图示进行阐述。输出端的功率合成需要合成4路差分功放，如图4（a）中所示，差分功放PA1由变压器1（Tr1）来进行输出匹配，差分功放PA2由变压器2（Tr2）来进行输出匹配，差分功放PA3由变压器3（Tr3）来进行输出匹配，差分功放PA1由变压器3（Tr3）来进行输出匹配。每个变压器除了有匹配每路差分功放输出阻抗的作用，还有功率合成的作用。功率合成分为两部分，首先是电压功率合成，分别是PA1和PA2进行电压功率合成，由变压器Tr1和变压器Tr2完成；PA3和PA4进行电压功率合成，由变压器Tr3和变压器Tr4完成。在电压功率合成时，变压器Tr1的初级线圈Pc1（如图4（a））用于连接差分功放PA1的输出端，次级线圈Sc1左端接地，右端连接变压器Tr2次级线圈的左端；变压器Tr2的初级线圈Pc2用于连接差分功放PA2的输出端，次级线圈Sc2的右端连接到输出合成端点A。变压器Tr3和Tr4的作用及连接方式分别与Tr1和Tr2类似，不再进行详细说明。为了使得电压合成部分版图对称以及合成两路信号幅度与相位差较小，在此采用对称型变压器版图结构，即将变压器Tr1与Tr2合成为一个变压器结构，将变压器Tr3和Tr4合成一个变压器结构，如图4（b）中右图所示。Tr1和Tr2的初级线圈Pc1和Pc2如图4（b）中右图所示，分别连接PA1和PA2，而次级线圈为一个完整的八边形，由两条传输线线L1和L2引出作为输出端,其中L2接地，L1连接到RFOUT。Tr3和Tr3的连接方式与Tr1和Tr2的连接方式是相同的，在此不再说明。
4路差分功放电路原理图如图5中所示，其将单路四级功放用前文所述电压电流混合功率合成方式进行合成，详细连接细节已在前文中说明，不再赘述。
Claims (1)
1.一种太赫兹频段的高增益高输出功率宽带功率放大器，其特征在于：由4个单路四级差分功放、电压电流混合功率分配网络以及电压电流混合功率合成网络组成；
单路四级差分功放电路结构为4个用变压器进行连接的改进型“共源加中和电容结构”单元功放，单元功放PA_1通过变压器Tr_1与单元功放PA_2相连接，单元功放PA_2通过变压器Tr_2与单元功放PA_3相连接，单元功放PA_3通过变压器Tr_3与PA_4相连接，其中变压器起到阻抗匹配的作用；改进型“共源加中和电容结构”在传统共源加中和电容的单元功放的基础上，在栅极输入端G1（G2）与源极接地端S1（S2）之间连接一段感性传输线TL1（TL2）和一个电容C1（C2）；
电压电流混合功率分配网络以及电压电流混合功率合成网络，由于输入/出端功率分配/合成采用相同的结构，在此仅以输出端电压电流混合功率合成结构进行阐述；
四个单路四级差分功放的功率级PA1/PA2/PA3/PA4的功率合成结构，首先将两路差分功放的功率级PA1和PA2进行基于变压器的电压功率合成，即变压器Tr1的初级线圈Pc1接PA1的差分输出端，变压器Tr2的初级线圈Pc2接PA2的差分输出端，Tr1和Tr2的次级线圈Sc1和Sc2串接在一起，Sc1左端接地，Sc2右端接A点；同理，PA3和PA4利用变压器Tr3和Tr4进行类似的连接；至此，PA1和PA2完成了基于变压器的电压功率合成，功率输出点为A点；PA3和PA4完成了基于变压器的电压功率合成，功率输出点为的A点；电压功率合成部分的变压器采用对称型的整合变压器结构，变压器Tr1初级线圈的两个端口和变压器Tr2的初级线圈两个端口为左右对称结构，变压器Tr1的次级线圈和变压器Tr2的次级线圈合成为一个完整的线圈；变压器Tr3和变压器Tr4的版图结构也是相同的对称型整合变压器结构；最后将合成好的两部分信号再由一根传输线引出直接进行电流合成。
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