CN1902816A - 高频放大器 - Google Patents

高频放大器 Download PDF

Info

Publication number
CN1902816A
CN1902816A CNA2004800403717A CN200480040371A CN1902816A CN 1902816 A CN1902816 A CN 1902816A CN A2004800403717 A CNA2004800403717 A CN A2004800403717A CN 200480040371 A CN200480040371 A CN 200480040371A CN 1902816 A CN1902816 A CN 1902816A
Authority
CN
China
Prior art keywords
frequency
impedance
signal
amplifier
pass filter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2004800403717A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1902816B (zh
Inventor
国弘和明
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NEC Corp
Original Assignee
NEC Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NEC Corp filed Critical NEC Corp
Publication of CN1902816A publication Critical patent/CN1902816A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1902816B publication Critical patent/CN1902816B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/111—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a dual or triple band amplifier, e.g. 900 and 1800 MHz, e.g. switched or not switched, simultaneously or not
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/417—A switch coupled in the output circuit of an amplifier being controlled by a circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)

Abstract

本发明的目的是提供一种能够以简单的结构有效放大多个不同频带内的输入信号的高频放大器。该高频放大器构成为这样：由阻抗转换电路将施加给该放大器的具有n个频率(f1＞f2＞…＞fn)的RF信号转换到比放大器的输出阻抗高的阻抗，并且由高通滤波器和低通滤波器将其分路成最高频率f1和比该最高频率f1低的频率。频率f1通过高通滤波器31，并且从而得以转换到50欧姆。由阻抗转换电路将由低通滤波器滤波的比频率f1低的频率转换到高阻抗，并且由高通滤波器32和低通滤波器42将其分路成第二最高频率f2和较低频率。按照相同的方式，加入阻抗转换电路，在将信号分路到fn的时候，由这些阻抗转换电路使各个频率对应的阻抗匹配于50欧姆。

Description

高频放大器
技术领域
本发明涉及一种高频放大器，并且更加具体地讲，涉及一种能够对多个不同频带内的输入信号进行放大的高频放大器。
背景技术
近年来，存在着对在便携式电话和无线局域网(LAN)系统中利用单独一个终端处理多个频带内的RF信号的需求。按照传统的做法，一般来说是专门为具有RF信号的各个相应频带f1、f2、…、fn一个挨一个地并行地提供放大器11、12、…、1n和阻抗转换电路21、22、…、2n，来作为上述应用中使用的高频(RF)放大器，例如如附图1中所示。
在附图1中所示的结构中，由于放大器11、12、…、1n是专门为各个频带并行地提供的，因此专用放大器11、12、…、1n的部件数量会随着相互不同的频带中的RF信号的增多而增加，造成了这样的问题：安装这些部件所需的面积以及整个放大器的成本也随之增加。
为了解决上面提到的问题，出现了这样一种技术：用单独一个放大器放大两个频带内的RF信号，例如JP-A-11-97946中公开的那种技术。采用对与附图1共有的部件给出相同附图标记的方式介绍这一官方公布文本中公开的技术，如附图2所示，借助开关电路5对阻抗匹配电路2与阻抗转换电路21、22之间的放大器1的输出进行切换，以放大两个频带内的RF信号，或者如附图3所示，借助第一带通滤波器61和第二带通滤波器62来进行切换，以放大两个频带内的RF信号。
发明内容
JP-A-11-97946中公开的技术使用附图1中所示的开关电路5或者附图2中所示的第一带通滤波器61和第二带通滤波器62在低阻抗放大器1的输出端对不同频带内的RF信号进行分路，这样会造成开关电路5或第一带通滤波器61和第二带通滤波器62中的损耗带来较大影响的问题。
具体来说，在借助开关电路5或借助第一带通滤波器61和第二带通滤波器62对各频带内的RF信号进行分路的技术中，如果试图对三个或者尤其是对更多频带内的RF信号进行分路，则随着要加以分路的多个RF信号的增多，倾向于造成更大的损耗。
本发明意欲解决的问题是，防止在试图借助单独一个放大器放大多个频带内的RF信号以及对各个频带内的RF信号进行分路的时候出现的损耗增大造成放大器特性恶化加重。
本发明的高频放大器的特征在于包括：
第一放大构件，用于对具有多个不同频带的输入信号进行放大；
多个第一分路构件，各个第一分路构件用于将多个频带内的放大信号分路为最高频带内的信号和具有剩余频带的信号；和
多个第一阻抗转换构件，各个第一阻抗转换构件用于将最高频带内的分路信号转换到输出端子的负载阻抗，
其中按照频带的高低程度进行的分路和向负载阻抗的转换是按照从最高频带到最低频带的顺序进行的。
在这种情况下，该高频放大器可以包括：
第二放大构件，用于对具有多个不同频带的输入信号进行放大；
多个第二分路构件，各个第二分路构件用于将多个频带内的放大信号分路为最高频带内的信号和具有剩余频带的信号；和
多个第二阻抗转换构件，各个第二阻抗转换构件用于将最高频带内的分路信号转换到输入端子的信号源阻抗，
其中按照频带的高低程度进行的分路和向信号源阻抗的转换是按照从最高频带到最低频带的顺序进行的。
按照本发明的另一个方面的高频放大器的特征在于包括：
第二放大构件，用于对具有多个不同频带的输入信号进行放大；
多个第二分路构件，各个第二分路构件用于将多个频带内的放大信号分路为最高频带内的信号和具有剩余频带的信号；和
多个第二阻抗转换构件，各个第二阻抗转换构件用于将最高频带内的分路信号转换到输入端子的信号源阻抗，
其中按照频带的高低程度进行的分路和向信号源阻抗的转换是按照从最高频带到最低频带的顺序进行的。
在这种情况下，多个不同频带的数量可以是三个或更多。
而且，第一放大构件和第二放大构件可以是级联连接的，并且所述第一分路构件和第一阻抗转换构件可以设置在所述第一放大构件和第二放大构件之间。
而且，第一放大构件和第二放大构件是级联连接的，并且所述第二分路构件和第二阻抗转换构件可以设置在所述第一放大构件和第二放大构件之间。
而且，至少一个辅助放大器可以设置在所述第一分路构件和所述输出端子之间。
而且，至少一个辅助放大器可以设置在所述第二分路构件和所述输入端子之间。
而且，第一阻抗转换构件可以将至少两个频带内的信号共同转换为高阻抗。
而且，第二阻抗转换构件可以将至少两个频带内的信号共同转换为高阻抗。
而且，辅助阻抗转换电路可以设置在所述第一分路构件和所述输出端子之间。
而且，辅助阻抗转换电路可以设置在所述第二分路构件和所述输出端子之间。
而且，第一分路构件可以包括高通滤波器和低通滤波器。
而且，第二分路构件可以包括高通滤波器和低通滤波器。
而且，低通滤波器中的至少一个可以构成为用于选择性地增大由与其成对的高通滤波器分路的高频带内的信号对应的阻抗。
而且，高通滤波器中的至少一个可以构成为用于选择性地使由与其成对的低通滤波器分路的信号的最高频带内的信号接地。
而且，第一分路构件可以包括使用场效应晶体管的开关。
而且，第二分路构件可以包括使用场效应晶体管的开关。
而且，第一分路构件可以包括使用PIN二极管的开关。
而且，第二分路构件可以包括使用PIN二极管的开关。
而且，高频放大器可以包括设置在与频带相对应的输出端子与地之间的开关和接地构件，该接地构件在对频带内的信号进行放大并且从输出端子将其传送到负载端的时候进行操作，以便通过所述开关使与剩余频带相对应的输出端子中的至少一个接地。
而且，接地构件可以包括使用场效应晶体管的开关。
而且，接地构件可以包括使用PIN二极管的开关。
而且，当多个不同频带内的信号包括第一频带内的信号和包含在1.5到2.5倍于第一频带的范围内的第二频带内的信号时，第二频带的输出端子在正在将第一频带内的放大信号从输出端子传送到负载端的时候由所述接地构件接地。
而且，开关可以通过具有与负载阻抗相同的特征阻抗的传输线设置在与频带相对应的输出端子与地之间，其中所述传输线具有这样确定的长度：在从所述第一放大构件的输出端子看负载端时的阻抗在使所述开关闭合而连接到地的时候建立该频带下的短路状态。
在本发明的高频放大器中，按照频带的高低程度进行的分路和向负载阻抗的转换是按照从最高频带到最低频带的顺序进行的，这样就使得将各个信号转换到目标阻抗和减小信号损耗造成的影响成为了可能，即使放大器对由单独一个放大器放大的具有多个频带的信号进行分路。
附图说明
附图1：图解说明常规高频放大器的实例的示意图。
附图2：图解说明常规高频放大器的另一个实例的示意图。
附图3：图解说明常规高频放大器的另一个实例的示意图。
附图4：图解说明本发明的高频放大器的实施方式1的示意图。
附图5：图解说明本发明的高频放大器的实施方式2的示意图。
附图6：用于描述附图5中的点A、点B和点C处的阻抗的史密斯圆图。
附图7：用于描述附图5中的点A、点B、点D和点E处的阻抗的史密斯圆图。
附图8：用于描述附图5中的点A、点B、点D和点F处的阻抗的史密斯圆图。
附图9：图解说明对附图5的高频放大器的结构进行了改造的实施方式3的示意图。
附图10：表示附图9中的点C处的反射特性和从点A到点C的通过特性的示意图。
附图11：表示附图9中的点E处的反射特性和从点A到点E的通过特性的示意图。
附图12：表示附图9中的点F处的反射特性和从点A到点F的通过特性的示意图。
附图13：图解说明对附图4的高频放大器的结构进行了改造的实施方式4的示意图。
附图14：图解说明对附图9的高频放大器的结构进行了改造的实施方式5的示意图。
附图15：用于描述从附图9中的点A看负载端时的阻抗的史密斯圆图。
附图16：用于描述从附图14中的点A看负载端时的阻抗的史密斯圆图。
附图17：表示用于描述实施方式5的附带效果的输出功率特性的示意图。
附图18：图解说明对附图14的高频放大器的结构进行了改造的实施方式6的示意图。
附图19：图解说明实施方式7的示意图，其中对附图5的结构进行了改造。
附图20：图解说明实施方式8的示意图，其中对附图4的结构进行了改造。
附图21：图解说明实施方式9的示意图，其中对附图4的结构进行了改造。
附图22：图解说明实施方式10的示意图，其中对附图4的结构进行了改造。
具体实施方式
本发明借助单独一个放大器放大多个频带内的RF信号，即，放大具有n个不同频率的RF信号(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)，本发明的放大过程是通过从最高频率f1到最低频率fn进行向高阻抗的转换并且按照频率的高低程度进行分路来实现的，比如RF信号向比放大器的输出阻抗高的阻抗转换并且随后将其分路为最高频率f1上的RF信号和包含低于该最高频率f1的频率的RF信号、包含低于频率f1的频率的RF信号向比放大器的输出阻抗高的阻抗转换并且随后将其分路为最高频率f2上的RF信号和包含低于该频率f2的频率的RF信号，依此类推。
接下来，将参照附图详细介绍本发明的实施方式。
(实施方式1)
附图4是图解说明按照本发明的高频放大器的第一种实施方式的示意图。
如附图4所示，本实施方式的高频放大器包括放大器1、阻抗匹配电路2、阻抗转换电路21、22、23、…、辅助阻抗转换电路7n、高频滤波器31、32、33和低通滤波器41、42、43、…。
阻抗匹配电路2对通过输入端施加的包含n个不同频率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信号进行阻抗匹配。
放大器1(作为第一放大构件)对阻抗已由阻抗匹配电路2进行了匹配的包含n个不同频率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信号进行放大。
阻抗转换电路21将已经过放大器1放大的包含n个不同频率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信号转换到比放大器1的输出阻抗高并且比负载阻抗(例如，50欧姆)低的阻抗。
阻抗转换电路22将由低通滤波器41分路过来的频率低于频率f1的RF信号转换到高阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)。
阻抗转换电路23将由低通滤波器42分路过来的频率低于频率f2的RF信号转换到高阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)。
阻抗转换电路和低通滤波器是组合起来使用的，并且附图4图解说明了具有多达三组阻抗转换电路21-23和低通滤波器41-43的结构，但是该结构可以包括更多级，以使频率低于由前一级的低通滤波器进行了分路的频率的RF信号由阻抗转换电路转换到高阻抗。
辅助阻抗转换电路7n将由前一级的低通滤波器(未示出)分路过来的最低频率fn的RF信号转换到负载阻抗(例如，50欧姆)。这些阻抗转换电路21、22、23、…和辅助阻抗转换电路7n构成了第一阻抗转换构件。
高通滤波器31使已由阻抗转换电路21转换到比放大器1的输出阻抗高的阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)的频率f1通过。在这种情况下，如果频率f1的阻抗仍然低于负载阻抗，则高通滤波器31进行进一步的阻抗转换，以使其匹配于负载阻抗。高通滤波器32使已由阻抗转换电路22转换到高阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)的频率f2通过。在这种情况下，如果f2的阻抗仍然低于负载阻抗，则高通滤波器32进行进一步的阻抗转换，以使其匹配于负载阻抗。
高通滤波器33使已由阻抗转换电路23转换到高阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)的频率f3通过。在这种情况下，如果f3的阻抗仍然低于负载阻抗，则高通滤波器32进行进一步的阻抗转换，以使其匹配于负载阻抗。
低通滤波器41使已由阻抗转换电路21转换到比放大器1的输出阻抗高的阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)的频率低于频率f1的RF信号通过。低通滤波器42使已由阻抗转换电路22转换到高阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)的频率低于频率f2的RF信号通过。低通滤波器43使已由阻抗转换电路23转换到高阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)的频率低于频率f3的RF信号通过。这些高通滤波器31、32、33、…和低通滤波器41、42、43构成了第一分路构件。
具体来讲，按照实施方式1，多个频带内的RF信号是通过进行到高阻抗的转换和按照频率的高低程度进行分路来加以放大的，包括由单独一个放大器放大的具有n个不同频率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信号向比放大器的输出阻抗高的阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)转换以及分路为最高频率f1上的RF信号和频率低于频率f1的RF信号、频率低于频率f1的RF信号向比放大器的输出阻抗高的阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)转换以及随后分路为最高频率f2上的RF信号和频率低于该频率f2的RF信号，依此类推，直到最低频率fn，并且对于各个分路出来的频率，进一步使阻抗与例如50欧姆匹配。
虽然这里将所要匹配到的阻抗设定为50欧姆，但是这仅仅是个例子，并且应当理解，也可以使用另一个高于放大器1输出阻抗的值取而代之。而且，虽然将阻抗转换电路21、22、23、…设置在滤波器31、32、33、…和低通滤波器41、42、43、…之前的级上，但是也可以将阻抗转换电路21、22、23设置在高通滤波器31、32、33的输出端上，而非局限于前述情况。
此外，可以在高通滤波器31、32、33、…的输出端上加上其它辅助阻抗转换电路。而且，虽然在高通滤波器31、32、33、…和低通滤波器41、42、43、…之前的级上设置了阻抗转换电路21、22、23、…和辅助阻抗转换电路7n，但是除了阻抗转换电路21之外，阻抗转换电路22、23、…和辅助阻抗转换电路7n都可以依据电路的状况而省略掉。
接下来，将给出按照上述方式构成的高频放大器的操作的介绍。
首先，在通过输入端施加了具有n个不同频率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信号的时候，由阻抗匹配电路2在宽的频带内对RF信号的阻抗加以匹配，并且由放大器1对RF信号进行放大。由阻抗转换电路21将经放大器1放大的RF信号转换到比放大器1的输出阻抗高的阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)，并且通过高通滤波器31送出最高频率f1上的RF信号。在这种情况下，如果f1对应的阻抗仍然低于负载阻抗，则高通滤波器31进行进一步的阻抗转换，以使其匹配于负载阻抗。此外，在频率低于频率f1的RF信号通过了低通滤波器41之后，由阻抗转换电路22将其转换到高阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)。
通过高通滤波器32将已由阻抗转换电路22转换到高阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)的最高频率f2送出。在这种情况下，如果f2对应的阻抗仍然低于负载阻抗，则高通滤波器32进行进一步的阻抗转换，以使其匹配于负载阻抗。此外，在频率低于频率f2的RF信号通过了低通滤波器42之后，由阻抗转换电路23将其转换到高阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)。
通过高通滤波器33将已由阻抗转换电路23转换到高阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)的最高频率f3送出。在这种情况下，如果f3对应的阻抗仍然低于负载阻抗，则高通滤波器33进行进一步的阻抗转换，以使其匹配于负载阻抗。在频率低于频率f3的RF信号通过了低通滤波器43之后，由后一级的阻抗转换电路(未示出)将该RF信号转换到高阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)。
这样，通过相继进行向高阻抗(≤负载阻抗，例如50欧姆)的转换并且通过按照频率的高低程度进行分路，使与各个频率对应的阻抗匹配于50欧姆。
这里，当阻抗转换电路21、22、23、…、2n是各自由电感(L)和电容(C)构成的滤波电路的时候，并且当各个频率是从低阻抗转换到高阻抗的时候，阻抗是频率的函数，按照该函数，对于相同的LC电路，频率越高则阻抗转换率越高。例如，当在附图4中从点A看放大器1时，阻抗ZA是频率的函数，其中对于频率f1、f2、…、fn(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)，ZA(f1)＞ZA(f2)＞…＞ZA(fm)＞…＞ZA(fn)。
因此，如附图4所示，即使要对具有n个不同频率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信号进行分路，也可以通过采用这样的结构来以很小的损耗提取出各个RF信号：借助阻抗转换电路21、22、…、2m、低通滤波器41、42、…、4(m-1)和高通滤波器3m从最高频率开始相继地对RF信号进行分路、将第m个频率fm(m＝2，3，…，n)转换为逐渐升高的阻抗，并且最终使各个频率匹配于50欧姆。
而且，受因信号通过阻抗转换电路21、22、…、2n、高通滤波器31、32、…、3n和低通滤波器41、42、…、4n造成损耗较大而受到不利影响的较高的RF信号仅通过数量较少的阻抗转换电路21、22、23、…、2n、高通滤波器31、32、…、3n和低通滤波器41、42、…、4n的级，并且这有益于降低RF信号损耗。
按照另一种可选方案，可以将谐振器电路引入到第m个低通滤波器4m中，从而使得阻抗对于第m个频率fm有选择地增大，并且可以将谐振器电路引入到第m个高通滤波器3m中，从而使得第(m+1)个频率fm+1有选择地接地。按照这种结构，可以无失误地将各个频带内的RF信号分离出来，从而消除了不同频率的信号泄漏到其它端子的可能。
如上所述，按照实施方式1，对具有n个不同频率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)并且由单独一个放大器放大的RF信号，以这样的方式进行向高阻抗的转换和按照频率的高低程度进行分路，直到最低频率fn：将RF信号转换到比放大器1的输出阻抗高的阻抗，并且然后将其分路为最高频率f1上的RF信号和频率比频率f1低的RF信号；将具有比频率f1低的频率的RF信号转换到比放大器1的输出阻抗高的阻抗，并且然后将其分路为最高频率f2上的RF信号和频率比频率f2低的RF信号，依此类推，直到最低频率fn，并且单独对各个分路出来的频率进行阻抗匹配，从而使得由单独一个放大器1放大的具有多个频带的信号能够在损耗最小的情况下得到有效分路和放大。
而且，因为由单独一个放大器1放大的具有多个频带的信号能够在损耗最小的情况下提取出来，所以不需要为RF信号的各个相应的频带并行地提供专用放大器，这样就解决了因放大器的部件等的数量增加而造成安装面积的大小增大和放大器成本增高的问题。
而且，会因信号通过阻抗转换电路21、22、…、2n、高通滤波器31、32、…、3n和低通滤波器41、42、…、4n造成损耗较大而受到不利影响的较高的RF信号仅通过数量较少的级，从而因阻抗转换电路21、22、23、…、2n、高通滤波器31、32、…、3n和低通滤波器41、42、…、4n造成的损耗对放大器1影响较小，并且因此性能得到了提高。
由于将高频放大器构成为用于进行向高阻抗的转换和按照频率的高低程度进行分路，直到最低频率fn，因此该高频放大器并不受到可以加以放大的频带的数量的限制，因此能够应用于各种各样的应用。
(第二实施方式)
附图5是图解说明实施方式2的示意图，附图5表示本发明的高频放大器，并且附图6-8是用于描述附图5中的各点A-F处的阻抗的史密斯圆图。在下面将要介绍的附图中，与附图4共有的部分用相同的附图标记指代，并且将会省略掉重复的说明。
附图5图解说明附图4中放大器1的输出端的示范性结构，该附图表示，设置了阻抗转换电路21、高通滤波器31、32和低通滤波器41、42来将具有三个频率f1、f2、f3(f1＞f2＞f3)的RF信号匹配于例如50欧姆。这里，假设例如频率f1＝5.2GHz、频率f2＝2.4GHz并且频率f3＝1.8GHz。
按照这样的结构，在由阻抗转换电路21转换到高阻抗的具有三个频率f1、f2、f3的RF信号中，频率f1通过高通滤波器31、使其阻抗匹配于50欧姆并且将其输出。对于频率f2、f3，在通过低通滤波器41之后，频率f2通过高通滤波器32、使其阻抗匹配于50欧姆并且将其输出。依次地，频率f3通过低通滤波器42，并且使其阻抗匹配于50欧姆，并将其输出。
这里，在附图6-8中的史密斯圆图中示出了对应于频率f1、f2、f3的阻抗轨迹。附图6表示附图5中点A、点B和点C的轨迹；附图7表示附图5中点A、点B、点D和点E的轨迹；而附图8表示附图5中点A、点B、点D和点F的轨迹。
仅供参考，用在便携式电话、无线LAN等中的放大器1的输出阻抗(在从附图5中的点A看放大器1时的阻抗)一般来说是几个欧姆或更小。当通过三个频率f1、f2、f3共用的阻抗转换电路21时，频率f1对应的阻抗在附图5中的点B处转换成了几十个欧姆(附图6中的点B)。此外，通过使频率f1通过高通滤波器31，频率f1对应的阻抗转换成了50欧姆(附图6中的点C)。
在这种情况下，将高通滤波器31设计成仅仅使频率f1通过，而阻断频率f2和频率f3。依次地将低通滤波器41设计成阻断频率f1而使频率f2和频率f3通过。因此，具有频率f2和频率f3的RF信号在附图5中的点B处分别由高通滤波器32和低通滤波器42进行了分路。这里，频率f2对应的阻抗在点B处(低于频率f1对应的阻抗)为几个欧姆。
因此，通过低通滤波器41将具有频率f2和频率f3的RF信号转换成了几十个欧姆(附图7中的点D)，并且通过高通滤波器32将频率f2进一步转换成了50欧姆(附图7中的点E)。
将高通滤波器32设计成仅使频率f2通过并且阻断频率f3，从而使得频率f3上的RF信号在点D处分路到低通滤波器42。频率f3对应的阻抗在点D处为几十个欧姆(附图8中的点D)，并且通过低通滤波器42转换成了50欧姆(附图8中的点F)。
这样，实施方式2包括阻抗转换电路21、高通滤波器31、32和低通滤波器41、42，用以将具有例如三个频率f1、f2、f3的RF信号匹配于50欧姆。通过查看附图6-8中阻抗的轨迹可以理解，各点上的阻抗单调地朝向史密斯圆图的中心增大，从而可以对各个频带最有效地实现对50欧姆的阻抗匹配。
而且，会因RF信号通过阻抗转换电路21等造成损耗较大而受到不利影响的较高频率仅仅通过数量较少的阻抗转换电路21等的级，从而信号损耗造成的影响能够如上所述那样得到消除。
虽然在实施方式2中省略了阻抗转换电路22、23，但是这表明，依条件而定，可以不使用它们。
(实施方式3)
附图9是图解说明实施方式3的示意图，其中具体实现了附图5中的高频放大器的结构，并且附图10-12是用于描述附图9中各点A-F处的通过特性的曲线图。
按照实施方式3，附图5中的高通滤波器31、32和低通滤波器41、42各自配备有用于衰减某一特定频率的电路。具体来说，如附图9所示，在低通滤波器41中设置了LC并联谐振器电路41a，并且将该谐振器电路41a的谐振频率 ( ≈ 1 / 2 π LC ) 设定为接近于频率f1。类似地，在低通滤波器42中设置了LC并联谐振器电路42a，并且将该谐振器电路42a的谐振频率 ( ≈ 1 / 2 π LC ) 设定为接近于频率f2。
这里，因为对于频率f1来说，在从点B看分路电路时，阻抗极大，从而使得频率f1上的RF信号到达附图6中的点C，所以频率f1上的RF信号能够得以有效地从输出端送出。而且，由于没有将频率f1引入到频率f2的输出端，因此系统不会受到不利影响。同样，因为对于频率f2来说，从点D向后看分路的电路时阻抗极大，从而使得频率f2上的RF信号到达附图7中的点E，所以频率f2上的RF信号能够得以有效地从输出端送出。
总地来说，通过将谐振器电路引入到第m个低通滤波器4m中，该谐振器电路造成第m个频率fm对应的阻抗增大，能够无误地将各个频率可靠地分离开。
而且，如附图9中所示，在高通滤波器31中设置了LC串联谐振器电路31a，并且将其谐振频率 ( ≈ 1 / 2 π LC ) 设定为接近于频率f2。类似地，在高通滤波器32中设置了LC串联谐振器电路32a，并且将其谐振频率 ( ≈ 1 / 2 π LC ) 设定为接近于频率f3。
这里，由于使得例如从点B泄漏到点C的在频率f2、f3上的大部分RF信号接地，因此不会将频率f2、f3上的RF信号引入到点C。出于这一原因，能够在系统不受不利影响的情况下有效地提取出频率f1上的信号。同样，由于使得例如从点D泄漏到点E的在频率f3上的大部分RF信号接地，因此不会将频率f3上的RF信号引入到点E。出于这一原因，能够在系统不受不利影响的情况下有效提取出频率f2上的信号。
总地来讲，通过将用来使后面的第(m+1)个频率f(m+1)接地的谐振器电路引入到第m个高通滤波器3m中，能够可靠地将各个频率分离开。这样的结构对便携式电话即，使用900MHz频带的GSM(全球移动通信系统)和使用1.8GHz频带的DCS(数字蜂窝系统))、无线LAN即，使用2.4GHz频带的IEEE802.1b/g标准系统和使用5GHz频带的IEEE802.11a标准系统等有很好的效果。
按照这样的结构，在将放大器1的输出阻抗(例如(5.0-j1.8)欧姆)转换为50欧姆的时候，可以实现附图10中所示的特性。具体来说，附图10表示附图9中点C处的反射特性和从点A到点C的通过特性。可以看出，在频率f1＝5.2GHz上，反射量最小，如附图10(a)所示，并且通过量最大，如附图10(b)所示。还可以看出，在频率f2＝2.4GHz上，反射量最大，如附图10(a)所示，通过量最小，如附图10(b)所示。换句话说，可以理解，频率f1上的RF信号得到了有效地选择，并且将其提取到附图9中的点C。
附图11按顺序表示附图9中所示的点E处的反射特性和从点A到点E的通过特性。可以看出，在频率f2＝2.4GHz上，反射量最小，如附图11(a)所示，并且通过量最大，如附图11(b)所示。还可以看出，在频率f1＝5.2GHz和频率f3＝1.8GHz上，反射量最大，如附图11(a)所示，通过量最小，如附图11(b)所示。换句话说，可以理解，频率f2上的RF信号得到了有效地选择，并且将其提取到附图9中的点E。
附图12按顺序表示附图9中所示的点F处的反射特性和从点A到点F的通过特性。可以看出，在频率f3＝1.8GHz上，反射量最小，如附图12(a)所示，并且通过量最大，如附图12(b)所示。还可以看出，在频率f1＝5.2GHz和频率f2＝2.4GHz上，反射量最大，并且通过量最小，如附图12(b)所示。换句话说，可以理解，频率f3上的RF信号得到了有效地选择，并且将其提取到附图9中的点F。
(实施方式4)
附图13是图解说明实施方式4的示意图，其中具体实现了附图4中的高频放大器的结构。按照实施方式4，在附图4中与各个频率对应的输出端处设置了接地开关81、82、83、…。
当对频率f1之外的信号进行放大并且将其从输出端送出时，接地开关81闭合，在f1的输出端与地之间实现短路，从而防止诸如除了频率f1之外的信号及其谐波之类的不想要的波从f1的输出端泄漏到负载端。相反，当高频放大器放大频率f1上的信号时，接地开关81断开，并且将信号从f1的输出端传送到负载端。
当对频率f2之外的信号进行放大并且将其从输出端送出时，接地开关82闭合，在f2的输出端与地之间实现短路，从而防止诸如除了频率f2之外的信号及其谐波之类的不想要的波从f2的输出端泄漏到负载端。相反，当高频放大器放大频率f2上的信号时，接地开关82断开，并且将信号从f2的输出端传送到负载端。
当对频率f3之外的信号进行放大并且将其从输出端送出时，接地开关83闭合，在f3的输出端与地之间实现短路，从而防止诸如除了频率f3之外的信号及其谐波之类的不想要的波从f3的输出端泄漏到负载端。相反，当高频放大器放大频率f3上的信号时，接地开关83断开，并且将信号从f3的输出端传送到负载端。
具体来说，按照实施方式4，借助开关使与不加以放大的频率对应的输出端子接地，以阻止诸如其它频带内的信号及其谐波之类的不想要的波泄漏到负载端，从而防止系统受到不利影响。这样，通过相继地从最高频率到较低频率进行具有多个频带的信号的分路和向负载阻抗的转换，并且此外还通过结合用于使输出端子接地的开关，与附图2和3中所示的常规结构相比，消除泄漏到不使用的输出端子的不想要的波的效果得到了明显提高，从而稳定了系统的操作。
而且，在附图2中所示的常规实例中，需要开关5提供不对所放大和送出的信号造成衰减的低损耗特定和不将不想要的波泄漏到其它不使用的输出端子的高隔离特性两种特性，这在技术上是极端困难的，而按照本发明的结构，仅需要接地开关使不想要的波接地，从而损耗并不是问题，即使它大到了一定的程度，而只有隔离特性是重要的。这样，额外的优点是对开关的性能要求很低而且在技术上易于实现。
这里，可以例如从基带接收用于断开/闭合接地开关的控制信号。仅供参考，场效应晶体管或PIN二极管都可以用作这些开关。
(实施方式5)
附图14是图解说明实施方式5的示意图，实施方式5是对附图9中的高频放大器的实施方式做出的修改。附图15和16是用于描述在从放大端子A看负载时阻抗ZL如何借助附图14中的接地开关81、82、83断开/闭合的组合而发生变化的示意图，而附图17是用于描述上述组合的附带效果的示意图。
按照实施方式5，将接地开关81设置在附图9中的与频率f1对应的输出端子处；将接地开关82设置在与频率f2对应的输出端子处；而将接地开关83设置在与频率f3对应的输出端子处。
当对频率f1上的信号进行放大并且将其从输出端子传送到负载端时，开关81断开，而同时使开关82和83闭合，用来进行接地。
类似地，当对频率f2上的信号进行放大并且将其从输出端子传送到负载端时，开关82断开，而同时使开关81和83闭合，用来进行接地。
类似地，当对频率f3上的信号进行放大并且将其从输出端子传送到负载端时，开关83断开，而同时使开关81和82闭合，用来进行接地。
通过这样做，阻止了不想要的信号从输出端子泄漏到负载端，没有信号通过输出端子传送出去，从而系统不会受到不利影响。
这样的结构对便携式电话即，使用900MHz频带的GSM(全球移动通信系统)和使用1.8GHz频带的DCS(数字蜂窝系统)、无线LAN(即，使用2.4GHz频带的IEEE802.1b/g标准系统和使用5GHz频带的IEEE802.11a标准系统)等有很好的效果。
附图15中所示的是表示在所有开关81、82、83都断开的情况下(即，在与附图9相同的状态下)正在对频率f2＝2.4GHz上的信号进行放大的时候从附图14中的点A看负载时的阻抗的史密斯圆图。
附图16中所示的是表示在开关82独自断开而开关81和83闭合以使f1＝5.2GHz和f3＝1.8GHz对应的输出端子接地的情况下正在对频率f2＝2.4GHz上的信号进行放大的时候从附图14中的点A看负载时的阻抗ZL的史密斯圆图。
二者相比，f2＝2.4GHz对应的阻抗在(9.3+j8.8)Ω上保持不变，不过，用相当于f2＝2.4GHz两倍的4.8GHz对应的阻抗进行比较，在附图15中的阻抗为(7.8+j1.4)Ω，而在附图16中它是(0.0056+j2.0)Ω，这表示接近于短路的状态。这是因为，通过借助开关81使f1＝5.2GHz接地，接近2.4GHz两倍的频率所对应的阻抗逼近短路状态。一般来说，在高频放大器中，当在两倍于所要放大的信号的频率的二次谐波频率对应的阻抗上建立了短路状态时，输出电压幅度波形逼近理想正弦波，并且在放大器1中抑制了多余功耗，这样就提高了效率。
附图17中所示的是与附图15中的开关81、82、83全部断开的情况(实线)以及附图16中的开关81和83闭合的情况(轮廓线)相对应的f2＝2.4GHz下的输出功率特性。当开关81和83闭合时，最大效率从41.7％到47.2％提高了5％或更多。这是因为从附图14中的点A看去，通过使开关81闭合以至对于f1＝5.2GHz使输出端子接地，相当于f2＝2.4GHz的二次谐波频率的阻抗在4.8GHz下的阻抗ZL逼近短路状态。
具体来说，除了防止不想要的波泄漏到不使用的输出端子的效果之外，还预期附图14中所示的结构会产生提高放大器效率的附带效果。总地来说，按照附图13的实现方式，当包含多个频带的信号包括等于第m个频率的倍数(1.5到2.5)的频率fk的时候，通过在对频率fm进行放大的时候使对应于频率fk的输出端子接地，两倍于第m个频率的二次谐波频率对应的阻抗逼近了短路状态，这样就得到了在对fm进行放大的时候提高高频放大器效率的附带效果。
可以预期有这样的效果的应用的组合可以是无线LAN的IEEE802.11b/g(2.4GHz)与IEEE802.11a(4.9-5.8GHz)和GSM(880-915MHz)与DCS(1.71-1.78GHz)、PCS(1.85-1.91GHz)、WCDMA(宽带码分多址：1.92-1.98GHz)等的组合。
(实施方式6)
附图18是图解说明实施方式6的示意图，该实施方式是对附图14的高频放大器做出的修改。
按照实施方式6，频带f1对应的输出端子C是通过传输线91配备接地开关81的，传输线91具有与系统的负载阻抗(例如，50欧姆)相同的特征阻抗，并且其长度相当于相位旋转θ1。在这种情况下，对相位旋转量θ1加以调整，使得当接地开关81闭合时，在频带f1内，从放大器的输出端A看去的阻抗ZL建立短路状态。
类似地，频带f2对应的输出端子E是通过传输线92配备接地开关82的，传输线92具有与系统的负载阻抗(例如，50欧姆)相同的特征阻抗，并且其长度相当于相位旋转θ2。在这种情况下，对相位旋转量θ2加以调整，使得当接地开关82闭合时，在频带f2内，从放大器的输出端A看去的阻抗ZL建立短路状态。
类似地，频带f3对应的输出端子F是通过传输线93配备接地开关83的，传输线93具有与系统的负载阻抗(例如，50欧姆)相同的特征阻抗，并且其长度相当于相位旋转θ3。在这种情况下，对相位旋转量θ3加以调整，使得当接地开关83闭合时，在频带f3内，从放大器的输出端A看去的阻抗ZL建立短路状态。
通过采用这样的结构，造成附图14中所示的附带效果的附图15-14中所示的二次谐波的短路状态得到了更加精确地满足，这样就使得这一效果更加突出。
(实施方式7)
附图19是图解说明实施方式7的示意图，该实施方式是对附图5的结构做出的改造。
在附图5中，频率f1-f3的分离是借助低通滤波器41、42和高通滤波器31、32的组合来实现的，而按照实施方式7，这是借助有源开关来实现的。
具体来说，如附图19中所示，在辅助阻抗转换电路71、72、73的前级上使用了场效应晶体管51、52、53作为有源开关。
按照这样的结构，当对频率f1进行放大时，Vg1使场效应晶体管51导通，而Vg2使场效应晶体管52截止、Vg3使场效应晶体管53截止。当对频率f2进行放大时，Vg2使场效应晶体管52导通，而Vg1使场效应晶体管51截止、Vg3使场效应晶体管53截止。当对频率f3进行放大时，Vg3使场效应晶体管53导通，而Vg1使场效应晶体管51截止、Vg2使场效应晶体管52截止。
这里，由于作为有源开关的场效应晶体管51、52、53并不具有转换阻抗的能力，因此在场效应晶体管51、52、53与输出端子之间分别设置了辅助阻抗转换电路71、72、73。
这样，由于将实施方式7构成为，在辅助阻抗转换电路71、72、73的前级上采用场效应晶体管51、52、53作为有源开关，因此能够如前所述那样进行向高阻抗的转换和按照频率的高低程度进行分路。
虽然是结合在辅助阻抗转换电路71、72、73的前级上使用场效应晶体管51、52、53作为有源开关的结构介绍的实施方式7，但是也可以用PIN二极管代替场效应晶体管51、52、53。
(实施方式8)
附图20是图解说明实施方式8的示意图，该实施方式是对附图4的结构做出的改造。
在附图4中，在放大器1的输出端上配备有阻抗转换电路21、22、23、…、辅助阻抗转换电路7n、高通滤波器31、32、33、…和低通滤波器41、42、43，而实施方式8表示将它们也设置在输入端上的情况。仅供参考，设置在放大器1的输入端上的阻抗转换电路21、22、23、…构成了第二阻抗转换构件，而设置在放大器1的输入端上的高通滤波器31、32、33和低通滤波器41、42、43、…构成了第二分路构件。
按照这样的结构，在从n个不同的频率f1、f2、…、fn(f1＞f2＞…＞fn)各自的输入端子施加这些频率的时候，放大器1对包含已经由设置在放大器1的输入端上的相应的阻抗转换电路21、22、23、…和辅助阻抗转换电路7n以类似于前面所述的方式进行了转换的频率f1、f2、…、fn的RF信号进行放大，随后向高阻抗转换并且按照频率的高低程度进行分路，这一转换和分路过程是如前所述那样进行的，一直到最低频率fn。
这样，按照实施方式8，由于放大器1在其输入端上配备有阻抗转换电路21、22、23、…、辅助阻抗转换电路7n、高通滤波器31、32、33、…和低通滤波器41、42、43、…，因此能够如前所述那样进行向高阻抗的转换和按照频率的高低程度进行分路。
(实施方式9)
附图21是图解说明实施方式9的示意图，该实施方式是对附图4的结构做出的改造。
如附图21中所示，示出了施加三个不同频率f1、f2、f3(f1＞f2＞f3)的情况的实施方式9包括处于阻抗匹配电路2的输入端上的放大器1、11、阻抗匹配电路2、阻抗转换电路21、22、高通滤波器31、32、低通滤波器41、42和辅助阻抗转换电路73。这里，放大器1构成第二放大器。
按照这种结构，只有频率f1由阻抗匹配电路2加以匹配，并且然后在其由放大器11进行了进一步放大之后在阻抗转换电路21中将其与其它频率f2、f3合成起来。换句话说，前述的用于进行向高阻抗的转换和按照频率的高低程度进行分路的电路是插在级联连接的多级放大器1、11之间的。
这里，给出了无线LAN与便携式电话的组合，作为上述结构发挥作用的例子。这里，例如，频率f1、f2、f3分别处于由无线LAN IEEE802.11a标准使用的5GHz频带(频率f1)、由IEEE802.11b/g使用的2.4GHz频带(频率f2)和由便携式电路DCS使用的1.8GHz频带(频率f3)内。
一般来讲，由于每个放大器级的增益随着频率的升高而降低，因此必须增加放大级数，但是在这个例子中，在5GHz频带内的频率f1上仅为无线LAN采用了三级放大结构，并且为频率f2、f3采用了两级放大结构。
这样，按照实施方式9，由于在阻抗匹配电路2的输入端上提供了放大器1、11、阻抗匹配电路2、阻抗转换电路21、22、高通滤波器31、32、低通滤波器41、42和辅助阻抗转换电路73，如围绕着它们的虚线所示，因此实现了稳定的放大操作，例如在5GHz下产生了期望的增益，并且在低频率下没有不必要的高增益。放大器1、11的数量和设置它们的位置并不局限于此例，而是可以取决于应用情况，依据使得最佳增益能够得以产生的原则，对其进行合乎要求的改造。
(实施方式10)
附图22是图解说明实施方式10的示意图，该实施方式是对附图4的结构所做的改造。
按照实施方式10，放大器级的大小和数量是依据输出功率改变的，并且在阻抗转换电路21的输出端上结合有放大器11、辅助放大器13和辅助阻抗转换电路71、72、73，如附图22中所示。
按照这样的结构，由放大器11对包含三个不同频率f1、f2、f3(f1＞f2＞f3)的RF信号进行放大，随后再如前所述那样进行向高阻抗的转换和按照频率的高低程度进行分路。
这里，各个频率f1、f2、f3通过辅助阻抗转换电路71、72、73转换到50欧姆，并且从它们各自的输出端子送出。不过，只有频率f3由辅助放大器13加以进一步放大。
给出了无线LAN与便携式电话的组合，作为上述结构发挥作用的例子。这里，将频率f1、f2分配给IEEE802.11a/b/g标准的无线LAN信号，并且将频率f3分配给GSM标准的便携式电话信号。
虽然前者要求放大器11的输出功率为大约0.3瓦特，但是在GSM标准的便携式电话中要求放大器11的输出功率为2-3瓦特，接近前者的十倍。如果二者都由同一个放大器11进行放大，则放大器11在产生小功率的时候将会受到效率低下的不良影响。
这样，通过采用如实施方式10中那样进行向高阻抗的转换和按照频率的高低程度进行分路的结构，得以在各种应用情况下选用合乎要求大小的辅助放大器13，从而能够针对各个频率f1、f2、f3实现高效率。
这样，由于在实施方式10中放大器的大小和级数是按照输出功率改变的，因此得以在各种应用情况下选择合乎要求大小的辅助放大器13，从而能够针对各个频率f1、f2、f3实现高效率。放置辅助放大器13的位置及其数量并不局限于这个例子，而是可以按照需求加以改变，从而能够根据应用情况产生合乎要求的输出功率。
虽然实施方式8、6是结合除了设置在放大器1的输出端上的之外，还包括设置在放大器1的输入端上的阻抗转换电路21、22、23、…、辅助阻抗转换电路73、7n、高通滤波器31、32、33、…、低通滤波器41、42、43、…等的结构加以介绍的，但是也可以仅仅在放大器1的输入端上设置阻抗转换电路21、22、23、…、辅助阻抗转换电路73、7n、高通滤波器31、32、33、…、低通滤波器41、42、43、…等，从而在由放大器1对包含多个频率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信号进行了放大之后将其从单独一个输出端子中提取出来，而不局限于这些实例。

Claims (25)

1.一种高频放大器，其特征在于包括：
第一放大构件，用于对具有多个不同频带的输入信号进行放大；
多个第一分路构件，各个第一分路构件用于将多个频带内的放大信号分路为最高频带内的信号和具有剩余频带的信号；和
多个第一阻抗转换构件，各个第一阻抗转换构件用于将最高频带内的分路信号转换到输出端子的负载阻抗，
其中按照频带的高低程度进行的分路和向负载阻抗的转换是按照从最高频带到最低频带的顺序进行的。
2.按照权利要求1所述的高频放大器，其特征在于包括：
第二放大构件，用于对具有多个不同频带的输入信号进行放大；
多个第二分路构件，各个第二分路构件用于将多个频带内的放大信号分路为最高频带内的信号和具有剩余频带的信号；和
多个第二阻抗转换构件，各个第二阻抗转换构件用于将最高频带内的分路信号转换到输入端子的信号源阻抗，
其中按照频带的高低程度进行的分路和向信号源阻抗的转换是按照从最高频带到最低频带的顺序进行的。
3.一种高频放大器，其特征在于包括：
第二放大构件，用于对具有多个不同频带的输入信号进行放大；
多个第二分路构件，各个第二分路构件用于将多个频带内的放大信号分路为最高频带内的信号和具有剩余频带的信号；和
多个第二阻抗转换构件，各个第二阻抗转换构件用于将最高频带内的分路信号转换到输入端子的信号源阻抗，
其中按照频带的高低程度进行的分路和向信号源阻抗的转换是按照从最高频带到最低频带的顺序进行的。
4.按照权利要求1到权利要求3中任何一项所述的高频放大器，其特征在于，多个不同频带的数量为三个或更多。
5.按照权利要求2所述的高频放大器，其特征在于，所述第一放大构件和第二放大构件是级联连接的，并且所述第一分路构件和第一阻抗转换构件设置在所述第一放大构件和第二放大构件之间。
6.按照权利要求2所述的高频放大器，其特征在于，所述第一放大构件和第二放大构件是级联连接的，并且所述第二分路构件和第二阻抗转换构件设置在所述第一放大构件和第二放大构件之间。
7.按照权利要求1、权利要求2、权利要求5和权利要求6中的任何一项所述的高频放大器，其特征在于，至少一个辅助放大器设置在所述第一分路构件和所述输出端子之间。
8.按照权利要求2、权利要求3、权利要求5和权利要求6中任何一项所述的高频放大器，其特征在于，至少一个辅助放大器设置在所述第二分路构件和所述输入端子之间。
9.按照权利要求1、权利要求2和权利要求5到权利要求7中任何一项所述的高频放大器，其特征在于，所述第一阻抗转换构件将至少两个频带内的信号共同转换为高阻抗。
10.按照权利要求2、权利要求3和权利要求5到权利要求8中任何一项所述的高频放大器，其特征在于，所述第二阻抗转换构件将至少两个频带内的信号共同转换为高阻抗。
11.按照权利要求1、权利要求2、权利要求5到权利要求7和权利要求9中任何一项所述的高频放大器，其特征在于，辅助阻抗转换电路设置在所述第一分路构件和所述输出端子之间。
12.按照权利要求2、权利要求3、权利要求5到8和权利要求10中任何一项所述的高频放大器，其特征在于，辅助阻抗转换电路设置在所述第二分路构件和所述输出端子之间。
13.按照权利要求1、权利要求2、权利要求5到权利要求7、权利要求9和权利要求11中任何一项所述的高频放大器，其特征在于，所述第一分路构件包括高通滤波器和低通滤波器。
14.按照权利要求2、权利要求3、权利要求5到权利要求8、权利要求10和权利要求12中任何一项所述的高频放大器，其特征在于，所述第二分路构件包括高通滤波器和低通滤波器。
15.按照权利要求13或权利要求14所述的高频放大器，其特征在于，所述低通滤波器中的至少一个构成为用于选择性地增大由与其成对的高通滤波器分路的高频带内的信号对应的阻抗。
16.按照权利要求13或权利要求14所述的高频放大器，其特征在于，所述高通滤波器中的至少一个构成为用于选择性地使由与其成对地低通滤波器分路的信号的最高频带内的信号接地。
17.按照权利要求1、权利要求2、权利要求5到权利要求7、权利要求9和权利要求11中任何一项所述的高频放大器，其特征在于，所述第一分路构件包括使用场效应晶体管的开关。
18.按照权利要求2、权利要求3、权利要求5到权利要求8、权利要求10和权利要求12中任何一项所述的高频放大器，其特征在于，所述第二分路构件包括使用场效应晶体管的开关。
19.按照权利要求1、权利要求2、权利要求5到权利要求7、权利要求9和权利要求11中任何一项所述的高频放大器，其特征在于，所述第一分路构件包括使用PIN二极管的开关。
20.按照权利要求2、权利要求3、权利要求5到权利要求8、权利要求10和权利要求12中任何一项所述的高频放大器，其特征在于，所述第二分路构件包括使用PIN二极管的开关。
21.按照权利要求1、权利要求2和权利要求4到权利要求20中任何一项所述的高频放大器，其特征在于，包括设置在与频带相对应的输出端子与地之间的开关和接地构件，当在对频带内的信号进行放大并且从输出端子将其传送到负载端的时候，对该接地构件进行操作，以便通过所述开关使与剩余频带相对应的输出端子中的至少一个接地。
22.按照权利要求21所述的高频放大器，其特征在于，所述接地构件包括使用场效应晶体管的开关。
23.按照权利要求21所述的高频放大器，其特征在于，所述接地构件包括使用PIN二极管的开关。
24.按照权利要求21所述的高频放大器，其特征在于，当多个不同频带内的信号包括第一频带内的信号和具有1.5到2.5倍于第一频带的范围的第二频带内的信号时，第二频带的输出端子在正在将第一频带内的放大信号从输出端子传送到负载端的时候由所述接地构件接地。
25.按照权利要求21到权利要求24中任一项所述的高频放大器，其特征在于，开关是通过具有与负载阻抗相同的特征阻抗的传输线设置在与频带相对应的输出端子与地之间的，其中所述传输线具有这样确定的长度：在从所述第一放大构件的输出端子看负载端时的阻抗在使所述开关闭合而连接到地的时候建立该频带下的短路状态。
CN2004800403717A 2003-11-13 2004-11-12 高频放大器 Expired - Fee Related CN1902816B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003383209 2003-11-13
JP383209/2003 2003-11-13
JP164831/2004 2004-06-02
JP2004164831 2004-06-02
PCT/JP2004/016864 WO2005048448A1 (ja) 2003-11-13 2004-11-12 高周波増幅器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1902816A true CN1902816A (zh) 2007-01-24
CN1902816B CN1902816B (zh) 2010-04-28

Family

ID=34593945

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2004800403717A Expired - Fee Related CN1902816B (zh) 2003-11-13 2004-11-12 高频放大器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7362171B2 (zh)
JP (1) JP4867346B2 (zh)
CN (1) CN1902816B (zh)
WO (1) WO2005048448A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107689778A (zh) * 2016-08-05 2018-02-13 株式会社村田制作所 高频模块以及通信装置
CN109787642A (zh) * 2017-11-14 2019-05-21 立积电子股份有限公司 一种载波聚合电路

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5086992B2 (ja) * 2006-04-27 2012-11-28 ルネサスエレクトロニクス株式会社 増幅回路
JP2007312031A (ja) * 2006-05-17 2007-11-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電子デバイス
US7598827B2 (en) * 2006-06-19 2009-10-06 Maxim Integrated Products Harmonic termination of power amplifiers using BAW filter output matching circuits
JP4841394B2 (ja) * 2006-10-18 2011-12-21 パナソニック株式会社 電力増幅器
US7719352B2 (en) * 2007-03-13 2010-05-18 Qualcomm Incorporated Active circuits with isolation switches
JP5022792B2 (ja) * 2007-07-02 2012-09-12 株式会社日立国際電気 Ｄｃｄｃコンバータユニット、電力増幅器、及び基地局装置
JP2011055241A (ja) * 2009-09-01 2011-03-17 Panasonic Corp 高周波電力増幅器
US8953504B2 (en) 2009-09-22 2015-02-10 Universite De Quebec En Abitibi Temiscamingue Repeater for time division duplexed signal, and corresponding multi-band regeneration and network
WO2012102284A1 (ja) * 2011-01-28 2012-08-02 株式会社村田製作所 送信モジュール
KR20130127782A (ko) * 2012-05-15 2013-11-25 삼성전기주식회사 스위칭 회로 및 이를 포함하는 무선통신 시스템
JP6056515B2 (ja) * 2013-02-01 2017-01-11 株式会社村田製作所 パワーアンプモジュール
US9166534B2 (en) * 2013-12-17 2015-10-20 Qualcomm Incorporated Tunable loadline
US9225300B2 (en) * 2014-04-30 2015-12-29 Freescale Semiconductor, Inc. Configurable power amplifier and related construction method
US10910714B2 (en) 2017-09-11 2021-02-02 Qualcomm Incorporated Configurable power combiner and splitter

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5818840B2 (ja) * 1975-11-19 1983-04-14 日本ビクター株式会社 タチヤンネルシユウハスウブンカツフイルタ
JPS5321547A (en) * 1976-08-12 1978-02-28 Sharp Corp Frequency dividing filter
JPS5364018A (en) * 1976-11-19 1978-06-08 Hitachi Ltd Speaker system
JPS62155536A (ja) * 1985-12-27 1987-07-10 Casio Comput Co Ltd トリミング機能付半導体集積回路
JPS62155536U (zh) * 1986-03-26 1987-10-02
JP3037850B2 (ja) * 1993-04-30 2000-05-08 アルプス電気株式会社 高周波増幅器
US5774017A (en) * 1996-06-03 1998-06-30 Anadigics, Inc. Multiple-band amplifier
JPH10145298A (ja) * 1996-11-08 1998-05-29 Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> 波長多重通信用光分波装置
JP3427638B2 (ja) * 1996-10-04 2003-07-22 三菱電機株式会社 出力可変多段電力増幅装置
US5973557A (en) * 1996-10-18 1999-10-26 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. High efficiency linear power amplifier of plural frequency bands and high efficiency power amplifier
US6121840A (en) * 1996-12-24 2000-09-19 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency amplifier
US6298244B1 (en) * 1997-07-03 2001-10-02 Ericsson Inc. Dual-band, dual-mode power amplifier
JPH1197946A (ja) * 1997-09-17 1999-04-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd 複数周波数帯域高効率線形電力増幅器
JP3587228B2 (ja) * 1997-09-29 2004-11-10 アイコム株式会社 電力増幅回路
DE19823060C2 (de) * 1998-05-22 2001-02-22 Ericsson Telefon Ab L M Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung
JP2000252773A (ja) * 1999-03-02 2000-09-14 Yagi Antenna Co Ltd 広帯域高周波増幅装置
US6466768B1 (en) * 1999-06-11 2002-10-15 Conexant Systems, Inc. Multi-band filter system for wireless communication receiver
US6236274B1 (en) * 2000-01-04 2001-05-22 Industrial Technology Research Institute Second harmonic terminations for high efficiency radio frequency dual-band power amplifier
JP2002141764A (ja) * 2000-11-01 2002-05-17 Hitachi Metals Ltd 周波数分波回路、およびアンテナスイッチ積層モジュール複合部品
JP4442056B2 (ja) * 2001-06-18 2010-03-31 株式会社村田製作所 複合型ｌｃフィルタ部品
JP2003115736A (ja) * 2001-10-05 2003-04-18 Murata Mfg Co Ltd ３分波・合波器
JP2003204284A (ja) * 2001-10-30 2003-07-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波スイッチ、および高周波無線機器
US7027777B2 (en) * 2001-10-30 2006-04-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. High frequency switch and high frequency radio communication apparatus
JP2003168996A (ja) * 2001-11-30 2003-06-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波回路装置
JP2003168739A (ja) * 2001-12-03 2003-06-13 Mitsubishi Electric Corp 高周波増幅器
JP2003198418A (ja) * 2001-12-26 2003-07-11 Kyocera Corp 高周波スイッチ回路
KR20030056243A (ko) * 2001-12-27 2003-07-04 삼성전기주식회사 트리플렉서 회로 및 이를 구현한 적층칩형 트리플렉서
TW200518345A (en) * 2003-08-08 2005-06-01 Renesas Tech Corp Semiconductor device

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107689778A (zh) * 2016-08-05 2018-02-13 株式会社村田制作所 高频模块以及通信装置
CN109787642A (zh) * 2017-11-14 2019-05-21 立积电子股份有限公司 一种载波聚合电路
CN109787642B (zh) * 2017-11-14 2022-12-20 立积电子股份有限公司 一种载波聚合电路

Also Published As

Publication number Publication date
JP4867346B2 (ja) 2012-02-01
CN1902816B (zh) 2010-04-28
JPWO2005048448A1 (ja) 2007-05-31
US7362171B2 (en) 2008-04-22
WO2005048448A1 (ja) 2005-05-26
US20070063766A1 (en) 2007-03-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1902816A (zh) 高频放大器
CN1574612A (zh) 差分电路、差分放大器、混频器、振荡器和无线电电路
CN1280981C (zh) 功率放大器、功率放大方法和无线电通信装置
CN1167171C (zh) 天线装置
US9876478B2 (en) Apparatus and methods for wide local area network power amplifiers
CN100341252C (zh) 射频前端和提高射频前端的使用灵活性的方法
CN1178390C (zh) 可变衰减器
CN1762097A (zh) 匹配电路
CN1677848A (zh) 高频电路装置以及使用该高频电路装置的移动通信终端
CN1496021A (zh) 高频部件及高频模块以及使用它们的通信机
CN1187894C (zh) 多级放大器
CN1090839C (zh) 放大器电路和多级放大器电路
CN105897174A (zh) 通过消除频带选择开关而效率增强的多频带功率放大系统
CN1825757A (zh) 多频带低噪声放大器
US11990877B2 (en) Power amplifier output matching with suppressed harmonics
CN1183673A (zh) 多频带高效率线性功率放大器及高效率功率放大器
CN1358045A (zh) 半导体集成转换电路
CN1601893A (zh) 阻抗电路、使用该电路的滤波及放大电路、半导体集成电路
CN1529410A (zh) 带阻滤波器、滤波器装置、天线共用器和通信设备
CN1623232A (zh) 带有补偿的射频放大器装置
CN1372427A (zh) 天线共用器和使用天线共用器的移动通信装置
CN1871780A (zh) 多频带多模式通信引擎
CN107408923A (zh) 具有减小尺寸的多尔蒂功率放大器
CN1426129A (zh) 天线装置
CN1268055C (zh) 能抑制接收频带的噪声功率且进行增益切换的功率放大器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20100428

Termination date: 20171112