CN1574612A - 差分电路、差分放大器、混频器、振荡器和无线电电路 - Google Patents

差分电路、差分放大器、混频器、振荡器和无线电电路 Download PDF

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Abstract

为了增强用作例如RF放大器或移动电话的本地放大器的差分放大器的反向绝缘特性，本发明提供了一种差分放大器，它包括差分放大电路10，用于放大输入到端口1和端口2的两个相互反相的输入信号之间的电位差，并用于从端口3和端口4输出两个相互反相的输出信号；连接在端口1和端口4之间的反馈电容7a；以及连接在端口2和端口3之间的反馈电容7b。用于抵消反馈信号的信号被分别通过反馈电容7a和7b输入到输入终端，借此可以增强差分放大器的反向绝缘特性。

Description

差分电路、差分放大器、混频器、振荡器 和无线电电路
(1)技术领域
本发明涉及高频电路、放大器、混频器和以及使用它们的无线电电路，尤其涉及高频差分电路、差分放大器、差分混频器、差分振荡器和以及使用它们的无线电电路。
(2)背景技术
在高频电路中使用的差分放大器中，必需增强其反向绝缘特性，以不降低功率放大系数。这里使用的所谓增强反向绝缘是指抑制所谓的从输出反馈到输入的降低输入信号电平的负反馈效应。常规上，配置采用共射共基放大器的差分放大器被认为是能够有效地增强反向绝缘特性(参见TakeshiYasunaga等人的“用于移动通信系统的完全集成PLL频率合成器LSI”(A fullyintegrated PLL frequency synthesizer LSI for mobile communication system)，2001IEEE Radio Frequency Integrated Circuit Symposium，(IEEE无线电频率集成电路研讨会)，IEEE服务中心，美国，2001年5月20日，卷1，65-68页)。
图21是包括共射共基放大器的常规差分放大器的电路图。在图21中，差分放大器包括晶体管91a和91b、晶体管92a和92b、电阻93、负载电阻94a和94b、恒流源95、正压源96、接地97以及偏压源98。
晶体管91a和91b组成用于放大的差分对。相互反相的信号输入至晶体管91a和91b的基极。
晶体管92a的发射极连接到晶体管91a的集电极，由此形成了一个共射共基放大器。类似地，晶体管92b的发射极连接到晶体管91b的集电极，由此形成了一个共射共基放大器。
电阻93连接在晶体管91a和91b的发射极之间。恒流源95连接在电阻93的接头和接地97的之间。
晶体管92a和92b的基极连接在一起。偏压源98连接在晶体管92a和92b的基极之间来提供恒偏压。
晶体管92a的集电极连接到负载电阻94a的一端。类似地，晶体管92b的集电极连接到负载电阻94b的一端。正压源96连接到负载电阻94a和94b的另外一端。连接在晶体管92a和负载电阻94a之间的是输出终端99a。连接在晶体管92b和负载电阻94b之间的是输出终端99b。相互反相的信号从输出终端99a和99b输出。
晶体管92a和92b降低了由信号电流引起的组成用于放大的差分对的晶体管91a和91b的集电极电压的变化。因此，能够将晶体管91a和91b的密勒效应最小化，从而增强差分放大器的反向绝缘特性。
如上所述，通过在差分放大器中提供共射共基放大器，使得增强差分放大器的反向绝缘特性成为可能，借此能够防止增益在高频区段内的减小。
然而，即使在包括共射共基放大器的差分放大器中，其反向绝缘特性在高于100MHz的频率区段内降低，主要是由于在输入和输出端之间存在着的寄生电容引起的。
例如，当差分放大器在移动电话中被用作连接在天线和混频器之间的RF放大器时，如果RF放大器的反向绝缘特性降低，则从混频器衍生出的一个信号通过RF放大器泄漏进入天线一侧。同样，当差分放大器用作连接在本地振荡器和混频器之间的本地放大器时，如果本地放大器的反向绝缘特性降低，则从混频器衍生出的一个信号通过本地放大器泄漏进本地振荡器，使本地振荡器的噪声特性恶化。
因此，在高频区段内的反向绝缘特性方面，还没有令人满意的常规差分放大器。
上述问题不局限于差分放大器，也出现在高频差分电路中，比如包括差分放大器的差分混频器、差分振荡器等等。
(3)发明内容
因此，本发明的目的是提供一种高频差分电路，即使在高频区段内它也能够保持令人满意的反向绝缘特性。
本发明的另一目的是提供一种由上述高频差分电路实现的差分放大器、差分混频器和差分振荡器。
本发明的再一目的是提供一种无线电电路，其中包括有由上述高频差分电路实现的差分放大器、差分混频器和差分振荡器。
本发明具有以下特征来达到上述目的。
本发明的第一方面针对依照两信号间的电位差运作的高频差分电路，该电路包括：差分放大电路，用于放大输入至第一和第二输入端的两个相互反相的输入信号间的电位差，并用于从第一和第二输出端输出两个相互反相的输出信号；连接在第一输入端和第二输出端之间的第一无源元件电路；以及连接在第二输入端和第一输出端之间的第二无源元件电路。
在第一方面中，一个与由于在晶体管的输入和输出之间存在着的寄生电容而从差分电路的输出端反馈到输入侧的反馈信号反相的信号被输入至差分电路的输入端，从而抵消了反馈信号。因此，能够增强反向绝缘特性。
例如，高频差分电路可以是差分放大器。
较佳地，差分放大电路可包括两个共射共基放大器。
如此，共射共基放大器进一步地增强了反向绝缘特性。
较佳地，第一和第二无源元件电路可以是电容器。
如此，电容器用作第一和第二无源元件电路，由此可以在特定频带内增强反向绝缘特性。
较佳地，可以设定每一电容的电容量，以传输一个正相信号，该信号具有足够的强度来抵消因差分放大电路中包括的晶体管的输入和输出之间存在的寄生电容而出现的反馈信号。
如此，能够抵消反馈信号。
较佳地，每一电容器的电容量可以等于差分放大电路中包括的晶体管的输入和输出之间存在的寄生电容。
如此，正相信号传输到输入终端，该信号具有足够强度来抵消因差分放大电路中包含的输入和输出之间存在的寄生电容而出现的反馈信号，从而抵消了反馈信号。
较佳地，第一无源元件电路可以等效于由第一输入端和第一输出端之间存在的寄生组件形成的等效电路，第二无源元件电路可以等效于由第二输入端和第二输出端之间存在的寄生组件形成的等效电路。
这样，第一和第二无源元件电路各自等效于由寄生组件形成的等效电路，因此在很大的频带范围内，可以将用于抵消反馈信号的信号输入到输入终端，借此可以在很大的频带范围内增强反向绝缘特性。
较佳地，第一无源元件电路可以等效于由第一输入端和第一输出端之间存在的寄生组件形成的等效电路的一部分，第二无源元件电路可以等效于由第二输入端和第二输出端之间存在的寄生组件形成的等效电路的一部分。
这样，第一和第二无源元件电路各自等效于由寄生组件形成的等效电路的一部分，因此在很大的频带范围内，可以将用于抵消反馈信号的信号输入到输入终端，借此可以在很大的频带范围内增强反向绝缘特性。
较佳地，高频差分电路可以进一步包括连接在第一和第二无源元件电路之间的第三无源元件电路。
较佳地，与高频差分电路的输入和输出之间的阻抗相比较，第三无源元件电路的阻抗在一预定的频带内为高阻抗，在其它频带内为低阻抗。
如此，第三无源元件电路在特定频带内实质上具有开路阻抗，并且在其它频带内实质上具有短路阻抗。因此，在期望增强反向绝缘特性的频带之外的频带内，没有信号通过第一和第二无源元件电路反馈，借此可以避免由正反馈引起的异常振荡的出现。
较佳地，第三无源元件电路可以是并联电路，其中电感和电容是并联连接的。
如此，可以配置第三无源元件电路，使其在特定的频带内实质上具有开路阻抗，并在其它频带内实质上具有短路阻抗。因此，在期望增强反向绝缘特性的频带之外的频带内，没有信号通过第一和第二无源元件电路反馈，借此可以避免由正反馈引起的异常振荡的出现。
例如，差分放大电路包括第一、第二、第三和第四晶体管，第一晶体管的发射极连接到第二晶体管的发射极，第一晶体管的集电极连接到第三晶体管的发射极，第三晶体管的基极连接到第四晶体管的基极，第二晶体管的集电极连接到第四晶体管的发射极，第一无源元件电路包括设置在第一晶体管的基极和第四晶体管的集电极之间的第一电容，第二无源元件电路包括设置在第二晶体管的基极和第三晶体管的集电极之间的第二电容。
可选择地，差分放大电路包括第一和第二晶体管，第一晶体管的基极连接到第二晶体管的基极，第一无源元件电路包括设置在第一晶体管的发射极和第二晶体管的集电极之间的第一电容，第二无源元件电路包括设置在第二晶体管的发射极和第一晶体管的集电极之间的第二电容。
再者，高频差分电路还可包括：其发射极连接到差分放大电路的第一输出端的第一晶体管对；以及其发射极连接到差分放大电路的第二输出端的第二晶体管对，并且高频差分电路可以用作差分混频器。
这样，可提供一种具有增强反向绝缘特性的差分混频器。
例如，当高频差分电路用作差分混频器时，差分放大电路包括其发射极连接在一起的第一和第二晶体管，第一晶体管对由其发射极连接在一起的第三和第四晶体管组成，第二晶体管对由其发射极连接在一起的第五和第六晶体管组成，第一晶体管的集电极连接到第三和第四晶体管的发射极，第三和第六晶体管的基极连接在一起，第四和第五晶体管的基极连接在一起，第三和第五晶体管的集电极连接在一起，第四和第六晶体管的集电极连接在一起，第一无源元件电路包括设置在第一晶体管的集电极和第二晶体管的基极之间的第一电容，第二无源元件电路包括设置在第二晶体管的集电极和第一晶体管的基极之间的第二电容。
可选择地，当高频差分电路用作差分混频器时，差分放大电路包括第一、第二、第三和第四晶体管，第一晶体管对由其发射极连接在一起的第五和第六晶体管组成，第二晶体管对由其发射极连接在一起的第七和第八晶体管组成，第一晶体管的发射极连接到第二晶体管的发射极，第一晶体管的集电极连接到第三晶体管的发射极，第三晶体管的基极连接到第四晶体管的基极，第三晶体管的集电极连接到第五和第六晶体管的发射极，第四晶体管的集电极连接到第七和第八晶体管的发射极，第五和第八晶体管的基极连接在一起，第六和第七晶体管的基极连接在一起，第五和第七晶体管的集电极连接在一起，第六和第八晶体管的集电极连接在一起，第五无源元件电路包括设置在第一晶体管的基极和第四晶体管的集电极之间的第一电容，第二无源元件电路包括设置在第二晶体管的基极和第三晶体管的集电极之间的第二电容。
再者，高频差分电路还可包括连接在差分放大电路的第一和第二输入端之间的差分振荡电路，差分振荡电路可以通过第一电容连接到第一输入端，并通过第二电容连接到第二输入端，高频差分电路可以用作差分振荡器。
如此，能够提供一种具有增强反向绝缘特性的差分振荡器。
例如，当高频差分电路用作差分振荡器时，差分放大电路包括其发射极连接在一起的第一和第二晶体管，差分振荡电路包括第一FET、第二FET、第三电容、第四电容、第一电感和第二电感，第一FET的漏极连接到第二FET的栅极，第二FET的漏极连接到第一FET的栅极，第二和第三电容串联地连接在第一和第二FET的漏极之间，第一和第二电感串联地连接在第一和第二FET的漏极之间，第一FET的漏极通过第一电容连接到第一晶体管的基极，第二FET的漏极通过第二电容连接到第二晶体管的基极，第一无源元件电路包括设置在第一晶体管的集电极和第二晶体管的基极之间的第五电容，第二无源元件电路包括设置在第二晶体管的集电极和第一晶体管的基极之间的第六电容。
可选择地，当高频差分电路用作差分振荡器时，差分放大电路包括第一、第二、第三和第四晶体管，差分振荡电路包括第一FET、第二FET、第三电容、第四电容、第一电感和第二电感，第一FET的漏极连接到第二FET的栅极，第二FET的漏极连接到第一FET的栅极，第二和第三电容串联地连接在第一和第二FET的漏极之间，第一和第二电感串联地连接在第一和第二FET的漏极之间，第一FET的漏极通过第一电容连接到第一晶体管的基极，第二FET的漏极通过第二电容连接到第二晶体管的基极，第一晶体管的发射极连接到第二晶体管的发射极，第一晶体管的集电极连接到第三晶体管的发射极，第三晶体管的基极连接到第四晶体管的基极，第二晶体管的集电极连接到第四晶体管的发射极，第一无源元件电路包括设置在第一晶体管的基极和第四晶体管的集电极之间的第五电容，第二无源元件电路包括设置在第二晶体管的基极和第三晶体管的集电极之间的第六电容。
本发明的第二方面针对用于发送和接受无线电信号的无线电电路，包括放大器、混频器和振荡器，并且至少放大器、混频器和振荡器的其中之一包括高频差分电路，包括：差分放大电路，用于放大输入到第一和第二输入端的两个相互反相的输入信号之间的电位差，并用于从第一和第二输出端输出两个相互反相的输出信号；连接在第一输入端和第二输出端之间的第一无源元件电路；以及连接在第二输入端和第一输出端之间的无源元件电路。
例如，放大器放大天线接收到的接收信号，振荡器振荡本地信号，混频器使用从振荡器输出的本地信号来向下降频由放大器放大的接收信号，并且放大器包括高频差分电路。
这样，可防止本地信号泄漏进天线侧。
例如，振荡器振荡本地信号，放大器放大从振荡器输出的本地信号，混频器使用放大器放大的本地信号来向下降频天线接收的接收信号，并且放大器包括高频差分电路。
这样，可防止接收到的大输入信号流进振荡器。
例如，振荡器振荡本地信号，放大器放大从振荡器输出的本地信号，混频器使用由放大器放大的本地信号来向上升频IF信号，并且放大器包括高频差分电路。
这样，可防止电路内反射的信号流进振荡器。
例如，振荡器振荡本地信号，混频器使用从振荡器输出的本地信号来将IF信号向上升频为RF信号，放大器放大从混频器输出的RF信号，并包括高频差分电路。
这样，可防止电路内反射的信号正反馈到放大器，引起放大器的异常振荡或故障。
例如，放大器放大天线接收到的接收信号，振荡器振荡本地信号，混频器使用从振荡器输出的本地信号向下降频由放大器放大的接收信号，并包括高频差分电路。
可选择地，放大器放大天线接收到的接收信号，振荡器振荡本地信号，混频器使用从振荡器输出的本地信号来向下降频由放大器放大的接收信号，并且振荡器包括高频差分电路。
另可选择地，振荡器振荡本地信号，混频器使用从振荡器输出的本地信号来将IF信号向上升频到RF信号，放大器放大从混频器输出的RF信号，并且混频器包括高频差分电路。
还可选择地，振荡器振荡本地信号，混频器使用从振荡器输出的本地信号来将IF信号向上升频到RF信号，放大器放大从混频器输出的RF信号，并且振荡器包括高频差分电路。
这样，在本发明中，一个与由于晶体管的输出和输入之间存在的寄生电容而从差分电路的输出端反馈到输入端的反馈信号反相的信号被输入到差分电路的输入终端，从而抵消反馈信号。因此，能够提供一种具有增强反向绝缘特性的差分放大器、差分混频器和差分振荡器，也可提供一种在其中引入了具有增强反向绝缘特性的差分放大器、差分混频器和差分振荡器的无线电电路。
结合附图阅读本发明的以下详细描述，可以更清楚本发明的这些以及其它目标、特点、方面以及优点。
(4)附图说明
图1是依照本发明的第一实施例的共射共基型差分放大器的电路图；
图2是用于解释图1所示的差分放大器的返回路径的概念的结构图；
图3是显示对图1所示的差分放大器的反馈电容7a和7b的不同电容量所测得的反向绝缘(dB)和最大可用功率增益(dB)的曲线图；
图4是基极接地的差分放大器的电路图；
图5是用于解释图4所示的差分放大器的返回路径的概念的结构图；
图6是依照本发明的第二实施例的共射共基型差分放大器的电路图；
图7是显示无源元件电路407a和407b的电路结构的具体例图；
图8是说明晶体管1a的基极和晶体管2a的集电极之间存在的寄生电容、寄生电阻和寄生电感的图；
图9是用于解释图6所示的差分放大器的返回路径的概念的结构图；
图10是依照本发明的第三实施例的共射共基型差分放大器的电路图；
图11是说明无源元件电路807a和807b以及并联共振电路808的电路结构的具体例图；
图12是用于解释图10所示的差分放大器的返回路径的概念的结构图；
图13是说明依照本发明的第四实施例的无线电电路结构的图；
图14是用于解释当依照第一到第三实施例之一的差分放大器用作本地放大器1208时所达到的效果的图；
图15是说明依照本发明的第五实施例的无线电电路的结构的图；
图16是用于解释当功率放大器1212和/或激励放大器1214由依照第一到第三实施例之一的差分放大器实现时所得到的效果的图；
图17是依照本发明的第六实施例的差分下混频器的电路图；
图18是说明包括共射共基放大器的差分混频器的结构的图；
图19是依照本发明的第七实施例的差分振荡器的电路图；
图20是说明包括共射共基放大器的差分振荡器的结构的图；以及
图21是包括共射共基放大器的常规差分放大器的电路图。
(5)具体实施方式
(第一实施例)
图1是依照本发明的第一实施例的共射共基型差分放大器的电路图。在图1中，差分放大器包括晶体管1a和1b、晶体管2a和2b、电感3a和3b、偏压源4、电感5a和5b、电感6、正源7、反馈电容7a和7b以及接地8。
晶体管1a和1b组成用于放大的差分对。相互反相的信号输入到连接至晶体管1a的基极的端口1和连接到晶体管1b的基极的端口2。
晶体管2a的发射极连接到晶体管1a的集电极，由此形成了一个共射共基放大器。类似地，晶体管2b的发射极连接到晶体管1b的集电极，由此形成了一个共射共基放大器。
电感5a和5b串联地连接在晶体管1a和1b的发射极之间。电感6的一端连接在电感5a和5b之间。电感6的另一端连接至接地8。
晶体管2a和2b的基极连接在一起。偏压源4连接在晶体管2a和2b的基极之间，以提供恒定偏压。
电感3a和3b串联地连接在晶体管2a和2b的集电极之间。正压源7连接在电感3a和3b之间。在晶体管2a和电感3a之间连接的是端口4，它是输出终端。连接在晶体管2b和电感3b之间的是端口3，它输出终端。相互反相的信号从端口3和端口4输出。
反馈电容7a连接在晶体管1b的基极和晶体管2a的集电极之间。反馈电容7a具有与在晶体管1b的输入和晶体管2b的输出之间存在的寄生电容的电容值相等的电容值。反馈电容7b连接在晶体管1a的基极和晶体管2b的集电极之间。电容7b具有与在晶体管1a的输入和晶体管2a的输出之间存在的寄生电容的电容值相等的电容值。特别地，设定反馈电容7a的电容值，以传输一个正相信号，使该信号具有足够的强度来抵消由在晶体管1b的输入和晶体管2b的输出之间存在的寄生电容所引起的反馈信号。设定反馈电容7b的值，以传输一个正相信号，使该信号具有足够的强度来抵消由在晶体管1a的输入和晶体管2a的输出之间存在的寄生电容所引起的反馈信号。
如果差分输入信号输入到组成用于放大的差分对的晶体管1a和1b的基极之间，该输入信号被晶体管1a、1b、2a和2b放大。差分输出信号从共射共基连接的晶体管2a和2b的集电极之间得到。
下面描述图1所示的差分放大器能够有效地增强反向绝缘特性的原因。
首先，讨论关于从差分放大器的输出终端输出的信号被防止返回至输入终端。向晶体管1a和2a的基极的输入信号相互反相，因此从晶体管2a和2b的集电极的输出信号也相互反相。
输入到晶体管1a的基极的信号被放大，并从晶体管2a的集电极输出。由于晶体管1a的输入和晶体管2a的输出之间存在着寄生电容，从晶体管2a的集电极输出的信号被反馈到晶体管1a的基极。另一方面，从晶体管2b的集电极输出的信号通过反馈电容7b输入到晶体管1a的基极。从晶体管2a的集电极输出的信号与从晶体管2b的集电极输出的信号反相，因此反馈到晶体管1a的信号被通过反馈电容7b输入到晶体管1a的基极的信号所抵消。
类似地，输入到晶体管1b的基极的信号被放大，并从晶体管2b的集电极输出。由于在晶体管1b的输入和晶体管2b的输出之间存在着寄生电容，从晶体管2b的集电极输出的信号被反馈到晶体管1b的基极。另一方面，从晶体管2a的集电极输出的信号通过反馈电容7a输入到晶体管1b的基极。从晶体管2a的集电极输出的信号与从晶体管2b的集电极输出的信号反相，因此反馈到晶体管1b的信号被通过反馈电阻7a输入到晶体管1b的基极的信号所抵消。在这一方式下，在图1所示差分放大器中，从晶体管2a和2b输出的信号通过反馈电容分别输入到晶体管1a和1b，用来抵消反馈信号。因此，能够防止从差分放大器的输出终端输出的信号返回到输入终端一边。
接下来，考虑外部信号直接施加到差分放大器的输出终端的情况。其中结合有差分放大器的无线电电路完全以差分模式运作。因此，直接施加到差分放大器的输出终端的信号是差分信号。如果差分信号从外部施加到端口4，则信号流入晶体管2a的集电极，并通过在晶体管1a的输入和晶体管2a的输出之间存在的寄生电容反馈到晶体管1a的基极。另一方面如果差分信号从外部施加到端口3，信号通过反馈电阻7b流过晶体管2b的集电极到晶体管1a的基极。因此，施加到晶体管2a和2b的相互反相的差分信号分量相互抵消。而且，由于在晶体管1b的输入和晶体管2b的输出之间存在的寄生电容，流到晶体管2b的集电极的信号反馈到晶体管1b的基极。另一方面，流到晶体管2a的集电极的信号通过反馈电容7a输入到晶体管1b的基极。从而，施加到晶体管2b和2a的集电极的相互反相的差分信号分量相互抵消。因此，可防止直接施加到差分放大器的输出终端的信号返回到输入终端一边。
从以上描述中可以理解，该差分放大器能够有效地增强反向绝缘特性。
图2是用于解释图1所示的差分放大器的返回路径的概念的结构图。在图2中，与图1所示相同的元件用相同的标记来表示。在图2中，差分放大电路10包括晶体管1a、1b、2a和2b。差分放大电路10的端口1是作为晶体管1a的基极终端来服务的输入终端。差分放大电路10的端口2是作为晶体管1b的基极终端来服务的输入终端。差分放大电路10的端口3是作为晶体管2b的集电极终端来服务的输出终端。差分放大电路10的端口4是作为晶体管2a的集电极终端来服务的输出终端。反馈电容7a位于端口1和端口4之间。反馈电容7b位于端口2和端口3之间。
首先，讨论关于如何防止从差分放大器的输出终端输出的信号返回到输入终端一边。相互反相的信号被输入到差分放大电路10的端口1和端口2。相互反相的信号从差分放大电路10的端口3和端口4输出。晶体管1a、1b、2a和2b包括倒相放大器，因此从端口3输出的信号与输入到端口1的信号反相。从端口3反馈到端口1的信号与施加到端口4的信号反相，并且施加到端口4的信号流过反馈电容7a到端口1，借此抵消了从端口3反馈到端口1的信号。类似地，从端口4反馈到端口2的信号与施加到端口3的信号反相，并且施加到端口3的信号流过反馈电容7b到端口2，借此抵消了从端口4反馈到端口2的信号。
接下来，考虑外部信号直接施加到差分放大电路10的输出终端的情况。这里，直接施加到差分放大电路的端口3和端口4的差分信号中包含的反相分量简单地描述为信号。从端口3通过寄生电容反馈到端口1的信号和从端口4通过反馈电容7a输入到端口1的信号相互反相，因此直接施加到端口3的信号被从端口4通过反馈电容7a输入到端口1的信号抵消。类似地，从端口4通过寄生电容反馈到端口2的信号和从端口3通过反馈电容7b输入到端口2的信号相互反相，因此直接施加到端口4的信号被从端口3通过反馈电容7b输入到端口2的信号抵消。
图3是显示对图1所示的差分放大器的反馈电容7a和7b的不同电容值所测得的反向绝缘(dB)和最大可用功率增益(MAG)(dB)的曲线图。注意，测量是在5GHz的频率下进行的。在图3中，横坐标表示对数的反馈电容7a和7b的电容值(pF)，左边的纵坐标表示反向绝缘(dB)，右边的纵坐标表示最大可用功率增益(dB)。
在测量中，反向绝缘在从差分输出终端到差分输入终端的差分信号的泄漏Sdd12的基础上得到。由图3可知，在差分放大器没有包括反馈电容的情况下，反向绝缘约为-31.3dB(见0.007pF附近的电容值上的反向绝缘)。还可理解，如果差分放大器具有电容值在0.05pF到0.07pF范围内的反馈电容，则反向绝缘改善到约-45dB。在图3中，尽管随着反馈电容的电容值的增加，最大可用功率增益下降了大约0.5dB，这一下降不是什么实际问题。
如上所述，在第一实施例中，与因寄生电容而反馈的反馈信号反相的信号通过反馈电容被输入至输入终端。因此，即使在高于数百MHz的高频区段内，反馈信号也被抵消，并且因此可以增强反向绝缘特性，借此可提供能够对其设定高截止频率的差分放大器。当这类差分放大器用作RF放大器或者通信设备如移动电话的本地放大器时，是非常有利的，并且能够实现显著的工业效果。
再者，在第一实施例中，电容位于共射共基放大器的输出和输入终端之间(即，端口1和端口3之间，以及端口2和端口4之间)。如上所述，共射共基放大器本质上具有令人满意的反向绝缘特性，因此端口1和端口4之间以及端口2和端口3之间的寄生电容较小。从而，可以为分别在端口1和端口3以及端口2和端口4之间提供的反馈电容7a和7b设定一个较小的电容值来抵消反馈信号。因此，本发明能够提供小场强(small-footprint)差分放大器。
注意，只要输入到第一和第二输入终端的相互反相的两个输入信号之间的电位差被放大，并且两个相互反相的合成输出信号从第一和第二输入终端输出，差分放大电路10就不一定非要包括共射共基放大器。这类不配置共射共基放大器的差分放大电路的一个示例是基极接地差分放大器。图4是一个基极接地差分放大器的电路图。图5是用于解释图4所示的差分放大器的返回路径的概念的结构图。在图4中，晶体管11a和11b包括基极接地不倒相放大器10a。相互反相的差分输入信号输入至端口1和端口2。由于晶体管11a和11b包括不倒相放大器10a，差分输入信号未倒相地从端口4和端口4输出。从而，从端口3和端口4输出的信号也相互反相。因此，从端口3反馈到端口1的信号与施加到端口4的信号反相，并且施加到端口4的信号流过反馈电容7a到端口1，从而抵消了从端口3反馈到1的信号。类似地，从端口4反馈到端口2的信号与施加到端口3的信号反相，并且施加到端口3的信号流过反馈电容7b到端口2，从而抵消了从端口4反馈到端口2的信号。上述内容同样也可以用来描述外部差分信号直接输入到端口3和端口4的情况。这样，可以提供具有增强反向绝缘特性的差分放大器。
注意，从以上描述可以清楚，能够抑制信号从输入终端泄漏到输出终端。
(第二实施例)
图6是依照本发明的第二实施例的共射共基差分放大器的电路图。在图6中，与依照第一实施例的差分放大器相似的元件用相同的标记来表示，并省略对它们的详细描述。从图6可以清楚，依照第二实施例的差分放大器包括无源元件电路407a和407b，每一无源元件电路由无源元件如电容、电阻、电感等等组成，而未包括依照第一实施例的差分放大器中所包括的反馈电容。
图7是显示无源元件电路407a和407b的电路结构的具体例图。无源元件电路407a和407b的电路结构是相同的，因此以下描述仅针对无源元件电路407a的电路结构。
在图7中，无源元件电路407a包括电容501、504a和504b，电阻502、505a和505b，以及电感503。电容501、电阻502和电感503串联地连接在晶体管1b的基极和晶体管2a的集电极之间。电容504b和电阻505b并联地连接在晶体管1b的基极和电容501之间。电阻505b的一端接地。电容504a和电阻505a并联地连接在晶体管2a的集电极和电感503之间。电阻505a的一端接地。
图8是说明晶体管1a的基极和晶体管2a的集电极之间存在的寄生组件，如寄生电容、寄生电阻和寄生电感的图。晶体管1b的基极和晶体管2b的集电极之间存在的寄生组件与图8所说明的组件相似，因此在图中未示出。
在图8中，晶体管1a的输出和晶体管2a的输出之间存在的寄生电容、寄生电阻602如导线以及寄生电感603如导线，串联地连接在晶体管1a的基极和2a的集电极之间。再者，导线和硅基(silicone substrate)之间存在的寄生电容604a以及硅基上的寄生电阻605a并联地连接在晶体管2a的集电极和寄生电容601之间。此外，导线和硅基之间存在的寄生电容604b以及硅基上的寄生电阻605b并联地连接在晶体管1a的基极和寄生电感603之间。
从晶体管2a的集电极到晶体管1a的基极的无源元件电路用图8所示的等效电路来表示。因此，在与图8所示的等效电路等效的图7所示的无源元件电路407a连接在晶体管2b的集电极和晶体管1a的基极之间的情况下，从晶体管2a的集电极到晶体管1a的基极的反馈信号与从晶体管2b的集电极输入通过无源元件电路407a到晶体管1a的信号在振幅上相等并且相互反相。从而。抵消了从晶体管2a的集电极到晶体管1a的基极反馈信号。因此，可以提供具有增强反向绝缘特性的差分放大电路。
图9是用于解释图6所示的差分放大器的返回路径的概念的结构图。在图9中，与图6所示的差分放大器的元件类似的元件用相同的标记来表示。在图9中，寄生元件电路407a连接在端口1和端口4之间，无源元件电路407b连接在端口2和端口3之间。
差分放大电路10的端口1和端口2接收振幅相等并相互反相的信号。差分放大电路10的端口3和端口4输出振幅相等并相互反相的信号。从端口3反馈到端口1的信号与施加到端口4的信号在振幅上相等并相互反相，并且施加到端口4的信号通过无源元件电路407a输入到端口1，借此抵消了从端口3反馈到端口1的信号。类似地，从端口4反馈到端口2的信号与施加到端口3的信号在振幅上相等并相互反相，并且施加到端口3的信号通过无源407b输入到端口2，借此抵消了从端口4反馈到端口2的信号。
如上所述，在依照第二实施例的差分放大器中，相对于通过寄生电容等反馈的反馈信号具有相等振幅且相反相位的信号通过无源元件电路输入到差分放大器的输入终端。因此，与依照第一实施例的通过反馈电容仅抵消特定频带内的反馈信号的差分放大器不同，在依照第二实施例的差分放大器中，即使在高于几百MHz的频带内，也可以得到振幅相等且相互反相的差分信号，因此能够抵消很大频率范围内的反馈信号。从而，可以增强反向绝缘特性，借此可以提供能够对其设定高截止频率的差分放大器。当这类差分放大器用作RF放大器或者通信装置如移动电话的本地放大器时，是非常有利的，并且能实现显著的工业效果。
注意，即使使用图8所示的电路的一部分，而不是使用无源元件电路407a或407b，也可以达到第二实施例所描述的相同的效果。
当然，第二实施例中描述的无源电路也可以以图4所示的不包括共射共基放大器的差分放大电路来提供。
(第三实施例)
在RF放大器或者本地放大器中，有必要在有限的预定频带内增强反向绝缘特性。因此，有必要提供一种电路以在有限频带内控制无源元件电路的带通振幅和相位特性，还有必要防止因有限频带之外的频带内的正反馈而产生的异常振荡。
图10是依照本发明的第三实施例的共射共基差分放大器的电路图。在图10中，与依照第一实施例的差分放大器的元件类似的元件用相同的标记来表示，并因此省略了对它们的描述。从图10可以清楚，在第三实施例中，使用了由电容和电阻组成的无源元件电路807a和807b以及由电容和电感组成的并联共振电路，而不是使用第一实施例中描述的反馈电容。
图11是说明无源元件电路807a和807b以及并联共振电路808的电路结构的具体示例图。在图11中，无源元件电路807a包括相互串联连接的电容912a和电阻911a，无源元件电路807b包括相互串联连接的电容912b和电阻911b，并联共振电路808包括相互并联连接的电容913和电感914。并联共振电路808的一端连接在电容912a和电阻911a之间，其另一端连接在电容912b和电阻911b之间。
并联共振电路808的共振频率设定在需要增强反向绝缘特性的预定频带范围之内。因此，并联共振电路808在需要增强反向绝缘特性的预定频带内基本上具有开路阻抗，并且在其它频带内基本上具有短路阻抗。从而，与并联共振电路808的输入和输出之间的阻抗相比，并联共振电路808的阻抗在预定频带内为高阻抗，在其它频带内为低阻抗。
因此，在需要增强反向绝缘特性的预定频带内，施加到晶体管2b的集电极的信号被反馈到晶体管1a的基极，并且施加到晶体管2a的集电极的信号被反馈到晶体管1b的基极，借此增强了反向绝缘特性。
另一方面，在非预定频带的频带内，没有信号通过无源元件电路807a和807b反馈。而且，电阻911a和911b中的每一个都用作阻尼电阻，借此避免了因正反馈而出现的异常振荡。
图12是用于解释图10所示的差分放大器的返回路径的概念的结构图。在图12中，与图10所示的差分放大器的元件相似的元件用相同的标记来表示。在图12中，无源元件电路807a连接在端口1和端口4之间。无源元件电路807b连接在端口2和端口3之间。并联共振电路808连接在无源元件电路807a和807b之间。
如上所述，在第三实施例中，可仅抵消有限预定频率范围内的反馈信号，由此防止了在预定频率范围以外的频率范围内出现的异常振荡。
注意，尽管第三实施例是针对使用并联共振电路的情况来描述的，本发明并非局限于此。可以采用任何无源元件电路，只要它在需要增强反向绝缘特性的频带内具有开路阻抗，并且在其它频带内具有短路阻抗。
注意，尽管第三实施例是针对电感连接到晶体管2a和2b中的每一个的情况来描述的，也可以通过连接电阻而不是连接电感来达到相同的效果。
注意，尽管第三实施例是针对使用双极型晶体管的情况来描述的，也可以使用MOSFET来达到相同的效果。
注意，不言而喻的是，第三实施例中描述的电路可以用图4所示的不包括共射共基放大器的差分放大电路来提供。
(第四实施例)
图13是说明依照本发明的第四实施例的无线电电路的结构的图。在图13中，无线电电路包括天线1201、双工器1202、低噪声放大器(LNA)1203、带通滤波器1204、下混频器1207、本地放大器1208以及振荡器1209。
天线1201接收的信号通过双工器1202输入到LNA 1203。LNA 1203放大并通过带通滤波器1204输出接收信号到下混频器1205。下混频器使用从振荡器1209输出并被本地放大器1208放大的本地信号，向下降频从LNA 1203输出的放大信号，而得到的信号通过带通滤波器1206输入到解调器1206。
在第四实施例中，依照第一到第三实施例的其中之一的差分放大器被用作LNA 1203。
如图13所示的从下混频器1205泄漏的本地信号流向LNA 1203的输出。LNA 1203具有高反向绝缘特性，因此防止了泄漏的本地信号返回到LNA 1203的输入。从而，可降低从天线1201再辐射出的泄漏本地信号的电平。
注意，可以使用依照第一到第三实施例的其中之一的差分放大器作为本地放大器1208。图14是用于解释当使用依照第一到第三实施例的其中之一的差分放大器作为本地放大器1208时所得到的效果的图。
如图14所示的天线1201接收到的大输入信号从下混频器1205向本地放大器1208泄漏。本地放大器1208具有高反向绝缘特性，因此防止了泄漏的信号反馈到本地放大器1208的输入端。从而，可降低输入到振荡器1209的大输入信号的电平，借此可最大限度地降低将因大输入信号输入到振荡器1209而引起的振荡器的噪声特性的恶化。
(第五实施例)
图15是说明依照本发明的第五实施例的无线电电路的结构的图。在图15中，无线电电路包括天线1201、双工器1202、接收电路1211、功率放大器1212、带通滤波器1213、激励放大器1214、上混频器1215、低通滤波器1216、编码器1217、缓冲放大器1218以及振荡器1219。
从振荡器1219输出的本地信号由缓冲放大器1218放大并输入到上混频器1215。上混频器1215上变频通过低通滤波器1216从编码器1217接收的IF信号。上变频后的信号由激励放大器1214放大，流过带通滤波器1213到功率放大器1212，并进一步由功率放大器1212放大。放大的信号流过双工器1202，并从天线1201输出。
在常规放大器用作缓冲放大器1218的情况下，可能会出现以下问题。从上混频器1215输出的RF信号的一部分在激励放大器1214的输入处反射。反射的部分通过上混频器1215从RF输出终端泄漏到LO输入终端，并进一步流过缓冲放大器1218到振荡器1219。这一信号恶化了从振荡器输出的本地信号的噪声特性，导致调制从发射电路输出的信号的调制精确度的恶化。而且，从振荡器1219输出的信号的噪声特性的恶化会导致从发射电路输出的信号的带外噪声特性的恶化，使得来自天线1202的不良辐射超标。
因此，在第五实施例中，使用依照第一到第三实施例的其中之一的差分放大器作为缓冲放大器1218。
缓冲放大器1218具有高反向绝缘特性，因此防止了如图15所示从激励放大器1214反射的信号返回到缓冲放大器1218的输入端。从而，可以降低向振荡器1219的RF信号泄漏，借此可以降低振荡器1219的噪声特性的恶化。
注意，功率放大器1212和/或激励放大器可以由依照第一到第三实施例的其中之一的差分放大器来实现。图16是用于解释当功率放大器1212和/或激励放大器1214由依照第一到第三实施例的其中之一的差分放大器来实现时所获得的效果的图。
如果从功率放大器1212输出的RF信号从双工器1202反射，并正反馈到功率放大器1212的输入，可能会引起功率放大器1212的异常振荡或故障。因此，使用依照第一到第三实施例的其中之一的差分放大器作为功率放大器1212和/或激励放大器1214。结果，正反馈的RF信号被功率放大器1212和/或激励放大器1214放大，但被反馈电容的作用抵消。从而，可以提供无异常振荡和故障的发射电路。
(第六实施例)
图17是依照本发明的第六实施例的差分下混频器的电路图。在图17中，差分下混频器包括晶体管1301、1302、1303、1304、1305和1306，反馈电容1307和1308，以及电阻1310和1311。
晶体管1301和1302的发射极连接在一起并接地。晶体管1301的集电极通过反馈电容1308连接到晶体管1302的基极。晶体管1301的集电极也连接到晶体管1303和1304的发射极。晶体管1301的基极通过反馈电容1307连接到晶体管1302的集电极。晶体管1302的集电极连接到晶体管1305和1306的发射极。晶体管1301和1302的基极连接到RF信号输入终端RFIN。
晶体管1303和1306的基极一起连接到本地信号输入终端LOIN。晶体管1304和1305的基极一起连接到本地信号输入终端LOIN。晶体管1303和1305的集电极通过电阻1310一起连接到功率源电压Vcc，并连接到IF信号输出终端IFOUT。晶体管1304和1306的集电极通过电阻1311一起连接到功率源电压Vcc，并连接到IF信号输出终端IFOUT。
例如，如图13所示由天线1201接收的信号输入到RF信号输入终端RFIN，并且从振荡器1209输出的本地信号输入到本地信号输入终端LOIN。结果，具有与这些信号之间的差异相应的频率的信号从IF信号输出终端IFOUT输出。
在图17所示的电路结构中，尽管本地信号的差分分量通过晶体管1301和1302的寄生电容反馈，但是，反馈信号中包含的反相分量被反馈电容1307和1309的作用抵消。因此，降低了泄漏进RF信号输入终端一边的本地信号的电平。结果，降低了从天线再辐射的本地信号的电平。
注意，尽管图17所示的电路结构使用了包括晶体管1301和1302的发射极接地差分电路，本发明并非局限于此。可以使用任意差分电路，只要提供了反馈电容来抵消反馈信号中包含的反相分量。图18是说明包括共射共基放大器的差分混频器的结构的图。在图18中，与图17所示的元件相似的元件用相同的参考数字来表示。从图18可以清楚，使用了共射共基连接的晶体管1301a和1301b，以及共射共基连接的晶体管1302a和1302b。晶体管1301a的基极通过反馈电容1307连接到晶体管1302b的集电极，并且晶体管1302a的基极通过反馈电容1308连接到晶体管1301b的集电极。这抵消了泄漏进共射共基放大器输出端的本地信号中包含的反相分量，因此降低了向RF信号输入终端泄漏的本地信号的电平。结果，降低了从天线再辐射的本地信号的电平。而且，可以通过采用图18所示的电路结构来降低反馈电容的电容量，借此可以降低差分混频器的场强(footprint)。
注意，图17或18所示的差分放大器可以用作差分上混频器。
再者，图17或18所示的差分放大器可以用作图13和14所示的下混频器1205。
此外，图17或18所示的差分下混频器可以用作图15和16所示的上差分混频器。
(第七实施例)
图19是依照本发明的第七实施例的差分振荡器的电路图。在图19中，差分振荡器包括恒流源1401、FET 1402a和1402b、电容1403a和1403b、电感1404a和1404b、电容1405a和1405b、晶体管1406a和1406b、反馈电容1407a和1407b、电感1408a和1408b以及电容1409a和1409b。
FET 1402a的栅极连接到FET 1402b的漏极。FET 1402a和1402b的源极连接在一起并通过恒流源1401接地。FET 1402a的漏极连接到FET 1402b的源极。连接在FET 1042a和1402b之间的是串联连接的电容1403a和1403b，以及串联连接的电感1404a和1404b。连接在电感1404a和1404b之间的是晶体管1406a和1406b的发射极。晶体管1406a的基极通过电容1405a连接到FET1402a的漏极。晶体管1406a的基极也通过反馈电容1407a连接到晶体管1406b的集电极。晶体管1406b的基极通过电容1405b连接到FET 1402b的漏极。晶体管1406b的基极也通过反馈电容1407连接到晶体管1406a的集电极。连接在晶体管1406a和1406b的集电极之间的是串联连接的电感1408a和1408b。晶体管1406a的集电极通过电容1409b连接到输出终端OUT2。晶体管1406b的集电极通过电容1409a连接到输出终端OUT1。连接在电感1408a和1408b之间的是功率源电压Vcc。
差分振荡电路由FET 1402a和1402b、电容1403a和1403b以及电感1404a和1404b组成。
FET 1402a产生的信号通过电容1405a输入到晶体管1406a的基极。类似地，FET 1402b产生的信号通过电容1405b输入到晶体管1406b的基极。从晶体管1406a的集电极输出的信号流过电容1409a到输出终端OUT1。类似地，从晶体管1406b的集电极输出的信号流过电容1409b到输出终端OUT2。
在图19所示的电路结构中，从输出终端OUT1和OUT2输入的差分干扰信号被晶体管1406a和1406b的寄生电容反馈。然而，差分干扰信号中包含的反相分量被反馈电容1407a和1407b的作用抵消。因此可以防止差分干扰信号泄漏进FET 1402a和1402b，借此可以避免差分振荡器的噪声特性的恶化。
注意，实现放大功能的晶体管连接并不局限于图19所示的。图20是说明包含共射共基放大器的差分振荡器的结构的图。在图20中，与图19所示的元件类似的元件用相同的标记来表示。从图20可以清楚，采用了共射共基连接的晶体管1401c和1401d，以及共射共基连接的1402c和1402d。晶体管1401c的基极通过反馈电容1407a连接到晶体管1402d的集电极，并且晶体管1402c的基极通过反馈电容1407b连接到晶体管1401d的集电极。这导致从输出终端OUT1和OUT2输入的差分干扰信号通过晶体管1401c、1401d、1402c和1402d的寄生电容被反馈。然而，差分干扰信号中包含的反相分量被反馈电容1407a和1407b的作用抵消。因此，可以避免干扰信号泄漏进晶体管1402a和1402b，借此可以避免差分振荡器的噪声特性的恶化。而且，通过采用图20所示的电路结构，可以降低反馈电容的电容量，因此可以降低差分振荡器的场强(footprint)。
注意，如上所述的差分振荡器可以用作图13或图14所示的振荡器1209，或者可以用作图15或图16所示的振荡器1219。
注意，第一到第三、第六和第七实施例中描述的差分混频器和差分振荡器具有包括高频差分电路的共性，它包括：差分放大电路，用于放大输入到第一和第二输入终端的两个相互反相的输入信号之间的电位差，并用于从第一和第二输出终端输出两个相互反相的输出信号；连接在第一输入终端和第二输出终端之间的第一无源元件电路；连接在第二输入终端和第一输出终端之间的第二无源元件电路。这类高频差分电路具有高反向绝缘特性。
如上所述，本发明提供了高频差分电路，以及使用该电路的差分放大器、差分混频器、差分振荡器和无线电电路，它们统统都具有令人满意的反向绝缘特性，并且当用在例如无线电通信的领域时是有利的。
尽管详细描述了本发明，但以上描述不论在哪个方面都是说明性的，而非限制的。可以理解，在不脱离本发明的范围的情况下可以作出许多其它改进和变化。

Claims (27)

1.一种依照两信号间的电位差来运作的高频差分电路，其特征在于，所述电路包括：
差分放大电路(10)，用于放大输入到第一和第二输入端的两个相互反相的输入信号之间的电位差，并用于从第一和第二输出端输出两个相互反相的输出信号；
连接在第一输入端和第二输出端之间的第一无源元件电路(7a)；以及
连接在第二输入端和第一输出端之间的第二无源元件电路(7b)。
2.如权利要求1所述的高频差分电路，其特征在于，所述差分放大电路包括两个共射共基放大器(1a、1b、2a和2b)。
3.如权利要求1所述的高频差分电路，其特征在于，所述第一和第二无源元件电路是电容器(7a和7b)。
4.如权利要求3所述的高频差分电路，其特征在于，所述每一电容的电容量被设定成得以传输一正相信号，该信号具有足够的强度来抵消因包括在差分放大电路中的晶体管的输入和输出之间存在的寄生电容而出现的反馈信号。
5.如权利要求3所述的高频差分电路，其特征在于，所述每一电容的电容量等于差分放大电路中包括的晶体管的输入和输出之间存在的寄生电容。
6.如权利要求1所述的高频差分电路，其特征在于，
所述第一无源元件电路等效于由第一输入端和第一输出端之间存在的寄生组件(601-603、604a、604b、605a和605b)组成的等效电路，并且
其中，所述第二无源元件电路等效于由第二输入端和第二输出端之间存在的寄生组件组成的等效电路。
7.如权利要求1所述的高频差分电路，其特征在于，
所述第一无源元件电路等效于由第一输入端和第一输出端之间存在的寄生组件(601-603、604a、604b、605a和605b)组成的等效电路的一部分，并且
其中，所述第二无源元件电路等效于由第二输入端和第二输出端之间存在的寄生组件组成的等效电路的一部分。
8.如权利要求1所述的高频差分电路，其特征在于，它还包括：
连接在所述第一和第二无源元件电路之间的第三无源元件电路(808)。
9.如权利8所述的高频差分电路，其特征在于，与所述高频差分电路的输入和输出之间的阻抗相比，所述第三无源元件电路在预定频带内为高阻抗，在其它频带内为低阻抗。
10.如权利要求8所述的高频差分电路，其特征在于，所述第三无源元件电路是并联电路，其中电感(914)和电容(918)并联连接。
11.如权利要求1所述的高频差分电路，其特征在于，
所述差分放大电路包括第一、第二、第三和第四晶体管(1a、1b、2a和2b)，
其中，所述第一晶体管(1a)的发射极连接到所述第二晶体管(1b)的发射极，
其中，所述第一晶体管的集电极连接到所述第三晶体管(2a)的发射极，
其中，所述第三晶体管的基极连接到所述第四晶体管(2b)的基极，
其中，所述第二晶体管的集电极连接到所述第四晶体管的发射极，
其中，所述第一无源元件电路包括设置在所述第一晶体管的基极和所述第四晶体管的集电极之间的第一电容(7b)，并且
其中，所述第二无源元件电路包括设置在所述第二晶体管的基极和所述第三晶体管的集电极之间的第二电容(7a)。
12.如权利要求1所述的高频差分电路，其特征在于，
所述差分放大电路包括第一和第二晶体管(11a和11b)，
其中，所述第一晶体管(11a)的基极连接到所述第二晶体管(11b)的基极，
其中，所述第一无源元件电路包括设置在所述第一晶体管的发射极和所述第二晶体管的集电极之间的第一电容器(7b)，并且
其中，所述第二无源元件电路包括设置在所述第二晶体管的发射极和所述第一晶体管的集电极之间的第二电容器(7a)。
13.如权利要求1所述的高频差分电路，其特征在于，它还包括：
其发射极连接到所述差分放大电路的第一输出端的第一晶体管对(1303和1304)；以及
其发射极连接到所述差分放大电路的第二输出端的第二晶体管对(1305和1306)，
其中，所述高频差分电路用作差分混频器。
14.如权利要求13所述的高频差分电路，其特征在于，
所述差分放大电路包括其发射极连接在一起的第一和第二晶体管(1301和1302)，
其中，所述第一晶体管对由其发射极连接在一起的第三和第四晶体管(1303和1304)组成，
其中，所述第二晶体管对由其发射极连接在一起的第五和第六晶体管(1305和1306)组成，
其中，所述第一晶体管的集电极连接到所述第三和第四晶体管的发射极，
其中，所述第二晶体管的集电极连接到所述第五和第六晶体管的发射极，
其中，所述第三和第六晶体管的基极连接在一起，
其中，所述第四和第五晶体管的基极连接在一起，
其中，所述第三和第五晶体管的集电极连接在一起，
其中，所述第四和第六晶体管的集电极连接在一起，
其中，所述第一无源元件电路包括设置在所述第一晶体管的集电极和所述第二晶体管的基极之间的第一电容器(1308)，并且
其中，所述第二无源元件电路包括设置在所述第二晶体管的集电极和所述第一晶体管的基极之间的第二电容器(1307)。
15.如权利要求13所述的高频差分电路，其特征在于，
所述差分放大电路包括第一、第二、第三和第四晶体管(1301a、1302a、1301b和1302b)，
其中，所述第一晶体管对由其发射极连接在一起的第五和第六晶体管(1303和1304)组成，
其中，所述第二晶体管对由其发射极连接在一起的第七和第八晶体管(1305和1306)组成，
其中，所述第一晶体管(1301a)的发射极连接到所述第二晶体管(1302a)的发射极，
其中，所述第一晶体管的集电极连接到所述第三晶体管(1301b)的发射极，
其中，所述第三晶体管的基极连接到所述第四晶体管(1302b)的基极，
其中，所述第二晶体管的集电极连接到第四晶体管的发射极，
其中，所述第三晶体管的集电极连接到所述第五和第六晶体管的发射极，
其中，所述第四晶体管的集电极连接到所述第七和第八晶体管的发射极，
其中，所述第五和第八晶体管的基极连接在一起，
其中，所述第六和第七晶体管的基极连接在一起，
其中，所述第五和第七晶体管的集电极连接在一起，
其中，所述第六和第八晶体管的集电极连接在一起，
其中，所述第一无源元件电路包括设置在所述第一晶体管的基极和所述第四晶体管的集电极之间的第一电容器(1307)，并且
其中，所述第二无源元件电路包括设置在所述第二晶体管的基极和所述第三晶体管的集电极之间的第二电容器(1308)。
16.如权利要求1所述的高频差分电路，其特征在于，它还步包括：
连接在所述差分放大电路的第一和第二输入端之间的差分振荡电路(1402a、1402b、1403a、1403b、1404a和1404b)，所述差分振荡电路通过第一电容(1405a)连接到所述第一输入端，并通过第二电容(1405b)连接到所述第二输入端，其中，所述高频差分电路用作差分振荡器。
17.如权利要求16所述的高频差分电路，其特征在于，
所述差分放大电路包括其发射极连接在一起的第一和第二晶体管(1406a和1406b)，
其中，所述差分振荡电路包括第一FET(1402a)、第二FET(1402b)、第三电容(1403a)、第四电容(1403b)、第一电感(1404a)以及第二电感(1404b)，
其中，所述第一FET的漏极连接到所述第二FET的栅极，
其中，所述第二FET的漏极连接到所述第一FET的栅极，
其中，所述第二和第三电容器串联地连接在所述第一和第二FET的漏极之间，
其中，所述第一和第二电感串联地连接在所述第一和第二FET的漏极之间，
其中，所述第一FET的漏极通过第一电容(1405a)连接到所述第一晶体管的基极，
其中，所述第二FET的漏极通过第二电容(1405b)连接到所述第二晶体管的基极，
其中，所述第一无源元件电路包括设置在所述第一晶体管的集电极和所述第二晶体管的基极之间的第五电容器(1407b)，并且
其中，所述第二无源元件电路包括设置在所述第二晶体管的集电极和所述第一晶体管的基极之间的第六电容器(1407a)。
18.如权利要求16所述的高频差分电路，其特征在于，
所述差分放大电路包括第一、第二、第三和第四晶体管(1401c、1402c、1401d和1402d)，
其中，所述差分振荡电路包括第一FET(1402a)、第二FET(1402b)、第三电容(1403a)、第四电容(1403b)、第一电感(1404a)和第二电感(1404b)，
其中，所述第一FET的漏极连接到所述第二FET的栅极，
其中，所述第二FET的漏极连接到所述第一FET的栅极，
其中，所述第二和第三电容串联地连接在所述第一和第二FET的漏极之间，
其中，所述第一和第二电感串联地连接在所述第一和第二FET的漏极之间，
其中，所述第一FET的漏极通过第一电容(1405a)连接到所述第一晶体管(1401c)的基极，
其中，所述第二FET的漏极通过第二电容(1405b)连接到所述第二晶体管(1402c)的基极，
其中，所述第一晶体管的发射极连接到所述第二晶体管的发射极
其中，所述第一晶体管的集电极连接到所述第三晶体管(1401d)的发射极，
其中，所述第三晶体管的基极连接到所述第四晶体管(1402d)的基极，
其中，所述第二晶体管的集电极连接到所述第四晶体管的发射极，
其中，所述第一无源元件电路包括设置在所述第一晶体管的基极和所述第四晶体管的集电极之间的第五电容(1407a)，并且
其中，所述第二无源元件电路包括设置在所述第二晶体管的基极和所述第三晶体管的集电极之间的第六电容(1407b)。
19.一种用于发送并接收无线电信号的无线电电路，包括放大器(1203、1208、1212、1214或1218)、混频器(1205或1215)以及振荡器(1209或1219)，
其中，所述放大器、混频器和振荡器中的至少一个包括高频差分电路，包括：
差分放大电路，用于放大输入到第一和第二输入端的两个相互反相的输入信号之间的电位差，并用于从第一和第二输出端输出两个相互反相的输出信号；
连接在第一输入端和第二输出端之间的第一无源元件电路；以及
连接在第二输入端和第一输出端之间的第二无源元件电路。
20.如权利要求19所述的无线电电路，其特征在于，
所述放大器(1203)放大由天线所接收的接收信号，
其中，所述振荡器(1209)振荡本地信号，
其中，所述混频器(1205)使用从所述振荡器输出的本地信号以下降频由所述放大器放大的接收信号，并且
其中，所述放大器包括所述高频差分电路。
21.如权利要求19所述的无线电电路，其特征在于，
其中，所述振荡器(1209)振荡本地信号，
其中，所述放大器(1208)放大从所述振荡器输出的本地信号，
其中，所述混频器使用由所述放大器放大的本地信号以下降频由天线接收的接收信号，并且
其中，所述放大器包括所述高频差分电路。
22.如权利要求19所述的无线电电路，其特征在于，
所述振荡器(1219)振荡本地信号，
其中，所述放大器(1218)放大从所述振荡器输出的本地信号，
其中，所述混频器(1215)使用由所述放大器放大的本地信号以上升频IF信号，并且
其中，所述放大器包括所述高频差分电路。
23.如权利要求19所述的无线电电路，其特征在于，
其中，所述振荡器(1219)振荡本地信号，
其中，所述混频器(1215)使用从所述振荡器输出的本地信号以将IF信号上升频为RF信号，
其中，所述放大器(1212或1214)放大从所述混频器的输出RF信号，并包括所述高频差分电路。
24.如权利要求19所述的无线电电路，其特征在于，
其中，所述放大器(1203)放大由天线接收的接收信号，
其中，所述振荡器(1209)振荡本地信号，并且
其中，所述混频器使用从所述振荡器输出的本地信号以下降频由所述放大器放大的接收信号，并包括所述高频差分电路。
25.如权利要求19所述的无线电电路，其特征在于，
所述放大器(1203)放大由天线接收的接收信号，
其中，所述振荡器(1209)振荡本地信号，
其中，所述混频器(1205)使用从所述振荡器输出的本地信号以下降频由所述放大器放大的接收信号，并且
其中，所述振荡器包括所述高频差分电路。
26.如权利要求19所述的无线电电路，其特征在于，
其中，所述振荡器(1219)振荡本地信号，
其中，所述混频器(1215)使用从所述振荡器输出的本地信号以将IF信号向上升频为RF信号，
其中，所述放大器(1212或1214)放大从所述混频器输出的RF信号，并且
其中，所述混频器包括所述高频差分电路。
27.如权利要求19所述的无线电电路，其特征在于，
其中，所述振荡器(1219)振荡本地信号，
其中，所述混频器(1215)使用从所述振荡器输出的本地信号以将IF信号向上升频为RF信号，
其中，所述放大器(1212或1214)放大从所述混频器输出的RF信号，并且
其中，所述振荡器包括所述高频差分电路。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101001081B (zh) * 2006-01-13 2010-05-12 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 差分对端接电路
CN102210097A (zh) * 2008-11-10 2011-10-05 罗伯特·博世有限公司 高频差分放大器和收发器电路
CN103187937A (zh) * 2013-03-11 2013-07-03 豪芯微电子科技（上海）有限公司 基于动态自偏置电路的差分射频放大器
CN103703677A (zh) * 2011-08-09 2014-04-02 三星电子株式会社 通信系统中的射频放大器及控制其的方法

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1779558B1 (en) * 2004-08-12 2012-11-28 Triaccess Technologies, Inc Level detector for optical receivers
WO2006032932A1 (en) * 2004-09-20 2006-03-30 Frontier Silicon Limited Rf input stage for low noise amplifier or mixer
US7362174B2 (en) * 2005-07-29 2008-04-22 Broadcom Corporation Current-controlled CMOS (C3MOS) wideband input data amplifier for reduced differential and common-mode reflection
JP2009516456A (ja) * 2005-11-18 2009-04-16 エヌエックスピー ビー ヴィ コモンモード制御を有するポーラ変調装置及び方法
DE102005062767A1 (de) * 2005-12-28 2007-07-12 Atmel Germany Gmbh Kaskoden-Differenzverstärker und Differenzverstärker
US20080042722A1 (en) * 2006-08-15 2008-02-21 Silicon Laboratories, Inc. High speed level shifter circuit and circuit using same
US7577413B2 (en) * 2006-09-19 2009-08-18 Silicon Laboratories, Inc. Method and apparatus for calibrating a filter of a receiver
US7764124B2 (en) * 2006-09-26 2010-07-27 Project Ft, Inc. Broadband low noise amplifier
US7639079B2 (en) * 2007-02-09 2009-12-29 Agere Systems Inc. Techniques for designing wide band low noise amplifiers
US20090069630A1 (en) * 2007-08-30 2009-03-12 Olympus Medical Systems Corp. Capsule type medical device
US8004863B2 (en) * 2007-12-26 2011-08-23 Silicon Laboratories Inc. Circuit device and method of providing feedback across an isolation barrier
WO2010125431A1 (en) * 2009-04-30 2010-11-04 Freescale Semiconductor, Inc. Wireless communication device and semiconductor package device having a power amplifier therefor
US7969246B1 (en) 2010-03-12 2011-06-28 Samsung Electro-Mechanics Company Systems and methods for positive and negative feedback of cascode transistors for a power amplifier
JP5228017B2 (ja) * 2010-09-16 2013-07-03 株式会社東芝 高周波差動増幅回路
ES2533314T3 (es) 2012-06-07 2015-04-09 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Transceptor sin duplexor y aparato de comunicación
RU2519446C2 (ru) * 2012-08-31 2014-06-10 федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС") Избирательный усилитель
EP2733855B1 (en) 2012-11-15 2016-07-27 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Transceiver front-end
US9444498B2 (en) * 2012-12-03 2016-09-13 Broadcom Corporation Repartitioned transceiver using silicon-on-insulator
TWI513177B (zh) * 2013-01-02 2015-12-11 Mstar Semiconductor Inc 倍頻器以及訊號倍頻方法
CN103929131B (zh) * 2013-01-11 2016-12-28 晨星软件研发(深圳)有限公司 倍频器以及信号倍频方法
CN105191156B (zh) 2013-03-14 2017-08-08 瑞典爱立信有限公司 适于频分双工通信的收发机和用于控制收发机的方法
US10027465B2 (en) 2013-04-26 2018-07-17 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Transceiver arrangement, communication device, method and computer program
EP2992614B1 (en) 2013-04-30 2017-03-29 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Transceiver arrangement, communication device, method and computer program
EP3097645B1 (en) 2014-01-21 2017-08-23 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Transceiver arrangement and communication device
US9543916B2 (en) 2014-06-19 2017-01-10 Project Ft, Inc. Active device which has a high breakdown voltage, is memory-less, traps even harmonic signals and circuits used therewith
CN105337583B (zh) * 2014-08-01 2018-10-12 博通集成电路（上海）股份有限公司 功率放大器及其功率放大方法
WO2016066278A1 (en) 2014-10-29 2016-05-06 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Transceiver arrangement and communication device
JP6662072B2 (ja) * 2016-02-04 2020-03-11 富士通株式会社 増幅器
US10200222B2 (en) * 2017-01-31 2019-02-05 Raytheon Company Low cost and low frequency baseband two-tone test set using direct digital synthesizers as signal generators and a fully differential amplifier as the power combiner
US9979358B1 (en) * 2017-04-28 2018-05-22 Inphi Corporation Differential amplifier with extended bandwidth and THD reduction

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2290916A (en) * 1994-06-24 1996-01-10 Plessey Semiconductors Ltd Tunable oscillator arrangement
DE69529401D1 (de) * 1995-05-22 2003-02-20 St Microelectronics Srl Hochpassfilter, insbesondere für die Offsetunterdrückung in einer Verstärkerkette
US5606288A (en) * 1995-08-08 1997-02-25 Harris Corporation Differential transimpedance amplifier
US5812942A (en) * 1996-09-24 1998-09-22 Motorola, Inc. Balanced differential radio receiver and method of operation
JP3104652B2 (ja) * 1997-09-05 2000-10-30 日本電気株式会社 発振回路
JPH11213964A (ja) * 1998-01-21 1999-08-06 Sanyo Electric Co Ltd 薄型電池及びその製造方法
FI107657B (fi) * 1998-03-11 2001-09-14 Nokia Mobile Phones Ltd Kytkentä differentiaalisen aktiivikomponentin impedanssin säätämiseksi
US6100758A (en) * 1998-12-09 2000-08-08 Ericsson Inc. Low noise resistively matched amplifier
JP3386019B2 (ja) * 1999-10-27 2003-03-10 日本電気株式会社 ミキサ回路
US6255889B1 (en) * 1999-11-09 2001-07-03 Nokia Networks Oy Mixer using four quadrant multiplier with reactive feedback elements
JP3556577B2 (ja) 2000-06-23 2004-08-18 株式会社東芝 インピーダンス変換回路
US6404263B1 (en) * 2001-07-11 2002-06-11 International Business Machines Corporation Mixer having compensation for harmonics of local oscillator signal
US6741129B1 (en) * 2002-12-19 2004-05-25 Texas Instruments Incorporated Differential amplifier slew rate boosting scheme

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101001081B (zh) * 2006-01-13 2010-05-12 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 差分对端接电路
CN102210097A (zh) * 2008-11-10 2011-10-05 罗伯特·博世有限公司 高频差分放大器和收发器电路
CN102210097B (zh) * 2008-11-10 2015-06-17 罗伯特·博世有限公司 高频差分放大器和收发器电路
CN103703677A (zh) * 2011-08-09 2014-04-02 三星电子株式会社 通信系统中的射频放大器及控制其的方法
CN103703677B (zh) * 2011-08-09 2016-04-13 三星电子株式会社 通信系统中的射频放大器及控制其的方法
CN103187937A (zh) * 2013-03-11 2013-07-03 豪芯微电子科技（上海）有限公司 基于动态自偏置电路的差分射频放大器
CN103187937B (zh) * 2013-03-11 2016-09-07 豪芯微电子科技（上海）有限公司 基于动态自偏置电路的差分射频放大器

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