CN1765048A

CN1765048A - 放大器中反馈电容的中和

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Publication number: CN1765048A
Application number: CN200480008344.1A
Authority: CN
Inventors: M·范德海登
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2003-03-28
Filing date: 2004-03-25
Publication date: 2006-04-26
Anticipated expiration: 2024-03-25
Also published as: EP1611677A1; CN1765048B; WO2004086608A1; US20070046376A1; US7355479B2; JP2006521748A

Abstract

一种晶体管放大器电路，具有电流至电流反馈变压器，用于中和反馈电容和设置放大器的输入阻抗。通过输入端上的频带外终端执行IM3消除，该消除不依赖于放大器输出端的负载。IM3消除提供更好的线性度，而电容中和提供高而稳定的增益。在宽动态范围上的增益和线性度方面，这些特征比线性度其他现有技术更加不相关。因此，在所希望的高增益和良好线性度特性之间存在较少的折衷。特别地，他们的实施可以具有好的效果和高度集成，这对许多诸如为便携设备或家用电器的无线传输之类的应用是很重要的。该放大器可以是单端或差分共发射极放大器。它可以对RF应用使用GaAs HBT或其他双极型技术(SiGeHBT，GaAs HBT，Si BJT)。

Description

放大器中反馈电容的中和

技术领域

本发明涉及一种放大器电路及应用这种电路的无线收发器，特别是具有消除三阶互调失真(IM3)和中和反馈电容的电路的单端或差分放大器，以及使用这种放大器来产生放大信号的相应方法。

背景技术

如图1所示，通过美国申请6,211,738已知提供电感来中和寄生电容，例如单端放大器的集电极-基极电容或漏-栅电容。其示出了对放大器使用形成在砷化镓基板上的异质结双极型晶体管(HBT)，以应用于放大MMIC(单片微波集成电路)中。同时还提到其他类型的晶体管，例如金属半导体场效应晶体管(MESFET)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、互补型金属氧化物半导体(COMS)。这种放大器受制于在输入和输出信号之间发生反馈时减少的增益，并受制于这种反馈中的不稳定性。输出和输入端之间的感应元件的存在会增加具有反馈电容的并联谐振电路。一种改进是建议在位于放大器的输入和输出端处设置电感器，从而在两个电感器之间建立互感。这提供了电感反馈通道来消除晶体管放大器的固有电容反馈。通过使用相对小的电感器可以获得较大的有效电感值，并可以避免低频不稳定的问题。然而，该文件没有建议如何改进线性度。该图示出放大电路125包括使用电感耦合以便和反馈电容器谐振的晶体管放大器300。晶体管放大器300包含电容器C₂和C₃、晶体管Q₁、以及电感器L₁和L₂。电源V_b和V_c被提供给晶体管Q₁。集电极和基极之间的内在反馈的存在由经过电容器C_f的虚线示出。从晶体管Q₁的输出端到晶体管Q₁的输入端的反馈电流由电流I_f表示。输入信号305耦合至电容C₂的第一端。电容C₂的第二端连接到电感器L₁的第一端和晶体管的基极。电感器L₁的第二端连接到电源V_b的第一端。晶体管的发射极接地。晶体管的集电极连接到电感器L₂的第一端和电容反馈通路的第二端。电容器C₃的第二端被连接作为输出信号310。电感器L₂的第二端连接到电源V_c的第一端。将电感器进行物理定位，从而使它们之间产生互感M。

从美国专利4,692,712已知使用交叉耦合的晶体管，为共基极差分放大器提供中和。该中和电路包括一对发射极输出器，耦合到共基极放大器中每个晶体管的集电极，来检测每个基电极上的输出电压。将一对晶体管中的一个连接到每个发射极输出器，从而在与共基极放大器的相对晶体管的集电极上所见到的寄生阻抗成正比的中和阻抗上施加检测到的电压。在中和阻抗上所施加的电压产生校正电流。

下文中称为“Mataya”的J.A.Mataya，G.W.Haines，以及S.B.Marshall，在IEEE Journal of S-SC，vol.sc-3，no.4，401-407页，1968年12月的“IF Amplifier Using Cc CompensatedTransistors”，中给出了对调谐RLC中频放大器的电桥中和。下文中称为“Lee”的T.Lee，在1998年剑桥大学出版社的“The Design of CMOSRadio-Frequency Integrated Circuits”中给出通过使用反向变压器对单端放大器进行中和。下文中称为“Aparin”‘99的V.Aparin及C.Persico，在1999 IEEE MTT-S Digest，977-980页，1999年6月的“Effect of Out-of-band Terminations on IntermodulationDistortion in Common-Emitter Circuits”中给出了共发射极电路中互调失真上的频带外终端效应。

从Philips semiconductors report RNR-T45-96-B-1025，“Improved IP3 behavior of the 900Mhz Low Noise Amplifier withthe BFG425W”，1996年12月10日中已知可以通过提供额外的串行电容器对集极至接地端去耦、或增加I_c，为最高的IP3(作为输入电源的第三级截点，在其上的基本输出功率＝第三级互调制(IM3)输出功率)优化单端LNA。

下文中称为“Fong”的K.Leong及R.G.Meyer，在IEEE J.Solid-State Circuits，vol.33，548-555页，2002年4月的“High-Frequencynonlinearity analysis of common-emitter and differential pairtransconductance stages”中所给出的，已知使用串联反馈或发射极衰退来消除共发射极放大器中的第三级互调失真(IM3)以改善线性度。该技术的缺点是它同时也减少了放大级的可用增益。然而，当平衡结构或单端结构中控制基带和二次谐波阻抗时，增益/功率和线性度之间的同步匹配成为可能。这种技术的基本原理是对第三级非线性度直接产生的IM3产物进行分别处理，并且将具有指数的基极-发射极连接点的第二级非线性度的第一级和第二级产物混合来产生IM3产物。这样做之后，消除操作将仅在IM3的组成都具有相反符号及相等的振幅时发生。该文献提出了对变压器的输入和输出端上的共模阻抗的高频IM3消除的需求

G.Niu等人的“RF Linearity Characteristics of SiGe HBT”，IEEE Trans.Microwave Theory and Techniques，vol.49，no.9，1558-1565页，2001年9月，下文中称为“Niu”，其中指出在SiGe HBT中如何测量互调，并可以从不同的非线性度中判别影响。给出反馈电容来产生负载依赖非线性度。建议通过调整偏压和晶体管集电极掺杂来进行线性优化，尽管这在限制设备的截止频率时导致折衷。

发明内容

本发明的目的是提供改进的装置或方法。根据第一个方面，本发明提供一种具有用于消除第三级互调失真(IM3)和反馈电容中和的电路的晶体管放大器电路。

IM3消除提供了更好的线性度，而电容中和产生了高且稳定的增益。在较宽的动带范围中的增益和线性度方面，这些特征比其他现有技术更加互不相关的。因此，在高增益和好的线性度的期望特性之间具有较少的折衷。特别是可以实现好的效果和高度集成，这对许多诸如对任何种类的便携设备或家用电器的无线收发器之类的应用是很重要的。

作为优选的附加特征，放大器是单端放大器。这可用于低噪声放大器，并具有由于输入端缺少大损耗平衡-不平衡变压器而产生的低噪声图形、高隔离和小芯片面积的优点。

作为优选的附加特征，用于反馈电容中和的电路包括流向电流反馈变压器的电流，该变压器具有并行耦合在放大器的输出通路上的电容。在差分放大器中实现这种中和的可选方式是将交叉耦合的反馈电容器，但他们不减少共模的反馈电容，使IM3消除依赖于放大器输出端上的负载。

作为优选的附加特征，用于消除第三级互调失真的电路位于放大器的输入端，并且由于反馈电容的中和，该电路不依赖于晶体管的负载。

作为优选的附加特征，电流至电流反馈变压器也用于电容中和。这可以使元件计数维持较低。变压器中的电感值可以是定制的，从而使得可以通过电容器C_x同时进行输入匹配(例如针对噪声)和电容中和，使得变压器变为双重用途。IM3消除的需求取决于输入频带外终端(基带和二次谐波终端)。如果考虑到基极电阻，噪声和阻抗的匹配不依赖于设备尺度和电流(参考文献：IM3消除的原理如M.P.van der Heijden，H.C.de Graaff以及L.C.N de Vreede的“A Novel Frequency-lndependent Third-Order Intermodulation DistortionCancellation Technique for BJT Amplifiers”，IEEE J.Solid-StateCircuits，Vol.37，No.9，1176-1183页，2002年9月，以及V.Aparin和C.Persico中所论述的)，但是在理想情况(rb＝0)中，对于所有电流电平和设备尺度，最佳噪声阻抗与双极型晶体管的输入阻抗是共轭的。

作为优选的附加特征，电流至电流变压器包括与放大器的输入端并行耦合的第一电感器，以及与放大器的输出通道串联耦合的第二电感器，电感去的定位提供了感应互耦合。作为优选的附加特征，用于电容中和的电路包括并联耦合于输出通道的电容器。电流反馈变压器与输出端上的电容器C_x的结合产生了反馈电容的频率独立补偿。

作为优选的附加特征，晶体管的发射极接地。这有助于更好的IM3消除。另外，发射极中的串联电感反馈可以为宽待信号产非对称IM3侧的频带。

作为优选的附加特征，放大器是差分放大器。

作为优选的附加特征，放大器是差分共发射极放大器。

作为优选的附加特征，用于第三级互调失真消除的电路包括电阻性频带外终端。

作为优选的附加特征，用于电阻中和的电路包括电流反馈或电压反馈变压器。

本发明的另一个方面是一种具有上述放大器电路的无线收发机。

本发明的其他方面包括使用收发机产生无线信号的方法。分别提供更全面的覆盖，例如设备完全或部分在辖区外，或者用户值远大于设备独有的基本值。

本发明的另一个方面是提供一种单端晶体管放大器电路，该电路具有与放大器的输入端并联耦合的第一电感器，以及与放大器的输出通道串联耦合的第二电感器，电感器的定位提供了感应互耦合，以及一个并行耦合于输出通道的电容器，该电容器和电感器是被调整大小来中和寄生反馈电容。这具有是否与IM3消除结合的相应优点。

本发明的另一个方面是提供一种晶体管放大器电路，该电路具有两个以差分共发射极方式排列的晶体管以及用于中和反馈电容的中和电路，中和电路包括电流反馈或电压反馈变压器。

这些附加特征可以结合在一起或者与本发明的其他方面相结合，这对本领域的技术人员来说是显而易见的。其他优点对本领域的技术人员来说也是显而易见的，特别是其他领域不知道本发明的技术人员。现在将根据附图描述本发明如何实施。显然，在不脱离本发明的精神范围下可以进行许多改进和修改。因此，应清楚地理解到本发明的这种形式仅是用于解释说明，并不限定本发明的范围。

附图说明

通过参考附图将更好地理解本发明的特点，附图描述了本发明的优选实施方式。附图中：

图1示出了已知的BJT(双极型结型晶体管)的简化高频等效电路图，

图2示出了根据本发明的借助电流反馈变压器进行反馈电容中和的放大器，

图3示出了在中和的电流反馈放大器中具有IM3消除的另一种实施方式，

图4示出了借助电压反馈变压器进行反馈电容中和的另一种实施方式，

图5示出了在中和的电压反馈放大器中具有IM3消除的另一种实施方式，

图6示出了具有单向化和IM3消除的差分电流反馈放大器的另一种

实施方式，

图7示出了具有单向化和IM3消除的差分电流反馈放大器的另一种

实施方式，以及

图8示出了现有技术的单端放大器。

具体实施方式

本发明将根据特定实施例及特定附图进行描述，但本发明不限于此，而仅由权利要求所限定。附图描述仅为示意性而非限定性。在附图中，相同元件的尺寸示可以放大的，并且为了描述的目的并不是按尺寸描绘的。本说明书和权利要求中使用的术语“包括”不排除其他元件或步骤。

此外，说明书和权利要求中的术语第一、第二、第三等用于在相似元件之间进行区分，而并不是描述连续顺序或时间顺序所必需的。应理解的是，术语的如此使用是可以在适当的情况下互换的，并且在此所描述的本发明的实施例是可以由不同于这里所描述和举例说明的顺序进行操作的。

此外，说明书和权利要求中的术语顶部、底部、之下等用于描述目的，并不是描述相对位置所必需的。应理解的是，术语的如此使用是可以在适当的情况下互换的，并且在此所描述的本发明的实施例是可以由不同于这里所描述和举例说明的定位进行操作的。

以下所描述的本发明的实施例包括两种技术的单独使用或结合使用的放大器。第一种技术是使用反馈变压器的电容中和技术。第二种技术是在输入(或输出)匹配网络中实现二次谐波控制，该网络可以产生第三级互调失真(IM3)的显著减少。

RF放大器中的反馈电容中和：

通常通过中和反馈电容的效应来实现晶体管的单向化。这种技术通常可主要应用于所有的晶体管技术(Silicon BJT、SiGe HBT、GaAs HBT、GaAs MESFET、GaAs HEMT、MOSFET等)。单向化的主要目的是实现晶体管的最大有效增益，而在整个频率基带上具有绝对的稳定性。另一个优点是由于在输入和输出之间没有干扰，可以独立匹配输入和输出阻抗。由于减轻了对谐波源和负载终端的需求，因此在消除第三级互调失真分量(IM3)中还存在一些优点。

M.P.van der Heijden，H.C.de Graaff以及L.C.N de Vreede的“A Novel Frequency-lndependent Third-Order IntermodulationDistortion Cancellation Technique for BJT Amplifiers”，IEEEJ.Solid-State Circuits Vol.37，No.9，1176-1183页，2002年9月以及V.Aparin和C.Persico的“Effect of out-of-band terminationson intermodulation distortion in common-emitter circuits”，IEEE MTT-S Digest，723-726页，1998年中论述的IM3消除理论对双极基本晶体管技术(Silicon BJT，SiGe HBT，GaAs HBT及其他HBT)做出了贡献。对于FBT较少直接使用这些技术，然而基于FET的技术中可能存在类似的消除现象，但这些技术必须更详细地探究从而达到常规的IM3消除理论。由于放大级的单向特使得晶体管内部的输入输出非线性源的相互依赖可以忽略，因此该专利申请中所讨论的电路可以在本文中起到帮助。

等效电路

图1示出了在本发明的所有实施例中使用的BJT的简化高频等效电路图。在该图中：

C_jc＝集电极-基极耗尽电容

C_je＝基极-发射极耗尽电容

C_de＝基极-发射极扩散电容

C_js＝集电极-基底耗尽层电容

β_F＝正向电流增益

τ_F＝正向渡越时间

g_m＝I_c/V_T＝跨导

V_T＝终端电压

I_C＝集电极电流

第三代(3G)无线个人通信系统的市场需要在低直流偏压条件下运行的线性低噪声放大器(LNA)。为了满足这种需求，在过去评估了各种LNA的实现和拓扑。从这些结果看来，在输入阻抗匹配条件下，接近运行设备的最小噪声数字(Fmin)的最佳解决方式是非高能反馈。在这点上，由于它的线性度、低噪声及简单性，具有电感串行反馈的共发射极状态(CEISF)常常是受欢迎的。借助于变压器反馈，对这种电路的修改为CEISF过程中的低电流电平上的稳定性和增益方面提供了一些有利条件。但是在这情况下，在线性度、增益和电流电平之间仍然存在着折衷。为了解决这个问题，最近提出的电路技术借助于适当的偶次谐波频带外的终端，改善了双极晶体管的线性度。尽管非常有效，这种技术的缺点是输入和输出端的二次谐波负载条件上线性度增加的依赖性，将实际的执行复杂化。一个目的是提供一种解决方案，当运行在低电流电平时，典型地在反馈LAN中建立低增益，而同时独立于输出负载条件获得良好控制线性度的改善。为了解决这给问题，提出了一种新颖的电路技术，该技术结合了非高能变压器电流反馈(CF)以及集电极-基极耗尽电容(C_bc)的中和。

结果是即使在低电流电平上，单向放大级也具有良好的输出至输入的隔离、有利的无条件稳定性以及很高的最大可用功率增益(MAC)。此外，高度隔离也已得到验证，在所需要的最佳频带外终端中是有益的。由于CF技术将同步噪声及阻抗匹配与中和完美地结合了起来，因此出于它的简单性，选择了CF技术。理论上，中和技术也可用于CEISF和其他变压器反馈LNA。但是，该中和方案要更加复杂一些，引起了一些不切实际的实施方式。

电流反馈和单向化

首先将解释说明CF放大器中用于中和的常规解析公式。之后将对如何在LNA中获得同步噪声及阻抗匹配进行讨论。在所有的公式中，由于目的是提供电路技术的良好的概念理解，因此忽略基极电阻(r_b)，从而保持表达式的易于处理。图2示出了具有电流反馈(CECF)和中和元件的共发射极状态的基本电路图。由两个互相耦合的电感器L₁和L₂组成的反馈变压器的匝数比可表示为：

n = \frac{1}{k} \sqrt{L_{1} / L_{2}} - - - (1 A)

其中k是磁耦合系数。当反相导纳系数(y₁₂)为零时，CECF级变为单方向的。CECF的y₁₂如下计算：

y_{12} = \frac{i_{1}}{v_{2}} |_{v_{l = 0}} = \frac{Y_{N} + n \cdot y_{CE 12} + y_{CE 22}}{1 - jw L_{2} (1 - k^{2}) (Y_{N} + y_{CE 22})} - - - (2 A)

其中y_CE12和y_CE22分别为CE级的小信号反相导纳和输出导纳，Y_N为中和元件。如果将固有BJT的串联电阻和输出电导忽略，则这些导纳表示为：

y_CE12＝-jωC_bc以及y_CE1＝22＝jω(C_cs+C_bc) (3A)

其中C_cs，为集电极-基底耗尽电容。将(3A)置换到(2A)中得到中和条件：

Y_N＝jω[(n-1)C_bc-C_cs]＝jωC_N (4A)

由于该级单向运行，因此输入导纳不依赖于负载，并表示为：

Y_{in} = \frac{g_{m}}{n} + (\frac{1}{ω L_{1}} + ω C_{in}) - - - (5 A)

其中C_bc，β_F以及g_m分别为BJT的基极-发射极的总电容、正向电流增益以及跨导，并稍后使用在噪声的计算中。

对于噪声计算，给出包含功率频谱密度的基极和集电极电流的散射噪声为：

S(i_bn)＝2qI_b＝2kTg_m/β_F

(6A)

S(i_cn)＝2qI_c＝2kTg_m

使用噪声相关矩阵计算方法可以建立电路的噪声参数，产生最佳噪声导纳：

Y_{opt} = \frac{g_{m}}{\sqrt{β_{F}}} - j (\frac{1}{w L_{1}} + ω C_{in}) - - - (7 A)

当将(5A)中的输入导纳与(7A)进行比较时，很明显对同步噪声和阻抗匹配的需求现在完全取决于变压器的匝数比n：

Y_s＝Y_opt＝Y_in如果

n = \sqrt{β_{F}} - - - (8 A)

注意，由于r_b是忽略的，因此上述的分析是实际的简化。但上述分析使用电路模拟器对实际电路设计提供了好的起点。接下来是对高输入三级截点(IIP3)的最佳频带外终端的实施方式。

最佳IP3终端：

在一个CE级的输入和输出端采用适当的偶次谐波端以消除第三级互调失真(IM3)存在最佳电路条件。由于CECF级被中和，IM3-消除需求不依赖于负载阻抗。这大大简化了频带上源终端的表达式：

Δω＝±(ω₁-ω₂)以及二次谐波频率2ω≈2ω₁≈2ω₂(由于小Δω)

对于非线性度分析，基极电流i_b和基极-发射极扩散电容C_do分别线性依赖于经过β_F的非线性指数的集电极电流i_c以及τ_F。作为CF的结果，电流源(i_c/n)出现在输入端，该电流源线性依赖于i_c。连接到基极节点(v₁)的总阻抗由Z₁(ω)定义。由于在Δω上的L₁阻抗是可忽略的，假设：

Z₁(Δω)＝0 (9A)

使用M.P.van der Hei jden，H.C.de Graaff以及L.C.N.de Vreede的“A Novel Frequency-Independent Third-Order IntermodulationDistortion Cancellation Technique for BJT Amplifiers”，IEEEJ.Solid-State Circuits，Vol.37，No.9，1176-1183页，2002年9月(此后称为Hei jden 2002)中所给出的方法，可以计算在2ω上对IM3-消除所需要的阻抗。

理想地，这种解决方案不依赖于电流电平，但是读消除将仅在单频率时出现．注意，如果r_b不能被忽略，分析指出Z_s(2ω)将具有相当大的实部，该部分也取决于I_c。更好地解决方案应该是Z₁(Δω)＝Z₁(2ω)＝r，该方案理想地给出IM3的频率独立消除。但是由于L₁已经表示在Δω上的谐波的短路，因此条件(9)在实际中更实用。

以下描述的实施方式是基于上述分析的，体现了为了符合对最小DC功率消耗上的增益、线性度和最小噪声系数的需求，而为LNA提出的新设计方案。为了在具有单方向增益的低电流电平上获得同步噪声及阻抗匹配，将单向化和电流反馈结合起来。高度隔离为高度线性度确保了良好控制的最佳频带外终端，其不依赖于LNA的输出终端。

实施例1

图2示出了本发明的第一实施例，其中将电流反馈变压器与中和电容C_N一起使用。反馈变压器由两个互相耦合的电感器L₁和L₂组成，其中电感器的匝数率n如图2中所定义。

为了中和集电极-基极耗尽电容C_jc，应符合以下条件：

其中C_js等于BJT的输出端上的集电极-基底电容，与C_N并联。

此外，电流反馈拓扑通过匝数率n和晶体管Q₁的跨导g_m来独立于负载阻抗Z_L控制输入阻抗Z_IN的过程中提供了额外的自由度：

当为了同步噪声/阻抗匹配而将输入阻抗变成最佳噪声阻抗的复共轭时，这在低噪声放大器(LNA)的设计中是很有用的。

与现有技术中使用电压反相变压器的中和高频调谐放大器方法相比，图2的方法在变压器的寄生效应方面大大降低了中和机构的依赖性，因此使之成为宽带解决方案。借助于变压器的电流反馈拓扑已经在下述文件中详细描述了，E.H.Nordholt，Design of High-PerformanceNegative Feedback Amplifiers，Elsvier，1983年。同时，在S.J.Mason，“Power Gain in Feedback Amplifier”，IRE Trans.onCircuit Theory，Vol.CT-1，20-25页，1954年6月中也证明了无损耗变换网络，其将单向化与反馈结合起来。然而，没有给出图2的电路解决方案的建议。

这种类型的变压器的寄生现象将不会产生任何导致线圈之间的跨越电容C_PC的一部分与C_PB并联需要注意的问题，并且被考虑。其他出现在电路的输入和输出端上的寄生电容也不会引起问题。因而在中和条件中没有频率依赖性，因此给出在宽频率范围上的集成电路环境中使用反馈电容的中和的可能。

注意，通常变压器的匝数比率至少为10或更高(n≥10)。这产生了很大的自感应系数L₁，该系数可以用作放大器输入端上的匹配要素。由于L₁很大，其遇到寄生基底耦合。但该要素将与放大器的输入并联出现，并因此不会造成损害。自感应系数L₂可以做得很小，并因此具有很小的寄生基底耦合，该寄生基底耦合与交叉耦合电容相比是可以忽略的。

如果应用在为了使输入阻抗等于最佳噪声阻抗而使用电流反馈变压器的LNA中，则可以为了最佳噪声匹配而对变压器的匝数率进行优化。其次，考虑到寄生现象，可以对中和电容进行计算。最后，如下所述，为了在IP3上设置独立于负载终端的需求，可以实现最佳频带外输入终端。

IM3消除：

图3示出了本发明的另一种实施方式，其中为了对IM3的消除设置需求，电流反馈变压器与中和电容C_N以及放大器输入端上的匹配网络一起使用。

任何Z_s(Δω)与Z_s(2ω)的任意组合可以产生IM3消除，但这些组合通常是频率选择的。通过双极晶体管Q1的基极-发射极结上的电阻性频带外终端可以对宽带IM3消除的需求进行设置，其主要取决于以下参数：

频率独立IM3消除将出现在：

Rs (Δω) = Rs (2 ω) = \frac{β_{F} n}{2 g_{m} (β_{F} + n)}

当

C_IN-C_de＝rτ_Fg_m Eq(4)

其中C_IN是经过反馈电容中和后的基极-发射极结上的总等效电容。

为了最佳增益和/或功率传递和/或最小噪声，可以对源阻抗Z_S(ω)和负载阻抗Z_L(ω)进行单独调整。此外，第二谐波负载阻抗Z_L(2ω)可用于提高效率或在其他非线性度变得占优势时改善线性度等。

实施例2

图4示出了本发明的另一个实施方式，其中电压反馈变压器与中和电容C_N以及电阻R_N一起使用。反馈变压器由两个互相耦合的电感器L₁和L₂组成，其匝数比n在图4中定义。附加的中和元件R_N源于晶体管的输入端上具有不可忽略的输入电阻r_π(见图1)。如果将R_N忽略，由于变压器反馈动作，将在集电极和基极之间出现一个等效电阻反馈元件，这使得该级再次非单向，即便已经中和了C_jc。在BJT的基极和集电极之间放置一个实电阻R_N，可以补偿这种影响。注意，对于FET，由于没有栅极-源极电阻，仅有栅极-源极电容，这种额外的措施不是必需的。

为了获得C_jc的中和，应符合以下条件：

其中r_π＝β_F/g_m为BJT的等效输入电阻，C_π＝τg_m+_jC_c是包括扩散电容(τ_Fg_m)和基极-发射极耗尽电容(C_jc)的BJT总等效输入电容。

此外，这种实施方式通过互感器L₁和L₂的匝数比n以及晶体管Q₁的跨导g_m，独立于源阻抗Z_S提供了输出阻抗Z_OUT的控制减少：

当期望为了使输出功率和效率最大而匹配输出阻抗时，或期望对低到中功率放大器而提高宽带性能时，这在功率放大器(PA)的设计中很有用。

IM3消除：

图5示出了本发明的另一个实施方式，其中为了对IM3消除设置需求，电压反馈变压器与中和电容C_N、电阻R_N以及放大器输入端上的匹配网络一起使用。

频率独立IM3消除将出现在(此处第一次给出)：

当

其中C_IN是经过反馈电容中和后的基极-发射极结上的总等效电容。读推导计算是非常庞大的，因此没有在此全部示出。

不幸地，由于非线性基极-发射极电流的一小部分传送到输出端，这不能通过Eq(9)中设置的条件来补偿，因此电压反馈技术没有产生理想的IM3消除。通过在输出端再次增加二次谐波短路，将出现理想的IM3消除：

再次指出，可以对源阻抗Z_S(ω)和负载阻抗Z_L(ω)进行独立调整以获得最佳增益和/或功率转移。

此外，如果没有要求理想的IM3消除，可以通过调整Z_L(2ω)在线性度和效率之间进行折衷。

实施例3：

基于图3中的单端电流反馈拓扑，图6中示出了差分等效电路。电流反馈变压器(L₁和L₃)的初级线圈形成了输入变压器T₁的一部分，其允许分别处理差模信号和共模信号。电流反馈变压器的次级线圈(L₂和L₄)可连接到输出变压器T₂，其也允许分别处理差模信号和共模信号。通过这种方式，针对功率、增益或噪声，在基频上对线性度和阻抗匹配的需求中存在互不相关性。

如实施例1中所论述的中和处理。如果根据Eq(11)设置共模源阻抗，则将会产生频率独立IM3的消除：

Z_{SC} (Δω) = Z_{SC} (2 ω) = R_{SC} = \frac{β_{F} n}{4 g_{m} (β_{F} + n)} - - - Eq (11)

为了最佳增益和/或功率传递，或为了最小噪声，可以独立调整基本的源阻抗Z_S(ω)和负载阻抗Z_L(ω)。

此外，二次谐波负载阻抗Z_L，c(2ω)作为输出变压器上的共模阻抗出现，并可用于提高效率或在其他非线性度变得占优势时改善线性度等。注意，由于通过在中心抽头上的共模阻抗来设置频带外终端，这种配置原则上支持多倍频程带宽。

实施例4：

基于图5中的单端电压反馈拓扑，图7中示出了差分等效电路。电压反馈变压器(L₂和L₄)的次级线圈形成了输出变压器T₂的一部分，其允许分别处理差模信号和共模信号。电流反馈变压器的初级线圈(L₁和L₃)可连接到输入变压器T₁，其也允许分别处理差模信号和共模信号。通过这种方式，针对功率、增益或噪声，在基频上对线性度和阻抗匹配的需求中存在互不相关性。

如实施例2中所论述的中和处理：

频率独立IM3消除将出现在(此处第一次给出)：

当

其中C_IN是经过反馈电容中和后的基极-发射极结上的总等效电容。此外，为了实施全部的消除，二次谐波共模负载终端上的需求存在：

为了最佳增益和/或功率传递可以对源阻抗Z_S(ω)和负裁阻抗Z_L(ω)进行独立调整。此外，如果没有要求理想的IM3消除，可以通过调整Z_L，c(2ω)在线性度和效率之间进行折衷。

进一步的实施例：

虽然如上所述，本发明的进一步实施例，例如可以以单端放大器的形式使用双极晶体管作为LNA，但也可以使用其他类型的晶体管，例如金属氧化物晶体管。如以上所描述的，晶体管放大器电路具有电流至电流的反馈变压器，用于反馈电容的中和以及设置放大器的输入阻抗。通过输入端上的频带外终端实现IM3消除，其不依赖于放大器的输出端的负载。IM3的消除提供了更好的线性度，而电容中和提供了高而稳定的增益。这些特征比在宽动态范围上的增益和线性度方面的其他现有技术更加互不相关的。因此，在所希望的高增益和良好线性度的特性之间存在较少的折衷。特别地，他们的实施可以具有好的效果和高度集成，这对许多诸如为便携设备或家用电器的无线传输之类的应用是很重要的。该放大器可以是单端或差分共发射极放大器。它可以对RF应用使用GaAsHBTs或其他双极型工艺(SiGe HBT，GaAs HBT，Si BJT)。

其他变化对本领域的技术人员来说将是显而易见的，并且将包含在权利要求中。

实施例的对比：

由于电流反馈变压器的初级线圈是接地的(L₁)并且在宽带IM3消除所需要的Δω上促使总是零阻抗，因此实施例1的可能较不利方面是，它可能难于这个频率上实现电阻性终端。

但由于输入变压器的平衡-不平衡变换器(balun)的损耗掩盖了晶体管技术的最小噪声系数，使用实施例3可能难于获得晶体管技术的最小噪声系数。这取决于设计者，哪个系数更重要，宽频带上的线性度还是噪声。

由于除了通过中和技术改善增益之外，还可以为了最大功率传递，而对输出阻抗进行调整，实施例2和4更适于移动通信系统中的低到中功率放大器。二次谐波负载阻抗(短路)上的额外需求仅对理想的IM3消除要求。实际上，这不会带来很多问题，因为对于好的AB类放大器来说，需将二次谐波频率上的输出阻抗短路。

由于不受到在输出端上的二次谐波短路的限制，实施例3在较宽的带宽上的线性度方面是最好的。理想的，这种电路将给出最终的频率独立IM3消除。一种可选方式是对中和处理使用交叉耦合的反馈电容器来产生高共模反馈通道，其使得IM3消除再次依赖于二次谐波负载终端。在这种观点中，由于通过共模反馈通道没有和放大器的输入端相互作用，实施例4也是比较好的，尽管它为了理想的消除而需要二次谐波负载终端。

参考文献：

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V.Aparin和C.Persico的”Effect of out-of-band terminations onintermodulation distortion in common-emitter circuits”，IEEE MTT-SDigest，723-726页，1998年。

F.van Rijs等人的“Influence of Output Impedance on Power AddedEfficiency of Si-Bipolar Power Transistors”，2000 IEEE MTT-S Digest，vol.3，1945-1948页，2000年6月。

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E.H.Nordholt，Design of High-Performance Negative FeedbackAmplifiers，Elsvier，1983年。

S.J.Mason，“Power Gain in Feedback Amplifier”，IRE Trans.on CircuitTheory，Vol.CT-1，20-25页，1954年6月。

Claims

1、一种晶体管放大器电路，具有用于消除第三级互调失真(IM3)的电路，以及中和反馈电容的电路。

2、如权利要求1的放大器电路，其是单端放大器。

3、如权利要求1或2的放大器电路，用于反馈电容中和的电路包括电流至电流反馈变压器，以及并联耦合在放大器的输出通路上的电容。

4、如权利要求3的放大器电路，电流至电流反馈变压器也用于设置放大器的输入阻抗。

5、如权利要求3或4的放大器电路，电流至电流变压器包括与放大器的输入端并联耦合的第一电感器，以及与放大器的输出通道串联耦合的第二电感器，电感器被定位成提供电感互耦合。

6、上述任一权利要求的放大器电路，用于电容中和的电路包括电压反馈变压器以及并联耦合于放大器的输入通道的电容。

7、如权利要求3-6中任一权利要求的放大器电路，还包括对放大器的输入电阻进行补偿的反馈电阻。

8、如权利要求2-7中任一权利要求的放大器电路，晶体管的发射极接地。

9、如权利要求1或3-8中任一权利要求的放大器电路，包括一个具有两个或更多晶体管的差分放大器。

10、如权利要求9的放大器电路，包括一个差分共发射极放大器。

11、上述任一权利要求的放大器电路，用于消除第三级互调失真的电路位于放大器的输入端，并由于反馈电容的中和而独立于晶体管的负载。

12、上述任一权利要求的放大器电路，用于消除第三级互调失真的电路包括电阻性频带外终端。

13、上述任一权利要求的放大器电路，将用于消除第三级互调失真的电路安排成终端阻抗由以下给定：

R_{S} (Δω) (R_{S} = 2 ω) = \frac{β_{F} (n - 1)}{g_{m} (2 n - 3)}

当C_I-NC_d＝2F g_m

或

Z_{S} {(Δ_{C} ω)}_{S} Z = {(2 ω)}_{S} = R_{C} = \frac{β_{F} (n - 1)}{2 g_{m} (2 n - 3)}

当C_I-NC_d＝2F g_m

其中C_IN为反馈电容中和之后的总等效晶体管输入电容。

14、一种排列成差分或单端形式的晶体管放大器电路，具有与放大器的输入端并联耦合的第一电感器，以及与放大器的输出通道串联耦合的第二电感器，这些电感被定位成提供电感互耦合，以及一个并联耦合于输出通道的电容器，该电容器和电感器被调整大小来中和寄生反馈电容。

15、一种排列成差分或单端形式的晶体管放大器电路，具有与放大器的输入端串联耦合的第一电感器，以及与放大器的输出通道并联耦合的第二电感器，这些电感被定位成提供电感互耦合，以及一个并联耦合于输入通道的电容器，该电容器和电感器被调整大小来中和寄生反馈电容。

16、一种具有前述任一权利要求的放大器电路的无线收发机。

17、一种使用权利要求16的收发机产生无线信号的方法。

18、一种具有权利要求1-15任一权利要求的放大器电路的集成电路。

19、具有无线收发机的便携消费设备，该收发机具有权利要求1-15任一权利要求中所述的放大器电路。