CN1531196A - 可变增益放大电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种可变增益放大电路，解决在低增益设定时失真特性劣化这一点。为此，为了使干扰波信号和相互调制失真、RF·LO泄漏信号等无用信号衰减，取代在输出端子(4)上所连接的固定的电容，而连接可变电容(5)。可变电容(5)的电容值C5由控制可变增益混频器(1)的增益的控制电路(6)进行控制。由此，即使在增益控制时可变电阻(7)的电阻值(R7)进行变动，也能够使可变增益混频器(1)的截止频率fc恒定。其结果，即使在低增益设定时也能够使无用的信号衰减，并能够抑制可变增益混频器(1)或后级块的失真特性劣化。

Description

可变增益放大电路
技术领域
本发明涉及数字电视用BS/CS调谐器等的宽带无线通信装置，尤其涉及要求低失真特性的接收系统的可变增益放大电路。
背景技术
自从2000年12月的数字电视播放开始以来，数字电视用BS/CS调谐器的需求正逐年增高。
但是，现状的BS/CS调谐器系统，由多个芯片和滤波器等多个零件所构成，需要较高的成本。为了低成本化的实现，通过使系统单芯片化来削减零件数是重要的，现在其开发正在盛行。
在数字电视用BS/CS调谐器的规格中，必须接收处于从1GHz到2.6GHz广阔带宽内的约20个信道的信号，仅使希望的1个信道不失真地进行检波、解调。但是，在系统单芯片化的开发中，由于不是使用抑制由其他信道信号等的干扰波造成的失真特性的劣化的高性能的外带滤波器，而是使用性能比外带滤波器还要劣等的单片的滤波器，故在接收部更是要求低失真的特性。
通常，在无线通信用接收机中，为了抑制失真特性的劣化，实施下面所示的两个方案。
一个是在接收部的混频器或放大器上搭载可变增益功能。由此，不管输入信号电平如何都能够始终得到恰当的输出信号电平，因此能够抑制大信号输入时的后级块的失真特性劣化。
在使可变增益功能得以实现的技术中有各种各样的方法，作为其之一，有通过在差动放大电路的差动输入晶体管对的源极端子间连接可变电阻，并根据其电阻值对放大电路的反馈量进行控制，来实现可变增益功能的方法。进而，还有以下方法，即由两个串联连接使用于MOS晶体管的源极·漏极间沟道电阻的可变电阻来构成上述可变电阻，并对上述两个MOS晶体管的连接点给与适当的偏置电压，流过直流电流，由此就避开沟道电阻的电阻值急剧变化的点来使其动作，以抑制增益控制时的失真特性劣化(例如，专利文献1：日本专利公开特开平8-256039号公报(第1-7页、第1图))。
另一个是如上述那样在接收部插入滤波器。由此，就能够使干扰波信号和相互调制失真等无用信号衰减，并能够抑制后级块的失真特性劣化(例如，非专利文献1：伊藤信之，“RF CMOS电路设计技术”，株式会社ナリケップス，2002年6月，p.12-23)。
另外，还使混频器或放大器的输出负荷部，具有滤波器功能。具体来讲，就是在混频器或放大器的输出端子上连接电容，用输出负荷阻抗和上述电容来构成LPF(Low Pass Filter)。由此，就能够使干扰波信号和相互调制失真等无用信号衰减，并能够抑制混频器或放大器自身、或者后级块的失真特性劣化。
下面，对在具有可变增益功能的混频器的输出端子上连接了用于滤波器功能的电容的、以往的可变增益放大电路更加具体地进行说明。
图14表示以往的可变增益放大电路，101是使用了可变输出负荷阻抗的可变增益混频器，102是RF信号源，103是LO信号源，104是输出端子，106是控制电路，112是电容。
关于如上面那样所构成的以往的可变增益放大电路，下面对其动作进行说明。
可变增益混频器101，通过对从RF信号源102所供给的RF信号和从LO信号源103所供给的LO信号进行相乘，对RF信号进行频率变换，对输出端子104输出IF信号。
控制电路106，对可变增益混频器101的增益进行控制以使即便从RF信号源102供给的RF信号电平有所变动，也始终输出恰当的IF信号电平。
另外，电容112，具有使IF信号中所包含的干扰波信号和相互调制失真、RF泄漏信号、LO泄漏信号等无用信号成分衰减的功能，为了抑制失真特性的劣化而被连接。
下面，对电容112的失真特性劣化抑制功能详细地进行说明。
图15将图14所示的以往的可变增益放大电路的可变增益混频器101作为交流等价电路来表示，113是IF信号源，114是可变输出负荷阻抗。
在图15中，若关注可变输出负荷阻抗114和电容112，则可知形成了滤波器。
若设可变输出负荷阻抗114的阻抗为Z14，设电容112的电容值为C12，则从IF信号源113来看的上述滤波器的传递函数A用(式1)来表示。
【式1】
A = 1 1 + j · ω · C 12 · Z 14
首先，对可变输出负荷阻抗114为可变电阻的情况，也就是，可变增益混频器101为在输出负荷部使用了可变电阻的混频器的情况进行叙述。
若将可变输出负荷阻抗114的电阻值设为R14，则传递函数AR使用(式1)而成为(式2)那样。
【式2】
AR = 1 1 + j · ω · C 12 · R 14
上述AR是一次的LPF的传递函数，成为图16所示那样的频率特性。这里，fc是截止频率，用(式3)来给出。
【式3】
fc = 1 2 π · C 12 · R 14
从而，通过设定C12以使截止频率fc成为不使希望的IF信号衰减的最大的频率，就能够使干扰波信号和相互调制失真、RF泄漏信·号、LO泄漏信号等无用信号衰减，其结果，就能够抑制失真特性的劣化。
接着，对可变输出负荷阻抗114为可变电感的情况，也就是，可变增益混频器101为在输出负荷部使用了可变电感的混频器的情况进行叙述。
若将可变输出负荷阻抗114的电感系数设为L14，则传递函数AL使用(式1)而成为(式4)那样。
【式4】
AL = 1 1 - ω 2 · C 12 · L 14
上述AL是二次的LPF的传递函数，成为图17所示那样的频率特性。这里，fr共振止频率，用(式5)来给出。
【式5】
fr = 1 2 π C 12 · L 14
从而，通过设定C12以使共振频率fr成为希望的IF信号频率，就能够获得充分的增益，同时使干扰波信号和相互调制失真、RF泄漏信号、LO泄漏信号等无用信号衰减，其结果，就能够抑制失真特性的劣化。
但是，在图15所示的以往的可变增益放大电路的结构中，由于在增益控制时可变增益混频器101的可变输出负荷阻抗114变动，故截止频率fc或者共振频率fr变动，而不能充分地衰减干扰波信号和相互调制失真、RF泄漏信号、LO泄漏信号等无用信号，就有可变增益混频器101或后级块的失真特性劣化这样的问题。
图18是在图15所示的以往的可变增益放大电路中，对于增益设定的3次失真截取点(IIP3)，表示在低增益侧失真特性劣化。
通过低增益设定，在图15中，控制电路106进行控制以使可变输出负荷阻抗114变小。为此，(式3)的R14或者(式5)的L14变小，截止频率fc或者共振频率fr变大。其结果，就不能充分地衰减无用的3次相互调制失真(IM3)信号，如图18所示那样在低增益侧失真特性就劣化。
发明内容
本发明就是为了解决如上述那样以往的问题点而完成的，目的是提供能够抑制低增益时的失真特性劣化的可变增益放大电路。
为了解决上述课题，本发明的技术方案提供一种可变增益放大电路，其构成为包括：具备输出端子、并能够使输出振幅可变的信号发生器；在上述输出端子和交流地接地的端子之间所连接的可变电容；以及控制上述信号发生器的输出振幅和上述可变电容的电容值的控制电路。
本发明的可变增益放大电路，构成为：在上述信号发生器的输出负荷部使用可变电阻。
本发明的可变增益放大电路，构成为：在上述信号发生器的输出负荷部使用可变电感。
本发明的可变增益放大电路，上述信号发生器由具有第1输入端子和第2输入端子的可变增益混频器；在上述可变增益混频器的第1输入端子上所连接的RF信号源；以及在上述可变增益混频器的第2输入端子上所连接的LO信号源所构成。
本发明的可变增益放大电路，上述信号发生器由具有第3输入端子的可变增益放大器；以及在上述可变增益放大器的第3输入端子上所连接的RF信号源所构成。
本发明的可变增益放大电路，上述可变增益混频器由单端平衡混频器，或者双平衡混频器所构成。
本发明的可变增益放大电路，上述可变增益放大器由源极接地式放大器所构成。
本发明的可变增益放大电路，其特征在于：上述可变电容，由使用了在第1端子和第2端子间并联地进行设置的至少2个或其以上的电容，和在该各电容的一端上连接的至少1个或其以上的开关的电路所构成；根据上述开关的接通/断开，使上述第1端子和上述第2端子之间的电容值变化。
本发明的可变增益放大电路，其特征在于：上述可变电容，在第3端子和第4端子之间具有电容，和栅极端子连接到上述电容的MOS器件；根据供给上述MOS器件的栅极的偏置电压，使上述第3端子和上述第4端子间的电容值变化。
本发明的可变增益放大电路，其特征在于：上述可变电阻，由使用了在第1端子和第2端子间并联地进行设置的至少2个或其以上的电阻，和在该各电阻的一端上连接的至少1个或其以上的开关的电路所构成；根据上述开关的接通/断开使上述第1端子和上述第2端子之间的电阻值变化。
本发明的可变增益放大电路，其特征在于：上述可变电感，由使用了在第1端子和第2端子间并联地进行设置的至少2个或其以上的电感，和在该各电感的一端上连接的至少1个或其以上的开关的电路所构成；根据上述开关的接通/断开使上述第1端子和上述第2端子之间的电感系数变化。
本发明的可变增益放大电路，其特征在于：上述控制电路，对上述可变电容进行控制以使上述信号发生器的截止频率或者共振频率成为恒定。
本发明的可变增益放大电路，其特征在于：上述RF信号源，信号带宽为100MHz或其以上。
本发明的可变增益放大电路，其特征在于：上述可变增益混频器，是下变频混频器。
根据这些结构，在输出振幅、或者增益的控制时，即使上述信号发生器、或者上述可变增益混频器、或者上述可变增益放大器的可变输出负荷阻抗发生变动，也能够通过对上述可变电容的电容值进行控制以使由上述可变输出负荷阻抗和上述可变电容所构成的LPF的截止频率fc、或者共振频率fr恒定。其结果，即使在低增益时也能够使带宽外的无用信号衰减，并能够抑制失真特性的劣化。
附图说明
图1是根据本发明实施方式1的可变增益放大电路的电路图。
图2是根据本发明实施方式1和实施方式3的可变增益放大电路中的可变电阻的电路图。
图3是根据本发明实施方式1和实施方式3的可变增益放大电路中的可变电容的电路图。
图4是表示根据本发明实施方式1的可变增益放大电路的效果的特性图。
图5是根据本发明实施方式2的可变增益放大电路的电路图。
图6是根据本发明实施方式2和实施方式4的可变增益放大电路中的可变电感的电路图。
图7是根据本发明实施方式2和实施方式4的可变增益放大电路中的可变电容的电路图。
图8是表示根据本发明实施方式1和实施方式3的可变增益放大电路中的可变电容的对偏置电压的电容值的特性图。
图9是表示根据本发明实施方式2的可变增益放大电路的效果的特性图。
图10是根据本发明实施方式3的可变增益放大电路的电路图。
图11是表示根据本发明实施方式3的可变增益放大电路的效果的特性图。
图12是根据本发明实施方式4的可变增益放大电路的电路图。
图13是表示根据本发明实施方式4的可变增益放大电路的效果的特性图。
图14是以往的可变增益放大电路的电路图。
图15是以往的可变增益放大电路的交流等价电路图。
图16是一次的LPF的频率特性图。
图17是二次的LPF的频率特性图。
图18是以往的可变增益放大电路的对增益设定的失真特性图。
图19是本发明实施方式1和实施方式2中的RF信号源2的框图。
图20是本发明实施方式3中的RF信号源2a的框图。
具体实施方式
下面，一边参照附图一边对本发明的实施方式进行说明。
(实施方式1)
图1是表示与本发明的实施方式1有关的可变增益放大电路的结构的电路图。
在图1中，1是具备第1输入端子和第2输入端子的可变增益混频器，2是连接到可变增益混频器1的第1输入端子的RF信号源，3是连接到可变增益混频器1的第2输入端子的LO信号源，4是输出端子，5是可变电容，6是控制可变增益混频器1的增益和可变电容5的电容值的控制电路。其中，在本实施方式1中，设可变增益混频器1为下变频混频器。
另外，可变增益混频器1是单端平衡混频器，7是可变电阻，10是RF信号输入晶体管，11是LO信号输入晶体管。
可变电阻7，如图2所示那样，由4个电阻r1、r2、r3、r4，和3个开关φ1、φ2、φ3构成，通过从φ1到φ3依次进行接通，就能够使端子间的电阻值变化。
另外，可变电容5，如图3所示那样，由4个电容c1、c2、c3、c4，和3个开关φ1、φ2、φ3构成，通过从φ1到φ3依次进行接通，就能够使端子间的电容值变化。
另外，RF信号源2由图19所示的天线A1和LNA(Low NoiseAmplifier)构成，LO信号源3由PLL(Phase Locked Loop)构成。
关于如上面那样所构成的本实施方式1的可变增益放大电路，下面对其动作进行说明。
从RF信号源2提供给可变增益混频器1的RF信号，被输入到RF信号输入晶体管10，从电压信号变换成电流信号。
另一方面，从LO信号源3提供给可变增益混频器1的差动的LO信号，被分别输入到LO信号输入晶体管11，LO信号输入晶体管11以LO信号的频率反复开关动作。
若进行了电流变换的RF信号被输入到此LO信号输入晶体管11，则RF信号和LO信号进行相乘。由此，RF信号进行频率变换，成为IF信号，通过用可变电阻7进行电压变换，就在输出端子4上出现IF信号。
可变增益混频器1的可变增益功能，通过由控制电路6对可变电阻7的电阻值R7进行控制来实现。
另外，可变电容5的电容值C5，由控制电路6进行控制使其与可变电阻7进行联动以使可变增益混频器1的截止频率fc成为恒定。
接着，一边与以往的可变增益放大电路进行比较，一边对根据本实施方式1的可变增益放大电路的效果进行说明。
图4是表示根据本实施方式1的可变增益放大器的效果的图。在分别从RF信号源2将1.01GHz的希望RF信号和1.05GHz的干扰波信号，从LO信号源3将1GHz的LO信号提供给可变增益混频器1，并输出10MHz的希望IF信号和90MHz的无用IM3信号的情况下，绘制了对于增益设定的IIP3。但是，为了与以往的可变增益放大电路比较，还示出可变电容5固定为2pF情况下的特性。
在本实施方式1中，分别将图2中的r1、r2、r3、r4设定成2kΩ、6kΩ、3kΩ、1kΩ，将图3中的c1、c2、c3、c4设定成2pF、700fF、1.3pF、4pF。
此时，对于开关的状态的C5、R7和fc的关系，如表1所示。
【表1】
增益设定          开关的状态 R7(kΩ) C5(pF) fc(MHz)
    φ1     φ2     φ3
0(增益最大)     OFF     OFF     OFF     2.0     2.0 20
 1     ON     OFF     OFF     1.5     2.7
  2     ON     ON     OFF     1.0     4.0
0(增益最小)     ON     ON     ON     0.5     8.0
但是，由于本实施方式1中的可变电容C5，因被连接到差动的输出端子4，故与在单侧连接着电容C5的2倍的对地电容是等价的。
在以往的可变增益放大电路中，由于使用电容值为固定的电容，故截止频率fc依照可变增益混频器1的增益设定进行变动，低增益侧的失真特性就劣化。相对于此，在本实施方式1的可变增益放大电路中，如表1所示那样，通过依照增益设定来控制可变电容5的电容值C5，进行设定以使截止频率fc始终为20MHz。由此，就能够使90MHz的无用的IM3信号衰减，如图4所示那样比以往的可变增益放大电路，可以抑制在低增益侧的失真特性劣化。
此外，虽然在本实施方式1中，设可变增益混频器1的基本结构为图1所示那样的单端平衡混频器，但本发明并不限于此，也可以具有双平衡混频器、双栅混频器、双二极管混频器等的基本结构。
另外，虽然在本实施方式1中，将可变电阻7作为如图2所示那样由并联电阻和开关组成的数字式的可变电阻，但本发明并不限于此，也可以使用由串联电阻和开关组成的可变电阻、由并联和串联电阻和开关组合的可变电阻、能够使晶体管的电阻成分可变的可变电阻等，能够控制电阻值的所有元件或者电路。
进而，虽然在本实施方式1中，将可变电容5作为如图3所示那样由并联电容和开关组成的数字式的可变电容，但本发明并不限于此，也可以使用由串联电容和开关组成的可变电容、由并联和串联电容和开关组成的可变电容、MOS电容等，能够控制电容值的所有元件或者电路。
如上面那样根据本实施方式1，通过由控制电路6对可变电容5的电容值C5进行控制以使截止频率fc成为恒定，就能够抑制低增益时的失真特性的劣化。
(实施方式2)
图5是表示涉及本发明实施方式2的可变增益放大电路的结构的电路图。
在图5中，1a是可变增益混频器，2是连接到可变增益混频器1a的第1输入端子的RF信号源，3是连接到可变增益混频器1a的第2输入端子的LO信号源，4是输出端子，5a是可变电容，6a是控制可变增益混频器1a的增益和可变电容5a的电容值的控制电路。其中，在本实施方式2中，设可变增益混频器1a为下变频混频器。
另外，可变增益混频器1a是单端平衡混频器，8是可变电感，10是RF信号输入晶体管，11是LO信号输入晶体管。
可变电感8，如图6所示那样由4个电感L1、L2、L3、L4，和3个开关φ4、φ5、φ6构成，通过使开关全部接通或者使某一个接通，就能够使端子间的电感系数变化。
另外，可变电容5a，如图7所示那样，由电容c5、MOS器件m1、和偏置电阻rb和控制端子T1构成，能够依照供给控制端子T1的偏置电压来使端子间的电容值变化。
另外，RF信号源2由图19所示的天线A1和LNA(Low NoiseAmplifier)构成，LO信号源3由PLL(Phase Locked Loop)构成。
关于如上面那样所构成的本实施方式2的可变增益放大电路，下面对其动作进行说明。
从RF信号源2提供给可变增益混频器1a的RF信号，被输入到RF信号输入晶体管10，从电压信号变换成电流信号。
另一方面，从LO信号源3提供给可变增益混频器1a的差动的LO信号，被输入到LO信号输入晶体管11，LO信号输入晶体管11以LO信号的频率反复进行开关动作。
若进行了电流变换的RF信号被输入到此LO信号输入晶体管11，则RF信号和LO信号进行相乘。由此，RF信号进行频率变换，成为IF信号，进而通过由可变电感8进行电压变换，就在输出端子4上出现IF信号。
可变增益混频器1a的可变增益功能，通过控制电路6a对可变电感8的电感系数L8进行控制来实现。
另外，可变电容5a的电容值C5，由控制电路6a进行控制使其与可变电感8进行联动以使可变增益混频器1a的共振频率fr成为恒定。
接着，一边与以往的可变增益放大电路进行比较，一边对根据本实施方式2的可变增益放大电路的效果进行说明。
图9是表示根据本实施方式2的可变增益放大器的效果的图。在分别从RF信号源2将1.5GHz的希望RF信号和1.7GHz的干扰波信号，从LO信号源3将1GHz的LO信号提供给可变增益混频器1a，并输出500MHz的希望IF信号和900MHz的无用的IM3信号的情况下，绘制了对于增益设定的IIP3。但是，为了与以往的可变增益放大电路比较，还示出可变电容5a固定为11pF情况下的特性。
在本实施方式2中，分别将图6中的L1、L2、L3、L4设定成2.3nH、2.3nH、2.3nH、2.3nH。另外，将图7中的c5设定成100pF，将rb设定成100kΩ，可变电容5a的电容值，根据外加给控制端子T1的偏置电压Vb，如图8那样可变。
此时，对于开关的状态、和偏置电压Vb的C5、L8和fr关系，就成为表2那样。
【表2】
增益设定          开关的状态    偏置电压 L8(nH) C5(pF) fr(MHz)
    φ4     φ5     φ6     Vb(V)
0(增益最大)     OFF     OFF     OFF     -0.75     9.2     11 500
  1     ON     OFF     OFF     -0.60     6.9     15
  2     OFF     ON     OFF     -0.25     4.6     22
0(增益最小)     OFF     OFF     ON     0.75     2.3     44
在以往的可变增益放大电路中，由于使用电容值为固定的电容，故共振频率fr依照可变增益混频器101的增益设定进行变动，低增益侧的失真特性就劣化。相对于此，在本实施方式2的可变增益放大电路中，如表2所示那样，通过依照增益设定来控制可变电容5a的电容值C5，进行设定以使共振频率fr始终为500MHz。
由此，在本实施方式2的可变增益放大电路中，就能够使900MHz的无用的IM3信号衰减，如图9所示那样比起以往的可变增益放大电路，可以抑制在低增益侧的失真特性劣化。
此外，虽然在本实施方式2中，设可变增益混频器1a的基本结构为图5所示那样的单端平衡混频器，但本发明并不限于此，也可以具有双平衡混频器、双栅混频器、双二极管混频器等的基本结构。
另外，虽然在本实施方式2中，将可变电感8作为如图6所示那样由串联电感和开关组成的数字式的可变电感，但本发明并不限于此，也可以使用由并联的电感和开关组成的可变电感、由并联和串联的电感和开关组成的可变电感等，能够控制电感系数的所有元件或者电路。
进而，虽然在本实施方式2中，将可变电容5a作为如图7所示那样利用MOS器件的模拟式的可变电容，但本发明并不限于此，也可以使用由串联电容和开关组成的可变电容、由并联电容和开关组成的可变电容、由并联和串联电容和开关组成的可变电容等，能够控制电容值的所有元件或者电路。
如上面那样，根据本实施方式2，通过由控制电路6a对可变电容5a的电容值C5进行控制以使共振频率fr成为恒定，就能够抑制低增益时的失真特性的劣化。
(实施方式3)
图10是表示涉及本发明实施方式3的可变增益放大电路的结构的电路图。
在图10中，9是可变增益放大器，2a是连接到可变增益放大器9的第1输入端子的RF信号源，4是输出端子，5b是可变电容，6b是控制可变增益放大器9的增益和可变电容5b的电容值的控制电路。
另外，可变增益放大器9是源极接地式放大器，7是可变电阻，10是RF信号输入晶体管。
可变电阻7，如图2所示那样，由4个电阻r1、r2、r3、r4，和3个开关φ1、φ2、φ3构成，通过从φ1到φ3依次进行接通，就能够使端子间的电阻值变化。
另外，可变电容5b，如图3所示那样，由4个电容c1、c2、c3、c4，和3个开关φ1、φ2、φ3构成，通过从φ1到φ3依次进行接通，就能够使端子间的电容值变化。
另外，RF信号源2a由图20所示的天线A1、LNA、混频器MIX和PLL构成。
关于如上面那样所构成的本实施方式3的可变增益放大电路，下面对其动作进行说明。
从RF信号源2a提供给可变增益放大器9的RF信号，被输入到RF信号输入晶体管10，从电压信号变换成电流信号。然后，进行了电流变换的RF信号用可变电阻7进行电压变换，由此就在输出端子4上出现信号振幅进行了放大或者衰减的RF信号。
可变增益放大器9的可变增益功能，通过由控制电路6b对可变电阻7的电阻值R7进行控制来实现。
另外，可变电容5b的电容值C5，由控制电路6b进行控制使其与可变电阻7进行联动以使可变增益放大器9的截止频率fc成为恒定。
接着，一边与以往的可变增益放大电路进行比较，一边对根据本实施方式3的可变增益放大电路的效果进行说明。
图11是表示根据本实施方式3的可变增益放大器的效果的图。在分别从RF信号源2a将10MHz的希望RF信号和50MHz的干扰波信号提供给可变增益放大器9，并输出10MHz的希望信号和90MHz的无用的IM3信号的情况下，绘制了对于增益设定的IIP3。但是，为了与以往的可变增益放大电路比较，还示出可变电容5b固定为4pF情况下的特性。
在本实施方式3中，分别将图2中的r1、r2、r3、r4设定成2kΩ、6kΩ、3kΩ、1kΩ，将图3中的c1、c2、c3、c4设定成4pF、1.4pF、2.6pF、8pF。
此时，对于开关的状态的C5、R7和fc关系，就成为表3那样。
【表3】
增益设定          开关的状态 R7(kΩ) C5(pF) fc(MHz)
    φ1     φ2     φ3
0(增益最大)     OFF     OFF     OFF     2.0     4.0 20
  1     ON     OFF     OFF     1.5     5.4
  2     ON     ON     OFF     1.0     8.0
0(增益最小)     ON     ON     ON     0.5     16.0
在以往的可变增益放大电路中，由于使用电容值为固定的电容，故截止频率fc依照可变增益放大器9的增益设定进行变动，低增益侧的失真特性就劣化。相对于此，在本实施方式3的可变增益放大电路中，如表3所示那样，通过依照增益设定来控制可变电容5b的电容值C5，进行设定以使截止频率fc始终为20MHz。由此，在本实施方式3的可变增益放大电路中，就能够使90MHz的无用的IM3信号衰减，如图11所示那样比起以往的可变增益放大电路，就能够抑制在低增益侧的失真特性劣化。
此外，虽然在本实施方式3中，设可变增益放大器9的基本结构为图10所示那样的源极接地式放大器，但本发明并不限于此，也可以具有栅极接地式放大器、差动放大器等的基本结构。
另外，虽然在本实施方式3中，将可变电阻7作为如图2所示那样由并联的电阻和开关组成的数字式的可变电阻，但本发明并不限于此，也可以使用由串联电阻和开关组成的可变电阻、由并联和串联的电阻和开关组成的可变电阻、能够使晶体管的电阻成分可变的可变电阻等，能够控制电阻值的所有元件或者电路。
进而，虽然在本实施方式3中，将可变电容5b作为如图3所示那样由并联电容和开关组成的数字式的可变电容，但本发明并不限于此，也可以使用由串联的电容和开关组成的可变电容、由并联和串联的电容和开关组成的可变电容、MOS电容等，能够控制电容值的所有元件或者电路。
如上面那样根据本实施方式3，通过由控制电路6b对可变电容5b的电容值C5进行控制以使截止频率fc成为恒定，就能够抑制低增益时的失真特性的劣化。
(实施方式4)
图12是表示涉及本发明实施方式4的可变增益放大电路的结构的电路图。
在图12中，9a是可变增益放大器，2b是连接到可变增益放大器9a的第1输入端子的RF信号源，4是输出端子，5c是可变电容，6c是控制可变增益放大器9a的增益和可变电容5c的电容值的控制电路。
另外，可变增益放大器9a是源极接地式放大器，8是可变电感，10是RF信号输入晶体管。
可变电感8，如图6所示那样由4个电感L1、L2、L3、L4，和3个开关φ4、φ5、φ6构成，通过使开关全部接通或者使某一个接通，就能够使端子间的电感系数变化。
另外，可变电容5c，如图7所示那样，由电容c5、MOS器件m1、和偏置电阻rb和控制端子T1构成，能够依照供给控制端子T1的偏置电压来使端子间的电容值变化。
另外，RF信号源2b由天线A1构成。
关于如上面那样所构成的本实施方式4的可变增益放大电路，下面对其动作进行说明。
从RF信号源2b提供给可变增益放大器9a的RF信号，被输入到RF信号输入晶体管10，从电压信号变换成电流信号。然后，进行了电流变换的RF信号用可变电感8进行电压变换，由此就在输出端子4上出现信号振幅进行了放大或者衰减的RF信号。
可变增益放大器9a的可变增益功能，通过由控制电路6c对可变电感8的电感系数L8进行控制来实现。
另外，可变电容5c，由控制电路6c进行控制使其与可变电感8进行联动以使可变增益放大9a的共振频率fr成为恒定。
接着，一边与以往的可变增益放大电路进行比较，一边对本实施方式4中的可变增益放大电路的效果进行说明。
图13是表示根据本实施方式的可变增益放大器的效果的图。在分别从RF信号源2b将500MHz的希望RF信号和700MHz的干扰波信号提供给可变增益放大器9a，并输出500MHz的希望信号和900MHz的无用的IM3信号的情况下，绘制了对于增益设定的IIP3。但是，为了与以往的可变增益放大电路比较，还示出可变电容5c固定为11pF情况下的特性。
在本实施方式4中，分别将图6中的L1、L2、L3、L4设定成2.3nH、2.3nH、2.3nH、2.3nH。另外，将图7中的c5设定成100pF，将rb设定成100kΩ，可变电容5c的电容值，能够根据外加给控制端子T1的偏置电压Vb，如图8那样可变。
此时，对于开关的状态、和偏置电压Vb的C5、L8和fr的关系，就成为表2那样。
在以往的可变增益放大电路中，由于使用电容值为固定的电容，故共振频率fr依照可变增益放大器9a的增益设定进行变动，低增益侧的失真特性就劣化。相对于此，在本实施方式4的可变增益放大电路中，如表2所示那样，通过依照增益设定来控制可变电容5c的电容值C5，进行设定以使共振频率fr始终为500MHz。从而，在本实施方式4的可变增益放大电路中，就能够使900MHz的无用的IM3信号衰减，如图13所示那样比起以往的可变增益放大电路，可以抑制在低增益侧的失真特性劣化。
此外，虽然在本实施方式4中，设可变增益放大器9a的基本结构如图12所示那样的源极接地式放大器，但本发明并不限于此，也可以具有栅极接地式放大器、差动放大器等的基本结构。
另外，虽然在本实施方式4中，设可变电感8为图6所示那样由串联电感和开关组成的数字式的可变电感，但本发明并不限于此，也可以使用由并联电感和开关组成的可变电感、由并联和串联电感和开关组成的可变电感等，能够控制电感系数的所有元件或者电路。
进而，虽然在本实施方式4中，设可变电容5c为图7所示那样利用MOS器件的模拟式的可变电容，但本发明并不限于此，也可以使用由串联的电容和开关组成的可变电容、由并联电容和开关组成的可变电容、由并联和串联电容和开关组成的可变电容等，能够控制电容值的所有元件或者电路。
如上面那样根据本实施方式4，通过由控制电路6c对可变电容5c的电容值C5进行控制以使共振频率fr成为恒定，就能够抑制低增益时的失真特性的劣化。
如上面那样，根据与本发明有关的可变增益放大电路，则有以下效果，即获得一种可变增益放大电路，通过依照增益设定对在可变增益混频器或者可变增益放大器的输出端子上所连接的可变电容的电容值进行控制，就能够抑制低增益时的失真特性的劣化。

Claims (14)

1.一种可变增益放大电路，其特征在于，包括：
信号发生器，具备输出端子、并能够使输出振幅可变；
可变电容，连接在上述输出端子和交流地接地的端子之间；以及
控制电路，控制上述信号发生器的输出振幅和上述可变电容的电容值。
2.根据权利要求1所述的可变增益放大电路，其特征在于：
上述信号发生器，在输出负荷部具有可变电阻。
3.根据权利要求1所述的可变增益放大电路，其特征在于：
上述信号发生器，在输出负荷部具有可变电感。
4.根据权利要求1至3的任何一项所述的可变增益放大电路，其特征在于：
上述信号发生器具备，
具有第1输入端子和第2输入端子的可变增益混频器；
在上述可变增益混频器的第1输入端子上所连接的RF信号源；以及
在上述可变增益混频器的第2输入端子上所连接的LO信号源。
5.根据权利要求1至3的任何一项所述的可变增益放大电路，其特征在于：
上述信号发生器具备，
具有第1输入端子的可变增益放大器；以及
在上述可变增益放大器的第1输入端子上所连接的RF信号源。
6.根据权利要求4所述的可变增益放大电路，其特征在于：
上述可变增益混频器，是单端平衡混频器，或者双平衡混频器。
7.根据权利要求5所述的可变增益放大电路，其特征在于：
上述可变增益放大器，是源极接地式放大器。
8.根据权利要求1所述的可变增益放大电路，其特征在于：
上述可变电容，由使用了在第1端子和第2端子间并联地设置的至少2个或其以上的电容，和在该各电容的一端上连接的至少1个或其以上的开关的电路所构成；
根据上述开关的接通/断开，使上述第1端子和上述第2端子之间的电容值变化。
9.根据权利要求1所述的可变增益放大电路，其特征在于：
上述可变电容，在第3端子和第4端子之间具有电容，和栅极端子连接到上述电容的MOS器件；
根据供给上述MOS器件的栅极的偏置电压，使上述第3端子和上述第4端子间的电容值变化。
10.根据权利要求2所述的可变增益放大电路，其特征在于：
上述可变电阻，由使用了在第1端子和第2端子间并联地设置的至少2个或其以上的电阻，和在该各电阻的一端上连接的至少1个或其以上的开关的电路所构成；
根据上述开关的接通/断开使上述第1端子和上述第2端子之间的电阻值变化。
11.根据权利要求3所述的可变增益放大电路，其特征在于：
上述可变电感，由使用了在第1端子和第2端子间并联地设置的至少2个或其以上的电感，和在该各电感的一端上连接的至少1个或其以上的开关的电路所构成；
根据上述开关的接通/断开使上述第1端子和上述第2端子之间的电感系数变化。
12.根据权利要求1至11的任何一项所述的可变增益放大电路，其特征在于：
上述控制电路，对上述可变电容进行控制以使上述信号发生器的截止频率或者共振频率成为恒定。
13.根据权利要求4或者5所述的可变增益放大电路，其特征在于：
上述RF信号源，信号带宽为100MHz或其以上。
14.根据权利要求4所述的可变增益放大电路，其特征在于：
上述可变增益混频器，是下变频混频器。
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