JP3665714B2 - 周波数変換器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、有線通信または無線通信の受信機に用いられる周波数変換器に係わり、特にダイレクトコンバージョン方式(Zero・IF方式)やLOW-IF方式の受信機に好適な周波数変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のダイレクトコンバージョン方式やLOW-IF方式の受信機の周波数変換器としては図１６に示す回路が知られている。この周波数変換器において、変調された高周波信号が周波数変換回路１の端子ＲFから入力され、トランジスタTr１のコレクタ端子から信号電流として出力される。一方、端子LOには局部発振信号が入力され、トランジスタTr２とTr３が交互に導通状態と切断状態にされる。このためトランジスタTr１のコレクタから出力された信号は局部発振周波数により交互にトランジスタTr２とTr３のコレクタに振り分けられ、高周波信号と局部発振信号との乗算が行われる。 その結果、周波数変換された出力電流がトランジスタTr２とTr３のコレクタから出力され、負荷回路３において電圧に変換される。この電圧が緩衝増幅回路２において増幅され、小さい出力インピーダンスの出力電圧として出力される。無線受信機においては周波数変換器の出力信号はチャネル選択フィルタに入力される。集積回路として作られるアクティブフィルタは多くの場合、入力信号が電圧信号源から入力されることを前提としているため周波数変換器の出力には緩衝増幅回路（出力バッファ）が必要である。したがって、周波数変換器は周波数変換回路と緩衝増幅回路から成り、この緩衝増幅回路出力にチャネル選択フィルタが接続される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
周波数変換器の出力バッファの問題についてはB.Razaviらの"Design Consideration for Direct Conversion Receivers"(IEEE Transaction on Circuit and Systems-II:Analog and Digital Signal Processing, Vol.４４,No.６,June １９９７)に記述されている。また、出力バッファの出力をチャネル選択フィルタに入力した場合に、フィルタを設計通りに機能させるには周波数変換器の緩衝増幅回路が満たすべき条件が幾つかある。それらの条件やトレードオフのうち、従来の回路では難しいものとして以下の４点が挙げられる。
【０００４】
即ち、１) 周波数変換回路の出力端子における所望信号は小さい値である。一方で隣接または次隣接チャネルの信号は、例えば所望信号と比べて６０dB(電圧で１０００倍)大きいこともある。出力バッファの雑音は所望信号より小さくする必要があり、且つ出力バッファにおいて相互変調歪みを所望信号周波数帯域に発生させないためには大きな隣接信号または次隣接信号の入力があっても所望信号を線形増幅する必要がある。
【０００５】
２) チャネル選択フィルタのカットオフ周波数に影響を与えないように緩衝増幅回路のカットオフ周波数はチャネル選択フィルタのカットオフ周波数に比べて十分高いことが必要である。また、少なくとも出力バッファのカットオフ周波数の信号までは線形増幅することが必要であり、緩衝増幅回路の消費電流を大きくする必要がある。
【０００６】
３) 周波数変換回路の利得は、負荷回路と出力バッファの入力インピーダンスとの並列インピーダンスに比例する。したがって、利得をできるだけ高くするために、出力バッファの入力インピーダンスは十分大きいことが必要である。
【０００７】
４) チャネル選択フィルタの通過帯域の利得変動に影響を与えないように出力バッファの出力インピーダンスはチャネル選択フィルタの入力インピーダンスに比べて十分小さいことが必要である。
【０００８】
従来の周波数変換器の出力バッファは、前述の通りチャネル選択フィルタに影響を与えないために広帯域特性が要求されていた。このために隣接チャネルまたは次隣接チャネルの信号も所望信号と同様に増幅されてしまうので、所望信号よりもはるかに大きなレベルの信号も線形増幅することが要求されていた。
【０００９】
一方、ダイレクトコンバージョン方式やLOW−IF方式では、チャネル選択フィルタを集積回路として実現できる。集積回路上のチャネル選択フィルタには演算増幅回路等を利用したアクティブフィルタが用いられる。これらのアクティブフィルタの例は高橋誓等による「1.9GHz Si Direct Conversion Receiver IC for QPSK Modulation System」(電子情報通信学会英文誌 IEICE Transaction on elctronics,Vol.E79-C,No.5 may １９９６) や P.J.Chang,A.Rofougaran,and A.A.Abidi による「A CMOS Channel-Select Filter for a Direct Conversion Wireless Receiver」(IEEE J. of Solid-State Circuits, vol.32,No.5,pp.722-729,1997) に述べられている。
【００１０】
これらのチャネル選択フィルタには複数のブロックからなるフィルタを用いており、一つ一つのブロックの単独では隣接チャネルの不要信号を取り除くことはできないが、全体で所望の特性を実現している。また、これらのブロックは所望信号を増幅する機能も併せもっている。即ち、所望信号の増幅と不要信号の除去を段階的に行っている。
【００１１】
例えば、所望信号より１０００倍大きい隣接信号が入力された場合、隣接信号を除去することなく１０倍に増幅すると隣接信号が電源電圧を超えてしまうような場合にも、フィルタの特性により所望信号は１０倍に隣接信号は０．１倍にすることにより電源電圧を超えない信号とすることができる。
【００１２】
所望信号の増幅を不要信号を除去した後に行う方法も考えられるが、周波数選択特性に優れたアクティブフィルタは雑音特性がよくないので、信号対雑音比(ＳＮＲ)が劣化する。このため緩やかな周波数特性のフィルタを用いて不要信号を少し除去して所望信号を少し増幅するということを繰り返す構成を採ることが多い。複数ブロックを通過した信号が所望の振幅且つ所望の周波数特性となるように各ブロックの周波数特性と利得を雑音との兼ね合いから決定する。
【００１３】
こうして設計されたフィルタの特性に影響を与えないように、周波数変換器の出力バッファはチャネル選択フィルタに比べて信号通過帯域が広いことが求められていた。そのため不要な隣接チャネルの信号も増幅して出力していた。
【００１４】
本発明の目的は、少ない消費電流で所望の受信特性を得ることができる周波数変換器を提供することにある。
【００１５】
本発明の他の目的は、条件１)および２) を解消するためにチャンネル選択フィルタの機能の一部を出力バッファに持たせる周波数変換器を提供することにある。
【００１６】
本発明の他の目的は、条件３)および４) を緩和または解決するために出力バッファの入力インピーダンスを大きく、出力インピーダンスを小さくする周波数変換器を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回路として備えることを特徴とする周波数変換器を提供する。
【００２０】
更に本発明は、情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路を出力緩衝増幅回路として備えることを特徴とする周波数変換器を提供する。
【００２１】
本発明の周波数変換器は、チャンネル選択フィルタの入力部の周波数特性とバッファとして機能を備えた緩衝増幅回路を備えている。この出力バッファは所望信号を増幅する必要があるので、カットオフ周波数が所望信号周波数帯域よりも高いことが必要である。また隣接チャネルを使用する通信システムやLOW-IF方式の場合は隣接チャネルの信号を取り除いて増幅するためにカットオフ周波数を隣接チャネルの搬送波周波数より小さくする必要がある。ＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙ−ｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）のように隣接チャネルを使用せず、一つおきのチャネルを使うシステムの場合はカットオフ周波数を実際に不要信号が存在する次隣接チャネルの搬送波周波数より小さくすることによって不要信号を除去する必要がある。狭い帯域の出力バッファとすることで不要信号を増幅することがなくなるので、出力バッファの線形増幅範囲を小さく選ぶことができる。線形増幅範囲を小さくすると、消費電流を少なくすることが可能になる。
【００２２】
周波数変換回路としてはギルバート（Ｇｉｌｂｅｒｔ）乗算回路のようにもともと電流出力であるものも多数ある。これらの電流出力型周波数変換回路出力に接続される緩衝増幅回路として電流電圧変換回路を用いることができる。電流電圧変換回路の入力インピーダンスは小さく、周波数変換回路の出力端子の電圧変動は小さくなる。このため、出力電圧変動による歪みを回避できる利点もある。
【００２３】
従来のチャンネル選択フィルタが電圧入力を前提に設計されているため、従来の周波数変換器は電流電圧変換回路を緩衝増幅回路として用い、且つこの緩衝増幅回路はチャンネル選択フィルタの特性に影響を与えないように周波数特性が広帯域である必要があった。
【００２４】
本発明の周波数変換器の電流電圧変換回路は所望信号周波数帯域より高く隣接または次隣接チャネル搬送波周波数より低いカットオフ周波数の低域通過型の周波数特性を有している。このため、隣接チャネルの大きな信号を線形増幅する必要はなく消費電流を小さくすることが可能である。
【００２５】
更に本発明は、情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回路として備え、前記随伴回路を構成する容量素子として可変容量素子を用いることを特徴とする周波数変換器を提供する。この発明では占有周波数帯域を必要に応じて変更することができる。
【００２６】
更に本発明は、情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回路として備え、前記電流電圧変換回路を構成する抵抗素子として可変抵抗素子を用いることを特徴とする周波数変換器を提供する。この発明によれば変換利得を変えることができる。
【００２７】
更に本発明は、情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回路として備え、前記随伴回路及び電流電圧変換回路を構成する抵抗素子として可変抵抗素子を用いることを特徴とする周波数変換器を提供する。
【００２８】
また本発明は前記構成において、前記周波数変換回路に複数段の緩衝増幅回路が接続される周波数変換器を提供する。
【００２９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１実施形態に係わる周波数変換器の回路構成を示している。この周波数変換器は、周波数変換回路１１と緩衝増幅回路１２により構成される。周波数変換回路１１は抵抗Ｒ１,Ｒ２を含む負荷回路１３と、トランジスタTr１,Tr２,Tr３により構成される。周波数変換回路１１の端子LOには局部発振信号が入力され、端子ＲFには高周波信号が入力される。低域通過特性とするために、緩衝増幅回路１２のフィードバック回路は容量素子Cと抵抗素子Ｒの並列回路で構成される。緩衝増幅回路１２は、所望信号を増幅する必要があるので、この回路のカットオフ周波数は所望信号周波数帯域fBよりも高いことが必要である。一方、隣接チャネルを使用する通信システムやLOW-IF方式の場合は隣接チャネルの信号を取り除いて増幅するために、緩衝増幅回路１２のカットオフ周波数を隣接チャネルの搬送波周波数fCより小さくする必要がある。
【００３０】
PHSのように隣接チャネルを使用せず、一つおきのチャネルを使うシステムの場合は緩衝増幅回路１２のカットオフ周波数を実際に不要信号が存在する次隣接チャネルの搬送波周波数より小さくすることによって不要信号を除去する必要がある。したがって、緩衝増幅回路１２のフィードバック回路の時定数ＲＣに関する条件は ２πfB<ＲＣ<２πfC に設定される。
【００３１】
このように帯域制限することで不要信号を増幅することがなくなるので、緩衝増幅回路１２の線形増幅の範囲を小さく選ぶことができる。この線形増幅範囲を小さくすることにより、消費電流を少なくすることが可能になる。
【００３２】
次に、図１の周波数変換器の動作を説明する。端子LOおよび端子RFにそれぞれ局部発振信号および高周波信号が入力されると、トランジスタTr１のコレクタから出力される高周波信号が端子LOからの局部発振信号によりトランジスタTr２,Tr３のコレクタに交互に振り分けられ、緩衝増幅回路１２に出力される。即ち、局部発振信号と高周波信号とが乗算された信号が緩衝増幅回路１２に出力される。この緩衝増幅回路１２のフィードバック回路の時定数ＲCは ２πfB<ＲＣ<２πfC に設定されているので、入力された複数チャンネルに相当する信号のうちの所望信号以外の不要信号、即ち所望チャネルに隣接または次隣接するチャネルの不要信号がCR回路を通過して増幅されることなく、所望信号だけが増幅され出力される。
【００３３】
図２は本発明の第２実施形態に係わる周波数変換器の回路構成を示している。この回路によると、周波数変換回路２１は電流出力型であり、このため負荷回路２３は能動負荷等の電流源回路I１,I２を用いる。緩衝増幅回路２２は電流入力電圧出力回路であり、また低域通過特性を有している。そのカットオフ周波数は所望信号帯域fBよりも高く隣接チャネルの搬送波周波数fCより低く設定される。この周波数変換器は緩衝増幅回路２２の入力端子における電圧変動が非常に小さいため、コレクタ寄生容量の非線形性による相互変調歪みも発生しないという利点がある。
【００３４】
図３は本発明の第３実施形態に係わる周波数変換器の回路構成を示している。この周波数変換器は、周波数変換回路３１と２つの緩衝増幅回路３２１および緩衝増幅回路３２２により構成される。周波数変換回路３１は第１および第２の実施形態と同様な構成を有している。緩衝増幅回路３２１および緩衝増幅回路３２２は周波数変換回路３１のトランジスタTr２およびTr３のコレクタにそれぞれ接続される。即ち、周波数変換回路３１の差動出力の両方に緩衝増幅回路３２１および緩衝増幅回路３２２が接続される。緩衝増幅回路３２１および３２２はそれぞれ二次の低域通過特性を有している。このような緩衝増幅回路は上述の第１，第２実施形態の一次の低域通過特性の回路よりも非常に大きな隣接チャネル信号をより効率よく除去することができる。
【００３５】
図４（ａ）は、従来の周波数変換器にチャネル選択フィルタ４３を接続した回路を示している。この周波数変換器は電流出力型の周波数変換回路４１と電流電圧変換型の緩衝増幅回路４２を備えている。チャネル選択フィルタ４３の入力部は図３の緩衝増幅回路３２１および３２２と同じ周波数特性を有している。このフィルタ入力部は電圧入力、すなわちインピーダンスが抵抗Ｒ１に比べて充分小さい信号源を前提に設計されていて、インピーダンスが高い信号源を接続した場合は周波数特性が設計値からずれてしまう。このため、周波数変換器の緩衝増幅回路４２の出力インピーダンスはＲ１より充分小さいことが必要であり、消費電流が大きくなる。
【００３６】
ところで、テブナン（Ｔｈｅｖｅｎｉｎ）の定理とノートン（Ｎｏｒｔｏｎ）の定理を用いれば、図４（ａ）におけるチャネル選択フィルタ４３の入力部にある抵抗Ｒ１と電圧信号源（緩衝増幅回路４２出力）の直列回路は、一定条件の下でＲ１と電流信号源の並列回路に等価変換できる。即ち、図４（ａ）において緩衝増幅回路４２の出力インピーダンスがＲ１より充分小さいとき、テブナンの定理により、図４（ｂ）に示すようにＲ１側から見て緩衝増幅回路４２は電圧信号源４５に置き換えられ、抵抗Ｒ１と電圧信号源４５の直列回路となる。更に、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３により構成される差動対の出力インピーダンスが抵抗Ｒ１よりも十分大きいとすると、ノートンの定理を適用することにより図４（ｃ）に示すように、上記直列回路は上記抵抗Ｒ１と同じ値の抵抗Ｒ１と電流信号源４６の並列回路と等価になる。一方、図４（ｄ）は図３の回路の一部を省略したものである。図４（ｄ）をノートンの等価回路に変形すると図４（ｅ）になり、図４（ｅ）は図４（ｃ）と同じ回路である。したがって、一定の条件の下では図３の回路と図４（ａ）の周波数特性は同じになる。図３において周波数変換器は抵抗Ｒ１を負荷として電圧を出力しているように見えるが、実は図４（ａ）のチャネル選択フィルタ４３の入力部を電流信号源入力に変形した回路である。
【００３７】
この構成により低出力インピーダンスのアンプが省略できるので、低消費電流化が可能になる。
【００３８】
図５は本発明の第４の実施形態に係る周波数変換器の回路構成を示している。図３に示した周波数変換器においては、電流入力型の緩衝増幅回路を用いたので、低出力インピーダンスのアンプが不要になったが、上述したように、逆に電流源として機能するために周波数変換回路のトランジスタＴｒ２，Ｔｒ３で構成される差動対の出力インピーダンスがＲ１より十分大きいことが必要になる。例えばＲ１の値が１kΩで、トランジスタの出力インピーダンスの影響を１％程度に抑えたいとすると、１００kΩ以上のインピーダンスが必要である。しかしながら特に高速なトランジスタほど出力インピーダンスは低くなりがちで、且つダイレクトコンバージョン方式のように線形範囲の広い周波数変換回路には大きなバイアス電流を流すので、更に出力インピーダンスは小さくなる。このような条件に適した回路が図５に示す回路構成である。図５において５３はサレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路、５４は電流電圧変換回路であり、後述する。
【００３９】
この回路構成では、周波数変換器は周波数変換回路５１および緩衝増幅回路５２１および５２２とにより構成される。緩衝増幅回路５２１および５２２の入力は演算増幅回路５３の入力端子であり、且つこの端子にフィードバック回路も接続されているので、この部分のインピーダンスは非常に小さくなる。このため周波数変換回路５１の出力インピーダンスの条件は大幅に緩和される。
【００４０】
図６は、図４（ａ）の従来回路を図５の実施形態の回路に変形することについて示している。即ち、図６（ａ）の回路は、図４（ａ）の従来の回路の緩衝増幅回路４２とチャンネル選択フィルタ４３の入力部を取り出して構成される。後者がサレンキー回路を構成する。図６（ｂ）の回路は図６（ａ）の回路における演算増幅器OPA１,OPA２の入力と出力を逆転し、電流入力を電圧出力に、電圧出力を電流入力に変換することで構成される。６３はサレンキー回路４３の随伴回路であり、６４は電流電圧変換回路である。演算増幅器OPA３,OPA４は演算増幅器OPA２,OPA１に対応する演算増幅器である。
【００４１】
図６（ａ）に示した回路と図６（ｂ）に示した回路の伝達関数は等しくなる。尚、随伴回路は素子値の誤差の影響を示す素子感度の計算等で用いられる。
【００４２】
図６（ｂ）に示した回路が、図５の緩衝増幅回路５２１および緩衝増幅回路５２２として用いられる。この緩衝増幅回路５２１および緩衝増幅回路５２２は周波数変換回路５１のインピーダンス条件の緩和のみならず、消費電流を少なくすることにおいても有利である。なぜなら、図４（ａ）に示した回路では出力バッファ（緩衝増幅回路４２）は大きな隣接チャネル信号も線形増幅する必要があったが、図５に示した回路ではフィルタ機能を有するサレンキー回路の随伴回路５３が周波数変換回路５１に接続されているので、演算増幅回路の出力電圧範囲や周波数範囲が狭い回路を利用することができるからである。
【００４３】
ところで、図５に示した本発明の１実施形態では、緩衝増幅回路５２１はサレンキー回路の随伴回路５３と電流電圧変換回路５４から成っていた。しかし、ある条件下では電流電圧変換回路５４は必ずしも必要としない。図４（ｄ）の回路はノートンの定理により、図４（ｅ）に示すように変形できて、周波数変換器側は抵抗Ｒ１と電流信号源４７の並列回路に置き換えられる。点線４８内の回路をサレンキー回路として、その随伴回路を求めると、入出力を逆にした回路が得られる。この随伴回路は、この先に接続されるフィルタとしてｇｍ−Ｃ（トランスコンダクタンスーキャパシタ）フィルタなど、フィルタの入力インピーダンスが抵抗Ｒ１より十分大きいフィルタを用いるときに採用できる。
【００４４】
図７に示した第５の実施形態に係る周波数変換器は、周波数変換回路７１と緩衝増幅回路７２及び緩衝増幅回路７３とから成る。緩衝増幅回路７２に、上述した図４（ｅ）のサレンキー回路４８の随伴回路が用いられる。緩衝増幅回路７３は緩衝増幅回路７２と同じ構成なので、回路の図示を省略した。以上説明したように、図７に示した、電流電圧変換回路のない周波数変換器は、これらの緩衝増幅回路７２，７３出力に接続されるチャネル選択フィルタの入力インピーダンスが抵抗Ｒ１よりも十分大きい場合に用いることができる。
【００４５】
図８に、図５に示した実施形態における緩衝増幅回路５２１等の容量素子を可変にした、本発明の第６の実施形態の周波数変換器の構成を示す。
【００４６】
近年、無線通信においてもデジタル信号の伝送が中心となりつつあり、音声のみならず画像、文書もデジタルデータとして無線により伝送される場合が増えている。音声のみの通話や小さいデータを伝送するときには占有周波数帯域を狭くし、画像、特に動画を伝送するときには占有周波数帯域を広く取る通信方式が検討されている。このように通信方式を変更可能な無線通信においては使用者が意識することなく必要な設定が実行されるようにコンピュータプログラムによる制御が行われる。
【００４７】
図１５にこのような場合の通信設定制御のフローチャートを示す。音声の伝送を行っていて、処理１５１において使用者が映像の伝送を希望すると、処理１５２において制御チャネルを介して映像信号を要求する信号を送信する。処理１５３において映像チャネルを使用できるか確認し使用できなければ、処理１５４にてその旨のメッセージを表示する。映像チャネルを使用できるとき、即ち送信側と受信側が共に映像通信が可能な状況であれば、処理１５５にて映像が伝送できるように周波数選択特性を含むハードウェア設定が行われる。その後、処理１５６にて通信を行い映像を伝送する。処理１５７において送るべき映像がある限り映像の伝送を続け映像通信が終了すると、処理１５８に移り音声伝送に設定を戻す。
【００４８】
図８に示した周波数変換器は上述のような通信方式に好適な回路である。
図８に示す周波数変換器は、周波数変換回路８１と緩衝増幅回路８２１と緩衝増幅回路８２２から成る。緩衝増幅回路８２１は、サレンキー回路の随伴回路８３と、電流電圧変換回路８４とから成る。随伴回路８３を構成する、容量素子が可変容量素子８６，８７となっている。これらの可変容量素子は、例えば図９に示すように固定容量素子とスイッチが直列接続されたもの４つが並列接続されて成る。各容量素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の容量値が８：４：２：１であるとすると、各スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を開閉することによって、２の４乗通りの容量値が得られその中から適切な値を選択できる。なお、緩衝増幅回路８２２は緩衝増幅回路８２１と同じ構成であるため、回路を示すことを省略した。
【００４９】
図１５に示したフローチャートで、処理１５５において占有帯域を広げる場合には、図９の固定容量素子に接続されているスイッチ例えば、Ｓ１をオフにすることによって容量を小さくする。
【００５０】
図８に示した周波数変換器は、占有周波数帯域を必要に応じて変更する無線通信において、活用可能である。この周波数変換器は、周波数特性を変化させても通過周波数帯域における利得は変動しないという利点をも有している。
【００５１】
図１０に本発明の第７の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す。この実施形態では電流電圧変換回路１０４の抵抗を可変抵抗素子１０８としている。即ち、この周波数変換器は、周波数変換回路１０１と緩衝増幅回路１０２１と緩衝増幅回路１０２２から成る。緩衝増幅回路１０２１は、サレンキー回路の随伴回路１０３と、電流電圧変換回路１０４とから成る。なお、緩衝増幅回路１０２２は緩衝増幅回路１０２１と同じ構成であるため、回路を示すことを省略した。
【００５２】
可変抵抗素子１０８は、例えば図１１に示すように固定抵抗素子とスイッチが直列接続されたもの４つが並列接続されて成る。各抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４の抵抗値の比を８：４：２：１とすると、各スイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４を開閉することによって、４ビットの可変利得周波数変換器が得られる。図１１の周波数変換器は可変抵抗素子１０８の値が変化しても、周波数特性に影響を与えない利点がある。
【００５３】
また、特にチャネル選択フィルタを集積回路として構成すると、各素子の誤差が大きく、所望の周波数特性を得るには、何らかの調整が必要な場合もある。このような場合、図１２に示す周波数変換器が好適である。即ち、緩衝増幅回路１２２１におけるサレンキー回路の随伴回路１２３と電流電圧変換回路１２４の各抵抗素子１２５，１２６，１２７，１２８を可変抵抗とする。そしてこれらの可変抵抗素子を例えば図１３に示すように、設計の中心値より大きい値を有する抵抗Ｒ３１とその抵抗値の誤差を補正するための抵抗Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４とこれらに直列接続されたスイッチＳ３２，Ｓ３３，Ｓ３４を並列接続した構成とする。この周波数変換器は、周波数変換回路１２１と緩衝増幅回路１２２１と緩衝増幅回路１２２２から成る。緩衝増幅回路１２２１は、サレンキー回路の随伴回路１２３と、電流電圧変換回路１２４とから成る。なお、緩衝増幅回路１２２２は緩衝増幅回路１２２１と同じ構成であるため、回路を示すことを省略した。
【００５４】
この可変周波数変換器によれば、スイッチＳ３２，Ｓ３３，Ｓ３４を各々開閉することによって、各抵抗の値の製造誤差を補正することができ、より正確な周波数特性を実現できる。
【００５５】
ところで、上述の実施形態ではいずれも１つの緩衝増幅回路が周波数変換回路に接続されて周波数変換器が構成されているが、図１４の第９の実施形態に示すように周波数変換回路１４１に複数段、３乃至１０段、好ましくは３乃至５段の緩衝増幅回路１４２,１４３…を接続するようにしてもよい。このような構成によると、不要信号は増幅されることなく所望信号のみが複数段の緩衝増幅回路により順次増幅され、所望信号に対して不要信号のレベルが１/２,１/４,１/８…となってＳＮＲの高い所望信号が得られる。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係わる周波数変換器によれば、不要な隣接チャネル信号を増幅しないので出力緩衝増幅回路の消費電流を小さくできる。 またフィルタ初段の回路を電流入力型に変形したり、随伴回路に変形したりすることで、フィルタとミキサを独立に設計した場合も容易に周波数変換器の出力緩衝増幅回路にフィルタの特性を取り込むことができる。したがって、受信機としての周波数選択特性に影響を与えることなく消費電流が小さい周波数変換器が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図２】この発明の第２実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図３】この発明の第３実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図４】従来の構成による周波数変換回路とフィルタ入力部の回路変形を説明するための回路図。
【図５】この発明の第４実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図６】この発明の第４実施形態に係る回路変形を説明するための回路図。
【図７】この発明の第５実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図８】この発明の第６実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図９】図８の第６実施形態に用いる可変容量素子の構成図。
【図１０】この発明の第７実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図１１】図１０の第７実施形態に用いる可変抵抗素子１０８の構成図。
【図１２】この発明の第８実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図１３】図１２の第８実施形態に用いる可変抵抗素子の構成図。
【図１４】この発明の第９実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図１５】この発明の第６実施形態に関連して、映像信号を伝送する場合のフローチャートを示す図。
【図１６】従来の周波数変換器の回路図。
【符号の説明】
１１，２１，３１，４１，５１，７１，８１，１０１，１２１，１４１…周波数変換回路、１２，２２，１４２，１４３，３２１，３２２，５２１，５２２，７２，７３，８２１，８２２，１０２１，１０２２，１２２１，１２２２…緩衝増幅回路、１３，２３…負荷回路、５３，６３，８３，１０３，１２３・・・サレンキー回路の随伴回路、５４，６４，８４，１０４，１２４・・・電流電圧変換回路、８６，８７・・・可変容量素子、１０８，１２５，１２６，１２７，１２８・・・可変抵抗素子。
【発明の属する技術分野】
本発明は、有線通信または無線通信の受信機に用いられる周波数変換器に係わり、特にダイレクトコンバージョン方式(Zero・IF方式)やLOW-IF方式の受信機に好適な周波数変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のダイレクトコンバージョン方式やLOW-IF方式の受信機の周波数変換器としては図１６に示す回路が知られている。この周波数変換器において、変調された高周波信号が周波数変換回路１の端子ＲFから入力され、トランジスタTr１のコレクタ端子から信号電流として出力される。一方、端子LOには局部発振信号が入力され、トランジスタTr２とTr３が交互に導通状態と切断状態にされる。このためトランジスタTr１のコレクタから出力された信号は局部発振周波数により交互にトランジスタTr２とTr３のコレクタに振り分けられ、高周波信号と局部発振信号との乗算が行われる。 その結果、周波数変換された出力電流がトランジスタTr２とTr３のコレクタから出力され、負荷回路３において電圧に変換される。この電圧が緩衝増幅回路２において増幅され、小さい出力インピーダンスの出力電圧として出力される。無線受信機においては周波数変換器の出力信号はチャネル選択フィルタに入力される。集積回路として作られるアクティブフィルタは多くの場合、入力信号が電圧信号源から入力されることを前提としているため周波数変換器の出力には緩衝増幅回路（出力バッファ）が必要である。したがって、周波数変換器は周波数変換回路と緩衝増幅回路から成り、この緩衝増幅回路出力にチャネル選択フィルタが接続される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
周波数変換器の出力バッファの問題についてはB.Razaviらの"Design Consideration for Direct Conversion Receivers"(IEEE Transaction on Circuit and Systems-II:Analog and Digital Signal Processing, Vol.４４,No.６,June １９９７)に記述されている。また、出力バッファの出力をチャネル選択フィルタに入力した場合に、フィルタを設計通りに機能させるには周波数変換器の緩衝増幅回路が満たすべき条件が幾つかある。それらの条件やトレードオフのうち、従来の回路では難しいものとして以下の４点が挙げられる。
【０００４】
即ち、１) 周波数変換回路の出力端子における所望信号は小さい値である。一方で隣接または次隣接チャネルの信号は、例えば所望信号と比べて６０dB(電圧で１０００倍)大きいこともある。出力バッファの雑音は所望信号より小さくする必要があり、且つ出力バッファにおいて相互変調歪みを所望信号周波数帯域に発生させないためには大きな隣接信号または次隣接信号の入力があっても所望信号を線形増幅する必要がある。
【０００５】
２) チャネル選択フィルタのカットオフ周波数に影響を与えないように緩衝増幅回路のカットオフ周波数はチャネル選択フィルタのカットオフ周波数に比べて十分高いことが必要である。また、少なくとも出力バッファのカットオフ周波数の信号までは線形増幅することが必要であり、緩衝増幅回路の消費電流を大きくする必要がある。
【０００６】
３) 周波数変換回路の利得は、負荷回路と出力バッファの入力インピーダンスとの並列インピーダンスに比例する。したがって、利得をできるだけ高くするために、出力バッファの入力インピーダンスは十分大きいことが必要である。
【０００７】
４) チャネル選択フィルタの通過帯域の利得変動に影響を与えないように出力バッファの出力インピーダンスはチャネル選択フィルタの入力インピーダンスに比べて十分小さいことが必要である。
【０００８】
従来の周波数変換器の出力バッファは、前述の通りチャネル選択フィルタに影響を与えないために広帯域特性が要求されていた。このために隣接チャネルまたは次隣接チャネルの信号も所望信号と同様に増幅されてしまうので、所望信号よりもはるかに大きなレベルの信号も線形増幅することが要求されていた。
【０００９】
一方、ダイレクトコンバージョン方式やLOW−IF方式では、チャネル選択フィルタを集積回路として実現できる。集積回路上のチャネル選択フィルタには演算増幅回路等を利用したアクティブフィルタが用いられる。これらのアクティブフィルタの例は高橋誓等による「1.9GHz Si Direct Conversion Receiver IC for QPSK Modulation System」(電子情報通信学会英文誌 IEICE Transaction on elctronics,Vol.E79-C,No.5 may １９９６) や P.J.Chang,A.Rofougaran,and A.A.Abidi による「A CMOS Channel-Select Filter for a Direct Conversion Wireless Receiver」(IEEE J. of Solid-State Circuits, vol.32,No.5,pp.722-729,1997) に述べられている。
【００１０】
これらのチャネル選択フィルタには複数のブロックからなるフィルタを用いており、一つ一つのブロックの単独では隣接チャネルの不要信号を取り除くことはできないが、全体で所望の特性を実現している。また、これらのブロックは所望信号を増幅する機能も併せもっている。即ち、所望信号の増幅と不要信号の除去を段階的に行っている。
【００１１】
例えば、所望信号より１０００倍大きい隣接信号が入力された場合、隣接信号を除去することなく１０倍に増幅すると隣接信号が電源電圧を超えてしまうような場合にも、フィルタの特性により所望信号は１０倍に隣接信号は０．１倍にすることにより電源電圧を超えない信号とすることができる。
【００１２】
所望信号の増幅を不要信号を除去した後に行う方法も考えられるが、周波数選択特性に優れたアクティブフィルタは雑音特性がよくないので、信号対雑音比(ＳＮＲ)が劣化する。このため緩やかな周波数特性のフィルタを用いて不要信号を少し除去して所望信号を少し増幅するということを繰り返す構成を採ることが多い。複数ブロックを通過した信号が所望の振幅且つ所望の周波数特性となるように各ブロックの周波数特性と利得を雑音との兼ね合いから決定する。
【００１３】
こうして設計されたフィルタの特性に影響を与えないように、周波数変換器の出力バッファはチャネル選択フィルタに比べて信号通過帯域が広いことが求められていた。そのため不要な隣接チャネルの信号も増幅して出力していた。
【００１４】
本発明の目的は、少ない消費電流で所望の受信特性を得ることができる周波数変換器を提供することにある。
【００１５】
本発明の他の目的は、条件１)および２) を解消するためにチャンネル選択フィルタの機能の一部を出力バッファに持たせる周波数変換器を提供することにある。
【００１６】
本発明の他の目的は、条件３)および４) を緩和または解決するために出力バッファの入力インピーダンスを大きく、出力インピーダンスを小さくする周波数変換器を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回路として備えることを特徴とする周波数変換器を提供する。
【００２０】
更に本発明は、情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路を出力緩衝増幅回路として備えることを特徴とする周波数変換器を提供する。
【００２１】
本発明の周波数変換器は、チャンネル選択フィルタの入力部の周波数特性とバッファとして機能を備えた緩衝増幅回路を備えている。この出力バッファは所望信号を増幅する必要があるので、カットオフ周波数が所望信号周波数帯域よりも高いことが必要である。また隣接チャネルを使用する通信システムやLOW-IF方式の場合は隣接チャネルの信号を取り除いて増幅するためにカットオフ周波数を隣接チャネルの搬送波周波数より小さくする必要がある。ＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙ−ｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）のように隣接チャネルを使用せず、一つおきのチャネルを使うシステムの場合はカットオフ周波数を実際に不要信号が存在する次隣接チャネルの搬送波周波数より小さくすることによって不要信号を除去する必要がある。狭い帯域の出力バッファとすることで不要信号を増幅することがなくなるので、出力バッファの線形増幅範囲を小さく選ぶことができる。線形増幅範囲を小さくすると、消費電流を少なくすることが可能になる。
【００２２】
周波数変換回路としてはギルバート（Ｇｉｌｂｅｒｔ）乗算回路のようにもともと電流出力であるものも多数ある。これらの電流出力型周波数変換回路出力に接続される緩衝増幅回路として電流電圧変換回路を用いることができる。電流電圧変換回路の入力インピーダンスは小さく、周波数変換回路の出力端子の電圧変動は小さくなる。このため、出力電圧変動による歪みを回避できる利点もある。
【００２３】
従来のチャンネル選択フィルタが電圧入力を前提に設計されているため、従来の周波数変換器は電流電圧変換回路を緩衝増幅回路として用い、且つこの緩衝増幅回路はチャンネル選択フィルタの特性に影響を与えないように周波数特性が広帯域である必要があった。
【００２４】
本発明の周波数変換器の電流電圧変換回路は所望信号周波数帯域より高く隣接または次隣接チャネル搬送波周波数より低いカットオフ周波数の低域通過型の周波数特性を有している。このため、隣接チャネルの大きな信号を線形増幅する必要はなく消費電流を小さくすることが可能である。
【００２５】
更に本発明は、情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回路として備え、前記随伴回路を構成する容量素子として可変容量素子を用いることを特徴とする周波数変換器を提供する。この発明では占有周波数帯域を必要に応じて変更することができる。
【００２６】
更に本発明は、情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回路として備え、前記電流電圧変換回路を構成する抵抗素子として可変抵抗素子を用いることを特徴とする周波数変換器を提供する。この発明によれば変換利得を変えることができる。
【００２７】
更に本発明は、情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回路として備え、前記随伴回路及び電流電圧変換回路を構成する抵抗素子として可変抵抗素子を用いることを特徴とする周波数変換器を提供する。
【００２８】
また本発明は前記構成において、前記周波数変換回路に複数段の緩衝増幅回路が接続される周波数変換器を提供する。
【００２９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１実施形態に係わる周波数変換器の回路構成を示している。この周波数変換器は、周波数変換回路１１と緩衝増幅回路１２により構成される。周波数変換回路１１は抵抗Ｒ１,Ｒ２を含む負荷回路１３と、トランジスタTr１,Tr２,Tr３により構成される。周波数変換回路１１の端子LOには局部発振信号が入力され、端子ＲFには高周波信号が入力される。低域通過特性とするために、緩衝増幅回路１２のフィードバック回路は容量素子Cと抵抗素子Ｒの並列回路で構成される。緩衝増幅回路１２は、所望信号を増幅する必要があるので、この回路のカットオフ周波数は所望信号周波数帯域fBよりも高いことが必要である。一方、隣接チャネルを使用する通信システムやLOW-IF方式の場合は隣接チャネルの信号を取り除いて増幅するために、緩衝増幅回路１２のカットオフ周波数を隣接チャネルの搬送波周波数fCより小さくする必要がある。
【００３０】
PHSのように隣接チャネルを使用せず、一つおきのチャネルを使うシステムの場合は緩衝増幅回路１２のカットオフ周波数を実際に不要信号が存在する次隣接チャネルの搬送波周波数より小さくすることによって不要信号を除去する必要がある。したがって、緩衝増幅回路１２のフィードバック回路の時定数ＲＣに関する条件は ２πfB<ＲＣ<２πfC に設定される。
【００３１】
このように帯域制限することで不要信号を増幅することがなくなるので、緩衝増幅回路１２の線形増幅の範囲を小さく選ぶことができる。この線形増幅範囲を小さくすることにより、消費電流を少なくすることが可能になる。
【００３２】
次に、図１の周波数変換器の動作を説明する。端子LOおよび端子RFにそれぞれ局部発振信号および高周波信号が入力されると、トランジスタTr１のコレクタから出力される高周波信号が端子LOからの局部発振信号によりトランジスタTr２,Tr３のコレクタに交互に振り分けられ、緩衝増幅回路１２に出力される。即ち、局部発振信号と高周波信号とが乗算された信号が緩衝増幅回路１２に出力される。この緩衝増幅回路１２のフィードバック回路の時定数ＲCは ２πfB<ＲＣ<２πfC に設定されているので、入力された複数チャンネルに相当する信号のうちの所望信号以外の不要信号、即ち所望チャネルに隣接または次隣接するチャネルの不要信号がCR回路を通過して増幅されることなく、所望信号だけが増幅され出力される。
【００３３】
図２は本発明の第２実施形態に係わる周波数変換器の回路構成を示している。この回路によると、周波数変換回路２１は電流出力型であり、このため負荷回路２３は能動負荷等の電流源回路I１,I２を用いる。緩衝増幅回路２２は電流入力電圧出力回路であり、また低域通過特性を有している。そのカットオフ周波数は所望信号帯域fBよりも高く隣接チャネルの搬送波周波数fCより低く設定される。この周波数変換器は緩衝増幅回路２２の入力端子における電圧変動が非常に小さいため、コレクタ寄生容量の非線形性による相互変調歪みも発生しないという利点がある。
【００３４】
図３は本発明の第３実施形態に係わる周波数変換器の回路構成を示している。この周波数変換器は、周波数変換回路３１と２つの緩衝増幅回路３２１および緩衝増幅回路３２２により構成される。周波数変換回路３１は第１および第２の実施形態と同様な構成を有している。緩衝増幅回路３２１および緩衝増幅回路３２２は周波数変換回路３１のトランジスタTr２およびTr３のコレクタにそれぞれ接続される。即ち、周波数変換回路３１の差動出力の両方に緩衝増幅回路３２１および緩衝増幅回路３２２が接続される。緩衝増幅回路３２１および３２２はそれぞれ二次の低域通過特性を有している。このような緩衝増幅回路は上述の第１，第２実施形態の一次の低域通過特性の回路よりも非常に大きな隣接チャネル信号をより効率よく除去することができる。
【００３５】
図４（ａ）は、従来の周波数変換器にチャネル選択フィルタ４３を接続した回路を示している。この周波数変換器は電流出力型の周波数変換回路４１と電流電圧変換型の緩衝増幅回路４２を備えている。チャネル選択フィルタ４３の入力部は図３の緩衝増幅回路３２１および３２２と同じ周波数特性を有している。このフィルタ入力部は電圧入力、すなわちインピーダンスが抵抗Ｒ１に比べて充分小さい信号源を前提に設計されていて、インピーダンスが高い信号源を接続した場合は周波数特性が設計値からずれてしまう。このため、周波数変換器の緩衝増幅回路４２の出力インピーダンスはＲ１より充分小さいことが必要であり、消費電流が大きくなる。
【００３６】
ところで、テブナン（Ｔｈｅｖｅｎｉｎ）の定理とノートン（Ｎｏｒｔｏｎ）の定理を用いれば、図４（ａ）におけるチャネル選択フィルタ４３の入力部にある抵抗Ｒ１と電圧信号源（緩衝増幅回路４２出力）の直列回路は、一定条件の下でＲ１と電流信号源の並列回路に等価変換できる。即ち、図４（ａ）において緩衝増幅回路４２の出力インピーダンスがＲ１より充分小さいとき、テブナンの定理により、図４（ｂ）に示すようにＲ１側から見て緩衝増幅回路４２は電圧信号源４５に置き換えられ、抵抗Ｒ１と電圧信号源４５の直列回路となる。更に、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３により構成される差動対の出力インピーダンスが抵抗Ｒ１よりも十分大きいとすると、ノートンの定理を適用することにより図４（ｃ）に示すように、上記直列回路は上記抵抗Ｒ１と同じ値の抵抗Ｒ１と電流信号源４６の並列回路と等価になる。一方、図４（ｄ）は図３の回路の一部を省略したものである。図４（ｄ）をノートンの等価回路に変形すると図４（ｅ）になり、図４（ｅ）は図４（ｃ）と同じ回路である。したがって、一定の条件の下では図３の回路と図４（ａ）の周波数特性は同じになる。図３において周波数変換器は抵抗Ｒ１を負荷として電圧を出力しているように見えるが、実は図４（ａ）のチャネル選択フィルタ４３の入力部を電流信号源入力に変形した回路である。
【００３７】
この構成により低出力インピーダンスのアンプが省略できるので、低消費電流化が可能になる。
【００３８】
図５は本発明の第４の実施形態に係る周波数変換器の回路構成を示している。図３に示した周波数変換器においては、電流入力型の緩衝増幅回路を用いたので、低出力インピーダンスのアンプが不要になったが、上述したように、逆に電流源として機能するために周波数変換回路のトランジスタＴｒ２，Ｔｒ３で構成される差動対の出力インピーダンスがＲ１より十分大きいことが必要になる。例えばＲ１の値が１kΩで、トランジスタの出力インピーダンスの影響を１％程度に抑えたいとすると、１００kΩ以上のインピーダンスが必要である。しかしながら特に高速なトランジスタほど出力インピーダンスは低くなりがちで、且つダイレクトコンバージョン方式のように線形範囲の広い周波数変換回路には大きなバイアス電流を流すので、更に出力インピーダンスは小さくなる。このような条件に適した回路が図５に示す回路構成である。図５において５３はサレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路、５４は電流電圧変換回路であり、後述する。
【００３９】
この回路構成では、周波数変換器は周波数変換回路５１および緩衝増幅回路５２１および５２２とにより構成される。緩衝増幅回路５２１および５２２の入力は演算増幅回路５３の入力端子であり、且つこの端子にフィードバック回路も接続されているので、この部分のインピーダンスは非常に小さくなる。このため周波数変換回路５１の出力インピーダンスの条件は大幅に緩和される。
【００４０】
図６は、図４（ａ）の従来回路を図５の実施形態の回路に変形することについて示している。即ち、図６（ａ）の回路は、図４（ａ）の従来の回路の緩衝増幅回路４２とチャンネル選択フィルタ４３の入力部を取り出して構成される。後者がサレンキー回路を構成する。図６（ｂ）の回路は図６（ａ）の回路における演算増幅器OPA１,OPA２の入力と出力を逆転し、電流入力を電圧出力に、電圧出力を電流入力に変換することで構成される。６３はサレンキー回路４３の随伴回路であり、６４は電流電圧変換回路である。演算増幅器OPA３,OPA４は演算増幅器OPA２,OPA１に対応する演算増幅器である。
【００４１】
図６（ａ）に示した回路と図６（ｂ）に示した回路の伝達関数は等しくなる。尚、随伴回路は素子値の誤差の影響を示す素子感度の計算等で用いられる。
【００４２】
図６（ｂ）に示した回路が、図５の緩衝増幅回路５２１および緩衝増幅回路５２２として用いられる。この緩衝増幅回路５２１および緩衝増幅回路５２２は周波数変換回路５１のインピーダンス条件の緩和のみならず、消費電流を少なくすることにおいても有利である。なぜなら、図４（ａ）に示した回路では出力バッファ（緩衝増幅回路４２）は大きな隣接チャネル信号も線形増幅する必要があったが、図５に示した回路ではフィルタ機能を有するサレンキー回路の随伴回路５３が周波数変換回路５１に接続されているので、演算増幅回路の出力電圧範囲や周波数範囲が狭い回路を利用することができるからである。
【００４３】
ところで、図５に示した本発明の１実施形態では、緩衝増幅回路５２１はサレンキー回路の随伴回路５３と電流電圧変換回路５４から成っていた。しかし、ある条件下では電流電圧変換回路５４は必ずしも必要としない。図４（ｄ）の回路はノートンの定理により、図４（ｅ）に示すように変形できて、周波数変換器側は抵抗Ｒ１と電流信号源４７の並列回路に置き換えられる。点線４８内の回路をサレンキー回路として、その随伴回路を求めると、入出力を逆にした回路が得られる。この随伴回路は、この先に接続されるフィルタとしてｇｍ−Ｃ（トランスコンダクタンスーキャパシタ）フィルタなど、フィルタの入力インピーダンスが抵抗Ｒ１より十分大きいフィルタを用いるときに採用できる。
【００４４】
図７に示した第５の実施形態に係る周波数変換器は、周波数変換回路７１と緩衝増幅回路７２及び緩衝増幅回路７３とから成る。緩衝増幅回路７２に、上述した図４（ｅ）のサレンキー回路４８の随伴回路が用いられる。緩衝増幅回路７３は緩衝増幅回路７２と同じ構成なので、回路の図示を省略した。以上説明したように、図７に示した、電流電圧変換回路のない周波数変換器は、これらの緩衝増幅回路７２，７３出力に接続されるチャネル選択フィルタの入力インピーダンスが抵抗Ｒ１よりも十分大きい場合に用いることができる。
【００４５】
図８に、図５に示した実施形態における緩衝増幅回路５２１等の容量素子を可変にした、本発明の第６の実施形態の周波数変換器の構成を示す。
【００４６】
近年、無線通信においてもデジタル信号の伝送が中心となりつつあり、音声のみならず画像、文書もデジタルデータとして無線により伝送される場合が増えている。音声のみの通話や小さいデータを伝送するときには占有周波数帯域を狭くし、画像、特に動画を伝送するときには占有周波数帯域を広く取る通信方式が検討されている。このように通信方式を変更可能な無線通信においては使用者が意識することなく必要な設定が実行されるようにコンピュータプログラムによる制御が行われる。
【００４７】
図１５にこのような場合の通信設定制御のフローチャートを示す。音声の伝送を行っていて、処理１５１において使用者が映像の伝送を希望すると、処理１５２において制御チャネルを介して映像信号を要求する信号を送信する。処理１５３において映像チャネルを使用できるか確認し使用できなければ、処理１５４にてその旨のメッセージを表示する。映像チャネルを使用できるとき、即ち送信側と受信側が共に映像通信が可能な状況であれば、処理１５５にて映像が伝送できるように周波数選択特性を含むハードウェア設定が行われる。その後、処理１５６にて通信を行い映像を伝送する。処理１５７において送るべき映像がある限り映像の伝送を続け映像通信が終了すると、処理１５８に移り音声伝送に設定を戻す。
【００４８】
図８に示した周波数変換器は上述のような通信方式に好適な回路である。
図８に示す周波数変換器は、周波数変換回路８１と緩衝増幅回路８２１と緩衝増幅回路８２２から成る。緩衝増幅回路８２１は、サレンキー回路の随伴回路８３と、電流電圧変換回路８４とから成る。随伴回路８３を構成する、容量素子が可変容量素子８６，８７となっている。これらの可変容量素子は、例えば図９に示すように固定容量素子とスイッチが直列接続されたもの４つが並列接続されて成る。各容量素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の容量値が８：４：２：１であるとすると、各スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を開閉することによって、２の４乗通りの容量値が得られその中から適切な値を選択できる。なお、緩衝増幅回路８２２は緩衝増幅回路８２１と同じ構成であるため、回路を示すことを省略した。
【００４９】
図１５に示したフローチャートで、処理１５５において占有帯域を広げる場合には、図９の固定容量素子に接続されているスイッチ例えば、Ｓ１をオフにすることによって容量を小さくする。
【００５０】
図８に示した周波数変換器は、占有周波数帯域を必要に応じて変更する無線通信において、活用可能である。この周波数変換器は、周波数特性を変化させても通過周波数帯域における利得は変動しないという利点をも有している。
【００５１】
図１０に本発明の第７の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す。この実施形態では電流電圧変換回路１０４の抵抗を可変抵抗素子１０８としている。即ち、この周波数変換器は、周波数変換回路１０１と緩衝増幅回路１０２１と緩衝増幅回路１０２２から成る。緩衝増幅回路１０２１は、サレンキー回路の随伴回路１０３と、電流電圧変換回路１０４とから成る。なお、緩衝増幅回路１０２２は緩衝増幅回路１０２１と同じ構成であるため、回路を示すことを省略した。
【００５２】
可変抵抗素子１０８は、例えば図１１に示すように固定抵抗素子とスイッチが直列接続されたもの４つが並列接続されて成る。各抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４の抵抗値の比を８：４：２：１とすると、各スイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４を開閉することによって、４ビットの可変利得周波数変換器が得られる。図１１の周波数変換器は可変抵抗素子１０８の値が変化しても、周波数特性に影響を与えない利点がある。
【００５３】
また、特にチャネル選択フィルタを集積回路として構成すると、各素子の誤差が大きく、所望の周波数特性を得るには、何らかの調整が必要な場合もある。このような場合、図１２に示す周波数変換器が好適である。即ち、緩衝増幅回路１２２１におけるサレンキー回路の随伴回路１２３と電流電圧変換回路１２４の各抵抗素子１２５，１２６，１２７，１２８を可変抵抗とする。そしてこれらの可変抵抗素子を例えば図１３に示すように、設計の中心値より大きい値を有する抵抗Ｒ３１とその抵抗値の誤差を補正するための抵抗Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４とこれらに直列接続されたスイッチＳ３２，Ｓ３３，Ｓ３４を並列接続した構成とする。この周波数変換器は、周波数変換回路１２１と緩衝増幅回路１２２１と緩衝増幅回路１２２２から成る。緩衝増幅回路１２２１は、サレンキー回路の随伴回路１２３と、電流電圧変換回路１２４とから成る。なお、緩衝増幅回路１２２２は緩衝増幅回路１２２１と同じ構成であるため、回路を示すことを省略した。
【００５４】
この可変周波数変換器によれば、スイッチＳ３２，Ｓ３３，Ｓ３４を各々開閉することによって、各抵抗の値の製造誤差を補正することができ、より正確な周波数特性を実現できる。
【００５５】
ところで、上述の実施形態ではいずれも１つの緩衝増幅回路が周波数変換回路に接続されて周波数変換器が構成されているが、図１４の第９の実施形態に示すように周波数変換回路１４１に複数段、３乃至１０段、好ましくは３乃至５段の緩衝増幅回路１４２,１４３…を接続するようにしてもよい。このような構成によると、不要信号は増幅されることなく所望信号のみが複数段の緩衝増幅回路により順次増幅され、所望信号に対して不要信号のレベルが１/２,１/４,１/８…となってＳＮＲの高い所望信号が得られる。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係わる周波数変換器によれば、不要な隣接チャネル信号を増幅しないので出力緩衝増幅回路の消費電流を小さくできる。 またフィルタ初段の回路を電流入力型に変形したり、随伴回路に変形したりすることで、フィルタとミキサを独立に設計した場合も容易に周波数変換器の出力緩衝増幅回路にフィルタの特性を取り込むことができる。したがって、受信機としての周波数選択特性に影響を与えることなく消費電流が小さい周波数変換器が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図２】この発明の第２実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図３】この発明の第３実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図４】従来の構成による周波数変換回路とフィルタ入力部の回路変形を説明するための回路図。
【図５】この発明の第４実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図６】この発明の第４実施形態に係る回路変形を説明するための回路図。
【図７】この発明の第５実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図８】この発明の第６実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図９】図８の第６実施形態に用いる可変容量素子の構成図。
【図１０】この発明の第７実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図１１】図１０の第７実施形態に用いる可変抵抗素子１０８の構成図。
【図１２】この発明の第８実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図１３】図１２の第８実施形態に用いる可変抵抗素子の構成図。
【図１４】この発明の第９実施形態に係る周波数変換器の回路図。
【図１５】この発明の第６実施形態に関連して、映像信号を伝送する場合のフローチャートを示す図。
【図１６】従来の周波数変換器の回路図。
【符号の説明】
１１，２１，３１，４１，５１，７１，８１，１０１，１２１，１４１…周波数変換回路、１２，２２，１４２，１４３，３２１，３２２，５２１，５２２，７２，７３，８２１，８２２，１０２１，１０２２，１２２１，１２２２…緩衝増幅回路、１３，２３…負荷回路、５３，６３，８３，１０３，１２３・・・サレンキー回路の随伴回路、５４，６４，８４，１０４，１２４・・・電流電圧変換回路、８６，８７・・・可変容量素子、１０８，１２５，１２６，１２７，１２８・・・可変抵抗素子。
Claims (6)
- 情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回路として備えることを特徴とする周波数変換器。
- 情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路を出力緩衝増幅回路として備えることを特徴とする周波数変換器。
- 情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回路として備え、前記随伴回路を構成する容量素子として可変容量素子を用いることを特徴とする周波数変換器。
- 情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回路として備え、前記電流電圧変換回路を構成する抵抗素子として可変抵抗素子を用いることを特徴とする周波数変換器。
- 情報伝達のために変調された高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回路として備え、前記随伴回路及び前記電流電圧変換回路を構成する抵抗素子として可変抵抗素子を用いることを特徴とする周波数変換器。
- 前記周波数変換回路に複数段の緩衝増幅回路が接続されることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１記載の周波数変換器。
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