JP2001077872A - 送信回路及び無線送信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】集積回路内に設けられたIF-AGCアンプ及びアッ
プコンバータの利得をそれぞれ制御することにより、無
線送信装置全体の構成を簡単にし、通信品位を保ちつつ
利得を効果的に制御することを特徴とする。 【解決手段】スペクトラム拡散処理が施されたＩ相の送
信データ信号I-DATA及びＱ相の送信データ信号Q-DATAを
受け、このデータ信号に応じて中間周波数信号を変調す
る変調器１１と、この変調器の出力を増幅すると共に利
得制御信号GC-ADJ1に応じて利得が制御されるIF-AGCア
ンプ１３と、このIF-AGCアンプの出力を伝送路周波数に
上昇させると共に制御信号GC-ADJ2に応じて利得が制御
されるアップコンバータ１４とを具備したことを特徴と
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、送信出力利得を
制御する必要のある送信回路及び無線送信装置に係り、
例えば符合分割多重接続（code division multiple acc
ess：ＣＤＭＡ）方式の携帯電話機などに好適なディジ
タル方式の送信回路及び無線送信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＣＤＭＡ方式は、大容量化が可能な信号
変調方式として注目を集めている。このＣＤＭＡ方式に
よる無線送信装置、例えば携帯電話機では、基地局から
の要求に応じて送信出力利得を制御する必要がある。

【０００３】図１２は、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機にお
ける従来の送信装置のブロック図である。

【０００４】図示しないデータ処理回路から出力される
スペクトラム拡散処理が施されたＩ相の送信データ信号
I-DATA及びＱ相の送信データ信号Q-DATAが変調器５１に
入力される。この変調器５１は直交変調器であり、この
変調器５１により、TX-IF局部発振器５２から出力され
る中間周波数の局部発振信号が上記直交送信データ信号
I-DATA及びQ-DATAデータに応じて変調される。

【０００５】上記変調器５１の出力はIF-AGCアンプ（中
間周波利得制御増幅器）５３に入力される。IF-AGCアン
プ５３では、例えば基地局からの利得調整要求信号に応
じて携帯電話機内部で形成された利得調整信号TX AGC A
DJ1で定まる利得で、入力された変調信号が増幅され
る。このIF-AGCアンプ５３の出力はアップコンバータ
（周波数変換器）５４に入力される。

【０００６】上記アップコンバータ５４には、また、TX
-RF局部発振器５５から出力される局部発振信号が入力
されており、アップコンバータ５４で中間周波数帯域の
変調信号が伝送路周波数帯域の信号にアップコンバート
（周波数変換）される。

【０００７】伝送路周波数帯域に変換された変調信号
（ＲＦ信号）は、バンドパスフィルタ回路（ＢＰＦ）５
６によって不要成分が除去された後、パワーコントロー
ルアンプ（ＰＣ−ＡＭＰ）５７に入力される。パワーコ
ントロールアンプ５７では、利得調整信号TX AGC ADJ1
とともに形成された利得調整信号TX AGC ADJ2によって
定まる利得で、入力された変調信号が増幅される。パワ
ーコントロールアンプ５７の出力はパワーアンプ（Ｐ
Ａ）５８に入力される。パワーアンプ５８では、パワー
コントロールアンプ５７から出力される変調信号（ＲＦ
信号）が電力増幅される。そして、このパワーアンプ５
８で電力増幅された信号は、図示しない送受信共用アン
テナに送られて空間に放射される。

【０００８】なお、図１２において、変調器５１及びIF
-AGCアンプ５３からなる回路は、同じ集積回路内に集積
されている。

【０００９】ところで、従来の送信装置において、IF-A
GCアンプ５３のみで送信利得を制御しようとすると、パ
ワーアンプ５８からの出力電力が最小の時、アップコン
バータ５４のＮＦ（Noise Figure：雑音指数）は１５ｄ
Ｂ前後と大きく、またその電力利得も１０ｄＢ程度ある
ために、アップコンバータ５４の出力信号のＳ／Ｎ比が
悪くなり、波形品質ρ（信号成分＋ノイズ成分に対する
信号成分の比：ρ＝Ｓ／（Ｓ＋Ｎ））が悪くなる。この
ような問題を解決するために、図１２の回路では、パワ
ーコントロールアンプ５７の利得を可変にして、利得調
整信号TX AGC ADJ2に応じてその利得を下げるようにし
ている。

【００１０】一般に、パワーコントロールアンプ５７の
ＮＦは６ｄＢ程度なので、その利得を小さくし、送信装
置において支配的であるアップコンバータ５４のノイズ
を抑えながら全体の出力利得を調整すれば、波形品質の
劣化を防ぐことができる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかし、パワーコント
ロールアンプ５７の利得を制御できるようにした場合、
パワーコントロールアンプ５７の構成が複雑となり、携
帯電話機の製造価格が上昇する上に、部品点数が増える
ために外形寸法が大型化するという問題が生じる。

【００１２】また、利得調整用の制御線が２本必要にな
り、この制御線を１本にしようとすると、今度は別の回
路が必要となり、これによりさらに部品点数が増えて回
路の面積が大きくなってしまう。

【００１３】また、パワーコントロールアンプ５７で増
幅される変調信号の周波数が高いことと、出力電力が大
きいことのために、このパワーコントロールアンプ５７
を他のIF-AGCアンプ５３などと一緒に１つの集積回路と
して構成することは技術的に困難である。

【００１４】この発明は上記のような事情を考慮してな
されたものであり、その目的は、安価に製造でき、外形
寸法も大型化せず、かつ大きな利得調整を行っても波形
品質の良い送信出力を得ることができる送信回路及び無
線送信装置を提供することにある。

【００１５】さらにこの発明は、広い利得可変幅を容易
に得ることができる周波数変換回路を提供することを別
の目的としている。

【００１６】

【課題を解決するための手段】この発明の送信回路は、
送信用データ信号を受け、このデータ信号に応じて中間
周波数信号を変調する変調回路と、上記変調回路の出力
を受け、この変調回路の出力を増幅すると共に第１の制
御信号に応じて利得が制御される中間周波増幅回路と、
上記中間周波増幅回路の出力を受け、この中間周波増幅
回路の出力を伝送路周波数に上昇させると共に第２の制
御信号に応じて利得が制御される周波数変換回路とを具
備している。

【００１７】さらに、この発明の無線送信装置は、中間
周波数信号を生成する中間周波数信号生成回路と、送信
用データ信号及び上記中間周波数信号を受け、上記中間
周波数信号を上記送信用データ信号に応じて変調する変
調回路と、上記変調回路の出力を受け、この変調回路の
出力を増幅すると共に第１の制御信号に応じて利得が制
御される中間周波増幅回路と、局部発振信号を生成する
局部発振信号生成回路と、上記中間周波増幅回路の出力
及び上記局部発振信号を受け、上記中間周波増幅回路の
出力を伝送路周波数に上昇させると共に第２の制御信号
に応じて利得が制御される周波数変換回路と、上記周波
数変換回路の出力から不要成分を除去するフィルタ回路
と、上記フィルタ回路の出力を増幅する利得が実質的に
一定の電力増幅回路とを具備している。

【００１８】また、この発明の周波数変換回路は、第１
の入力信号の周波数を第２の入力信号の周波数に変換す
る周波数変換回路において、前記第２の入力信号が供給
される第１、第２の入力端子に制御端子がそれぞれ接続
された第１、第２のトランジスタ及び第３、第４のトラ
ンジスタを含んで構成された第１の周波数変換部と、前
記第１、第３のトランジスタの一端に共通接続された第
５のトランジスタ、前記第２、第４のトランジスタの一
端に共通接続された第６のトランジスタ及び前記第５、
第６のトランジスタに接続された第１の可変電流源とを
含んで構成され、前記第１の入力信号が前記第５、第６
のトランジスタの制御端子に供給される利得可変の増幅
回路と、前記第１の可変電流源に電流制御信号を供給す
る第１の可変電流源制御回路とを具備している。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照してこの発明の
実施の形態を詳細に説明する。

【００２０】図１は、この発明をＣＤＭＡ方式の携帯電
話機に適用した第１の実施の形態による送信装置のブロ
ック図である。

【００２１】携帯電話機内の図示しないデータ処理回路
から出力されるスペクトラム拡散処理が施された直交関
係にあるＩ相の送信データ信号I-DATA及びＱ相の送信デ
ータ信号Q-DATAが変調器１１に入力される。また、この
変調器１１には、TX-IF局部発振器（中間周波数信号生
成回路）１２から出力される中間周波数の局部発振信号
が入力される。

【００２２】上記変調器１１により、TX-IF局部発振器
１２から出力される中間周波数の局部発振信号が、上記
直交送信データ信号I-DATA及びQ-DATAデータに応じて変
調される。

【００２３】上記変調器１１の出力はIF-AGCアンプ（中
間周波利得制御増幅器、即ち中間周波増幅回路）１３に
入力される。IF-AGCアンプ１３では、利得調整信号GC-A
DJ1で定まる利得で入力された変調信号が増幅される。
このIF-AGCアンプ１３の出力は周波数変換回路であるア
ップコンバータ１４に入力される。

【００２４】上記アップコンバータ１４には、また、TX
-RF局部発振器１５（局部発振信号生成回路）から出力
される局部発振信号が入力されている。そして、このア
ップコンバータ１４では、中間周波数帯域の変調信号が
伝送路周波数帯域の信号にアップコンバート（周波数変
換）されると共に、利得調整信号GC-ADJ2で定まる利得
で増幅される。

【００２５】伝送路周波数帯域にアップコンバートされ
た変調信号（ＲＦ信号）は、バンドパスフィルタ回路
（ＢＰＦ）１６によって不要成分が除去された後、パワ
ーアンプ（ＰＡ）１７に入力される。パワーアンプ１７
では、バンドパスフィルタ回路１６から出力される変調
信号（ＲＦ信号）が一定の利得で電力増幅される。そし
て、このパワーアンプ１７で電力増幅された送信信号
は、図示しない送受信共用アンテナに送られて空間に放
射される。

【００２６】上記利得調整信号GC-ADJ1及びGC-ADJ2はゲ
インコントロール回路（制御信号発生回路）１８から出
力される。このゲインコントロール回路１８には例えば
基地局から送信されて来た利得調整指令に基づいて携帯
電話機内で形成された利得制御信号TX Gain contが入力
される。ゲインコントロール回路１８は、この利得制御
信号TX Gain contの電圧レベルに対して２つの閾値Ｖ
１、Ｖ２が設定されており、信号TX Gain contの電圧レ
ベルに応じて上記２つの利得調整信号GC-ADJ1及びGC-AD
J2を出力する。

【００２７】なお、図１において、破線で囲まれた領域
に含まれる変調器１１、IF-AGCアンプ１３、アップコン
バータ１４及びゲインコントロール回路１８は、同じ集
積回路１９内に集積されている。

【００２８】次に、上記のような構成でなる送信装置の
動作を、図２の特性図を参照して説明する。

【００２９】まず、ゲインコントロール回路１８に入力
される利得制御信号TX Gain contの電圧レベルが、Ｖ０
から一方の閾値Ｖ１まで変化するときは、ゲインコント
ロール回路１８は、IF-AGCアンプ１３の利得AGC-Gainが
図２（ａ）に示すようにＧ０からＧ１までの間でリニア
に増加（単調増加）するように一方の利得調整信号GC-A
DJ1を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得UC-
Gainが図２（ｂ）に示すようにＧ２で一定となるように
他方の利得調整信号GC-ADJ2を発生する。

【００３０】さらに、ゲインコントロール回路１８に入
力される利得制御信号TX Gain contの電圧レベルが、一
方の閾値Ｖ１から他方の閾値Ｖ２まで変化するときは、
ゲインコントロール回路１８は、IF-AGCアンプ１３の利
得AGC-Gainが図２（ａ）に示すようにＧ１で一定となる
ように一方の利得調整信号GC-ADJ1を発生すると共に、
アップコンバータ１４の利得UC-Gainが図２（ｂ）に示
すようにＧ２からＧ３までの間でリニアに増加（単調増
加）するように他方の利得調整信号GC-ADJ2を発生す
る。

【００３１】またさらに、ゲインコントロール回路１８
に入力される利得制御信号TX Gaincontの電圧レベル
が、他方の閾値Ｖ２からそれ以上の値に変化するとき
は、ゲインコントロール回路１８は、IF-AGCアンプ１３
の利得AGC-Gainが図２（ａ）に示すようにＧ１からリニ
アに増加（単調増加）するように一方の利得調整信号GC
-ADJ1を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得U
C-Gainが図２（ｂ）に示すようにＧ３で一定となるよう
に他方の利得調整信号GC-ADJ2を発生する。

【００３２】ここで、送信装置全体の利得AGC+UC-Gain
はIF-AGCアンプ１３とアップコンバータ１４の利得を合
成したものとなり、図２（ｃ）に示すように、利得制御
信号TX Gain contの電圧レベルの上昇に伴なってリニア
に増加（単調増加）する。

【００３３】上記実施の形態によれば、アップコンバー
タ１４において、最小の利得Ｇ２ができるだけ小さくな
るように設計しておくことにより、アップコンバータ１
４の出力信号のＳ／Ｎを向上させることができ、波形品
質の良い送信出力を得ることができる。

【００３４】また、従来のようにパワーコントロールア
ンプを設けかつその利得を制御するようにはしていない
ので、構成が複雑なパワーコントロールアンプが不要と
なり、携帯電話機の製造価格の上昇を防止することがで
きると共に部品点数が増えることによる外形寸法の大型
化も防止できる。

【００３５】さらに、集積回路１９に入力される利得調
整用信号の制御線が利得制御信号TXGain contの制御線
１本で済むので、集積回路１９における外部端子の数を
少なくすることができ、これによりさらに外形寸法の小
型化と製造価格の低減を図ることができる。

【００３６】次に、この発明の第２の実施の形態につい
て説明する。

【００３７】この第２の実施の形態による送信装置のブ
ロック構成は図１に示すものと同様であり、ゲインコン
トロール回路１８における利得調整信号GC-ADJ1及びGC-
ADJ2の発生方法が図１の場合とは異なる。従って、図１
と異なる点のみについて図３を参照して以下に説明す
る。

【００３８】まず、ゲインコントロール回路１８に入力
される利得制御信号TX Gain contの電圧レベルがＶ０か
ら他方の閾値Ｖ２まで変化するときは、ゲインコントロ
ール回路１８は、IF-AGCアンプ１３の利得AGC-Gainが図
３（ａ）に示すようにＧ０からＧ６を通過し、Ｇ４まで
の間でリニアに増加（単調増加）するように一方の利得
調整信号GC-ADJ1を発生すると共に、アップコンバータ
１４の利得UC-Gainが図３（ｂ）に示すようにＧ８で一
定となるように他方の利得調整信号GC-ADJ2を発生す
る。

【００３９】次に、ゲインコントロール回路１８に入力
される利得制御信号TX Gain contの電圧レベルが他方の
閾値Ｖ２に達すると、ゲインコントロール回路１８は、
IF-AGCアンプ１３の利得AGC-Gainが図３（ａ）に示すよ
うにＧ４からそれよりも小さいＧ５に直ちに降下するよ
うに一方の利得調整信号GC-ADJ1を発生すると共に、ア
ップコンバータ１４の利得UC-Gainが図３（ｂ）に示す
ようにＧ８からそれよりも大きいＧ９に直ちに上昇する
よう他方の利得調整信号GC-ADJ2を発生する。

【００４０】そして、ゲインコントロール回路１８に入
力される利得制御信号TX Gain contの電圧レベルが他方
の閾値Ｖ２よりも大きくなるように変化すると、ゲイン
コントロール回路１８は、IF-AGCアンプ１３の利得AGC-
Gainが図３（ａ）に示すようにＧ５からリニアに増加
（単調増加）するように一方の利得調整信号GC-ADJ1を
発生すると共に、アップコンバータ１４の利得UC-Gain
が図３（ｂ）に示すようにＧ９で一定となるように他方
の利得調整信号GC-ADJ2を発生する。

【００４１】他方、ゲインコントロール回路１８に入力
される利得制御信号TX Gain contの電圧レベルが他方の
閾値Ｖ２のレベルからＶ１に向かって小さくなるように
変化すると、ゲインコントロール回路１８は、IF-AGCア
ンプ１３の利得AGC-Gainが図３（ａ）に示すようにＧ５
を通過して先のＧ６よりも小さいＧ７になるまでリニア
に減少（単調減少）するように一方の利得調整信号GC-A
DJ1を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得UC-
Gainが図３（ｂ）に示すようにＧ９で一定となるように
他方の利得調整信号GC-ADJ2を発生する。

【００４２】そして、ゲインコントロール回路１８に入
力される利得制御信号TX Gain contの電圧レベルが低下
して一方の閾値Ｖ１に到達すると、ゲインコントロール
回路１８は、IF-AGCアンプ１３の利得AGC-Gainが図３
（ａ）に示すようにＧ７からＧ６に直ちに上昇するよう
に一方の利得調整信号GC-ADJ1を発生すると共に、アッ
プコンバータ１４の利得UC-Gainが図３（ｂ）に示すよ
うにＧ９からＧ８に直ちに下降するように他方の利得調
整信号GC-ADJ2を発生する。

【００４３】この後、ゲインコントロール回路１８に入
力される利得制御信号TX Gain contの電圧レベルが一方
の閾値Ｖ１からさらに低下すると、ゲインコントロール
回路１８は、IF-AGCアンプ１３の利得AGC-Gainが図３
（ａ）に示すようにＧ６からリニアに減少（単調減少）
するように一方の利得調整信号GC-ADJ1を発生すると共
に、アップコンバータ１４の利得UC-Gainが図３（ｂ）
に示すようにＧ８で一定となるように他方の利得調整信
号GC-ADJ2を発生する。

【００４４】ここで、送信装置全体の利得AGC+UC-Gain
はIF-AGCアンプ１３とアップコンバータ１４の利得を合
成したものとなり、この実施の形態の場合にも、図３
（ｃ）に示すように、利得制御信号TX Gain contの電圧
レベルの上昇に伴なってリニアに増加（単調増加）す
る。

【００４５】そして、この第２の実施の形態の場合に
も、アップコンバータ１４において、最小の利得Ｇ８が
できるだけ小さくなるように設計しておくことにより、
アップコンバータ１４の出力信号のＳ／Ｎを向上させる
ことができ、波形品質の良い送信出力を得ることができ
る。

【００４６】また、第１の実施の形態の場合と同様に、
従来のようにパワーコントロールアンプを設けかつその
利得を制御するようにはしていないので、構成が複雑な
パワーコントロールアンプが不要となり、携帯電話機の
製造価格の上昇を防止することができると共に部品点数
が増えることによる外形寸法の大型化も防止できる。さ
らに、集積回路１９に入力される利得調整用信号の制御
線が利得制御信号TX Gain contの制御線１本で済むの
で、集積回路１９における外部端子の数を少なくするこ
とができ、これによりさらに外形寸法の小型化と製造価
格の低減を図ることができるという効果も得ることがで
きる。

【００４７】図４は、第１及び第２の実施の形態の送信
装置で使用されるアップコンバータ１４の具体的な構成
の一例を示す回路図である。

【００４８】このアップコンバータ１４には第１、第２
及び第３のアップコンバータ回路２１、２２、２３が設
けられている。第１のアップコンバータ回路２１は、ト
ランジスタＱ１〜Ｑ４からなる変換部と、トランジスタ
Ｑ５，Ｑ６、可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２及び抵抗Ｒ１か
らなる増幅部とから構成されている。第２のアップコン
バータ回路２２は、トランジスタＱ７〜Ｑ１０からなる
変換部と、トランジスタＱ１１，Ｑ１２、電流源ＣＳ
３、ＣＳ４及び抵抗Ｒ２からなる増幅部とから構成され
ている。第３のアップコンバータ回路２３は、トランジ
スタＱ１３〜Ｑ１６からなる変換部と、トランジスタＱ
１７，Ｑ１８、可変電流源ＣＳ５、ＣＳ６及び抵抗Ｒ３
からなる増幅部とから構成されている。

【００４９】また、アップコンバータ１４には、先のゲ
インコントロール回路１８から出力される利得調整信号
GC-ADJ2に基づいて上記可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２及び
ＣＳ５、ＣＳ６の動作を制御する制御信号を生成する可
変電流源制御回路２４が設けられている。

【００５０】上記第１、第２及び第３のアップコンバー
タ回路２１、２２、２３では、IF-AGCアンプ１３から出
力される変調信号（ＩＦ信号入力）が、それぞれの増幅
部に設けられたトランジスタＱ５とＱ６、Ｑ１１とＱ１
２、Ｑ１７とＱ１８の各ベース相互間に供給される。ま
た、TX-RF局部発振器１５から出力される伝送路周波数
の局部発振信号（TX-RF局発入力）が、それぞれの変換
部に設けられたトランジスタＱ１とＱ２の各ベース相互
間及びＱ３とＱ４の各ベース相互間、Ｑ７とＱ８の各ベ
ース相互間及びＱ９とＱ１０の各ベース相互間、Ｑ１３
とＱ１４の各ベース相互間及びＱ１５とＱ１６の各ベー
ス相互間にそれぞれ供給される。

【００５１】さらに、上記第１及び第２のアップコンバ
ータ回路２１、２２は出力端子（変換部のトランジスタ
Ｑ２とＱ４、Ｑ８とＱ１０の各コレクタ）が共通に接続
されており、この共通出力端子から伝送路周波数帯域に
アップコンバートされた変調信号（MIX OUT）が出力さ
れる。

【００５２】また、上記第３のアップコンバータ回路２
３はダミーとして設けられており、このアップコンバー
タ回路２３の出力端子（変換部のトランジスタＱ１４と
Ｑ１６のコレクタ）は変調信号の出力端子ではなく、電
源電圧ＶＣＣの供給ノードに接続されている。

【００５３】ここで、第１、第２及び第３のアップコン
バータ回路２１、２２、２３における中間周波利得はそ
れぞれの増幅部内の可変電流源ＣＳ１，ＣＳ２；電流源
ＣＳ３，ＣＳ４および可変電流源ＣＳ５，ＣＳ６に流れ
る電流値に比例したものとなる。また、第１のアップコ
ンバータ回路２１における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２の
電流値ＩCS1とＩCS2との間にはＩCS1＝ＩCS2なる関係が
成立し、かつ第３のアップコンバータ回路２３における
可変電流源ＣＳ５とＣＳ６の電流値ＩCS5とＩCS6の値と
の間にはＩCS5＝ＩCS6なる関係が成立するものとする。
さらに、ＩCS1＋ＩCS2＋ＩCS5＋ＩCS6の値がほぼ一定値
となるように、可変電流源ＣＳ１とＣＳ２及びＣＳ５と
ＣＳ６の動作が可変電流源制御回路２４から出力される
制御信号によって制御される。

【００５４】このような構成の回路において、利得制御
信号TX Gain contの電圧レベルが先の一方の閾値Ｖ１よ
りも低い領域では、利得調整段としての第１のアップコ
ンバータ回路２１では増幅部における可変電流源ＣＳ１
とＣＳ２の電流値ＩCS1とＩCS2が最小値となるように制
御される。また、第２のアップコンバータ回路２２では
増幅部における電流源ＣＳ３とＣＳ４にそれぞれ一定の
電流が流れ、これにより例えば図２（ｂ）に示すように
アップコンバータ１４全体の利得がＧ２で一定となる。
第３のアップコンバータ回路２３はダミー回路であり、
第１のアップコンバータ回路２１に対する周波数変動の
補償回路として動作する。

【００５５】ここで、図４に示すアップコンバータ１４
において、第１のアップコンバータ回路２１では利得を
可変にし、第２のアップコンバータ回路２２では利得を
一定としている。このような構成とすることにより、以
下のような効果が得られる。

【００５６】即ち図５は、トランジスタのコレクタ電流
Ｉｃ（Ａ）と遷移周波数ｆＴ（Ｈｚ）との関係を示して
おり、遷移周波数ｆTは短絡エミッタ接地電流利得の絶
対値が１となる周波数の値によって決めることが多く、
トランジスタの実用的な周波数応答能力として、トラン
ジスタが増幅器として使用される時の最大周波数ｆTmax
の指標となる。

【００５７】図４では、アップコンバータ１４を実質的
に第１、第２のアップコンバータ回路２１，２２でなる
２つのブロック（第３のアップコンバータ回路２３の出
力信号はアップコンバートされる変調信号（MIX OUT）
の利得には寄与しない）に分けている。

【００５８】このように、２つのブロックに分けないで
構成した場合、アップコンバータの利得を変化させるに
は電流（コレクタ電流Ｉｃ）を減らさなければならず、
そうすると図５から分かるように、遷移周波数fTが下が
ってしまうので、思うような特性を得ることが難しくな
る。

【００５９】図４のアップコンバータ１４では、閾値V1
以下の領域でも利得が一定の第２のアップコンバータ回
路２２では電流量が変化せず、遷移周波数が常に一定な
ので、この第２のアップコンバータ回路２２を図５中、
遷移周波数ｆTがほぼリニアに変わるコレクタ電流Ｉｃ
の領域Ａで使用すれば所望の周波数特性を確保すること
ができる。

【００６０】次に、利得制御信号TX Gain contの電圧レ
ベルが一方の閾値Ｖ１を越えると、第１のアップコンバ
ータ回路２１の増幅部における可変電流源ＣＳ１とＣＳ
２に流れる電流の値ＩCS1とＩCS2が順次増加していき、
これにより例えば図２（ｂ）に示すようにアップコンバ
ータ１４全体の利得UC-GainがＧ２から単調に増加して
いく。

【００６１】そして、利得制御信号TX Gain contの電圧
レベルが他方の閾値Ｖ２を越えると、第１のアップコン
バータ回路２１の増幅部における可変電流源ＣＳ１とＣ
Ｓ２に流れる電流値ＩCS1とＩCS2が最大値となるように
制御され、これにより例えば図２（ｂ）に示すようにア
ップコンバータ１４全体の利得UC-GainがＧ３で一定と
なる。

【００６２】一方、第１のアップコンバータ回路２１の
増幅部における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２の電流値ＩCS
1とＩCS2が順次増加していく際に、第３のアップコンバ
ータ回路２３の増幅部における可変電流源ＣＳ５とＣＳ
６の電流値ＩCS5とＩCS6は順次減少して行く。なお、こ
の第３のアップコンバータ回路２３の変換部の出力端子
は、第１及び第２のアップコンバータ回路２１、２２の
変換部の出力端子とは接続されていないので、この第３
のアップコンバータ回路２３の出力信号はアップコンバ
ートされる変調信号（MIX OUT）の利得変化には寄与し
ない。

【００６３】ところで、アップコンバータ１４内の第１
のアップコンバータ回路２１の利得を制御する際に、利
得制御信号TX Gain contがゲインコントロール回路を介
して供給される変換部では、その増幅部に流れる電流の
変動によりTX-RF局発入力端子の負荷変動が引き起こさ
れる。即ちTR-RF局部発振器１５の負荷変動が起こる
と、局部発振信号（TX-RF局発入力）を発生しているTX-
RF局部発振器１５がその影響を受け、発振周波数がずれ
て、送信ができなくなる場合が生じる。

【００６４】そこで、図４の回路では、第３のアップコ
ンバータ回路２３をダミーのアップコンバータ回路とし
て設け、第１のアップコンバータ回路２１の増幅部に流
れる電流が増加するときは第３のアップコンバータ回路
２３の増幅部に流れる電流が減少するように制御し、逆
に第１のアップコンバータ回路２１の増幅部に流れる電
流が減少するときは第３のアップコンバータ回路２３の
増幅部に流れる電流が増加し、互いの電流値が相補的に
変化するように制御して、全ての増幅部に流れる電流値
が略一定となるようにしている。

【００６５】このようにすることにより、第１、第３の
アップコンバータ回路２１、２３それぞれの増幅部に流
れる電流の値が個々に変動しても、３個のアップコンバ
ータ回路２１−２３の増幅部に流れるトータルの電流値
は変動せず、常に一定値となるので、第１、第２及び第
３のアップコンバータ回路２１、２２、２３の３個の変
換部の全てがつながっているTX-RF局発入力端子の負荷
変動を小さく抑えることができる。この結果、局部発振
信号（TX-RF局発入力）を発生しているTX-RF局部発振器
１５で発振周波数がずれる恐れがなくなり、送信ができ
なくなる事態を避けることができる。

【００６６】なお、図４に示した回路において、利得制
御信号TX Gain contの電圧レベルの閾値Ｖ１，Ｖ２の間
でアップコンバータ１４の利得UC-Gainが先の図２
（ｂ）に示すように単調に変化する場合について説明し
たが、第２の実施の形態の場合には、利得制御信号TX G
ain contの電圧レベルの閾値Ｖ１，Ｖ２の間で利得UC-G
ainが先の図３（ｂ）に示すように段階的に変化するよ
うに、可変電流源制御回路２４から制御信号を出力させ
る。ただし、負荷変動（TX-RF局発入力端子）を考えた
場合、図３（ｂ）のようにアップコンバータ１４の利得
UC-Gainを段階的に変化させるよりも図２（ｂ）に示す
ように単調に変化させた方が有利である。すなわち、ア
ップコンバータ１４の利得UC-Gainが段階的に動かない
ために、TX-RF局発入力端子の負荷変動が起こりにくく
なる。また、ヒステリシスを持たないため、IF-AGCアン
プ３３との利得制御特性に不連続な部分が絶対に生じな
くなる。

【００６７】一方、上記の第１、第２の実施の形態にお
けるアップコンバータ１４において、図５中のコレクタ
電流ＩｃとトランジスタのｆTの特性に示されるよう
に、必要とされる利得可変幅と対応する電流量の変化範
囲内で、トランジスタのｆTを十分確保できる場合には
特に問題がないが、より広い利得可変範囲を得ようとし
た場合、電流を少なくして利得を絞ろうとしたときに遷
移周波数ｆTが大きく下がってしまうことがある。この
結果、最大周波数ｆTmaxが非常に大きく、高価なプロセ
スが必要なトランジスタを使用しなければ所定の送信周
波数による送信ができなくなるなど、目標とした送信回
路の特性を満たすことが難しくなる。

【００６８】そこで、第３の実施の形態では、所定値以
下の利得可変幅を持つアップコンバータ回路をアップコ
ンバータ内に複数段設け、夫々のアップコンバータ回路
へ供給される制御電圧を互いに違う電圧範囲に設定して
異なる利得制御領域を設定する。これにより、各アップ
コンバータ回路においてトランジスタのコレクタ電流Ic
を極端に小さく絞る必要がなくなり、図５のリニアな範
囲Aでトランジスタを駆動できるので、遷移周波数ｆTに
よる局部発振信号ＴＸ−ＲＦの周波数変移が生じること
なく、利得の調整が容易になる。たとえば、個々のアッ
プコンバータ回路の利得可変範囲を６ｄＢ以内に設定し
つつ、全体として１８ｄＢ程度の利得可変幅を得ること
が可能になるように構成できる。

【００６９】即ち、アップコンバータで安定に利得を変
化させようとする場合、図５のAの領域に示されるよう
な、コレクタ電流Icに対してfTがリニアに変化する領域
を使う必要がある。この際、Icとアップコンバータの利
得との関係がリニアであると、例えばIｃが半分になれ
ばfTも約半分になるという関係になることは明らかであ
る。

【００７０】ここで、図４の実施の形態におけるアップ
コンバータ回路２１のトランジスタＱ１−Ｑ４により構
成された周波数の変換部に関し、その利得を可変とした
場合を検証する。

【００７１】一般に、トランジスタのエミッタ抵抗ｒｅ
は、ｒｅ＝α0／ｇｍ （α0：電流増幅率、ｇｍ：相互
コンダクタンス）で表される。α0？１と近似でき、
又、ｇｍ＝Ｉｃ／ＶＴ（ＶＴ：熱電圧（thermal voltag
e）？２６ｍＶ）であることから、ｒｅ＝ＶＴ／Ｉｃの
関係がある。

【００７２】アップコンバータ回路２１の場合、出力信
号の歪低減が必要なので、トランジスタＱ５，Ｑ６のベ
ース間入力電圧に対する線形処理可能範囲を広げるため
に、負帰還用抵抗Ｒ１を挿入することが多い。

【００７３】一方、変換部（トランジスタＱ１−Ｑ４）
のゲインＡは、エミッタ抵抗ｒｅと負帰還用抵抗Ｒ１と
の関係として、Ａ∝１／（２ｒｅ＋Ｒ１）と表される。

【００７４】例えば、利得可変幅が−６ｄＢ（約１／２
倍）である変換部を考える。最大利得時の可変電流源CS
1、CS2に流れる電流をＩCS1＝ICS2＝２．６ｍＡとする
と、ｒｅ＝１０Ωである。

【００７５】Ｒ１＝５０Ωとした場合、 １／（２ｒｅ＋Ｒ１）：１／（２ｒｅ'＋Ｒ１）＝１：
１／２ より、ｒｅ'＝４５Ωとなる。このとき、ＩCS1'＝ICS2'
？０．５８ｍＡとなり、元の電流２．６ｍＡに対して約
１／４．５倍の電流が必要となる。

【００７６】このことから、ＩCS1'＝ICS2'？０．５８
ｍＡのとき、例えば１ＧＨｚで周波数の変換部（Ｑ１−
Ｑ４）を動作させる場合を考えると、ｆT＝４．５ＧＨ
ｚで構成できることから、ｆTmax＝１０ＧＨｚ程度あれ
ば、十分な線形利得特性を得ることができる。

【００７７】このことは、勿論、後で説明する図１１の
ような図４のアップコンバータ回路２１の変形例回路の
ような歪低減を必要としない場合の回路でも、同様の手
法で電流の変化範囲幅及び必要なｆTを算出することが
できる。

【００７８】次に、同様に、ICS1＝ICS2＝2.6ｍＡで、
ｒｅ＝１０Ω、Ｒ１＝５０Ωのとき、利得を−１８ｄＢ
（約１／８倍）に変化させようとすると、 １／（２ｒｅ＋Ｒ１）：１／（２ｒｅ'＋Ｒ１）＝１：
１／８ より、ｒｅ'＝２５５Ωとなり、このときICS1"＝ICS2"
＝０．１ｍＡと、元の電流２．６ｍＡに対して約１／２
６倍しなければならない。

【００７９】ここで、上記計算で示されたＩCS1"＝ICS
2"＝０．１ｍＡのとき、例えば１ＧＨｚで周波数の変換
部（Ｑ１−Ｑ４）を動作させる場合を考えると、トラン
ジスタのｆTは約２６倍、つまり、ｆT？２６ＧＨｚの特
性を持つトランジスタが必要となることになり、実際に
は、ｆTmax？３０ＧＨｚという高価なプロセスが必要と
なる。

【００８０】そこで、この発明では、利得可変幅を広げ
た場合でもｆTmax＝１０ＧＨｚ程度という安価なプロセ
スで構成するために、図６に示すように複数個の利得可
変のアップコンバータ回路即ち周波数の変換部を複数個
（図６では３個）並べるという構成とする。

【００８１】以下、本発明の第３の実施の形態の具体的
な回路構成を図６に示すブロック図を参照して説明す
る。

【００８２】図６の回路は図１に示した実施の形態にお
けるアップコンバータ１４の部分を変更した回路であ
り、他の構成は図１に示した実施の形態と同じであるた
め、この変更部分のみ示している。

【００８３】図６のアップコンバータ３０は、出力端子
MIX OUTに対して出力部が共通に接続された４個のアッ
プコンバータ回路３１、３２、３３、３４と、負荷変動
に対する補償用のダミーのアップコンバータ回路３５を
有し、さらにこれらのうち、アップコンバータ回路３１
−３３と、ダミーのアップコンバータ回路３５の可変電
流源CS1-CS6およびCS9，CS10に制御信号を供給するため
の可変電流源制御回路３６，３７，３８を含んで構成さ
れている。

【００８４】図示しないゲインコントロール回路へは外
部、例えば基地局からの送信利得制御信号TX Gain cont
が供給され、その出力として、例えば図１の実施の形態
のIF-AGCアンプ１３へ供給されるものと同等の利得調整
信号GC‐ADJ１が得られるとともに、図６の可変電流源
制御回路３６、３７、３８への利得調整信号GC−ADJ2
1、GC‐ADJ22、GC−ADJ23が出力される。これらの可変
電流源制御回路３６−３８からは、複数（ここでは４
個）のアップコンバータ回路３１−３３、３５の可変電
流源CS１−CS６、CS９，CS10へ供給される電流信号であ
る制御信号Ictrl1，Ictrl2, Ictrl3、Ictrl1'が発生さ
れる。

【００８５】即ち、このアップコンバータ３０には第
１、第２、第３、第４、第５のアップコンバータ回路３
１、３２、３３、３４、３５が設けられている。第１の
アップコンバータ回路３１は、トランジスタＱ１〜Ｑ４
からなる変換部と、トランジスタＱ５，Ｑ６、可変電流
源ＣＳ１、ＣＳ２及び抵抗Ｒ１からなる増幅部とから構
成されている。第２のアップコンバータ回路３２は、ト
ランジスタＱ７〜Ｑ１０からなる変換部と、トランジス
タＱ１１，Ｑ１２、可変電流源ＣＳ３、ＣＳ４及び抵抗
Ｒ２からなる増幅部とから構成されている。第３のアッ
プコンバータ回路３３は、トランジスタＱ１３〜Ｑ１６
からなる変換部と、トランジスタＱ１７，Ｑ１８、可変
電流源ＣＳ５、ＣＳ６及び抵抗Ｒ３からなる増幅部とか
ら構成されている。第４のアップコンバータ回路３４
は、トランジスタＱ１９〜Ｑ２２からなる変換部と、ト
ランジスタＱ２３，Ｑ２４、電流源ＣＳ７、ＣＳ８及び
抵抗Ｒ４からなる増幅部とから構成されている。第５の
アップコンバータ回路３５は、トランジスタＱ２５〜Ｑ
２８からなる変換部と、トランジスタＱ２９、Ｑ３０、
可変電流源ＣＳ９、ＣＳ１０及び抵抗Ｒ５からなる増幅
部とから構成されている。

【００８６】また、アップコンバータ３０には、ゲイン
コントロール回路から出力される利得調整信号GC-ADJ21
乃至GC-ADJ23に基づいて、上記可変電流源ＣＳ１、ＣＳ
２、ＣＳ３、ＣＳ４、ＣＳ５、ＣＳ６、ＣＳ９、ＣＳ10
の動作を制御する制御信号Ictrl1-Ictrl3,Ｉctrl1'を生
成する可変電流源制御回路３６−３８が設けられてい
る。なお、この実施の形態では、可変電流源ＣＳ１、Ｃ
Ｓ２、ＣＳ３、ＣＳ４、ＣＳ５、ＣＳ６、ＣＳ９、ＣＳ
10はそれぞれカレントミラー回路を用いて構成されてお
り、制御信号Ictrl1-Ictrl3,Ｉctrl1'はいずれも電流信
号であり、後で説明するが、たとえば図８に示す特性を
持っている。

【００８７】上記第１乃至第５のアップコンバータ回路
３１−３５では、IF-AGCアンプ１３から出力される変調
信号（ＩＦ信号入力）が、それぞれの増幅部に設けられ
たトランジスタＱ５とＱ６、Ｑ１１とＱ１２、Ｑ１７と
Ｑ１８、Ｑ２３とＱ２４、Ｑ２９とＱ３０の各ベース相
互間に供給される。

【００８８】また、TX-RF局部発振器１５から出力され
る伝送路周波数の局部発振信号（TX-RF局発入力）が、
それぞれの変換部に設けられたトランジスタＱ１とＱ２
の各ベース相互間及びＱ３とＱ４の各ベース相互間、Ｑ
７とＱ８の各ベース相互間、およびＱ９とＱ１０の各ベ
ース相互間、Ｑ１３とＱ１４の各ベース相互間、および
Ｑ１５とＱ１６の各ベース相互間、Ｑ１９とＱ２０の各
ベース相互間、およびＱ２１とＱ２２の各ベース相互
間、Ｑ２５とＱ２６の各ベース相互間、およびＱ２７と
Ｑ２８の各ベース相互間にそれぞれ供給される。

【００８９】さらに、上記第１乃至第４のアップコンバ
ータ回路３１−３４は出力端子（変換部のトランジスタ
Ｑ２とＱ４、Ｑ８とＱ１０、Ｑ１４とＱ１６、Ｑ２０と
Ｑ２２の各コレクタ）が共通に接続されており、この共
通出力端子から伝送路周波数帯域にアップコンバートさ
れた変調信号（MIX OUT）が出力される。

【００９０】また、上記第５のアップコンバータ回路３
５はダミーとして設けられており、このアップコンバー
タ回路３５の出力端子（変換部のトランジスタＱ２６と
Ｑ２８のコレクタ）は変調信号の出力端子ではなく、電
源電圧ＶＣＣの供給ノードに接続されている。

【００９１】ここで、第１乃至第３及び第５のアップコ
ンバータ回路３１、３２、３３、３５における中間周波
利得はそれぞれの増幅部内の可変電流源ＣＳ１、ＣＳ
２；ＣＳ３、ＣＳ４；ＣＳ５、ＣＳ６；及びＣＳ９、Ｃ
Ｓ１０に流れる電流値に比例したものとなる。

【００９２】また、第１乃至第３のアップコンバータ回
路３１−３３における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２、ＣＳ
３とＣＳ４、ＣＳ５とＣＳ６の電流値ＩCS1とＩCS2、IC
S３とICS4、ICS5とICS6との間にはそれぞれＩCS1＝ＩCS
2、ICS３＝ICS4、ICS5＝ICS6なる関係が成立し、かつ第
５のアップコンバータ回路３５における可変電流源ＣＳ
９とＣＳ１０の電流値ＩCS９とＩCS10の値との間にもＩ
CS９＝ＩCS10なる関係が成立するものとする、さらに、
ＩCS1＋ＩCS2＋ＩCS９＋ＩCS10の値がほぼ一定値となる
ように、可変電流源ＣＳ１とＣＳ２及びＣＳ９とＣＳ10
の動作が可変電流源制御回路３６から出力される２種の
制御信号Ictrl1、Ictrl1'によって制御される。

【００９３】ここで、図７を参照して、第３の実施の形
態におけるゲインコントロール回路の内部構成の一例を
説明する。このゲインコントロール回路は、基準電圧源
４１と接地端子GNDとの間に抵抗R12-R16が直列接続され
た構成を持ち、抵抗R12とR13、抵抗R13とR14、抵抗R14
とR15、抵抗R15とR16の夫々の接続ノードから夫々差動
増幅器DA1とDA2とDA3とDA4の一方の入力端に、分圧され
た基準電圧が供給される。また、抵抗R13とR14、抵抗R1
4とR15、抵抗R15とR16の夫々の接続ノードは、更に3個
の差動増幅器DA5とDA6とDA7の一方の入力端に接続され
る。

【００９４】これらの差動増幅器DA1−DA4の他方の入力
端には、基地局からの利得調整指令に基づいて形成され
た図１の利得制御信号TX Gain contが抵抗R18、R19によ
る分圧回路により分圧され、バッファBを介して共通に
供給されている。バッファBからの出力は更に３個の差
動増幅器DA5−DA7の他方の入力端に供給される。

【００９５】利得制御信号TX Gain contに基づいてバッ
ファBから生成された電圧信号が差動増幅器DA1とDA2とD
A3とDA4に供給され、抵抗R11-R17により分圧された夫々
の基準電圧と比較される。そして、利得制御信号TX Gai
n contの値に応じて差動増幅器DA1−DA4から４個の出力
が形成され、これが第1の利得制御信号GC-ADJ1として図
１のIF-AGCアンプ１３に供給される。

【００９６】また、差動増幅器DA5−DA7からは利得制御
信号TX Gain contの値に応じて３個の出力が形成され、
これらが第２の利得制御信号GC-ADJ21、GC-ADJ22、GC-A
DJ23として図６の可変電流源制御回路３６−３８に夫々
供給される。

【００９７】このようにゲインコントロール回路４０を
構成することにより、IF-AGCアンプとアップコンバータ
に対して基準電圧源４１を共通に使用しながら第1、第2
の利得調整信号GC-ADJ1およびGC-ADJ21−GC-ADJ23を形
成することができる。また、抵抗R11-R17による分圧回
路を基準電圧源として差動増幅器DA1−DA7に対して共通
に用いるようにしたので、回路構成が簡単になり、IF-A
GCアンプ１３とアップコンバータ１４とともに一つの集
積回路内に構成する際に小型化に寄与することができ
る。

【００９８】図６は、１８ｄＢの利得可変幅に対してそ
れぞれ６ｄＢの利得可変幅を持つアップコンバータ回路
を３個並べた例である。最初のアップコンバータ回路３
１は最大利得時から６ｄＢだけ利得を絞るためのもので
あり、次のアップコンバータ回路３２は更に６ｄＢ利得
を絞るためのものであり、３つめのアップコンバータ回
路３３はその状態から更に６ｄＢ利得を絞るためのもの
である。４つめのアップコンバータ回路３４は最小利得
を保つための利得固定の周波数変換回路である。

【００９９】即ち、夫々のアップコンバータ回路３１−
３３の可変電流源CS1、CS2、CS3、CS4、CS5、CS6の駆動
電流ICS1−ICS6には、ICS1＝ICS2、ICS3＝ICS4、ICS5＝
ICS6の関係がある。ここで、負帰還抵抗Ｒ１−Ｒ３の抵
抗値を、Ｒ１：Ｒ２：Ｒ３＝１：２：４の関係を持たせ
ておけば、駆動電流ICS1：ICS3：ICS5＝４：２：１とす
ることによって、Ａ∝１／（２ｒｅ＋Ｒ１）の関係よ
り、アップコンバータ回路３１−３３において利得を夫
々６ｄＢずつ順に変化させることができる。なお、各ア
ップコンバータ回路３１−３３を構成するトランジスタ
の面積比も各駆動電流比に合わせておく必要がある。

【０１００】また、図１１に示す構成のアップコンバー
タ回路２１をこの図６のアップコンバータ回路３１−３
３として用いることもできる。この場合は、アップコン
バータ回路３１−３３の可変電流源を夫々図６の一方の
可変電流源CS1、CS3、CS5のみとすることになる。その
場合には、夫々の駆動電流の比を、ICS1：ICS3：ICS5＝
４：２：１としておけばよい。

【０１０１】さらに、図８に示すとおり、可変電流源CS
1、CS3、CS5の制御信号として、外部からの利得制御信
号TX Gain contによって互いに等しい電流量の変化範囲
で変化する電流Ｉ（＝Ictrl 1,2,3）を用いて、可変電
流源CS1に４ｎＩ、CS3に２ｎＩ、CS5にｎＩ（ｎは正の
数）の電流がそれぞれ流れるように構成している。

【０１０２】この構成にした場合、６ｄＢ利得を絞って
アップコンバータ回路３１の変換部Ｑ１−Ｑ４に電流が
流れていない時にも、アップコンバータ回路３２，３
３，３４の変換部の各トランジスタＱ７−Ｑ１０，Ｑ１
３−Ｑ１６，Ｑ１９−Ｑ２２には最大利得時と同じ電流
が流れているので、ｆTの影響を受けない。また、同様
に、アップコンバータ回路３２で６ｄＢ利得を絞っても
アップコンバータ回路３３，３４の変換部の各トランジ
スタＱ１３−Ｑ１６，Ｑ１９−Ｑ２２はｆTの影響を受
けず、さらに、アップコンバータ回路３３で６ｄＢ利得
を絞ってもアップコンバータ回路３４の変換部ではその
各トランジスタＱ１９−Ｑ２２はｆTの影響を受けない
周波数変換回路が実現できる。

【０１０３】つまり、一つのアップコンバータ回路で利
得を可変とする場合より、個々の変換部において電流量
の変化範囲を抑えることができるので、低いｆTのトラ
ンジスタで広い利得可変の周波数変換回路を実現でき
る。

【０１０４】なお、ここでは、利得固定のアップコンバ
ータ回路３４を並列に設けているが、アップコンバータ
回路３３の可変電流源CS5、CS6に対し固定電流源を並列
に設けることでも同じ効果が得られる。ただ、利得固定
のアップコンバータ回路３４を入れることにより、最小
利得時のトランジスタのｆTを高くするという効果が得
られる。

【０１０５】図８は図６の回路における可変電流源制御
回路３６−３８から出力される電流源制御信号Ictrl1、
Ictrl2、Ictrl3（A）と送信利得制御信号TX Gain cont
（V）との関係を示すグラフである。尚、電流は夫々に
おける最小電流値を０とし、最大値を１００として示し
ている。

【０１０６】図８において、曲線I1はアップコンバータ
回路３１の可変電流源CS1,CS2に夫々与えられる制御信
号Ictrl1の電流量を示し、曲線I2はアップコンバータ回
路３２の可変電流源CS3,CS4に夫々与えられる制御信号I
ctrl2の電流量を示し、曲線I3はアップコンバータ回路
３３の可変電流源CS5,CS6に夫々与えられる制御信号Ict
rl3の電流量を示す。曲線I1'はダミーのアップコンバー
タ回路３５の電流源CS9,CS10に供給される制御信号Ictr
l1'の電流量を示す。

【０１０７】図８から明らかなように、送信利得制御信
号TX Gain contの電圧が０の場合には、アップコンバー
タ回路３１−３３の電流源CS1-CS6には殆ど制御電流が
供給されない。一方、ダミーとしてのアップコンバータ
回路３５の電流源CS9,CS10には夫々最大の制御電流が供
給され、曲線I1-I3における最小の制御電流量と相殺し
てバランスを保つようになっている。

【０１０８】送信利得制御信号TX Gain contの電圧が増
加してくると、まず、アップコンバータ回路３３の電流
源CS5,CS6への制御電流I3が増加し始める。

【０１０９】電流I3が最大値に近づくと、次のアップコ
ンバータ回路３２への制御電流I2が立ち上がる。電流I2
が最大値に近づくと、つぎのアップコンバータ回路31の
制御電流I1が立ち上がると同時にダミーのアップコンバ
ータ回路３５への制御電流I1'が立ち下がり始め、電流I
1とI1'とは電流が最大値の半分になるスケール50の位置
で互いにほぼ等しくなる。電流I1が最大値になると、ダ
ミー電流I1'はゼロとなる。

【０１１０】このように、アップコンバータ回路３１は
送信利得制御信号TX Gain contの電圧が大きくなる範
囲、即ち利得変化が生じるのがアップコンバータ３０の
高利得側であるため、制御電流の変化量が同じでも可変
電流源の駆動電流が最も大きく変化する領域で駆動され
るように設定されており（たとえばICS1：ICS3：ICS5＝
４：２：１）、アップコンバータ回路３１における利得
変化の際に図１のTX RF局部発信器１５の発振周波数に
対する負荷変動の影響が最も大きい。従って、ダミーの
アップコンバータ回路３５でその影響が最大限に相殺さ
れるように、電流曲線I1とI1'とは互いに電流値５０％
の位置で対称形となっている。

【０１１１】以下、図９を参照して図６の回路の動作を
詳細に説明する。図９は図６に示したアップコンバータ
（周波数変換回路）３０の利得制御信号TX Gain contの
電圧レベルVGCに対する各アップコンバータ回路３１，
３２，３３における利得変化の様子を示す図であり、さ
らにこれらを合成したアップコンバータ３０としての利
得が単調増加するように制御する場合を示している。

【０１１２】図９（ａ），（ｂ），（ｃ）は、図６にお
ける各アップコンバータ回路３３，３２，３１につき利
得制御信号TX Gain contの電圧VCGに対する利得変化の
様子を示す図であり、図９（ｄ）はアップコンバータ３
０全体の利得制御信号TX Gain contに対する利得変化の
様子を示す図である。

【０１１３】図６の例では、アップコンバータ回路３
１，３２，３３のそれぞれが、可変電流源制御回路３６
−３８から制御信号を供給されて利得が変化する構成と
なっている。アップコンバータ回路３４のみが固定の電
流源CS7,CS8による一定の利得を有する。したがって、
トータルで４つのアップコンバータ回路３１−３４を合
わせた出力がＭIＸ‐ＯＵＴ端子から出力される。前述
したように、アップコンバータ回路３５はアップコンバ
ータ３１の負荷変動に対応したダミーの回路であり、こ
のダミーのアップコンバータ回路３５は負荷変動に対す
るICの特性が満足できるのであれば、削除することがで
きる。なお、ダミーのアップコンバータ回路３５に対す
る制御信号は図６の例では可変電流源制御回路３６から
供給しているが、他の可変電流源制御回路３７或いは３
８から供給してもよい。図６の例ではアップコンバータ
回路３１で最も大きな駆動電流の変動を生じるので、周
波数変動の影響を最も受けやすく、そのためダミーのア
ップコンバータ回路３５の制御信号を可変電流源制御回
路３６から取り出すようにしている。

【０１１４】次に、図６の構成でなるアップコンバータ
３０の動作を、図９の特性図を参照して説明する。

【０１１５】まず、ゲインコントロール回路４０に入力
される利得制御信号TX Gain contの電圧レベルが、Ｖ０
から第1の閾値Ｖ１まで変化するときは、ゲインコント
ロール回路４０は、アップコンバータ回路（UC）３１−
３３の利得UC31-Gain、UC32‐Gain，UC33‐Gainが図９
（ｃ），（ｂ），（ａ）に示すように夫々利得Ｇ２で一
定となるように利得調整信号GC-ADJ23、GC-ADJ22、GC-A
DJ21を発生する。

【０１１６】さらに、ゲインコントロール回路４０に入
力される利得制御信号TX Gain contの電圧レベルが、第
1の閾値Ｖ１から第2の閾値Ｖ２まで変化するときは、ゲ
インコントロール回路４０は、アップコンバータ回路３
３の利得UC33-Gainが図９（a）に示すようにＧ１からＧ
２までの間でリニアに増加（単調増加）するように利得
調整信号GC-ADJ23を発生する。このとき、他のアップコ
ンバータ回路（UC）３１、３２の利得UC31-Gain、UC32
‐Gainが図９（ｃ），（ｂ）に示すように夫々利得Ｇ１
で一定となるように利得調整信号GC-ADJ22、GC-ADJ21を
発生する。

【０１１７】またさらに、ゲインコントロール回路４０
に入力される利得制御信号TX Gaincontの電圧レベル
が、第2の閾値Ｖ２から第3の閾値Ｖ３に変化するとき
は、ゲインコントロール回路４０は、アップコンバータ
回路３２の利得UC32-Gainが図９（ｂ）に示すようにＧ
１からＧ２までの間でリニアに増加（単調増加）するよ
うに利得調整信号GC-ADJ22を発生する。このとき、他の
アップコンバータ回路（UC）３１、３３の利得UC31-Gai
n、UC33‐Gainは図９（ｃ），（ａ）に示すように夫々
利得Ｇ１，Ｇ２で一定となるように利得調整信号GC-ADJ
23、GC-ADJ21を発生する。

【０１１８】またさらに、ゲインコントロール回路４０
に入力される利得制御信号TX Gaincontの電圧レベル
が、第３の閾値Ｖ３から第４の閾値Ｖ４に変化するとき
は、ゲインコントロール回路４０は、アップコンバータ
回路３１の利得UC31-Gainが図９（ｃ）に示すようにＧ
１からＧ２までの間でリニアに増加（単調増加）するよ
うに利得調整信号GC-ADJ21を発生する。このとき、他の
アップコンバータ回路（UC）３２、３３の利得UC32-Gai
n、UC33‐Gainは図９（ｂ），（ａ）に示すように夫々
利得Ｇ２で一定となるように利得調整信号GC-ADJ22、GC
-ADJ23を発生する。

【０１１９】即ち、ゲインコントロール回路４０に入力
される利得制御信号TX Gain contの電圧レベルが第４の
閾値Ｖ４に達した段階では、アップコンバータ３０全体
の利得UC total-Gainは4個のアップコンバータ回路３１
−３４の利得を合成したものとなる。こうして図９
（ｄ）に示すように、利得制御信号TX Gain contのV0か
らV4への電圧レベルの上昇に伴なって、全体の利得UC t
otal-Gain はＧ１からＧ３までリニアに増加（単調増
加）する。

【０１２０】なお、このようにゲインコントロール回路
４０に入力される利得制御信号TX Gain contの電圧レベ
ルが第1の閾値Ｖ１から第４の閾値Ｖ４まで達するまで
の制御は、図1のアップコンバータ１４における利得調
整では、例えば図２（ｂ）に示すように閾値Ｖ１−Ｖ２
まで単調増加となる制御が行われたことに対応する。

【０１２１】図９（ｄ）は図６の実施の形態におけるす
べてのアップコンバータ回路３１−３５の出力利得を総
合して示している。図９（ｄ）から明らかなように、利
得制御信号TX Gain contの電圧レベルがＶ１からＶ４ま
で達するまで直線的に増加する利得特性を示し、夫々の
アップコンバータ回路３１−３３により利得調整範囲を
分割したにもかかわらず、各利得制御の切り替わり点で
の不連続な特性は見られない。しかも、個々のアップコ
ンバータ回路で狭い利得可変範囲とすることで、大きな
利得変化による周波数の変移がなく、広い利得可変範囲
にわたって波形品質の良い送信出力を得ることができ
る。

【０１２２】このように、図６に示した実施の形態のよ
うな回路構成により、図４の実施の形態の場合よりｆT
による特性劣化を抑えながらアップコンバータ全体の利
得可変範囲を広く取ることができ、結果として、図４の
アップコンバータ回路２１のように利得可変ブロックを
１段だけ構成するのに比べ、波形品質が向上する事は明
白である。

【０１２３】従って、図２（ｂ）に示した利得特性を持
つアップコンバータの代わりに図９（ｄ）に示した利得
特性を持つアップコンバータを、例えば図２（ａ）と同
様所定の閾値間でフラットな利得特性を示すIF AGCアン
プと組み合わせて送信回路の利得制御回路を構成する
と、上記のように全体の利得制御範囲を広く取ることが
でき、ｆTによる特性劣化を押さえることができる。た
だし、図２（ａ）のように閾値Ｖ１，Ｖ２（或いはＶ
４）間でフラットな利得特性を持つ回路と図２（ｂ）或
いは図９（ｄ）のような利得特性を持つ回路とを組み合
わせた場合は、夫々の回路の利得特性が閾値Ｖ１，Ｖ２
（或いはＶ４）の位置で直線性を持たないため、回路を
構成する素子特性のばらつきによって製造された回路に
よっては直線性が損なわれ、例えば図２（ｃ）に示した
ようなきちんとした直線性を示さず、閾値Ｖ１，Ｖ２
（或いはＶ４）の位置で利得特性曲線に変曲点が生じる
ことがある。

【０１２４】これを回避するためにIF AGCアンプの利得
特性として図１０（ａ）に示すものを用いることが考え
られる。

【０１２５】以下、図１のIF−AGCアンプ１３として図
１０（ａ）に示した利得特性を持つものを用い、アップ
コンバータ１４については図２（ｂ）もしくは図９
（ｄ）に示す利得特性を持つ場合の利得制御の方法を図
１０を参照して説明する。

【０１２６】この場合、IF−AGCアンプ１３の利得特性
は図１０（ａ）に示したように、利得制御信号TX Gain
cont のすべての変化範囲で利得の変化率が連続的に単
調増加となり、中途でフラットな利得特性を示すことが
ない。

【０１２７】一方、アップコンバータ１４の利得特性
は、図１０（ｂ）に示すように、閾値Ｖ０−Ｖ１の間
と、Ｖ２以上の領域で一定、Ｖ１−Ｖ２の間で単調増加
となる特性である。

【０１２８】これらの利得特性を合成した利得特性は図
１０（ｃ）に示すものとなり、単調増加の２つの特性を
組み合わせたために、閾値Ｖ１−Ｖ２の間で傾きが急に
なる。

【０１２９】また、図１０（ａ）に示した利得特性を持
つIF−AGCアンプ１３と図６の構成を有するアップコン
バータ３０の利得を合成した場合も、図１０（ｃ）に示
した場合と同様に、電圧レベルがＶ０−Ｖ１までとＶ４
以上の領域ではIF−AGCアンプ１３の利得特性の傾き、
Ｖ１−Ｖ４までの領域ではIF−AGCアンプ１３の利得特
性とアップコンバータ３０の利得特性とを合成した利得
特性となり、傾きが急になる。

【０１３０】しかしながら、これらの場合、携帯電話機
のシステムでは、図示しないが、この領域では利得調整
ステップが他の領域より細かくなるようにシステムが構
成されており、大幅な利得調整による周波数変動に起因
する通話の中断などの不具合を回避するようにできる。

【０１３１】一方、前記したように、図１０（ａ）の利
得特性は閾値Ｖ１，Ｖ２の間で変曲点がないので、回路
を構成する素子特性のばらつきがあったとしても、利得
制御の直線性が損なわれることがなく、高品質の通話が
可能となる。

【０１３２】ここで、図１のTX−RF局部発振器１５の発
振周波数がアップコンバータ１４における例えば図６の
実施の形態の利得可変のアップコンバータ回路３１−３
３の利得可変動作により受ける影響について説明する。

【０１３３】例えばアップコンバータ回路３１では電流
を変化させて高い利得領域を可変とさせるため、TX−RF
局部発振器１５側から見ると、トランジスタＱ１−Ｑ４
の電流が変化しているように見えることになる。そのた
め、TX−RF局部発振器１５から入力される負荷の容量が
変動しているように見え、TX−RF局部発振器１５の周波
数が１ＧＨｚなどの高周波になると、その容量変動が無
視できない場合がある。そのために、アップコンバータ
回路３５をダミー回路としておき、例えば可変電流源CS
1、CS9の駆動電流ICS1＋ICS9＝一定とすることにより、
トランジスタＱ１，Ｑ２とトランジスタＱ２５，Ｑ２６
に対する電流総量を変化させないようにし、アップコン
バータ回路３１の入力の負荷容量変動を抑えることがで
きる。

【０１３４】但し、携帯電話機のシステムでは、利得を
この携帯電話機のシステムの全体で直線的に変化させる
ため、前述したように、例えば図１０（ａ）のIF-AGCア
ンプのみで利得を可変させている区間（Ｖ０−Ｖ１およ
びＶ２より上の区間）に比べて区間Ｖ１−Ｖ２では利得
制御電圧のステップが細かくなるように制御される。

【０１３５】たとえば、携帯電話機のシステムの全体の
利得を一定量変化させようとした場合、IF-AGCアンプと
アップコンバータの利得制御曲線の傾きが１：１であれ
ば、図１０の区間Ｖ１−Ｖ２では夫々半分の利得変化量
で良いことになる。この方法によりアップコンバータの
利得の傾きを小さくしていけば、相対的にアップコンバ
ータの利得変化量を抑えることができる。

【０１３６】このことは、アップコンバータの電流変化
量を抑えることにつながり、局部発振器入力の負荷容量
変動を小さくすることができるので、図６に示した実施
の形態で用いられたダミー回路３５などを用いなくても
良い場合があることを意味する。

【０１３７】以上説明したように、図６の実施の形態で
は、アップコンバータ回路を複数段に分けることによっ
て１段あたりの利得可変範囲を狭くすることにより、ア
ップコンバータ全体の利得可変範囲を大きくとっても電
流量が著しく少なくなってｆTが下がるようなことが無
く、利得制御の精度をあげることができる。

【０１３８】また、アップコンバータとＩＦ−AGC回路
とを制御するゲインコントロール回路を単一のユニット
回路として集積化可能としたので、回路規模を小さく押
さえることができ、例えば携帯電話機の小型化が可能と
なる。

【０１３９】さらに、携帯電話機などの通信端末のトー
タルの利得特性を図１０で説明したようにシステム構成
において直線にする場合、IF-AGCアンプとアップコンバ
ータとで全体の利得を分担して同じ外部制御信号に基づ
いて別々に制御することができるので、アップコンバー
タ（UC）の分担利得はシステムトータル利得（IF AGC利
得＋UC利得）分の１となり、分担する利得の大きさを小
さくできるので、利得を可変した場合にアップコンバー
タに生じる負荷変動による影響を少なく押さえ、通信波
形を高品位に保つことができる。

【０１４０】なお、図４、図６の実施の形態では、たと
えばアップコンバータ回路２１、３１のいずれにおいて
も増幅部を構成するトランジスタＱ５、Ｑ６をそれぞれ
可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２で駆動する構成となっている
が、これらのトランジスタＱ５、Ｑ６に対して一つの可
変電流源を共通に用いることも可能である。

【０１４１】図１１はその一例の回路図を示し、トラン
ジスタＱ５、Ｑ６のエミッタ同士を直接単一の可変電流
源ＣＳ１に共通接続した構成とした。従って、図４、図
６ではトランジスタＱ５、Ｑ６のエミッタ間を抵抗Ｒ１
で接続していたが、図１１ではこの抵抗Ｒ１は省略され
ている。トランジスタＱ１−Ｑ４で構成される周波数変
換部を含むその他の構成は図４、図６の実施の形態にお
けるアップコンバータ回路２１、３１と同様であり、同
一の参照符号を付して詳細な説明は省略する。

【０１４２】また、図４の実施の形態におけるアップコ
ンバータ回路２３及び、図６の実施の形態におけるアッ
プコンバータ回路３１以外の利得可変の他のアップコン
バータ回路３２，３３、３５についても、全く同様に夫
々の一対の可変電流源を一つにまとめることができる。
さらに、利得固定のアップコンバータ回路２２，３４の
電流源を同様に一つにまとめることも可能である。

【０１４３】このように、図１１のような構成の周波数
変換回路を用いることにより、（可変）電流源の数を減
らすことができるので、更に回路構成を簡単化でき、製
造コストの低減が可能となる。なお、この発明の周波数
変換回路は、アップコンバータに限らず、例えば、周波
数を下降させる場合にも同様の効果を有することは勿論
である。

【０１４４】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
安価に製造でき、外形寸法も大型化せず、かつ広い利得
可変範囲にわたって波形品質の良い送信出力を得ること
ができる送信回路及び無線送信装置を提供することがで
きる。

【０１４５】また、遷移周波数ｆTが低く安価なプロセ
スで製造できるトランジスタを使用しながら、広い利得
可変幅を有する周波数変換回路を容易に得ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明をＣＤＭＡ方式の携帯電話機に実施し
た第１の実施の形態による送信装置のブロック図。

【図２】この発明の第１の実施の形態による送信装置の
ゲインコントロール回路における利得の制御例を説明す
るための特性図。

【図３】この発明の第２の実施の形態による送信装置の
ゲインコントロール回路における利得の制御例を説明す
るための特性図。

【図４】第１及び第２の実施の形態の送信装置で使用さ
れるアップコンバータの具体的な構成の一例を示す回路
図。

【図５】トランジスタのコレクタ電流と遷移周波数との
関係を示す特性図。

【図６】第３の実施の形態の送信装置で使用されるアッ
プコンバータの具体的な構成を示す回路図。

【図７】ゲインコントロール回路の具体例を示すブロッ
ク図。

【図８】利得制御信号とアップコンバータ回路の可変電
流源に対する制御信号との関係を示すグラフ。

【図９】第３の実施の形態による送信装置のゲインコン
トロール回路における利得の制御例を説明するための特
性図。

【図１０】更に他の実施の形態による送信装置のゲイン
コントロール回路における利得の制御例を説明するため
の特性図。

【図１１】図４、図６に示した周波数変換回路の更に他
の例を示す回路図。

【図１２】ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の従来の送信系回
路のブロック図。

【符号の説明】

１１…変調器、 １２…TX-IF局部発振器（中間周波数信号生成回路）、 １３…IF-AGCアンプ（中間周波利得制御増幅器）、 １４、３０…アップコンバータ、 １５…TX-RF局部発振器（局部発振信号生成回路）、 １６…バンドパスフィルタ回路（ＢＰＦ）、 １７…パワーアンプ（ＰＡ）、 １８、４０…ゲインコントロール回路（制御信号発生回
路）、 １９…集積回路、 ２１、３１…第１のアップコンバータ回路、 ２２、３２…第２のアップコンバータ回路、 ２３、３３…第３のアップコンバータ回路、 ２４、３６，３７，３８…可変電流源制御回路。

Claims (24)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信用データ信号を受け、このデータ信
   号に応じて中間周波数信号を変調する変調回路と、 上記変調回路の出力を受け、この変調回路の出力を増幅
   すると共に第１の制御信号に応じて利得が制御される中
   間周波増幅回路と、 上記中間周波増幅回路の出力を受け、この中間周波増幅
   回路の出力を伝送路周波数に上昇させると共に第２の制
   御信号に応じて利得が制御される周波数変換回路とを具
   備したことを特徴とする送信回路。
2. 【請求項２】 前記周波数変換回路は、前記第２の制御
   信号に応じて利得が単調変化する領域を有する利得特性
   を持つように構成されていることを特徴とする請求項１
   に記載の送信回路。
3. 【請求項３】 前記周波数変換回路は、前記第２の制御
   信号に応じて利得が段階的に変化し、かつ前記第２の制
   御信号に対してヒステリシスを有する利得特性を持つよ
   うに構成されていることを特徴とする請求項１に記載の
   送信回路。
4. 【請求項４】 前記周波数変換回路は、前記第２の制御
   信号に応じて利得が制御される少なくとも１個の第１の
   変換回路と、 実質的に一定の利得を有する第２の変換回路とを有して
   構成されることを特徴とする請求項１に記載の送信回
   路。
5. 【請求項５】 前記少なくとも１個の第１の変換回路は
   少なくとも２個の第１の変換回路を含み、 一方の第１の変換回路は出力端子が前記第２の変換回路
   の出力端子に接続され、前記第２の制御信号に応じて利
   得が制御され、 他方の第１の変換回路は出力端子が前記第２の変換回路
   の出力端子に接続されずかつ前記第２の制御信号に応じ
   て上記一方の第１の変換回路に対しその駆動電流が相補
   的に制御されることを特徴とする請求項４に記載の送信
   回路。
6. 【請求項６】 前記周波数変換回路は、前記第２の制御
   信号に応じて利得が順次制御される複数の第１の変換回
   路を有して構成されることを特徴とする請求項１に記載
   の送信回路。
7. 【請求項７】 前記複数の第１の変換回路は、それぞれ
   の出力端子が共通に接続され、前記第２の制御信号に応
   じて利得が制御される２個以上の第１の変換回路を含
   み、 さらに、出力端子が前記２個以上の第１の変換回路の共
   通の出力端子に接続されず、かつ前記第２の制御信号に
   応じてこれら２個以上の第１の変換回路のうちの１個の
   第１の変換回路に対しその駆動電流が相補的に制御され
   るダミー回路を有して構成されることを特徴とする請求
   項６に記載の送信回路。
8. 【請求項８】 前記ダミー回路の駆動電流が相補的に制
   御される１個の第１の変換回路は、前記２個以上の第１
   の変換回路の中で最も大きくその駆動電流が変化するこ
   とを特徴とする請求項７に記載の送信回路。
9. 【請求項９】 外部制御信号を受けて前記第１及び第２
   の制御信号を発生する単一の回路ユニットとして構成さ
   れた制御信号発生回路をさらに具備したことを特徴とす
   る請求項１乃至８のいずれか１項に記載の送信回路。
10. 【請求項１０】 中間周波数信号を生成する中間周波数
    信号生成回路と、 送信用データ信号及び上記中間周波数信号を受け、上記
    中間周波数信号を上記送信用データ信号に応じて変調す
    る変調回路と、 上記変調回路の出力を受け、この変調回路の出力を増幅
    すると共に第１の制御信号に応じて利得が制御される中
    間周波増幅回路と、 局部発振信号を生成する局部発振信号生成回路と、 上記中間周波増幅回路の出力及び上記局部発振信号を受
    け、上記中間周波増幅回路の出力を伝送路周波数に上昇
    させると共に第２の制御信号に応じて利得が制御される
    周波数変換回路と、 上記周波数変換回路の出力から不要成分を除去するフィ
    ルタ回路と、 上記フィルタ回路の出力を増幅する利得が実質的に一定
    の電力増幅回路とを具備したことを特徴とする無線送信
    装置。
11. 【請求項１１】 前記周波数変換回路は、前記第２の制
    御信号に応じて利得が単調変化する領域を有する利得特
    性を持つように構成されていることを特徴とする請求項
    １０に記載の無線送信装置。
12. 【請求項１２】 前記周波数変換回路は、前記第２の制
    御信号に応じて利得が段階的に変化し、かつ前記第２の
    制御信号に対してヒステリシスを有する利得特性を持つ
    ように構成されていることを特徴とする請求項１０に記
    載の無線送信装置。
13. 【請求項１３】 前記中間周波増幅回路及び周波数変換
    回路は、前記第１及び第２の制御信号に応じて夫々の利
    得可変範囲で利得が連続的に単調変化する利得特性を持
    ち、これらを合成したとき前記周波数変換回路の利得可
    変範囲で単調変化の傾きが急となる利得特性を持つよう
    に構成されていることを特徴とする請求項１０に記載の
    無線送信装置。
14. 【請求項１４】 前記周波数変換回路は、前記第２の制
    御信号に応じて利得が制御される少なくとも１個の第１
    の変換回路と、 実質的に一定の利得を有する第２の変換回路とを有して
    構成されることを特徴とする請求項１０に記載の無線送
    信装置。
15. 【請求項１５】 前記少なくとも１個の第１の変換回路
    は少なくとも２個の第１の変換回路を含み、 一方の第１の変換回路は出力端子が前記第２の変換回路
    の出力端子に接続され、前記第２の制御信号に応じて利
    得が制御され、 他方の第１の変換回路は出力端子が前記第２の変換回路
    の出力端子に接続されずかつ前記第２の制御信号に応じ
    て上記一方の第１の変換回路に対しその駆動電流が相補
    的に制御されることを特徴とする請求項１４に記載の無
    線送信装置。
16. 【請求項１６】 前記周波数変換回路は、前記第２の制
    御信号に応じて利得が順次制御される複数の第１の変換
    回路を有して構成されることを特徴とする請求項１０に
    記載の送信回路。
17. 【請求項１７】 前記複数の第１の変換回路は、それぞ
    れの出力端子が共通に接続され、前記第２の制御信号に
    応じて利得が制御される２個以上の第１の変換回路を含
    み、 さらに、出力端子が前記２個以上の第１の変換回路の共
    通の出力端子に接続されず、かつ前記第２の制御信号に
    応じてこれら２個以上の第１の変換回路のうちの１個の
    第１の変換回路に対しその駆動電流が相補的に制御され
    るダミー回路を有して構成されることを特徴とする請求
    項１６に記載の送信回路。
18. 【請求項１８】 前記ダミー回路の駆動電流が相補的に
    制御される１個の第１の変換回路は、前記２個以上の第
    １の変換回路の中で最も大きくその駆動電流が変化する
    ことを特徴とする請求項１７に記載の送信回路。
19. 【請求項１９】 前記変調回路、中間周波増幅回路及び
    周波数変換回路が同じ集積回路内に集積されていること
    を特徴とする請求項１０乃至１８のいずれか１項に記載
    の無線送信装置。
20. 【請求項２０】 外部制御信号を受けて前記第１及び第
    ２の制御信号を発生する制御信号発生回路が単一の回路
    ユニットとして前記集積回路内にさらに集積されている
    ことを特徴とする請求項１９に記載の無線送信装置。
21. 【請求項２１】 第１の入力信号の周波数を第２の入力
    信号を用いて変換する周波数変換回路において、 前記第２の入力信号が供給される第１、第２の入力端子
    に制御端子がそれぞれ接続された第１、第２のトランジ
    スタ及び第３、第４のトランジスタを含んで構成された
    第１の周波数変換部と、 前記第１、第３のトランジスタの一端に共通接続された
    第５のトランジスタ、前記第２、第４のトランジスタの
    一端に共通接続された第６のトランジスタ及び前記第
    ５、第６のトランジスタに接続された第１の可変電流源
    とを含んで構成され、前記第１の入力信号が前記第５、
    第６のトランジスタの制御端子に供給される利得可変の
    増幅回路と、 前記第１の可変電流源に電流制御信号を供給する第１の
    可変電流源制御回路と、を具備することを特徴とする周
    波数変換回路。
22. 【請求項２２】 第１の入力信号の周波数を第２の入力
    信号を用いて変換する周波数変換回路において、 前記第２の入力信号が供給される第１、第２の入力端子
    に制御端子がそれぞれ接続された第１、第２のトランジ
    スタ及び第３、第４のトランジスタを含んで構成された
    第１の周波数変換部と、前記第１、第３のトランジスタ
    の一端に共通接続された第５のトランジスタ、前記第
    ２、第４のトランジスタの一端に共通接続された第６の
    トランジスタおよび前記第５、第６のトランジスタに接
    続された第１の可変電流源とを含んで構成され、前記第
    １の入力信号が前記第５、第６のトランジスタの制御端
    子に供給される利得可変の第１の増幅回路と、前記第１
    の可変電流源に電流制御信号を供給する第１の可変電流
    源制御回路と、前記第２の入力信号が供給される第１、
    第２の入力端子に制御端子がそれぞれ接続された第７、
    第８のトランジスタ及び第９、第１０のトランジスタを
    含んで構成された第２の周波数変換部と、前記第７、第
    ９のトランジスタの一端に共通接続された第１１のトラ
    ンジスタ、前記第８、第１０のトランジスタの一端に共
    通接続された第１２のトランジスタおよび前記第１１、
    第１２のトランジスタに接続された電流源とを含んで構
    成され、前記第１の入力信号が前記第１１、第１２のト
    ランジスタの制御端子に供給される利得一定の第２の増
    幅回路とを具備し、前記第２、第３、第８、第９のトラ
    ンジスタの他端の共通接続部を出力部として出力が取り
    出されることを特徴とする周波数変換回路。
23. 【請求項２３】 更に、前記第２の入力信号が供給され
    る第１、第２の入力端子に制御端子がそれぞれ接続され
    た第１３、第１４のトランジスタ及び第１５、第１６の
    トランジスタを含んで構成された第３の周波数変換部
    と、前記第１３、第１５のトランジスタの一端に共通接
    続された第１７のトランジスタ、前記第１４、第１６の
    トランジスタの一端に共通接続された第１８のトランジ
    スタおよび前記第１７、第１８のトランジスタに接続さ
    れた第２の可変電流源とを含んで構成され、前記第１の
    入力信号が前記第１７、第１８のトランジスタの制御端
    子に供給される利得可変の第３の増幅回路と、前記第２
    の可変電流源に電流制御信号を供給する第２の可変電流
    源制御回路とを少なくとも具備し、 第２、第３、第８、第９、第１４、第１５のトランジス
    タの他端の共通接続部を出力部として出力が取り出され
    ることを特徴とする請求項２２に記載の周波数変換回
    路。
24. 【請求項２４】 更に、前記第２の入力信号が供給され
    る第１、第２の入力端子に制御端子がそれぞれ接続され
    た第１９、第２０のトランジスタ及び第２１、第２２の
    トランジスタを含んで構成された第４の周波数変換部
    と、前記第１９、第２１のトランジスタの一端に共通接
    続された第２３のトランジスタ、前記第２０、第２２の
    トランジスタの一端に共通接続された第２４のトランジ
    スタおよび前記第２３、第２４のトランジスタに接続さ
    れた第３の可変電流源とを含んで構成され、前記第１の
    入力信号が前記第２３、第２４のトランジスタの制御端
    子に供給される利得可変の第４の増幅回路とを具備し、 前記第２０、第２１のトランジスタの他端の共通接続部
    は出力部に接続されず、前記第３の可変電流源は前記第
    １の可変電流源制御回路により、その駆動電流が前記第
    １の可変電流源に対し相補的に制御されることを特徴と
    する請求項２１乃至請求項２３のいずれか１項に記載の
    周波数変換回路。