JP2000101353A - 周波数変換器 - Google Patents
周波数変換器Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、少ない消費電流で所望の受信特性
を得ることができる周波数変換器を提供することにあ
る。 【解決手段】 情報伝達のために変調された高周波入力
信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波
数変換回路１１と、所望信号周波数帯域より高く、隣接
または次隣接チャネル搬送波周波数より低いカットオフ
周波数の低域通過特性を有する緩衝増幅回路１２とによ
り構成される。
を得ることができる周波数変換器を提供することにあ
る。 【解決手段】 情報伝達のために変調された高周波入力
信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波
数変換回路１１と、所望信号周波数帯域より高く、隣接
または次隣接チャネル搬送波周波数より低いカットオフ
周波数の低域通過特性を有する緩衝増幅回路１２とによ
り構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、有線通信または無
線通信の受信機に用いられる周波数変換器に係わり、特
にダイレクトコンバージョン方式(Zero・IF方式)やLOW-
IF方式の受信機に好適な周波数変換器に関する。
線通信の受信機に用いられる周波数変換器に係わり、特
にダイレクトコンバージョン方式(Zero・IF方式)やLOW-
IF方式の受信機に好適な周波数変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のダイレクトコンバージョン方式や
LOW-IF方式の受信機の周波数変換器としては図１６に示
す回路が知られている。この周波数変換器において、変
調された高周波信号が周波数変換回路１の端子ＲFから
入力され、トランジスタTr１のコレクタ端子から信号電
流として出力される。一方、端子LOには局部発振信号が
入力され、トランジスタTr２とTr３が交互に導通状態と
切断状態にされる。このためトランジスタTr１のコレク
タから出力された信号は局部発振周波数により交互にト
ランジスタTr２とTr３のコレクタに振り分けられ、高周
波信号と局部発振信号との乗算が行われる。 その結
果、周波数変換された出力電流がトランジスタTr２とTr
３のコレクタから出力され、負荷回路３において電圧に
変換される。この電圧が緩衝増幅回路２において増幅さ
れ、小さい出力インピーダンスの出力電圧として出力さ
れる。無線受信機においては周波数変換器の出力信号は
チャネル選択フィルタに入力される。集積回路として作
られるアクティブフィルタは多くの場合、入力信号が電
圧信号源から入力されることを前提としているため周波
数変換器の出力には緩衝増幅回路（出力バッファ）が必
要である。したがって、周波数変換器は周波数変換回路
と緩衝増幅回路から成り、この緩衝増幅回路出力にチャ
ネル選択フィルタが接続される。
LOW-IF方式の受信機の周波数変換器としては図１６に示
す回路が知られている。この周波数変換器において、変
調された高周波信号が周波数変換回路１の端子ＲFから
入力され、トランジスタTr１のコレクタ端子から信号電
流として出力される。一方、端子LOには局部発振信号が
入力され、トランジスタTr２とTr３が交互に導通状態と
切断状態にされる。このためトランジスタTr１のコレク
タから出力された信号は局部発振周波数により交互にト
ランジスタTr２とTr３のコレクタに振り分けられ、高周
波信号と局部発振信号との乗算が行われる。 その結
果、周波数変換された出力電流がトランジスタTr２とTr
３のコレクタから出力され、負荷回路３において電圧に
変換される。この電圧が緩衝増幅回路２において増幅さ
れ、小さい出力インピーダンスの出力電圧として出力さ
れる。無線受信機においては周波数変換器の出力信号は
チャネル選択フィルタに入力される。集積回路として作
られるアクティブフィルタは多くの場合、入力信号が電
圧信号源から入力されることを前提としているため周波
数変換器の出力には緩衝増幅回路（出力バッファ）が必
要である。したがって、周波数変換器は周波数変換回路
と緩衝増幅回路から成り、この緩衝増幅回路出力にチャ
ネル選択フィルタが接続される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】周波数変換器の出力バ
ッファの問題についてはB.Razaviらの"Design Consider
ation for Direct Conversion Receivers"(IEEE Transa
ction on Circuit and Systems-II:Analog and Digital
Signal Processing, Vol.４４,No.６,June １９９７)
に記述されている。また、出力バッファの出力をチャネ
ル選択フィルタに入力した場合に、フィルタを設計通り
に機能させるには周波数変換器の緩衝増幅回路が満たす
べき条件が幾つかある。それらの条件やトレードオフの
うち、従来の回路では難しいものとして以下の４点が挙
げられる。
ッファの問題についてはB.Razaviらの"Design Consider
ation for Direct Conversion Receivers"(IEEE Transa
ction on Circuit and Systems-II:Analog and Digital
Signal Processing, Vol.４４,No.６,June １９９７)
に記述されている。また、出力バッファの出力をチャネ
ル選択フィルタに入力した場合に、フィルタを設計通り
に機能させるには周波数変換器の緩衝増幅回路が満たす
べき条件が幾つかある。それらの条件やトレードオフの
うち、従来の回路では難しいものとして以下の４点が挙
げられる。
【０００４】即ち、１) 周波数変換回路の出力端子に
おける所望信号は小さい値である。一方で隣接または次
隣接チャネルの信号は、例えば所望信号と比べて６０dB
(電圧で１０００倍)大きいこともある。出力バッファの
雑音は所望信号より小さくする必要があり、且つ出力バ
ッファにおいて相互変調歪みを所望信号周波数帯域に発
生させないためには大きな隣接信号または次隣接信号の
入力があっても所望信号を線形増幅する必要がある。
おける所望信号は小さい値である。一方で隣接または次
隣接チャネルの信号は、例えば所望信号と比べて６０dB
(電圧で１０００倍)大きいこともある。出力バッファの
雑音は所望信号より小さくする必要があり、且つ出力バ
ッファにおいて相互変調歪みを所望信号周波数帯域に発
生させないためには大きな隣接信号または次隣接信号の
入力があっても所望信号を線形増幅する必要がある。
【０００５】２) チャネル選択フィルタのカットオフ
周波数に影響を与えないように緩衝増幅回路のカットオ
フ周波数はチャネル選択フィルタのカットオフ周波数に
比べて十分高いことが必要である。また、少なくとも出
力バッファのカットオフ周波数の信号までは線形増幅す
ることが必要であり、緩衝増幅回路の消費電流を大きく
する必要がある。
周波数に影響を与えないように緩衝増幅回路のカットオ
フ周波数はチャネル選択フィルタのカットオフ周波数に
比べて十分高いことが必要である。また、少なくとも出
力バッファのカットオフ周波数の信号までは線形増幅す
ることが必要であり、緩衝増幅回路の消費電流を大きく
する必要がある。
【０００６】３) 周波数変換回路の利得は、負荷回路
と出力バッファの入力インピーダンスとの並列インピー
ダンスに比例する。したがって、利得をできるだけ高く
するために、出力バッファの入力インピーダンスは十分
大きいことが必要である。
と出力バッファの入力インピーダンスとの並列インピー
ダンスに比例する。したがって、利得をできるだけ高く
するために、出力バッファの入力インピーダンスは十分
大きいことが必要である。
【０００７】４) チャネル選択フィルタの通過帯域の
利得変動に影響を与えないように出力バッファの出力イ
ンピーダンスはチャネル選択フィルタの入力インピーダ
ンスに比べて十分小さいことが必要である。
利得変動に影響を与えないように出力バッファの出力イ
ンピーダンスはチャネル選択フィルタの入力インピーダ
ンスに比べて十分小さいことが必要である。
【０００８】従来の周波数変換器の出力バッファは、前
述の通りチャネル選択フィルタに影響を与えないために
広帯域特性が要求されていた。このために隣接チャネル
または次隣接チャネルの信号も所望信号と同様に増幅さ
れてしまうので、所望信号よりもはるかに大きなレベル
の信号も線形増幅することが要求されていた。
述の通りチャネル選択フィルタに影響を与えないために
広帯域特性が要求されていた。このために隣接チャネル
または次隣接チャネルの信号も所望信号と同様に増幅さ
れてしまうので、所望信号よりもはるかに大きなレベル
の信号も線形増幅することが要求されていた。
【０００９】一方、ダイレクトコンバージョン方式やLO
W−IF方式では、チャネル選択フィルタを集積回路とし
て実現できる。集積回路上のチャネル選択フィルタには
演算増幅回路等を利用したアクティブフィルタが用いら
れる。これらのアクティブフィルタの例は高橋誓等によ
る「1.9GHz Si Direct Conversion Receiver IC forQPS
K Modulation System」(電子情報通信学会英文誌 IEICE
Transaction on elctronics,Vol.E79-C,No.5 may １９
９６) や P.J.Chang,A.Rofougaran,and A.A.Abidi によ
る「A CMOS Channel-Select Filter for a Direct Conv
ersion Wireless Receiver」(IEEE J. of Solid-State
Circuits, vol.32,No.5,pp.722-729,1997) に述べられ
ている。
W−IF方式では、チャネル選択フィルタを集積回路とし
て実現できる。集積回路上のチャネル選択フィルタには
演算増幅回路等を利用したアクティブフィルタが用いら
れる。これらのアクティブフィルタの例は高橋誓等によ
る「1.9GHz Si Direct Conversion Receiver IC forQPS
K Modulation System」(電子情報通信学会英文誌 IEICE
Transaction on elctronics,Vol.E79-C,No.5 may １９
９６) や P.J.Chang,A.Rofougaran,and A.A.Abidi によ
る「A CMOS Channel-Select Filter for a Direct Conv
ersion Wireless Receiver」(IEEE J. of Solid-State
Circuits, vol.32,No.5,pp.722-729,1997) に述べられ
ている。
【００１０】これらのチャネル選択フィルタには複数の
ブロックからなるフィルタを用いており、一つ一つのブ
ロックの単独では隣接チャネルの不要信号を取り除くこ
とはできないが、全体で所望の特性を実現している。ま
た、これらのブロックは所望信号を増幅する機能も併せ
もっている。即ち、所望信号の増幅と不要信号の除去を
段階的に行っている。
ブロックからなるフィルタを用いており、一つ一つのブ
ロックの単独では隣接チャネルの不要信号を取り除くこ
とはできないが、全体で所望の特性を実現している。ま
た、これらのブロックは所望信号を増幅する機能も併せ
もっている。即ち、所望信号の増幅と不要信号の除去を
段階的に行っている。
【００１１】例えば、所望信号より１０００倍大きい隣
接信号が入力された場合、隣接信号を除去することなく
１０倍に増幅すると隣接信号が電源電圧を超えてしまう
ような場合にも、フィルタの特性により所望信号は１０
倍に隣接信号は０．１倍にすることにより電源電圧を超
えない信号とすることができる。
接信号が入力された場合、隣接信号を除去することなく
１０倍に増幅すると隣接信号が電源電圧を超えてしまう
ような場合にも、フィルタの特性により所望信号は１０
倍に隣接信号は０．１倍にすることにより電源電圧を超
えない信号とすることができる。
【００１２】所望信号の増幅を不要信号を除去した後に
行う方法も考えられるが、周波数選択特性に優れたアク
ティブフィルタは雑音特性がよくないので、信号対雑音
比(ＳＮＲ)が劣化する。このため緩やかな周波数特性の
フィルタを用いて不要信号を少し除去して所望信号を少
し増幅するということを繰り返す構成を採ることが多
い。複数ブロックを通過した信号が所望の振幅且つ所望
の周波数特性となるように各ブロックの周波数特性と利
得を雑音との兼ね合いから決定する。
行う方法も考えられるが、周波数選択特性に優れたアク
ティブフィルタは雑音特性がよくないので、信号対雑音
比(ＳＮＲ)が劣化する。このため緩やかな周波数特性の
フィルタを用いて不要信号を少し除去して所望信号を少
し増幅するということを繰り返す構成を採ることが多
い。複数ブロックを通過した信号が所望の振幅且つ所望
の周波数特性となるように各ブロックの周波数特性と利
得を雑音との兼ね合いから決定する。
【００１３】こうして設計されたフィルタの特性に影響
を与えないように、周波数変換器の出力バッファはチャ
ネル選択フィルタに比べて信号通過帯域が広いことが求
められていた。そのため不要な隣接チャネルの信号も増
幅して出力していた。
を与えないように、周波数変換器の出力バッファはチャ
ネル選択フィルタに比べて信号通過帯域が広いことが求
められていた。そのため不要な隣接チャネルの信号も増
幅して出力していた。
【００１４】本発明の目的は、少ない消費電流で所望の
受信特性を得ることができる周波数変換器を提供するこ
とにある。
受信特性を得ることができる周波数変換器を提供するこ
とにある。
【００１５】本発明の他の目的は、条件１)および２)
を解消するためにチャンネル選択フィルタの機能の一部
を出力バッファに持たせる周波数変換器を提供すること
にある。
を解消するためにチャンネル選択フィルタの機能の一部
を出力バッファに持たせる周波数変換器を提供すること
にある。
【００１６】本発明の他の目的は、条件３)および４)
を緩和または解決するために出力バッファの入力インピ
ーダンスを大きく、出力インピーダンスを小さくする周
波数変換器を提供することにある。
を緩和または解決するために出力バッファの入力インピ
ーダンスを大きく、出力インピーダンスを小さくする周
波数変換器を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明の基本的特徴によ
れば、情報伝達のために変調された高周波入力信号と局
部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回
路と、所望信号周波数帯域より高く、隣接または次隣接
チャネル搬送波周波数より低いカットオフ周波数の低域
通過特性を有する緩衝増幅回路とを備える周波数変換器
を提供する。
れば、情報伝達のために変調された高周波入力信号と局
部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波数変換回
路と、所望信号周波数帯域より高く、隣接または次隣接
チャネル搬送波周波数より低いカットオフ周波数の低域
通過特性を有する緩衝増幅回路とを備える周波数変換器
を提供する。
【００１８】また本発明は前記構成において、前記周波
数変換回路が電流出力型の周波数変換回路により構成さ
れ、前記緩衝増幅回路は前記カットオフ周波数の低域通
過特性を有する低域通過型電流電圧変換回路により構成
されることを特徴とする周波数変換器を提供する。
数変換回路が電流出力型の周波数変換回路により構成さ
れ、前記緩衝増幅回路は前記カットオフ周波数の低域通
過特性を有する低域通過型電流電圧変換回路により構成
されることを特徴とする周波数変換器を提供する。
【００１９】更に本発明は、情報伝達のために変調され
た高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変
換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ
−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出
力緩衝増幅回路として備えることを特徴とする周波数変
換器を提供する。
た高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変
換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ
−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出
力緩衝増幅回路として備えることを特徴とする周波数変
換器を提供する。
【００２０】更に本発明は、情報伝達のために変調され
た高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変
換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ
−Ｋｅｙ）回路の随伴回路を出力緩衝増幅回路として備
えることを特徴とする周波数変換器を提供する。
た高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変
換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ
−Ｋｅｙ）回路の随伴回路を出力緩衝増幅回路として備
えることを特徴とする周波数変換器を提供する。
【００２１】本発明の周波数変換器は、チャンネル選択
フィルタの入力部の周波数特性とバッファとして機能を
備えた緩衝増幅回路を備えている。この出力バッファは
所望信号を増幅する必要があるので、カットオフ周波数
が所望信号周波数帯域よりも高いことが必要である。ま
た隣接チャネルを使用する通信システムやLOW-IF方式の
場合は隣接チャネルの信号を取り除いて増幅するために
カットオフ周波数を隣接チャネルの搬送波周波数より小
さくする必要がある。ＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａ
ｎｄｙ−ｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）のように隣接チャ
ネルを使用せず、一つおきのチャネルを使うシステムの
場合はカットオフ周波数を実際に不要信号が存在する次
隣接チャネルの搬送波周波数より小さくすることによっ
て不要信号を除去する必要がある。狭い帯域の出力バッ
ファとすることで不要信号を増幅することがなくなるの
で、出力バッファの線形増幅範囲を小さく選ぶことがで
きる。線形増幅範囲を小さくすると、消費電流を少なく
することが可能になる。
フィルタの入力部の周波数特性とバッファとして機能を
備えた緩衝増幅回路を備えている。この出力バッファは
所望信号を増幅する必要があるので、カットオフ周波数
が所望信号周波数帯域よりも高いことが必要である。ま
た隣接チャネルを使用する通信システムやLOW-IF方式の
場合は隣接チャネルの信号を取り除いて増幅するために
カットオフ周波数を隣接チャネルの搬送波周波数より小
さくする必要がある。ＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａ
ｎｄｙ−ｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）のように隣接チャ
ネルを使用せず、一つおきのチャネルを使うシステムの
場合はカットオフ周波数を実際に不要信号が存在する次
隣接チャネルの搬送波周波数より小さくすることによっ
て不要信号を除去する必要がある。狭い帯域の出力バッ
ファとすることで不要信号を増幅することがなくなるの
で、出力バッファの線形増幅範囲を小さく選ぶことがで
きる。線形増幅範囲を小さくすると、消費電流を少なく
することが可能になる。
【００２２】周波数変換回路としてはギルバート（Ｇｉ
ｌｂｅｒｔ）乗算回路のようにもともと電流出力である
ものも多数ある。これらの電流出力型周波数変換回路出
力に接続される緩衝増幅回路として電流電圧変換回路を
用いることができる。電流電圧変換回路の入力インピー
ダンスは小さく、周波数変換回路の出力端子の電圧変動
は小さくなる。このため、出力電圧変動による歪みを回
避できる利点もある。
ｌｂｅｒｔ）乗算回路のようにもともと電流出力である
ものも多数ある。これらの電流出力型周波数変換回路出
力に接続される緩衝増幅回路として電流電圧変換回路を
用いることができる。電流電圧変換回路の入力インピー
ダンスは小さく、周波数変換回路の出力端子の電圧変動
は小さくなる。このため、出力電圧変動による歪みを回
避できる利点もある。
【００２３】従来のチャンネル選択フィルタが電圧入力
を前提に設計されているため、従来の周波数変換器は電
流電圧変換回路を緩衝増幅回路として用い、且つこの緩
衝増幅回路はチャンネル選択フィルタの特性に影響を与
えないように周波数特性が広帯域である必要があった。
を前提に設計されているため、従来の周波数変換器は電
流電圧変換回路を緩衝増幅回路として用い、且つこの緩
衝増幅回路はチャンネル選択フィルタの特性に影響を与
えないように周波数特性が広帯域である必要があった。
【００２４】本発明の周波数変換器の電流電圧変換回路
は所望信号周波数帯域より高く隣接または次隣接チャネ
ル搬送波周波数より低いカットオフ周波数の低域通過型
の周波数特性を有している。このため、隣接チャネルの
大きな信号を線形増幅する必要はなく消費電流を小さく
することが可能である。
は所望信号周波数帯域より高く隣接または次隣接チャネ
ル搬送波周波数より低いカットオフ周波数の低域通過型
の周波数特性を有している。このため、隣接チャネルの
大きな信号を線形増幅する必要はなく消費電流を小さく
することが可能である。
【００２５】更に本発明は、情報伝達のために変調され
た高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変
換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ
−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出
力緩衝増幅回路として備え、前記随伴回路を構成する容
量素子として可変容量素子を用いることを特徴とする周
波数変換器を提供する。この発明では占有周波数帯域を
必要に応じて変更することができる。
た高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変
換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ
−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出
力緩衝増幅回路として備え、前記随伴回路を構成する容
量素子として可変容量素子を用いることを特徴とする周
波数変換器を提供する。この発明では占有周波数帯域を
必要に応じて変更することができる。
【００２６】更に本発明は、情報伝達のために変調され
た高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変
換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ
−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出
力緩衝増幅回路として備え、前記電流電圧変換回路を構
成する抵抗素子として可変抵抗素子を用いることを特徴
とする周波数変換器を提供する。この発明によれば変換
利得を変えることができる。
た高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変
換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ
−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出
力緩衝増幅回路として備え、前記電流電圧変換回路を構
成する抵抗素子として可変抵抗素子を用いることを特徴
とする周波数変換器を提供する。この発明によれば変換
利得を変えることができる。
【００２７】更に本発明は、情報伝達のために変調され
た高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変
換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ
−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出
力緩衝増幅回路として備え、前記随伴回路及び電流電圧
変換回路を構成する抵抗素子として可変抵抗素子を用い
ることを特徴とする周波数変換器を提供する。
た高周波入力信号と局部発振信号とを入力して周波数変
換を行う周波数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ
−Ｋｅｙ）回路の随伴回路および電流電圧変換回路を出
力緩衝増幅回路として備え、前記随伴回路及び電流電圧
変換回路を構成する抵抗素子として可変抵抗素子を用い
ることを特徴とする周波数変換器を提供する。
【００２８】また本発明は前記構成において、前記周波
数変換回路に複数段の緩衝増幅回路が接続される周波数
変換器を提供する。
数変換回路に複数段の緩衝増幅回路が接続される周波数
変換器を提供する。
【００２９】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１実施形態に
係わる周波数変換器の回路構成を示している。この周波
数変換器は、周波数変換回路１１と緩衝増幅回路１２に
より構成される。周波数変換回路１１は抵抗Ｒ１,Ｒ２
を含む負荷回路１３と、トランジスタTr１,Tr２,Tr３に
より構成される。周波数変換回路１１の端子LOには局部
発振信号が入力され、端子ＲFには高周波信号が入力さ
れる。低域通過特性とするために、緩衝増幅回路１２の
フィードバック回路は容量素子Cと抵抗素子Ｒの並列回
路で構成される。緩衝増幅回路１２は、所望信号を増幅
する必要があるので、この回路のカットオフ周波数は所
望信号周波数帯域fBよりも高いことが必要である。一
方、隣接チャネルを使用する通信システムやLOW-IF方式
の場合は隣接チャネルの信号を取り除いて増幅するため
に、緩衝増幅回路１２のカットオフ周波数を隣接チャネ
ルの搬送波周波数fCより小さくする必要がある。
係わる周波数変換器の回路構成を示している。この周波
数変換器は、周波数変換回路１１と緩衝増幅回路１２に
より構成される。周波数変換回路１１は抵抗Ｒ１,Ｒ２
を含む負荷回路１３と、トランジスタTr１,Tr２,Tr３に
より構成される。周波数変換回路１１の端子LOには局部
発振信号が入力され、端子ＲFには高周波信号が入力さ
れる。低域通過特性とするために、緩衝増幅回路１２の
フィードバック回路は容量素子Cと抵抗素子Ｒの並列回
路で構成される。緩衝増幅回路１２は、所望信号を増幅
する必要があるので、この回路のカットオフ周波数は所
望信号周波数帯域fBよりも高いことが必要である。一
方、隣接チャネルを使用する通信システムやLOW-IF方式
の場合は隣接チャネルの信号を取り除いて増幅するため
に、緩衝増幅回路１２のカットオフ周波数を隣接チャネ
ルの搬送波周波数fCより小さくする必要がある。
【００３０】PHSのように隣接チャネルを使用せず、一
つおきのチャネルを使うシステムの場合は緩衝増幅回路
１２のカットオフ周波数を実際に不要信号が存在する次
隣接チャネルの搬送波周波数より小さくすることによっ
て不要信号を除去する必要がある。したがって、緩衝増
幅回路１２のフィードバック回路の時定数ＲＣに関する
条件は ２πfB<ＲＣ<２πfC に設定される。
つおきのチャネルを使うシステムの場合は緩衝増幅回路
１２のカットオフ周波数を実際に不要信号が存在する次
隣接チャネルの搬送波周波数より小さくすることによっ
て不要信号を除去する必要がある。したがって、緩衝増
幅回路１２のフィードバック回路の時定数ＲＣに関する
条件は ２πfB<ＲＣ<２πfC に設定される。
【００３１】このように帯域制限することで不要信号を
増幅することがなくなるので、緩衝増幅回路１２の線形
増幅の範囲を小さく選ぶことができる。この線形増幅範
囲を小さくすることにより、消費電流を少なくすること
が可能になる。
増幅することがなくなるので、緩衝増幅回路１２の線形
増幅の範囲を小さく選ぶことができる。この線形増幅範
囲を小さくすることにより、消費電流を少なくすること
が可能になる。
【００３２】次に、図１の周波数変換器の動作を説明す
る。端子LOおよび端子RFにそれぞれ局部発振信号および
高周波信号が入力されると、トランジスタTr１のコレク
タから出力される高周波信号が端子LOからの局部発振信
号によりトランジスタTr２,Tr３のコレクタに交互に振
り分けられ、緩衝増幅回路１２に出力される。即ち、局
部発振信号と高周波信号とが乗算された信号が緩衝増幅
回路１２に出力される。この緩衝増幅回路１２のフィー
ドバック回路の時定数ＲCは ２πfB<ＲＣ<２πfC に設
定されているので、入力された複数チャンネルに相当す
る信号のうちの所望信号以外の不要信号、即ち所望チャ
ネルに隣接または次隣接するチャネルの不要信号がCR回
路を通過して増幅されることなく、所望信号だけが増幅
され出力される。
る。端子LOおよび端子RFにそれぞれ局部発振信号および
高周波信号が入力されると、トランジスタTr１のコレク
タから出力される高周波信号が端子LOからの局部発振信
号によりトランジスタTr２,Tr３のコレクタに交互に振
り分けられ、緩衝増幅回路１２に出力される。即ち、局
部発振信号と高周波信号とが乗算された信号が緩衝増幅
回路１２に出力される。この緩衝増幅回路１２のフィー
ドバック回路の時定数ＲCは ２πfB<ＲＣ<２πfC に設
定されているので、入力された複数チャンネルに相当す
る信号のうちの所望信号以外の不要信号、即ち所望チャ
ネルに隣接または次隣接するチャネルの不要信号がCR回
路を通過して増幅されることなく、所望信号だけが増幅
され出力される。
【００３３】図２は本発明の第２実施形態に係わる周波
数変換器の回路構成を示している。この回路によると、
周波数変換回路２１は電流出力型であり、このため負荷
回路２３は能動負荷等の電流源回路I１,I２を用いる。
緩衝増幅回路２２は電流入力電圧出力回路であり、また
低域通過特性を有している。そのカットオフ周波数は所
望信号帯域fBよりも高く隣接チャネルの搬送波周波数fC
より低く設定される。この周波数変換器は緩衝増幅回路
２２の入力端子における電圧変動が非常に小さいため、
コレクタ寄生容量の非線形性による相互変調歪みも発生
しないという利点がある。
数変換器の回路構成を示している。この回路によると、
周波数変換回路２１は電流出力型であり、このため負荷
回路２３は能動負荷等の電流源回路I１,I２を用いる。
緩衝増幅回路２２は電流入力電圧出力回路であり、また
低域通過特性を有している。そのカットオフ周波数は所
望信号帯域fBよりも高く隣接チャネルの搬送波周波数fC
より低く設定される。この周波数変換器は緩衝増幅回路
２２の入力端子における電圧変動が非常に小さいため、
コレクタ寄生容量の非線形性による相互変調歪みも発生
しないという利点がある。
【００３４】図３は本発明の第３実施形態に係わる周波
数変換器の回路構成を示している。この周波数変換器
は、周波数変換回路３１と２つの緩衝増幅回路３２１お
よび緩衝増幅回路３２２により構成される。周波数変換
回路３１は第１および第２の実施形態と同様な構成を有
している。緩衝増幅回路３２１および緩衝増幅回路３２
２は周波数変換回路３１のトランジスタTr２およびTr３
のコレクタにそれぞれ接続される。即ち、周波数変換回
路３１の差動出力の両方に緩衝増幅回路３２１および緩
衝増幅回路３２２が接続される。緩衝増幅回路３２１お
よび３２２はそれぞれ二次の低域通過特性を有してい
る。このような緩衝増幅回路は上述の第１，第２実施形
態の一次の低域通過特性の回路よりも非常に大きな隣接
チャネル信号をより効率よく除去することができる。
数変換器の回路構成を示している。この周波数変換器
は、周波数変換回路３１と２つの緩衝増幅回路３２１お
よび緩衝増幅回路３２２により構成される。周波数変換
回路３１は第１および第２の実施形態と同様な構成を有
している。緩衝増幅回路３２１および緩衝増幅回路３２
２は周波数変換回路３１のトランジスタTr２およびTr３
のコレクタにそれぞれ接続される。即ち、周波数変換回
路３１の差動出力の両方に緩衝増幅回路３２１および緩
衝増幅回路３２２が接続される。緩衝増幅回路３２１お
よび３２２はそれぞれ二次の低域通過特性を有してい
る。このような緩衝増幅回路は上述の第１，第２実施形
態の一次の低域通過特性の回路よりも非常に大きな隣接
チャネル信号をより効率よく除去することができる。
【００３５】図４（ａ）は、従来の周波数変換器にチャ
ネル選択フィルタ４３を接続した回路を示している。こ
の周波数変換器は電流出力型の周波数変換回路４１と電
流電圧変換型の緩衝増幅回路４２を備えている。チャネ
ル選択フィルタ４３の入力部は図３の緩衝増幅回路３２
１および３２２と同じ周波数特性を有している。このフ
ィルタ入力部は電圧入力、すなわちインピーダンスが抵
抗Ｒ１に比べて充分小さい信号源を前提に設計されてい
て、インピーダンスが高い信号源を接続した場合は周波
数特性が設計値からずれてしまう。このため、周波数変
換器の緩衝増幅回路４２の出力インピーダンスはＲ１よ
り充分小さいことが必要であり、消費電流が大きくな
る。
ネル選択フィルタ４３を接続した回路を示している。こ
の周波数変換器は電流出力型の周波数変換回路４１と電
流電圧変換型の緩衝増幅回路４２を備えている。チャネ
ル選択フィルタ４３の入力部は図３の緩衝増幅回路３２
１および３２２と同じ周波数特性を有している。このフ
ィルタ入力部は電圧入力、すなわちインピーダンスが抵
抗Ｒ１に比べて充分小さい信号源を前提に設計されてい
て、インピーダンスが高い信号源を接続した場合は周波
数特性が設計値からずれてしまう。このため、周波数変
換器の緩衝増幅回路４２の出力インピーダンスはＲ１よ
り充分小さいことが必要であり、消費電流が大きくな
る。
【００３６】ところで、テブナン（Ｔｈｅｖｅｎｉｎ）
の定理とノートン（Ｎｏｒｔｏｎ）の定理を用いれば、
図４（ａ）におけるチャネル選択フィルタ４３の入力部
にある抵抗Ｒ１と電圧信号源（緩衝増幅回路４２出力）
の直列回路は、一定条件の下でＲ１と電流信号源の並列
回路に等価変換できる。即ち、図４（ａ）において緩衝
増幅回路４２の出力インピーダンスがＲ１より充分小さ
いとき、テブナンの定理により、図４（ｂ）に示すよう
にＲ１側から見て緩衝増幅回路４２は電圧信号源４５に
置き換えられ、抵抗Ｒ１と電圧信号源４５の直列回路と
なる。更に、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３により構成さ
れる差動対の出力インピーダンスが抵抗Ｒ１よりも十分
大きいとすると、ノートンの定理を適用することにより
図４（ｃ）に示すように、上記直列回路は上記抵抗Ｒ１
と同じ値の抵抗Ｒ１と電流信号源４６の並列回路と等価
になる。一方、図４（ｄ）は図３の回路の一部を省略し
たものである。図４（ｄ）をノートンの等価回路に変形
すると図４（ｅ）になり、図４（ｅ）は図４（ｃ）と同
じ回路である。したがって、一定の条件の下では図３の
回路と図４（ａ）の周波数特性は同じになる。図３にお
いて周波数変換器は抵抗Ｒ１を負荷として電圧を出力し
ているように見えるが、実は図４（ａ）のチャネル選択
フィルタ４３の入力部を電流信号源入力に変形した回路
である。
の定理とノートン（Ｎｏｒｔｏｎ）の定理を用いれば、
図４（ａ）におけるチャネル選択フィルタ４３の入力部
にある抵抗Ｒ１と電圧信号源（緩衝増幅回路４２出力）
の直列回路は、一定条件の下でＲ１と電流信号源の並列
回路に等価変換できる。即ち、図４（ａ）において緩衝
増幅回路４２の出力インピーダンスがＲ１より充分小さ
いとき、テブナンの定理により、図４（ｂ）に示すよう
にＲ１側から見て緩衝増幅回路４２は電圧信号源４５に
置き換えられ、抵抗Ｒ１と電圧信号源４５の直列回路と
なる。更に、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３により構成さ
れる差動対の出力インピーダンスが抵抗Ｒ１よりも十分
大きいとすると、ノートンの定理を適用することにより
図４（ｃ）に示すように、上記直列回路は上記抵抗Ｒ１
と同じ値の抵抗Ｒ１と電流信号源４６の並列回路と等価
になる。一方、図４（ｄ）は図３の回路の一部を省略し
たものである。図４（ｄ）をノートンの等価回路に変形
すると図４（ｅ）になり、図４（ｅ）は図４（ｃ）と同
じ回路である。したがって、一定の条件の下では図３の
回路と図４（ａ）の周波数特性は同じになる。図３にお
いて周波数変換器は抵抗Ｒ１を負荷として電圧を出力し
ているように見えるが、実は図４（ａ）のチャネル選択
フィルタ４３の入力部を電流信号源入力に変形した回路
である。
【００３７】この構成により低出力インピーダンスのア
ンプが省略できるので、低消費電流化が可能になる。
ンプが省略できるので、低消費電流化が可能になる。
【００３８】図５は本発明の第４の実施形態に係る周波
数変換器の回路構成を示している。図３に示した周波数
変換器においては、電流入力型の緩衝増幅回路を用いた
ので、低出力インピーダンスのアンプが不要になった
が、上述したように、逆に電流源として機能するために
周波数変換回路のトランジスタＴｒ２，Ｔｒ３で構成さ
れる差動対の出力インピーダンスがＲ１より十分大きい
ことが必要になる。例えばＲ１の値が１kΩで、トラン
ジスタの出力インピーダンスの影響を１％程度に抑えた
いとすると、１００kΩ以上のインピーダンスが必要で
ある。しかしながら特に高速なトランジスタほど出力イ
ンピーダンスは低くなりがちで、且つダイレクトコンバ
ージョン方式のように線形範囲の広い周波数変換回路に
は大きなバイアス電流を流すので、更に出力インピーダ
ンスは小さくなる。このような条件に適した回路が図５
に示す回路構成である。図５において５３はサレンキー
（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路、５４は電流
電圧変換回路であり、後述する。
数変換器の回路構成を示している。図３に示した周波数
変換器においては、電流入力型の緩衝増幅回路を用いた
ので、低出力インピーダンスのアンプが不要になった
が、上述したように、逆に電流源として機能するために
周波数変換回路のトランジスタＴｒ２，Ｔｒ３で構成さ
れる差動対の出力インピーダンスがＲ１より十分大きい
ことが必要になる。例えばＲ１の値が１kΩで、トラン
ジスタの出力インピーダンスの影響を１％程度に抑えた
いとすると、１００kΩ以上のインピーダンスが必要で
ある。しかしながら特に高速なトランジスタほど出力イ
ンピーダンスは低くなりがちで、且つダイレクトコンバ
ージョン方式のように線形範囲の広い周波数変換回路に
は大きなバイアス電流を流すので、更に出力インピーダ
ンスは小さくなる。このような条件に適した回路が図５
に示す回路構成である。図５において５３はサレンキー
（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回路の随伴回路、５４は電流
電圧変換回路であり、後述する。
【００３９】この回路構成では、周波数変換器は周波数
変換回路５１および緩衝増幅回路５２１および５２２と
により構成される。緩衝増幅回路５２１および５２２の
入力は演算増幅回路５３の入力端子であり、且つこの端
子にフィードバック回路も接続されているので、この部
分のインピーダンスは非常に小さくなる。このため周波
数変換回路５１の出力インピーダンスの条件は大幅に緩
和される。
変換回路５１および緩衝増幅回路５２１および５２２と
により構成される。緩衝増幅回路５２１および５２２の
入力は演算増幅回路５３の入力端子であり、且つこの端
子にフィードバック回路も接続されているので、この部
分のインピーダンスは非常に小さくなる。このため周波
数変換回路５１の出力インピーダンスの条件は大幅に緩
和される。
【００４０】図６は、図４（ａ）の従来回路を図５の実
施形態の回路に変形することについて示している。即
ち、図６（ａ）の回路は、図４（ａ）の従来の回路の緩
衝増幅回路４２とチャンネル選択フィルタ４３の入力部
を取り出して構成される。後者がサレンキー回路を構成
する。図６（ｂ）の回路は図６（ａ）の回路における演
算増幅器OPA１,OPA２の入力と出力を逆転し、電流入力
を電圧出力に、電圧出力を電流入力に変換することで構
成される。６３はサレンキー回路４３の随伴回路であ
り、６４は電流電圧変換回路である。演算増幅器OPA３,
OPA４は演算増幅器OPA２,OPA１に対応する演算増幅器で
ある。
施形態の回路に変形することについて示している。即
ち、図６（ａ）の回路は、図４（ａ）の従来の回路の緩
衝増幅回路４２とチャンネル選択フィルタ４３の入力部
を取り出して構成される。後者がサレンキー回路を構成
する。図６（ｂ）の回路は図６（ａ）の回路における演
算増幅器OPA１,OPA２の入力と出力を逆転し、電流入力
を電圧出力に、電圧出力を電流入力に変換することで構
成される。６３はサレンキー回路４３の随伴回路であ
り、６４は電流電圧変換回路である。演算増幅器OPA３,
OPA４は演算増幅器OPA２,OPA１に対応する演算増幅器で
ある。
【００４１】図６（ａ）に示した回路と図６（ｂ）に示
した回路の伝達関数は等しくなる。尚、随伴回路は素子
値の誤差の影響を示す素子感度の計算等で用いられる。
した回路の伝達関数は等しくなる。尚、随伴回路は素子
値の誤差の影響を示す素子感度の計算等で用いられる。
【００４２】図６（ｂ）に示した回路が、図５の緩衝増
幅回路５２１および緩衝増幅回路５２２として用いられ
る。この緩衝増幅回路５２１および緩衝増幅回路５２２
は周波数変換回路５１のインピーダンス条件の緩和のみ
ならず、消費電流を少なくすることにおいても有利であ
る。なぜなら、図４（ａ）に示した回路では出力バッフ
ァ（緩衝増幅回路４２）は大きな隣接チャネル信号も線
形増幅する必要があったが、図５に示した回路ではフィ
ルタ機能を有するサレンキー回路の随伴回路５３が周波
数変換回路５１に接続されているので、演算増幅回路の
出力電圧範囲や周波数範囲が狭い回路を利用することが
できるからである。
幅回路５２１および緩衝増幅回路５２２として用いられ
る。この緩衝増幅回路５２１および緩衝増幅回路５２２
は周波数変換回路５１のインピーダンス条件の緩和のみ
ならず、消費電流を少なくすることにおいても有利であ
る。なぜなら、図４（ａ）に示した回路では出力バッフ
ァ（緩衝増幅回路４２）は大きな隣接チャネル信号も線
形増幅する必要があったが、図５に示した回路ではフィ
ルタ機能を有するサレンキー回路の随伴回路５３が周波
数変換回路５１に接続されているので、演算増幅回路の
出力電圧範囲や周波数範囲が狭い回路を利用することが
できるからである。
【００４３】ところで、図５に示した本発明の１実施形
態では、緩衝増幅回路５２１はサレンキー回路の随伴回
路５３と電流電圧変換回路５４から成っていた。しか
し、ある条件下では電流電圧変換回路５４は必ずしも必
要としない。図４（ｄ）の回路はノートンの定理によ
り、図４（ｅ）に示すように変形できて、周波数変換器
側は抵抗Ｒ１と電流信号源４７の並列回路に置き換えら
れる。点線４８内の回路をサレンキー回路として、その
随伴回路を求めると、入出力を逆にした回路が得られ
る。この随伴回路は、この先に接続されるフィルタとし
てｇｍ−Ｃ（トランスコンダクタンスーキャパシタ）フ
ィルタなど、フィルタの入力インピーダンスが抵抗Ｒ１
より十分大きいフィルタを用いるときに採用できる。
態では、緩衝増幅回路５２１はサレンキー回路の随伴回
路５３と電流電圧変換回路５４から成っていた。しか
し、ある条件下では電流電圧変換回路５４は必ずしも必
要としない。図４（ｄ）の回路はノートンの定理によ
り、図４（ｅ）に示すように変形できて、周波数変換器
側は抵抗Ｒ１と電流信号源４７の並列回路に置き換えら
れる。点線４８内の回路をサレンキー回路として、その
随伴回路を求めると、入出力を逆にした回路が得られ
る。この随伴回路は、この先に接続されるフィルタとし
てｇｍ−Ｃ（トランスコンダクタンスーキャパシタ）フ
ィルタなど、フィルタの入力インピーダンスが抵抗Ｒ１
より十分大きいフィルタを用いるときに採用できる。
【００４４】図７に示した第５の実施形態に係る周波数
変換器は、周波数変換回路７１と緩衝増幅回路７２及び
緩衝増幅回路７３とから成る。緩衝増幅回路７２に、上
述した図４（ｅ）のサレンキー回路４８の随伴回路が用
いられる。緩衝増幅回路７３は緩衝増幅回路７２と同じ
構成なので、回路の図示を省略した。以上説明したよう
に、図７に示した、電流電圧変換回路のない周波数変換
器は、これらの緩衝増幅回路７２，７３出力に接続され
るチャネル選択フィルタの入力インピーダンスが抵抗Ｒ
１よりも十分大きい場合に用いることができる。
変換器は、周波数変換回路７１と緩衝増幅回路７２及び
緩衝増幅回路７３とから成る。緩衝増幅回路７２に、上
述した図４（ｅ）のサレンキー回路４８の随伴回路が用
いられる。緩衝増幅回路７３は緩衝増幅回路７２と同じ
構成なので、回路の図示を省略した。以上説明したよう
に、図７に示した、電流電圧変換回路のない周波数変換
器は、これらの緩衝増幅回路７２，７３出力に接続され
るチャネル選択フィルタの入力インピーダンスが抵抗Ｒ
１よりも十分大きい場合に用いることができる。
【００４５】図８に、図５に示した実施形態における緩
衝増幅回路５２１等の容量素子を可変にした、本発明の
第６の実施形態の周波数変換器の構成を示す。
衝増幅回路５２１等の容量素子を可変にした、本発明の
第６の実施形態の周波数変換器の構成を示す。
【００４６】近年、無線通信においてもデジタル信号の
伝送が中心となりつつあり、音声のみならず画像、文書
もデジタルデータとして無線により伝送される場合が増
えている。音声のみの通話や小さいデータを伝送すると
きには占有周波数帯域を狭くし、画像、特に動画を伝送
するときには占有周波数帯域を広く取る通信方式が検討
されている。このように通信方式を変更可能な無線通信
においては使用者が意識することなく必要な設定が実行
されるようにコンピュータプログラムによる制御が行わ
れる。
伝送が中心となりつつあり、音声のみならず画像、文書
もデジタルデータとして無線により伝送される場合が増
えている。音声のみの通話や小さいデータを伝送すると
きには占有周波数帯域を狭くし、画像、特に動画を伝送
するときには占有周波数帯域を広く取る通信方式が検討
されている。このように通信方式を変更可能な無線通信
においては使用者が意識することなく必要な設定が実行
されるようにコンピュータプログラムによる制御が行わ
れる。
【００４７】図１５にこのような場合の通信設定制御の
フローチャートを示す。音声の伝送を行っていて、処理
１５１において使用者が映像の伝送を希望すると、処理
１５２において制御チャネルを介して映像信号を要求す
る信号を送信する。処理１５３において映像チャネルを
使用できるか確認し使用できなければ、処理１５４にて
その旨のメッセージを表示する。映像チャネルを使用で
きるとき、即ち送信側と受信側が共に映像通信が可能な
状況であれば、処理１５５にて映像が伝送できるように
周波数選択特性を含むハードウェア設定が行われる。そ
の後、処理１５６にて通信を行い映像を伝送する。処理
１５７において送るべき映像がある限り映像の伝送を続
け映像通信が終了すると、処理１５８に移り音声伝送に
設定を戻す。
フローチャートを示す。音声の伝送を行っていて、処理
１５１において使用者が映像の伝送を希望すると、処理
１５２において制御チャネルを介して映像信号を要求す
る信号を送信する。処理１５３において映像チャネルを
使用できるか確認し使用できなければ、処理１５４にて
その旨のメッセージを表示する。映像チャネルを使用で
きるとき、即ち送信側と受信側が共に映像通信が可能な
状況であれば、処理１５５にて映像が伝送できるように
周波数選択特性を含むハードウェア設定が行われる。そ
の後、処理１５６にて通信を行い映像を伝送する。処理
１５７において送るべき映像がある限り映像の伝送を続
け映像通信が終了すると、処理１５８に移り音声伝送に
設定を戻す。
【００４８】図８に示した周波数変換器は上述のような
通信方式に好適な回路である。図８に示す周波数変換器
は、周波数変換回路８１と緩衝増幅回路８２１と緩衝増
幅回路８２２から成る。緩衝増幅回路８２１は、サレン
キー回路の随伴回路８３と、電流電圧変換回路８４とか
ら成る。随伴回路８３を構成する、容量素子が可変容量
素子８６，８７となっている。これらの可変容量素子
は、例えば図９に示すように固定容量素子とスイッチが
直列接続されたもの４つが並列接続されて成る。各容量
素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の容量値が８：４：２：１
であるとすると、各スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を
開閉することによって、２の４乗通りの容量値が得られ
その中から適切な値を選択できる。なお、緩衝増幅回路
８２２は緩衝増幅回路８２１と同じ構成であるため、回
路を示すことを省略した。
通信方式に好適な回路である。図８に示す周波数変換器
は、周波数変換回路８１と緩衝増幅回路８２１と緩衝増
幅回路８２２から成る。緩衝増幅回路８２１は、サレン
キー回路の随伴回路８３と、電流電圧変換回路８４とか
ら成る。随伴回路８３を構成する、容量素子が可変容量
素子８６，８７となっている。これらの可変容量素子
は、例えば図９に示すように固定容量素子とスイッチが
直列接続されたもの４つが並列接続されて成る。各容量
素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の容量値が８：４：２：１
であるとすると、各スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を
開閉することによって、２の４乗通りの容量値が得られ
その中から適切な値を選択できる。なお、緩衝増幅回路
８２２は緩衝増幅回路８２１と同じ構成であるため、回
路を示すことを省略した。
【００４９】図１５に示したフローチャートで、処理１
５５において占有帯域を広げる場合には、図９の固定容
量素子に接続されているスイッチ例えば、Ｓ１をオフに
することによって容量を小さくする。
５５において占有帯域を広げる場合には、図９の固定容
量素子に接続されているスイッチ例えば、Ｓ１をオフに
することによって容量を小さくする。
【００５０】図８に示した周波数変換器は、占有周波数
帯域を必要に応じて変更する無線通信において、活用可
能である。この周波数変換器は、周波数特性を変化させ
ても通過周波数帯域における利得は変動しないという利
点をも有している。
帯域を必要に応じて変更する無線通信において、活用可
能である。この周波数変換器は、周波数特性を変化させ
ても通過周波数帯域における利得は変動しないという利
点をも有している。
【００５１】図１０に本発明の第７の実施形態に係る周
波数変換器の構成を示す。この実施形態では電流電圧変
換回路１０４の抵抗を可変抵抗素子１０８としている。
即ち、この周波数変換器は、周波数変換回路１０１と緩
衝増幅回路１０２１と緩衝増幅回路１０２２から成る。
緩衝増幅回路１０２１は、サレンキー回路の随伴回路１
０３と、電流電圧変換回路１０４とから成る。なお、緩
衝増幅回路１０２２は緩衝増幅回路１０２１と同じ構成
であるため、回路を示すことを省略した。
波数変換器の構成を示す。この実施形態では電流電圧変
換回路１０４の抵抗を可変抵抗素子１０８としている。
即ち、この周波数変換器は、周波数変換回路１０１と緩
衝増幅回路１０２１と緩衝増幅回路１０２２から成る。
緩衝増幅回路１０２１は、サレンキー回路の随伴回路１
０３と、電流電圧変換回路１０４とから成る。なお、緩
衝増幅回路１０２２は緩衝増幅回路１０２１と同じ構成
であるため、回路を示すことを省略した。
【００５２】可変抵抗素子１０８は、例えば図１１に示
すように固定抵抗素子とスイッチが直列接続されたもの
４つが並列接続されて成る。各抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１
２，Ｒ１３，Ｒ１４の抵抗値の比を８：４：２：１とす
ると、各スイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４を開
閉することによって、４ビットの可変利得周波数変換器
が得られる。図１１の周波数変換器は可変抵抗素子１０
８の値が変化しても、周波数特性に影響を与えない利点
がある。
すように固定抵抗素子とスイッチが直列接続されたもの
４つが並列接続されて成る。各抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１
２，Ｒ１３，Ｒ１４の抵抗値の比を８：４：２：１とす
ると、各スイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４を開
閉することによって、４ビットの可変利得周波数変換器
が得られる。図１１の周波数変換器は可変抵抗素子１０
８の値が変化しても、周波数特性に影響を与えない利点
がある。
【００５３】また、特にチャネル選択フィルタを集積回
路として構成すると、各素子の誤差が大きく、所望の周
波数特性を得るには、何らかの調整が必要な場合もあ
る。このような場合、図１２に示す周波数変換器が好適
である。即ち、緩衝増幅回路１２２１におけるサレンキ
ー回路の随伴回路１２３と電流電圧変換回路１２４の各
抵抗素子１２５，１２６，１２７，１２８を可変抵抗と
する。そしてこれらの可変抵抗素子を例えば図１３に示
すように、設計の中心値より大きい値を有する抵抗Ｒ３
１とその抵抗値の誤差を補正するための抵抗Ｒ３２，Ｒ
３３，Ｒ３４とこれらに直列接続されたスイッチＳ３
２，Ｓ３３，Ｓ３４を並列接続した構成とする。この周
波数変換器は、周波数変換回路１２１と緩衝増幅回路１
２２１と緩衝増幅回路１２２２から成る。緩衝増幅回路
１２２１は、サレンキー回路の随伴回路１２３と、電流
電圧変換回路１２４とから成る。なお、緩衝増幅回路１
２２２は緩衝増幅回路１２２１と同じ構成であるため、
回路を示すことを省略した。
路として構成すると、各素子の誤差が大きく、所望の周
波数特性を得るには、何らかの調整が必要な場合もあ
る。このような場合、図１２に示す周波数変換器が好適
である。即ち、緩衝増幅回路１２２１におけるサレンキ
ー回路の随伴回路１２３と電流電圧変換回路１２４の各
抵抗素子１２５，１２６，１２７，１２８を可変抵抗と
する。そしてこれらの可変抵抗素子を例えば図１３に示
すように、設計の中心値より大きい値を有する抵抗Ｒ３
１とその抵抗値の誤差を補正するための抵抗Ｒ３２，Ｒ
３３，Ｒ３４とこれらに直列接続されたスイッチＳ３
２，Ｓ３３，Ｓ３４を並列接続した構成とする。この周
波数変換器は、周波数変換回路１２１と緩衝増幅回路１
２２１と緩衝増幅回路１２２２から成る。緩衝増幅回路
１２２１は、サレンキー回路の随伴回路１２３と、電流
電圧変換回路１２４とから成る。なお、緩衝増幅回路１
２２２は緩衝増幅回路１２２１と同じ構成であるため、
回路を示すことを省略した。
【００５４】この可変周波数変換器によれば、スイッチ
Ｓ３２，Ｓ３３，Ｓ３４を各々開閉することによって、
各抵抗の値の製造誤差を補正することができ、より正確
な周波数特性を実現できる。
Ｓ３２，Ｓ３３，Ｓ３４を各々開閉することによって、
各抵抗の値の製造誤差を補正することができ、より正確
な周波数特性を実現できる。
【００５５】ところで、上述の実施形態ではいずれも１
つの緩衝増幅回路が周波数変換回路に接続されて周波数
変換器が構成されているが、図１４の第９の実施形態に
示すように周波数変換回路１４１に複数段、３乃至１０
段、好ましくは３乃至５段の緩衝増幅回路１４２,１４
３…を接続するようにしてもよい。このような構成によ
ると、不要信号は増幅されることなく所望信号のみが複
数段の緩衝増幅回路により順次増幅され、所望信号に対
して不要信号のレベルが１/２,１/４,１/８…となって
ＳＮＲの高い所望信号が得られる。
つの緩衝増幅回路が周波数変換回路に接続されて周波数
変換器が構成されているが、図１４の第９の実施形態に
示すように周波数変換回路１４１に複数段、３乃至１０
段、好ましくは３乃至５段の緩衝増幅回路１４２,１４
３…を接続するようにしてもよい。このような構成によ
ると、不要信号は増幅されることなく所望信号のみが複
数段の緩衝増幅回路により順次増幅され、所望信号に対
して不要信号のレベルが１/２,１/４,１/８…となって
ＳＮＲの高い所望信号が得られる。
【００５６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係わる周
波数変換器によれば、不要な隣接チャネル信号を増幅し
ないので出力緩衝増幅回路の消費電流を小さくできる。
またフィルタ初段の回路を電流入力型に変形したり、
随伴回路に変形したりすることで、フィルタとミキサを
独立に設計した場合も容易に周波数変換器の出力緩衝増
幅回路にフィルタの特性を取り込むことができる。した
がって、受信機としての周波数選択特性に影響を与える
ことなく消費電流が小さい周波数変換器が得られる。
波数変換器によれば、不要な隣接チャネル信号を増幅し
ないので出力緩衝増幅回路の消費電流を小さくできる。
またフィルタ初段の回路を電流入力型に変形したり、
随伴回路に変形したりすることで、フィルタとミキサを
独立に設計した場合も容易に周波数変換器の出力緩衝増
幅回路にフィルタの特性を取り込むことができる。した
がって、受信機としての周波数選択特性に影響を与える
ことなく消費電流が小さい周波数変換器が得られる。
【図１】この発明の第１実施形態に係る周波数変換器の
回路図。
回路図。
【図２】この発明の第２実施形態に係る周波数変換器の
回路図。
回路図。
【図３】この発明の第３実施形態に係る周波数変換器の
回路図。
回路図。
【図４】従来の構成による周波数変換回路とフィルタ入
力部の回路変形を説明するための回路図。
力部の回路変形を説明するための回路図。
【図５】この発明の第４実施形態に係る周波数変換器の
回路図。
回路図。
【図６】この発明の第４実施形態に係る回路変形を説明
するための回路図。
するための回路図。
【図７】この発明の第５実施形態に係る周波数変換器の
回路図。
回路図。
【図８】この発明の第６実施形態に係る周波数変換器の
回路図。
回路図。
【図９】図８の第６実施形態に用いる可変容量素子の構
成図。
成図。
【図１０】この発明の第７実施形態に係る周波数変換器
の回路図。
の回路図。
【図１１】図１０の第７実施形態に用いる可変抵抗素子
１０８の構成図。
１０８の構成図。
【図１２】この発明の第８実施形態に係る周波数変換器
の回路図。
の回路図。
【図１３】図１２の第８実施形態に用いる可変抵抗素子
の構成図。
の構成図。
【図１４】この発明の第９実施形態に係る周波数変換器
の回路図。
の回路図。
【図１５】この発明の第６実施形態に関連して、映像信
号を伝送する場合のフローチャートを示す図。
号を伝送する場合のフローチャートを示す図。
【図１６】従来の周波数変換器の回路図。
１１，２１，３１，４１，５１，７１，８１，１０１，
１２１，１４１…周波数変換回路、１２，２２，１４
２，１４３，３２１，３２２，５２１，５２２，７２，
７３，８２１，８２２，１０２１，１０２２，１２２
１，１２２２…緩衝増幅回路、１３，２３…負荷回路、
５３，６３，８３，１０３，１２３・・・サレンキー回路
の随伴回路、５４，６４，８４，１０４，１２４・・・電
流電圧変換回路、８６，８７・・・可変容量素子、１０
８，１２５，１２６，１２７，１２８・・・可変抵抗素
子。
１２１，１４１…周波数変換回路、１２，２２，１４
２，１４３，３２１，３２２，５２１，５２２，７２，
７３，８２１，８２２，１０２１，１０２２，１２２
１，１２２２…緩衝増幅回路、１３，２３…負荷回路、
５３，６３，８３，１０３，１２３・・・サレンキー回路
の随伴回路、５４，６４，８４，１０４，１２４・・・電
流電圧変換回路、８６，８７・・・可変容量素子、１０
８，１２５，１２６，１２７，１２８・・・可変抵抗素
子。
Claims (8)
- 【請求項１】 情報伝達のために変調された高周波入力
信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波
数変換回路と、所望信号周波数帯域より高く、隣接また
は次隣接チャネル搬送波周波数より低いカットオフ周波
数の低域通過特性を有する緩衝増幅回路とを備えること
を特徴とする周波数変換器。 - 【請求項２】 前記周波数変換回路が電流出力型の周波
数変換回路により構成され、前記緩衝増幅回路は前記カ
ットオフ周波数の低域通過特性を有する低域通過型電流
電圧変換回路により構成されることを特徴とする請求項
１記載の周波数変換器。 - 【請求項３】 情報伝達のために変調された高周波入力
信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波
数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回
路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回
路として備えることを特徴とする周波数変換器。 - 【請求項４】 情報伝達のために変調された高周波入力
信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波
数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回
路の随伴回路を出力緩衝増幅回路として備えることを特
徴とする周波数変換器。 - 【請求項５】 情報伝達のために変調された高周波入力
信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波
数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回
路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回
路として備え、前記随伴回路を構成する容量素子として
可変容量素子を用いることを特徴とする周波数変換器。 - 【請求項６】 情報伝達のために変調された高周波入力
信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波
数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回
路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回
路として備え、前記電流電圧変換回路を構成する抵抗素
子として可変抵抗素子を用いることを特徴とする周波数
変換器。 - 【請求項７】 情報伝達のために変調された高周波入力
信号と局部発振信号とを入力して周波数変換を行う周波
数変換回路と、サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ）回
路の随伴回路および電流電圧変換回路を出力緩衝増幅回
路として備え、前記随伴回路及び前記電流電圧変換回路
を構成する抵抗素子として可変抵抗素子を用いることを
特徴とする周波数変換器。 - 【請求項８】 前記周波数変換回路に複数段の緩衝増幅
回路が接続される請求項１ないし７のいずれか１の周波
数変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15958099A JP3665714B2 (ja) | 1998-06-30 | 1999-06-07 | 周波数変換器 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10-199539 | 1998-06-30 | ||
| JP19953998 | 1998-06-30 | ||
| JP15958099A JP3665714B2 (ja) | 1998-06-30 | 1999-06-07 | 周波数変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000101353A true JP2000101353A (ja) | 2000-04-07 |
| JP3665714B2 JP3665714B2 (ja) | 2005-06-29 |
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ID=26486327
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15958099A Expired - Fee Related JP3665714B2 (ja) | 1998-06-30 | 1999-06-07 | 周波数変換器 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3665714B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003009465A1 (fr) * | 2001-07-12 | 2003-01-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Circuit melangeur |
| JP2008533817A (ja) * | 2005-03-10 | 2008-08-21 | エクシーヴ コーポレーション | 影像周波数成分の高精度消去の可能な影像消去ミクサ |
| JP2008236135A (ja) * | 2007-03-19 | 2008-10-02 | Toshiba Corp | 周波数コンバータ |
| JP2009206890A (ja) * | 2008-02-28 | 2009-09-10 | Hitachi Ltd | アクティブミキサ回路並びにそれを用いた受信回路及びミリ波通信端末 |
| US7816990B2 (en) | 2003-03-17 | 2010-10-19 | Panasonic Corporation | Variable gain amplification circuit |
| US8964926B2 (en) | 2011-02-03 | 2015-02-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Ex-core nuclear instrumentation system |
-
1999
- 1999-06-07 JP JP15958099A patent/JP3665714B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2009206890A (ja) * | 2008-02-28 | 2009-09-10 | Hitachi Ltd | アクティブミキサ回路並びにそれを用いた受信回路及びミリ波通信端末 |
| JP4559498B2 (ja) * | 2008-02-28 | 2010-10-06 | 株式会社日立製作所 | アクティブミキサ回路並びにそれを用いた受信回路及びミリ波通信端末 |
| US8121579B2 (en) | 2008-02-28 | 2012-02-21 | Hitachi, Ltd. | Active mixer circuit and a receiver circuit or a millimeter-wave communication unit using it |
| US8964926B2 (en) | 2011-02-03 | 2015-02-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Ex-core nuclear instrumentation system |
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| Publication number | Publication date |
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