JP3944662B2 - 利得制御アンプ - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、利得制御アンプに関する。
【0002】
【従来の技術】
いわゆるダイレクトコンバージョン方式の受信機は、例えば図4に示すように構成されている。すなわち、図4は、AM放送用の受信機の場合であり、アンテナ同調回路11において、目的とする周波数fRXの受信信号SRXが
SRX=Asin ωRXt
A :オーディオ信号(変調信号)
ωRX=2πfRX
が選択されて取り出される。なお、以後の信号処理においては、各信号の相対的な振幅および位相が関係するだけなので、上式および以後の説明においては、各信号の初期位相は省略する。
【0003】
そして、この信号SRXが、高周波アンプ12を通じて第1および第2のミキサ回路13Iおよび13Qに供給される。
【0004】
また、局部発振回路19がPLLにより構成され、
SLI=Bcos ωRXt
SLQ=Bsin ωRXt
B:振幅(一定値)
で示される局部発振信号SLI、SLQが形成され、これら信号SLI、SLQがミキサ回路13I、13Qにそれぞれ供給される。
【0005】
したがって、ミキサ回路13I、13Qの出力信号SII、SIQは、
となる。
【0006】
そして、これら信号SII、SIQが、ローパスフィルタ14I、14Qに供給されて不要な周波数の信号成分が除去されてからAGC用の利得制御アンプ15I、15Qを通じて移相回路16I、16Qに供給される。この場合、移相回路16Iが信号SIIを値φだけ移相するとともに、移相回路16Qが信号SIQを値(φ+90°)だけ移相するものであり、この移相により、必要とする信号帯域において、信号SIQが信号SIIに対して90°進相され、信号SII、SIQは、
とされる。
【0007】
そして、これら信号SII、SIQが減算回路17に供給されて減算され、減算回路17からは
で示される信号S17、すなわち、信号SRXを変調しているオーディオ信号Aが出力され、この信号Aが端子18に取り出される。
【0008】
また、このとき、アンプ15I、15Qの出力信号SII、SIQが、検波回路21I、21Qに供給されて信号SII、SIQのレベルに対応してレベルの変化する直流電圧が取り出され、これら電圧が加算回路22に供給されて加算される。そして、この加算回路22の出力電圧V22が利得制御アンプ15I、15Qにその利得の制御信号として供給され、アンプ15I、15Qから出力される信号SII、SIQは、そのレベルが一定となるように制御され、したがって、AGCが行われる。
【0009】
そして、この受信機によれば、受信周波数fRXから音声周波数だけ離れた周波数位置の信号は、ミキサ回路13I、13Qによりローパスフィルタ14I、14Qの通過帯域外に周波数変換されるので、受信帯域外にイメージ妨害を生じることがない。
【0010】
また、選択度特性はローパスフィルタ14I、14Qで決定されるとともに、ベースバンドの処理となるので、セラミックフィルタのような選択素子が不要であり、比較的Qの低い素子で必要な特性を得ることができる。したがって、小型化、低消費電力化、IC化にとって有利である。
【0011】
なお、図4の受信機が、例えばデジタルオーディオ放送の受信機の場合には、アンプ15I、15Qの出力信号SII、SIQが、A/Dコンバータに供給されてデジタル信号にA/D変換され、そのデジタル信号を処理することにより目的とするデジタルデータが取り出される。また、そのとき、そのデジタル信号から電圧V22が形成されてアンプ15I、15Qの利得が制御され、アンプ15I、15QからA/Dコンバータに供給される信号SII、SIQの振幅が、A/Dコンバータのダイナミックレンジ(許容入力レベル)に適合するように、AGCが行われる。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、利得制御アンプとして、例えば図5あるいは図6に示すような回路が知られている。すなわち、図5の回路においては、制御電圧にしたがってトランジスタQ3 のコレクタ電流が変化してトランジスタQ1 、Q2 のコレクタ電流が変化し、これにより利得が変化する。また、図6の回路においては、トランジスタQ1 、Q2 からの信号電流が、トランジスタQ4 、Q7 と、トランジスタQ5 、Q6 と分流するとともに、その分流比が制御電圧にしたがって変化するので、利得が変化する。
【0013】
したがって、これらの回路を、図4により説明した受信機の利得制御アンプ15I、15Qとして使用することが考えられる。
【0014】
ところが、図4の受信機においては、上述の数式からも明らかなように、信号SII、SIQのレベルのバランスが取れている必要があり、このためには、アンプ15I、15Qの利得が、小さい利得から大きい利得まで揃っている必要がある。また、AGCを行うのであるから、大きな利得を必要とするとともに、ダイナミックレンジの広いことも要求される。
【0015】
しかし、上記のような可変利得アンプにおいては、その利得を設定値に対して1%以下の誤差で実現したり、80〜100dB といった大きな利得を得ることは困難である。
【0016】
また、図5および図6の回路は、アンプとしての直線性がトランジスタQ1 、Q2 の特性そのものとなり、入力レベルが大きいときには、歪みが大きくなってしまう。また、トランジスタQ1 、Q2 の利得が温度により変化してしまう。
【0017】
さらに、図5および図6の回路は、図7に示すような入出力特性であり、利得を小さくするほど、取り出すことのできる最大出力が低下してしまう。また、利得制御により取り扱える入力信号のレベルを大きくすることもできない。この場合、図6の回路においては、抵抗器R1 、R2 により電流負帰還がかかっているので、諸特性が改善はされるが、図7に示す入出力特性は改善されない。
【0018】
この発明は、このような問題点を解決しようとするものである。
【0019】
【課題を解決するための手段】
このため、この発明においては、
全体が1チップICされるとともに、縦続接続されたn個(nは2以上の整数)のアンプを有し、
上記n個のアンプのそれぞれにおいて、
第1および第2のトランジスタのエミッタが第1の定電流源に接続されて第1の差動アンプが構成され、
第3および第4のトランジスタのエミッタが第2の定電流源に接続されて第2の差動アンプが構成され、
上記第1および第4のトランジスタのベースが、第1および第2の抵抗器を通じて上記アンプの入力端に共通に接続され、
上記第1および第4のトランジスタのコレクタおよび上記第2および第3のトランジスタのコレクタが負荷に接続され、
この負荷が、ドライブ段および出力用のトランジスタを通じて出力端に接続されることにより、上記第1および第4のトランジスタのベースの入力に対して逆相の出力が上記出力端に取り出されるとともに、
上記出力端と、上記第1および第4のトランジスタのベースとの間に、負帰還用の第3および第4の抵抗器が接続され、
上記n個のアンプうち、第1段のアンプにおける上記入力端が入力端子に接続され、
上記n個のアンプうち、第2段〜第n段のアンプにおける上記入力端は前段のアンプの出力端にそれぞれ接続され、
上記n個のアンプうち、第n段のアンプの出力端は上記出力端子に接続され、
上記第1〜第3の抵抗器は互い等しい値とされ、
上記n個のアンプのそれぞれごとに、上記第1〜第3の抵抗器と上記第4の抵抗器とは、所定の抵抗比とされ、
上記n個のアンプのそれぞれごとに、制御信号にしたがって、上記第1および第2の定電流源の一方を動作状態あるいは不動作状態に制御するとともに、他方を上記一方とは逆に動作状態あるいは不動作状態に制御することにより、上記入力端子と上記出力端子との間の総合の利得を、所定のステップで2のn乗とおりに切り換える
ようにした利得制御アンプ
とするものである。
したがって、切り換え回路の切り換えに対応して、総合利得が制御ステップの大きさを単位として変更される。
【0020】
【発明の実施の形態】
図1は、この発明の前提となる利得制御アンプの一形態を示し、ここでは利得を0〜63dBの範囲で1dBステップで変更できるようにした場合である。
【0021】
すなわち、オペアンプA6 が設けられ、その反転入力端が抵抗器R61を通じて入力端子Ti に接続され、その出力端が、利得切り換え用のスイッチ回路S6 の親接点に接続されるとともに、各子接点が負帰還用の抵抗器R62、R63を通じて反転入力端に接続される。また、オペアンプA6 の非反転入力端は、バイアス電源VB に接続される。こうして、初段のアンプ6が構成される。
【0022】
また、オペアンプA5 、抵抗器R51〜R53、スイッチ回路S5 が、初段のアンプ6と同様に接続されて第2段目のアンプ5が構成され、オペアンプA4 、抵抗器R41〜R43、スイッチ回路S4 が、初段のアンプ6と同様に接続されて第3段目のアンプ4が構成される。なお、このとき、抵抗器R51の入力側はオペアンプA6 の出力端に接続され、抵抗器R41の入力側はオペアンプA5 の出力端に接続される。
【0023】
さらに、以下同様に、オペアンプA1 〜A3 、抵抗器(R11〜R13)〜(R31〜R33)、スイッチ回路S1 〜S3 が、初段のアンプ6と同様に接続されて第4段目〜第6段目のアンプ1〜3がそれぞれ構成される。そして、アンプ1〜3は、この順番に縦続接続されるとともに、抵抗器R11の入力側がオペアンプ4の出力端に接続され、オペアンプ3の出力端が出力端子To に接続される。
【0024】
そして、このとき、
R62=39.81 ×R61 R63=R61
R52= 6.310×R51 R53=R51
R42= 2.512×R41 R43=R41
R32= 1.585×R31 R33=R31
R22= 1.259×R21 R23=R21
R12= 1.122×R11 R13=R11
とされる。また、オペアンプA6 〜A1 の裸利得は充分に大きいものとされる。こうして、利得制御アンプ10が構成される。なお、この利得制御アンプ10は、全体が1チップIC化される。
【0025】
このような構成によれば、端子Ti に信号が供給されると、その信号は、アンプ6〜4、1〜3により順に増幅されて端子To に出力される。
【0026】
そして、その場合、例えばアンプ6において、スイッチ回路S6 を図のように抵抗器R63側に切り換えたときには、オペアンプA6 には、抵抗器R63を通じて負帰還がかかるので、このときの利得A6Lは、
となる。
【0027】
また、スイッチ回路S6 を図とは逆に抵抗器R62側に切り換えたときには、オペアンプA6 には、抵抗器R62を通じて負帰還がかかるので、このときの利得A6Hは、
となる。つまり、アンプ6の利得は、スイッチ回路S6 の切り換えにしたがって、0dBと32dBとの2段階に切り換わることになる。
【0028】
そして、抵抗器R52〜R11の値が上記のように設定されているので、スイッチ回路S5 〜S1 の切り換えにしたがって、同様に、
アンプ5の利得は、0dBあるいは16dB
アンプ4の利得は、0dBあるいは8dB
アンプ3の利得は、0dBあるいは4dB
アンプ2の利得は、0dBあるいは2dB
アンプ1の利得は、0dBあるいは1dB
に、それぞれ切り換わる。つまり、アンプ6〜1の利得は、0dBと、1dBを単位利得とした2のn乗倍(n=0〜5)の利得との間でそれぞれ切り換わる。
【0029】
したがって、スイッチ回路S6 〜S1 の切り換え状態を組み合わせることにより、入力端子Ti と出力端子To との間の利得は、0dB〜63dBとの間を、1dBステップで変化することになる。
【0030】
こうして、上述の回路10は利得制御アンプとして動作するが、この場合、アンプ6〜1の利得は、抵抗器R62〜R12、R63〜R13と、抵抗器R61〜R11との抵抗比で決まるので、目的とする利得を容易に高い精度で得ることができる。例えば、抵抗比の誤差が1%以下であれば、利得の誤差も1%以下、すなわち、0.1dB 以下とすることができる。また、その抵抗比は、IC化したときでも、高い精度で実現できるので、利得制御アンプ10のIC化が容易である。
【0031】
さらに、利得を変更しても、利得の精度が高いので、利得制御アンプ10を例えば図4の受信機のAGCアンプ15I、15Qに適用した場合、利得の相対精度が高く、したがって、信号SII、SIQを適切に処理することができる。
【0032】
また、負帰還アンプを組み合わせて利得制御アンプ10を構成しているので、基本的に低歪みであり、出力電力もオペアンプA6 〜A1 本来の出力電力で決まり、最大出力が利得制御により変化することがない。したがって、ダイナミックレンジが広くて安定な利得制御アンプとすることができる。
【0033】
さらに、利得の最も大きいアンプ6を初段としているので、オペアンプA6 の負荷は大きくなり、したがって、消費電力を抑えることができるとともに、低ノイズとすることができる。また、利得が中程度のアンプ3を最終段としているので、その負荷の値はやや小さくなり、したがって、端子To に接続される負荷の影響を受けにくくなる。
【0034】
ところで、上述の利得制御アンプ10においては、スイッチ回路S6 〜S1 がオペアンプA6 〜A1 の負帰還ラインに設けられているので、スイッチ回路S6 〜S1 の直線性や親接点と子接点との間のオン抵抗の影響を受けることがある。
【0035】
そこで、この発明においては、例えば図2に示すように、利得制御アンプ10の各段において、並列接続された2つのアンプの動作・不動作を切り換えることにより利得を制御するものである。なお、各段はやはり同様の構成とされるので、図2においては、初段のアンプ6を代表して示す。
【0036】
そして、図2において、トランジスタQ61、Q62のエミッタが、定電流源用のトランジスタP62のコレクタに接続されて第1の差動アンプ61が構成されるとともに、トランジスタQ63、Q64のエミッタが定電流源用のトランジスタP65のコレクタに接続されて第2の差動アンプ62が構成される。
【0037】
そして、入力信号電圧ei が、抵抗器R61、R64を通じてトランジスタQ61、Q64のベースに供給されるとともに、トランジスタQ61、Q64のコレクタがトランジスタQ65のコレクタに接続され、トランジスタQ62、Q63のコレクタがトランジスタQ66のコレクタに接続される。この場合、トランジスタQ65、Q66は、トランジスタQ65を入力側とし、かつ、電源ラインを基準電位点としてカレントミラー回路63を構成しているものである。また、例えば、
R64=R61
とされる。したがって、差動アンプ61、62は、入力信号および出力信号に対して並列接続されたことになる。
【0038】
さらに、トランジスタQ62、Q63、Q66のコレクタ出力が、ドライブ回路64を通じて出力用のトランジスタQ67、Q68のベースに供給されるとともに、トランジスタQ67、Q68はプッシュプル接続されて出力電圧eo が取り出される。また、この出力端とトランジスタQ61、Q64のベースとの間に、負帰還用の抵抗器R63、R62が接続される。
【0039】
さらに、差動アンプ61、62の動作・不動作を切り換え制御するための切り換え回路が、カレントミラー回路65、66により構成される。すなわち、トランジスタP61〜P63により、トランジスタP61を入力側とし、かつ、接地を基準電位点としてカレントミラー回路65が構成され、トランジスタP61のベースが制御端子T6 に接続される。また、トランジスタP64、P65により、トランジスタP64を入力側とし、かつ、接地を基準電位点とするカレントミラー回路66が構成され、トランジスタQ64に抵抗器R65を通じて所定の大きさの電流が供給されるとともに、トランジスタP63のコレクタが、トランジスタP64のコレクタに接続される。
【0040】
そして、アンプ5〜1も、このアンプ6と同様に構成されるとともに、アンプ6〜1が、図1の場合と同様、アンプ6、5、4、1、2、3の順に縦続接続されて利得制御アンプ10が構成される。また、例えば図3に示すように、6ビットのA/Dコンバータ21が設けられ、これに利得の制御信号、例えば図4における制御電圧V22が入力電圧として供給され、そのデジタル出力が利得制御アンプ10に制御信号として供給される。なお、このとき、A/Dコンバータ21の出力ビットb5 〜b0 は電流出力とされるとともに、ビットb5 〜b0 がアンプ6〜1の制御端子T6 〜T1 に供給される。
【0041】
このような構成によれば、図2において、端子T6 が“H”レベルのときには、トランジスタP61がオンになるので、トランジスタP62がオン(能動状態)になり、トランジスタQ61、Q62がトランジスタP62を定電流源とする差動アンプ61として動作する。しかし、トランジスタP61がオンのときには、トランジスタP63もオンになるので、トランジスタP65はオフとなり、トランジスタQ63、Q64は差動アンプ62として動作しない。
【0042】
したがって、入力信号電圧ei は、差動アンプ61により増幅された後、カレントミラー回路63およびドライブ回路64を通じてトランジスタQ67、Q68に供給される。したがって、このときの利得A6Lは、抵抗器R61、R63により決まり、例えば0dBとなる。
【0043】
一方、端子T6 が“L”レベルのときには、トランジスタP61がオフになるので、トランジスタP62がオフになり、トランジスタQ61、Q62は差動アンプ61として動作しない。しかし、トランジスタP61がオフのときには、トランジスタP63もオフになるので、トランジスタP65がオンとなり、これによりトランジスタQ63、Q64はトランジスタP65を定電流源とする差動アンプ62として動作する。
【0044】
したがって、入力信号電圧ei は、差動アンプ62により増幅された後、カレントミラー回路63およびドライブ回路64を通じてトランジスタQ67、Q68に供給される。したがって、このときの利得A6Hは、抵抗器R64、R62により決まり、例えば32dBとなる。
【0045】
そして、アンプ5〜1においても、端子T5 〜T1 のレベルに対応して利得が、0dBと、16、8、4、2、1dBとの2段階に切り換えられる。また、端子T6 〜T1 には、制御電圧V22からA/D変換された出力電流のビットb5 〜b0 が供給される。したがって、アンプ6〜1の利得は、ビットb5 〜b0 にそれぞれ対応して2段階に切り換えられるので、利得制御アンプ10の利得は、制御電圧V22に対応して0〜63dBの間を1dBステップで変化する。
【0046】
そして、この場合、図2および図3の利得制御アンプ10によれば、アンプ6〜1における利得の切り換えは、差動アンプ61、62の動作・不動作で実現され、各利得は抵抗比で決まるので、利得の精度を高くすることができるとともに、直線性を損なうこともない。また、利得の切り換えが簡単である。
【0047】
なお、上述において、例えば、アンプ6〜1の利得をG〔dB〕と、(32+G)〜(1+G)〔dB〕との間で切り換えるようにすれば、利得の制御範囲を6G〜(6G+63)dBとすることができる。あるいは、例えば、利得が0dBと0.5dB との間で切り換わるアンプを追加すれば、利得を0.5dB ステップで変更することができる。すなわち、利得の可変範囲およびステップは必要に応じて変更することができ、その場合には、アンプの段数およびそれぞれの利得を対応して変更すればよい。
【0048】
【発明の効果】
この発明によれば、目的とする利得を容易に高い精度で得ることができる。また、IC化が容易である。さらに、複数の信号ラインのそれぞれに設けた場合、利得の相対精度を高くすることができる。また、基本的に低歪みであり、ダイナミックレンジが広くて安定な利得制御アンプとすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の一形態を示す接続図である。
【図2】この発明の他の形態の一部を示す接続図である。
【図3】この発明の使用状態を示す接続図である。
【図4】受信機の一形態を示す系統図である。
【図5】この発明を説明するための接続図である。
【図6】この発明を説明するための接続図である。
【図7】この発明を説明するための特性図である。
【符号の説明】
1〜6…アンプ、10…利得制御アンプ、61および62…差動アンプ、63、65および66…カレントミラー回路、64…ドライブ回路、A1 〜A6 …オペアンプ、S1 〜S6 …スイッチ回路
Claims (2)
- 全体が1チップICされるとともに、縦続接続されたn個(nは2以上の整数)のアンプを有し、
上記n個のアンプのそれぞれにおいて、
第1および第2のトランジスタのエミッタが第1の定電流源に接続されて第1の差動アンプが構成され、
第3および第4のトランジスタのエミッタが第2の定電流源に接続されて第2の差動アンプが構成され、
上記第1および第4のトランジスタのベースが、第1および第2の抵抗器を通じて上記アンプの入力端に共通に接続され、
上記第1および第4のトランジスタのコレクタおよび上記第2および第3のトランジスタのコレクタが負荷に接続され、
この負荷が、ドライブ段および出力用のトランジスタを通じて出力端に接続されることにより、上記第1および第4のトランジスタのベースの入力に対して逆相の出力が上記出力端に取り出されるとともに、
上記出力端と、上記第1および第4のトランジスタのベースとの間に、負帰還用の第3および第4の抵抗器が接続され、
上記n個のアンプうち、第1段のアンプにおける上記入力端が入力端子に接続され、
上記n個のアンプうち、第2段〜第n段のアンプにおける上記入力端は前段のアンプの出力端にそれぞれ接続され、
上記n個のアンプうち、第n段のアンプの出力端は上記出力端子に接続され、
上記第1〜第3の抵抗器は互い等しい値とされ、
上記n個のアンプのそれぞれごとに、上記第1〜第3の抵抗器と上記第4の抵抗器とは、所定の抵抗比とされ、
上記n個のアンプのそれぞれごとに、制御信号にしたがって、上記第1および第2の定電流源の一方を動作状態あるいは不動作状態に制御するとともに、他方を上記一方とは逆に動作状態あるいは不動作状態に制御することにより、上記入力端子と上記出力端子との間の総合の利得を、所定のステップで2のn乗とおりに切り換える
ようにした利得制御アンプ。 - 請求項1に記載の利得制御アンプにおいて、
nビットのA/Dコンバータを有し、
このA/Dコンバータに上記制御信号が供給され、
このA/Dコンバータの各出力ビットが、上記第1および第2の定電流源のそれぞれに上記動作状態あるいは不動作状態の制御信号として供給される
ようにした利得制御アンプ。
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