CN112166556A - 具有阻抗变换的利用超材料传输线概念的宽带分布式差分功率放大器 - Google Patents

Abstract

根据一个实施例，差分功率放大器包括晶体管对、耦合至晶体管的漏极端子的变压器以及输出传输线。差分功率放大器在从低工作频率到高工作频率的频率范围内工作，以提供低工作频率和高工作频率之间的相对线性增益。晶体管的漏极耦合至变压器的初级绕组。输出传输线耦合至变压器的次级绕组。输出传输线还包括至少一个电感器‑电容器(LC)电路，该电路被配置为考虑差分功率放大器的低工作频率和高工作频率来匹配预定输出阻抗。

Description

具有阻抗变换的利用超材料传输线概念的宽带分布式差分功 率放大器

技术领域

本发明的实施例一般涉及用于射频(RF)电路的功率放大器电路。更具体地，本发明的实施例涉及使用超材料传输线和阻抗变换的分布式差分功率放大器电路。

背景技术

面对未来的人类信息社会，5G(第五代)的相关技术尚未达到稳定的标准，但是5G的基本特征是明确的，诸如高速、低延迟、大规模装置连接、低功耗等。5G终端天线是5G终端的主要组件。除非我们以创新的方式克服天线设计的技术难题，否则我们将无法确保5G系统的正常运行和商业使用。

结果，功率放大器必须在宽范围的工作频率内工作。由于高频率和宽带频率，特别是在集成电路(IC)中的功率放大器的设计具有挑战性。

附图说明

在附图的图中，通过示例而非限制的方式示出本发明的实施例，在附图中，相同的附图标记指示相似的元素。

图1是示出根据本发明的一个实施例的无线通信装置的示例的框图。

图2是示出根据本发明的一个实施例的RF前端集成电路的示例的框图。

图3是示出根据本发明的另一实施例的RF前端集成电路的框图。

图4是示出根据本发明的另一实施例的RF前端集成电路的框图。

图5A至5D是示出根据某些实施例的具有传输线的功率放大器的示例的示意图。

图6A至6B是示出根据某些实施例的具有传输线的功率放大器的示例的示意图。

图7示出图示根据一个实施例的功率放大器的目标增益曲线的图。

图8A至8D是示出根据某些实施例的具有传输线的差分功率放大器的示例的示意图。

具体实施方式

将参考以下所讨论的详情描述本发明的各种实施例和方面，并且附图将示出各种实施例。以下的描述和附图是对本发明的说明并且不应被解释为限制本发明。描述了许多具体详情以提供对本发明的各种实施例的透彻理解。然而，在某些情况下，未描述总所周知的或常规的详情，以提供本发明的实施例的简明讨论。

说明书中对“一个实施例”或“实施例”的引用意指结合该实施例所描述的具体特征、结构或特性可以包括在本发明的至少一个实施例中。短语“在一个实施例中”在本说明书中的各个地方的出现不一定全部是指相同的实施例。

根据本发明的一个方面，功率放大器包括：在从低工作频率到高工作频率的频率范围内工作的晶体管，以提供低工作频率和高工作频率之间的相对线性增益；输入超材料传输线，其耦合至晶体管的栅极端子；以及输出超材料传输线，其耦合至晶体管的漏极端子。输入超材料传输线包括以等于或高于高工作频率的第一谐振频率谐振的第一电感器-电容器(LC)电路。输出超材料传输线包括第二LC电路和第三LC电路。第二LC电路以等于或低于低工作频率的第二谐振频率谐振。第三LC电路以等于或高于高工作频率的第三谐振频率谐振。功率放大器可以用在宽带射频(radio frequency，RF)电路中。

在一个实施例中，第一LC电路表示右手(right-hand，RH)传输线。第二LC电路表示左手(left-hand，LH)传输线。第三LC电路表示RH传输线。第二LC电路与第三LC电路形成复合传输线。第二LC电路为LCL电路，并且第三LC电路为CLC电路。LCL电路的“C”组件串联耦合至CLC电路的“L”组件，而LCL电路的“L”组件并联耦合至CLC电路的“C”组件。

根据本发明的另一方面，差分功率放大器包括晶体管对、耦合至晶体管的漏极端子的变压器以及输出传输线。差分功率放大器在从低工作频率到高工作频率的频率范围内工作，以提供低工作频率和高工作频率之间的相对线性增益。晶体管的漏极耦合至变压器的初级绕组。输出传输线耦合至变压器的次级绕组。输出传输线还包括至少一个电感器-电容器(LC)电路，其被配置为考虑差分功率放大器的低工作频率和高工作频率来匹配预定输出阻抗。

根据一个实施例，在从低频(f₁)到高频(f₂)的工作频率范围内工作的差分功率放大器包括彼此耦合以形成差分放大器的第一晶体管和第二晶体管的对、变压器以及输出传输线。变压器耦合在晶体管与输出传输线之间。变压器包括以预定匝数比(n)和耦合系数(k)耦合至晶体管的初级绕组以及耦合至输出传输线的次级绕组。

在一个实施例中，输出传输线包括第一电感器和第二电感器，该第一电感器和该第二电感器具有串联耦合至变压器的次级绕组的第一端子和第二端子的相同的电感(L₁)。输出传输线还包括第三电感、第一电容器、第四电感和第二电容器。第三电感器耦合至变压器的次级绕组的第一端子。第二电感器被配置为具有基于L₁、n和k确定的电感(L_{1_1})。第一电容器串联耦合至第三电感器以及差分功率放大器的第一输出端子，其中第一电容器具有电容C₂。第四电感器耦合至变压器的次级绕组的第二端子。第四电感器被配置为具有基于L₁、n和k确定的电感(L_{1_1})。第二电容器串联耦合至第四电感器以及放大器的第二输出端子，其中第二电容器具有电容值C₂。

图1是示出根据本发明的一个实施例的无线通信装置的示例的框图。参考图1，无线通信装置100(也简称为无线装置)包括RF前端模块101和基带处理器102等。无线装置100可以是任何类型的无线通信装置，诸如例如移动电话、膝上型计算机、平板计算机、网络设备装置(例如，物联网或IOT设备装置)等。无线通信装置100可以是CPE装置。

在无线电接收器电路中，RF前端是天线直至并包括混频器级之间的所有电路的通用术语。RF前端由接收器中的用于在将原始输入射频的信号变频成较低的中频(intermediate frequency，IF)之前处理该信号的所有组件构成。在微波和卫星接收器中，RF前端通常被称为低噪声块(low-noise block，LNB)或低噪声下变频器(low-noise down-converter，LND)，并且通常位于天线处，使得来自天线的信号可以以更容易处理的中频被传送到接收器的其余部分。基带处理器是网络接口中的用于管理所有无线电功能(需要天线的所有功能)的装置(芯片或芯片的一部分)。

在一个实施例中，RF前端模块101包括RF收发器的阵列，其中各RF收发器经由多个RF天线中的一个RF天线发送和接收特定频带(例如，诸如非重叠频率范围等的特定频率范围)内的RF信号。RF前端集成电路(IC)芯片还包括耦合至RF收发器的全频带频率合成器。全频带频率合成器生成本地振荡器(local oscillator，LO)信号并将其提供至各RF收发器，以使得RF收发器能够混频、调制和/或解调相应频带内的RF信号。RF收发器的阵列和全频带频率合成器可以集成在单个IC芯片内作为单个RF前端IC芯片或封装件。

图2是示出根据本发明一个实施例的RF前端集成电路的示例的框图。参考图2，RF前端101包括耦合至RF收发器211～213的阵列的全频带频率合成器200。收发器211～213中的各收发器被配置为经由RF天线221～223中的一个RF天线发送和接收特定频带或特定RF频率范围内的RF信号。在一个实施例中，收发器211～213中的各收发器被配置为从全频带频率合成器200接收LO信号。LO信号是针对相应频带生成的。LO信号被收发器用于混频、调制、解调，以发送和接收相应频带内的RF信号。

图3是示出根据本发明的另一实施例的RF前端集成电路的框图。参考图3，全频带频率合成器300可以表示如上所述的全频带频率合成器101。在一个实施例中，全频带频率合成器300通信地耦合至收发器的阵列，各收发器对应于多个频带之一。在该示例中，全频带频率合成器300耦合至发射器301A、接收器302A、发射器301B和接收器302B。发射器301A和接收器302A可以是在较低频带中工作的第一收发器的一部分，称为低频带(low-band，LB)发射器和LB接收器。发射器301B和接收器302B可以是在较高频带中工作的第二收发器的一部分，称为高频带(high-band，HB)发射器和HB接收器。注意，尽管如图3所示仅存在两个收发器，但是也可以如图2所示将更多的收发器耦合至全频带频率合成器300。

在一个实施例中，频率合成器300包括但不限于锁相环(phase-lock loop，PLL)电路或块311、LO缓冲器312、LB同相/正交(in-phase/quadrature，IQ)生成器313和LB相位旋转器314。PLL是生成输出信号的控制系统，该输出信号的相位与输入信号的相位相关。虽然存在若干不同的类型，但最初容易视为由可变频率振荡器和相位检测器构成的电子电路。振荡器生成周期信号，并且相位检测器将该信号的相位与输入周期信号的相位进行比较，调整振荡器以保持相位匹配。将输出信号送回输入信号以进行比较被称为反馈环路，因为输出被“反馈”到输入从而形成环路。

在锁步(lock step)中保持输入和输出相位还意味着将输入和输出频率保持相同。因此，除了同步信号之外，锁相环可以跟踪输入频率，或者可以生成作为输入频率的倍数的频率。这些属性用于计算机时钟同步、解调和频率合成。锁相环广泛用于无线电、电信、计算机和其它电子应用中。它们可以用于解调信号、从有噪声的通信信道恢复信号、以输入频率的倍数生成稳定频率(频率合成)、或在数字逻辑电路(诸如微处理器等)中分配精确定时的时钟脉冲。

返回参考图3，PLL块311用于接收时钟参考信号并且锁定时钟参考信号的频率以生成第一LO信号，即，低频带LO信号或LBLO信号。第一LO信号可以可选地由LO缓冲器312缓冲。基于LBLO信号，LB IQ生成器313生成适合于对RF信号的同相和正交分量进行混频、调制和解调的IQ信号。IQ信号可以通过LB相位旋转器314旋转预定角度或延迟。然后将旋转后的IQ信号提供至LB发射器301A和接收器302A。具体地，IQ信号可以包括要提供至LB发射器301A的发送IQ(TXIQ)信号321A和要提供至LB接收器302A的同相和正交接收IQ(RXIQ)信号322A。

在一个实施例中，频率合成器300还包括变频器315、注入锁定振荡器(injectionlocked oscillator)316、HB IQ生成器317和HB相位旋转器318。变频器315将从PLL块311生成的第一LO信号变频为具有较高频率(例如，在较高频带内)的信号。在一个实施例中，变频器315包括用以将第一LO信号的频率加倍的倍频器(frequency doubler)。注入锁定振荡器316要锁定从变频器315接收到的倍频信号以生成第二LO信号，该第二LO信号具有约为第一LO频率的两倍的第二LO频率。注意，在该示例中，第二LO频率是第一LO频率的两倍。然而，变频器315可以变频并生成任何频率范围内的频率。如果RF前端装置内要集成更多的频带，可以使用更多的变频器将基准频率变频成多个其它更低或更高的频率。

注入锁定和注入拉动是在谐波振荡器被在附近频率处操作的第二振荡器干扰时可能发生的频率效应。当耦合足够强且频率足够接近时，第二振荡器可以捕获第一振荡器，从而使第一振荡器具有与第二振荡器基本上相同的频率。这是注入锁定(injectionlocking)。当第二振荡器仅干扰第一振荡器但不捕获第一振荡器时，该效应被称为注入拉动(injection pulling)。在许多类型的物理系统中观察到注入锁定和拉动效应，然而这些术语最经常与电子振荡器或激光谐振器相关联。

返回参考图3，HB IQ生成器317生成适于对高频带频率范围内的RF信号的同相和正交分量进行混频、调制和解调的IQ信号。在电气工程中，具有角度调制的正弦波可以被分解成两个调幅正弦波或者从两个调幅正弦波合成，这两个调幅正弦波在相位上偏移四分之一周期(π/2弧度)。所有三个功能具有相同的频率。调幅正弦波已知为同相和正交分量。一些人发现通过这些术语仅提及调幅(基带)本身是更方便的。

IQ信号可以被HB相位旋转器318旋转预定角度或延迟。然后将旋转后的IQ信号提供至HB发射器301B和接收器302B。具体地，IQ信号可以包括要提供至HB发射器301B的发送IQ(TXIQ)信号321B以及要提供至HB接收器302B的同相和正交接收IQ(RXIQ)信号322B。由此，组件312～314被配置为生成用于LB发射器301A和LB接收器302A的TXIQ和RXIQ信号，而组件315～318被配置为生成用于HB发射器301B和HB接收器302B的TXIQ和RXIQ信号。如果存在涉及更多频带的更多发射器和接收器，则频率合成器300可以维护更多组的组件312～314和/或组件315～318，以生成用于附加频带的必要的TXIQ和RXIQ信号。

在一个实施例中，LB发射器301A包括滤波器303A、混频器304A和放大器305A。滤波器303A可以为低通(LP)滤波器，其接收要发射到目的地的LB发射(LBTX)信号，其中LBTX信号可以从基带处理器(诸如基带处理器102等)提供。混频器301A(也称为上变频混频器或LB上变频混频器)被配置为基于由LB相位旋转器314提供的TXIQ信号将LBTX信号混频和调制到载波频率信号上。然后通过放大器305A对调制后的信号(例如，低频带RF或LBRF信号)进行放大，并且然后经由天线310A将放大后的信号发射到远程接收器。

在一个实施例中，LB接收器302A包括放大器306A、混频器307A和滤波器308A。放大器306A经由天线310A从远程发射器接收LBRF信号并放大所接收到的RF信号。然后通过混频器307A(也称为下变频混频器或LB下变频混频器)基于从LB相位旋转器314接收到的RXIQ信号来对放大后的RF信号进行解调。然后通过滤波器308A处理解调后的信号，滤波器308A可以为低通滤波器。在一个实施例中，LB发射器301A和LB接收器302A经由发射和接收(T/R)开关309A来共用天线310A。T/R开关309A被配置为在LB发射器301A与接收器302A之间切换以在特定时间点将天线310A耦合至LB发射器301A或LB接收器302A。

类似地，HB发射器301B包括滤波器303B、混频器304B(也称为HB上变频混频器)和放大器305B，这些分别具有类似于LB发射器301A的滤波器303A、混频器304A和放大器305A的功能以用于处理高频带发射(HBTX)信号。HB接收器302B包括滤波器306B、混频器307B(也称为HB下变频混频器)和滤波器308B，这些分别具有类似于LB接收器302A的放大器306A、混频器307A和滤波器308A的功能以用于处理高频带接收(HBRX)信号。HB发射器301B和HB接收器302B经由T/R开关309B耦合至天线310B，类似于LB发射器301A和接收器302A的结构。天线310A～310B可以表示图2的天线221～223中的任何一个或多个，其不是RF前端电路的一部分。

图4是示出根据本发明另一实施例的RF前端集成电路的示例的框图。参考图4，在该实施例中，LB发射器301A、LB接收器302A、HB发射器301B和HB接收器302B各自包括两个路径：1)用于处理同相分量信号的I路径；以及2)用于处理正交分量信号的Q路径。在一个实施例中，LB发射器301A包括用以接收I路径基带信号的I路径低通滤波器(例如，可调谐低通滤波器)和用以混频和调制I路径基带信号的I路径上变频混频器。LB发射器301A包括用以接收Q路径基带信号的Q路径低通滤波器(例如，可调谐低通滤波器)和用以混频和调制Q路径基带信号的Q路径上变频混频器。LB发射器301A还包括可调谐频带选择滤波器和放大器。频带选择滤波器(例如，带通滤波器)要选择相应频带以去除相应频带外的噪声。放大器对调制后的RF信号进行放大，以经由天线310A将调制后的RF信号发射到远程装置。HB发射器301B包括与LB发射器301A的组件类似的组件以用于处理较高频带中的信号。

类似地，根据一个实施例，LB接收器302A包括用以经由天线310A从远程装置接收LBRF信号的放大器(例如，低噪声放大器或LNA)和频带选择滤波器(例如，带通滤波器)。LB接收器302A还包括用以将RF信号混频并解调到I路径基带信号和Q路径基带信号中的I路径下变频混频器和Q路径下变频混频器。LB接收器302A还包括用以处理I路径基带信号和Q路径基带信号的I路径低通滤波器和Q路径低通滤波器，然后可以将信号提供至基带处理器。HB接收器302B包括与LB接收器302A的组件类似的组件以用于处理较高频带中的信号。

在一个实施例中，频率合成器300包括PLL块，该PLL块包括具有相位频率检测器的电荷泵、环路滤波器、可编程分频器、压控振荡器。如上面关于图3所述，频率合成器300还包括倍频器和注入锁定振荡器。

另外，频率合成器300包括同相发射(TXI)相位旋转器314A、正交发射(TXQ)相位旋转器314B、同相接收(RXI)相位旋转器314C和正交接收(RXQ)相位旋转器314D，这些具体被配置为进行相位旋转以生成用于LB发射器301A和LB接收器302A的同相LO信号和正交LO信号。具体地，TXI相位旋转器314A耦合至LB发射器301A的I路径上变频混频器，并且TXQ相位旋转器314B耦合至LB发射器301A的Q路径上变频混频器，以使得I路径和Q路径基带信号能够在相应频带内被混频和调制。RXI相位旋转器314C耦合至LB接收器302A的I路径下变频混频器，并且RXQ相位旋转器314D耦合至LB接收器302A的Q路径下变频混频器以使得I路径和Q路径基带信号能够在相应频带内被混频和解调。

在一个实施例中，频率合成器300包括同相发射(TXI)相位旋转器318A、正交发射(TXQ)相位旋转器318B、同相接收(RXI)相位旋转器318C以及正交接收(RXQ)相位旋转器318D，这些具体地被配置为进行相位旋转，以生成针对HB发射器301B和HB接收器302B的同相LO信号和正交LO信号。具体地，TXI相位旋转器318A耦合至HB发射器301B的I路径上变频混频器，并且TXQ相位旋转器318B耦合至HB发射器301B的Q路径上变频混频器，以使得I路径和Q路径基带信号能够在相应频带内被混频和调制。RXI相位旋转器318C耦合至HB接收器302A的I路径下变频混频器，并且RXQ相位旋转器318D耦合至HB接收器302B的Q路径下变频混频器，以使得I路径和Q路径基带信号能够在相应频带内被混频和解调。

再次，在如图4所示的该示例中，存在由频率合成器300覆盖的两个频带。然而，在集成RF前端内可以实现更多的频带。如果有更多频带要实现，则可能需要更多组的TXI、TXQ、RXI和RXQ相位旋转器。

图5A是示出根据本发明一个实施例的放大器等效电路的示例的示意图。参考图5A，放大器电路可以被实现为如上所述的任何功率放大器，诸如例如放大器305和306等。在该示例中，晶体管500用作放大器的示例。另外，输入传输线501耦合至晶体管500的诸如栅极端子等的输入。此外，输出传输线502耦合至晶体管500的诸如漏极端子等的输出。传输线501和502可以在IC装置的制造期间使用超材料概念形成。在5G RF场中，功率放大器必须能够在宽带频率上提供相对线性增益。由于与5G技术相关联的高频率，传输线501～502被形成为实现(诸如IC制造工艺)的一部分。在该示例中，示出单级放大器；然而，多级电路也可以适用。

在该示例中，输入传输线电路501包括具有取决于电感器和电容器的电感(L)和电容(C)值的谐振频率的电感器-电容器(LC)电路(这里也称为第一LC电路)。输出传输线电路502包括电感器-电容器-电感器(LCL)电路(这里也被称为第二LC电路)和电容器-电感器-电容器(CLC)电路(这里也被称为第三LC电路)，这两个电路基于其相应的LC值以特定谐振频率谐振。所示的电路表示单级放大器，晶体管可以被实现为共源或级联RF输入和输出，Vdd实现为偏置。如图5A中所示的电路可以经由电容变换或电感变换来变换。

图5B示出通过电容变换来对如图5A中所示的电路进行建模的等效电路模型。参考图5B，Rds是输出电阻。对于功率放大器设计，针对传递的高输出功率来选择大尺寸的晶体管(例如，物理尺寸)，因此需要Rds小并且需要Cds高。一旦已经决定了晶体管尺寸，基于Rds＝R0/N(其中，N表示变换比并且R0是目标输入/输出匹配阻抗)，可以导出并确定N。

在电压变换方面，该变换比与次级电压和初级电压的比率相关，该比率可以基于次级匝数和初级匝数之间的比来确定。在电流变换方面，该变换比由次级电流和初级电流的比率表示，该比率可以基于初级匝数和次级匝数之间的比来确定。

在一个实施例中，R0为约50欧姆。针对阻抗变换(例如，电容变换)的重新布置的电路组合被示出为图5C中的虚线框505，其中NC_R1＝C_ds+C₁。根据一个实施例，变换必须满足以下等式：

L_L1＝L_A1N，L_R1＝L_B1N

在变换之后，实现具有有源电流源的两个人工传输线以用于宽带性能，如图5D所示。Zin可以添加更多的分流器(shunt)或串联电阻器以增强稳定性，还将阻抗改善为接近50欧姆。

所有特性阻抗人工传输线应保持50欧姆为：

并且极点应为左手(LH)和右手(RH)频率：

以上变换被称为电容变换。从图5A开始，该变换也可以以电感变换的形式示出。等效电路可以变换为如图6A所示的电路。一旦已经确定了晶体管尺寸，Rds＝R0/N，我们可以得到N，其中R0是50欧姆。针对阻抗变换的重新布置的电路组合(灰色虚线)并且NC_R1＝C_ds+C₁。等效电路可以变换为如图6B所示的电路。该变换必须遵循以下等式：

在变换之后，如图5D所示，实现具有有源电流源的两个人工传输线用于宽带性能。

所设计的放大器的一个目标是在预定频率范围(例如，如图7中所示的从低频f₁到高频f₂)上提供相对线性增益。另外，在确定如图5D所示的电路的参数时必须满足以下条件：

在如图5D所示的实施例中，L_R2和C_R2形成输入传输线上的LC电路(例如，第一LC电路)，其中，C_R2并联耦合至晶体管500的输入，而L_R2串联耦合至晶体管500的输入。在输出侧，L_R1和两个电容器(C_R1)形成CLC电路(例如，第三LC电路)。两个电感器(L_L1)和电容器C_L1形成LCL电路(例如，第二LC电路)。除了C_L1和L_R1串联耦合，LCL和CLC电路几乎处于并联结构。

在本实施例中，C_L1和L_R1串联耦合。第一对C_R1和L_L1彼此并联耦合并且串联耦合至C_L1和L_R1的输入端。第二对C_R1和L_L1彼此并联耦合并且串联耦合至C_L1和L_R1的输出端。

在一个实施例中，这些LCL和CLC电路的电感和电容值必须满足以上阐述的条件。例如，LC组件的参数被配置为满足工作频率的目标范围，即从f₁到f₂。配置输出传输线502上的L_L1和C_L1组件的值，使得L₁上的LCL电路的谐振频率必须等于或小于下限目标频率f₁。配置输出传输线502上的L_R1和C_R1组件的值，使得R₁上的CLC电路的谐振频率必须等于或高于上限目标频率f₂。配置输出传输线502上的L_R2和C_R2组件的值，使得R₂上的LCL电路的谐振频率必须等于或高于上限目标频率f₂。

以上技术已经使用单端放大器作为示例进行了描述。根据本发明的另一方面，上述技术也可应用于差分功率放大器。差分放大器是一种电子放大器，其放大两个输入电压之间的差，但抑制两个输入共同的任何电压。差分放大器是具有两个输入和一个输出的模拟电路，其中输出理想地与两个输入之间的差成比例。

现在参考图8A，图8A是与图5D中所示的类似的单端放大器。在该示例中，输出传输线包括C₁、C₂、C₃、L₁、L₂和L₃，它们分别对应于图5D的C_R1、C_L1、C_R1、L_L1、L_R1和L_L1。如图8B所示，电路的差分版本可以通过利用虚拟接地镜像出相同电路来转换。

为了形成真正的差分放大器，晶体管与输出传输线之间需要变压器。由于变压器在较高切换频率下工作的性质，因此电路的电感以及相关联的谐振频率可能受到影响。结果，L₂的一部分可以被实现为变压器设计或模型的一部分。

对于具有匝数比(n)和耦合系数(k)的给定变压器(其中，n是指在变压器的次级绕组中的匝数和初级绕组中的匝数之间的匝数比)，L2被分成L_{1_1}和L_A1，如图8C所示。L_{1_1}是图8D中所示的变压器模型的一部分。在一个实施例中，L_{1_1}可以从以下公式导出：

现在参考图8D，根据一个实施例，差分功率放大器800包括经由相应源极端子彼此耦合的一对第一晶体管801和第二晶体管802。放大器800还包括耦合至晶体管801～802和输出传输线的变压器803。变压器803包括耦合至晶体管801～802的漏极端子的初级绕组。变压器803的次级绕组耦合至输出传输线。变压器803被配置为具有表示次级绕组和初级绕组的匝数之间的匝数比的匝数比(n)，其中，变压器803被配置为具有耦合系数(k)。

在一个实施例中，传输线包括串联耦合然后耦合至变压器803的次级绕组的端子的第一电感器811和第二电感器812。在该示例中，第一电感器811和第二电感器812这两者具有相同的电感L₁。输出传输线还包括耦合至变压器803的次级绕组的第一端子的第三电感器813和耦合至变压器803的次级绕组的第二端子的第四电感器814。第三和第四电感器813～814这两者具有电感L_{1_1}。输出传输线还包括串联耦合至第三电感器813和放大器800的第一输出端子的第一电容器821。输出传输线还包括串联耦合至第四电感器814和放大器800的第二输出端子的第二电容器822。电容器821～822这两者具有电容C₂。

在一个实施例中，输出传输线还包括串联耦合然后耦合至放大器800的第一和第二输出端子的第五电感器815和第六电感器816。第五和第六电感器815～816这两者具有电感L₃。在一个实施例中，输出传输线还包括串联耦合在第三电感器813与第一电容器821之间的第七电感器817。输出传输线还包括串联耦合在第四电感器814与第二电容器822之间的第八电感器818。第七和第八电感器817～818这两者具有电感L_1A。放大器800还包括耦合至变压器803的初级绕组(例如，晶体管801～802的漏极端子)的第五电容器825。晶体管801～802的源极端子彼此耦合。

根据一个实施例，放大器800还包括输入传输线。输入传输线包括耦合至第一晶体管801的栅极端子和放大器800的第一输入端子的第九电感器819。第九和第十电感器819～820这两者具有电感L_R2。输入传输线还包括耦合第二晶体管802的栅极端子和放大器800的第二输入端子的第十电感器820。输入传输线还包括耦合至放大器800的第一和第二输入端子的第四电容器824。第四电容器824具有电容C_R2/2。

在前述说明书中，已经参考本发明的具体典型实施例描述了本发明的实施例。显然，在不脱离所附权利要求书中阐述的本发明的更宽泛的精神和范围的情况下，可以对其进行各种修改。因此，说明书和附图应被视为说明性意义而非限制性意义。

Claims (16)

1.一种差分功率放大器，其被用于在集成电路即IC中实现的宽带射频电路即RF电路中，所述功率放大器包括：

第一晶体管和第二晶体管的对，所述第一晶体管和所述第二晶体管彼此耦合以形成差分放大器，所述差分放大器在从低工作频率(f₁)到高工作频率(f₂)的频率范围内工作，以提供所述低工作频率和所述高工作频率之间的相对线性增益；

变压器，其包括具有匝数比(n)和耦合系数(k)的初级绕组和次级绕组，其中，所述初级绕组耦合至所述第一晶体管的第一漏极端子和所述第二晶体管的第二漏极端子；以及

输出超材料传输线，其耦合至所述变压器的次级绕组，其中，所述输出超材料传输线包括：

第一电感器和第二电感器，其具有相同的电感(L₁)且串联耦合至所述变压器的次级绕组的第一端子和第二端子，

第三电感器，其耦合至所述变压器的次级绕组的第一端子，其中，所述第二电感器被配置为具有基于L₁、n和k所确定的电感(L_{1_1})，

第一电容器，其串联耦合至所述第三电感器和所述差分功率放大器的第一输出端子，所述第一电容器的电容为C₂；

第四电感器，其耦合至所述变压器的次级绕组的第二端子，其中，所述第四电感器被配置为具有基于L₁、n和k所确定的电感(L_{1_1})，以及

第二电容器，其串联耦合至所述第四电感器和所述差分功率放大器的第二输出端子，所述第二电容器的电容为C₂。

2.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述第三电感器的电感(L_{1_1})基于L_{1_1}＝((1-k²)×L₁)/k²来确定。

3.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述第四电感器的电感(L_{1_1})基于L_{1_1}＝((1-k²)×L₁)/k²来确定。

4.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述第一输出端子与所述第二输出端子之间的输出阻抗(Z₀)基于Z₀＝SQRT(L₁/C₂)来确定。

5.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述输出超材料传输线还包括耦合至所述差分功率放大器的第一输出端子和第二输出端子的第三电容器，其中，所述第三电容器的电容为C₁/2。

6.根据权利要求5所述的功率放大器，还包括第五电感器和第六电感器，所述第五电感器和所述第六电感器具有相同的电感(L₃)且串联耦合，然后耦合至所述差分功率放大器的第一输出端子和第二输出端子。

7.根据权利要求6所述的功率放大器，其中，跨所述第一输出端子和所述第二输出端子的输出阻抗(Z₀)基于Z₀＝SQRT(L₃/C₂)来确定。

8.根据权利要求6所述的功率放大器，还包括：

第七电感器，其电感为L_1A且串联耦合在所述第二电感器和所述第一电容器之间；以及

第八电感器，其电感为L_1A且串联耦合在所述第三电感器和所述第二电容器之间。

9.根据权利要求8所述的功率放大器，其中，跨所述第一输出端子和所述第二输出端子的输出阻抗(Z₀)基于Z₀＝SQRT((L_{1_1}+L_1A)/C₁)来确定。

10.根据权利要求8所述的功率放大器，其中，所述高工作频率f₂<＝1/(2×PI×SQRT((L_{1_1}+L_1A)×C₁))。

11.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述低工作频率f₁>＝1/(2×PI×SQRT(L₁×C₂))。

12.根据权利要求1所述的功率放大器，还包括输入超材料传输线，所述输入超材料传输线耦合至所述第一晶体管的第一栅极端子和所述第二晶体管的第二栅极端子。

13.根据权利要求12所述的功率放大器，其中，所述输入超材料传输线包括：

第九电感器，其电感为L_R2且耦合在所述第一晶体管的第一栅极端子和所述差分功率放大器的第一输入端子之间；

第十电感器，其电感为L_R2且耦合在所述第一晶体管的第二栅极端子和所述差分功率放大器的第二输入端子之间；以及

第四电容器，其电容为C_R2/2且耦合至所述第一输入端子和所述第二输入端子。

14.根据权利要求13所述的功率放大器，其中，所述高工作频率f₂<＝1/(2×PI×SQRT(L_R2×C_R2))。

15.根据权利要求1所述的功率放大器，还包括第五电容器，所述第五电容器的电容值为C₁/2且跨在所述变压器的初级绕组上。

16.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述第一晶体管的第一源极端子耦合至所述第二晶体管的第二源极端子。

Images