JP2006237711A - マルチバンド低雑音増幅器、マルチバンド低雑音増幅器モジュール、無線用半導体集積回路およびマルチバンドｒｆモジュール - Google Patents

Abstract

【課題】 複数のＲＦ帯に適合可能なマルチバンド低雑音増幅器、チップサイズを小型化した無線用半導体集積回路、外付け回路部品の個数が少なくて済むマルチバンド無線モジュールを提供する。
【解決手段】 複数帯域の受信信号を１つの入力インピーダンス整合回路を介して選択的に低雑音増幅器に供給し、低雑音増幅器のモードを切替えて受信信号を増幅する。低雑音増幅器は、電源電圧に接続された負荷インピーダンスと、接地された劣化インピーダンスとを共有する互いに並列接続された複数の基本増幅器からなる前段増幅部と、各基本増幅器の出力信号を共通入力とする後段増幅器と、前段増幅部の基本増幅器を選択的にオン状態にするバイアス制御部とからなり、受信信号のＲＦ帯域に応じて、低雑音増幅器の入力インピーダンスを整合回路に最適させる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、複数の通信周波数（ＲＦ）帯を選択的に使用するマルチバンド無線技術に関し、更に詳しくは、複数のＲＦ帯に適合可能なマルチバンド低雑音増幅器、これを適用した半導体集積回路（ＲＦ−ＩＣ）、マルチバンド低雑音増幅器モジュールおよびマルチバンドＲＦモジュールに関する。

従来、携帯電話用ＲＦ−ＩＣとして、無線ＬＡＮとの通信機能を搭載したものや、８０２．１１ｂ／ｇと同じ２．４ＧＨｚ帯を使用するブルートゥースを搭載したものがあった（例えば、非特許文献１参照）。また、整合回路として、容量と、インダクタと、マイクロストリップラインとからなり、バイポーラトランジスタの入力インピーダンスに対して、１ＧＨｚから２ＧＨｚの周波数帯で５０Ωとの整合を可能としたものが知られていた（例えば、非特許文献２参照）。

また、従来、高周波増幅器として、第１ゲート電圧源回路と第２ゲート電圧源回路とが共にオン状態にある時、ｆ１〜ｆ２の帯域で所望の周波数特性とし、第１ゲート電圧源回路だけをオン状態にした時、ｆ１〜ｆ２より低いｆ３〜ｆ４の帯域で所望の周波数特性を得ようとするものが提案されていた（例えば、特許文献１参照）。更に、高周波増幅器として、第１、第２のＦＥＴ素子を選択的にオン状態にすることによって、複数の周波数帯域に選択的に最適化しようとする提案もあった（特許文献２参照）。

特開平１１−２５１５８４号公報 特開２００１−２６７８６４号公報 Mank, et al., "A single chip direct conversion CMOS transceiver for quad-band GSM/GPRS/EDGE and WLAN with integrated VCO's and Fractional-N synthesizer", RFIC Symposium, 2004. Digest of Papers. June 6-8, 2004, P423-426 Alfy Riddle and R.J. Trew, "A Broad-Band Amplifier Output Network Design", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-30, No. 2, Feb 1982, P192-196

ＧＳＭ携帯電話無線通信システムのように、ヨーロッパ用システム（ＧＳＭ９００）で使用されるＲＦ帯（９００ＭＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯）と、米国用システム（ＧＳＭ８５０）で使用されるＲＦ帯（８００ＭＨｚ帯と１．９ＧＨｚ帯）とが異なった無線通信システムがある。このような無線通信システムにおいては、海外でも使用できる複数のＲＦ帯に適合可能なマルチバンドの無線端末装置があれば、利用者にとって大変便利である。

上述したＧＳＭ系統とは別に、ＣＤＭＡ２０００系統の携帯電話システムでも、複数のＲＦ帯に適合できる無線端末装置の提供が望まれる。また、携帯電話の通信速度が増加すると、既存のＲＦ帯では周波数が不足し、携帯電話用に新たなＲＦ帯が割り当てられる可能性があり、その場合、現在のＲＦ帯と新たなＲＦ帯の両方を利用できる携帯電話が望まれる。無線ＬＡＮでも、２．４ＧＨｚ帯を使用するＩＥＥＥ８０２．１１ｂ／ｇ仕様と、５．２ＧＨｚ帯を使用するＩＥＥＥ８０２．１１ａ仕様の両方に適合できる無線モデムが必要となる。更に、携帯電話には、例えば、非特許文献１に記載されたＲＦ−ＩＣのように、無線ＬＡＮとの通信機能を搭載する動向や、８０２．１１ｂ／ｇと同じ２．４ＧＨｚ帯を使用するブルートゥースを搭載する動向がある。

無線端末装置の携帯性を向上するためには、端末装置を小型化する必要があり、半導体回路の高集積化と周辺回路部品の小型化とが重要となる。無線機は多数の部品から構成されるが、半導体集積回路技術によって、無線機の主要な機能回路要素、例えば、ＲＦ回路では、低雑音増幅器（ＬＮＡ）、混合器（ミキサ）、電圧制御発信器（ＶＣＯ）および位相ロックループ（ＰＬＬ）から構成される局部周波数シンセサイザと電力増幅器（ＰＡ）が、低周波数回路では、ゲイン可変増幅器（ＶＧＡ）などが１チップまたは２〜３チップの半導体基板上に集積化されている。無線機モジュールは、これらの集積回路（ＬＳＩ）チップと、集積化されていない単体回路部品とが、プリント回路基板上に高密度に実装された形態となっている。

更なる小型化を追求した最近の無線機では、チャネル選択フィルタ（ＣＳＦ）を１チップ内に集積化したフィルタ数の少ないゼロＩＦ（別称、ダイレクトコンバージョン）またはローＩＦのアーキテクチャが一般的になっている。携帯電話では、ゼロＩＦがよく使われるため、本明細書では、ゼロＩＦのアーキテクチャを前提として、従来技術の問題点と本発明の実施例を説明する。

異なる複数のＲＦ帯に適合したＧＳＭ用のマルチバンド受信回路を半導体集積化する場合、ＲＦ信号を１ＭＨｚ以下の周波数に直接変換する受信回路において、周波数変換部とその後段の回路部は、複数の帯域に比較的簡単に共通化できる。

図１３は、代表的なＱＵＡＤバンドＲＦモジュールの受信回路の１例として、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳおよびＰＣＳに適合できるマルチバンド受信回路の主要部を示す。
ＧＳＭ８５０システムの基地局からの無線信号は、アンテナＡＮＴで受信され、アンテナスイッチ（図示せず）を介して、バンドパスフィルタＦＬＴ−１に入力される。このバンドパスフィルタＦＬＴ−１によって、ＧＳＭ８５０帯域外の干渉信号と雑音が抑圧される。バンドパスフィルタＦＬＴ−１で選択されたＧＳＭ８５０の受信周波数帯域内の全チャネル信号は、バラン（Balun）ＢＡＬ−１によって、シングルエンド信号から差動信号に変換される。ＢＡＬ−１の出力信号は、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫ−１を介して、ＧＳＭ８５０帯の低雑音増幅器ＡＭＰ−１に入力される。

低雑音増幅器ＡＭＰ−１で増幅された信号は、Ｉ／Ｑ混合器ＭｉｘＩ−１とＭｉｘＱ−１に等分して入力され、ベースバンド帯域のＩ／Ｑ信号に変換される。ここでは、図面を簡略化するために、周波数変換に必要となる局部周波数シンセサイザは図面から省略されている。Ｉ／Ｑ混合器ＭｉｘＩ−１、ＭｉｘＱ−１の出力（目的信号）は、希望強度に増幅するために、ローパスフィルタＬＰＦ−Ｉと可変利得増幅器ＶＧＡ−Ｉとから構成されるＩ信号ベースバンド回路ＢＢ−Ｉと、ローパスフィルタＬＰＦ−Ｑと可変利得増幅器ＶＧＡ−Ｑとから構成されるＱ信号ベースバンド回路ＢＢ−Ｑにそれぞれ入力される。ローパスフィルタＬＰＦ−ＩとＬＰＦ−Ｑの出力は、別チップで構成されるＲＦ−ＩＣ以降の回路部分（図示せず）によって復調処理される。

尚、上記ベースバンド回路ＢＢ−Ｉ、ＢＢ−Ｑにおいて、ローパスフィルタＬＰＦ−ＩとＬＰＦ−Ｑは、要求されるフィルタ抑圧性能によっては多段の回路構成が採用される。可変利得増幅器ＶＧＡ−Ｉ、ＶＧＡ−Ｑも、信号増幅ダイナミックレンジによっては、多段の回路構成が採用される。また、ローパスフィルタには、ゲイン可変フィルタを組み込むこともできるが、本発明には直接関係しないため、ここでの説明は省略する。

ＧＳＭ９００システムの基地局から送信された無線信号は、アンテナＡＮＴ、アンテナスイッチ（図示せず）、バンドパスフィルタＦＬＴ−２、バランＢＡＬ−２、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫ−２、ＧＳＭ９００帯低雑音増幅器ＡＭＰ−２、混合器ＭｉｘＩ−２、ＭｉｘＱ−２を通して、ベースバンド回路ＢＢ−Ｉ、ＢＢ−Ｑに入力される。

ＤＣＳシステムの基地局から送信されたＤＣＳ無線信号は、アンテナＡＮＴ、アンテナスイッチ（図示せず）、バンドパスフィルタＦＬＴ−３、バランＢＡＬ−３、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫ−３、ＤＣＳ帯低雑音増幅器ＡＭＰ−３、混合器ＭｉｘＩ−３、ＭｉｘＱ−３を通して、ベースバンド回路ＢＢ−Ｉ、ＢＢ−Ｑに入力される。

ＰＣＳシステムの基地局から送信されたＰＣＳ無線信号は、アンテナＡＮＴ、アンテナスイッチ（図示せず）、バンドパスフィルタＦＬＴ−４、バランＢＡＬ−４、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫ−４、ＤＣＳ帯低雑音増幅器ＡＭＰ−４、混合器ＭｉｘＩ−４、ＭｉｘＱ−４を通して、ベースバンド回路ＢＢ−Ｉ、ＢＢ−Ｑに入力される。

このＲＦモジュールでは、上述した４種類の無線信号を同時に受信処理することはないため、受信すべき所望の無線通信バンドと対応するＲＦ回路を残して、他のＲＦ回路の機能は停止する必要がある。所望の受信回路のみを選択的に起動するための制御回路については、この分野の技術者に周知となっているため、ここでの説明は省略する。

次に、複数のＲＦ帯に適合できる従来公知の整合回路技術について説明する。
図１４は、非特許文献２に示された整合回路を示す。この整合回路は、容量Ｃ１１、Ｃ１２と、インダクタＬ１１、Ｌ１２と、マイクロストリップラインＭＳＬ１１、ＭＳＬ１２とからなり、バイポーラトランジスタＴｒ１１の入力インピーダンスに対して、１ＧＨｚから２ＧＨｚの周波数帯で５０Ωとの整合を可能としている。但し、このように、実装基板上にマイクロストリップラインの配置を必要とする回路構成は、この類の専門技術に乏しい一般的なモジュールメーカにとって魅力に欠ける。また、このように、整合部に多数の部品を必要とする回路構成は、製品の歩留り低下の原因となる。

図１５は、特許文献１に開示された高周波増幅器を示す。この高周波増幅器は、ＦＥＴ２５の第１のゲート端子２６ａを第１ゲート電圧源回路２７ａに接続し、第２のゲート端子２６ｂを第２ゲート電圧源回路２７ｂと入力整合回路２８に接続し、ドレイン端子３０をドレイン電圧源３１と出力整合回路３２に接続し、ソース端子３４を接地し、第１のゲート端子２６ａと第２のゲート端子２６ｂの間に抵抗４３を接続した構成となっている。

上記高周波増幅器は、第１ゲート電圧源回路２７ａと第２ゲート電圧源回路２７ｂとが共にオン状態にある時、ｆ１〜ｆ２の帯域で所望の周波数特性とし、第１ゲート電圧源回路２７ｂだけをオン状態にした時、ｆ１〜ｆ２より低いｆ３〜ｆ４の帯域で所望の周波数特性を得ようとしている。しかしながら、一般的に、ＦＥＴは、オフ状態時に比べてオン状態でのゲート容量が大きくなるため、上記回路構成で期待通りの特性を得ることは容易でなく、実用化に際して解決すべき問題が多かった。

図１６は、特許文献２に開示された高周波増幅器を示す。この高周波増幅器は、第１のＦＥＴ素子３０１と第２のＦＥＴ素子３０２とからなる増幅部３０を有し、増幅部３０と入力端子１との間に入力整合回路１０を接続し、増幅部３０と出力端子２との間に出力整合回路２０を接続した構成となっている。特許文献２は、第１、第２のＦＥＴ素子を選択的にオン状態にすることによって、複数の周波数帯域に選択的に最適化できると述べているが、第１、第２のＦＥＴの具体的な設計値、入／出力整合回路の構成と周波数帯域との関係については、全く記述されておらず、具体的にどのようにすれば複数の周波数帯域に選択的に最適化できるのかが全く考慮されていないという問題があった。

一般的に、高周波回路は、要求性能を満足できる周波数帯域が狭い。その原因は、インピーダンス整合にある。信号源インピーダンスと、信号受信回路の入力インピーダンスとの間で整合が取れていないと、信号電力の一部に反射が発生する。インピーダンス整合の条件は、次式で表される。

Ｚｓ ＝ Ｚｉｎ （１）
Ｘｓ＋Ｘｉｎ ＝ ０ （２）
ここで、Ｚｓ、Ｘｓは、信号源インピーダンスの実数部と虚数部を示し、ＺｉｎとＸｉｎは、信号受信回路の入力インピーダンスの実数部と虚数部を示している。ＸｓとＸｉｎは、互いに逆符号となっている。基本的に、正の虚数インピーダンスは、周波数に比例し、負の虚数インピーダンスは、周波数に反比例して絶対値が変化するため、理論的に式（２）が成立する周波数は１点しか存在しない。

Ｑの低い部品を使用した場合、周波数がずれてもインピーダンス整合の急激な悪化はないため、比較的広い周波数範囲にわたって、インピーダンス不整合による反射を少なくできるが、その反面、損失が増加するという問題がある。一方、損失を抑制するためにＱの高い部品を使用すると、インピーダンス不整合による反射の少ない周波数範囲が、式（２）を満たす特定周波数の近傍に限定されるため、周波数が特定周波数から離れると整合が急激に悪化するという問題がある。

Ｑが高いと言うことは、インピーダンスの整合が、回路素子の寄生インダクタンスまたは寄生容量に敏感に影響されることを意味する。しかしながら、受信回路を構成するために必要となる外付け部品は、一般的に、インダクタンスまたは容量が離散的な値をもつ特定種類の製品しか製造されていないため、市場で入手できる部品を適用して理想的な特性をもつ整合回路を構成することは事実上困難となっている。従って、外付け部品を利用した１つの整合回路で、マルチバンド受信回路が扱う複数のＲＦ帯に適合させることは容易ではない。

このような理由からに、従来のＱＵＡＤバンドＲＦ−ＩＣでは、低雑音増幅器（ＬＮＡ）回路の共通化をあきらめ、図１３に示したように、ＲＦ帯毎にＡＭＰ（低雑音増幅器ＬＮＡ）を設けるのが一般的となっている。また、混合器（ミキサ）を共通化すると、ＬＮＡとミキサとの間の配線が長くなって損失が増加するため、配線による損失を抑圧するために、図１３に示したように、ＡＭＰ毎にミキサを設けた構成が一般的となっている。

上述したように、ＬＮＡとミキサと含むＲＦ回路をＲＦ帯毎に備えた従来のマルチ無線端末装置は、外付け部品がモジュール面積の大部分を占めるため、装置の小型化と低コスト化、新たなＲＦ帯への適合が困難となっている。また、このアーキテクチャを維持してＲＦ回路を集積化すると、ＬＳＩ製造技術の限界によって歩留り維持も困難となる。

本発明は、このような事情に着目してなされたものであり、１つの目的は、複数のＲＦ帯に適合可能なマルチバンド低雑音増幅器を提供することにある。
本発明の他の目的は、チップサイズを小型化した無線用半導体集積回路と、外付け回路部品の個数が少なくて済むマルチバンド無線モジュールを提供することにある。
本発明の更に他の目的は、近い将来の高速、広帯域の無線通信要求に応えるＲＦ帯可変無線機に必要な受信回路技術を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明の特徴は、フロントエンド回路で選択可能な複数帯域の受信信号を同一の入力インピーダンス整合回路を使用して選択的に低雑音増幅器に供給し、低雑音増幅器の入力インピーダンスが、受信信号のＲＦ帯域に応じて最適化されるようにしたことにある。

具体的には、本発明のマルチバンド低雑音増幅器は、電源電圧に接続された負荷インピーダンスと接地された劣化インピーダンスとを共有し、それぞれの入力信号線が入力インピーダンス整合回路に共通接続される互いに並列接続された複数の基本増幅器を含む前段増幅部と、上記複数の基本増幅器の出力信号を共通入力とする後段増幅器とを具備し、上記前段増幅部の入力インピーダンスが、上記複数の基本増幅器へのバイアス電圧の供給の仕方に応じて複数のＲＦ帯に選択的に最適化されるようにしたことを主たる特徴とする。

更に詳述すると、本発明によるマルチバンド低雑音増幅器は、電源電圧に接続された負荷インピーダンスと接地された劣化インピーダンスとを共有し、それぞれの入力信号線が入力インピーダンス整合回路に共通接続される互いに並列接続された第１、第２の基本増幅器からなる前段増幅部と、上記第１、第２の基本増幅器の出力信号を共通入力とする後段増幅器と、上記第１基本増幅器には第１バイアス抵抗を通して、上記第２基本増幅器には制御スイッチと第２バイアス抵抗との直列回路を通して、それぞれのバイアス電圧を供給する前段バイアス制御部とを含み、
上記前段増幅部の入力インピーダンスが、上記制御スイッチがオフ状態にある時は、上記第１基本増幅器と劣化インピーダンスによって第１のＲＦ帯に最適化され、上記制御スイッチがオン状態の時は、上記第１、第２基本増幅器と劣化インピーダンスとによって、上記第１ＲＦ帯よりも低い第２ＲＦ帯に最適化されるようにしたことを特徴とする。この構成によって、一組の入力インピーダンス整合回路と低雑音増幅器を使用して、２つのＲＦ帯域の信号を選択的に受信可能なデュアル型のＲＦモジュールを実現できる。

また、本発明によるマルチバンド低雑音増幅器は、電源電圧に接続された負荷インピーダンスと接地された劣化インピーダンスとを共有し、それぞれの入力信号線が入力インピーダンス整合回路に共通接続される互いに並列接続されたＮ個（Ｎは３以上の整数）の基本増幅器からなる前段増幅部と、上記Ｎ個の基本増幅器の出力信号を共通入力とする後段増幅器と、上記前段増幅部の各基本増幅器に個別のバイアス抵抗を通してバイアス電圧を供給する前段バイアス制御部とを含み、
上記前段バイアス制御部が、第１基本増幅器には定常的にバイアス電圧を供給し、第２〜第Ｎ基本増幅器には選択的にバイアス電圧を供給できるように、それぞれのバイアス抵抗に直列に接続されたＮ−１個の制御スイッチを有し、上記前段増幅部の入力インピーダンスが、上記制御スイッチの全てがオフ状態にある時は、上記第１基本増幅器と劣化インピーダンスによって第１のＲＦ帯に最適化され、上記制御スイッチの何れかがオン状態の時は、上記第１基本増幅器と、バイアス電圧の供給によって動作状態となった基本増幅器と、上記劣化インピーダンスとによって、上記第１ＲＦ帯よりも低い別のＲＦ帯に最適化されるようにしたことを特徴とする。この構成により、一組の入力インピーダンス整合回路と低雑音増幅器を使用して、３つ以上のＲＦ帯域の信号を選択的に受信可能なマルチバンドＲＦモジュールを実現できる。

本発明によれば、正入力信号用の第１の入力インピーダンス整合回路に接続される第１の低雑音増幅器と、負入力信号用の第２の入力インピーダンス整合回路に接続される第２の低雑音増幅器に、上述したマルチバンド低雑音増幅器を適用することによって、差動入力信号に対する差動増幅信号を出力する差動型マルチバンド低雑音増幅器を構成できる。この場合、第１、第２の低雑音増幅器の前段バイアス制御部は、互いに対応するバイアス抵抗に接続された制御スイッチを共有してもよい。

本発明では、ＲＦ帯域が切替えられた場合でも、低雑音増幅器と入力インピーダンス整合回路とが整合できるように、低雑音増幅器の入力インピーダンスの変動を許容範囲内に抑える。本発明の１実施例では、上記前段増幅部の各基本増幅器と後段増幅器が電界効果トランジスタで構成され、劣化インピーダンスとしてインダクタ素子が適用される。この場合、前段増幅部の基本増幅器を構成する各電界効果トランジスタのゲート幅を、並列動作する複数の電界効果トランジスタの入力等価容量が受信ＲＦ帯域に対応した値となるように設計しておくことによって、入力インピーダンスを全てのＲＦ帯域で略一定に保つことができる。

本発明の無線用半導体集積回路は、低雑音増幅器と、上記低雑音増幅器の出力信号をベースバンド帯域のＩ、Ｑ信号に変換するためのＩ信号用混合器およびＱ信号用混合器と、上記Ｉ信号用混合器に接続されたＩ信号ベースバンド回路と、上記Ｑ信号用混合器に接続されたＱ信号ベースバンド回路とを有し、上記低雑音増幅器が、上述した並列接続された複数の基本増幅器からなる前段増幅部と、後段増幅器と、前段バイアス制御部とからなり、制御スイッチのオン、オフによって、上記低雑音増幅器の入力インピーダンスが異なる複数のＲＦ帯に適合するようにしたことを特徴とする。

また、本発明のマルチバンドＲＦモジュールは、受信ＲＦ帯を切替えるためのフロントエンド回路と、該フロントエンド回路で選択されたＲＦ帯の受信信号をベースバンド信号に変換するためのＲＦ用半導体集積回路とからなり、上記フロントエンド回路が、帯域選択用の複数のバンドパスフィルタと、帯域別に用意されたシングルエンド信号を差動信号に変換するための複数のバラン回路と、上記バンドパスフィルタとバラン回路との間に配置された帯域選択スイッチと、上記複数のバラン回路に接続された入力インピーダンス整合回路とを含み、ＲＦ用半導体集積回路が、上述したマルチバンド低雑音増幅器を備え、該マルチバンド低雑音増幅器が、上記入力インピーダンス整合回路を通して、上記フロントエンド回路で帯域選択可能なマルチバンドの信号を受信することを特徴とする。尚、バンドパスフィルタに可変バンドパスフィルタを適用し、１つの可変バンドパスフィルタで、異なる複数のＲＦ帯域を選択的に受信するようにしてもよい。

本発明によれば、１つの低雑音増幅器を複数のＲＦ帯に共用できるため、無線用半導体集積回路を小型化できる。

以下、本発明のマルチバンドＬＮＡの幾つかの実施例について、図面を参照して説明する。

［実施例１］
図１は、本発明の第１実施例として、ハイバンドＨＢとローバンドＬＢの２つのＲＦ帯に適合可能なマルチバンド低雑音増幅器ＬＮＡを示す。
ここでは、図面を簡単にするためにＬＮＡの主要部のみを図示し、従来技術で説明したＬＮＡの入力側に配置されるアンテナＡＮＴ、アンテナスイッチおよびバンドパスフィルタＦＩＴと、ＬＮＡの出力側に配置されるミキサＭｉｘＩ、ＭｉｘＱ、局部周波数シンセサイザおよびベースバンド回路と、周波数帯の切替え制御回路等は、図面から省略してある。

本実施例のＬＮＡは、互いに並列接続された第１、第２の基本増幅器Ａ１とＡ２とからなる前段増幅部を有し、これらの基本増幅器が、電源電圧Ｖｄｄに接続された負荷インピーダンスＬｄ１と、接地された劣化インピーダンスＺｄｇと、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫとを共有している。基本増幅器Ａ１、Ａ２をオン状態にするためのバイアス電圧Ｖｂは、第１基本増幅器Ａ１には、第１バイアス抵抗Ｒｂ１を通して、第２基本増幅器Ａ２には、制御スイッチＳＷ１と第２バイアス抵抗Ｒｂ２との直列回路を通して、それぞれ供給されている。制御スイッチＳＷ１は、端子Ｃｔｒｌに入力される制御信号によって開閉される。

基本増幅器Ａ１、Ａ２には、入力信号として、バンドパスフィルタＦＬＴの出力信号が、入力信号線Ｉｎから入力整合回路ＭＣＫを通して供給される。基本増幅器Ａ１、Ａ２の出力信号は、電源電圧Ｖｄｄに接続された負荷インピーダンスＬｄ２を有する後段増幅部の基本増幅器Ａ０に共通入力として与えられ、基本増幅器Ａ０の出力信号が、マルチバンドＬＮＡの出力信号として出力信号線Ｏｕｔに現れる。尚、図面では、基本増幅器Ａ０を動作させるためのバイアス電圧は、図面簡単化のために省略してある。

上記マルチバンドＬＮＡをＨＢモードで動作させる場合は、スイッチ制御端子Ｃｔｒｌに制御スイッチＳＷ１を開放する制御信号を与え、第２の基本増幅器Ａ２をオフ状態にする。この時、第１の基本増幅器Ａ１と劣化インピーダンスＺｄｇによって決まる入力インピーダンスが、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫに適合した状態となり、マルチバンドＬＮＡが所望のＨＢ特性を示す。上記マルチバンドＬＮＡをＬＢモードで動作させたい場合は、スイッチ制御端子ＣｔｒｌにＳＷ１を閉鎖する制御信号を与え、第２の基本増幅器Ａ２をオン状態にする。この時、動作状態にある第１、第２の基本増幅器Ａ１、Ａ２と劣化インピーダンスＺｄｇによって決まる入力インピーダンスが、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫに適合した状態となり、マルチバンドＬＮＡが所望のＬＢ特性を示す。

［実施例２］
図２は、本発明の第２実施例として、ハイバンドＨＢとローバンドＬＢの２つのＲＦ帯に対応可能なマルチバンドＬＮＡの主要部を示す。第１実施例と同様、マルチバンドＬＮＡの入、出力側に接続される回路要素は、簡単化のために図面から省略されている。

本実施例のマルチバンドＬＮＡは、並列接続された第１、第２の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２からなる前段増幅部を有し、これらの電界効果トランジスタが、電源電圧Ｖｄｄに接続された負荷抵抗Ｒｄ１と、接地された劣化インダクダンスＬｄｇと、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫを共有している。ＭＣＫと第１、第２の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２との間には、直流電位を分離するための容量素子Ｃｉ１、Ｃｉ２が挿入されている。

第１、第２の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２をオン状態にするためのバイアス電圧Ｖｂは、電界効果トランジスタＣＭ１で構成された第１のカレントミラー回路から供給される。上記出力バイアス電圧Ｖｂの値は、電界効果トランジスタＣＭ１と電源電圧Ｖｄｄとの間に接続された基準電流源Ｉｂ１によって制御される。尚、上記基準電流源Ｉｂ１は、基準電圧発生回路で発生する基準電圧に応じた電流を発生する回路であり、具体的な回路構成については、この分野の技術者に周知となっていため、詳細な説明は省略する。

Ｃ１は、上記カレントミラー回路を構成する電界効果トランジスタＣＭ１のゲートをグラウンド側に短絡し、高周波回路とバイアス回路を分離するためのシャント容量を示す。カレントミラー回路から供給されるバイアス電圧Ｖｂは、第１の電界効果トランジスタＭ１には第１のバイアス抵抗Ｒｂ１を通して、第２の電界効果トランジスタＭ２には、電界効果トランジスタからなる制御スイッチＳＭ１と第２のバイアス抵抗Ｒｂ２との直列回路を通して、それぞれ供給されている。制御スイッチＳＭ１は、端子Ｃｔｒｌに入力される制御信号によって開閉される。

第１、第２の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２の出力は、電源電圧Ｖｄｄに接続された負荷抵抗Ｒｄ２を有する後段増幅部の電界効果トランジスタＭ０に共通入力されている。電界効果トランジスタＭ０の出力信号が、マルチバンドＬＮＡの出力信号線Ｏｕｔに現れる。電界効果トランジスタＭ０をオン状態にするバイアス電圧は、電界効果トランジスタＣＭ２で構成される第２のカレントミラー回路から、バイアス抵抗Ｒｂ０を通して供給される。Ｉｂ２は、第２のカレントミラー回路に接続された基準電流源、Ｃ２はシャント容量を示す。

上記マルチバンドＬＮＡをＨＢモードで動作させる場合、端子Ｃｔｒｌに制御スイッチＳＭ１を開放状態にする制御信号を与え、第２の電界効果トランジスタＭ２をオフ状態にする。この時、第１の電界効果トランジスタＭ１の入力容量と劣化インダクダンスＬｄｇとで決まる入力インピーダンスが整合回路ＭＣＫに適合した状態となり、マルチバンドＬＮＡが所望のＨＢ特性を示す。

上記マルチバンドＬＮＡをＬＢモードで動作させる場合は、端子Ｃｔｒｌに制御スイッチＳＭ１を閉鎖状態にする制御信号を与え、第２の電界効果トランジスタＭ２をオン状態にする。この時、第１、第２の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２の等価的入力容量と劣化インダクダンスＬｄｇとで決まる入力インピーダンスが、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫに適合した状態となり、マルチバンドＬＮＡが所望のＬＢ特性を示す。

次に、上記インピーダンス整合回路ＭＣＫによるマルチバンドのインピーダンス整合条件について説明する。
一般に、電界効果トランジスタの入力インピーダンスは、等価的に、小さな入力抵抗と小さな入力容量との直列回路とみなせる。入力容量の値が小さいと、それを打ち消すためには、大きなインダクタンスが必要となる。しかしながら、半導体基板上に形成されたチップインダクタンスによって大きなインダクタンス値を得ようとすると、チップインダクタンスの寄生抵抗と寄生容量の値が問題になる。インダクタンスが大きければ大きいほど、これらの寄生素子の値が大きくなるため、チップインダクタンスで所望の整合回路特性を実現するのは容易ではない。

然るに、図２の回路構成によれば、電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２のソースとグラウンドの間に接続される劣化インダクタＬｄｇは、そこに大きな電流Ｉｄｓが流れるため、Ｌｄｇのインダクタンス値が比較的に微小であっても、大きなインダクタンス効果が得られる。本発明は、この現象に着目し、第１、第２の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２に接続された比較的小さなインダクタＬｄｇが示す大きなインダクタンス効果と、これらの電界効果トランジスタにおけるゲート幅の最適化とによって、帯域切替え時にマルチバンドＬＮＡの入力インピーダンスの等価抵抗を５０Ω程度変化させる。この場合、整合回路ＭＣＫは、電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２のゲートに接続される直列インダクタのみからなる簡単な構成で、周波数帯域（ＨＢ、ＬＢ）の切替えに適合できる。

例えば、第１の電界効果トランジスタＭ１と劣化インダクタＬｄｇの特性が、ハイバンド（ＨＢ）特性に合わせて最適化されていると仮定する。この場合、周波数と素子のパラメータとの間には、かなり簡単化されてはいるが、近似的に次の関係式が成り立つ。

２πｆ_Ｈ＊Ｌ_ｄｇ − １／（２πｆ_Ｈ＊Ｃ（Ｍ１、Ｖｂ_Ｈ）） ＝ ０
ここで、ｆ_Ｈは、ＨＢの中心周波数、Ｌ_ｄｇは、劣化インダクタＬｄｇのインダクタンス、Ｃ（Ｍ１）は、第１の電界効果トランジスタＭ１の等価入力容量を示している。

マルチバンドＬＮＡをローバンドＬＢに切替えた時、信号周波数の低下によって、劣化インダクタＬｄｇのインダクタンス効果が減少する。しかしながら、第２実施例の回路構成によれば、ＬＢモードでは、第１の電界効果トランジスタＭ１に並列に第２の電界効果トランジスタＭ２が接続された状態となる。この場合、等価的な入力容量が増加し、信号周波数の低下によるインダクタンス効果の減少が補われるため、ＬＢでの入力インピーダンスの最適化が可能となる。

例えば、説明を簡単にするために、受信すべきＨＢの周波数がＬＢの周波数の倍と仮定する。この場合、第２電界効果トランジスタＭ２のゲート幅を第１電界効果トランジスタＭ１のゲート幅の３倍に設計しておけば、動作状態にある互いに並列接続された２つのトランジスタＭ１とＭ２の入力等価容量は４倍になるため、次式に従って、ＬＢモードでＨＢモードと同等のインダクタンス効果が得られる。

２πｆ_Ｌ＊Ｌ_ｄｇ − １／（２πｆ_Ｌ＊Ｃ（Ｍ１＋Ｍ２、Ｖｂ_Ｌ）） ＝ ０
実際の応用においては、例えば、ＨＢモードで第２の電界効果トランジスタＭ２をオフ状態とした時でも、Ｍ２の入力等価容量はゼロにはならない、他の寄生効果の存在する、などの理由によって、ＬＢモードでの入力等価容量を電界トランジスタＭ１、Ｍ２の合計ゲート幅に正確に比例させることはできない。しかしながら、ＨＢとＬＢの周波数に応じて、Ｍ１、Ｍ２のゲート幅を決定しておき、Ｍ２のゲート幅を微調整することによって、ＬＢモードでの入力等価容量をほぼ最適な値（許容範囲内）にすることができる。

上記条件を成立させるためには、基準電流源Ｉｂ１を調整して、ＨＢモードで第１の電界効果トランジスタＭ１に流れる電流Ｉｄｓ（Ｍ１）と、ＬＢモードでＭ１とＭ２に流れる電流Ｉｄｓ（Ｍ１＋Ｍ２）とをそれぞれ最適値に保つ必要がある。このように基準電流源Ｉｂ１を調整するための設計値は、計算またはシミュレーションによって求めることができる。

図３と図４は、上述した入力インピーダンス整合方法を採用して設計されたマルチバンドのＬＮＡとシングルバンドのＬＮＡについて、同一のドレイン電流条件で求めたシミュレーション結果を示す。図３の（Ａ）、（Ｂ）は、ローバンド（ＬＢ）におけるシングルバンドのＬＮＡ特性と、マルチバンドのＬＮＡ特性をそれぞれ示す。また、図４の（Ａ）、（Ｂ）は、ハイバンド（ＨＢ）におけるシングルバンドのＬＮＡ特性と、マルチバンドのＬＮＡ特性をそれぞれ示している。

各図において、横軸は周波数を示し、ＬＮＡ特性として、Ｐｇａｉｎはゲイン、Ｎｆは雑音指数、Ｖｓｗｒは入力整合性を示す反射係数を示している。これらのシミュレーション結果から、本実施例によるマルチバンドのＬＮＡ特性は、シングルバンドのＬＮＡに比較して性能的に多少の劣化があるが、実用上の支障はなく、装置の小型化の点で大きなメリットをもつことが判る。

［実施例３］
図５は、本発明の第３実施例として、ハイバンド（ＨＢ）、ミッドバンド（ＭＢ）、ローバンド（ＬＢ）の３つのＲＦ帯に適合可能なマルチバンドＬＮＡの主要部を示す。第１実施例と同様、マルチバンドＬＮＡに入力側と出力側に接続される回路要素は、簡単化のために図面から省略されている。

本実施例のマルチバンドＬＮＡは、第１実施例（図１）の前段増幅部を構成する第１、第２の基本増幅器Ａ１、Ａ２に、更に第３の基本増幅器Ａ３を並列接続し、これらの３つの基本増幅器が、電源電圧Ｖｄｄに接続された負荷インピーダンスＬｄ１と、接地された劣化インピーダンスＺｄｇと、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫとを共有した回路構成となっている。

基本増幅器をオン状態にするためのバイアス電圧Ｖｂは、第１の基本増幅器Ａ１には、第１バイアス抵抗Ｒｂ１を通して常時供給さえれ、第２の基本増幅器Ａ２には、制御スイッチＳＷ１と第２バイアス抵抗Ｒｂ２との直列回路を通して、第３の基本増幅器Ａ３には、制御スイッチＳＷ２と第３バイアス抵抗Ｒｂ３との直列回路を通して、それぞれ選択的に供給される。上記制御スイッチＳＷ１とＳＷ２は、それぞれの端子Ｃｔｒｌ１、Ｃｔｒｌ２に供給される制御信号によって開閉される。基本増幅器Ａ１、Ａ２、Ａ３の出力は、電源電圧Ｖｄｄに接続された負荷インピーダンスＬｄ２をもつ後段増幅部の基本増幅器Ａ０に共通入力され、基本増幅器Ａ０の出力信号がマルチバンドＬＮＡの出力となる。ここでは、図面簡単化のために、後段増幅部の基本増幅器Ａ０をオン状態にするためのバイアス電圧は図示されていない。

上記マルチバンドＬＮＡをＨＢモードで動作させる場合は、端子Ｃｔｒｌ１に制御スイッチＳＷ１を開放する制御信号を加え、端子Ｃｔｒｌ２に制御スイッチＳＷ２を開放する制御信号を加えることによって、第２、第３の基本増幅器Ａ２、Ａ３をオフ状態にする。この時、第１の基本増幅器Ａ１の入力インピーダンスが整合回路ＭＣＫに適合した状態となり、マルチバンドＬＮＡが所望のＨＢ特性を示す。

上記マルチバンドＬＮＡをＭＢモードで動作させる場合は、端子Ｃｔｒｌ１に制御スイッチＳＷ１を閉鎖する制御信号を加えることによって、第２の基本増幅器Ａ２をオン状態にし、端子Ｃｔｒｌ２に制御スイッチＳＷ２を開放する制御信号を加えることによって、第３の基本増幅器Ａ３をオフ状態にする。この時、並列接続された第１、第２の基本増幅器Ａ１、Ａ２の等価的な入力インピーダンスが整合回路ＭＣＫに適合した状態となり、マルチバンドＬＮＡが所望のＭＢ特性を示す。

上記マルチバンドＬＮＡをＬＢモードで動作させる場合は、端子Ｃｔｒｌ１と端子Ｃｔｒｌ２に制御スイッチＳＷ１、ＳＷ２を閉鎖する制御信号を加えることによって、第２、第３の基本増幅器Ａ２、Ａ３をオン状態にする。この時、並列接続された第１、第２、第３の基本増幅器Ａ１、Ａ２、Ａ３の等価的なインピーダンスが整合回路ＭＣＫに適合した状態となり、マルチバンドＬＮＡが所望のＬＢ特性を示す。

選択可能なＲＦ帯域が４帯域以上になった場合、前段増幅部に第４、第５、・・・の基本増幅器を追加し、これらを上記第３の基本増幅器と同様の形式で、負荷インピーダンスＬｄ１、劣化インピーダンスＺｄｇ、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫに接続すればよい。

［実施例４］
図６は、本発明の第４実施例として、ハイバンド（ＨＢ）、ミッドバンド（ＭＢ）、ローバンド（ＬＢ）の３つのＲＦ帯に適合可能なマルチバンドＬＮＡの主要部を示す。第１実施例と同様、マルチバンドＬＮＡに入力側と出力側に接続される回路要素は、簡単化のために図面から省略されている。

本実施例のマルチバンドＬＮＡは、第２実施例（図２）における第１、第２の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２に、更に第３の電界効果トランジスタＭ３を並列接続し、これらの３つの電界効果トランジスタが、電源電圧Ｖｄｄに接続された負荷抵抗Ｒｄ１と、接地された劣化インダクダンスＬｄｇと、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫとを共有した回路構成となっている。ＭＣＫと電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３の間には、直流電位を分離するための容量素子Ｃｉ１、Ｃｉ２、Ｃｉ３が挿入されている。電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３をオン状態にするためのバイアス電圧Ｖｂは、電界効果トランジスタＣＭ１で構成されたカレントミラー回路から供給される。ここでは、カレントミラー回路の詳細説明は省略する。

上記バイアス電圧Ｖｂは、第１の電界効果トランジスタＭ１には第１のバイアス抵抗Ｒｂ１を通して、第２の電界効果トランジスタＭ２には、電界効果トランジスタからなる制御スイッチＳＭ１と第２のバイアス抵抗Ｒｂ２との直列回路を通して、第３の電界効果トランジスタＭ３には、電界効果トランジスタからなる制御スイッチＳＭ２と第３バイアス抵抗Ｒｂ３との直列回路を通して、それぞれ供給されている。制御スイッチＳＭ１とＳＭ２は、それぞれ端子Ｃｔｒｌ１、Ｃｔｒｌ２に供給される制御信号によって開閉される。

第１、第２、第３の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３の出力は、電源電圧Ｖｄｄに接続された負荷抵抗Ｒｄ２をもつ後段増幅部の電界効果トランジスタＭ０に共通入力される。電界効果トランジスタＭ０の出力がマルチバンドＬＮＡの出力信号となる。電界効果トランジスタＭ０をオン状態にするためのバイアス電圧は、電界効果トランジスタＣＭ２で構成されるカレントミラー回路から、バイアス抵抗Ｒｂ０を通して供給される。

上記マルチバンドＬＮＡをＨＢモードで動作させる場合は、端子Ｃｔｒｌ１と端子Ｃｔｒｌ２に制御スイッチＳＭ１、ＳＭ２を開放する制御信号を加えることによって、第２、第３の電界効果トランジスタＭ２、Ｍ３をオフ状態にする。この時、第１の電界効果トランジスタＭ１の入力インピーダンスが整合回路ＭＣＫに適合した状態となり、マルチバンドＬＮＡが所望のＨＢ特性を示す。

上記マルチバンドＬＮＡをＭＢモードで動作させる場合は、端子Ｃｔｒｌ１に制御スイッチＳＭ１を閉鎖する制御信号を加え、第２の電界効果トランジスタＭ２をオン状態にする。第３の電界効果トランジスタＭ３はオフ状態を維持する。この時、並列接続された第１、第２の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２の等価的な入力インピーダンスが整合回路ＭＣＫに適合した状態となり、マルチバンドＬＮＡが所望のＭＢ特性を示す。

上記マルチバンドＬＮＡをＬＢモードで動作させる場合は、端子Ｃｔｒｌ１と端子Ｃｔｒｌ２に、制御スイッチＳＭ１、ＳＭ２を閉鎖する制御信号を加えることによって、第２、第３の電界効果トランジスタＭ２、Ｍ３をオン状態にする。この時、整合回路ＭＣＫによって、並列接続された第１、第２、第３の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３の等価的な入力インピーダンスが整合回路ＭＣＫに適合した状態となり、マルチバンドＬＮＡが所望のＬＢ特性を示す。

例えば、第１の電界効果トランジスタＭ１と劣化インダクタＬｄｇの特性が、ＨＢに合わせて最適化されていると仮定すると、第２実施例と同様、次の近似条件が成り立つ。ここで、ｆ_Ｈ、ｆ_Ｍ、ｆ_Ｌは、ハイバンド（ＨＢ）、ミッドバンド（ＭＢ）、ローバンド（ＬＢ）の周波数を示し、Ｖｂ_Ｈ、Ｖｂ_Ｍ、Ｖｂ_Ｌは、上記各バンドにおけるゲートバイアス電圧Ｖｂの値を示している。

２πｆ_Ｈ＊Ｌ_ｄｇ − １／（２πｆ_Ｈ＊Ｃ（Ｍ１、Ｖｂ_Ｈ）） ＝ ０
２πｆ_Ｍ＊Ｌ_ｄｇ − １／（２πｆ_Ｍ＊Ｃ（Ｍ１＋Ｍ２、Ｖｂ_Ｍ）） ＝ ０
２πｆ_Ｌ＊Ｌ_ｄｇ − １／（２πｆ_Ｌ＊Ｃ（Ｍ１＋Ｍ２＋Ｍ３、Ｖｂ_Ｌ）） ＝ ０
実際の回路では、電界効果トランジスタＭ２、Ｍ３がオフ状態にある場合も、これらのトランジスタの入力等価容量がゼロにはならない、他の寄生効果が存在する、などの理由で、ＭＢ、ＬＢモードに切替えた時、入力等価容量が、並列接続された複数の電界効果トランジスタの合計ゲート幅に正確には比例しない。また、ゲートバイアス電圧Ｖｂが変動する場合もあるため、ＨＢ、ＭＢ、ＬＢモードの入力等価容量Ｃ（Ｍ１、Ｖｂ_Ｈ）、Ｃ（Ｍ１、Ｖｂ_Ｍ）、Ｃ（Ｍ１、Ｖｂ_Ｌ）を完全に一致させることは難しいが、Ｖｂ_Ｈ、Ｖｂ_Ｍ、Ｖｂ_Ｌの値が、互いに十分に接近していれば、第１次近似的に、各モードの入力等価容量を等しくすることができる。

選択可能なＲＦ帯域が４帯域以上になった場合、前段増幅部に第４、第５、・・・の電界効果トランジスタを追加し、これらを上記第３の基本増幅器と同様の形式で、負荷インピーダンスＲｄ１、劣化インダクダンスＬｄｇ、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫに接続すればよい。

［実施例５］
図７は、本発明の第５実施例として、ハイバンド（ＨＢ）とローバンド（ＬＢ）の２つのＲＦ帯に適合可能な差動型のマルチバンドＬＮＡ（以下、マルチバンド差動ＬＮＡと言う）の主要部を示す。第１実施例と同様、マルチバンド差動ＬＮＡに入力側と出力側に接続される回路要素は、簡単化のために図面から省略されている。

本実施例では、それぞれが第１実施例（図１）と同一の構造をもつ２つのＬＮＡ（第１、第２ＬＮＡ）を作動的に接続する。ここでは、各回路要素に図１と同じ参照符号を使用し、第１ＬＮＡの構成要素を示す参照符号には末尾にａを付し、第２ＬＮＡの構成要素を示す参照符号には末尾にｂを付すことによって、図１と重複する説明は省略する。

第１、第２ＬＮＡの第２の基本増幅器Ａ２ａ、Ａ２ｂへのバイアス電圧Ｖｂの供給は、共通の制御スイッチＳＷ１によって制御されている。第１ＬＮＡの入力信号線Ｉｎ＋と、第２ＬＮＡの入力信号線Ｉｎ−には、差動入力信号が供給され、それぞれの後段増幅部を構成する基本増幅器Ａ０ａ、Ａ０ｂから、信号線Ｏｕｔ＋、Ｏｕｔ−に差動信号が出力される。但し、基本増幅器Ａ０ａとＡ０ｂで差動増幅器を構成して、出力信号が１つの信号線Ｏｕｔから出力されるようにしてもよい。

本実施例のマルチバンド差動ＬＮＡをＨＢモードで動作させる場合は、端子Ｃｔｒｌに制御スイッチＳＷ１を開放する制御信号を与え、第２の基本増幅器Ａ２ａ、Ａ２ｂをオフ状態にする。この時、第１の基本増幅器Ａ１ａ、Ａ１ｂの入力インピーダンスが、それぞれ整合回路ＭＣＫａ、ＭＣＫｂに適合した状態となり、マルチバンド差動ＬＮＡが所望のＨＢ特性を示す。

マルチバンド差動ＬＮＡをＬＢモードで動作させる場合は、端子Ｃｔｒｌに制御スイッチＳＷ１を閉鎖する制御信号を与え、第２の基本増幅器Ａ２ａ、Ａ２ｂをオン状態にする。この時、第１、第２の基本増幅器Ａ１ａ、Ａ２ａの入力インピーダンスが、それぞれ整合回路ＭＣＫａ、ＭＣＫｂに適合した状態となり、マルチバンド差動ＬＮＡが所望のＬＢ特性を示す。

［実施例６］
図８は、本発明の第６実施例として、ハイバンド（ＨＢ）とローバンド（ＬＢ）の２つのＲＦ帯に適合可能なマルチバンド差動ＬＮＡの主要部を示す。第１実施例と同様、マルチバンド差動ＬＮＡに入力側と出力側に接続される回路要素は、簡単化のために図面から省略されている。

本実施例では、それぞれ第２実施例（図２）と同一の構造をもつ２つのＬＮＡ（第１、第２ＬＮＡ）を差動的に接続する。ここでは、各回路要素に図２と同じ参照符号を使用し、第１ＬＮＡの構成要素を示す参照符号には末尾にａを付し、第２ＬＮＡの構成要素を示す参照符号には末尾にｂを付すことによって、図２と重複する説明は省略する。Ｃｉ１ａ〜Ｃｉ２ｂは、直流電位分離用の容量を示す。

第１の電界効果トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂをオン状態にするためのバイアス電圧は、電界効果トランジスタＣＭ１からなる共通のカレントミラー回路から供給される。第２の電界効果トランジスタＭ２ａ、Ｍ２ｂは、電界効果トランジスタＳＭ１からなる共通の制御スイッチによって選択的にオン状態に切替えられる。同様に、後段増幅部の電界効果トランジスタＭ０ａ、Ｍ０ｂをオン状態にするためのバイアス電圧も、電界効果トランジスタＣＭ２からなる共通のカレントミラー回路から、それぞれバイアス抵抗Ｒｂ０ａ、Ｒｂ０ｂを通して供給されている。

第１ＬＮＡの入力信号線Ｉｎ＋と、第２ＬＮＡの入力信号線Ｉｎ−には、差動入力信号が供給され、後段の電界効果トランジスタＭ０ａ、Ｍ０ｂから出力信号線Ｏｕｔ＋、Ｏｕｔ−に差動信号が出力される。但し、電界効果トランジスタＭ０ａとＭ０ｂで差動増幅器を構成しても差し支えない。

上記マルチバンド差動ＬＮＡをＨＢモードで動作させる場合は、端子Ｃｔｒｌに制御スイッチＳＭ１を開放する制御信号を加え、第２の電界効果トランジスタＭ２ａ、Ｍ２ｂをオフ状態にする。この時、第１の電界効果トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂの入力インピーダンスが、それぞれ整合回路ＭＣＫ１ａ、ＭＣＫ１ｂに適合した状態となるため、マルチバンド差動ＬＮＡが所望のＨＢ特性を示す。

上記マルチバンド差動ＬＮＡをＬＢモードで動作させる場合は、端子Ｃｔｒｌに制御スイッチＳＭ１を閉鎖する制御信号を加え、第２の電界効果トランジスタＭ２ａ、Ｍ２ｂをオン状態にする。この時、並列接続された第１、第２の電界効果トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ａの入力インピーダンスが、整合回路ＭＣＫ１ａに適合した状態となり、並列接続された第１、第２の電界効果トランジスタＭ１ｂ、Ｍ２ｂの入力インピーダンスが、整合回ＭＣＫ１ｂに適合した状態となるため、マルチバンド差動ＬＮＡが所望のＬＢ特性を示す。本実施例のマルチバンド整合の条件は、図２に示したシングルエンド型のマルチバンドＬＮＡと同様である。

［実施例７］
図９は、図１、図２、図７、図８に示したマルチバンドＬＮＡを適用したＧＳＭ用のＱＵＡＤバンド無線モジュールの１実施例を示す。

基地局から送信された無線信号は、アンテナＡＮＴで受信され、アンテナスイッチ（図示せず）を通して、それぞれＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００対応して用意されたバンドパスフィルタＦＬＴ−１、ＦＬＴ−２に入力される。バンドパスフィルタＦＬＴ−１、ＦＬＴ−２は、帯域外干渉信号と雑音を抑圧して、それぞれの受信周波数帯域における全チャネルの信号を選択的に出力する。バンドパスフィルタＦＬＴ−１、ＦＬＴ−２は、バンド選択スイッチアレーＢＳＥＬを介して、バランＢＡＬ−１、ＢＡＬ−２に接続されている。

バンド選択スイッチアレーＢＳＥＬは、端子Ｃｔｒｌ３に与えられたバンド選択信号に応じて、何れかのフィルタＦＬＴ−ｊ（ｊ＝１または２）を選択し、該フィルタから出力される特定周波数帯域の受信信号をバランＢＡＬ−ｊに入力する。バランＢＡＬ−ｊは、上記特定周波数帯域の受信信号をシングルエンド信号から差動信号に変換する。バランＢＡＬ−ｊの出力信号は、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫを介して、本発明のマルチバンド低雑音増幅器ＬＮＡに入力され、ＬＮＡで増幅された信号が、Ｉ／Ｑ混合器ＭＩＸＩ、ＭＩＸＱでベースバンド帯域のＩ／Ｑ信号に変換される。ここでは、図面を簡略化するため、周波数変換に必要な局部周波数シンセサイザは図示されていない。

ＭＩＸＩ、ＭＩＸＱの出力信号は、それぞれＩ信号ベースバンド回路ＢＢ−Ｉ、Ｑ信号ベースバンド回路ＢＢ−Ｑに入力され、希望信号の抽出と希望強度への増幅を行った後、別チップで構成される後段のＲＦ−ＩＣ以降の回路で復調される。ＢＳＥＬの端子Ｃｔｒｌ３に与えるバンド選択信号と、ＬＮＡの制御端子Ｃｔｒｌに与えるスイッチ制御信号は、バンド制御部（図示せず）から発生される。

尚、ＧＳＭの将来において、現行のＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００以外に、更に第３の周波数帯域が使用される場合、破線で示すように、バンド選択スイッチアレーＢＳＥＬに接続して、ＧＳＭの第３の周波数帯域に対応したバンドパスフィルタＦＬＴ−３とバランＢＡＬ−３を用意すればよい。この場合、ＬＮＡとしては、例えば、図５、図６に示したＨＧ、ＭＧ、ＬＢに切替え可能な回路構成のものを適用すればよい。

［実施例８］
図１０は、図１、図２、図７、図８に示したマルチバンドＬＮＡの他の応用例として、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ、ＰＣＳに適合できるＱＵＡＤバンド無線モジュールの１実施例を示す。

本実施例では、ＲＦ−ＩＣ部に、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００との間でモード切替え可能な第１のマルチバンド増幅器ＬＮＡ−１と、ＤＣＳとＰＣＳとの間でモード切替え可能な第２のマルチバンド増幅器ＬＮＡ−２とを用意する。第１のマルチバンド増幅器ＬＮＡ−１で増幅された信号は、Ｉ／Ｑ混合器ＭＩＸＩ−１とＭＩＸＱ−１でベースバンド帯域のＩ／Ｑ信号に変換した後、Ｉ信号ベースバンド回路ＢＢ−ＩとＱ信号ベースバンド回路ＢＢ−Ｑに入力する。一方、第２のマルチバンド増幅器ＬＮＡ−２で増幅された信号は、Ｉ／Ｑ混合器ＭＩＸＩ−２とＭＩＸＱ−２でベースバンド帯域のＩ／Ｑ信号に変換した後、Ｉ信号ベースバンド回路ＢＢ−ＩとＱ信号ベースバンド回路ＢＢ−Ｑに入力する。

基地局から送信された無線信号は、アンテナＡＮＴで受信され、アンテナスイッチ（図示せず）を通して、それぞれＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ、ＰＣＳと対応して用意されたバンドパスフィルタＦＬＴ−１〜ＦＬＴ−４に入力される。

バンドパスフィルタＦＬＴ−１、ＦＬＴ−２は、バンド選択スイッチアレーＢＳＥＬ−１を介して、バランＢＡＬ−１、ＢＡＬ−２に接続されている。バンド選択スイッチアレーＢＳＥＬ−１は、端子Ｃｔｒｌ３−１に与えられたバンド選択信号に応じて、何れかのフィルタＦＬＴ−ｊ（ｊ＝１または２）を選択し、該フィルタから出力される特定周波数帯域の受信信号をバランＢＡＬ−ｊに入力する。バランＢＡＬ−ｊは、上記特定周波数帯域の受信信号をシングルエンド信号から差動信号に変換する。バランＢＡＬ−ｊの出力信号は、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫ−１を介して、マルチバンド増幅器ＬＮＡ−１に入力される。但し、ＤＣＳまたはＰＣＳの帯域が選択されている時は、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫ−１からの出力はない。

バンドパスフィルタＦＬＴ−３、ＦＬＴ−４は、バンド選択スイッチアレーＢＳＥＬ−２を介して、バランＢＡＬ−３、ＢＡＬ−４に接続されている。バンド選択スイッチアレーＢＳＥＬ−２は、端子Ｃｔｒｌ３−２に与えられたバンド選択信号に応じて、何れかのフィルタＦＬＴ−ｋ（ｋ＝３または４）を選択し、該フィルタから出力される特定周波数帯域の受信信号をバランＢＡＬ−ｋに入力する。

バランＢＡＬ−ｋは、上記特定周波数帯域の受信信号をシングルエンド信号から差動信号に変換する。バランＢＡＬ−ｋの出力信号は、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫ−２を介して、マルチバンド増幅器ＬＮＡ−２に入力される。ＧＳＭ８５０またはＧＳＭ９００の帯域が選択されている時は、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫ−２からの出力はない。ＢＳＥＬ−１、ＢＳＥＬ−２に与えるバンド制御信号と、ＬＮＡ−１、ＬＮＡ−２に与えるスイッチ制御信号はバンド制御部（図示せず）から発生する。

本実施例によれば、図１３に示した従来の構成に比較して、ＲＦ−ＩＣ部に備えるＬＮＡの個数と、ＲＦ−ＩＣ部の外付け部品として必要となるＭＣＫの個数を減少できる。従って、ＲＦ−ＩＣ部の外部接続ピン数が少なくて済み、ＲＦ−ＩＣと無線モジュールの小型化が可能となる。

［実施例９］
図１１は、本発明のマルチバンドＬＮＡを適用したＱＵＡＤバンド無線モジュールの更に他の実施例を示す。本実施例は、１つのＬＮＡがＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ、ＰＣＳの受信信号を増幅するＱＵＡＤバンド無線モジュールの構成を示している。

基地局から送信された無線信号は、アンテナＡＮＴで受信され、アンテナスイッチ（図示せず）を通して、それぞれＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ、ＰＣＳと対応して用意されたバンドパスフィルタＦＬＴ−１〜ＦＬＴ−４に入力される。バンドパスフィルタＦＬＴ−１〜ＦＬＴ−４は、バンド選択スイッチアレーＢＳＥＬを介して、バランＢＡＬ−１〜ＢＡＬ−４に接続されている。

バンド選択スイッチアレーＢＳＥＬは、端子Ｃｔｒｌ３に与えられたバンド選択信号に応じてフィルタを選択し、選択されたフィルタＦＬＴ−ｊから出力される特定周波数帯域の受信信号をバランＢＡＬ−ｊに入力する。バランＢＡＬ−ｊは、上記特定周波数帯域の受信信号をシングルエンドから差動信号に変換する。バランＢＡＬ−ｊの出力信号は、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫを介して、マルチバンド増幅器ＬＮＡに入力され、ＬＮＡで増幅された信号が、Ｉ／Ｑ混合器ＭＩＸＩ、ＭＩＸＱでベースバンド帯域のＩ／Ｑ信号に変換される。

ＭＩＸＩ、ＭＩＸＱの出力信号は、それぞれＩ信号ベースバンド回路ＢＢ−Ｉ、Ｑ信号ベースバンド回路ＢＢ−Ｑに入力され、希望信号の抽出と希望強度への増幅を行った後、別チップで構成される後段のＲＦ−ＩＣ以降の回路で復調される。ＢＳＥＬの端子Ｃｔｒｌ３に与えるバンド選択信号と、ＬＮＡの端子Ｃｔｒｌに与えるンド選択制御信号はバンド制御部（図示せず）から発生される。本実施例に適用するＬＮＡは、第１実施例（図１）から第３実施例（図５）への拡張と同様の方法で、選択可能な周波数帯域を増やせばよい。

［実施例１０］
図１２は、本発明によるマルチバンドＬＮＡを適用したマルチバンド無線モジュールの更に別の実施例を示す。
本実施例では、図９〜図１１で使用したそれぞれが専用の帯域をもつ複数のバンドパスフィルタおよび複数のバランに代えて、端子Ｃｔｒｌ４に与える帯域選択信号によって動作帯域が可変になる可変バンドパスフィルタＦＬＴとバランＢＡＬと使用する。

アンテナＡＮＴで受信された無線信号は、アンテナスイッチ（図示せず）を通して可変バンドパスフィルタＦＬＴに入力され、帯域選択信号で指定された特定帯域外の干渉信号と雑音を抑圧し、特定帯域の受信周波数（全チャネル）信号を選択的に出力する。フィルタＦＬＴの出力信号は、可変周波数帯域のバランＢＡＬによって、シングルエンド信号から差動信号に変換され、入力インピーダンス整合回路ＭＣＫを通してマルチバンド低雑音増幅器ＬＮＡに入力される。ＬＮＡの制御端子Ｃｔｒｌには、制御端子Ｃｔｒｌ４に与える帯域選択信号の切替えに連動する形で、帯域選択信号が入力される。

ＬＮＡの出力信号は、図９で説明したように、Ｉ／Ｑ混合器ＭＩＸＩ、ＭＩＸＱでベースバンドのＩ／Ｑ信号に変換した後、Ｉ信号ベースバンド回路ＢＢ−ＩとＱ信号ベースバンド回路ＢＢ−Ｑに入力される。ベースバンド回路ＢＢ−Ｉ、ＢＢ−Ｑは、希望強度に増幅した希望信号を別チップで構成される後段のＲＦ−ＩＣ部に出力する。

［その他の実施例］
上述した第２、第４の実施例のマルチバンドＬＮＡにおける負荷抵抗Ｒｄ１と負荷抵抗Ｒｄ２は、その少なくとも一方をインダクタ、あるいはインダクタと抵抗の直列回路に置き換えてもよい。同様に、第６の実施例のマルチバンド差動ＬＮＡにおける負荷抵抗Ｒｄ１ａと負荷抵抗Ｒｄ１ｂからなる負荷インピーダンスペアと、負荷抵抗Ｒｄ２ａと負荷抵抗Ｒｄ２ｂとからなる負荷インピーダンスペアにも、各ペアのインピーダンス値が同一になることを条件として、その少なくとも一方に、インダクタ、あるいはインダクタと抵抗との直列回路を使用してもよい。

本発明によるマルチバンドＬＮＡ技術は、ＣＤＭＡ２０００系統の携帯電話端末用のＲＦ−ＩＣや無線高周波モジュールで複数のＲＦ帯に適合させる場合にも適用できる。また、本発明によるマルチバンドＬＮＡ技術は、例えば、無線ＬＡＮのＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｂ／ｇ規格に対応する無線機において、２．４ＧＨｚ帯と５．２ＧＨｚ帯に使用するＲＦ−ＩＣや無線高周波モジュールにも適用できる。

以上説明した実施形態によれば、１つの低雑音増幅器を複数のＲＦ帯に共用できるため、無線用半導体集積回路を小型化できる。また、入力インピーダンス整合回路を複数のＲＦ帯に共用できるため、小型化されたマルチバンドＲＦモジュールを適用できる。ＧＳＭ系統ＱＵＡＤバンドシステムに対して試算した結果、ＲＦ−ＩＣのチップ面積を１０％から１５％低減でき、外付け部品を含むモジュールの面積を１５％から３０％低減できる。

従って、本発明は、マルチバンド携帯電話や、無線ＬＡＮ、その他の無線システムに対応するマルチバンド端末のＬＮＡとして好適である。

本発明によるマルチバンド低雑音増幅器ＬＮＡの第１の実施例を示す図。 本発明によるマルチバンド低雑音増幅器ＬＮＡの第２の実施例を示す図。 シングルバンドＬＮＡと本発明によるデュアルバンド差動型ＬＮＡについてシミュレーションから求めたローバンド周波数特性を示す図。 シングルバンドＬＮＡと本発明によるデュアルバンド差動型ＬＮＡについてシミュレーションから求めたハイバンド周波数特性を示す図。 本発明によるマルチバンド低雑音増幅器ＬＮＡの第３の実施例を示す図。 本発明によるマルチバンド低雑音増幅器ＬＮＡの第４の実施例を示す図。 本発明によるマルチバンド低雑音増幅器ＬＮＡの第５の実施例を示す図。 本発明によるマルチバンド低雑音増幅器ＬＮＡの第６の実施例を示す図。 本発明によるマルチバンド低雑音増幅器ＬＮＡを適用したＱＵＡＤバンド無線モジュールの１実施例を示す図。 本発明によるマルチバンド低雑音増幅器ＬＮＡを適用したＱＵＡＤバンド無線モジュールの別の実施例を示す図。 本発明によるマルチバンド低雑音増幅器ＬＮＡを適用したＱＵＡＤバンド無線モジュールの他の実施例を示す図。 本発明によるマルチバンド低雑音増幅器ＬＮＡを適用したＱＵＡＤバンド無線モジュールの更に他の実施例を示す図。 従来技術によるＱＵＡＤバンド無線モジュールの１例を示す図。 マルチバンド高周波増幅器の従来例を示す図。 マルチバンド高周波増幅器の他の従来例を示す図。 マルチバンド高周波増幅器の更に他の従来例を示す図。

符号の説明

ＡＮＴ：ＲＦ帯アンテナ、ＦＬＴ−ｉ（ｉ＝１〜４）：ＲＦ帯バンドパスフィルタ、ＦＬＴ：ＲＦ帯可変周波数バンドパスフィルタ、ＢＡＬ−ｉ（ｉ＝１〜４）：ＲＦ帯バラン、ＢＡＬ：ＲＦ帯可変周波数バラン、ＭＣＫ、ＭＣＫ−ｉ（ｉ＝１〜４）：ＬＮＡ入力インピーダンス整合回路、ＬＮＡ、ＬＮＡ−ｉ（ｉ＝１〜４）：低雑音増幅器、ＭＩＸＩ、ＭＩＸＩ−ｉ（ｉ＝１〜４）、ＭＩＸＱ、ＭＩＸＱ−ｉ（ｉ＝１〜４）：混合器（ミキサ）、ＬＰＦ−Ｉ、ＬＰＦ−Ｑ：低周波ローパスフィルタ、ＶＧＡ−Ｉ、ＶＧＡ−Ｑ：低周波可変ゲイン増幅器、ＢＢ−Ｉ、ＢＢ−Ｑ：ベースバンドアナログ回路、
Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ１ａ、Ａ１ｂ、Ａ２ａ、Ａ２ｂ、Ａ０、Ａ０ａ、Ａ０ｂ：基本増幅器、Ｌｄ１、Ｌｄ２：負荷インピーダンス、Ｚｄｇ、Ｚｄｇ１ａ、Ｚｄｇ１ｂ：劣化インピーダンス、Ｖｂ：増幅器バイアス電圧、ＳＷ１：制御スイッチ、Ｃｔｒｌ、Ｃｔｒｌ１〜Ｃｔｒｌ４：制御信号端子、Ｍ１、Ｍ２、Ｍ１ａ、Ｍ１ｂ、Ｍ２ａ、Ｍ２ｂ、Ｍ３、Ｍ３ａ、Ｍ３ｂ：電界効果トランジスタ、Ｒｄ１、Ｒｄ２：負荷抵抗、Ｌｄｇ、Ｌｄｇ１ａ、Ｌｄｇ１ｂ：劣化インダクタ、Ｉｂ１、Ｉｂ２：基準電流源、Ｒｂ０、Ｒｂ０ａ、Ｒｂ０ｂ、Ｒｂ１、Ｒｂ２、Ｒｂ３、Ｒｂ１ａ、Ｒｂ１ｂ、Ｒｂ２ａ、Ｒｂ２ｂ：バイアス抵抗、ＣＭ１、ＣＭ２：カレントミラーの電界効果トランジスタ、Ｃ１、Ｃ２：シャント容量、Ｃｉ１、Ｃｉ２、Ｃｉ３、Ｃｉ１ａ、Ｃｉ１ｂ、Ｃｉ２ａ、Ｃｉ２ｂ：直流電圧分離容量、ＳＭ１：電界効果トランジスタの制御スイッチ、ＢＳＥＬ：スイッチアレー。

Claims (18)

1. 電源電圧に接続された負荷インピーダンスと接地された劣化インピーダンスとを共有し、それぞれの入力信号線が入力インピーダンス整合回路に共通接続される互いに並列接続された複数の基本増幅器を含む前段増幅部と、
   上記複数の基本増幅器の出力信号を共通入力とする後段増幅器とを具備し、
   上記前段増幅部の入力インピーダンスが、上記複数の基本増幅器へのバイアス電圧の供給の仕方に応じて複数のＲＦ帯に選択的に最適化されることを特徴とするマルチバンド低雑音増幅器。
2. 請求項１において、
   上記前段増幅部が、第１、第２の基本増幅器を含み、更に、
   上記第１の基本増幅器には第１バイアス抵抗を通して、上記第２の基本増幅器には制御スイッチと第２バイアス抵抗との直列回路を通して、それぞれのバイアス電圧を供給する前段バイアス制御部を具備し、
   上記前段増幅部の入力インピーダンスが、上記制御スイッチがオフ状態にある時は、上記第１の基本増幅器と劣化インピーダンスによって第１のＲＦ帯に最適化され、上記制御スイッチがオン状態の時は、上記第１、第２の基本増幅器と劣化インピーダンスとによって、上記第１のＲＦ帯よりも低い第２のＲＦ帯に最適化されることを特徴とするマルチバンド低雑音増幅器。
3. 請求項１において、
   上記前段増幅部が、Ｎ個（Ｎは３以上の整数）の基本増幅器を含み、更に、
   上記前段増幅部の各基本増幅器に個別のバイアス抵抗を通してバイアス電圧を供給する前段バイアス制御部を具備し、
   上記前段バイアス制御部が、第１基本増幅器には定常的にバイアス電圧を供給し、第２〜第Ｎ基本増幅器には選択的にバイアス電圧を供給できるように、それぞれのバイアス抵抗に直列に接続されたＮ−１個の制御スイッチを含み、
   上記前段増幅部の入力インピーダンスが、上記制御スイッチの全てがオフ状態にある時は、上記第１の基本増幅器と劣化インピーダンスとによって第１のＲＦ帯に最適化され、上記制御スイッチの何れかがオン状態の時は、上記第１の基本増幅器と、バイアス電圧の供給によって動作状態となった基本増幅器と、上記劣化インピーダンスとによって、上記第１のＲＦ帯よりも低い別のＲＦ帯に最適化されることを特徴とするマルチバンド低雑音増幅器。
4. 請求項３において、
   上記前段増幅部が、上記制御スイッチの切替えによって、受信ＲＦ帯に応じて並列動作すべき基本増幅器の個数を変えることを特徴とするマルチバンド低雑音増幅器。
5. 正入力信号用の第１の入力インピーダンス整合回路に接続される第１の低雑音増幅器と、負入力信号用の第２の入力インピーダンス整合回路に接続される第２の低雑音増幅器とを含み、
   上記第１、第２の低雑音増幅器のそれぞれが、
   電源電圧に接続された負荷インピーダンスと接地された劣化インピーダンスとを共有し、それぞれの入力信号線が入力インピーダンス整合回路に共通接続される互いに並列接続された複数の基本増幅器を含む前段増幅部と、上記複数の基本増幅器の出力信号を共通入力とする後段増幅器とを備え、上記前段増幅部の入力インピーダンスが、上記複数の基本増幅器へのバイアス電圧の供給の仕方に応じて複数のＲＦ帯に選択的に最適化されるマルチバンド低雑音増幅器で構成され、
   上記第１、第２の低雑音増幅器が、上記第１、第２の入力インピーダンス整合回路から供給される差動入力信号に対する差動増幅信号を出力することを特徴とするマルチバンド低雑音増幅器モジュール。
6. 請求項５において、
   上記各前段増幅部が、第１、第２の基本増幅器を含み、更に、
   上記第１の基本増幅器には第１バイアス抵抗を通して、上記第２の基本増幅器には制御スイッチと第２バイアス抵抗との直列回路を通して、それぞれのバイアス電圧を供給する前段バイアス制御部を具備し、
   上記前段増幅部の入力インピーダンスが、上記制御スイッチがオフ状態にある時は、上記第１の基本増幅器と劣化インピーダンスによって第１のＲＦ帯に最適化され、上記制御スイッチがオン状態の時は、上記第１、第２の基本増幅器と劣化インピーダンスとによって、上記第１のＲＦ帯よりも低い第２のＲＦ帯に最適化されることを特徴とするマルチバンド低雑音増幅器モジュール。
7. 請求項６において、
   上記第１、第２の低雑音増幅器の前段バイアス制御部が、互いに対応するバイアス抵抗に接続された制御スイッチを共有することを特徴とするマルチバンド低雑音増幅器モジュール。
8. 請求項５において、
   上記各前段増幅部が、Ｎ個（Ｎは３以上の整数）の基本増幅器を含み、更に、
   上記前段増幅部の各基本増幅器に個別のバイアス抵抗を通してバイアス電圧を供給する前段バイアス制御部を具備し、
   上記前段バイアス制御部が、第１基本増幅器には定常的にバイアス電圧を供給し、第２〜第Ｎ基本増幅器には選択的にバイアス電圧を供給できるように、それぞれのバイアス抵抗に直列に接続されたＮ−１個の制御スイッチを含み、
   上記前段増幅部の入力インピーダンスが、上記制御スイッチの全てがオフ状態にある時は、上記第１の基本増幅器と劣化インピーダンスとによって第１のＲＦ帯に最適化され、上記制御スイッチの何れかがオン状態の時は、上記第１の基本増幅器と、バイアス電圧の供給によって動作状態となった基本増幅器と、上記劣化インピーダンスとによって、上記第１のＲＦ帯よりも低い別のＲＦ帯に最適化されることを特徴とするマルチバンド低雑音増幅器モジュール。
9. 請求項８において、
   上記第１、第２の低雑音増幅器の前段バイアス制御部が、互いに対応するバイアス抵抗に接続された制御スイッチを共有することを特徴とするマルチバンド低雑音増幅器モジュール。
10. 請求項１において、
    前記前段増幅部の各基本増幅器と前記後段増幅器が、電界効果トランジスタで構成され、前記劣化インピーダンスがインダクタ素子を含むことを特徴とするマルチバンド低雑音増幅器。
11. 請求項１０において、
    前記制御スイッチが電界効果トランジスタスイッチを含むことを特徴とするマルチバンド低雑音増幅器。
12. 請求項１０において、
    上記前段増幅部の各基本増幅器を構成する各電界効果トランジスタが、並列動作する複数の電界効果トランジスタの入力等価容量が受信ＲＦ帯域に対応した値となるようなゲート幅をもつことを特徴とするマルチバンド低雑音増幅器。
13. 低雑音増幅器と、
    上記低雑音増幅器の出力信号をベースバンド帯域のＩ、Ｑ信号に変換するためのＩ信号用混合器およびＱ信号用混合器と、
    上記Ｉ信号用混合器に接続されたＩ信号ベースバンド回路と、
    上記Ｑ信号用混合器に接続されたＱ信号ベースバンド回路とを有する無線用半導体集積回路であって、
    上記低雑音増幅器が、
    電源電圧に接続された第１負荷インピーダンス、接地された劣化インピーダンス、並びに入力信号線を共有する互いに並列接続された第１、第２の基本増幅器を含む前段増幅部と、
    上記第１、第２の基本増幅器の出力信号を共通入力とする後段増幅器と、
    上記第１の基本増幅器には第１バイアス抵抗を通して、上記第２の基本増幅器には制御スイッチと第２バイアス抵抗との直列回路を通して、それぞれのバイアス電圧を供給する前段バイアス制御部とを具備し、
    上記制御スイッチのオン、オフによって、上記低雑音増幅器の入力インピーダンスが異なる複数のＲＦ帯に適合するように構成されたことを特徴とする無線用半導体集積回路。
14. 請求項１３において、
    上記低雑音増幅器が、同じ構成をもつ第２の低雑音増幅器と共に差動増幅器を構成し、
    上記Ｉ信号用混合器およびＱ信号用混合器が、上記差動増幅器の出力信号をベースバンド帯域のＩ、Ｑ信号に変換することを特徴とする無線用半導体集積回路。
15. 請求項１４において、
    上記低雑音増幅器の入力インピーダンスの変動が、全ての上記ＲＦ帯で許容範囲内となることを特徴とする無線用半導体集積回路。
16. 受信ＲＦ帯を切替えるためのフロントエンド回路と、
    該フロントエンド回路で選択されたＲＦ帯の受信信号をベースバンド信号に変換するためのＲＦ用半導体集積回路とを具備したマルチバンドＲＦモジュールであって、
    上記ＲＦ用半導体集積回路が、マルチバンド低雑音増幅器を含み、
    上記マルチバンド低雑音増幅器が、入力インピーダンス整合回路を通して、上記フロントエンド回路で帯域選択可能なマルチバンドの信号を受信することを特徴とするマルチバンドＲＦモジュール。
17. 請求項１６において、
    上記フロントエンド回路が、帯域選択用の複数のバンドパスフィルタと、帯域別に用意されたシングルエンド信号を差動信号に変換するための複数のバラン回路と、上記バンドパスフィルタとバラン回路との間に配置された帯域選択スイッチと、上記複数のバラン回路に接続された入力インピーダンス整合回路とを含むことを特徴とするマルチバンドＲＦモジュール。
18. 請求項１６において、
    上記フロントエンド回路が、帯域選択用の可変バンドパスフィルタと、上記可変バンドパスフィルタに接続されたシングルエンド信号を差動信号に変換するためのバラン回路と、上記バラン回路に接続された入力インピーダンス整合回路とを含むことを特徴とするマルチバンドＲＦモジュール。

Images