CN107040177A - 马达控制装置以及电动动力转向装置 - Google Patents

Abstract

开环控制部根据dq轴上的电流指令值i_d ^*、i_q ^*和电枢绕组交链磁通数Φ和马达的转子的角速度ω_e求出dq轴上的电压指令值v_d、v_q，dq轴/3相转换部将电压指令值v_d、v_q转换成相电压指令值V_u、V_v、V_w。另一方面，数据取得部根据电流检测值i_a和电角度θ取得角度依赖性数据，该角度依赖性数据表示马达电流的d轴或q轴成分针对电角度的二次谐波成分所表示的针对电角度的依赖性，校正系数决定部根据该角度依赖性数据，决定用于校正相电压指令值以降低上述依赖性的校正系数。校正执行部根据所决定的校正系数，校正由dq轴/3相转换部得到的相电压指令值V_u、V_v、V_w。

Description

马达控制装置以及电动动力转向装置

本申请是申请号为201310231288.9，申请日为2009年1月16日，发明名称为“马达控制装置以及电动动力转向装置”的申请的分案申请，其中，申请号为201310231288.9的申请是申请号为200980102108.9，进入中国国家阶段日期为2010年7月13日的PCT申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及用于驱动无刷马达的马达控制装置以及具有这种马达控制装置的电动动力转向装置。

背景技术

以往，使用如下的电动动力转向装置：与驾驶员向把手(方向盘)施加的转向转矩对应地驱动电动马达，从而赋予车辆的转向机构转向辅助力。电动动力转向装置的电动马达以往广泛使用有刷马达，从可靠性以及耐久性的提高，惯性的降低等的观点出发，近年来还使用无刷马达。

一般来讲，马达控制装置为了控制在马达产生的转矩，检测在马达流动的电流，根据要向马达供给的电流与所检测出的电流之间的差来进行PI控制(比例积分控制)。在驱动3相无刷马达的马达控制装置中，为了检测2相以上的电流，设有2个或3个电流传感器。

其中，与本申请发明关联地，在日本特开2001-187578号公报中公开了利用马达的电路方程式求出d轴电压指令值和q轴电压指令值的技术。并且，在日本特开2000-184773号公报中公开了与马达的温度对应地校正d轴电流指令值的技术。

在电动动力转向装置所包含的马达控制装置中，电流传感器需检测100A以上的大电流。该电流传感器尺寸较大，阻碍电动动力转向装置的控制装置的小型化。因此，在电动动力转向装置等所包含的马达控制装置中，电流传感器的削减成为课题。如能削减电流传感器，则还能降低马达控制装置的成本、耗电。

作为削减电流传感器的方法，可考虑将电流传感器缩减为一个并进行与以往相同的反馈控制的方法；将电流传感器全部除去并根据马达的电路方程式来进行开环控制的方法等。

其中，在前者的方法中，有时根据马达的转子的旋转位置，用一个电流传感器不能检测反馈控制所需的多相电流，存在马达的控制不连续的问题。相对于此，在后者的方法中，不会发生这种问题。但是，在后者的方法中，与针对电流的反馈控制的情况不同地，存在因下述主要原因而在相间电阻值产生差时马达的输出转矩产生波动(被称作“转矩波动”)的问题。

i)为了故障安全而在2相配置继电器时，产生继电器的接点电阻量的电阻差。

ii)用于连接马达控制装置和马达的连接器的接触电阻在相间不同。

特别是在电动动力转向装置中，从提高转向感觉的观点出发重视马达的输出转矩的平滑度，因而要求抑制这种转矩波动的产生。

并且，转向辅助用无刷马达通过电子控制单元(Electronic Control Unit：以下称作“ECU”)中内藏的马达驱动电路进行驱动。在电动动力转向装置中，由于要求小型化，高效化，低成本化，因而针对该ECU和无刷马达的一体化等做出了各种提案。

在包含无刷马达以及驱动电路的马达及驱动电路系中，如针对电阻成分在相间存在差，则成为马达的输出转矩中产生波动(被称作“转矩波动”)的问题。特别是在电动动力转向装置中，从提高转向感觉的观点出发重视马达的输出转矩的平滑度，因而希望抑制这种转矩波动的产生。

相对于此，提出了在电动动力转向装置中设置如下的电阻调整单元的结构：该电阻调整单元调整驱动电路系中的电阻成分，以使包含无刷马达以及驱动电路的马达及驱动电路系中的电阻成分在各相间的差(以下称作“相间电阻差”)在预定值以下(例如参照日本特开2005-319971号公报)。

但是，为了消除马达及驱动电路系中的相间电阻差而附加电阻时，导致无刷马达的驱动中的效率、响应性的降低。因此，在安装马达的驱动电路的电路基板(以下称作“马达驱动电路基板”)中，优选的是以消除马达及驱动电路系中的相间电阻差的方式形成配线图形。

但是，如以充分降低转矩波动的方式形成配线图形时，上述马达驱动电路基板中的电路图形变得复杂化，用于形成电路图形的空间增大。即，在马达驱动电路基板中，虽能以电源端子至接地端子为止的路径的配线电阻在相间一致的方式设计配线图形，但难以实现将配线电阻充分减小至不影响马达驱动的程度，对称地配置构成马达驱动电路的开关元件。因此，如以电源端子至马达驱动电路的输出端为止的电阻成分(以下称作“上段臂电阻”)和该输出端至接地端子为止的电阻成分(以下称作“下段臂电阻”)一致的方式形成配线图形时，导致电路图形变得复杂化的同时为形成电路图形需要较大的空间，基板尺寸增大。其结果，在电动动力转向装置中，ECU内的基板占有面积变大，有违小型化等的上述请求。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种马达控制装置，能以抑制相间的电阻差引起的转矩波动的产生的方式驱动无刷马达。并且，本发明的另一目的在于提供具有这种马达控制装置的电动动力转向装置。

本发明的还一目的在于提供马达控制装置，能抑制安装无刷马达的驱动电路的电路基板的尺寸的增大的同时降低转矩波动。并且，本发明的其他的目的在于提供具有这种马达控制装置的电动动力转向装置。

第一发明的马达控制装置，其用于驱动无刷马达，其特征在于，包括：

控制运算单元，求出表示应向上述无刷马达施加的相电压的相电压指令值；

电流检测单元，检测在上述无刷马达流动的电流；

旋转位置检测单元，检测上述无刷马达中转子的旋转位置；

校正单元，根据上述电流检测单元的检测结果以及上述旋转位置检测单元的检测结果，校正上述相电压指令值，以降低在上述无刷马达流动的电流的q轴或d轴成分相对于q轴或d轴指令值的比针对上述无刷马达的电角度的二次谐波成分所表示的、该比针对该电角度的依赖性；和

驱动单元，根据由上述校正单元校正后的相电压指令值，驱动上述无刷马达。

第二发明的马达控制装置，在第一发明中，其特征在于，

上述控制运算单元计算出应向上述无刷马达施加的电压的q轴以及d轴成分作为q轴以及d轴电压指令值，通过将该q轴以及d轴电压指令值转换成应向上述无刷马达施加的电压的各相成分来求出上述相电压指令值，

上述校正单元，包括：

数据取得单元，根据上述电流检测单元的检测结果，计算出在上述无刷马达流动的电流的q轴成分相对于上述q轴电压指令值的比以及在上述无刷马达流动的电流的d轴成分相对于上述d轴电压指令值的比中至少一方，将该计算出的比根据上述旋转位置检测单元的检测结果，与上述无刷马达的电角度建立关联并存储，以作为角度依赖性数据；

校正系数决定单元，根据上述角度依赖性数据，决定用于校正上述相电压指令值的校正系数，校正上述相电压指令值的目的在于降低上述二次谐波成分所表示的针对上述电角度的依赖性；和

校正执行单元，根据由上述校正系数决定单元决定的校正系数，校正上述相电压指令值。

第三发明的马达控制装置，在第一发明中，其特征在于，

上述控制运算单元决定应在上述无刷马达流动的电流的q轴以及d轴成分，以分别作为q轴以及d轴电流指令值，根据该q轴以及d轴电流指令值，计算出应向上述无刷马达施加的电压的q轴以及d轴成分，以分别作为q轴以及d轴电压指令值，通过将该q轴以及d轴电压指令值转换成应向上述无刷马达施加的电压的各相成分来求出上述相电压指令值，

上述校正单元，包括：

数据取得单元，根据上述电流检测单元的检测结果，计算出在上述无刷马达流动的电流的q轴成分相对于上述q轴电压指令值的比以及在上述无刷马达流动的电流的d轴成分相对于上述d轴电压指令值的比中至少一方，将该计算出的比根据上述旋转位置检测单元的检测结果，与上述无刷马达的电角度建立关联并存储，以作为角度依赖性数据；

校正系数决定单元，根据上述角度依赖性数据，决定用于校正上述相电压指令值的校正系数，校正上述相电压指令值的目的在于降低上述二次谐波成分所表示的针对上述电角度的依赖性；和

校正执行单元，根据由上述校正系数决定单元决定的校正系数，校正上述相电压指令值。

第四发明的马达控制装置，在第一发明中，其特征在于，上述校正单元根据由上述电流检测单元得到的电流的检测值小于预先决定的阈值时由上述电流检测单元以及上述旋转位置检测单元得到的电流以及旋转位置的检测值，校正上述相电压指令值，以降低上述二次谐波成分所表示的针对上述电角度的依赖性。

第五发明的马达控制装置，在第一发明中，其特征在于，上述校正单元根据上述无刷马达的转子的角速度在预先决定的阈值以下时由上述电流检测单元以及上述旋转位置检测单元得到的电流以及旋转位置的检测值，校正上述相电压指令值，以降低上述二次谐波成分所表示的针对上述电角度的依赖性。

第六发明的电动动力转向装置，通过无刷马达赋予车辆的转向机构转向辅助力，其特征在于，

具有如第一至第五发明中任一发明所述的马达控制装置，

上述马达控制装置驱动赋予上述转向机构转向辅助力的无刷马达。

根据上述第一发明，通过校正相电压指令值，以降低在无刷马达流动的电流(马达电流)的q轴或d轴成分针对电角度依赖性，可降低或消除因相间的电阻值的差(相间电阻差)而针对马达电流在相间产生的差，从而能抑制相间电阻差导致在无刷马达产生的转矩波动。

根据上述第二发明，计算出在无刷马达流动的电流(马达电流)的q轴成分相对于q轴电压指令值的比以及马达电流的d轴成分相对于d轴电压指令值的比中的至少一方，该计算出的比与电角度建立关联而被取得，以作为角度依赖性数据。由于该角度依赖性数据是基于马达电流的相对于电压指令值的比的数据，因而其去除了向无刷马达施加的电压的变化引起的对马达电流的q轴或d轴成分的影响，从而成为适当地表示该马达电流的q轴或d轴成分针对电角度的依赖性的数据。根据这种角度依赖性数据，校正相电压指令值，以降低在无刷马达流动的电流的q轴或d轴成分针对电角度的依赖性。因此，能更加可靠地抑制相间电阻差导致在无刷马达产生的转矩波动。

根据上述第三发明，计算出在无刷马达流动的电流(马达电流)的q轴成分相对于q轴电流指令值比以及马达电流的d轴成分相对于d轴电流指令值的比中至少一方，该计算出的比与电角度建立关联被取得，以作为角度依赖性数据。由于该角度依赖性数据是基于马达电流相对于电流指令值的比的数据，因而出去应向无刷马达供给的电流的变化即电流指令值的变化(或与其对应的施加电压的变化)引起的对马达电流的q轴或d轴成分的影响，从而成为适当地表示该马达电流的q轴或d轴成分针对电角度的依赖性的数据。根据这种角度依赖性数据，校正相电压指令值，以降低在无刷马达流动的电流的q轴或d轴成分针对电角度的依赖性。因此，能更可靠地抑制相间电阻差导致在无刷马达产生的转矩波动。

根据上述第四发明，校正相电压指令值所使用的马达电流的检测值以及马达的转子旋转位置的检测值是当马达电流的检测值小于预先决定的阈值时取得的。即，当马达电流小于该阈值而发热引起的电阻值的增大较小时，取得用于校正的电流检测值以及旋转位置检测值。由此，当相间电阻差相比电阻值相对的大时取得的电流检测值以及旋转位置检测值被用于相电压指令值的校正，因而能进行精度良好地补偿相间电阻差的校正，能更可靠地抑制相间电阻差引起的转矩波动的产生。

根据上述第五发明，校正相电压指令值时所使用的马达电流的检测值以及马达的转子旋转位置的检测值是当无刷马达的转子的角速度在预先决定的阈值以下时取得的。即，当反电动势较小而向各相的电阻施加的电压较大时，取得电流检测值以及旋转位置检测值。通过利用这种电流检测值以及旋转位置检测值，能进行精度良好地补偿相间电阻差的校正，能更可靠地抑制相间电阻差引起的转矩波动的产生。

根据上述第六发明，由于通过校正表示应向赋予转向辅助力的无刷马达施加的电压的相电压指令值，可抑制相间电阻差引起的转矩波动的产生，因而可提供转向感觉良好的电动动力转向装置。

第七发明的马达控制装置，其用于驱动无刷马达，其特征在于，包括：

电流检测单元，检测在上述无刷马达流动的各相电流；

控制运算单元，求出表示应向上述无刷马达施加的各相电压的指令值，输出该指令值作为相电压指令值；

相电阻计算单元，根据由上述电流检测单元检测出的各相电流的检测值和在该检测值的检测时间点施加到上述无刷马达的各相电压的指令值，计算出各相的电阻值；

校正单元，根据由上述相电阻计算单元计算出的各相的电阻值，校正上述相电压指令值；和

驱动单元，根据由上述校正单元校正后的相电压指令值，驱动上述无刷马达。

第八发明的马达控制装置，在第7的发明中，其特征在于，上述相电阻计算单元当在上述无刷马达流动的电流的大小小于预定值时计算出各相的电阻值。

第九发明的马达控制装置，在第七发明中，其特征在于，

还包括存储单元，该存储单元存储由上述电流检测单元检测出各相电流的时间点的进行上述校正后的相电压指令值，

上述相电阻计算单元根据由于上述电流检测单元检测出的各相电流的检测值和存储在上述存储单元的相电压指令值，计算出各相的电阻值。

第十发明的马达控制装置，在第九发明中，其特征在于，

上述电流检测单元，包括：

单一的电流传感器，检测在上述无刷马达流动的电流；和

相电流计算单元，根据由上述电流传感器检测出的电流的检测值，依次求出各相电流的检测值，

上述控制运算单元，包括：

开环控制单元，根据表示应向上述无刷马达供给的电流的指令值和上述无刷马达的转子的角速度，根据无刷马达的电路方程式求出上述相电压指令值；和

参数计算单元，根据由上述电流传感器检测出的电流的检测值，求出当根据上述电路方程式求出上述相电压指令值时所使用的参数的值，

当通过上述相电流计算单元每次得到任一相电流的检测值时，上述存储单元存储上述相电压指令值。

第十一发明的电动动力转向装置，通过无刷马达赋予车辆的转向机构转向辅助力，其特征在于，

具有如第七至第十发明中任一发明所述的马达控制装置，

上述马达控制装置驱动赋予上述转向机构转向辅助力的无刷马达。

根据上述第七发明，通过根据由电流检测单元得到的各相电流的检测值和由控制运算单元得到的各相电压的指令值，计算出各相的电阻值，根据计算出的各相的电阻值，校正应向无刷马达施加的各相电压的指令值，可补偿相间电阻差，能降低相间电阻差引起的转矩波动。

根据上述第八发明，由于在无刷马达流动的电流的大小小于预定值时计算出各相的电阻值，在该计算时间点，电流引起的发热导致的电阻值的增大较小，从而相间电阻差相对的较大，因而针对各相的电阻，可得到精度高的计算值。由此，能通过各相电压的指令值的校正来能更准确地进行相间电阻差的补偿，因而能充分降低转矩波动。

根据上述第九发明，在各相电流的检测时间点向无刷马达施加的各相电压的指令值被存储到存储单元，根据各相电流的检测值和在存储单元存储的各相电压的指令值来计算出各相的电阻值。因此，即使在因电流传感器的个数仅为1个，从而不能同时检测全部相的电流，要根据由该电流传感器得到的电流检测值依次得到各相的电流检测值的情况下，通过计算出各相的电阻值，与该各相的电阻值对应地校正各相电压的指令值，能降低转矩波动。

根据上述第十发明，根据用单一的电流传感器检测出的电流的检测值，求出在求出各相电压的指令值时所使用的参数的值，并且与根据由包含单一的电流传感器的电流检测单元依次得到的各相电流的检测值和在存储单元存储的各相电压的指令值计算出的各相的电阻值对应地，校正各相电压的指令值。由此，与使用多个电流传感器的情况相比，能抑制成本、消耗电流，即使在上述参数的值因制造偏差、温度变化等而变动时，也能以高精度驱动无刷马达，可得到抑制了转矩波动的马达输出。

根据上述第十一发明，由于通过校正表示应向赋予了转向辅助力的无刷马达施加的电压的各相电压的指令值，抑制相间电阻差引起的转矩波动的产生，因而可提供转向感觉良好的电动动力转向装置。

第十二发明的马达控制装置，其用于驱动无刷马达，其特征在于，包括：

控制运算单元，求出表示应向上述无刷马达施加的各相电压的指令值，输出该指令值作为相电压指令值；

校正单元，校正上述相电压指令值；和

驱动单元，根据由上述校正单元校正后的相电压指令值，驱动上述无刷马达，

上述驱动单元具有逆变器，该逆变器是将由相互串联地连接的2个开关元件构成的开关元件对仅以上述无刷马达的相数在电源端子和接地端子之间并列连接而构成的，与各相对应的上述2个开关元件的连接点与上述无刷马达连接以作为输出端，

上述校正单元根据上述相电压指令值对应每个相校正上述相电压指令值，以补偿因从上述电源端子至上述逆变器的输出端的路径的电阻成分与从该输出端至上述接地端子的路径的电阻成分的差而产生的该输出端的电压的偏离。

第十三发明的马达控制装置，在第十二发明中，其特征在于，

上述校正单元，包括：

存储单元，对应每个相存储表示应向上述无刷马达施加的相电压的指令值与校正量的对应关系的校正映象；和

校正运算单元，通过根据在从上述控制运算单元输出的相电压指令值利用上述校正映象建立关联的校正量，对应每个相校正该相电压指令值，计算出上述校正后的相电压指令值。

第十四发明的电动动力转向装置，通过无刷马达赋予车辆的转向机构转向辅助力，其特征在于，

具有如第十二或第十三发明所述的马达控制装置，

上述马达控制装置驱动赋予上述转向机构转向辅助力的无刷马达。

根据上述第十二发明，通过根据表示应向无刷马达施加的电压的相电压指令值对应每个相校正该相电压指令值，即使在从电源端子至逆变器的输出端的路径的电阻成分即上段臂电阻和从该输出端至接地端子的路径的电阻成分即下段臂电阻存在差的情况下，也能精度良好地向无刷马达施加与该相电压指令值对应的相电压。由此，可抑制在逆变器因上段臂电阻与下段臂电阻的差引起的转矩波动的产生。并且，由于表示应向无刷马达施加的电压的相电压指令值对应每个相被校正，以补偿逆变器的输出端的电压偏离，因而即使存在相间电阻差的情况下，也能抑制向无刷马达施加的相电压的相间的不均衡化。由此，可降低相间电阻差引起的转矩波动的产生。为了降低转矩波动而以在逆变器的上段臂和下段臂之间或相间使电阻成分一致的方式形成配线图形时，会导致逆变器的电路基板尺寸的增大，但根据上述第一发明，通过如上所述地校正相电压指令值，能抑制电路基板尺寸的增大的同时降低转矩波动。

根据上述第十三发明，通过对应每个相准备表示应向无刷马达施加的相电压的指令值与校正量的对应关系的校正映象，并根据所述校正映象对应每个相校正相电压指令值，可得到与上述第一发明相同的效果。其中，这种校正映象可通过针对由无刷马达和马达控制装置构成的系统的计算机模拟或基于针对马达及驱动电路系统的1相量的等价电路的简单计算来生成。即，可利用逆变器的各相的上段臂电阻以及下段臂电阻、无刷马达的相电阻的设计值或实测值，通过该计算机模拟或基于该等价电路的简单计算求出该逆变器的各相的输出端的电压偏离(或该逆变器的占空比与电压偏离的关系)，并根据该电压偏离等生成校正映象。

根据上述第十四发明，由于能抑制用于驱动无刷马达的逆变器的电路基板尺寸增大的同时降低转矩波动，因而能应对电动动力转向装置的小型化、高效化等的请求的同时提高转向感觉。

附图说明

图1是表示本发明实施方式的电动动力转向装置的结构的框图。

图2是表示本发明第一实施方式的马达控制装置的结构的框图。

图3是表示3相无刷马达中的3相交流坐标和dq坐标的图。

图4是用于说明上述第一实施方式中的相电压指令值的校正原理的图。

图5是用于说明上述第一实施方式中的相电压指令值的校正方法的图。

图6是用于说明上述第一实施方式中的校正的具体例的图。

图7是用于说明上述第一实施方式的变形例中的相电压指令值的校正方法的图。

图8是表示本发明第二实施方式的马达控制装置的结构的框图。

图9是表示本发明第三实施方式的马达控制装置的结构的框图。

图10是用于说明上述第三实施方式中的相电阻的计算方法的图。

图11是用于说明上述第三实施方式中的相电阻计算部的工作例的流程图。

图12是表示本发明第四实施方式的马达控制装置的结构的框图。

图13是表示本发明第五实施方式的马达控制装置的结构的框图。

图14是用于说明上述实施方式中的校正映象的生成的图。

图15是表示用于求出上述实施方式中的校正映象的生成所需的电压偏差的1相量的等价电路的电路图。

图16是用于说明根据图15所示的等价电路生成的校正映象的图。

具体实施方式

(1.电动动力转向装置)

图1是将本发明实施方式的电动动力转向装置的结构与和其相关的车辆的结构一起表示的概略图。图1所示的电动动力转向装置是包括无刷马达1、减速器2、转矩传感器3、车速传感器4、位置检测传感器5以及电子控制单元(Electronic Control Unit：以下称作“ECU”)10的转向柱辅助型的电动动力转向装置。

如图1所示，在转向轴102的一端固定有把手(方向盘)101，转向轴102的另一端经由齿轮齿条机构103与齿条轴104连结。齿条轴104的两端经由由拉杆以及转向节臂构成的连结部材105与车轮106连结。驾驶员使把手101旋转时，转向轴102旋转，随之齿条轴104进行往复运动。随着齿条轴104的往复运动，车轮106的方向发生变化。

电动动力转向装置，进行以下所示的转向辅助，以减轻驾驶员的负荷。转矩传感器3检测因把手101的操作而施加在转向轴102上的转向转矩T。车速传感器4检测车速S。位置检测传感器5检测无刷马达1的转子的旋转位置P。位置检测传感器5例如由分解器构成。

ECU10从车载电池100接受电力供给，根据转向转矩T、车速S以及旋转位置P驱动无刷马达1。无刷马达1被ECU10驱动时产生转向辅助力。减速器2设在无刷马达1和转向轴102之间。在无刷马达1产生的转向辅助力经由减速器2发挥作用，以使转向轴102旋转。

其结果，转向轴102同时通过施加在把手101上的转向转矩和在无刷马达1产生的转向辅助力旋转。如此，电动动力转向装置通过将在无刷马达1产生的转向辅助力赋予车辆的转向机构而进行转向辅助。

本发明实施方式的电动动力转向装置的特征在于驱动无刷马达1的控制装置(马达控制装置)上。从而在以下说明中，对各实施方式的电动动力转向装置中所包含的马达控制装置进行说明。

(2.第一实施方式)

图2是表示本发明第一实施方式的马达控制装置的结构的框图。图2所示的马达控制装置使用ECU10构成，其驱动具有u相、v相以及w相的3相绕组(未图示)的无刷马达1。ECU10包括相位补偿器11、微型电子计算机20、3相/PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)调制器12、马达驱动电路13以及电流传感器14。

向ECU10输入从转矩传感器3输出的转向转矩T，从车速传感器4输出的车速S以及从位置检测传感器5输出的旋转位置P。相位补偿器11针对转向转矩T实施相位补偿。微型电子计算机20发挥求出在无刷马达1的驱动中使用的电压指令值的控制单元的功能。对微型电子计算机200功能的详情，在后文进行描述。

3相/PWM调制器12和马达驱动电路13由硬件(电路)构成，它们发挥使用由微型电子计算机20求出的电压指令值的电压驱动无刷马达1的马达驱动单元的功能。3相/PWM调制器12生成具有与由微型电子计算机20求出的3相的电压指令值对应的占空比的三种PWM信号(图2所示的U、V、W)。马达驱动电路13是包含6个MOS-FET(Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor，金属-氧化物-半导体场效应管)作为开关元件的PWM电压式逆变器电路。6个MOS-FET通过三种PWM信号和其否定信号来控制。通过使用PWM信号控制MOS-FET的导通状态，可向无刷马达1供给3相的驱动电流(u相电流、v相电流以及w相电流)。

电流传感器14发挥检测在无刷马达流动的电流的电流检测单元的功能。电流传感器14例如由电阻体、霍尔元件构成，其在马达驱动电路13和电源之间仅设有一个。在图2所示的例子中，电流传感器14设在马达驱动电路13和电源的负极侧(接地)之间，但也可以将电流传感器14设在马达驱动电路13和电源的正极侧之间。

在无刷马达1旋转的期间，由电流传感器14检测出的电流值根据PWM信号发生变化。在PWM信号的一周期内，存在由电流传感器14检测到1相的驱动电流的时刻和检测到2相的驱动电流的和的时刻。由于3相的驱动电流的和成为零，因而根据2相的驱动电流的和，能求出剩余1相的驱动电流。因此，在无刷马达1旋转的期间，使用一个电流传感器14就能检测3相的驱动电流。由电流传感器14检测出的电流i_a向微型电子计算机20输入。

微型电子计算机20通过执行在ECU10内藏的存储器(未图示)中所存储的程序，发挥指令电流计算部21、开环控制部22、dq轴/3相转换部23、角度计算部24、角速度计算部25、Φ计算部26、数据取得部41、校正系数决定部42以及校正执行部43的功能。其中，指令电流计算部21、开环控制部22和dq轴/3相转换部23构成求出在驱动无刷马达1时所使用的相电压指令值的控制运算单元。

如下所述，微型电子计算机20根据表示应向无刷马达1供给的电流的量的电流指令值和无刷马达1的转子的角速度，根据马达的电路方程式，求出表示应赋予马达驱动电路13的电压的电压指令值。

角度计算部24根据由位置检测传感器5检测出的旋转位置P，求出无刷马达1的转子的旋转角(以下称作角度θ)。角速度计算部25根据角度θ，求出无刷马达1的转子的角速度ω_e。其中，图3所示，针对无刷马达1设定u轴、v轴以及w轴，针对无刷马达1的转子6设定d轴以及q轴时，u轴和d轴所成角度成为角度θ。即，在角度计算部24求出无刷马达1的电角度θ。

指令电流计算部21根据相位补偿后的转向转矩T(相位补偿器11的输出信号)和车速S，求出应向无刷马达1供给的电流的d轴成分和q轴成分(以下，将前者的值记为d轴电流指令值i_d ^*，将后者的值记为q轴电流指令值i_q ^*)。更详细说明的话，指令电流计算部21将车速S作为参数，内置于存储了将转向转矩T和指令电流之间的关联的表(以下称作辅助映象)中，参照辅助映象求出电流指令值。通过使用辅助映象，可求出当被赋予某一大小的转向转矩时，表示为了产生与该大小对应的合适大小的转向辅助力而应向无刷马达1供给的电流的d轴电流指令值i_d ^*和q轴电流指令值i_q ^*。

其中，由指令电流计算部21求出的q轴电流指令值i_q ^*是带符号的电流值，其符号表示转向辅助的方向。例如，当符号为正时进行用于向右向转弯的转向辅助，当符号为负时进行用于向左向转弯的转向辅助。并且，d轴电流指令值i_d ^*，典型的被设定为零。

开环控制部22根据d轴电流指令值i_d ^*、q轴电流指令值i_q ^*以及角速度ω_e，求出应向无刷马达1施加的电压的d轴成分和q轴成分(以下，将前者的值记为d轴电压指令值v_d，将后者的值记为q轴电压指令值v_q)。d轴电压指令值v_d和q轴电压指令值v_q可利用在下述公式(1)和(2)所示的马达的电路方程式计算：

v_d＝(R+PL_d)i_d ^*-ω_eL_qi_q ^* …(1)

v_q＝(R+PL_q)i_q ^*+ω_eL_di_d ^*+ω_eΦ …(2)

其中，在公式(1)和(2)中，v_d为d轴电压指令值，v_q为q轴电压指令值，i_d ^*为d轴电流指令值，i_q ^*为q轴电流指令值，ω_e为转子的角速度，R为包含电枢绕组电阻的电路电阻，L_d为d轴的感应系数，L_q为q轴的感应系数，Φ为U、V、W相电枢绕组交链磁通数的最大值的1(3/2)倍，P为微分运算符。其中R、L_d、L_q以及Φ被处理为已知的参数。其中，用R表示的电路电阻中包含无刷马达1和ECU10之间的配线电阻，包含ECU10内的马达驱动电路13的电阻以及配线电阻等。这方面在其他实施方式中也相同。

dq轴/3相转换部23将由开环控制部22求出的d轴电压指令值v_d和q轴电压指令值v_q转换成3相交流坐标轴上的电压指令值。更详细说明的话，dq轴/3相转换部23根据d轴电压指令值v_d和q轴电压指令v_q，利用下述公式(3)～(5)求出u相电压指令值V_u，v相电压指令值V_v以及w相电压指令值V_w：

V_w＝-V_u-V_v …(5)

上述的公式(3)和(4)中所包含的角度θ为由角度计算部24求出的电角度。其中，还将u相电压指令V_u、v相电压指令值V_v以及w相电压指令值V_w统称为“相电压指令值V_u、V_v、V_w”。

向数据取得部41输入有由电流传感器14检测出的电流值i_a、由角度计算部24计算的电角度θ和由开环控制部22计算的q轴电压指令值v_q。数据取得部41首先根据电流值i_a求出在无刷马达1流动的u相和v相的电流(以下，将前者的值记为u相电流检测值i_u，将后者的值记为v相电流检测值i_v)，将它们转换成dq坐标轴上的电流值。更详细说明的话，数据取得部41根据u相电流检测值i_u和v相电流检测值i_v，利用下述公式(6)求出q轴电流检测值i_q：

接着，数据取得部41，当v_q≠0时求出上述q轴电流检测值i_q相对于q轴电压指令值v_q的比(以下称作“针对电压q轴电流增益值”或“q轴电流增益值”)i_q/v_q，将该q轴电流增益值i_q/v_q与用电流传感器14进行电流检测的时间点由角度计算部24计算的电角度θ建立关联，并将其存储到数据取得部41内。如此，数据取得部41每次计算q轴电流增益值i_q/v_q就将其与该时间点的电角度建立关联，并存储该q轴电流增益值i_q/v_q。由此，在数据取得部41内，可得到表示相对于0～360度的各种电角度θ的q轴电流增益值i_q/v_q的数据(以下称作“角度依赖性数据”)。另外如后文所述，由于q轴电流相对于电角度θ的依赖基于二次谐波成分，因而取得角度依赖性数据时的电角度θ的范围可以是比0～360度小的范围，例如可以是90～270度的范围(这方面在后述的变形例、其他实施方式中也相同)。

校正系数决定部42根据如上所述地得到的角度依赖性数据，由校正执行部43决定用于如后文后述地分别校正相电压指令值V_u、V_v、V_w的校正系数g_u、g_v、g_w。

向校正执行部43输入有上述的校正系数g_u、g_v、g_w、由Φ计算部26计算的电枢绕组交链磁通教Φ和由角速度计算部25计算的角速度ω_e，该校正执行部43根据下述公式(7)～(9)校正相电压指令值V_u、V_v、V_w：

V_uc＝(V_u-e_u)·g_u+e_u …(7)

V_vc＝(V_v-e_v)·g_V+e_v …(8)

V_wc＝(V_w-e_w)·g_w+e_w …(9)

在上述公式式(7)～(9)中，e_u、e_v、e_w分别为无刷马达1中的u相、v相、w相的反电动势(电感电压)。无刷马达1的反电动势的q轴成分为ω_eΦ，d轴成分为0。由此，校正执行部43将所述反电动势的d轴成分以及q轴成分利用下述公式(10)～(12)转换成3相交流坐标轴上的反电动势，利用由该转换得到的各相的反电动势e_u、e_v、e_w，并根据上述公式(7)～(9)计算校正后的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc：

e_w＝-e_u-e_v …(12)

其中，公式(10)和(11)中所包含的角度θ为由角度计算部24求出的电角度。

如此，微型电子计算机20进行求出dq坐标轴上的电流指令值i_d ^*、i_q ^*的处理，根据马达的电路方程式求出dq坐标轴上的电压指令值v_d、v_q的处理，将d轴以及q轴电压指令值v_d、v_q转换成相电压指令值V_u、V_v、V_w的处理和校正相电压指令值V_u、V_v、V_w的处理。3相/PWM调制器12根据由微型电子计算机20求出的校正后的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc，输出三种PWM信号。由此，在无刷马达1的3相绕组中，流动着与各相的校正后的电压指令值V_uc、V_vc、V_wc对应的正弦波状的电流，无刷马达1的转子旋转。随之，在无刷马达1的旋转轴中，产生与在无刷马达1流动的电流对应的转矩。所产生的转矩用于转向辅助。

向Φ计算部26输入有由电流传感器14检测出的电流值i_a、由角度计算部24计算的电角度θ、由角速度计算部25计算的角速度ω_e。Φ计算部26首先根据电流值i_a求出在无刷马达1流动的u相和v相的电流(以下，将前者的值记为u相电流检测值i_u，将后者的值记为v相电流检测值i_v)，利用下述公式(13)和(14)将它们转换成dq坐标轴上的电流值，从而求出d轴电流检测值i_d和q轴电流检测值i_q：

接着，当ω_e≠0时，Φ计算部26根据d轴电压指令值v_d、q轴电流检测值i_q以及角速度ω_e，利用下述公式(15)求出在公式(2)中所包含的电枢绕组交链磁通教Φ：

Φ＝{v_q-(R+PL_q)i_q-ω_eL_di_d}/ω_e …(15)

其中，公式(15)用于代入公式(2)的d轴电流指令值i_d ^*，q轴电流指令值i_q ^*、d轴电流检测值i_d和q轴电流检测值i_q，针对Φ对该公式进行求解。

Φ计算部26将所求出的Φ值向开环控制部22输出。开环控制部22当利用公式(2)求出q轴电压指令值v_q时，使用由Φ计算部26计算的Φ值。如此，微型电子计算机20在求出马达的电路方程式中所包含的电枢绕组交链磁通数Φ，并求出q轴电压指令值v_q时，使用该Φ值。

只要ω_e≠0，Φ计算部26就可在任意的时机求出Φ值。Φ计算部26，例如以预定的时间间隔求出Φ值，也可以在无刷马达1驱动开始后仅求出一次Φ值，还可以在温度等的状态发生变化时求出Φ值。并且，由于在ω_e接近零时求出的Φ值容易产生误差，因而Φ计算部26也可以仅在ω_e为预定的阈值以上时求出Φ值。

如上所述，本实施方式的马达控制装置，当根据电流指令值和转子的角速度，根据马达的电路方程式通过开环控制求出电压指令值，并且根据由电流传感器检测出的电流值求出在马达的电路方程式中所包含的Φ，求出电压指令值时使用该Φ值。因此，根据本实施方式的马达控制装置，即使在马达的电路方程式中所包含的Φ值因制造偏差、温度变化而变动，通过根据由电流传感器检测出的电流值求出Φ值，能以高精度驱动无刷马达，可得到所希望的马达输出。

并且，在本实施方式的马达控制装置中，仅设有一个电流传感器。因此，根据本实施方式的马达控制装置，通过削减电流传感器，可实现马达控制装置的小型化、低成本化以及低耗电化。另外，由于本实施方式的马达控制装置进行开环控制，因而其与使用一个电流传感器进行反馈控制的马达控制装置不同，马达的控制不会不连续。因此，根据本实施方式的马达控制装置，能抑制噪音，振动。

(2.1校正的原理)

在本实施方式中，设有校正部40，以校正用于抑制转矩波动的产生的相电压指令值V_u、V_v、V_w，所述转矩波动是针对包含电枢绕组电阻的电路电阻的值的u相、v相、w相之间的差(以下将该差称作“相间电阻差”)引起的。该校正部40由已说明的数据取得部41、校正系数决定部42和校正执行部43构成，校正执行部43利用通过数据取得部41以及校正系数决定部42得到的校正系数g_u、g_v、g_w，根据已说明的公式(7)～(9)校正相电压指令值V_u、V_v、V_w。以下，参照图4～图6对这种相电压指令值V_u、V_v、V_w的校正进行说明。

图4是用于说明该校正的原理的图，其表示在无刷马达1中流动的电流的q轴成分即q轴电流和电角度θ之间的关系。更详细说明的话，表示没有相间电阻差时的q轴电流i_qo与电角度θ之间的关系以及存在相间电阻差时的q轴电流i_qa与电角度θ之间的关系。在此，将针对u相、v相、w相的包含电枢绕组电阻的电路电阻分别称作“u相电阻”，“v相电阻”，“w相电阻”(或者统称为“相电阻”)，分别用记号“R_u”、“R_v”、“R_w”表示。并且，记号“R_u”、“R_v”、“R_w”分别表示u相电阻、v相电阻、w相电阻的值。

如图4所示，在所述相电阻R_u、R_v、R_w之间没有电阻差时(R_u＝R_v＝R_w)即没有相间电阻差时的q轴电流i_qo，成为一定的值(固定)，而与电角度θ无关。相对于此，存在相间电阻差时的q轴电流i_qa依赖于电角度θ。更详细说明的话，如图4所示，存在相间电阻差时的q轴电流i_qa包含针对电角度θ的二次谐波成分。这是因为，即使向无刷马达1施加的(正弦波状的)u、v、w相电压的振幅相互相同，如存在相间电阻差，在无刷马达1流动的u、v、w相电流i_u，i_v，i_w之间振幅就不同，从而由公式(6)得到的q轴电流i_q不固定于一定值，包含针对电角度θ的二次谐波成分。该二次谐波成分的振幅和相位根据相电阻Ru、Rv、Rw之间的电阻值的大小关系而不同。

因此，通过根据无刷马达1中的q轴电流i_q的相位校正相电压指令值V_u、V_v、V_w，将相对于q轴电流i_q的电角度的依赖性降低或消除，由此能抑制相间电阻差引起的转矩波动的产生。本实施方式的校正部40根据这种原理校正应抑制转矩波动的相电压指令值V_u、V_v、V_w。下面对该校正方法的详情进行说明。

(2.2校正方法)

在本实施方式中，如以上说明，通过校正部40的数据取得部41，针对各种电角度θ求出q轴电流检测值i_q相对于q轴电压指令值v_q的比即q轴电流增益值i_q/v_q，表示相对于0～360度的各种电角度θ的q轴电流增益值i_q/v_q的数据存储在数据取得部41内而作为角度依赖性数据。在此，存储表示q轴电流增益值i_q/v_q的数据而不存储q轴电流检测值i_q的原因在于，除去针对无刷马达1的施加电压的变化引起的对q轴电流的影响，适当地取得表示相对于q轴电流的电角度θ的依赖性的数据。

在校正部40的校正系数决定部42中，根据如上所述地取得的角度依赖性数据，求出q轴电流增益值i_q/v_q成为最大值的电角度(以下称作“峰值电角度”)θp，根据该峰值电角度θp，决定已说明的公式(7)～(9)中的校正系数g_u、g_v、g_w。其中，针对在q轴电流增益值i_q/v_q中所包含的电角度θ的二次谐波成分中，在θ＝0～360度的范围内存在两个峰值，在本实施方式的校正系数g_u、g_v、g_w的决定中，使用在θ＝90～270度的范围内包含的峰值电角度θp。其中，在校正系数g_u、g_v、g_w的决定中使用的电角度θ的范围不限于此。并且，从已说明的公式(7)～(9)已知，当校正系数g_x(x＝u、v、w)的值为1时，向该相的电阻Rx施加的电压(的振幅)与校正之前相同，当校正系数g_x(x＝u、v、w)的值大于1时，向该相的电阻Rx施加的电压(的振幅)变得比校正之前大。

并且，从上述式(6)可导出下述事项。即，当相电阻R_u、R_v、R_w存在R_v＞R_w、R_u的关系时，例如图5(a)所示地在θ＝90～150度的范围内存在峰值电角度θp，当存在R_u＞R_v、R_w的关系时，例如图5(b)所示地在θ＝150～210度的范围内存在峰值电角度θp，当存在R_w＞R_u、R_v的关系时，例如图5(c)所示地在θ＝210～270度的范围内存在峰值电角度θp。

由此，在本实施方式的校正系数决定部42中，如下所述地决定校正系数g_u、g_v、g_w。其中，在以下说明中，在完全没有作出基于角度依赖性数据的校正系数g_u、g_v、g_w的决定的时间点，设定适合作为它们的校正系数g_u、g_v、g_w的初始值，例如设定有“1”(相当于没有校正的值)。

(A1)90[deg]≤θp＜150[deg]的情况

将增大了当前时间点的v相校正系数g_V的值重新设为v相校正系数g_V。这意味着使针对v相电阻Rv的施加电压比校正之前大，以降低v相电流，u相以及w相电流之间的振幅差。

(A2)150[deg]≤θp＜210[deg]的情况

将增大了当前时间点的u相校正系数g_u的值重新设为u相校正系数g_u。这意味着使针对u相电阻Ru的施加电压比校正之前大，以降低u相电流，v相以及w相电流之间的振幅差。

(A3)210[deg]≤θp＜270[deg]的情况

将增大了当前时间点的w相校正系数g_w的值重新设为w相校正系数g_w。这意味着使针对w相电阻Rw的施加电压比校正之前大，以降低w相电流，u相以及v相电流之间的振幅差。

根据如上述(Al)～(A3)一样的校正，由于u相、v相、w相的电流之间的振幅差被降低或消除，因而q轴电流i_q相对于电角度θ的依赖性被消除，其结果，抑制无刷马达1的转矩波动。下面对这种校正的具体例进行进一步说明。

例如，根据上述角度依赖性数据而求出的峰值电角度θp如图6(a)所示地为150[deg]时，相电阻Ru、Rv、Rw存在Ru＝Rv＞Rw的关系。此时，在校正系数决定部42中，当前时间点的u相以及v相校正系数g_u、g_V例如被变更为其1.1倍的值。并且，根据上述角度依赖性数据而求出的峰值电角度θp如图6(b)所示地为165[deg]时，相电阻Ru、Rv、Rw存在Ru＞Rv＞Rw的关系。此时，在校正系数决定部42中，当前时间点的u相校正系数g_u例如被变更为其1.05倍的值。并且，根据上述角度依赖性数据而求出的峰值电角度θp如图6(c)所示地为180[deg]时，相电阻Ru、Rv、Rw存在Ru＞Rv＝Rw的关系。此时，在校正系数决定部42中，当前时间点的u相校正系数g_u例如被变更为其1.1倍的值。另外，根据上述角度依赖性数据而求出的峰值电角度θp如图6(d)所示地为195[deg]时，由于相电阻Ru、Rv、Rw存在Ru＞Rw＞Rv的关系，因而。在校正系数决定部42中，当前时间点的u相校正系数g_u例如被变更为其1.1倍的值，当前时间点的w相校正系数g_w例如被变更为其1.05倍的值。

在以上说明中，根据针对在q轴电流增益i_q/v_q中所包含的电角度θ的二次谐波成分的变动幅度(振幅)决定变更当前时间点的校正系数g_u、g_v、g_w时的倍率或变更后的值。其中，以上表示的“1.1倍”、“1.05倍”等数值只是一例，实际上优选的是，利用实验数据或计算机模拟结果等，调整基于校正系数决定部42的校正系数g_u、g_v、g_w的决定方法，以决定如抑制q轴电流相对于电角度θ的依赖性的合适的校正系数g_u、g_v、g_w。

在校正执行部43中，利用如上所述地决定的校正系数g_u、g_v、g_w，根据上述公式(7)～(9)，校正相电压指令值V_u、V_v、V_w。这种校正后的相电压指令V_u、V_v、V_w如以上说明地用于无刷马达1的驱动。

如上所述，根据本实施方式，由于校正相电压指令值，以降低或消除q轴电流针对电角度θ的二次谐波成分所表示的q轴电流相对于电角度θ的依赖性，因而补偿相间电阻差，以抑制相间电阻差引起的转矩波动的产生。因此，在如图1所示的电动动力转向装置中，通过使用本实施方式的马达控制装置，以驱动产生转向辅助力的驱动无刷马达1，可向驾驶员提供良好的转向感觉。

(3.第一实施方式的变形例)

接着，对上述实施方式的变形例进行说明。其中，针对以下描述的变形例的结构要素中与上述实施方式的结构要素相同或对应的部分标注相同的标号，并省略详细的说明。

在上述实施方式中，通过数据取得部41取得表示相对于0～360度的各种电角度θ的q轴电流增益值i_q/v_q的数据作为角度依赖性数据，通过校正系数决定部42根据该角度依赖性数据决定校正系数g_u、g_v、g_w，代替其的是，也可以构成为通过数据取得部41取得表示相对于0～360度的各种电角度θ的(针对电压)d轴电流增益值i_d/v_d的数据作为角度依赖性数据，通过校正系数决定部42根据该角度依赖性数据决定校正系数g_u、g_v、g_w。根据该结构，通过使用了校正系数g_u、g_v、g_w的相电压指令值V_u、V_v、V_w的校正，可降低或消除d轴电流i_d针对电角度θ的依赖性，可降低或消除u相、v相、w相的电流之间的振幅差，从而与上述实施方式相同地，能抑制无刷马达1的转矩波动。

并且在上述实施方式中，取得表示q轴电流增益值i_q/v_q的数据作为角度依赖性数据，而不是取得q轴电流检测值i_q本身，代替其，也可以取得q轴电流检测值i_q相对于q轴电流指令值i_q ^*的比(以下称作“针对指令q轴电流增益值”或“q轴电流增益值”)i_q/i_q ^*的数据作为i_q ^*≠0时的角度依赖性数据。取得该角度依赖性数据所需的q轴电流指令值i_q ^*是从指令电流计算部21得到的。根据这种变形例，也能除去由应向无刷马达1供给的电流的变化即电流指令值的变化(或者向与其对应的无刷马达1的施加的电压的变化)针对q轴电流的影响，能适当地取得表示q轴电流相对于电角度θ的依赖性的数据。下面参照图7对该变形例进行说明。

将上述的q轴电流增益值i_q/i_q ^*成为最大值的电角度也称作“峰值电角度”时，与上述第一实施方式的情况相同地，根据已经说明的公式(6)可导出如下的事项。即，相电阻Ru、Rv、Rw具有Rv＞Rw、Ru的关系时，如图7(a)所示地在θ＝90～150度的范围内存在峰值电角度θp，存在Ru＞Rv、Rw的关系时，如图7(b)所示地在θ＝150～210度的范围存在峰值电角度θp，存在Rw＞Ru、Rv的关系时，如图7(c)所示地在θ＝210～270度的范围存在峰值电角度θp。

因此，在本变形例中，同样在校正系数决定部42中，与上述第一实施方式的情况相同地决定校正系数g_u、g_v、g_w。即，在90[deg]≤θp＜150[deg]的情况下，将增大了当前时间点的v相校正系数g_V的值重新设为v相校正系数g_V。并且，在150[deg]≤θp＜210[deg]的情况下，将增大了当前时间点的u相校正系数g_u的值重新设为u相校正系数g_u。并且，在210[deg]≤θp＜270[deg]的情况下，将增大了当前时间点的w相校正系数g_w的值重新设为w相校正系数g_w。然后，本变形例的校正执行部43，利用这种新的校正系数g_u、g_v、g_w，根据已经说明的公式(7)～(9)校正相电压指令值V_u、V_v、V_w。

其中，变更当前时间点的校正系数g_u、g_v、g_w时的倍率或变更后的值是根据针对q轴电流增益值i_q/i_q ^*中所包含的电角度θ的二次谐波成分的变动幅度(振幅)来决定的。实际上优选的是，调整由校正系数决定部42进行的校正系数g_u、g_v、g_w的决定方法，以利用实验数据或计算机模拟结果等，决定如抑制q轴电流相对于电角度θ的依赖性的合适的校正系数g_u、g_v、g_w。本变形例的其他结构与上述实施方式相同。

根据如上所述的变形例，也能降低或消除u相、v相、w相电流之间的振幅差，从而q轴电流i_q相对于电角度θ依赖性，其结果，抑制了无刷马达1的转矩波动。

并且，在上述实施方式、变形例中，由数据取得部41取得的构成上述角度依赖性数据的电流增益值i_q/v_q、i_d/v_d或i_q/i_q ^*的时机、校正系数决定部42根据上述角度依赖性数据决定新的校正系数g_u、g_v、g_w后校正执行部43输出的时机不特别限定。这种电流增益值的取得时机、校正系数的输出时机，例如能以预定间隔设定，也可以在温度等状态发生变化时，取得上述角度依赖性数据后输出新的校正系数g_u、g_v、g_w。

其中，在取得构成上述角度依赖性数据的电流增益值i_q/v_q的情况下，只要v_q≠0，取得数据的时机就不特别限定，但由于q轴电压指令值v_q接近零的情况下容易产生误差，从而降低峰值电角度θp的检测精度，因而也可以在q轴电压指令值v_q为预定的下限值以上时，取得电流增益值i_q/v_q。基于相同的理由，在取得构成上述角度依赖性数据的电流增益值i_q/i_q ^*的情况下，由于q轴电流指令值i_q ^*接近零的情况下容易产生误差，从而降低峰值电角度θp的检测精度，因而也可以在q轴电流指令值i_q ^*为预定的下限值(阈值)以上时，取得电流增益值i_q/i_q ^*。并且，当转子的角速度ω_e大时，反电动势变大而向各相的电阻Ru、Rv、R的施加电压变小，因而基于相同的理由，取得上述角度依赖性数据时，容易产生误差，从而降低峰值电角度θp的检测精度。因此，也可以在角速度ω_e为预定的上限值(阈值)以下时，取得上述角度依赖性数据。并且，由于当角速度ω_e大时反电动势变大，因而即使存在相间电阻差，转矩波动也较小。因此，也可以在角速度ω_e为预定的上限值以下时，用校正执行部43校正相电压指令值V_u、V_v、V_w(参照公式(7)～(9))。

在无刷马达1流动的电流(马达电流)变大时因发热而电阻变大，相对于此，通常，相间电阻差不因电流发生变化。因此，当马达电流变大时，相间电阻差与电阻值相比相对变小，其结果，相间的电流差也变小。因此，由于电流增益值i_q/v_q或i_q/i_q ^*中包含的(针对电角度θ的)二次谐波成分的振幅也变小，因而根据上述角度依赖性数据得到的峰值电角度θp的检测精度降低。因此优选的是，从发热的观点出发，针对马达电流(例如q轴电流检测值i_q)预先设定作为上限值的阈值，只在马达电流的检测值或指令值比该阈值小时，计算出电流增益值i_q/v_q或i_q/i_q ^*来取得角度依赖性数据。

并且，上述实施方式、其变形例中，为了决定校正系数g_u、g_v、g_w而使用针对q轴电流增益值和d轴电流增益值中任一方的角度依赖性数据，但也可以取得针对q轴电流增益值和d轴电流增益值的双方的角度依赖性数据，根据该角度依赖性数据决定校正系数g_u、g_v、g_w。

另外，在上述实施方式、变形例中，在开环控制部22为了求出d轴电压指令值v_d以及q轴电压指令值v_q所使用的R、Φ等当做已知的参数来处理，但针对Φ，也可以使用由Φ计算部26计算出的值。即，针对Φ，即使当做已知的参数来处理，也通过Φ计算部26进行适当校正。但是，本发明不限于此，也可以设置R计算部来代替Φ计算部26，或与Φ计算部26一同使用，求出d轴电压指令值v_d以及q轴电压指令值v_q时，使用由该R计算部计算出的R(这方面在以下说明的实施方式中也相同)。其中，在设有R计算部情况下，该R计算部，例如当i_q≠0时，根据q轴电压指令值v_q、d轴电流检测值i_d、q轴电流检测值i_q以及角速度ω_e，利用下述公式求出上述公式(1)和(2)中包含的电枢绕组电阻R：

R＝(v_q-PL_qi_q-ω_eL_di_d-ω_eΦ)/i_q

＜4.第二实施方式＞

图8是表示本发明第二实施方式的马达控制装置的结构的框图。本实施方式的马达控制装置在第一实施方式的马达控制装置中将微型电子计算机20和电流传感器14换成微型电子计算机30和电流传感器15。该马达控制装置，在电流传感器15正常工作时进行反馈控制，在电流传感器15发生故障时进行开环控制。

电流传感器15在向无刷马达1供给的3相的驱动电流所流动的路径上各设有一个，以分别检测3相的驱动电流。由电流传感器15检测出的3相的电流值(以下，称作u相电流检测值i_u、v相电流检测值i_v以及w相电流检测值i_w)被输入到微型电子计算机30。

微型电子计算机30针对微型电子计算机20，追加了3相/dq轴转换部31、减法部32、反馈控制部33、故障监视部34以及指令电压选择部35。并且，在微型电子计算机30中，同样与上述第一实施方式相同地，可实现由数据取得部41、校正系数决定部42以及校正执行部53构成的校正部50，但校正执行部53的功能与上述第一实施方式的情况稍微不同(在后文详细说明)。

3相/dq轴转换部31，根据由电流传感器15检测出的u相电流检测值i_u和v相电流检测值i_v，利用下述公式(16)和(17)求出d轴电流检测值i_d和q轴电流检测值i_q：

减法部32求出d轴电流指令值i_d ^*与d轴电流检测值i_d的偏差E_d以及q轴电流指令值i_q ^*与q轴电流检测值i_q的偏差E_q。反馈控制部33针对偏差E_d、E_q实施在下述公式(18)和(19)所示的比例积分运算，以求出d轴电压指令值v_d ^#和q轴电压指令值v_q ^#：

v_d ^#＝K×{E_d+(1/T)∫E_d·dt}…(18)

v_q ^#＝K×{E_q+(1/T)∫E_q·dt}…(19)

其中，在公式(18)和(19)中，K为比例增益常数，T为积分时间。

故障监视部34调查由电流传感器15检测出的3相的电流值是否在正常范围内，判断电流传感器15是正常工作，还是发生了故障。故障监视部34，在3相的电流值全部在正常范围内时判断为“正常”，1相以上的电流值在正常范围外时判断为“故障”。故障监视部34输出表示判断结果的控制信号。

指令电压选择部35，当由故障监视部34判断为正常时，输出由反馈控制部33求出的d轴电压指令值v_d ^#和q轴电压指令值v_q ^#，当由故障监视部34判断为故障时，输出由开环控制部22求出的d轴电压指令值v_d和q轴电压指令值v_q。

当电流传感器15正常工作时，如故障监视部34判断为正常，则指令电压选择部35选择反馈控制部33的输出。此时，指令电流计算部21、dq轴/3相转换部23、角度计算部24、3相/dq轴转换部31、减法部32以及反馈控制部33工作，以进行反馈控制。此外，在电流传感器15正常工作的期间，角速度计算部25和Φ计算部26也工作。在电流传感器15正常工作的期间，Φ计算部26利用公式(15)求出公式(2)中包含的电枢绕组交链磁通数Φ。

在电流传感器15正常工作的期间，数据取得部41以及校正系数决定部42也与上述第一实施方式的情况相同地工作。即，数据取得部41利用根据来自电流传感器15的u相电流检测值i_u以及v相电流检测值i_v计算出的q轴电流检测值i_q、来自反馈控制部33的q轴电压指令值v_q ^#和来自角度计算部24的电角度θ，取得表示相对于各种电角度θq轴电流增益值i_q/v_q ^#的角度依赖性数据。并且，校正系数决定部42根据该角度依赖性数据决定校正系数g_u、g_v、g_w。这些校正系数g_u、g_v、g_w被赋予校正执行部53。在该校正执行部53，与上述第一实施方式的情况相同地，与这些校正系数g_u、g_v、g_w和一同，从Φ计算部26赋予电枢绕组交链磁通数Φ，从角速度计算部25赋予角速度ω_e。另外还向校正执行部53赋予表示由故障监视部34判断的判断结果的控制信号。

因此，在电流传感器15正常工作的期间，由于进行反馈控制以消除d轴电流指令值i_d ^*与d轴电流检测值i_d的偏差E_d以及q轴电流指令值i_q ^*与q轴电流检测值i_q的偏差E_q，因而通常情况下，相间电阻差引起的转矩波动的产生不会成问题。从而在本实施方式中，在电流传感器15正常工作的期间即进行反馈控制的期间，校正执行部53根据来自故障监视部34的上述控制信号，不校正从dq轴/3相转换部23输出的相电压指令值V_u、V_v、V_w，就能直接赋予3相/PWM调制器12。即，V_u＝V_uc,V_v＝V_vc,V_w＝V_wc。但是，也可以在进行反馈控制的期间，使用上述校正系数g_u、g_v、g_w校正相电压指令值V_u、V_v、V_w。

其后，如电流传感器15发生故障，则故障监视部34判断为故障，指令电压选择部35选择开环控制部22的输出。此时，指令电流计算部21、开环控制部22、dq轴/3相转换部23以及角度计算部24工作，以进行开环控制。开环控制部22，利用在电流传感器15正常工作的期间求出的Φ值，求出d轴电压指令值v_d和q轴电压指令值v_q。这些d轴电压指令值v_d和q轴电压指令值v_q经由指令电压选择部35被赋予dq轴/3相转换部23，然后被转换成相电压指令值V_u、V_v、V_w。这些相电压指令值V_u、V_v、V_w被赋予校正执行部53。

校正执行部53根据来自故障监视部34的控制信号，在电流传感器15发生故障时，与上述第一实施方式的情况相同地，利用来自校正系数决定部42的校正系数g_u、g_v、g_w、来自Φ计算部26的电枢绕组交链磁通数Φ和来自角速度计算部25的角速度ω_e，根据已经说明的公式(7)～(12)校正相电压指令值V_u、V_v、V_w。该校正后的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc被赋予3相/PWM调制器12。由该3相/PWM调制器12和马达驱动电路13构成的马达驱动单元根据这些相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc的电压来驱动无刷马达1。

以上所示，本实施方式的马达控制装置，在电流传感器正常工作时，针对电流指令值与由电流传感器检测出的电流值的差实施比例积分运算，以求出电压指令值，当电流传感器发生故障时，根据电流指令值和转子的角速度，根据马达的电路方程式进行开环控制来求出电压指令值。并且，进行开环控制时，使用在电流传感器正常工作的期间求出的Φ值(电枢绕组交链磁通数Φ)。因此，根据本实施方式的马达控制装置，在电流传感器正常工作的期间，进行反馈控制，从而能以高精度驱动无刷马达。并且，在电流传感器发生故障，不进行反馈控制时，利用在进行反馈控制的期间求出的电枢绕组交链磁通数Φ来进行开环控制，从而能以高精度驱动无刷马达，可得到所希望的马达输出。

另外根据本实施方式，在进行开环控制的情况下，利用由数据取得部41以及校正系数决定部42得到的校正系数，由校正执行部53校正相电压指令值，以降低或消除q轴电流i_q或d轴电流i_d针对电角度θ的依赖性。由此，抑制了相间电阻差引起的转矩波动的产生。因此，即使在电流传感器发生故障，不进行反馈控制的情况下，也能得到良好的转向感觉。

另外，在本实施方式中，同样针对数据取得部41以及校正系数决定部42，也能进行与上述第一实施方式的变形例相同的变形。

＜5.其他变形例＞

在上述第一实施方式、变形例中，电流传感器14仅设有一个，但也可以设置多个(2个或3个)。例如设有u相以及v相用电流传感器的情况下，在数据取得部41以及Φ计算部26中所使用的d轴电流检测值i_d以及q轴电流检测值i_q，可通过将从它们的u相以及v相用电流传感器输出的u相电流检测值i_u以及v相电流检测值i_v转换成dq坐标轴上的电流值而得到。

并且，第二实施方式的马达控制装置中，根据由故障监视部34进行的判断结果切换反馈控制和开环控制，但也可以根据由故障监视部34进行的判断以外的判断(例如根据驾驶员的选择)来切换反馈控制和开环控制。

另外，本发明不仅适用于上述的转向柱辅助型的电动动力转向装置，还能适用于小齿轮辅助型、齿条辅助型的电动动力转向装置。并且，本发明还能适用于电动动力转向装置以外的马达控制装置。

＜6.第三实施方式＞

参照图9至图11来对接下来的本发明第三实施方式的马达控制装置进行说明。

其中，第三实施方式与第一实施方式的主要不同点如下：代替第一实施方式的数据取得部41、校正系数决定部42以及校正执行部43，由微型电子计算机来发挥相电流计算部141、存储部142、相电阻计算部143以及校正部144的功能。在以下说明中，对与第1实施方式相同的结构标注相同的标号，并省略其说明。

在本实施方式中，由该电流传感器14和后述的相电流计算部41构成检测无刷马达1的u相、v相、w相的电流I_u、I_v、I_w的电流检测单元。

根据第三实施方式，在无刷马达1旋转的期间，可使用1个电流传感器14检测3相的驱动电流。从而在本实施方式中，相电流计算部141根据由电流传感器14检测出的电流值I_a计算出在无刷马达1流动的u相、v相、w相电流的值(以下，分别称作“u相电流检测值I_u”、“v相电流检测值I_v”、“w相电流检测值I_w”，还统称为各相电流检测值I_u、I_v、I_w)。并且，存储部142存储各相电流检测值I_x(x＝u、v、w)的检测时间点即在各相电流检测值I_x的计算中使用了的电流值I_a的检测时间点的校正后的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc。在以下说明中，将x相电流检测值I_x的检测时间点的校正后的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc分别用记号“V_ux”、“V_vx”、“V_wx”来表示(x＝u、v、w)。

相电阻计算部143根据通过如上所述的由相电流计算部141以及电流传感器14构成的电流检测单元检测出的各相电流检测值I_x和该检测时间点的校正后的相电压指令值V_ux、V_vx、V_wx(x＝u、v、w)，求出u相电阻R_u、v相电阻R_v、w相电阻R_w(参照图10)的值。在这里，u相电阻、v相电阻、w相电阻分别指包含针对u相、v相、w相的电枢绕组电阻的电路电阻，分别用记号“R_u”、“R_v”、“R_w”表示。并且，记号“R_u”、“R_v”、“R_w”分别表示u相电阻、v相电阻、w相电阻的值。其中，在以下说明中，将u相电阻、v相电阻、w相电阻统称为“相电阻”。在相当于这些相电阻的电路电阻中，包含无刷马达1和ECU10之间的配线电阻、ECU10内的马达驱动电路13的电阻以及配线电阻等。这方面在其他实施方式中也相同。相电阻计算部143的相电阻R_u、R_v、R_w的计算方法的详情如后文所述。

向校正部144输入有由相电阻计算部143计算出的相电阻R_u、R_v、R_w的值、由Φ计算部26计算出的电枢绕组交链磁通数Φ和由角速度计算部25计算出的角速度ω_e，该校正部144根据下述公式(20)～(22)校正相电压指令值V_u、V_v、V_w：

V_uc＝(V_u-e_u)·R_u/R_r+e_u…(20)

V_vc＝(V_v-e_v)·R_v/R_r+e_v…(21)

V_wc＝(V_w-e_w)·R_w/R_r+e_w…(22)

在上述公式(20)～(22)中，R_r为在各相中共同设定的作为基准的电阻值(以下称作“基准电阻值”)，作为该基准电阻值R_r，例如可使用各相电阻值的平均值，并且，也可以使用预定时间点的特定相的电阻值。另外，该基准电阻值Rr也可以不必为固定值。另外，也可以在未计算出相电阻R_u、R_v、R_w的值时，预先决定基准电阻R_r的值，设R_u＝R_v＝R_w＝R_r，计算出校正后的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc。

上述式(20)～(22)中的e_u、e_v、e_w与第一实施方式相同地根据公式(11)～(13)计算。并且，由于通过Φ计算部26计算的电枢绕组交链磁通数Φ也可与第一实施方式相同地计算，因而可使用Φ值来求出电压指令值。

通过以上的结构，根据第二实施方式，可得到与第一实施方式相同的效果。

另外在第二实施方式中，在开环控制部22为了求出d轴电压指令值v_d以及q轴电压指令值v_q而使用的R、Φ等作为已知的参数来处理，针对Φ也可以使用由Φ计算部26计算出的值。即，针对Φ作为已知的参数处理的同时通过作为参数计算单元的Φ计算部26进行适当校正。但是，本发明不限于这种结构，也可以代替Φ计算部26或与Φ计算部26一同设置作为参数计算单元的R计算部，求出d轴电压指令值v_d以及q轴电压指令值v_q时，使用由该R计算部计算出的R(这方面在以下说明的其他实施方式中也相同)。其中，在设有R计算部的情况下，例如，i_q≠0时，该R计算部根据q轴电压指令值v_q、d轴电流检测值i_d、q轴电流检测值i_q以及角速度ω_e，利用下述公式求出在上述式(1)和(2)中包含的电枢绕组电阻R：

R＝(v_q-PL_qi_q-ω_eL_di_d-ω_eΦ)/i_q

接着，对相电阻计算部143的相电阻R_u、R_v、R_w的计算方法进行说明。在本实施方式中，假设当x相的电流的时间变化缓慢时检测该x相的电流，忽略因该x相的电感所产生的电压降低(x＝u、v、w)。此时，将x相电流检测值I_x的检测时间点的无刷马达1的u相、v相、w相的反电动势(电感电压)分别用“E_ux”、“E_vx”、“E_wx”表示，将x相电流检测值I_x的检测时间点的u相、v相、w相的电流值分别用“I_ux”、“I_vx”、“I_wx”表示(x＝u、v、w)，成立下述的公式：

V_uu＝I_uu·R_u+E_uu…(23a)

V_vu＝I_vu·R_v+E_vu…(23b)

V_wu＝I_wu·R_w+E_wu…(23c)

V_uv＝I_uv·R_u+E_uv…(24a)

V_vv＝I_vv·R_v+E_vv…(24b)

V_wv＝I_wv·R_w+E_wv…(24c)

V_uw＝I_uw·R_u+E_uw…(25a)

V_vw＝I_vw·R_v+E_vw…(25b)

V_ww＝I_ww·R_w+E_ww…(25c)

I_uu+I_vu+I_wu＝0…(26a)

I_uv+I_vv+I_wv＝0…(26b)

I_uw+I_vw+I_ww＝0…(26c)

E_uu+E_vu+E_wu＝0…(27a)

E_uv+E_vv+E_wv＝0…(27b)

E_uw+E_vw+E_ww＝0…(27c)

V_uu+V_vu+V_wu＝0…(28a)

V_uv+V_vv+V_wv＝0…(28b)

V_uw+V_vw+V_ww＝0…(28c)

在上述18个公式(23a)～(28c)中，由于相电压指令值V_ux、V_vx、V_wx(x＝u、v、w)以及相电流检测值I_uu、I_vv、I_ww是已知的，未知数为相电阻R_u、R_v、R_w、相电流值I_vu、I_wu、I_uv、I_wv、I_uw、I_vw以及电感电压E_ux、E_vx、E_wx(x＝u、v、w)的18个，因而可根据上述式(23a)～(28c)求出相电阻R_u、R_v、R_w。具体而言，如下所述地求出相电阻R_u、R_v、R_w。

当检测出u相电流时，相电流计算部141输出u相电流检测值I_u，并且存储部142存储该检测时间点的u相、v相、w相的校正后的电压指令值V_uc、V_vc、V_wc分别作为V_uu、V_vu、V_wu。当I_u≠0时，相电阻计算部143利用该u相电流检测值I_u和该检测时间点的相电压指令值V_uu、V_vu、V_wu，计算出由下述公式赋予的U_a、U_b：

U_a＝(V_uu-V_vu)/I_u…(29a)

U_b＝(V_uu-V_wu)/I_u…(29b)

当检测出v相电流时，相电流计算部141输出v相电流检测值I_v，并且存储部142存储该检测时间点的校正后的u相、v相、w相的电压指令值V_uc、V_vc、V_wc分别作为V_uv、V_vv、V_wv。当I_v≠0时，相电阻计算部143利用该v相电流检测值I_v和该检测时间点的相电压指令值V_uv、V_vv、V_wv，计算出由下述公式赋予的V_a、V_b：

V_a＝(V_vv-V_wv)/I_v…(30a)

V_b＝(V_vv-V_uv)/I_v…(30b)

当检测出w相电流时，相电流计算部141输出w相电流检测值I_w，并且存储部142存储该检测时间点的u相、v相、w相的校正后的电压指令值V_uc、V_vc、V_wc分别作为V_uw、V_vw、V_ww。当I_w≠0时，相电阻计算部143利用该w相电流检测值I_w和该检测时间点的相电压指令值V_uw、V_vw、V_ww，计算出由下述公式赋予的W_a、W_b：

W_a＝(V_ww-V_uw)/I_w…(31a)

W_b＝(V_ww-V_vw)/I_w…(31b)

接着，利用计算出的U_a、U_b、V_a、V_b、W_a、W_b，计算出由下述公式赋予的r_a、r_b、r_c、r_d：

r_a＝U_a·V_a·W_a-U_b·V_b·W_b…(32a)

r_b＝W_a·U_a-W_a·V_b+U_b·V_b…(32b)

r_c＝U_a·V_a-U_a·W_b+V_b·W_b…(32c)

r_d＝V_a·W_a-V_a·U_b+W_b·U_b…(32d)

接着，利用计算出的r_a、r_b、r_c、r_d，利用下述公式计算出相电阻R_u、R_v、R_w：

R_u＝r_a·r_b/(r_b·r_c+r_c·r_d+r_d·r_b)…(33a)

R_v＝r_a·r_c/(r_b·r_c+r_c·r_d+r_d·r_b)…(33b)

R_w＝r_a·r_d/(r_b·r_c+r_c·r_d+r_d·r_b)…(33c)

基于已经说明的公式(20)～(22)的相电压指令值V_u、V_v、V_w的校正所需的相电阻R_u、R_v、R_w的值是当检测出u相、v相以及w相的电流检测值I_u、I_v、I_w时如上所述地计算出，但在无刷马达1流动的电流增大时，因发热而相电阻R_u、R_v、R_w的计算精度降低。以下对这方面进行说明。

此时，设相对于u相电阻R_u的v相电阻R_v的差为1mΩ，相对于u相电阻R_u的w相电阻R_w的差为2mΩ。此时，如R_u＝10mΩ，则R_v＝11mΩ，R_w＝12mΩ。因此，电阻比R_v/R_u、R_w/R_u如下：

R_v/R_u＝11/10＝1.1

R_w/R_u＝12/10＝1.2

将电阻差用相对值表示时，相对于u相电阻R_u的v相电阻Rv的差为10％，相对于u相电阻R_u的w相电阻R_w的差为20％。

通常，相间的电阻差不受到在马达流动的电流引起的发热的影响。因此，因电流引起的发热而u相电阻R_u例如成为R_u＝20mΩ时，成为R_v＝21mΩ，R_w＝22mΩ。此时的电阻比R_v/R_u、R_w/R_u如下所述：

R_v/R_u＝21/20＝1.05

R_w/R_u＝22/20＝1.1

将电阻差用相对值表示时，相对于u相电阻R_u的v相电阻R_v的差成为5％，相对于u相电阻R_u的w相电阻R_w的差成为10％。

如此，因电流引起的发热而电阻值变大时，相间的电阻差相对变小。因此，从相间的电阻差的观点出发，电流引起的发热会使相电阻的计算精度降低。从而优选的是，在电流引起的发热较小时计算相电阻。因而在本实施方式中，当u相、v相以及w相电流的指令值或检测值小于预先决定的阈值时如上所述地计算出相电阻R_u、R_v、R_w。以下对这种本实施方式的相电阻计算部143的工作进行说明。

图11是用于说明本实施方式的相电阻计算部143的工作例的流程图。在该工作例中，相电阻计算部143根据下述顺序计算出相电阻R_u、R_v、R_w。如已经说明，相电流计算部141每次根据由电流传感器14得到的电流检测值I_a计算出u相、v相、w相电流检测值中任一值时，将该电流检测值I_x赋予相电阻计算部143(x为u、v、w中任一个)，相电阻计算部143依次接受该相电流检测值I_x(步骤S10)。相电阻计算部143当接受到的相电流检测值I_x为零时返回步骤S10，接受接着被计算出的相电流检测值I_y(y为u、v、w中人一个)。通过如此重复步骤S10、S12，当接受到不为零的u相、v相以及w相电流检测值I_u、I_v、I_w时，相电阻计算部143判定所述相电流检测值的绝对值|I_u|、|I_v|、|I_w|是否都小于预先决定的阈值I_th，其结果，如|I_u|、|I_v|、|I_w|中任一值在阈值I_th以上，则返回步骤S10，如|I_u|、|I_v|、|I_w|都小于阈值I_th，则进入步骤S16。阈值I_th是为了防止如已经说明地因电流引起的发热而相电阻的计算精度的降低而导入的，该阈值I_th被设定为可在发热引起的相电阻的增大在较小的范围内计算出相电阻。其具体的值根据无刷马达以及驱动该无刷马达的马达控制装置而不同，实际上，利用针对各无刷马达以及马达控制装置的实验、计算机模拟等而决定。

进入步骤S16时，可得到都不为零且绝对值也小于阈值I_th的各相电流检测值I_x(x＝u、v、w)。相电阻计算部143从存储部142读取该各相电流检测值I_x的检测时间点的(校正后的)各相电压指令值V_ux、V_vx、V_wx，利用该各相电压指令值V_ux、V_vx、V_wx(x＝u、v、w)和上述各相电流检测值I_x，根据已经说明的公式(29a)～(33c)计算出相电阻R_u、R_v、R_w。

如上所述地得到的相电阻R_u、R_v、R_w的计算值是从相电阻计算部143赋予校正部144的(步骤S20)。校正部144利用这些相电阻R_u、R_v、R_w的计算值，根据已经说明的公式(20)～(22)校正相电压指令值V_u、V_v、V_w。

如此计算出相电阻R_u、R_v、R_w后，返回根据新的各相电流检测值I_x计算出相电阻R_u、R_v、R_w的步骤S10。

其中，基于图11所示处理顺序的相电阻计算部143的工作只是一例，相电阻计算部143的工作不限于这种处理顺序。例如，也能以预定时间间隔执行图11所示的步骤S10～S20的处理。并且，也可以将图11所示的步骤S10～S20的处理在无刷马达1开始驱动后仅执行1次，或可以在温度等的状态发生变化时执行。

在图11所示的工作例中，在步骤S12的判定结果为“否”且步骤S14的判定结果“是”的情况下，从存储部142读取各相电流的检测时间点的各相电压的指令值V_ux、V_vx、V_wx，代替其，也可以在每次得到任一相的电流检测值I_x时，判定该相电流检测值I_x是否为零，且其绝对值是否小于阈值I_th，如该相电流检测值I_x不为零且其绝对值小于阈值I_th，则根据公式(29a)(29b)、(30a)(30b)或(31a)(31b)，计算出与该电流检测值I_x对应的中间参数值X_a、X_b(x＝u、v、w；X＝U、V、W)。

并且，在图11所示的工作例中，在步骤S14，判定各相电流的检测值的绝对值是否小于阈值I_th，代替其，也可以判定各相电流的指令值的绝对值是否小于阈值I_th。此时，各相电流的指令值通过将由指令电流计算部21得到的d轴以及q轴电流指令值i_d ^*、i_q ^*转换成3相交流坐标轴上的值而求出。并且，代替其，也可以通过d轴以及q轴电流指令值i_d ^*、i_q ^*的绝对值或平方和是否小于预定的阈值来进行判定。更一般的是，通过在无刷马达1流动的电流的大小小于预定值时计算出相电阻R_u、R_v、R_w，能防止电流引起的发热导致的相电阻计算精度的降低即可。

并且，即使在各相的电流值的绝对值等小于预定的阈值而发热较小的情况下，由于公式(29a)～(31b)中的各相电流值I_u、I_v、I_w接近零时容易产生误差，因而除了步骤S14的判定以外，也可以判定各相电流检测值的绝对值|I_u|、|I_v|、|I_w|是否大于另一阈值I_th2(其中，I_th＞I_th2)，仅在大于该阈值I_th2时计算相电阻。

如上所述，根据本实施方式，利用各相电流的检测值I_x和该检测时间点的各相电压的指令值V_ux、V_vx、V_wx(x＝u、v、w)计算出相电阻R_u、R_v、R_w，当前时间点的各相电压的指令值V_y根据该相的电阻R_y的值被校正(y＝u、v、w)。即，利用这些相电阻R_u、R_v、R_w的计算值，根据公式(20)～(22)校正各相电压指令值V_u、V_v、V_w。在此，公式(20)～(22)表示校正各相电压指令值V_y以使各相电压指令值V_y中的相当于向该相的电阻R_y施加的电压的部分与该电阻R_y的值成比例(y＝u、v、w)。通过这种校正，补偿相间电阻差，降低相间电阻差导致的转矩波动。因此，根据使用了本实施方式的马达控制装置的电动动力转向装置，马达的输出转矩变得平滑，提高转向感觉。

另外根据本实施方式，由于在相电压指令值的校正中使用的相电阻R_u、R_v、R_w的值是各相电流较小而发热引起的电阻值的增大较小时计算出的，因而能精度良好地计算出相电阻R_u、R_v、R_w。由此，更准确地进行基于相电压指令值的校正的相间电阻差的补偿，其结果，能充分地降低转矩波动。

＜7.第四实施方式＞

图12是表示本发明第四实施方式的马达控制装置的结构的框图。本实施方式的马达控制装置在第三实施方式的马达控制装置中将微型电子计算机20和电流传感器14换成了微型电子计算机30和电流传感器15。该马达控制装置在电流传感器15正常工作时进行反馈控制，在电流传感器15发生故障时进行开环控制。即，与相对于第一实施方式的第二实施方式相同。在以下说明中，对与第二实施方式相同的结构标注相同的标号，从而省略其说明。

微型电子计算机30也与上述第三实施方式相同地具有相电阻计算部153以及校正部154，但在本实施方式中，由于分别检测出向无刷马达1供给的3相的驱动电流，因而不具备相电流计算部141以及存储部142。

在电流传感器15正常工作的期间，相电阻计算部53与上述第三实施方式的情况相同地计算出相电阻R_u、R_v、R_w。即，相电阻计算部143根据由电流传感器15检测出的各相电流检测值I_u、I_v、I_w和该检测时间点的校正后的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc，求出无刷马达1的u相电阻R_u、v相电阻R_v、w相电阻R_w的值。在此，假设u相、v相以及w相电流检测值I_u、I_v、I_w同时被检测出。因此，上述检测时间点的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc与第一实施方式的各相电流的检测时间点的各相电压指令值V_ux、V_vx、V_wx(x＝u、v、w)对应。因此，由于如将图11所示的流程图中的“V_ux、V_vx、V_wx(x＝u、v、w)”换成“V_uc、V_vc、V_wc”，则该流程图会表示本实施方式的工作例，因而省略针对相电阻计算部53的相向说明。

由相电阻计算部53得到的相电阻R_u、R_v、R_w的计算值被赋予校正部54。向该校正部54，与上述第一实施方式的情况相同地，与这些相电阻R_u、R_v、R_w的计算值一同从Φ计算部26赋予电枢绕组交链磁通数Φ，从角速度计算部25赋予角速度ω_e。另外还向校正部54赋予表示由故障监视部34进行的判断结果的控制信号。

由于在电流传感器15正常工作的期间，进行反馈控制以消除d轴电流指令值i_d ^*和d轴电流检测值i_d的偏差E_d以及q轴电流指令值i_q ^*和q轴电流检测值i_q的偏差E_q，因而通常情况下，相间电阻差引起的转矩波动的产生不会成问题。从而在本实施方式中，校正部54根据来自故障监视部34的上述控制信号，在电流传感器15正常工作的期间即进行反馈控制的期间，不校正从dq轴/3相转换部23输出的相电压指令值V_u、V_v、V_w，而直接赋予3相/PWM调制器12。即，V_u＝V_uc,V_v＝V_vc,V_w＝V_wc。但是，即使在进行反馈控制的期间，也可以使用上述相电阻R_u、R_v、R_w校正相电压指令值V_u、V_v、V_w。

其后，当电流传感器15发生故障时，故障监视部34判断为故障，指令电压选择部35选择开环控制部22的输出。此时，指令电流计算部21、开环控制部22、dq轴/3相转换部23以及角度计算部24工作，以进行开环控制。开环控制部22利用在电流传感器15正常工作的期间求出的Φ值，求出d轴电压指令值v_d和q轴电压指令值v_q。这些d轴电压指令值v_d和q轴电压指令值v_q经由指令电压选择部35赋予dq轴/3相转换部23，并在该dq轴/3相转换部23转换成相电压指令值V_u、V_v、V_w。这些相电压指令值V_u、V_v、V_w被赋予校正部54。

校正部54根据来自故障监视部34的控制信号，在电流传感器15发生故障时，与上述第一实施方式的情况相同地，利用来自相电阻计算部53的相电阻R_u、R_v、R_w的计算值、来自Φ计算部26的电枢绕组交链磁通数Φ和来自角速度计算部25的角速度ω_e，根据已经说明的公式(20)～(22)校正相电压指令值V_u、V_v、V_w。该校正后的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc被赋予3相/PWM调制器12。由该3相/PWM调制器12和马达驱动电路13构成的马达驱动单元，根据这些相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc的电压驱动无刷马达1。

以上所示，与第二实施方式相同地，当电流传感器发生故障，不进行反馈控制时，通过利用在进行反馈控制的期间求出的电枢绕组交链磁通数Φ进行开环控制，能以高精度驱动无刷马达，可得到所希望的马达输出。

另外根据第四实施方式，在进行开环控制的情况下，利用在电流传感器正常工作的期间求出的相电阻R_u、R_v、R_w的值，通过校正部54校正相电压指令值V_u、V_v、V_w，以补偿相间电阻差(参照公式(20)～(22))。因此，根据本实施方式的马达控制装置，可抑制相间电阻差引起的转矩波动的产生。因此，即使在电流传感器发生故障，不进行反馈控制的情况下，也可得到良好的转向感觉。

＜8.变形例＞

在上述第一实施方式中，电流传感器14仅设有一个，但也可以设有多个(2个或3个)。例如在设有u相以及v相用电流传感器的情况下，在相电阻计算部143计算相电阻R_u、R_v、R_w时使用的u相以及v相电流检测值，使用从这些u相以及v相用电流传感器输出的u相电流检测值I_u以及v相电流检测值I_v即可，w相电流检测值I_w则在相电流计算部141中通过下述公式求出即可：

I_w＝-I_u-I_v

另外，在设有多个电流传感器14的情况下，由于在同一时间点可得到u相、v相以及w相的电流检测值，因而存储部142不是必要的，在设有3个电流传感器14的情况(仅设有与相数相等的个数的情况)下，不需要相电流计算部141。此时，由该多个电流传感器构成电流检测单元。

并且，在上述第一以及第二实施方式中，根据相电阻R_u、R_v、R_w利用公式(7)～(9)校正了相电压指令值V_u、V_v、V_w，但本发明不限于这种基于公式(7)～(9)的校正。更一般的是，为了补偿相间电阻差，以各相电压指令值V_x中相当于向该相的电阻R_x施加的电压的部分与该电阻Rx的值具有正的相关关系的方式校正各相电压指令值V_x即可(x＝u、v、w)。

当无刷马达1的转子的角速度ω_e较大时，由于反电动势变大而向相电阻R_u、R_v、R_w施加的电压的比例变小，因而容易受到反电动势的计算误差的影响，导致相电阻R_u、R_v、R_w的计算精度降低。因此，也可以针对角速度ω_e设定阈值，仅在角速度ω_e小于该阈值时，计算出相电阻R_u、R_v、R_w。

并且，上述第一以及第二实施方式的马达控制装置，也可以构成为驱动3相无刷马达1，但本发明不限于此，也可以适用于驱动4相以上的无刷马达的马达控制装置。

并且，在第二实施方式的马达控制装置中，根据故障监视部34的判断结果切换反馈控制和开环控制，但也可以根据由故障监视部34进行的判断以外的判断(例如，根据驾驶员的选择)切换反馈控制和开环控制。

另外，本发明不仅适用于上述的转向柱辅助型的电动动力转向装置，还适用于小齿轮辅助型、齿条辅助型的电动动力转向装置。并且，本发明还能适用于电动动力转向装置以外的马达控制装置。

＜9.第五实施方式＞

接着利用图13至图16对本发明第五实施方式的马达控制装置进行说明。

第五实施方式的马达控制装置与上述的实施方式相同地用于图1所示的电动动力转向装置。由此，在此省略电动动力转向的说明。

图13是表示本实施方式的马达控制装置的结构的框图。图13所示的马达控制装置使用ECU10构成驱动具有u相、v相以及w相的3相绕组(未图示)的无刷马达1。ECU10包括微型电子计算机20、3相/PWM(Pulse Width Modulation)调制器241、马达驱动电路243以及电流传感器245。

向ECU10输入有从转矩传感器3输出的转向转矩T、从车速传感器4输出的车速S以及从位置检测传感器5输出的旋转位置P。微型电子计算机20发挥求出在无刷马达1的驱动中使用的电压指令值的控制单元的功能。针对微型电子计算机20的功能的详情，在后文详细说明。

3相/PWM调制器241和马达驱动电路243由硬件(电路)来构成，其发挥利用在微型电子计算机20求出的电压指令值的电压驱动无刷马达1的马达驱动单元的功能。3相/PWM调制器241生成具有与在微型电子计算机20求出的3相的电压指令值对应的占空比的3种PWM信号(图13所示的U、V、W)。马达驱动电路243是包含6个MOS-FET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor)作为开关元件的PWM电压式逆变器电路。6个MOS-FET是通过3种PWM信号和其否定信号来控制的。即，在马达驱动电路243中，针对各相，分别有2个MOS-FET，该2个MOS-FET相互串联地连接，以形成开关元件对，这种开关元件对在电源端子和接地端子之间以相数对应地并列连接而构成逆变器。与各相对应的2个MOS-FET(开关元件对)的连接点与无刷马达1连接，以作为逆变器中该相的输出端。各相中与每2个对应的MOS-FET的导通状态是通过与该相对应的2个PWM信号(相互存在反转关系的2个PWM信号)进行控制，由此在u相、v相、w相的输出端Nu、Nv、Nw得到的电压分别施加到无刷马达1，以作为u相电压，v相电压以及w相电压。通过如此向无刷马达1施加电压，从马达驱动电路243向无刷马达1供给u相电流、v相电流以及w相电流。

电流传感器245输出表示向无刷马达1供给的u相电流以及v相电流的检测信号，这些检测信号被输入到微型电子计算机20。

微型电子计算机20通过执行在ECU10内藏的存储器(未图示)存储的程序，发挥q轴电流指令值决定部221、d轴电流指令值决定部222、减法器223、224、q轴电流PI控制部231、d轴电流PI控制部232、第1坐标转换部233、第2坐标转换部234、校正运算部236、校正存储部237、电流检测部214以及角度计算部215的功能。其中，q轴电流指令值决定部221、d轴电流指令值决定部222、减法器223、224、q轴电流PI控制部231、d轴电流PI控制部232、第1以及第2坐标转换部233、234、电流检测部214和角度计算部215构成控制运算单元，该控制运算单元求出用于向无刷马达1施加的相电压的相电压指令值V_u、V_v、V_w。并且，校正运算部236由分别与无刷马达1的u、v、w相对应的3个加法器236_u、236_v、236_w构成，校正存储部237存储u相、v相以及w相校正映象237_u、237_v、237_w。另外，这种校正运算部236和校正存储部237构成校正上述相电压指令值V_u、V_v、V_w的校正单元。

微型电子计算机20，以下所示地根据表示应向无刷马达1供给的电流的电流指令值和无刷马达1的转子的旋转角(电角度)，求出表示应赋予马达驱动电路243的电压的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc。另外在以下说明中，为了方便，着眼于u相、v相以及w相的中任一相进行说明的情况下，将所着眼的相称作“x相”。

q轴电流指令值决定部221根据由转矩传感器3检测出的转向转矩T和由车速传感器4检测出的车速S，决定表示应向无刷马达1供给的电流的q轴成分的q轴电流指令值i_q ^*。该q轴电流指令值i_q ^*是与无刷马达1所应产生的转矩对应的电流值，其被输入到减法器223。另一方面，d轴电流指令值决定部222决定表示应向无刷马达1供给的电流的d轴成分的d轴电流指令值i_d ^*。由于在无刷马达1流动的电流的d轴成分与转矩无关，因而典型的是，i_d ^*＝0。该d轴电流指令值i_d ^*被输入到减法器224。

电流检测部214根据来自电流传感器245的检测信号，输出从马达驱动电路243向无刷马达1供给的电流中的u相电流以及v相电流的检测值分别作为u相电流检测值I_u以及v相电流检测值I_v。这些u相以及v相电流检测值I_u、I_v被赋予第1坐标转换部233。并且，角度计算部215根据由位置检测传感器5检测的旋转位置P，求出表示无刷马达1的转子的旋转位置的电角度θ。该电角度θ被赋予第1以及第2坐标转换部233、234。其中，当如图3所示地针对无刷马达1设定u轴、v轴以及w轴，针对无刷马达1的转子6设定d轴以及q轴时，u轴和d轴所成角度成为电角度θ。

第1坐标转换部233利用电角度θ，根据下述公式(34)以及(35)，将上述的u相以及v相电流检测值I_u、I_v转换成dq坐标上的值q轴以及d轴电流检测值i_q、i_d：

这样得到的q轴以及d轴电流检测值i_q、i_d分别被输入到减法器223、224。

减法器223计算出作为q轴电流指令值i_q ^*与q轴电流检测值i_q的偏差的q轴电流偏差(i_q ^*-i_q)，q轴电流PI控制部231通过针对该q轴电流偏差(i_q ^*-i_q)的比例积分控制运算求出q轴电压指令值v_q。减法器224计算出作为d轴电流指令值i_d ^*与d轴电流检测值i_d的偏差即d轴电流偏差(i_d ^*-i_d)，d轴电流PI控制部232通过针对该d轴电流偏差(i_d ^*-i_d)的比例积分控制运算求出d轴电压指令值v_d。这样求出的q轴以及d轴电压指令值v_q、v_d被输入到第2坐标转换部234。

第2坐标转换部234利用电角度θ，根据下述公式(36)～(38)将上述q轴以及d轴电压指令值v_q、v_d转换成作为3相交流坐标上的值的相电压指令值V_u、V_v、V_w(在以下说明中，还将这些相电压指令值V_u、V_v、V_w分别称作“u相电压指令值V_u”、“v相电压指令值V_v”、“w相电压指令值V_w”)：

V_w＝-V_u-V_v…(38)

这些相电压指令值V_u、V_v、V_w分别被赋予校正运算部236的加法器236u、236v、236w，并且分别被赋予在校正存储部37存储的u相、v相以及w相校正映象237u、237v、237w。

x相校正映象237x(x＝u、v、w)是用于对x相的电压指令值和该电压指令值所需的校正量建立关联的映象。通过x相校正映象237x可得到与x相电压指令值V_x对应的校正量，这些校正量分别被赋予校正运算部236的与x相对应的加法器236x(x＝u、v、w)。

在校正运算部236中，与x相对应的加法器236x通过将由x相校正映象237x得到的校正量相加到x相电压指令值V_x来校正该x相电压指令值V_x(x＝u、v、w)。这样得到的校正后的u相、v相以及w相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc被赋予3相/PWM调制器241。

如已经说明，3相/PWM调制器241生成具有与所述校正后的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc对应的占空比的3种PWM信号U、V、W及其否定信号。马达驱动电路243通过所述3种PWM信号及其否定信号进行控制，向无刷马达1供给3相的驱动电流(u相电流、v相电流以及w相电流)。由此，无刷马达1旋转，从而产生转矩。

其中，在从马达驱动电路243至无刷马达1的电流路径中的u相以及v相的电流路径插入有电流传感器245，该电流传感器245如已经说明地输出表示向无刷马达1供给的u相以及v相电流的检测信号。并且，无刷马达1的转子的旋转位置P如已经说明地被位置检测传感器5检测出。表示u相以及v相电流的检测信号以及表示旋转位置P的检测信号输入到微型电子计算机20，如上所述地用于无刷马达1的驱动控制。

＜10.针对相电压指令值的校正＞

为了抑制无刷马达1的输出转矩中包含的波动(转矩波动)，优选的是，在马达及驱动电路系统中以避免产生相间电阻差的方式形成马达驱动电路基板(安装有马达驱动电路243的电路基板)的电路图形。但是，即使以在从电源端子至接地端子为止的路径的电阻成分中不会在相间产生差的方式形成配线图形，针对各相在从电源端子至马达驱动电路243的输出端为止的路径的电阻成分(以下称作“上段臂电阻”)和从该输出端至接地端子为止的路径的电阻成分(以下称作“下段臂电阻”)之间存在差的情况下，产生转矩波动。相对于此，以不仅在马达及驱动电路系统中不产生相间电阻差，且针对各相使上段臂电阻和下段臂电阻变得相等的方式形成配线图形时，马达驱动电路基板的电路图形变得复杂，用于形成电路图形的空间增大。

在本实施方式中，为了抑制马达驱动电路基板的面积的增大，容许针对各相在上段臂电阻和下段臂电阻之间产生的差(以下称作“上下段电阻差”)。然后，为了针对每个相补偿上下段电阻差，以抑制转矩波动的产生，通过由上述校正运算部236以及校正存储部237构成的校正单元校正相电压指令值V_u、V_v、V_w。以下，对由该校正单元进行的校正的详情进行说明。

在本实施方式中，为了补偿上下段电阻差而在校正运算部236中应相加到相电压指令值V_u、V_v、V_w的校正量是参照针对每个相准备的校正映象来求出的。即，相加到u相、v相以及w相电压指令值V_u、V_v、V_w的校正量是通过u相、v相以及w相校正映象237u、237v、237w分别与该u相、v相以及w相电压指令值V_u、V_v、V_w建立关联的校正量。这种u相、v相以及w相校正映象237u、237v、237w可设定为相电压指令值与校正量的具体的对应方法不同，但任意校正映象其生成方法、利用方法是相同的。从而在以下说明中，将u相、v相以及w相用x相来代表并进行说明。

图14是用于说明本实施方式的x相校正映象237x的生成的电路图，表示由马达驱动电路243以及无刷马达1构成的马达及驱动电路系统的电路结构。从电源端子Npw至x相的输出端Nx的电阻成分即x相的上段臂电阻由该上段臂中开关元件(FET)的启动电阻和配线电阻构成，从x相的输出端Nx至接地端子Ngd的电阻成分即x相的下段臂电阻由该下段臂中开关元件(FET)的启动电阻和配线电阻构成。其中，虽然在图15没有表示，但在无刷马达1旋转的情况下，在无刷马达1的各相产生反电动势。以下参照该图14对x相校正映象的生成进行说明(x＝u、v、w)。

在安装有马达驱动电路243的电路基板(马达驱动电路基板)上即使以从电源端子Npw至接地端子Ngd的路径的电阻成分在相间相等的方式形成配线图形，如针对x相在上段臂电阻与下段臂电阻之间存在差(上下段电阻差)，则输出端N_x的电压V_xa从原来的电压偏离。在本实施方式中，通过x相校正映象237x赋予用于补偿该电压偏离的x相电压指令值V_x的校正量。

设向马达驱动电路243供给的直流电源的电压为V_b，x相的上段臂的开关元件的启动期间的比率即占空比为D_x时，马达驱动电路243的x相的输出端N_x的电压V_xa在理想情况(R_b＝R_g＝0的情况)下成为如下:

V_xa＝D_x·V_b…(39)

但是实际上，由于上段臂电阻R_b以及下段臂电阻R_g具有不为零的值，R_b≠R_g，因而输出端的电压V_xa从由上述公式(39)赋予的值D_x·V_b偏离。

另一方面，从控制运算单元(的第2坐标转换部234)输出的x相电压指令值V_x与表示马达驱动电路243的x相上段臂的开关元件的启动期间的比率的x相占空比D_x对应地成为下述值：

D_x＝V_x/V_b…(40)

由于如上所述地R_b≠R_g，因而以由公式(40)赋予的占空比D_x驱动与x相对应的2个开关元件时，在马达驱动电路243的输出端N_x得不到如相电压指令值V_x一样的电压。

相对于此，在本实施方式中，利用各相的上段臂电阻R_b、下段臂电阻R_g以及无刷马达1的电阻成分(以下称作“马达相电阻”)R_m的设计值或实测值，针对各种占空比D_x，预先求出实际的输出端电压V_xa相对于与该占空比D_x对应的理想的输出端电压V_xa(＝D_x·V_b＝V_x)的偏离。然后，针对各种占空比D_x，决定用于补偿该占空比D_x中的上述电压偏离的相电压指令值V_x(＝D_x·V_b)的校正量，将该校正量和其相电压指令值V_x或占空比D_x建立关联的数据存储到校正存储部237作为x相校正映象237x(x＝u、v、w)。

在本实施方式中，通过参照这样生成的u相、v相以及w相校正映象237u、237v、237w而对应每个相得到的校正量相加到相电压指令值V_u、V_v、V_w，可得到校正后的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc。然后，根据该校正后的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc，作为PWM电压式逆变器的马达驱动电路的243的各开关元件(FET)被驱动(启动/关闭)。由此在马达驱动电路243的输出端Nu、Nv、Nw得到的电压V_ua、V_va、V_wa被施加到无刷马达1。

＜11.校正映象的生成的具体例＞

生成在本实施方式中使用的各相的校正映象237u、237v、237w时，需要针对各相，利用上段臂电阻R_b、下段臂电阻R_g以及马达相电阻R_m的设计值或实测值，求出各种占空比D_x中的(马达驱动电路243的)输出端电压V_xa距理想值(＝相电压指令值V_x)偏离何种程度。这种输出端N_x中的电压偏离，可通过利用上述电阻R_b、R_g、R_m的设计值或实测值，用计算机模拟出由包含马达驱动电路243的马达控制装置和无刷马达1构成的系统的工作来求出。

也可以不进行这种计算机模拟，根据简单的模型来表现出由马达驱动电路243和无刷马达1构成的马达及驱动电路系统(图14)中1相量的结构，根据对应每个相的等价电路求出输出端N_x中的电压偏离。以下，对用该简单模型求出x相中的输出端N_x的电压偏离，根据该电压偏离来生成x相校正映象237x的方法进行说明(x＝u、v、w)。

图15A、15B均是表示作为图14所示的马达及驱动电路系统中的1相量的x相的结构的电路图。在使用该1相量的电路结构的简单模型中，不考虑无刷马达1的反电动势。图15A表示x相电流从马达驱动电路43向无刷马达1流动的情况，图15B表示x相电流从无刷马达1向马达驱动电路43流动的情况。并且，在图15A、15B中，上段臂中开关元件(以下称作“上段开关元件”)SWX_u的包含启动电阻以及配线电阻的电阻成分表示为上段臂电阻R_b，下段臂中开关元件SWX_d(以下称作“下段开关元件”)的包含启动电阻以及配线电阻的电阻成分表示为下段臂电阻R_g。其中，R_m表示无刷马达1中x相的电阻成分。

如图15A所示，在x相电流从马达驱动电路243向无刷马达1流动的情况下，当上段开关元件SWX_u处于启动状态时，该x相电流I_x如下：

I_x＝(V_b-V_m)/(R_b+R^m)…(41)

从而此时的输出端N_x的电压V_xu成为下述值：

V_xu＝(V_b-V_m)R_m/(R_b+R_m)+V_m…(42)

在此，V_b为赋予马达驱动电路243直流电源的电压，V_m为无刷马达1的中性点N_n的电压。并且，由于无刷马达1为感应性负荷，因而此时即使上段开关元件SWX_u处于关闭状态，下段开关元件SWX_d处于启动状态，由上述公式(41)表示的电流I_x继续流动。因此，下段开关元件SWX_d处于启动状态时的输出端N_x的电压V_xd成为下述值：

V_xd＝-I_x·R_g

＝-(V_b-V_m)R_g/(R_b+R_m)…(43)

由此，相当于向无刷马达1施加的x相电压的输出端电压V_xa，可利用上段开关元件SWX_u的启动期间的比率即占空比D_x，根据公式(42)和(43)如下述式所示地表示：

V_xa＝D_x·V_xu+(1-D_x)·V_xd

＝(V_b-V_m){D_x·(R_m+R_g)-R_g}/(R_b+R_m)

+D_x·V_m…(44)

因此，与占空比Dx对应的理想的x相电压即R_b＝R_g＝0时的输出端N_x的电压V_xo如下：

V_xo＝D_x·V_b…(45)

并且，由于输出端N_x中的电压偏离为V_xa-V_xo，因而在本实施方式中，设ΔV_x为

ΔV_x＝V_xo-V_xa…(46)

因此，赋予电阻R_b、R_g、R_m的设计值或实测值时(V_b、V_m已知)，针对x相电流从马达驱动电路243向无刷马达1流动的情况即D_x＞0.5的情况，可通过公式(44)～(46)求出相当于各种占空比D_x的校正量ΔV_x。

另一方面，图15B所示地x相电流从无刷马达1向马达驱动电路243流动的情况下，当下段开关元件SWX_d处于启动状态时，该x相电流I_x如下

I_x＝V_m/(R_g+R_m)…(47)

因而此时的输出端N_x的电压V_xd如下

V_xd＝V_m·R_g/(R_g+R_m)…(48)

并且，由于无刷马达1为感应性负荷，因而此时即使下段开关元件SWX_d处于关闭状态，上段开关元件SWX_u处于启动状态，由上述公式(47)表示的电流I_x继续流动。因此，当上段开关元件SWX_u处于启动状态时的输出端N_x的电压V_xu如下

V_xu＝V_b-I_x·R_b

＝V_b-V_m·R_b/(R_g+R_m)…(49)

由此，相当于向无刷马达1施加的x相电压的输出端电压V_xa，可利用N_x中的上段开关元件SWX_u的启动期间的比率即占空比D_x，根据公式(48)和(49)如下述公式所示地表示：

V_xa＝D_x·V_xu+(1-D_x)·V_xd

＝V_m·{R_g-D_x·(R_b+R_g)}/(R_g+R_m)

+D_x·V_b…(50)

与占空比D_x对应的理想的x相电压即R_b＝R_g＝0时的输出端N_x的电压V_xo如下：

V_xo＝D_x·V_b…(51)

因此，赋予电阻R_b、R_g、R_m的设计值或实测值时，针对x相电流从无刷马达1向马达驱动电路243流动的情况即D_x＜0.5的情况，根据公式(50)、(51)和(46)来求出相对于各种占空比D_x的校正量ΔV_x。

如上所述，由于根据公式(44)～(46)以及公式(50)～(51)，能求出相对于各种占空比D_x的校正量ΔV_x，因而针对x相能生成在占空比D_x关联了校正量ΔV_x的x相校正映象37x(x＝u、v、w)。

图16是表示基于上述的简单模型的根据图15A、15B的等价电路生成的校正映象的一例的图。其中，该图16为了方便，针对R_b＞R_g的情况、R_b＝R_g≠0的情况、R_b＜R_g的情况和R_b＝R_g＝0的情况(理想的情况)这4个情况同时表示占空比D_x与校正量ΔV_x的对应关系。如上所述，如利用针对要实施本发明的马达控制装置的马达驱动电路243以及无刷马达1的电阻R_b、R_g、R_m的设计值或实测值(电源电压V_b、中性点电压V_m已知)，则针对各相作为在占空比D_x关联了校正量ΔV_x的校正映象，可生成与它们的电阻R_b、R_g、R_m的电阻值对应的校正映象37x。即，可生成反映了上下段电阻差以及相间电阻差的校正映象237x(x＝u、v、w)。如此生成的校正映象237x，成为通过与图16所示的4个情况的中除了理想情况(R_g＝R_b＝0的情况)的3个情况中任一个对应的曲线(折线)对各种占空比D_x和相电压指令值V_x的校正量建立关联的映象。在此，占空比Dx利用(校正前的)x相电压指令值V_x，可表示为D_x＝V_x/V_b。因此，该x相校正映象237x可用作在x相电压指令值V_x关联了其校正量ΔV_x的映象(x＝u、v、w)。

＜12.效果＞

根据如上所述的本实施方式，由控制运算单元计算出的相电压指令值V_x(x＝u、v、w)，可参照根据上段臂电阻R_b、下段臂电阻R_g等的设计值或实测值等生成的校正映象237x来利用校正运算部236对应每个相进行校正(参照图13)，根据校正后的相电压指令值V_uc、V_vc、V_wc，驱动(启动/关闭)作为PWM电压式逆变器的马达驱动电路243的各开关元件(FET)。由此，即使在马达驱动电路243的上段臂电阻R_b和下段臂电阻R_g存在差(上下段电阻差)的情况下，也精度良好地向无刷马达1施加与相电压指令值V_u、V_v、V_w对应的电压。并且，相电压指令值V_u、V_v、V_w参照对应每个相生成的校正映象237_u、237_v、237_w根据各相电压指令值V_x对应每个相进行校正，因而即使在马达·驱动电路系中存在相间电阻差的情况下，也能抑制向无刷马达1施加的相电压V_ua、V_va、V_wa的相间的不均衡化。

因此，根据这样的本实施方式，可降低无刷马达1的转矩波动。通过以消除作为逆变器的马达驱动电路243的上下段电阻差、相间电阻差的方式形成配线图形来要抑制转矩波动的产生时，导致马达驱动电路基板的尺寸的增大。相对于此，根据本实施方式，由于通过相电压指令值V_u、V_v、V_w的校正来降低转矩波动，因而能避免马达驱动电路基板的尺寸的增大，还能避免配线电阻的增大。因此，在使用了本实施方式的马达控制装置的电动动力转向装置中，通过抑制马达驱动电路基板的尺寸增大来能应对小型化、高效化、低成本化等请求，同时抑制转矩波动而可提高转向感觉。

＜13.变形例＞

在上述实施方式中，形成以在无刷马达1流动的电流的q轴以及d轴成分在q轴以及d轴电流指令值i_q ^*、i_d ^*分别相等的方式进行反馈控制的结构(图13)，但即使在通过基于马达的电路方程式的开环控制来驱动无刷马达1的情况下，也能适用本发明。

另外，本发明不仅适用于上述转向柱辅助型的电动动力转向装置，还能适用于小齿轮辅助型、齿条辅助型的电动动力转向装置。并且，本发明还能适用于电动动力转向装置以外的马达控制装置。

Claims (3)

1.一种马达控制装置，其用于驱动无刷马达，其特征在于，包括：

控制运算单元，求出表示应向上述无刷马达施加的各相电压的指令值，输出该指令值作为相电压指令值；

校正单元，校正上述相电压指令值；和

驱动单元，根据由上述校正单元校正后的相电压指令值，驱动上述无刷马达，

上述驱动单元具有逆变器，该逆变器是将由相互串联地连接的2个开关元件构成的开关元件对仅以上述无刷马达的相数在电源端子和接地端子之间并列连接而构成的，与各相对应的上述2个开关元件的连接点与上述无刷马达连接以作为输出端，

上述校正单元根据上述相电压指令值对应每个相校正上述相电压指令值，以补偿因从上述电源端子至上述逆变器的输出端的路径的电阻成分与从该输出端至上述接地端子的路径的电阻成分的差而产生的该输出端的电压的偏离。

2.如权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，上述校正单元，包括：

存储单元，对应每个相存储表示应向上述无刷马达施加的相电压的指令值与校正量的对应关系的校正映象；和

校正运算单元，通过根据在从上述控制运算单元输出的相电压指令值利用上述校正映象建立关联的校正量，对应每个相校正该相电压指令值，计算出上述校正后的相电压指令值。

3.一种电动动力转向装置，通过无刷马达赋予车辆的转向机构转向辅助力，其特征在于，

具有如权利要求1或2所述的马达控制装置，

上述马达控制装置驱动赋予上述转向机构转向辅助力的无刷马达。