CN104823346A - 有源滤波器控制装置 - Google Patents

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Abstract

提供如下的技术：在有源滤波器中对电流控制器中的运算处理所导致的对抑制电源电流的谐波成分的阻碍进行改善。电流控制器(5)进行根据差分电流生成部(3A)的输出生成三相的电压指令值V*的处理。电流控制器(5)例如通过进行PI(比例积分)控制来实现上述处理，因此产生延迟时间ta。在根据指令值Ic*和补偿电流Ic求出偏差Ie时，时间ta是补偿电流Ic与谐波成分之间的偏差的原因，从而成为阻碍抑制电源电流Is的谐波成分的因素。但是，在差分电流生成部(3A)中，根据使指令值Ic*以与时间ta对应的相位超前后的值Ic*＾与补偿电流Ic求出偏差Ie，由此消除或减小上述阻碍因素。

Description

有源滤波器控制装置
技术领域
本发明涉及一种控制有源滤波器的技术，尤其涉及一种控制并联型有源滤波器的技术。
背景技术
当负载电流从交流电源流向负载时，通常在负载电流中产生所谓的谐波成分。该谐波成分是所谓的谐波干扰的原因，谐波成分的减少成为众所周知的课题。
作为用于解决该课题的一种技术，提出了有源滤波器。尤其并联型有源滤波器通过互联电抗器与该交流电源连接，通过使补偿电流流过，减少流经交流电源的电源电流的谐波成分。
具体而言，为了在电源电流中减少谐波成分，进行使与该谐波成分反相的补偿电流流向并联型有源滤波器(或并联型有源滤波器供应与该谐波成分同相的补偿电流)的处理。
采用负载电流中的谐波成分作为补偿电流的指令值，根据该谐波成分与补偿电流之间的偏差，电流控制器进行动作，从而控制并联型有源滤波器的动作。
关于并联型有源滤波器，例如在非专利文献1和专利文献1的图10中已被介绍。
另外，作为公开本申请涉及的技术的现有技术文献，举出了专利文献2、3。分别在专利文献2中公开了抑制事故时的过电流的技术，在专利文献3中公开了抑制与进行旋转坐标转换的运算相关的时间延迟或检测电流时的延迟的技术。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特许第3755220号公报
专利文献2：日本特开平5-252751号公报
专利文献3：日本特开2008-234298号公报
非专利文献
非专利文献1:泉勝弘、其他4名、《补偿电流检测特性对有源滤波器的性能的影响》、长崎大学工学部研究报告、第30卷、第55号、第165～169页、平成12年7月
发明内容
发明所要解决的课题
如上所述，并联型有源滤波器被基于电流偏差的电流控制器的动作控制。但是，电流控制器一般由比例积分控制器构成，因此，由于该运算处理而使得补偿电流往往相对于其指令值延迟。尤其是，指令值的变动越大，指令值与补偿电流的背离越明显。
因此，这种运算处理导致的延迟成为阻碍抑制电源电流的谐波成分的因素。但是专利文献1、2以及非专利文献1均未提及这种阻碍因素。
本发明是鉴于上述观点而完成的，目的在于提供一种技术，该技术在有源滤波器中对电流控制器中的运算处理所导致的对抑制电源电流的谐波成分的阻碍进行改善。
用于解决课题的手段
本发明的有源滤波器控制装置是对并联型有源滤波器(6)进行控制的装置，所述并联型有源滤波器(6)通过互连电抗器(4)连接于向负载(2)供应负载电流(Io)的交流电源(1)，并输出补偿电流(Ic、Id、Iq)。
并且，有源滤波器控制装置的第1方式为其具有：谐波成分提取部(7A、7B)，其从所述负载电流的谐波成分获得所述补偿电流的指令值(Ic*、Id*、Iq*)；差分电流生成部(3A、3B)，其获得使所述指令值以规定的相位差(360°×ta/Tr)超前后的值(Ic*＾、Id*＾、Iq*＾)与所述补偿电流之间的偏差(Ie)；电流控制器(5、10dd、10qq)，其根据所述差分电流生成部的输出生成控制信号(V*、Vid、Viq)；以及驱动信号生成电路(8)，其根据所述控制信号，生成驱动所述并联型有源滤波器的驱动信号(G)。
本发明的有源滤波器控制装置的第2方式为：在其第1方式的基础上，所述差分电流生成部(3A、3B)具有：延迟部(31)，其以从所述交流电源(1)的一个周期的相位减去所述规定的相位差(360°×ta/Tr)后的相位，对所述指令值(Ic*、Id*、Iq*)进行使其延迟的处理；以及减法器(32)，其获得所述延迟部的输出(Ic*＾、Id*＾、Iq*＾)与所述补偿电流(Ic、Id、Iq)之间的差分。
本发明的有源滤波器控制装置的第3方式为：在其第1方式至第2方式的任意一个的基础上，所述指令值(Ic*)是从在与所述交流电源(1)的相位同步的旋转坐标系中把握的所述负载电流(Io)中去除直流成分，并且进行坐标变换而在固定坐标系中把握的，所述补偿电流(Ic)是在所述固定坐标系中把握的，在所述固定坐标系中求出所述偏差(Ie)。
本发明的有源滤波器控制装置的第4方式为：在其第1方式至第2方式的任意一个的基础上，所述指令值(Id*、Iq*)是从在与所述交流电源(1)的相位同步的旋转坐标系中把握的所述负载电流(Io)中去除直流成分而得到的，所述补偿电流(Id、Iq)是在所述旋转坐标系中把握的，在所述旋转坐标系中求出所述偏差(Ied、Ieq)。
本发明的有源滤波器控制装置的第5方式为：在其第2方式的基础上，所述负载(2)是空调，该空调包括：逆变器(23)；以及压缩机(24)，其被所述逆变器控制而压缩制冷剂。
发明的效果
根据本发明的有源滤波器控制装置的第1方式，通过使补偿电流的指令值以规定的相位差超前，可以消除电流控制器中的延迟时间。该相位差可以根据该延迟时间适当地设定。
根据本发明的有源滤波器控制装置的第2实施方式，指令值在交流电源的每一个周期几乎呈相同波形地变动，因此，能够利用延迟部使指令值的相位实质性前进。
根据本发明的有源滤波器控制装置的第3实施方式，在旋转坐标系中把握的负载电流中与交流电源的相位同步的成分表现为直流成分。因此，通过从在旋转坐标系中把握的负载电流中去除直流成分，得到了负载电流的谐波成分作为补偿电流的指令值。
根据本发明的有源滤波器控制装置的第4方式，即使交流电源为三相以上的多相，由于旋转坐标系能够作为两相来把握，因此容易简化延迟部的结构。旋转坐标系中的指令值、补偿电流的周期比固定坐标系中的这些周期短，因此，在采用延迟部的情况下，容易简化其结构。
根据本发明的有源滤波器控制装置的第5方式，由于负载变动小，因此，利用延迟部使指令值的相位实质性前进的精度高。
根据以下详细的说明和附图，更清楚本发明的目的、特征、形式以及优点。
附图说明
图1是示出在第1实施方式中采用了有源滤波器控制装置的方式的框图。
图2是示出第1实施方式的效果的曲线图。
图3是示出第1实施方式的效果的曲线图。
图4是示出第1实施方式的效果的曲线图。
图5是示出相对于第1实施方式进行比较的技术的曲线图。
图6是示出第1实施方式的效果的曲线图。
图7是示出在第2实施方式中采用了有源滤波器控制装置的方式的框图。
图8是示出第2实施方式的效果的曲线图。
图9是示出相对于第1实施方式进行比较的技术的框图。
图10是示出相对于第1实施方式进行比较的技术的曲线图。
具体实施方式
第1实施方式
图1是示出在本实施方式中采用了有源滤波器控制装置的方式的框图。下面举采用三相交流的情况的例子进行说明。但是这个相数仅为示例，相数不必指定为三相。
三相的交流电源1向负载2供应三相的负载电流Io。并联型有源滤波器6通过三相的互连电抗器4连接于交流电源1。并联型有源滤波器6输出三相的补偿电流Ic。另外，设成：此处的补偿电流Ic采取从并联型有源滤波器6向交流电源1的方向为正，从交流电源1流出的电源电流Is与补偿电流Ic之和为负载电流Io，进行说明。
当然，即使补偿电流Ic的方向采取与该实施方式的说明相反的方向，那也只不过是补偿电流Ic的极性的符号(正负)改变了。
并联型有源滤波器6例如具有逆变器61和电容器62。逆变器61通过输入/输出补偿电流Ic，对电容器62充放直流电压Vdc。例如，逆变器61是电压型逆变器，三条电流通路相对于电容器62并联连接，在各条电流通路中设有两个开关元件。
有源滤波器控制装置具有谐波成分提取部7A、差分电流生成部3A、电流控制器5以及驱动信号生成电路8。
谐波成分提取部7A从负载电流Io的谐波成分中得到补偿电流Ic的指令值Ic*。具体结构通过专利文献3等公知，因此，简单地保留其说明。谐波成分提取部7A具有变压器71、相位检测器72、dq转换器73、高通滤波器74、75以及逆dq转换器76。
变压器71检测交流电源1的三相电压Vs的一相，并将其赋予相位检测器72。相位检测器72将检测出的相位传递至dq转换器73和逆dq转换器76。
dq转换器73对检测出的负载电流Io进行三相/二相转换，得到d轴电流、q轴电流。高通滤波器74、75去除d轴电流、q轴电流的低频成分、尤其是直流成分，并赋予逆dq转换器76。逆dq转换器76进行二相/三相转换，并生成补偿电流Ic的指令值Ic*。此处，d轴和q轴是与由相位检测器72检测出的相位同步而旋转的旋转坐标系。
负载电流Io中与交流电源1的相位同步的成分在d轴电流、q轴电流中表现为直流成分。即，如果负载电流Io中没有谐波成分，则d轴电流、q轴电流仅为直流成分。因此，上述高通滤波器74、75仅输出表现为d轴电流、q轴电流的、负载电流Io的谐波成分。由此，指令值Ic*表示负载电流Io的谐波成分。因此，如果补偿电流Ic没有相位的偏移而与指令值Ic一致，则承担了负载电流Io的谐波成分，电源电流Is中不会产生谐波成分。
差分电流生成部3A得到使指令值Ic*以后述规定的相位差超前后的值Ic*＾与补偿电流Ic之间的偏差Ie。指令值Ic*是从在与交流电源1的相位同步的旋转坐标系(dq坐标系)中把握的负载电流Io中去除直流成分，并且进行坐标变换而在固定坐标系中把握的。并且，补偿电流Ic、偏差Ie也在固定坐标系中求出。
电流控制器5进行以下处理：根据差分电流生成部3A的输出生成三相的电压指令值V*。电流控制器5例如通过进行PI(比例积分)控制，实现上述处理。
驱动信号生成电路8根据电压指令值V*，生成驱动并联型有源滤波器6的驱动信号G。例如，驱动信号生成电路8进行针对比较电压指令值V*和载波后的结果的逻辑运算，生成驱动信号G。因此，可以说电压指令值V*是通过驱动信号G间接控制并联型有源滤波器6的控制信号。
另外，从去除补偿电流Ic的波动的观点来看，优选设置低通滤波器9。此处，低通滤波器9仅图示了一相，实际上设置了三相。
如上所述，电流控制器5进行PI控制而生成电压指令值V*，因此产生了延迟时间(以下将该延迟时间表示为时间ta)。因此，在根据指令值Ic*和补偿电流Ic求出偏差Ie的情况下，时间ta是补偿电流Ic与谐波成分的偏差的原因，从而成为对抑制电源电流Is的谐波成分进行阻碍的阻碍因素。
但是，本实施方式中，在差分电流生成部3A中，根据使指令值Ic*以与时间ta对应的相位超前后的值Ic*与补偿电流Ic求出偏差Ie，由此消除或减小上述阻碍因素。
此处，关于用于相位超前的相位量导入交流电源1输出的电压Vs的周期Tr，可以表达为在稳定状态下，考虑时间ta采用一定值。因此，通过预先测定或估计，能够估算时间ta，也能够预先适当地设定相位量
例如，差分电流生成部3A具有延迟部31和减法器32。延迟部31进行以从360度(即电压Vs的一个周期部的相位)中减去相位量后的相位延迟的处理。在稳定状态下，谐波成分以与电压Vs相同的周期周期性变动，因此该延迟实质上等同于以相位量超前。减法器32得到偏差Ie作为延迟部31的输出Ic*＾与补偿电流Ic之间的差分。
图2至图4以及图6是示出本实施方式的效果的曲线图。此外，图5是示出相对于本实施方式进行比较的技术的曲线图。在图2至图6中，各种量仅示出一相的情况。这是因为在负载2采用平衡负载的情况下，负载电流Io的三相平衡，电源电流Is和补偿电流Ic各自的三相也平衡，这些量的三相只不过相位相互相差120度。
图2中，随着从上向下，分别示出了负载电流Io、使补偿电流Ic的极性反转后的值(-Ic)、电源电流Is、相位超前后的指令值Ic*＾、补偿电流Ic、偏差Ie的波形。
图3中，分别在上段示出了电压Vs及其相位θ的波形，在中段示出了指令值Ic*的波形，在下段示出了相位超前后的指令值Ic*＾的波形。另外，时间ta和周期Tr也同时显示。从表面上看到指令值Ic*＾比指令值Ic*领先时间ta的量。
图4中，分别在上段示出了指令值Ic*和相位超前后的指令值Ic*＾的波形，在下段示出了指令值Ic*和补偿电流Ic的波形。图4中所示的波形与图3中所示的波形相比，时间轴被放大来示出。如从图3的中段和下段看到的那样，在图4的上段的波形中，看到相位超前后的指令值Ic*＾比指令值Ic*相位超前。并且，从图4的下段波形看到指令值Ic*与补偿电流Ic呈几乎一致的波形。
图5是示出将延迟部31中的延迟量设为0(即相位量也设为0)而得到的各种量的曲线图。分别在上段示出了(相位未超前的)指令值Ic*和补偿电流Ic的波形，在中段示出了偏差Ie的波形，在下段示出了电源电流Is的波形。
图6是示出延迟部31中进行实质上相当于相位超前相位量的延迟而得到的各种量的曲线图。分别在上段示出了相位超前后的指令值Ic*＾和补偿电流Ic的波形，在中段示出了偏差Ie的波形，在下段示出了电源电流Is的波形。
图9是图1中将延迟部31省略后的结构，实质上相当于图1的结构中将相位量设为0之后的结构。图10是与图2相应地示出了该结构中得到的各种量的波形的曲线图。
通过图5与图6的比较、图2与图10的比较，看到：利用使用了相位超前后的指令值Ic*＾(而非指令值Ic)的控制得到补偿电流Ic，由此，偏差Ie减小，并且电源电流Is的谐波成分明显降低。
即，根据本实施方式可知：电流控制器5中的运算处理导致的对抑制电源电流Is的谐波成分的阻碍得到了改善。
第2实施方式
在旋转坐标系中把握补偿电流的指令值的情况下，与第1实施方式同样地使相位超前，从而也能够对电流控制器中的运算处理导致的对抑制电源电流Is的谐波成分的阻碍进行改善。
图7是示出在本实施方式中采用了有源滤波器控制装置的方式的框图。与第1实施方式中的图1的框图所示的结构相对，本实施方式中的结构形成为：分别将谐波成分提取部7A替换为谐波成分提取部7B，将差分电流生成部3A替换为差分电流生成部3B，将电流控制器5替换为相电压指令生成部10，并增加了dq转换器11。而且，负载2示例出更加详细的结构。
在本实施方式中的示例中，负载2是包括逆变器23以及被逆变器23控制而压缩制冷剂(未图示)的压缩机24的空调。负载2还包括用于向逆变器23供应直流电源的转换器21以及并列插入转换器21与逆变器23之间的电容器22。
由于这种负载2的负载变动小，因此从使指令值的相位实质性前进的精度高的观点来看，这是优选的。
dq转换器11对补偿电流Ic进行dq转换，并输出d轴电流Id和q轴电流Iq。
谐波成分提取部7B的结构形成为：从谐波成分提取部7A省略了逆dq转换部76，并增加了减法器77、电压控制器78、加法器79。谐波成分提取部7B中的变压器71、相位检测器72、dq转换器73、高通滤波器74、75的功能以及相互的连接关系分别与谐波成分提取部7A中的相同。
减法器77求出电容器62维持的直流电压Vdc与其指令值Vdc*之间的偏差。电压控制器78对从减法器77得到的偏差进行PI控制，并求出d轴电流的校正值。该校正值通过加法器79而与(d轴电流用的)高通滤波器74的输出相加。由此，从加法器79得到d轴电流指令值Id*。
从q轴电流用高通滤波器75得到q轴电流指令值Iq*。可以说d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*是在旋转坐标系中将考虑到直流电压Vdc的脉动的负载电流Io的谐波成分把握后的值。因此，这些可以作为针对在旋转坐标系中把握了补偿电流Ic后的d轴电流Id、q轴电流Iq的指令值来把握。
差分电流生成部3B具有延迟部31d、31q和减法器32d、32q。延迟部31d、31q均与第1实施方式所示的延迟部31同样地分别进行以从360度减去相位量后的相位延迟的处理。关于这些相位量在后面进行叙述。通过该延迟处理，根据d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*，分别得到相位超前后的d轴电流指令值Id*＾和相位超前后的q轴电流指令值Iq*＾。
减法器32d、32q均与第1实施方式所述的减法器32同样地分别输出偏差Ied、Ieq。即，相位超前后的d轴电流指令值Id*＾与d轴电流Id之间的偏差Ied和相位超前后的q轴电流指令值Iq*＾与q轴电流Iq之间的偏差Ieq是分别从减法器32d、32q得到的。
相电压指令生成部10具有电流控制器10dd、10qq。电流控制器10dd、10qq分别对偏差Ied、Ieq进行PI控制，由此，输出电压指令值Vid、Viq。如果假设利用电流控制器10dd、10qq中的PI控制分别产生延迟时间td、tq，上述相位量分别如下进行设定，由此能够得到与实施方式1同样的效果。
另外，图7中示出了以下方式：采用了用于避免d轴的电流控制与q轴的电流控制之间的所谓干扰的结构(以下称“非干扰结构”)，校正了电压指令值Vid、Vid。非干扰结构例如如专利文献2所公开的那样，是公知技术，因此简略地保留说明。
具体而言，追加设置了乘法器10dq、10qd、减法器10d以及加法器10q。乘法器10dq将交流电压Vs的角频率ω(＝2π/Tr)与互连电抗器的电感L的积ωL乘以d轴电流指令值Id*，并赋予加法器10q。乘法器10qd将角频率ω与电感L的积ωL乘以q轴电流指令值Iq*，并赋予减法器10d。减法器10d通过减去来自乘法器10qd的输出来校正由电流控制器10dd得到的电压指令值Vid。加法器10q通过加上来自乘法器10dq的输出来校正由电流控制器10qq得到的电压指令值Viq。
另外，乘法器10dq、10qd被赋予(相位未超前的)d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*。这是基于以下观点：乘法器10dq、10qd中的处理中不发生电流控制器10dd、10qq中的处理的那种延迟。
但是，在稳定状态下非干扰结构的影响小，或者如果延迟部31d、31q中的延迟不在稳定状态下，则不相当于实质性的相位超前。因此，从该观点来看，乘法器10dq、10qd也可以被赋予相位超前后的d轴电流指令值Id*＾和相位超前后的q轴电流指令值Iq*＾。
另外，在不考虑d轴和q轴的干扰的情况下，当然可以省略加法器10dq、10qd、减法器10d以及加法器10q。
在本实施方式中，与第1实施方式不同，驱动信号生成电路8根据二相的电压指令值Vid、Viq，生成驱动并联型有源滤波器6的驱动信号G。因此，可以说电压指令值Vid、Viq也与三相的电压指令值V*同样，是通过驱动信号G间接控制并联型有源滤波器6的控制信号。具有该功能的驱动信号生成电路8的结构是公知的，因此在此省略说明。
图8是示出第2实施方式的效果的曲线图，从上段向下，依次分别示出d轴电流Id、偏差Ied、q轴电流Iq、偏差Ieq、电源电流Is。
d轴电流Id反映了电源电流Is实际上是三相，以电源电流Is的周期Tr的1/6即周期Tr/6周期性变动。并且，d轴电流Id几乎呈正玄波。同样，q轴电流Iq也以周期Tr/6周期性变动。
可知偏差Ied、Ieq小，电源电流Is也几乎呈正玄波，谐波被抑制。
由此，可知：本实施方式也与第1实施方式同样，电流控制器10dd、10qq中的运算处理导致的对抑制电源电流Is的谐波成分的阻碍得到了改善。
在本实施方式中，如上所述，补偿电流Ic是在旋转坐标系中通过d轴电流Id和q轴电流Iq把握的，偏差Ied、Ieq也在该旋转坐标系中求出。即使交流电源1为三相以上的多相电源，旋转坐标系也能够作为二相把握，延迟部31d、31q和电流控制器10dd、10qq为二相足矣。在第1实施方式中，延迟部31和电流控制器5实际上需要三相。
另外，本实施方式中，d轴电流Id和q轴电流Iq以交流电压Vs的周期Tr的1/6周期性变动带来其他效果。即，旋转坐标系中的指令值Id*、Iq*和作为补偿电流的d轴电流Id以及q轴电流Iq的周期比固定坐标系中的这些量(第1实施方式中的指令值Ic*和补偿电流Ic)的周期Tr短。这在采用延迟部31d、31q的结构中容易简化其结构。
具体而言，例如在第1实施方式所示的延迟部31中使用FIFO型的存储器时，依次存储相当于周期Tr的部分，并以规定的延迟量将其依次输出，由此进行了实质性的相位超前处理。并且，以第1实施方式的例子来说，由于存储了三相的指令值Ic*，实质上需要周期Tr的三倍的存储器容量。
另一方面，延迟部31d使用FIFO型的存储器时，以相当于周期Tr/6的量依次存储d轴电流指令值Id*，如果以规定的延迟量将其依次输出则足矣。关于延迟部31q也同样如此。因此，需要的存储器容量是周期Tr的1/3倍，与第1实施方式相比较，可以减少至1/9。
变形
在作为延迟部31而被采用的存储器中，设置指令值Ic*的一相的存储位置为N个。例如当Tr＝20ms(相当于电源频率50Hz)时，如果电流控制的控制周期是50μs，则优选：N≧20ms/50μs＝400。
反之，当存储位置相对于周期Tr为N个时，优选：控制周期比N/Tr长。并且，本来使其超前的相位量换算成时间而应该为时间ta，但导入非负的整数k而优选：以k/(N·Tr)进行近似。指令值Ic*的相位超前是因为能够通过将(N-k)个的数据在时间上向后偏移来对应。这对于延迟部31d、31q也同样如此。
或者，当不存在与相当于相位超前的时间ta对应的上述整数k时，用F[ta/Tr]表示ta/Tr的小数部分，如下所述确定整数k1、k2，通过使用了第(N-k1)个的指令值和第(N-k2)个的指令值的插值，也可以求出实质上相位超前了的指令值。这对于延迟部31d、31q也同样如此。
k1＝ta/Tr-F[ta/Tr]，k2＝k1+1
对本发明进行了详细说明，但上述说明在所有形式中都是例示的，本发明不限于此。理解为可在不脱离本发明的范围的情况下想定未例示的无数变形例。

Claims (5)

1.一种有源滤波器控制装置，该有源滤波器控制装置对并联型有源滤波器(6)进行控制，所述并联型有源滤波器(6)通过互连电抗器(4)连接于向负载(2)供应负载电流(Io)的交流电源(1)，并输出补偿电流(Ic、Id、Iq)，
所述有源滤波器控制装置具有：
谐波成分提取部(7A、7B)，其从所述负载电流的谐波成分获得所述补偿电流的指令值(Ic*、Id*、Iq*)；
差分电流生成部(3A、3B)，其获得使所述指令值以规定的相位差(360°×ta/Tr)超前后的值(Ic*＾、Id*＾、Iq*＾)与所述补偿电流之间的偏差(Ie)；
电流控制器(5、10dd、10qq)，其根据所述差分电流生成部的输出生成控制信号(V*、Vid、Viq)；以及
驱动信号生成电路(8)，其根据所述控制信号，生成驱动所述并联型有源滤波器的驱动信号(G)。
2.根据权利要求1所述的有源滤波器控制装置，其中，
所述差分电流生成部(3A、3B)具有：
延迟部(31)，其以从所述交流电源(1)的一个周期的相位减去所述规定的相位差(360°×ta/Tr)后的相位，对所述指令值(Ic*、Id*、Iq*)进行使其延迟的处理；以及
减法器(32)，其获得所述延迟部的输出(Ic*＾、Id*＾、Iq*＾)与所述补偿电流(Ic、Id、Iq)之间的差分。
3.根据权利要求1至2中的任意一项所述的有源滤波器控制装置，其中，
所述指令值(Ic*)是从在与所述交流电源(1)的相位同步的旋转坐标系中把握的所述负载电流(Io)中去除直流成分，并且进行坐标变换而在固定坐标系中把握的，
所述补偿电流(Ic)是在所述固定坐标系中把握的，
在所述固定坐标系中求出所述偏差(Ie)。
4.根据权利要求1至2中的任意一项所述的有源滤波器控制装置，其中，
所述指令值(Id*、Iq*)是从在与所述交流电源(1)的相位同步的旋转坐标系中把握的所述负载电流(Io)中去除直流成分而得到的，
所述补偿电流(Id、Iq)是在所述旋转坐标系中把握的，
在所述旋转坐标系中求出所述偏差(Ied、Ieq)。
5.根据权利要求2所述的有源滤波器控制装置，其中，
所述负载(2)是空调，该空调包括：
逆变器(23)；以及
压缩机(24)，其被所述逆变器控制而压缩制冷剂。
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