CN104662792A - 用于包络跟踪的可编程rf陷波滤波器 - Google Patents

用于包络跟踪的可编程rf陷波滤波器 Download PDF

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Abstract

本文公开了一种并联放大器(14)、一种开关电源(12)和一种射频(RF)陷波滤波器(18)。所述并联放大器具有并联放大器输出，从而使得所述开关电源耦合到所述并联放大器输出。此外，所述RF陷波滤波器耦合于所述并联放大器输出与地面之间。所述RF陷波滤波器具有基于RF双工频率的可选陷波频率。

Description

用于包络跟踪的可编程RF陷波滤波器
相关申请
本申请要求2012年7月26日提交的美国临时专利申请第61/675,898号的权益，所述临时专利申请的公开内容以全文引用的方式并入本文中。
公开领域
本公开涉及直流至直流(DC)-DC转换器以及使用DC-DC转换器的电路。
背景
DC-DC转换器常常包括开关电源，其可以基于开关DC电压源与地面之间的储能元件(如电感器)的至少一端。结果，来自DC-DC转换器的输出电压，可以具有从与储能元件相关联的开关中而产生的纹波电压。通常，纹波电压是不合需要的，而且在尺寸和成本允许的情况尽可能地最小化。因此，需要使用最小化尺寸和成本的技术来使纹波电压最小化。
概述
本文公开一种并联放大器、一种开关电源和一种射频(RF)陷波滤波器。所述并联放大器具有并联放大器输出，从而使得所述开关电源耦合到所述并联放大器输出。此外，所述RF陷波滤波器耦合于所述并联放大器输出与地面之间。所述RF陷波滤波器具有可选陷波频率，其基于RF双工频率。
在本公开的一个实施方案中，所述并联放大器和所述开关电源联合提供第一包络电源信号给RF功率放大器(PA)，从而使得所述第一包络电源信号对所述RF PA所提供的RF发射信号，至少部分地进行包络跟踪。在所述RF陷波滤波器的一个实施方案中，所述RF陷波滤波器减小所述第一包络电源信号引入到RF接收电路中的噪音。同样地，所述可选陷波频率被选择来将特定接收频率设为目标。
本领域技术人员在结合附图阅读以下详细描述之后，将了解本公开的范围并且认识到其额外方面。
附图简述
并入且形成本说明书一部分的附图示出本公开的几个方面，并且连同描述内容一起用来解释本公开的原理。
图1展示根据本公开的一个实施方案的直流至直流(DC)-DC转换器。
图2展示根据DC-DC转换器的替代实施方案的DC-DC转换器。
图3为根据DC-DC转换器的额外实施方案的图表，其示出图1所示的射频(RF)陷波滤波器的频率响应。
图4展示根据DC-DC转换器的另一实施方案的DC-DC转换器。
图5展示根据DC-DC转换器的又一实施方案的DC-DC转换器。
图6展示根据本公开的一个实施方案的射频(RF)通信系统。
图7展示根据RF通信系统的替代实施方案的RF通信系统。
图8展示根据RF通信系统的另一实施方案的RF通信系统。
图9展示根据RF通信系统的另一实施方案的RF通信系统。
图10展示根据DC-DC转换器的一个实施方案的DC-DC转换器。
图11展示根据DC-DC转换器的替代实施方案的DC-DC转换器。
图12展示根据RF通信系统的替代实施方案的RF通信系统。
图13展示根据DC-DC转换器的一个实施方案的、图12所示的DC-DC转换器的详情。
图14展示根据RF陷波滤波器的一个实施方案的、用于图13所示的DC-DC转换器中的RF陷波滤波器的详情。
图15展示根据RF陷波滤波器的替代实施方案的、用于图13所示的DC-DC转换器中的RF陷波滤波器的详情。
图16展示根据RF陷波滤波器的另一实施方案的、用于图13所示的DC-DC转换器中的RF陷波滤波器的详情。
图17为根据RF通信系统的一个实施方案的图表，其示出图12所示的RF通信系统的频率行为。
详述
下文阐明的实施方案代表使得本领域技术人员能够实践本公开的必需信息，并且示出实施本公开的最佳模式。在鉴于附图来阅读以下描述之后，本领域技术人员将了解本公开的概念，并且认识到在本文中未具体提出的这些概念的应用。应了解，这些概念和应用属于本公开和随附权利要求书的范围内。
图1展示根据本公开的一个实施方案的直流至直流(DC)-DC转换器10。DC-DC转换器10包括开关电源12、并联放大器14和射频(RF)陷波滤波器18。开关电源12包括开关电路16和第一电感元件L1。并联放大器14具有反馈输入FBI和并联放大器输出PAO。一般而言，开关电源12耦合到并联放大器输出PAO。开关电路16具有开关电路输出SCO。第一电感元件L1耦合于开关电路输出SCO与反馈输入FBI之间。RF陷波滤波器18耦合于并联放大器输出PAO与地面之间。在DC-DC转换器10的一个实施方案中，并联放大器输出PAO直接耦合到反馈输入FBI，正如图中所示。
在DC-DC转换器10的一个实施方案中，并联放大器14基于电压设定点而通过并联放大器输出PAO，来部分地提供第一电源输出信号PS1。开关电源12通过第一电感元件L1而部分地提供第一电源输出信号PS1。与并联放大器14相比，开关电源12可以更有效地提供电力。然而，与开关电源12相比，并联放大器14可以更精确地提供第一电源输出信号PS1的电压。同样地，在DC-DC转换器10的一个实施方案中，并联放大器14基于第一电源输出信号PS1的电压设定点，来调节第一电源输出信号PS1的电压，称为第一电压V1。此外，开关电源12调节第一电源输出信号PS1，而使来自并联放大器14的输出电流(称为并联放大器输出电流IP)最小化，进而使效率最大化。在这方面，并联放大器14充当电压源，而开关电源12充当电流源。另外，开关电路16通过开关电路输出SCO，而将开关输出电压VS和电感电流IL提供给第一电感元件L1。
在DC-DC转换器10的一个实施方案中，DC-DC转换器10接收DC源信号VDC，从而使得并联放大器14使用DC源信号VDC来部分地提供第一电源输出信号PS1，并且开关电源12使用DC源信号VDC来部分地提供第一电源输出信号PS1。
图2展示根据DC-DC转换器10的替代实施方案的DC-DC转换器10。图2所示的DC-DC转换器10类似于图1所示的DC-DC转换器10，除了图2所示的DC-DC转换器10还包括电源控制电路20，而且开关电源12还包括滤波器电容元件CF。滤波器电容元件CF耦合于并联放大器输出PAO与地面之间。同样地，滤波器电容元件CF可以显著减小来自第一电源输出信号PS1的有害噪音、纹波或同时减小这两者。电源控制电路20接收DC源信号VDC，并且耦合到并联放大器14和开关电路16。
图3为根据DC-DC转换器10的另一实施方案的图表，其示出图1所示的RF陷波滤波器18(图1)的频率响应22。RF陷波滤波器18(图1)具有频率响应22，其中RF陷波24处于RF陷波频率RNF上。因此，RF陷波滤波器18(图1)基于频率响应22来过滤第一电源输出信号PS1(图1)。同样地，RF陷波滤波器18(图1)可以显著减小RF陷波频率RNF上来自第一电源输出信号PS1(图1)的有害噪音、纹波，或同时减小这两者。在RF陷波滤波器18(图1)的一个实施方案中，RF陷波滤波器18(图1)为可编程RF陷波滤波器，从而使得RF陷波频率RNF为可选陷波频率。在RF陷波滤波器18(图1)的替代实施方案中，RF陷波滤波器18(图1)为固定RF陷波滤波器，从而使得RF陷波频率RNF并不为可选陷波频率。
在频率响应22的第一实施方案中，RF陷波频率RNF约等于10兆赫。在频率响应22的第二实施方案中，RF陷波频率RNF约等于20兆赫。在频率响应22的第三实施方案中，RF陷波频率RNF约等于30兆赫。在频率响应22的第四实施方案中，RF陷波频率RNF约等于40兆赫。在频率响应22的第五实施方案中，RF陷波频率RNF约等于50兆赫。
图4展示根据DC-DC转换器10的另一实施方案的DC-DC转换器10。图4所示的DC-DC转换器10类似于图2所示的DC-DC转换器10，除了图4所示的DC-DC转换器10还包括耦合于并联放大器输出PAO与反馈输入FBI之间的偏移电容元件CO。同样地，开关电源12通过偏移电容元件CO而耦合到并联放大器输出PAO，并且RF陷波滤波器18通过偏移电容元件CO而耦合到并联放大器输出PAO。另外，RF陷波滤波器18包括串联耦合的陷波滤波器电容元件CT和陷波滤波器电感元件LT。陷波滤波器电容元件CT和陷波滤波器电感元件LT形成具有谐振频率的谐振电路。RF陷波频率RNF(图3)是基于谐振频率。RF陷波频率RNF(图3)附近的频率响应22(图3)的形状可以基于谐振电路的Q系数。
并联放大器14基于电压设定点，而通过并联放大器输出PAO和偏移电容元件CO，来部分地提供第一电源输出信号PS1。偏移电容元件CO允许第一电压V1高于并联放大器输出PAO上的电压。结果，即使第一电压V1大于并联放大器输出PAO上来自并联放大器14的最大输出电压，并联放大器14也可以恰当地调节第一电压V1。在图4所示的DC-DC转换器10的实施方案中，滤波器电容元件CF通过偏移电容元件CO而耦合于并联放大器输出PAO与地面之间。在DC-DC转换器10的替代实施方案中，省略偏移电容元件CO。
图5展示根据DC-DC转换器10的又一实施方案的DC-DC转换器10。图5所示的DC-DC转换器10类似于图4所示的DC-DC转换器10，除了在图5所示的DC-DC转换器10中，RF陷波滤波器18包括串联耦合的陷波滤波器电容元件CT、陷波滤波器电感元件LT和陷波滤波器电阻元件RT。陷波滤波器电容元件CT、陷波滤波器电感元件LT和陷波滤波器电阻元件RT形成具有谐振频率的谐振电路。RF陷波频率RNF(图3)是基于谐振频率。RF陷波频率RNF(图3)附近的频率响应22(图3)的形状可以基于谐振电路的Q系数。
图6展示根据本公开的一个实施方案的射频(RF)通信系统26。RF通信系统26包括RF发射器电路28、RF系统控制电路30、RF前端电路32、RF天线34和DC电力源36。RF发射器电路28包括发射器控制电路38、RF功率放大器(PA)40、DC-DC转换器10和PA偏置电路42。DC-DC转换器10作用是包络跟踪电源。在RF通信系统26的替代实施方案中，DC电力源36处于RF通信系统26之外。
在RF通信系统26的一个实施方案中，RF前端电路32通过RF天线34来接收、处理RF接收信号RFR并且转发至RF系统控制电路30。在RF通信系统26的一个实施方案中，RF接收信号RFR具有RF接收频率。此外，RF陷波频率RNF(图3)约等于RF接收频率，这可以减小接收路径中来自发射路径或其他噪音源的噪音、纹波或同时减小两者。RF系统控制电路30将电源控制信号VRMP和发射器配置信号PACS提供给发射器控制电路38。RF系统控制电路30将RF输入信号RFI提供给RF PA 40。DC电力源36将DC源信号VDC提供给DC-DC转换器10。在DC电力源36的一个实施方案中，DC电力源36是电池。在电源控制信号VRMP的一个实施方案中，电源控制信号VRMP是包络电源控制信号。具体而言，DC电力源36将DC源信号VDC提供给并联放大器14(图1)，并且提供给开关电源12(图1)。
发射器控制电路38耦合到DC-DC转换器10，并且耦合到PA偏置电路42。DC-DC转换器10基于电源控制信号VRMP，而将第一电源输出信号PS1提供给RF PA 40。在这方面，DC-DC转换器10是包络跟踪电源，并且第一电源输出信号PS1是第一包络电源信号EPS。DC源信号VDC将电力提供给DC-DC转换器10。同样地，作为第一包络电源信号EPS的第一电源输出信号PS1是基于DC源信号VDC。电源控制信号VRMP代表第一包络电源信号EPS的电压设定点。RF PA 40接收并且放大RF输入信号RFI，从而使用第一包络电源信号EPS来提供RF发射信号RFT。第一包络电源信号EPS将用于放大的电力提供给RF PA 40。
在DC-DC转换器10的一个实施方案中，第一包络电源信号EPS被调幅成至少部分地提供包络跟踪。在RF PA 40的一个实施方案中，RF PA 40在大致恒定增益(称为等增益)下并且在增益压缩下运作。在增益压缩的第一实施方案中，增益压缩约大于1分贝。在增益压缩的第二实施方案中，增益压缩约大于2分贝。在增益压缩的第三实施方案中，增益压缩约等于2分贝。在增益压缩的第四实施方案中，增益压缩约等于3分贝。在增益压缩的第五实施方案中，增益压缩约等于4分贝。通过在高级别增益压缩下运作，可以增加RF PA 40的效率，这可以有助于补偿DC-DC转换器10中减小的效率。
在第一包络电源信号EPS的第一实施方案中，第一包络电源信号EPS的带宽大于等于约10兆赫。在第一包络电源信号EPS的第二实施方案中，第一包络电源信号EPS的带宽小于等于约10兆赫。在第一包络电源信号EPS的第三实施方案中，第一包络电源信号EPS的带宽大于等于约20兆赫。在第一包络电源信号EPS的第四实施方案中，第一包络电源信号EPS的带宽小于等于约20兆赫。
RF前端电路32通过RF天线34来接收、处理和发射RF发射信号RFT。在RF发射器电路28的一个实施方案中，发射器控制电路38基于发射器配置信号PACS来配置RF发射器电路28。在RF通信系统26的一个实施方案中，RF通信系统26在全双工环境中运作，从而使得RF发射信号RFT和RF接收信号RFR可以同时激活。RF发射信号RFT具有RF发射频率，并且RF接收信号RFR具有RF接收频率。RF发射频率与RF接收频率之间的差值约等于RF双工频率。在RF通信系统26的一个实施方案中，RF陷波频率RNF(图3)约等于RF双工频率，这可以减小接收路径中来自发射路径的噪音。
在RF陷波滤波器18(图1)的一个实施方案中，RF陷波滤波器18(图1)为可编程RF陷波滤波器，从而使得RF陷波频率RNF为可选陷波频率。在可编程RF陷波滤波器的一个实施方案中，可选陷波频率是基于RF双工频率。在可编程RF陷波滤波器的一个实施方案中，可选陷波频率是约等于RF双工频率。在RF通信系统26的一个实施方案中，发射器控制电路38基于RF双工频率来选择可选陷波频率。在RF通信系统26的一个实施方案中，RF系统控制电路30通过发射器配置信号PACS，而将陷波频率信息提供给发射器控制电路38。陷波频率信息是基于RF双工频率。然后，发射器控制电路38基于陷波频率信息来选择可选陷波频率。同样地，可选陷波频率的选择是基于陷波频率信息。
在RF双工频率的第一实施方案中，RF双工频率大于等于约10兆赫。在RF双工频率的第二实施方案中，RF双工频率大于等于约20兆赫。在RF双工频率的第三实施方案中，RF双工频率大于等于约30兆赫。在RF双工频率的第四实施方案中，RF双工频率大于等于约40兆赫。在RF双工频率的第五实施方案中，RF双工频率大于等于约50兆赫。
PA偏置电路42将PA偏置信号PAB提供给RF PA 40。在这方面，PA偏置电路42通过PA偏置信号PAB而使RF PA 40偏置。在PA偏置电路42的一个实施方案中，PA偏置电路42基于发射器配置信号PACS来使RF PA 40偏置。在RF前端电路32的一个实施方案中，RF前端电路32包括至少一个RF开关、至少一个RF放大器、至少一个RF滤波器、至少一个RF双工器、至少一个RF天线共用器、类似器件，或其任何组合。在RF系统控制电路30的一个实施方案中，RF系统控制电路30是RF收发器电路，其可以包括RF收发器IC、基带控制器电路、类似电路，或其任何组合。在RF发射器电路28的一个实施方案中，DC-DC转换器10提供第一包络电源信号EPS，其具有开关纹波。在RF发射器电路28的一个实施方案中，第一包络电源信号EPS提供用于放大的电力，并且对RF发射信号RFT至少部分地进行包络跟踪。
图7展示根据RF通信系统26的替代实施方案的RF通信系统26。图7所示的RF通信系统26类似于图6所示的RF通信系统26，除了在图7所示的RF通信系统26中，RF发射器电路28还包括耦合于发射器控制电路38与数字通信总线46之间的数字通信接口44。数字通信总线46也耦合到RF系统控制电路30。同样地，RF系统控制电路30通过数字通信总线46和数字通信接口44，而将电源控制信号VRMP(图6)和发射器配置信号PACS(图6)提供给发射器控制电路38。
图8展示根据DC-DC转换器10的一个实施方案的、图6所示的DC-DC转换器10的详情。DC-DC转换器10包括电源控制电路20、并联放大器14和开关电源12。电源控制电路20控制并联放大器14和开关电源12。并联放大器14和开关电源12提供第一电源输出信号PS1，从而使得并联放大器14部分地提供第一电源输出信号PS1，并且开关电源12部分地提供第一电源输出信号PS1。
图9展示根据RF通信系统26的另一实施方案的RF通信系统26。图9所示的RF通信系统26类似于图6所示的RF通信系统26，除了在图9所示的RF通信系统26中，省略PA偏置电路42(图6)，并且RF PA 40包括驱动级48以及耦合到驱动级48的末级50。DC-DC转换器10基于电源控制信号VRMP，而将作为第二包络电源信号的第二电源输出信号PS2提供给驱动级48。此外，DC-DC转换器10基于电源控制信号VRMP，而将作为第一包络电源信号的第一电源输出信号PS1提供给末级50。驱动级48接收并且放大RF输入信号RFI，从而使用第二包络电源信号来提供驱动级输出信号DSO，所述第二包络电源信号提供用于放大的电力。类似地，末级50接收并且放大驱动级输出信号DSO，从而使用第一包络电源信号来提供RF发射信号RFT，所述第一包络电源信号提供用于放大的电力。
图10展示根据DC-DC转换器10的一个实施方案的DC-DC转换器10。图10所示的DC-DC转换器10类似于图1所示的DC-DC转换器10，除了在图10所示的DC-DC转换器10中，开关电源12还包括第二电感元件L2。第二电感元件L2耦合于反馈输入FBI与并联放大器输出PAO之间。开关电源12通过第一电感元件L1和第二电感元件L2而部分地提供第一电源输出信号PS1。具体而言，开关电源12通过第一电感元件L1和第二电感元件L2的串联组合，而部分地提供第一电源输出信号PS1。
在开关电源12的一个实施方案中，连接节点52提供于第一电感元件L1和第二电感元件L2彼此连接的地方。连接节点52通过反馈输入FBI，而将第二电压V2提供给并联放大器14。此外，在并联放大器14的一个实施方案中，并联放大器14在超过频率阈值的高频率上具有有限开环增益。在此类频率上，并联放大器14中的群延迟，可能正常会限制并联放大器14精确调节第一电源输出信号PS1的第一电压V1的能力。然而，通过将第二电压V2而不是第一电压V1反馈给反馈输入FBI，整个第二电感元件L2上所引发的移相，至少部分地补偿并联放大器14在超过频率阈值的频率上的有限开环增益，进而提高并联放大器14精确调节第一电压V1的能力。在这方面，在DC-DC转换器10的一个实施方案中，并联放大器14基于电压设定点，而通过并联放大器输出PAO，来部分地提供第一电源输出信号PS1，并且，从第一电感元件L1与第二电感元件L2之间的连接节点52将电压反馈给反馈输入FBI。
图11展示根据DC-DC转换器10的替代实施方案的DC-DC转换器10。图11所示的DC-DC转换器10类似于图10所示的DC-DC转换器10，除了图11所示的DC-DC转换器10还包括偏移电容元件CO，并且开关电源12还包括滤波器电容元件CF。偏移电容元件CO耦合于并联放大器输出PAO与第二电感元件L2之间。在DC-DC转换器10的一个实施方案中，并联放大器14基于电压设定点，而通过并联放大器输出PAO和偏移电容元件CO，来部分地提供第一电源输出信号PS1。第一电感元件L1和第二电感元件L2通过连接节点52，来提供第二电源输出信号PS2。
第一电感元件L1、第二电感元件L2和滤波器电容元件CF，形成具有第一截止频率的第一低通滤波器54。第二电感元件L2和滤波器电容元件CF，形成具有第二截止频率的第二低通滤波器56。第二截止频率可以显著地高于第一截止频率。同样地，第一低通滤波器54可以主要用来过滤通常为方形波的开关输出电压VS。然而，第二低通滤波器56可以用来将特定高频率设为目标，如开关输出电压VS的某些谐频。
在第一低通滤波器54和第二低通滤波器56的第一实施方案中，第二截止频率比第一截止频率至少大10倍。在第一低通滤波器54和第二低通滤波器56的第二实施方案中，第二截止频率比第一截止频率至少大100倍。在第一低通滤波器54和第二低通滤波器56的第三实施方案中，第二截止频率比第一截止频率至少大500倍。在第一低通滤波器54和第二低通滤波器56的第四实施方案中，第二截止频率比第一截止频率至少大1000倍。在第一低通滤波器54和第二低通滤波器56的第五实施方案中，第二截止频率比第一截止频率大得少于1000倍。在第一低通滤波器54和第二低通滤波器56的第六实施方案中，第二截止频率比第一截止频率大得少于5000倍。
第一电感元件L1具有第一电感，并且第二电感元件L2具有第二电感。在第一电感元件L1和第二电感元件L2的第一实施方案中，第一电感的量值比第二电感的量值至少大10倍。在第一电感元件L1和第二电感元件L2的第二实施方案中，第一电感的量值比第二电感的量值至少大100倍。在第一电感元件L1和第二电感元件L2的第三实施方案中，第一电感的量值比第二电感的量值至少大500倍。在第一电感元件L1和第二电感元件L2的第四实施方案中，第一电感的量值比第二电感的量值至少大1000倍。在第一电感元件L1和第二电感元件L2的第五实施方案中，第一电感的量值比第二电感的量值大得少于1000倍。在第一电感元件L1和第二电感元件L2的第六实施方案中，第一电感的量值比第二电感的量值大得少于5000倍。
对图11所示的DC-DC转换器10的改进纹波消除性能的分析加以呈现。一般而言，第一电源输出信号PS1馈入到具有负载电阻RL的负载(未示出)，如RF PA 40(图6)。开关输出电压VS具有称为DC电压VD的DC成分和称为AC电压VA的纹波成分，正如下文所示，由等式1给出。
等式1：VS = VD + VA。
此外，电感电流IL具有DC电流ID和AC电流IA，正如下文所示，由等式2给出。
等式2：IL = ID + IA。
DC-DC转换器10将DC电压VD调节成约等于电压设定点。第一电感元件L1和第二电感元件L2大致以短路的方式展现给DC成分。此外，滤波器电容元件CF大致以开路的方式展现给DC成分。因此，DC电压VD根据预期需要而大致施加给负载电阻RL。结果，DC电流ID是基于DC电压VD和负载电阻RL，正如下文等式3中所示。
等式3：ID = VD/RL。
开关输出电压VS的大部分纹波成分会通过第一低通滤波器54和第二低通滤波器56，而从第一电压V1中过滤出去。结果， AC电压VA的大部分电压处于第一电感元件L1和第二电感元件L2的整个串联组合上。第一电感元件L1具有第一电感I1，并且第二电感元件L2具有第二电感I2。因此，AC电流IA是基于AC电压VA、第一电感I1和第二电感I2，其中s=j2πf，j=√-1，并且f=频率，正如下文等式4中所示。
等式4：IA = VA/[s(I1+I2)]。
纹波成分的许多剩余部分会通过并联放大器14，而从第一电压V1中消除。然而，就并联放大器14无法完全消除纹波成分的剩余部分这个方面而言，第一电压V1具有第一残余纹波电压VR1，并且第二电压V2具有第二残余纹波电压VR2。纹波消除的两种方法将彼此进行对比。在第一种方法中，DC-DC转换器10为图10所示的DC-DC转换器10，从而使得第二电压V2馈入到反馈输入FBI，正如图中所示。在这方面，第二残余纹波电压VR2驱动并联放大器14来提供纹波消除电流，其是并联放大器输出电流IP。在第二种方法中，DC-DC转换器10类似于图10所示的DC-DC转换器10，除了第一电压V1而不是第二电压V2馈入到反馈输入FBI，从而使得第一残余纹波电压VR1驱动并联放大器14来提供纹波消除电流，其是并联放大器输出电流IP。
在以下分析中，并联放大器14具有DC开环增益GO和开环带宽系数T。结果，并联放大器14具有增益G，正如下文等式5中所示。
等式5：G = GO/(1+sT)。
结果，在显著低于并联放大器14的开环带宽的频率上，开环带宽系数T小于1，从而使得增益G接近DC开环增益GO。相反地，在显著高于并联放大器14的开环带宽的频率上，开环带宽系数T大于1，从而使得增益G接近GO/sT。
在上文所述的、第二残余纹波电压VR2驱动并联放大器14的第一种方法中，并且在显著高于并联放大器14的开环带宽的频率上，并联放大器输出电流IP是基于第二残余纹波电压VR2，正如下文等式6中所示。
等式6：IP = G * VR2 ≈ (GO * VR2)/sT。
在上文所述的、第一残余纹波电压VR1驱动并联放大器14的第二种方法中，并且在显著高于并联放大器14的开环带宽的频率上，并联放大器输出电流IP是基于第一残余纹波电压VR1，正如下文等式7中所示。
等式7：IP = G * VR1 ≈ (GO * VR1)/sT。
然而，第一残余纹波电压VR1与第二残余纹波电压VR2之间的差值是基于AC电流IA和第二电感I2，正如下文等式8和等式9中所示。
等式8：(VR2 – VR1) = (s)(IA)(I2)，或
等式9：VR2 = (s)(IA)(I2) + VR1。
将等式9代入到等式6中，会提供等式10和等式11，正如下文所示。
等式10：IP ≈ (GO)(VR1)/sT + (GO)(s)(IA)(I2)/sT，或
等式11：IP ≈ (GO)(VR1)/sT + (GO)(IA)(I2)/T。
等式11代表第一种方法，而等式7代表第二种方法。作为一个提醒，在第一种方法中，第二残余纹波电压VR2驱动并联放大器14，而在第二种方法中，第一残余纹波电压VR1驱动并联放大器14。在两个等式中，较小的第一残余纹波电压VR1代表更好的纹波消除性能。出于对比目的，假设两种方法都提供相同量值的并联放大器输出电流IP。然而，在第二种方法中，并联放大器输出电流IP从第一残余纹波电压VR1移相约90度。同样地，并联放大器输出电流IP从其试图消除的纹波电流移相约90度，从而降低纹波消除性能。然而，在第一种方法中，根据等式11，并联放大器输出电流IP具有两项，也就是(GO)(VR1)/sT项和(GO)(IA)(I2)/T项。(GO)(VR1)/sT项与第二种方法中具有同样的相位对准缺点。但是，(GO)(IA)(I2)/T项对并联放大器输出电流IP进行相位对准，其中并联放大器输出电流IP具有其试图消除的纹波电流。总体而言，第一种方法中的相位对准比第二种方法有所改进。另外，就(GO)(VR1)/sT项小于(GO)(IA)(I2)/T项这方面而言，第一残余纹波电压VR1得以减小，从而改进纹波消除。在这方面，如果(GO)(IA)(I2)/T等于等式7中的(GO)(VR1)/sT项，那么，在等式11的(GO)(VR1)/sT项中，第一残余纹波电压VR1约等于0，从而使得第一种方法比第二种方法大有改进。
图12展示根据RF通信系统26的一个实施方案的RF通信系统26。图12所示的RF通信系统26类似于图6所示的RF通信系统26，除了在图12所示的RF通信系统26中，发射器控制电路38将滤波器控制信号FCS提供给DC-DC转换器10。在RF通信系统26的一个实施方案中，发射器控制电路38基于RF双工频率来选择可选陷波频率。同样地，滤波器控制信号FCS指示可选陷波频率的选择。
图13展示根据DC-DC转换器10的一个实施方案的、图12所示的DC-DC转换器10的详情。图13所示的DC-DC转换器10类似于图1所示的DC-DC转换器10，除了在图13所示的DC-DC转换器10中，未展示开关电源12的详情，并且RF陷波滤波器18接收滤波器控制信号FCS。
图14展示根据RF陷波滤波器18的一个实施方案的、用于图13所示的DC-DC转换器10中的RF陷波滤波器18的详情。RF陷波滤波器18包括陷波滤波器电感元件LT、第一陷波滤波器电容元件CT1、第二陷波滤波器电容元件CT2和第一开关元件58。陷波滤波器电感元件LT和第二陷波滤波器电容元件CT2串联耦合于并联放大器输出PAO与地面之间。第一陷波滤波器电容元件CT1和第一开关元件58以串联方式耦合，来形成串联耦合，其耦合在整个第二陷波滤波器电容元件CT2上。
至第一开关元件58的控制输入接收滤波器控制信号FCS。同样地，第一开关元件58基于滤波器控制信号FCS而处于接通状态和断开状态中的一个状态下。因此，可选陷波频率是第一频率和第二频率中的一个。当第一开关元件58处于接通状态时，可选陷波频率是基于陷波滤波器电感元件LT与第一陷波滤波器电容元件CT1和第二陷波滤波器电容元件CT2的并联组合进行串联的组合。同样地，当第一开关元件58处于接通状态时，可选陷波频率是第一频率。当第一开关元件58处于断开状态时，可选陷波频率是基于陷波滤波器电感元件LT和第二陷波滤波器电容元件CT2的串联组合。同样地，当第一开关元件58处于断开状态时，可选陷波频率是第二频率。
在RF陷波滤波器18的一个实施方案中，第一频率约等于30兆赫，并且第二频率约等于45兆赫。图14所示的滤波器控制信号FCS是单比特信号，其最小化控制信号复杂性。此外，在RF陷波滤波器18的一个实施方案中，陷波滤波器电感元件LT和第二陷波滤波器电容元件CT2直接串联耦合于并联放大器输出PAO与地面之间，这使效率最大化。
图15展示根据RF陷波滤波器18的替代实施方案的、用于图13所示的DC-DC转换器10中的RF陷波滤波器18的详情。RF陷波滤波器18包括陷波滤波器电感元件LT、第一陷波滤波器电容元件CT1、第二陷波滤波器电容元件CT2、第一开关元件58和第二开关元件60。陷波滤波器电感元件LT、第二陷波滤波器电容元件CT2和第二开关元件60，串联耦合于并联放大器输出PAO与地面之间。第一陷波滤波器电容元件CT1和第一开关元件58以串联方式耦合，来形成串联耦合，其耦合在第二陷波滤波器电容元件CT2和第二开关元件60的整个串联组合上。
至第一开关元件58的控制输入接收滤波器控制信号FCS的一个比特。至第二开关元件60的控制输入接收滤波器控制信号FCS的另一比特。同样地，第一开关元件58基于滤波器控制信号FCS而处于接通状态和断开状态中的一个状态下，并且第二开关元件60基于滤波器控制信号FCS而处于接通状态和断开状态中的一个状态下。因此，可选陷波频率是第一频率、第二频率和第三频率中的一个。当第一开关元件58处于接通状态并且第二开关元件60也处于接通状态时，可选陷波频率是基于陷波滤波器电感元件LT与第一陷波滤波器电容元件CT1和第二陷波滤波器电容元件CT2的并联组合进行串联的组合。同样地，当第一开关元件58处于接通状态并且第二开关元件60也处于接通状态时，可选陷波频率是第一频率。
当第一开关元件58处于断开状态而第二开关元件60处于接通状态时，可选陷波频率是基于陷波滤波器电感元件LT和第二陷波滤波器电容元件CT2的串联组合。同样地，当第一开关元件58处于断开状态而第二开关元件60处于接通状态时，可选陷波频率是第二频率。当第一开关元件58处于接通状态而第二开关元件60处于断开状态时，可选陷波频率是基于陷波滤波器电感元件LT和第一陷波滤波器电容元件CT1的串联组合。同样地，当第一开关元件58处于接通状态而第二开关元件60处于断开状态时，可选陷波频率是第三频率。
在RF陷波滤波器18的一个实施方案中，第一频率约等于30兆赫，第二频率约等于39兆赫，并且第三频率约等于47兆赫。当第一开关元件58处于断开状态并且第二开关元件60也处于断开状态时，RF陷波滤波器18便会禁用。
图16展示根据RF陷波滤波器18的另一实施方案的、用于图13所示的DC-DC转换器10中的RF陷波滤波器18的详情。RF陷波滤波器18包括陷波滤波器电感元件LT、第一陷波滤波器电容元件CT1直到第N个陷波滤波器电容元件CTN。RF陷波滤波器18还包括第一开关元件58直到第N个开关元件62。第一陷波滤波器电容元件CT1和第一开关元件58以串联方式耦合，来形成第一串联耦合。第N个陷波滤波器电容元件CTN和第N个开关元件62以串联方式耦合，来形成第N个串联耦合。同样地，RF陷波滤波器18第一串联耦合直到第N个串联耦合，来形成一组串联耦合，从而使得这组串联耦合中的每个耦合彼此并联耦合。同样地，陷波滤波器电感元件LT和这组串联耦合以串联的方式耦合于并联放大器输出PAO与地面之间。
图17为根据RF通信系统26的一个实施方案的图表，其示出图12所示的RF通信系统26的频率行为。图17所示的图表展示与RF发射信号RFT(图12)和RF接收信号RFR(图12)相关联的RF频谱RF接收信号RFR(图12)具有RF接收频率FRX。在作为可选陷波频率的RF陷波频率RNF(图3)的一个实施方案中，可选陷波频率被选择来减小RF接收频率FRX上的噪音。在RF发射信号RFT(图12)的一个实施方案中，RF发射信号RFT(图12)与最大发射频带64相关联。在RF发射信号RFT(图12)的替代实施方案中，RF发射信号RFT(图12)与选定发射频带66相关联，其中选定发射频带66是最大发射频带64的子集。
最大发射频带64具有最大发射带宽MTXB，并且选定发射频带66具有选定发射带宽STXB。选定发射带宽STXB小于最大发射带宽MTXB。同样地，当不需要最大发射带宽MTXB时，可以使用选定发射频带66。最大发射频带64具有标称RF发射频率FTXN，其处于最大发射频带64的中间。选定发射频带66具有选定RF发射频率FTXS，其处于选定发射频带66的中间。选定发射起始偏移STXO相对于最大发射频带64的底部边缘，来标识选定发射频带66的底部边缘。
RF双工频率FDP约等于RF接收频率FRX与标称RF发射频率FTXN之间的差值。在作为可选陷波频率的RF陷波频率RNF(图3)的一个实施方案中，可选陷波频率被选择来最小化可选陷波频率与RF双工频率FDP之间的差值，这可以减小RF接收频率FRX上的噪音。优选的陷波频率FPN约等于RF接收频率FRX与选定RF发射频率FTXS之间的差值。在作为可选陷波频率的RF陷波频率RNF(图3)的一个实施方案中，可选陷波频率被选择来最小化可选陷波频率与优选陷波频率FPN之间的差值，这可以减小RF接收频率FRX上的噪音。
双工频率校正FDC约等于标称RF发射频率FTXN与选定RF发射频率FTXS之间的差值。同样地，双工频率校正FDC约等于优选陷波频率FPN与RF双工频率FDP之间的差值。在选定RF发射频率FTXS的一个实施方案中，选定RF发射频率FTXS大于标称RF发射频率FTXN，正如图17中所示。然而，在选定RF发射频率FTXS的替代实施方案中，选定RF发射频率FTXS小于标称RF发射频率FTXN。因此，双工频率校正FDC可以是正的或者负的。
上文所述电路中的一些电路可以使用分立电路、集成电路、可编程电路、非易失性电路、易失性电路、计算硬件上的软件运行指令、计算硬件上的固件运行指令、类似电路或指令，或者其任何组合。计算硬件可以包括主机、微处理器、微控制器、DSP、类似设备，或者其任何组合。
本公开的实施方案中没有任何一个实施方案是意在限制本公开的任何其他实施方案的范围。本公开的任何实施方案的任何内容或所有内容，都可以与本公开的任何其他实施方案的任何内容或所有内容进行组合，从而建立本公开的新实施方案。
本领域技术人员将了解本公开的实施方案的改进和变化。所有这些改进和变化视为处于本文所公开的概念和随附权利要求书的范围内。
权利要求书(按照条约第19条的修改)
1.一种电路，其包括：
· 并联放大器，其具有并联放大器输出，并且被配置成基于电压设定点来调节第一电源输出信号的电压；
· 开关电源，其耦合到所述并联放大器输出；以及
· 射频（RF）陷波滤波器，其具有可选陷波频率并且耦合于所述并联放大器输出与地之间，其中所述可选陷波频率基于RF双工频率，所述RF双工频率约等于在RF发射频率与RF接收频率之间的差值。
2.如权利要求1所述的电路，其中所述RF陷波滤波器是可编程RF陷波滤波器。
3.如权利要求1所述的电路，其中所述可选陷波频率约等于所述RF双工频率。
4.如权利要求1所述的电路，其中发射器控制电路被配置成基于所述RF双工频率来选择所述可选陷波频率。
5.如权利要求4所述的电路，其还包括所述发射器控制电路。
6.如权利要求4所述的电路，其中所述可选陷波频率的选择还基于陷波频率信息，所述陷波频率信息基于所述RF双工频率。
7.如权利要求1所述的电路，其还包括偏移电容元件，其中所述开关电源经由所述偏移电容元件耦合到所述并联放大器输出，并且所述RF陷波滤波器经由所述偏移电容元件耦合到所述并联放大器输出。
8.如权利要求1所述的电路，其中所述可选陷波频率是第一频率和第二频率中的一个。
9.如权利要求8所述的电路，其中所述第一频率约等于30兆赫，并且所述第二频率约等于45兆赫。
10.如权利要求1所述的电路，其中所述可选陷波频率是第一频率、第二频率和第三频率中的一个。
11.如权利要求10所述的电路，其中所述第一频率约等于30兆赫，所述第二频率约等于39兆赫，并且所述第三频率约等于47兆赫。
12.如权利要求1所述的电路，其中所述RF陷波滤波器被配置成禁用。
13.如权利要求1所述的电路，其中：
· 所述并联放大器被进一步配置成基于所述电压设定点经由所述并联放大器输出来部分地提供所述第一电源输出信号；以及
· 所述开关电源被配置成部分地提供所述第一电源输出信号。
14.如权利要求13所述的电路，其中所述开关电源被进一步配置成调节所述第一电源输出信号，以最小化来自所述并联放大器的输出电流。
15.如权利要求1所述的电路，其还包括直流至直流（DC）-DC转换器、RF PA和RF前端电路，其中：
· 所述DC-DC转换器包括所述并联放大器、所述开关电源和所述RF陷波滤波器，并且被配置成将第一包络电源信号提供到所述RF PA，使得所述第一包络电源信号被配置成对RF发射信号至少部分地进行包络跟踪；
· 所述RF PA被配置成接收和放大RF输入信号，以使用所述第一包络电源信号提供所述RF发射信号；以及
· 所述RF前端电路被配置成提供RF接收信号，其具有RF接收频率。
16.如权利要求15所述的电路，其中所述第一包络电源信号将用于放大的电力提供到所述RF PA。
17.如权利要求15所述的电路，其中所述第一包络电源信号的带宽大于或等于约20兆赫。
18.如权利要求15所述的电路，其中所述可选陷波频率被选择来减小在所述RF接收频率处的噪音。
19.如权利要求1所述的电路，其中所述可选陷波频率被选择来最小化在所述可选陷波频率与所述RF双工频率之间的差值。
20.如权利要求1所述的电路，其中所述可选陷波频率被选择来最小化在所述可选陷波频率与优选陷波频率之间的差值。

Claims (22)

1.一种电路，其包括：
· 并联放大器，其具有并联放大器输出，并且被配置成基于电压设定点来调节第一电源输出信号的电压；
· 开关电源，其耦合到所述并联放大器输出；以及
· 射频（RF）陷波滤波器，其具有可选陷波频率并且耦合于所述并联放大器输出与地之间，其中所述可选陷波频率基于RF双工频率。
2.如权利要求1所述的电路，其中所述RF陷波滤波器是可编程RF陷波滤波器。
3.如权利要求1所述的电路，其中所述RF双工频率约等于在RF发射频率与RF接收频率之间的差值。
4.如权利要求1所述的电路，其中所述可选陷波频率约等于所述RF双工频率。
5.如权利要求1所述的电路，其中发射器控制电路被配置成基于所述RF双工频率来选择所述可选陷波频率。
6.如权利要求5所述的电路，其还包括所述发射器控制电路。
7.如权利要求5所述的电路，其中所述可选陷波频率的选择还基于陷波频率信息，所述陷波频率信息基于所述RF双工频率。
8.如权利要求1所述的电路，其还包括偏移电容元件，其中所述开关电源经由所述偏移电容元件耦合到所述并联放大器输出，并且所述RF陷波滤波器经由所述偏移电容元件耦合到所述并联放大器输出。
9.如权利要求1所述的电路，其中所述可选陷波频率是第一频率和第二频率中的一个。
10.如权利要求9所述的电路，其中所述第一频率约等于30兆赫，并且所述第二频率约等于45兆赫。
11.如权利要求1所述的电路，其中所述可选陷波频率是第一频率、第二频率和第三频率中的一个。
12.如权利要求11所述的电路，其中所述第一频率约等于30兆赫，所述第二频率约等于39兆赫，并且所述第三频率约等于47兆赫。
13.如权利要求1所述的电路，其中所述RF陷波滤波器被配置成禁用。
14.如权利要求1所述的电路，其中：
· 所述并联放大器被进一步配置成基于所述电压设定点经由所述并联放大器输出来部分地提供所述第一电源输出信号；以及
· 所述开关电源被配置成部分地提供所述第一电源输出信号。
15.如权利要求14所述的电路，其中所述开关电源被进一步配置成调节所述第一电源输出信号，以最小化来自所述并联放大器的输出电流。
16.如权利要求1所述的电路，其还包括直流至直流（DC）-DC转换器、RF PA和RF前端电路，其中：
· 所述DC-DC转换器包括所述并联放大器、所述开关电源和所述RF陷波滤波器，并且被配置成将第一包络电源信号提供到所述RF PA，使得所述第一包络电源信号被配置成对RF发射信号至少部分地进行包络跟踪；
· 所述RF PA被配置成接收和放大RF输入信号，以使用所述第一包络电源信号提供所述RF发射信号；以及
· 所述RF前端电路被配置成提供RF接收信号，其具有RF接收频率。
17.如权利要求16所述的电路，其中所述第一包络电源信号将用于放大的电力提供到所述RF PA。
18.如权利要求16所述的电路，其中所述第一包络电源信号的带宽大于或等于约20兆赫。
19.如权利要求16所述的电路，其中所述可选陷波频率被选择来减小在所述RF接收频率处的噪音。
20.如权利要求1所述的电路，其中所述可选陷波频率被选择来最小化在所述可选陷波频率与所述RF双工频率之间的差值。
21.如权利要求1所述的电路，其中所述可选陷波频率被选择来最小化在所述可选陷波频率与优选陷波频率之间的差值。
22.一种方法，其包括：
· 将第一包络电源信号提供到射频（RF）功率放大器（PA）；
· 对RF发射信号至少部分地进行包络跟踪；
· 接收和放大RF输入信号，以使用所述第一包络电源信号来提供所述RF发射信号；
· 提供RF接收信号，其具有RF接收频率；以及
· 对所述第一包络电源信号进行RF陷波滤波，以减小在所述RF接收频率处的噪音。
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