KR20060123562A - 다기능 및 지능형 전력 제어기 - Google Patents

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KR20060123562A
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잔 아메론
구스 잔센
더글라스 디. 로파타
마르셀 스롬프
마르텐 비세
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에이저 시스템즈 인크
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Abstract

본 발명은 주 전원 또는 보조 전원 중 어느 한 전원으로부터 확장 카드상의 회로들을 위하여 각종 전압들을 제공할 수 있는 모놀리식 고집적 전원 회로를 제공하는 것이다. 모놀리식 전원 회로는 바람직하게는 2개의 스위칭 변환기들, 2개의 저 드롭 아웃 레귤레이터들, 스탠바이 레귤레이터, 리셋 회로, 및 제어 회로를 포함한다. 모놀리식 전원 회로를 통해서 각종 전압들을 제공하는 관련된 방법이 또한 서술된다.
모놀리식 전원 회로, 저 드롭 아웃 레귤레이터, 스탠바이 레귤레이터, 리셋 회로, 제어 회로

Description

다기능 및 지능형 전력 제어기{Versatile and intelligent power controller}
본 출원은 35 U.S.C.§119(e)하에서 2004년 2월 17일에 출원된 가출원 60/545,339호의 이점을 주장한 것이며, 이는 본원에 참조되어 있다.
본 발명은 전자 장치들용 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.
현대의 컴퓨터들은 일반적으로 컴퓨터에 기능성을 부가하는 확장 카드들을 수용하도록 설계된다. 이와 같은 확장 카드들은 예를 들어, LAN 네트워크 인터페이스 카드, 무선 LAN 카드, 그래픽 액셀레이터 카드 등을 포함할 수 있고, 전형적으로 소정의 산업 사양(예를 들어, mPCI, Cardbus, PC-카드 등)과 호환되도록 설계된다. 이들 확장 카드들은 전형적으로 "호스트(host)" 컴퓨터에 플러그 인되고 호스트의 전원 또는 전원들로부터 동작된다. 특정 산업 사양들(예를 들어, mPCI 사양)은 전형적으로 컴퓨터 내의 각종 회로들에 3.3V 또는 5.0V의 공급 전압을 제공하는 주 전원 또는 (예를 들어, 배터리로부터 파생되는)보조 전원 중 어느 한 전원으로부터 동작하도록 현재 확장 카드들을 필요로 한다. 그러나, 일반적으로, 집적 기술 및 전력 관리의 진보들로 인해, 현대의 집적 회로들("ICs")는 전형적으로 (5.0V가 아니라)3.3V의 공급 전압으로부터 동작하도록 설계되고, 많은 집적 회로들은 1.5V 의 공급 전압으로부터 동작하도록 현재 설계된다.
이들 이유들로, 확장 카드들은 종래 전력 제어기를 포함하여, 호스트 컴퓨터로부터 주 또는 보조 공급 전압(3.3V 또는 5.0V 중 하나 일 수 있다) 중 어느 하나를 선택하여 이 선택된 공급 전압을 확장 카드상의 IC들에 필요로 되는 전압들로 변환시킨다. 전력 제어기는 종래에 또한, 확장 카드용 온/오프 스위치로서 기능하여, 호스트 컴퓨터 내의 CPU가 필요에 따라서 확장 카드를 셧다운시켜 예를 들어 스탠바이 모드에서 전력을 세이브하도록 한다. 종래에는, 예를 들어 호스트 전압이 전압 변환이 불가능한 확장 카드에 의해 필요로 되는 전압들에 너무 근접할 때, 어떤 전압 변환 없이 확장 카드상의 IC들에 직접 공급 전압들 중 하나를 통과시키도록 사용되는 "바이패스(bypass)" 회로를 부가적으로 포함한다. 전력 제어기는 또한 과다전압 또는 부족전압 상태의 경우에 또는 호스트 컴퓨터로부터의 RESET 명령에 응답하여 호스트 주 및 보조 공급 전압들을 모니터하고 확장 카드상의 IC들 에 "리셋(reset)" 또는 셧다운 신호를 전송하는 회로들을 포함할 수 있다. 최종적으로, 전력 제어기는 또한 확장 카드가 스탠바이 모드에 있을 때 활성 상태를 유지하는 확장 카드 상의 특정 회로들에 전력을 제공하는 스탠바이 공급 회로(예를 들어, 웨이크-업 회로)를 포함할 수 있다.
이들 특징들은 종래 많은 수의 이산 요소들 및 ICs를 이용하여 주문-설계된 전력 제어기 회로를 통해서 구현되었다. 예를 들어, 종래의 전력 제어기는 온/오프 스위칭용 스위칭 IC, 공급 선택 스위치 IC, 선형 레귤레이터 또는 고효율 스위치 모드 전원("SMPS") 변환기를 갖는 하나 이상의 "주(main)" DC/DC 변환기 ICs, "스 탠바이(standby)" 공급 DC/DC 변환기 IC, 및 내부 기준들, 전압 비교기들, 시간 지연 회로들을 포함하는 여러 공급 모니터링과 리셋 논리 회로들 등을 포함하여, 28개 이상의 이산 요소들을 필요로 할 수 있다.
도1은 공급 선택, 전압 변환 및 바이패스 ICs가 종래의 확장 카드 전력 제어기들에서 구현되는 방식을 도시한 것이다. 호스트 주 및 보조 공급 전압들은 단자(102 및 100) 각각에서 수신되고 단자들(104, 106)을 통해서 공급 선택 스위치 IC(108)(SPDT-형 스위치)에 접속된다. 그 후, 노드(110)에서 이 선택된 출력 전압은 하나 이상의 DC/DC 변환기 ICs(118)로 입력된다. 도1에 도시된 바와 같이, DC/DC 변환기 ICs(118)는 종래 스위칭-형 변환기들(도시된 바와 같이 2개의 FET 스위치들(114, 116), 통과 인덕터(L1) 및 션트 커패시터(C1)) 또는 선형-드롭-아웃 레귤레이터들 중 어느 하나이다.
도2는 도1에 도시된 종래의 전력 제어기 회로를 더욱 상세하게 도시한 것이다. 공급 선택 스위치 IC(108)는 2개의 고전력, 저 임피던스 FETs(Q1 및 Q2)와 관련된 스위칭 제어 회로를 갖는 종래 IC이다. 스위칭 트랜지스터들(Q1 및 Q2)은 IC 핀(206)을 통해서 주 공급 전압 및 IC 핀(208)을 통해서 보조 공급 전압에 접속되고 이들의 소스 단자들은 IC 핀(212)에 모두 (노드(210)에서) 접속된다.
도2에 도시된 바와 같은 DC/DC 변환기 IC(114)는 개방 또는 폐쇄 중 어느 한 상태인 스위치들로서 근본적으로 동작하는 트랜지스터들(Q3 및 Q4)를 포함한다. 트랜지스터들(Q3 및 Q4)은 제어 논리(220)를 통해서 제어된다. 트랜지스터(Q3)의 소스 단자 및 트랜지스터(Q4)의 드레인 단자는 IC 핀(222)을 통새서 직렬 인덕터(L1) 에 접속된다. 인덕터(L1)는 출력 노드(236)에 접속되는데, 여기서 조절된 전압이 확장 카드상의 다른 회로들에 출력된다. 비교기(C1)는 노드(236)로부터 접지에 접속되어 공급 선택 스위치(108) 및 바이패스 IC(112)를 생성하도록 하는 과도현상들에 대해서 출력 전압을 안정화시킨다. 출력 전압은 노드(236)에서 취해지고 또한 IC 핀(224)을 통해서 제어 논리(220)로 피드백된다.
종래 기술에 공지된 바와 같이, DC/DC 변환기 IC(114)는 펄스폭 변조 방식으로 고-측 전력 트랜지스터(Q3)를 스위칭시킴과 동시에 이와 대향되는 방식으로 저-측 트랜지스터(Q4)를 동시에 스위칭시킴으로써 동작한다. 다른 말로서, 트랜지스터(Q3)가 개방될 때, 트랜지스터(Q4)는 폐쇄되고 그 반대로도 마찬가지이다. 이와 같이, 핀(216)에서 소스 전압은 인덕터(L1) 및 커패시터(C1)에 주기적으로 접속된다. 커패시터(C1) 양단에 발생된 전압은 노드(234)에서 부하에 전력을 공급한다. 게다가, 출력 전압은 통상적으로, 가령 분압기에 의해 감지되어 한 입력으로서 (제어 논리(220)에서) 에러 증폭기에 공급된다. 기준 전압은 에러 증폭기의 제2 입력에 공급된다. 에러 증폭기의 출력은 (또한 제어 논리(220)에서) 비교기의 한 입력에 공급된다. 다른 비교기 입력은 전형적으로, 삼각파와 같은 주기적 제어 파형에 의해 공급된다. 그 후, 비교기는 일련의 제어 펄스들로 전력 스위치를 동작시키며, 이의 폭은 부하의 변동들에도 불구하고 원하는 레벨로 부하 전압을 조절하는데 사용된다.
종래 확장 카드들에서, 부가적인 전력 변환기들 또는 선형 레귤레이터 ICs(도시되지 않은 LD01 및 LDO2)는 (라인(228)을 통해서) 공급 선택 스위치(108) 의 IC 핀(212)에 부가 접속될 있다. 이들 부가적인 레귤레이터들은 확장 카드상의 회로들에 의해 필요로 될 수 있는 부가적인 공급 전압들(예를 들어, 1.5V)을 제공하는데 사용될 수 있다.
상술된 종래의 전력 제어기는 복잡하고 값비싸다는 것을 알 수 있을 것이다. 각 확장 카드를 위한 전력 제어기는 종래에는 주문 설계된다. 주문 설계들이 전력 제어기를 제공된 확장 카드의 전력 요건들에 대해서 최적화할 수 있는 이점이 있지만, 종래의 전력 제어기를 설계하는데 소요되는 노동 비용이 매우 높다. 이 노동 비용 및 종래의 전력 제어기에 포함되는 수많은 이산 구성요소들 때문에, 종래의 전력 제어기는 확장 카드의 전체 비용의 상당 부분을 차지한다. 그러므로, 감소된 구성요소들의 수를 지닌 단일 모놀리식 집적 회로 상에 집적될 수 있는 전력 제어기를 제공하는 것이 바람직하다.
본 발명은 주 전원 또는 보조 전원 중 어느 하나로부터 확장 카드상의 회로들을 위한 각종 전압들을 제공할 수 있는 모놀리식 고 집적된 전원 제어기를 제공하는 것이다.
제1 양상에서, 본 발명은 불과 2개의 고-측 스위칭 트랜지스터들 및 저-측 정류 장치를 포함하는 이중-공급 스위칭 변환기를 제공한다. 본 발명을 따르면, 2개의 고-측 스위칭 트랜지스터들 각각은 상이한 전원에 접속된다. 그 후, 어느 한 전원으로부터의 동작은 비선택된 전원에 접속되는 고-측 트랜지스터를 디스에이블하고 나서 저-측 정류 장치와 관련하여 선택된 전원에 접속된 고-측 트랜지스터를 동작시켜 종래 방식으로 스위칭되어 조절된 출력을 발생시킨다. 한 전원으로부터 다른 전원으로의 트랜스퍼(transfer)는 브레이크-비포-메이크 기술(break-before-make technique)(즉, 고-측 트랜지스터를 동작시키면 다른 고-측 트랜지스터가 고주파수 스위치로서 동작을 시작하도록 하기 전 디스에이블된다)을 통해서 성취된다.
따라서, 본 발명의 제1 양상은 제1 공급 전압 및 제2 공급 전압으로부터 동작할 수 있는 스위칭 변환기로서 더욱 정확하게 설명될 수 있는데, 이 변환기는 제어 단자, 출력 단자 및 상기 제1 공급 전압을 수신할 수 있는 입력 단자를 갖는 제1 고-측 스위치; 제어 단자, 출력 단자, 및 제2 공급 전압을 수신할 수 있는 입력 단자를 갖는 제2 고-측 스위치로서, 상기 제2 스위치의 출력 단자는 상기 제1 스위치의 출력 단자에 접속되는, 제2 고-측 스위치; 상기 제1 및 제2 고-측 스위치들의 출력 단자들에 의해 형성되는 노드 및 접지 간에 접속되는 저-측 정류기; 및 제1 및 제2 고-측 스위치들의 제어 단자들에 접속되는 제어 회로를 포함하는데, 상기 제어 회로는 제1 및 제2 고-측 스위치들 중 선택된 스위치가 미리 결정된 스위칭 주파수에서 도통 상태 및 비도통 상태 사이에서 스위치하도록 하고 상기 제1 및 제2 고-측 스위치들 중 비선택된 스위치들이 비도통 상태로 유지되도록 한다.
제1 양상에서 스위칭 변환기는 제1 및 제2 고-측 스위치들의 출력 단자들에 의해 형성되는 노드에 접속되는 비접지된 단자 및 접지된 단자를 갖는 커패시터를 더 포함할 수 있다.
스위칭 변환기는 제1과 제2 고-측 스위치들의 출력 단자들에 의해 형성되는 노드 및 커패시터의 접지되지 않은 단자 간에 접속되는 인덕터를 더 포함할 수 있다.
변환기는 인덕터와 병렬로 접속되고 제어 회로에 접속되는 인덕터 바이패스 스위치를 더 포함할 수 있는데, 여기서 인덕터 바이패스 스위치는 제어 회로로부터의 제어 신호에 응답하여 인덕터를 단락 회로화한다.
변환기는 제어 회로 및 커패시터의 비접지된 단자 간의 피드백 접속을 더 포함할 수 있는데, 여기서 제어 회로는 커패시터의 비접지된 단자에서 전압의 기능으로서 제1 및 제2 고-측 스위치들 중 선택된 스위치를 스위칭한다.
저-측 정류기는 다이오드 또는 트랜지스터일 수 있고, 제1 및 제2 고-측 스위치들은 트랜지스터들일 수 있다. 게다가, 저-측 정류기는 제어 단자를 가져, 상기 제어 회로가 저-측 스위치를 선택된 고-측 스위치와 동일한 주파수로 스위치시킬 수 있다.
제2 양상에서, 본 발명은 제1 공급 전압 및 제2 공급 전압으로부터 조절된 전압을 발생시키는 방법을 제공하는데, 상기 방법은: (a) 제 공급 전압을 제1 고-측 스위치로 제공하는 단계; (b) 제2 공급 전압을 제2 고-측 스위치로 제공하는 단계; (c) 상기 제1 및 제2 고-측 스위치들 중 한 스위치를 제1 활성 스위치가 되도록 선택하고 상기 제1 및 제2 고-측 스위치들 중 다른 한 스위치를 제1 비활성 스위치가 되도록 선택하는 단계; (d) 선택된 고-측 스위치를 제1 비활성 스위치로서 비활성화시키는 단계; (e) 스위칭된 출력 신호를 발생시키기 위하여 스위칭 주파수에서 상기 제1 능동 스위치로서 선택된 상기 고-측 스위치를 스위칭시키는 단계; 및 (f) 조절된 출력 신호를 발생시키기 위하여 상기 스위칭된 출력 신호를 정류시키는 단계를 포함한다.
이 방법은: (g) 상기 제1 활성 스위치로서 선택된 고-측 스위치로부터 제1 비활성 스위치로서 선택된 고-측 스위치로 스위칭을 트랜스퍼시키도록 결정하는 단계;(h) 상기 제1 활성 스위치로서 선택된 고-측 스위치를 비활성화시키는 단계; 및 (i) 상기 스위칭된 출력 신호를 발생시키기 위하여 스위칭 주파수에서 제1 비활성 스위치로서 선택된 고-측 스위치를 스위칭시키는 단계를 포함한다.
제1 및 제2 고-측 스위치들 중 한 스위치를 선택하는 단계(c)는 제1 공급 전압 및 제2 공급 전압을 모니터하는 단계를 포함할 수 있다.
이 방법은 (j) 피드백 신호를 발생시키기 위하여 조절된 출력 전압 신호를 피드백하는 단계; 및 (k)상기 피드백 신호를 토대로 단계(e)의 스위칭을 조정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
제3 양상에서, 본 발명은 다수의 출력 전원 장치를 제공하는데, 이 장치는: 모놀리식 집적 회로의 제1 부분 상에 제1 스위칭 변환기를 포함하는 모놀리식 집적 회로; 상기 모놀리식 집적 회로의 제2 부분 상에 제2 스위칭 변환기; 및 상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들에 접속되고 상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 하나 또는 둘 다를 인에이블 및 디스에이블할 수 있는 제어 회로를 포함하는 제어 회로를 포함한다. 제1 스위칭 변환기는 제1 공급 전압을 수신하는 단자 및 제2 공급 전압을 수신하는 단자를 포함할 수 있다. 제1 스위칭 변환기는 또한 제1 및 제2 공급 전압들 중 선택된 전압을 조절된 출력 신호로 변환시킬 수 있다.
모놀리식 집적 회로는 제1 스위칭 변환기 및 제2 스위칭 변환기 중 적어도 한 변환기에 접속되고 모놀리식 집적 회로의 제3 부분 상에 위치되는 제1 로우-드롭-아웃 조절기를 더 포함할 수 있고 제어 회로는 제1 로우-드롭-아웃 조절기에 또한 접속되고 제1 로우-드롭-아웃 조절기를 인에이블 및 디스에이블할 수 있다.
모놀리식 집적 회로는 제1 스위칭 변환기 및 제2 스위칭 변환기 중 적어도 하나에 접속되고 상기 모놀리식 집적 회로의 제3 부분상에 위치되는 제2 로우-드롭-아웃 조절기를 더 포함할 수 있고, 제어 회로는 제2 로우-드롭-아웃 조절기에 또한 접속되고 제2 로우-드롭-아웃 조절기를 인에이블 및 디스에이블할 수 있다.
모놀리식 집적 회로는 제1 공급 전압 및 제2 공급 전압 중 적어도 하나를 수신하는 단자를 갖고 모놀리식 집적 회로의 제5 부분상에 위치되는 스탠바이 로우-드롭-아웃 조절기를 더 포함할 수 있고, 제어 회로는 상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 조절기에 또한 접속되고 상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 조절기를 인에이블 및 디스에이블할 수 있다.
모놀리식 집적 회로는 상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 적어도 하나의 미리 결정된 출력, 상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 조절기 및 상기 제1 로우-드롭-아웃 조절기 에 접속되는 리셋 회로를 더 포함할 수 있다. 이 리셋 회로는 미리 결정된 출력에서 전압이 미리 결정된 전압 범위 밖에 있는 경우 리셋 신호를 발생시킬 수 있다.
본 발명의 이 양상에서, 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 적어도 하나는 100% 스위칭 듀티 사이클 근처에서 동작함으로써, 각 스위칭 변환기는 바이패스 모드로 동작한다.
또한 다른 양상에서, 본 발명은 단일 모놀리식 집적 회로를 통해서 다수의 조절된 출력 전압들을 제공하는 방법을 제공하는데, 상기 방법은: 모놀리식 집적 회로의 제1 부분 상에 제1 스위칭 변환기를 제공하는 단계; 상기 모놀리식 집적 회로의 제2 부분 상에 제2 스위칭 변환기를 제공하는 단계; 상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들에 접속되는 제어 회로를 제공하는 단계; 및 상기 제어 회로를 통해서 상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 하나 또는 둘 다를 인에이블 하고 디스에이블 하는 단계를 포함한다.
이 양상을 따른 방법은 제1 스위칭 변환기에 제1 공급 전압 및 제2 공급 전압을 공급하는 단계; 및 상기 제1 및 제2 공급 전압들 중 선택된 한 전압을 제1 스위칭 변환기를 통해서 조절된 출력 신호로 변환시키는 단계를 더 포함할 수 있다.
이 양상을 따른 방법은 상기 제어 회로 및 상기 제1 스위칭 변환기와 제2 스위칭 변환기 중 적어도 한 변환기에 접속되고 상기 모놀리식 집적 회로의 제3 부분 상에 위치되는 제1 로우-드롭-아웃 조절기를 제공하는 단계 및 상기 제어 회로를 통해서 제1 로우-드롭-아웃 조절기를 인에이블 및 디스에이블하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이 양상을 따른 방법은 상기 제어 회로 및 상기 제1 스위칭 변환기와 상기 제2 스위칭 변환기 중 적어도 한 변환기에 접속되는 제2-드롭-아웃 조절기를 제공하는 단계 및 상기 제어 회로를 통해서 상기 제2 로우-드롭-아웃 조절기를 인에이블 및 디스에이블 하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이 양상을 따른 방법은 상기 제어 회로에 접속되는 모놀리식 집적 회로의 제5 부분상에 스탠바이 로우-드롭-아웃 조절기를 제공하는 단계; 상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 조절기에 공급될 제1 공급 전압 및 제2 공급 전압 중 한 전압을 선택하는 단계; 상기 선택된 공급 전압을 상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 조절기로 통과시키는 단계; 및 상기 제어 회로를 통해서 상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 조절기를 인에이블 및 디스에이블하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이 양상을 따른 방법은 상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 적어도 한 변환기의 미리 결정된 출력, 상기 제1 로우-드롭-아웃 조절기 및 상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 조절기에 접속되는 리셋 회로를 제공하는 단계; 상기 미리 결정된 출력 전압을 모니터하는 단계; 및 상기 미리 결정된 출력에서 전압이 미리 결정된 전압 범위 밖에 있는 경우 상기 리셋 회로를 통해서 리셋 신호를 발생시키는 단계를 더 포함할 수 있다.
이 양상을 따른 방법은 상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 적어도 하나가 바이패스 모드로 동작하도록 100% 스위칭 듀티 사이클 근처에서 상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 적어도 한 변환기를 동작시키는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 각종 실시예들이 첨부 도면들과 관련하여 지금부터 상세하게 설명될 것이다.
도1은 확장 카드를 위한 종래의 전력 제어기를 도시한 블록도.
도2는 도1의 종래 전력 제어기를 도시한 블록도.
도3은 본 발명을 따른 전력 제어기를 도시한 블록도.
도4는 본 발명을 따른 전력 제어기를 부가 도시한 블록도.
도5는 본 발명을 따른 전력 제어기의 동작을 도시한 타이밍 도.
도6은 본 발명을 따른 전력 제어기의 부가 실시예를 도시한 블록도.
상술된 바와 같이, 본 발명은 확장 카드상의 회로들에 각종 전압들을 제공하는 고 집적 전력 제어기에 관한 것이다. 본 발명의 회로 집적의 확장 레벨은 스위칭 DC/DC 변환기에 의해 종래 수행되는 기능들을 갖는 전압 공급 선택 IC에 의해 종래 수행되는 기능들의 특정 조합에 의해 성취된다.
도3은 본 발명의 이 양상을 따른 이중-공급 스위칭 변환기("DSSC")를 도시한 블록도이다. 도1에서처럼, 주 및 보조 공급 전압들은 단자들(302 및 300)에서 입력되고 이들 각각은 공급 선택 스위치(308)의 단자들(304 및 306) 각각에 제공된다. 본 발명을 따르면, 공급 선택 스위치(308)(SPDT 스위치)를 구성하는 2개의 SPDT 스위치들은 (보조 공급을 위한) 단자들(304 및 310) 간에 또는 (주 공급을 위한) 단자들(306 및 310) 간의 접속이 고-측 스위치(114)가 종래 DC/DC 변환기9118)로 스위치되는 것과 유사한 방식으로 고 주파수에서 스위치되도록 동작된다. 저-측 스위치(312)는 마찬가지로, (비록 공급 선택 스위치(308)에서 스위치들과 반대일지라도) 종래의 DC/DC 변환기(118)에서처럼 고 주파수에서 스위치된다. 이 결과는 펄스-폭-변조된 전류가 인덕터(L1)를 통해서 충전 커패시터(C1)으로 통과함으로써, 조절된 전압을 갖는 단자(314)를 통해서 접속되는 부하들을 공급한다.
도4는 도3의 이중-공급 스위칭 변환기("DSSC")를 또한 도시한다. 도4에서, SPDT 공급 스위치는 고-측 스위칭 트랜지스터들(Q1 및 Q2)에 의해 형성되고 저-측 스위치(1140는 트랜지스터(Q3)로서 도시된다. 제어 회로(406)는 DSSC에서 각종 전압들 및 전류들을 모니터하고 도4에서 트랜지스터들(Q1, Q2, Q3)의 스위칭을 제어한다. 인덕터(L1) 및 커패시터(C1)는 DSSC의 출력 핀(416)에 접속된다. 고 스위칭 주파수(예를 들어, 1MHz)가 사용된다라고 가정하면, 인덕터(L1) 및 커패시터(C1)는 상대적으로 작게될(예를 들어, 약 2.2 내지 약 4.7μH, 및 약 10μF 내지 약 22μF, 각각)수 있고 DSSC IC(400)에 접속되는 이산 요소들을 통해서 구현될 수 있다. 커패시터(C1)는 저비용의 비폭발성 세라믹 형 커패시터일 수 있다.
제어 회로(406)는 ASIC에서 처럼 조합 논리를 통해서 또는 마이크로제어기나 간단한 마이크로프로세서를 통해서 구현될 수 있다. 제어 회로(406)는 바람직하게는 주 공급 전압 또는 보조 공급 전압이 미리 결정된 시간에서 공급원으로서 선택되어야 하는지를 결정하기 위한 알고리즘을 포함한다. 이 알고리즘은 미리정해지고, 주 및 보조 공급 전압들(Vcc1 및 Vcc2)의 품질 또는 전압 레벨 또는 호스트 컴퓨터로부터 미리 결정된 제어 신호의 수신을 포함한 다양한 팩터들을 토대로 할 수 있다.
제어 회로(406)는 주 공급 전압 또는 보조 공급 전압 중 어느 하나가 공급원으로서 선택되어야 한다라고 결정한 후, 제어 회로(406)는 적절한 제어 신호를 비선택된 공급원(예를 들어, Q1)과 관련된 고-측 트랜지스터의 게이트에 출력하여, 트랜지스터가 완전 비도통 상태가 되도록 한다. 제어 회로(406)는 표준 단일 소스 스위칭 변환기에서 처럼 선택된 공급(예를 들어 Q2)과 관련된 고-측 트랜지스터를 미리 결정된 레이트로 그리고 미리 결정된 펄스 폭으로 개방 및 폐쇄시키고 저-측 트랜지스터(Q3)를 선택된 고-측 트랜지스터와 반대로 동작시키는 제어 신호들을 발생시킨다. 상기 제어 신호들은 스위칭 DC/DC 변환기들의 당업자에게 널리 공지된 기술들에 따라서 발생될 수 있다. 이 방식으로, 이중-공급 스위칭 변환기(400)는 공급원 전압들(주 또는 보조) 중 하나를 선택할 수 있고 선택된 전압을 출력 단자(424)에서 더 낮은 전압으로 변환시킬 수 있다.
DSSC(400)는 고-측 트랜지스터들(Q1 및 Q2)를 통해서 흐르는 소량의 전류의 를 제어 회로(406)로 피드백시키기 위하여 전류 감지 장치들(410 및 412)를 더 포함할 수 있다. 이들 전류 감지 장치들(410 및 412)은 당업자에게 공지된 방식으로 고-측 트랜지스터들(Q1 및 Q2)과 병렬로 접속되는 작은 트랜지스터들을 통해서 구현될 수 있다. 그 후, 제어 회로(406)는 또한 선택된 트랜지스터(Q1 및 Q2)를 통해서 전류를 모니터하고 종래의 사이클 마다 전류 제한 기술들을 이용하여 이를 안정화시킬 수 있다.
대안적인 실시예에서, 저-측 트랜지스터(Q3)는 종래의 어떤 단일-트랜지스터 스위칭 DC/DC 변환기 회로들에 종래 사용되는 유형의 고 전력 쇼트키 정류 다이오드로 대체될 수 있다.
DSSC(400)는 또한 한 소스로부터 다른 소스도로 스위칭 및 트랜스퍼동안 스위칭 트랜지스터들(Q1 및 Q2)의 n-터브(또한 n-웰로 공지됨)의 바이어싱을 제어하기 위하여 터브 제어 회로(408)를 포함할 수 있다. 터브 제어 회로(408)는 출력 전 압, 2개의 입력 전압들 및 n-터브의 각종 위치들에서 전압들을 모니터하고, 트랜지스터들(Q1 및 Q2)에 본래 존재하는 기생 요소들에서 기생 전류들을 감소시키는데 충분한 터브 단자 바이어스 전압을 발생시킨다. 터브 제어 회로는 챠지 펌프 회로들에 사용되는 기술들과 같은 공지된 기술들을 통해서 구현될 수 있다. 게다가, 터브 전류가 수백 밀리암페아 만큼 높게 될 수 있기 때문에, 트랜지스터들(Q1 및 Q2) 각각을 위한 n-터브들은 큰 터브 타이들을 통해서 접속되어, 터브 타이들 양단의 전압 강하를 최소화시킨다.
도5는 DSSC를 동작시키는데 적절한 제어 타이밍을 도시한 것이다. 도5에서, 트레이스들(500 및 502)은 주 전원(도5에서 PS1) 및 보조 전원(도5에서 PS2)에서 전압 각각을 도시한다. 트레이스(504)는 한 전원으로부터 다른 전원으로 스위치-오버하는 동안 DSSC의 사이클링을 일시적으로 중지시키기 위하여 사용되는 제어 회로(406) 내의 내부 신호 STOP_SW을 도시한 것이다. 트레이스들(506 및 508)은 주 전원(PS1) 또는 보조 전원(PS2)이 선택된 전원으로서 사용되는지를 나타내는 제어 회로(406) 내부의 2개의 다른 신호들 SEL_PS1 및 SEL_PS2를 도시한다. 최종적으로, LX OUTPUT으로 라벨된 트레이스(510)은 직렬 인덕터(L1)로 통과되는 핀(416)에서 DSSC 출력 신호를 도시한 것이다.
초기에, 주 전원 전압 및 보조 전원 전압 둘 다는 "오프(off)"로서 도시된다. 시간(512)에서, 주 전원 전압은 정상 레벨(예를 들어 50V)로 램프 업하고, DSSC는 Q1 및 Q3의 스위칭을 개시하여 LX 구형파 출력을 발생시킨다. 시간(514)에서, 보조 전원은 정상 레벨로 램프업한다. 시간(516)에서, 제어 회로는 DSSC가 주 전원으로부터 보조 전원으로 스위칭하여야 한다라고 결정한다. 이 결정은 주 및 보조 공급 전압들의 품질 또는 레벨과 배터리 전력이 아니라 유틸리티 전력과 같은 미리 결정된 애플리케이션을 위한 "바람직한(preferred)" 소스를 포함한 각종 팩터들을 토대로한 미리 결정된 알고리즘을 따라서 행해질 수 있다.
한 공급으로부터 다른 공급으로의 스위치에 대한 결정은 "하이(high)"로 진행하는 STOP_SW 신호에 의해 도5에서 반영된다. 이 STOP_SW 신호는 제어 회로(406)가 한 공급으로부터 다른 공급으로 트랜스퍼가 행해지는 동안(즉, 시간 기간 dt3 동안) 고-측 트랜지스터들 중 어느 하나의 스위칭을 중단시킨다. 스위칭의 중단은 시간(522)에서 LX OUTPUT 상에 반영되는데, 그 이유는 LX OUTPUT이 STOP_SW가 "하이"인 동안 "로우(low)"로 머물기 때문이다. STOP_SW 신호가 "하이"로 진행 한 후 그리고 짧은 시간 지연(DT1) 후, SEL_PS1 신호는 "로우"로 진행함으로, 제어 회로(406)가 고-측 트랜지스터(Q1)로의 스위칭을 중단시키는 대신에 이를 비도통 상태로 배치시키고 또한 "개방" 트랜지스터(Q3)로 배치시킴으로써, 전류가 트랜지스터(Q3)에 의해 형성된 루프에서 계속 흐르도록 하고, 부하(L1) 회로들은 접지되도록 한다. 부가적인 짧은 시간 지연(DT2) 후, 시간(520)에서 SEL_PS2는 하이로 진행하여, 제어 회로(406)가 보조 전원과 관련된 트랜지스터(Q2)의 스위칭을 개시한다는 것을 나타낸다. 따라서, 시간(524)에서, STOP_SW 신호는 릴리스되고 제어 회로는 트랜지스터들(Q2 및 Q3)의 스위칭을 개시하여 보조 전원으로부터 다시 한번 LX OUTPUT 신호들을 발생시킨다. 상기 시퀀스로부터 트랜지스트들(Q1 및 Q2)로부터의 트랜스퍼는 브레이크-비포-메이크 방식으로 행해진다는 것을 알 수 있다.
시간들(524 및 530) 간에서, DSSC는 보조 전원으로부터 계속 진행한다. 어떤 이유로, 보조 전원 신호(PS2)는 (시간(528)에서 도시된 바와 같이) 턴오프 되거나 무효로 되어, DSSC는 주 전원으로 다시 트랜스퍼될 것이다. 따라서, 시간(530)에서, DSSC는 턴 "오프"되며, 고-측 트랜지스터(Q2)는 (지연 DT4 후) 선택해제되고 고-측 트랜지스터(Q1)는 (지연 DT5 후) 재선택된다. 총 지연(DT6) 후, 시간(540)에서 DSSC는 다시 턴온되고 LX 출력은 재시작된다.
한 공급원으로부터 다른 공급원으로의 트랜스퍼는 가능한 고속으로 행히져 출력(Vout)에서 나타나는 것으로부터 과도 전압 영향들을 피하게 한다. 예를 들어, DSSC가 1.44MHz 스위칭 주파수(또는 약 700ns 클럭 사이클)에서 동작되면, 이 트랜스퍼는 바람직하게는 1 클럭 사이클 내에서 성취된다.
부가적인 실시예에서, 선택적인 인덕터 바이패스 트랜지스터(Q4)(도4에 가상선으로 도시됨)는 인덕터(L1) 양단에 제공될 수 있고, 인덕터 전류는 STOP_SW가 "하이"인 시간 기간 동안 모니터된다. 인덕터 전류가 시간 기간들(dt3 또는 dt6) 동안 제로에 근접하기 시작하면, 인덕터 바이패스 트랜지스터(Q4)는 턴"온(on)"될 수 있고 저-측 트랜지스터(Q3)는 턴"오프"될 수 있다. 이 방식으로, 커패시터(C1)로부터 인덕터를 통해서 그리고 트랜지스터(Q3)를 통해서 접지로 흐르는 경향이 있을 수 있는 역 전류는 피해질 수 있고, 출력 전압(Vout)은 커패시터(C1)에 의해 간단히 자신의 사전-트랜스퍼 레벨에 유지될 것이다.
상술된 바와 같은 DSSC는 종래 전력 제어기들에 비해서 상당한 개선을 나타낸다. 종래 전력 제어기들은 전압 공급 선택 IC에서 2개의 고전력 스위칭 트랜지스 터들 및 스위칭 DC/DC 변환기 IC에서 2개의 부가적인 고전력 스위칭 트랜지스터들을 필요로 한다. 따라서, 종래의 전력 제어기들은 총 4개의 트랜지스터들을 필요로 하는데, 각 트랜지스터는 상대적으로 크며, 고전력의 저 임피던스 장치이어야만 한다. 대조적으로, 본 발명은 단지 3개의 트랜지스터들, 즉 2개의 전압 공급원들 중 하나를 선택하고 고-측 스위칭을 제공하기 위한 2개의 고-측 트랜지스터들 및 고-측 트랜지스터들이 "오프"될 때 직렬 인덕터 및 부하를 통해서 전류의 흐름을 유지하는 하나의 저-측 트랜지스터를 필요로 한다. 대안적으로, 정류 다이오드가 저-측 정류 장치로서 사용되면, 본 발명은 2개의 고-측 트랜지스터들 및 다이어드만을 필요로 한다. 게다가, 종래 전력 제어들에서 별도의 ICs는 별도의 IC 패키징, 별도의 핀들, 별도의 전력 리드들, 별도의 제어 회로들, 별도의 I/O 회로들 등을 필요로 한다. 본 발명에서 DSSC를 이용하면, 이들 용장 소자들은 제거된다. 회로 소자들의 수의 전체적인 감소는 종래의 전력 제어기들보다 상당히 작은 DSSC를 산출한다.
DSSC로 인한 회로 크기의 감소를 토대로, 본 발명자들은 단지 4.0mm2의 다이 면적을 갖는 단일 집적 회로 상에 다기능 전력 제어기를 만드는데 성공하였다. 도6은 본 발명의 이 양상을 따른 다기능 전력 제어기("MFPC")를 도시한 것이다. 도6에 도시된 바와 같이, MFPC(600)는 도3-5와 관련하여 상술된 바와 같이 동작하는 2개의 이중-공급 스위칭 변환기들("DSSCs")(623,635)을 포함할 수 있다. 각 DSSC(623, 635)는 바람직하게는 주 전력 입력(VCC_3.3, VCC_2.0) 및 보조 전력 입력(AUX_3.3, AUX_2.0) 둘 다를 수신한다. 이들 전력 입력들은 예를 들어 전류 (m) PCI 사양들과 일치하여 2.5V 및 5.5V 간에 있는 전압들을 갖고 더욱 바람직하게는 3.3V 또는 5.0V에 있는 전압들을 갖는다. 각 DSSC(623, 635)는 제어 회로들(622, 636)에 의해 제어되는 3개의 트랜지스터들(Q1-Q3: Q4-Q6)을 포함한다. 도4 및 도5와 관련하여 상술된 바와 같은 트랜지스터들(Q1, Q2, Q5 및 Q6)를 위한 터브 제어는 또한 접속들(614 및 634)을 통해서 제어 회로들(622 및 636)에 의해 제공된다. 최종적으로, 각 DSSC(623, 635)는 직렬 인덕터(L1, L2) 및 션트 캐피시터(C1, C2) 각각에 접속하기 위한 스위칭 출력(LX3P3, LX_2.0)을 갖는다. 각 DSSC로부터 조절된 공급 전압 출력은 노드들(606 및 612)에 도시된다.
PC 확장 카드, 예를 들어, 무선 네트워크 인터페이스 카드 내의 각종 집적 회로들에 의해 통상 필요로 되는 다양한 조절된 공급 전압들을 제공하기 위하여, 제1 DSSC(623)(Q1-Q3 포함)는 선택된 주 또는 보조 공급 전압을 노드(606)에서 조절된 "주" 3.3V 전력으로 변환시키는 반면에, 제2 DSSC(635)(Q4-Q6 포함)는 바람직하게는, 주 또는 보조 전력 입력을 더 낮은 전압, 노드(612)에서 2.0V와 같은 전압으로 변환시킨다. 각 DSSC(623, 635)는 노드들(606, 612) 및 단자들(FB_3.3 및 FB_2.0) 간의 피드백 접속을 포함하고, 이는 저항성 분압기들(618, 620 및 638, 640)에 (DSSC 제어기들(622, 636) 내에서) 부가 접속된다. 그 후, 분압기들로부터 피드백 전압 출력은 스위칭 트랜지스터들(Q1-Q6)의 스위칭 주파수를 조정하는데 사용된다. 스위칭 변환기들에 의해 통상적으로 필요로 되는 발진기 및 램프 발생기 신호들은 블록(628)에서 발생된다.
MFPC(600)는 2개의 로우-드롭-아웃 레귤레이터들("LDO1" 및 "LDO2")(646, 648)을 포함할 수 있다. 도6에 도시된 바와 같이, LDO1 및 LDO2는 바람직하게는, DSSC(635)의 조절된 출력(612)으로부터 취해진 2.0V 입력을 수신한다. LDO1 및 LDO2는 2.0V 입력을 1.5V 조절된 출력(650, 654) 까지 효율적으로 변환시킨다. 커패시터들(C6 및 C7)은 레귤레이터 출력들(650, 654) 및 접지간에 각각 접속되고 출력들(650, 654)에서 출력 전압을 안정화시키도록 작용한다. LDO1 및 LDO2로부터의 2개의 출력들은 단일 전압원으로부터 공급된 경우 서로 간섭할 있는 확장 카드 회로들에 공급하도록 사용될 수 있다. 예를 들어, MFPC(600)가 무선 LAN 카드에 적용되면, LDO1의 출력은 LAN 카드 내의 물리적 인터페이스(PHY)의 아날로그 회로들에 고급하도록 사용될 수 있는 반면에, LDO2의 출력은 PHY 인터페이스의 코어 디지털 회로들에 공급하도록 사용될 수 있다.
MFPC(600)는 예를 들어 WMAC 스탠바이 전류를 공급하고 전력을 MFPC(600) 상의 각종 제어 및 논리 회로들에 공급하기 위한 스탠바이 공급을 포함할 수 있다. 스탠바이 공급은 바람직하게는 매우 낮은 정전류를 갖는 제3 로우-드롭-아웃 레귤레이터(642)보다 앞서 있는 (VCC_2.0 및 AUX_2.0에 접속되는) 블록(624) 내의 별도의 호스트 공급원-선택 스위치를 통해서 제공되는 것이 바람직하다. 레귤레이터(642)는 2개의 DSSC 제어기들(622, 636) 내의 논리 회로들에 의해 필요로 되는 3.3V 공급 전압을 제공하는 것이 바람직하다. 스탠바이 모드에서 전력을 세이브하기 위하여, 레귤레이터(642)는 불과 10mA의 정전류만을 갖는 저-정전류 장치인 것이 바람직하다.
MFPC(600)는 또한 바이패스 특징을 제공할 수 있다. 상기 배경부에 설명된 바와 같이, 바이패스 특징은 종래에는, DC/DC 변환기의 입력으로부터 별도의 이산 바이패스 트랜지스터 IC를 통해서 DC/DC 변환기의 출력으로 직접 공급원 전압을 통과시키도록 하는데 사용된다. 그러나, 본 발명에서, 이 기능은 주 또는 보조 스위칭 트랜지스터들(소망의 공급원, 즉 주 또는 보조 중 어느 하나를 따른 Q1, Q2 또는 Q4, Q5,) 중 어느 하나가 완전 도통 상태로 배치하는 동안 션트 트랜지스터들(Q3 또는 Q6)을 비도통 상태(즉, 턴 "오프)로 배치함으로써 성취된다. 따라서, 스위칭 트랜지스터들은 근본적으로 100% 듀티 사이클에 배치된다. 따라서, DSSCs(623, 635)의 출력은 선택된 입력(주 또는 보조)의 전압 빼기 스위칭 트랜지스터들 자신들의 상대적으로 작은 저항성 전압 강하가 될 것이다. 이 방식으로, 본 발명은 별도의 바이패스 트랜지스터 IC를 필요로 함이 없이 바이패스 기능을 제공한다.
MFPC(600)는 블록(628)에 도시된 리셋 회로를 포함할 수 있다. 이 리셋 회로는 MFPC(600) 상의 각종 DSSCs 및 레귤레이터들에 의해 수신 및/또는 발생되는 전압들을 모니터하는 과전압 및 부족전압 비교기들을 포함한다. 이들은 범위 밖에 있고, 리셋 회로는 MFPC 전압들이 범위 밖에 있는 MFPC(600)에 접속되는 다른 회로들에 나타나는 RESET_N 신호를 발생시킨다. 이 공급 전압 모니터링 기능성은 외부 리셋 회로에 대한 필요성을 제거한다.
리셋 회로는 예를 들어 호스트 컴퓨터로부터 외부 리셋 이벤트들을 허용하는 별도의 리셋-입력 핀 "PHYRES"을 더 포함한다. 이 리셋 회로는 PHYRES 신호를 수신하는 경우 RESET_N 신호를 작동시킬 것이다. 이 리셋 회로는 도한 MFPC(600)의 초 기화 및 전력 상승 스테이지 도안 RESET_N 신호를 활성화시킬 것이다.
MFPC(600)는 또한 열 모니터링 및 셧다운 회로들을 포함할 수 있다(블록 630). MFPC IC의 온도가 돌이킬 수 없는 손상을 초래하는 온도를 넘어서 상승된 경우, 열 모니터링 및 셧다운 회로들은 MFPC(600)를 디스에이블함으로써, 그 자신 또는 확장 카드 상의 다른 회로들에 손상을 일으키는 것을 방지한다. 블록(630)은 MFPC(600)에 사용되는 하나 이상의 기준 전압들을 발생시키는 회로들을 더 포함할 수 있다.
MFPC 상의 각종 DSSCs 및 레귤레이터들은 제어 회로(626)에 의해 개별적으로 제어될 수 있다(즉, 턴온 및 오프). 도6에 도시된 실시예에서, MFPC는 3개의 외부 제어 신호들(PSW1, PSW2 및 PSW3)를 수신한다. 예로서, PSW1 상의 신호는 2.0V DSSC(635) 및 2개의 1.5V LDOs(646, 648)가 활성 또는 셧다운되는 지를 제어할 수 있는 반면에, PSW2 상의 신호는 3.3V DSSC(623)이 활성 또는 셧다운되는지를 제어할 수 있다. 최종적으로, PSW3 상의 신호는 3.3V DSSC(623)이 바이패스 모드에 배치되는지 (즉, 상술된 바와 같이 Vcc 또는 Vaux가 LX_3.3로 직접 통과되어야만 한다)를 제어할 수 있다. 이 방식으로, MFPC는 호스트 컴퓨터(예를 들어, 확장 카드를 각종 활성, "슬립" 및 "딥 슬립" 모드들로 배치)로부터 명령들을 수신하고 이들 명령들에 응답하여 MFPC(600) 상의 각종 PSSCs 및 레귤레이터들을 활성 또는 비활성시킬 수 있다.
MFPC(600)는 특정 호스트 컴퓨터 구성으로만 또는 확장 카드들을 포함하는 애플리케이션으로만 제한되지 않는다는 것을 인지할 것이다. 오히려, MFPC(600)가 공급할 수 있는 각종 전압들을 필요로 하는 임의의 회로에 사용될 수 있다.
본 발명이 바람직한 실시예와 관련하여 서술되었지만, 당업자는 상술된 바와 같은 본 발명의 원리 및 범위를 벗어남이 없이 본 발명의 구조 및 소자들에 대한 변경을 행할 수 있다는 것을 인지할 것이다.

Claims (14)

  1. 다중-출력 전원 장치에 있어서,
    모놀리식 집적 회로를 포함하고, 상기 모놀리식 집적 회로는:
    상기 모놀리식 집적 회로의 제1 부분 상의 제1 스위칭 변환기;
    상기 모놀리식 집적 회로의 제2 부분 상의 제2 스위칭 변환기; 및
    상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들에 접속되고, 상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 하나 또는 둘 모두를 인에이블 및 디스에이블할 수 있는 제어 회로를 포함하는, 다중-출력 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 변환기는 제1 공급 전압을 수신하는 단자 및 제2 공급 전압을 수신하는 단자를 갖고, 상기 제1 스위칭 변환기는 상기 제1 및 제2 공급 전압들 중 선택된 한 전압을 조절된 출력 신호로 변환시킬 수 있는, 다중-출력 전원 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 모놀리식 집적 회로는 :
    상기 제1 스위칭 변환기 및 상기 제2 스위칭 변환기 중 적어도 하나에 접속되고 상기 모놀리식 집적 회로의 제3 부분 상에 위치되는 제1 로우-드롭-아웃-레귤레이터를 더 포함하고,
    상기 제어 회로는 상기 제1 로우-드롭-아웃 레귤레이터에 또한 접속되고, 상기 제1 로우-드롭-아웃 레귤레이터를 인에이블 및 디스에이블할 수 있는, 다중-출력 전원 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 모놀리식 집적 회로는:
    상기 제1 스위칭 변환기 및 상기 제2 스위칭 변환기 중 적어도 하나에 접속되고 상기 모놀리식 집적 회로의 제4 부분상에 위치되는 제2 로우-드롭-아웃 레귤레이터를 더 포함하고,
    상기 제어 회로는 상기 제2 로우-드롭-아웃 레귤레이터에 또한 접속되고, 상기 제2 로우-드롭-아웃 레귤레이터를 인에이블 및 디스에이블할 수 있는, 다중-출력 전원 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 모놀리식 집적 회로는:
    상기 제1 공급 전압 및 상기 제2 공급 전압 중 적어도 한 전압을 수신하는 단자를 갖고, 상기 모놀리식 집적 회로의 제5 부분 상에 위치되는 스탠바이 로우-드롭-아웃 레귤레이터를 더 포함하고,
    상기 제어 회로는 상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 레귤레이터에 또한 접속되고, 상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 레귤레이터를 인에이블 및 디스에이블할 수 있 는, 다중-출력 전원 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 모놀리식 집적 회로는:
    상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 적어도 한 변환기의 미리 결정된 출력, 상기 제1 로우-드롭-아웃 레귤레이터 및 상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 레귤레이터에 접속되는 리셋 회로를 더 포함하고, 상기 리셋 회로는 상기 미리 결정된 출력에서의 전압이 미리 결정된 전압 범위 밖인 경우 리셋 신호를 발생시키는, 다중-출력 전원 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 적어도 한 변환기는 100% 스위칭 듀티 사이클 근처에서 동작할 수 있으며, 상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 적어도 한 변환기는 바이패스 모드로 동작하는, 다중-출력 전원 장치.
  8. 단일 모놀리식 집적 회로를 통해서 복수의 조절된 출력 전압들을 제공하는 방법에 있어서,
    상기 모놀리식 집적 회로의 제1 부분 상에 제1 스위칭 변환기를 제공하는 단계;
    상기 모놀리식 집적 회로의 제2 부분 상에 제2 스위칭 변환기를 제공하는 단 계;
    상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들에 접속되는 제어 회로를 제공하는 단계; 및
    상기 제어 회로를 통해서 상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 하나 또는 모두를 인에이블 및 디스에이블하는 단계를 포함하는, 복수의 조절된 출력 전압을 제공하는 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    제1 공급 전압 및 제2 공급 전압을 상기 제1 스위칭 변환기에 공급하는 단계; 및
    상기 제1 및 제2 공급 전압들 중 선택된 전압을 상기 제1 스위칭 변환기를 통해서 조절된 출력 신호로 변환시키는 단계를 더 포함하는, 복수의 조절된 출력 전압을 제공하는 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제어 회로, 및 상기 제1 스위칭 변환기 및 상기 제2 스위칭 변환기 중 적어도 하나에 접속되고, 상기 모놀리식 집적 회로의 제3 부분 상에 위치되는 제1의 로우-드롭-아웃 레귤레이터를 제공하는 단계; 및
    상기 제어 회로를 통해서 상기 제1 로우-드롭-아웃 레귤레이터를 인에이블 및 디스에이블하는 단계를 더 포함하는, 복수의 조절된 출력 전압을 제공하는 방 법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제어 회로, 및 상기 제1 스위칭 변환기 및 상기 제2 스위칭 변환기 중 적어도 하나에 접속되고, 상기 모놀리식 집적 회로의 제4 부분 상에 위치되는 제2 로우-드롭-아웃 레귤레이터를 제공하는 단계; 및
    상기 제어 회로를 통해서 상기 제2 로우-드롭-아웃 레귤레이터를 인에이블 및 디스에이블하는 단계를 더 포함하는, 복수의 조절된 출력 전압을 제공하는 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제어 회로에 접속되는 상기 모놀리식 집적 회로의 제5 부분 상에 스탠바이 로우-드롭-아웃 조절기를 제공하는 단계;
    상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 조절기에 공급될 상기 제1 공급 전압 및 상기 제2 공급 전압 중 하나를 선택하는 단계;
    상기 선택된 공급 전압을 상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 레귤레이터로 통과시키는 단계; 및
    상기 제어 회로를 통해서 상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 레귤레이터를 인에이블 및 디스에이블하는 단계를 더 포함하는, 복수의 조절된 출력 전압을 제공하는 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 적어도 하나의 미리 결정된 출력, 상기 제1 로우-드롭-아웃 레귤레이터 및 상기 스탠바이 로우-드롭-아웃 레귤레이터에 접속되는 리셋 회로를 제공하는 단계;
    상기 미리 결정된 출력에서 전압을 모니터하는 단계; 및
    상기 미리 결정된 출력에서 상기 전압이 미리 결정된 전압 범위 밖에 있는 경우 상기 리셋 회로를 통해서 리셋 신호를 발생시키는 단계를 더 포함하는, 복수의 조절된 출력 전압을 제공하는 방법.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 적어도 하나가 바이패스 모드로 동작하도록 100% 스위칭 듀티 사이클 근처에서 상기 제1 및 제2 스위칭 변환기들 중 적어도 하나를 동작시키는 단계를 더 포함하는, 복수의 조절된 출력 전압을 제공하는 방법.
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