KR20050039577A - 안정한 변환 전압을 공급 가능한 전원 장치 - Google Patents

안정한 변환 전압을 공급 가능한 전원 장치 Download PDF

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야마모토이사오
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로무 가부시키가이샤
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Abstract

전원 장치는, 병렬 접속된 LDO 레귤레이터와 DC/DC 컨버터를 전환하여 동작시켜서, 전원으로부터의 전지 전압(Vbat)을 일정한 출력 전압(V0)으로 제어한다. LDO 레귤레이터와 DC/DC 컨버터의 공통의 출력단에서의 검출 전압(Vs)은, 귀환 입력 단자에 입력되어, LDO 레귤레이터와 DC/DC 컨버터로 귀환한다. LDO 레귤레이터로부터 DC/DC 컨버터로의 전환시의 언더슈트를 억제하기 위해서, 타이밍 신호 발생기는, 프리드라이브 회로에 능력 전환 타이밍 신호를 부여하여, DC/DC 컨버터의 제어 능력을 기동시의 저능력 모드로부터 고능력 모드로 전환한다.

Description

안정한 변환 전압을 공급 가능한 전원 장치{POWER SUPPLY APPARATUS CAPABLE OF SUPPLYING A STABLE CONVERTED VOLTAGE}
본 발명은, 전원 장치에 관한 것으로, 특히 시리즈 레귤레이터와 스위칭 레귤레이터를 조합하여 전원 전압을 변환하는 전원 장치에 관한 것이다.
휴대 전화기나 PDA(Personal Data Assistant) 등의 전지 구동형의 휴대 기기에서는, 유저가 사용하고 있지 않은 동안에는, 슬립 상태나 대기 상태로 하여, 소비 전류를 적게 하고, 전지를 오래가게 하는 대책이 취해지고 있다. 이와 같은 휴대 기기에서는, 부하 전류의 크기에 의해, 저 드롭아웃(LDO) 레귤레이터 등의 시리즈 레귤레이터와 DC/DC 컨버터 등의 스위칭 레귤레이터를 전환하여 사용함으로써, 효율이 높은 전압 변환이 가능해진다. 즉, 대기시 등의 저부하시에는, 저소비 전류형의 LDO 레귤레이터로 전환하여 전력 소비를 억제하고, 사용시에 부하가 커지면, DC/DC 컨버터로 전환하여 효율을 올리고 있다.
그러나, LDO 레귤레이터와 DC/DC 컨버터를 배타적으로 온 오프시키면, 전환 동작시에 출력 전압에 변동이 발생하여, 안정한 전압을 공급할 수 없게 된다. 그래서, 전환 동작시의 전압 변동을 최소한으로 억제하기 위한 대책이 필요해진다.
일본국 특개 2003-9515호 공보에는, 전원 출력 전압을 일정하게 제어하는 시리즈 레귤레이터 및 스위칭 레귤레이터를 구비하고, 부하 전류의 크기에 따라서 시리즈 레귤레이터와 스위칭 레귤레이터를 전환하여 동작시키는 전원 시스템에 있어서, 전환시에 시리즈 레귤레이터와 스위칭 레귤레이터의 동시 동작 기간을 형성한 것이 개시되어 있다.
시리즈 레귤레이터로부터 스위칭 레귤레이터로의 전환시에, 시리즈 레귤레이터와 스위칭 레귤레이터의 동시 동작 기간을 형성하면, 시리즈 레귤레이터와 스위칭 레귤레이터는 피드백 시스템에서 귀환점을 공유하기 위해서, 스위칭 레귤레이터의 기동시에 출력 전압이 일시적으로 목표 전압으로부터 벗어나는 언더슈트 또는 오버슈트가 발생한다. 전환시에 출력 전압에 이와 같은 과도적인 변동이 나타나면, 전환의 전후에 걸쳐서 안정한 변환 전압을 출력할 수 없다.
문헌 리스트
일본국 특개 2003-9515호 공보
본 발명은 이러한 상황을 감안하여 이루어진 것으로, 그 목적은, 시리즈 레귤레이터와 스위칭 레귤레이터의 전환시에 출력 전압을 안정화할 수 있는 전원 장치의 제공에 있다.
본 발명의 일 양태는 전원 장치에 관한 것이다. 이 장치는, 전원 전압을 소정의 전압으로 변환하여 공통의 출력 단자에 출력하는 시리즈 레귤레이터와, 상기 전원 전압을 상기 소정의 전압으로 변환하여 상기 공통의 출력 단자에 출력하는 스위칭 레귤레이터와, 상기 공통의 출력 단자에서의 검출 전압을 상기 시리즈 레귤레이터와 상기 스위칭 레귤레이터로 귀환하는 공통의 귀환부와, 부하 전류의 크기에 따라서 상기 시리즈 레귤레이터와 상기 스위칭 레귤레이터를 전환하여 동작시키는 전환 제어부를 포함한다.
상기 전환 제어부는, 상기 시리즈 레귤레이터로부터 상기 스위칭 레귤레이터로의 전환시에, 상기 시리즈 레귤레이터와 상기 스위칭 레귤레이터의 동시 동작 기간을 형성하고, 이 동시 동작 기간 내에서는 상기 스위칭 레귤레이터의 능력을 통상보다 약하게 한다. 또한, 상기 전환 제어부는, 상기 동시 동작 기간의 종료 후에 상기 스위칭 레귤레이터를 통상의 능력으로 전환해도 된다. 이 구성에 의하면, 시리즈 레귤레이터로부터 스위칭 레귤레이터로의 전환시의 언더슈트 또는 오버슈트에 의한 출력 변동을 적게 할 수 있다.
또한, 이상의 구성 요소의 임의의 조합, 본 발명의 표현을 방법, 장치, 시스템 등의 사이에서 변환한 것도 또한, 본 발명의 양태로서 유효하다.
도 1은, 실시 형태에 관한 전원 장치(10)의 구성도이다. 전원 장치(10)는, 시리즈 레귤레이터의 일례인 LDO 레귤레이터(20)와, 스위칭 레귤레이터의 일례인 DC/DC 컨버터(30)를 갖고, LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)는 출력단을 공유하여 병렬 접속되어, 부하에 따라서 전환 동작 가능하게 구성되어 있다. LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)는 모두 리튬 이온 전지 등의 전원(11)으로부터의 전지 전압(Vbat)을 일정한 출력 전압(V0)으로 제어한다.
LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)의 공통의 출력단에서 출력 전압(V0)을 2개의 분압 저항(R1, R2)으로 분압함으로써, 검출 전압(Vs)이 얻어진다. 검출 전압(Vs)은, 귀환 입력 단자(FBIN)에 입력되어, LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)로 귀환한다. LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)는, 기준 전압원(40)으로부터 공통의 기준 전압(Vref)의 입력을 받아서, 기준 전압(Vref)과 검출 전압(Vs)의 오차에 기초한 피드백 제어에 의해, 출력 전압(V0)를 안정화한다. 이와 같이, LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)는, 귀환점을 공유하여 동작한다.
여기에서, 출력 전압(V0)과 검출 전압(Vs)의 사이에는, V0=Vs×(1+R1/R2)의 관계가 있다. 출력 전압(V0)이 목표값 2.2V로 제어되어 있는 경우, 2개의 분압 저항(R1, R2)을 각각 1400㏀, 800㏀으로 하면, 검출 전압(Vs)은 0.8V이다.
LDO 레귤레이터(20)는, 제1 오차 증폭기(22)와, P채널 MOS 트랜지스터(이하, 간단히 PMOS 게이트라고 한다)(Tr3)를 포함한다. PMOS 게이트(Tr3)의 소스는 전원 입력 단자(BATS)에 접속되고, 드레인은 LDO 레귤레이터 출력 단자(LDOOUT)에 접속되어 있으며, 게이트에는 제1 오차 증폭기(22)의 출력이 가해진다.
제1 오차 증폭기(22)는, 플러스 단자에 검출 전압(Vs), 마이너스 단자에 기준 전압(Vref)의 입력을 받아서, 검출 전압(Vs)과 기준 전압(Vref)을 비교하여, 검출 전압(Vs) 쪽이 크면, PMOS 게이트(Tr3)를 오프로 하고, 기준 전압(Vref) 쪽이 크면, PMOS 게이트(Tr3)를 온으로 한다.
LDO 레귤레이터(20)의 PMOS 게이트(Tr3)는, 제1 오차 증폭기(22)의 출력에 따라서 온 오프 동작하여, 전원(11)으로부터의 전지 전압(Vbat)을 강압하여, LDO 레귤레이터 출력 단자(LDOOUT)에 출력한다. LDO 레귤레이터(20)에 의해 강압된 전압은, 평활용 콘덴서(C1)에 의해 안정화되어, 출력 전압(V0)으로서 출력된다. 피드백 제어에 의해 LDO 레귤레이터(20)의 출력 전압(V0)은 목표값 2.2V로 유지된다.
제1 오차 증폭기(22)에 입력되는 LDO 레귤레이터·인에이블 신호(이하, LDOEN 신호라고 한다)는, LDO 레귤레이터(20)의 온 오프를 제어하기 위한 신호이다. 타이밍 신호 발생기(50)로부터 제1 오차 증폭기(22)에 입력되는 LDO 레귤레이터 온 오프 전환 타이밍 신호(이하, CNTLDO 신호라고 한다)는, LDO 레귤레이터(20)의 온 오프를 전환하는 타이밍을 제어하기 위한 신호이다.
DC/DC 컨버터(30)는, 제2 오차 증폭기(32)와, 발진기(34)와, PWM(Pulse Wide Modulation) 콤퍼레이터(36)와, 프리드라이브 회로(38)와, PMOS 게이트(Tr1)와, NMOS 게이트(Tr2)를 포함한다. PMOS 게이트(Tr1)와 NMOS 게이트(Tr2)는 전원(11)과 직렬 접속되어 있고, PMOS 게이트(Tr1)의 소스는 전원 입력 단자(BATS)에 접속되며, PMOS 게이트(Tr1)의 드레인은 NMOS 게이트(Tr2)의 소스에 접속되고, NMOS 게이트(Tr2)의 드레인은 접지되어 있다. 또, PMOS 게이트(Tr1)의 드레인은 스위칭 레귤레이터 출력 단자(SWOUT)에 접속되어 있고, PMOS 게이트(Tr1)와 NMOS 게이트(Tr2)의 게이트에는 프리드라이브 회로(38)의 출력이 가해진다.
제2 오차 증폭기(32)는, 플러스 단자에 기준 전압(Vref), 마이너스 단자에 검출 전압(Vs)의 입력을 받아서, 검출 전압(Vs)과 기준 전압(Vref)을 비교하여, 오차 출력 신호(이하, EROUT 신호라고 한다)를 출력하여, PWM 콤퍼레이터(36)에 부여한다. PWM 콤퍼레이터(36)는, 발진기(34)가 출력하는 삼각파 신호(이하, OSC 신호라고 한다)와, 제2 오차 증폭기(32)가 출력하는 EROUT 신호를 비교하여, 비교 결과에 기초하여 펄스폭이 변조된 펄스 신호(이하, PWMOUT 신호라고 한다)를 출력하여, 프리드라이브 회로(38)에 부여한다. 프리드라이브 회로(38)는, PWM 콤퍼레이터(36)로부터의 PWMOUT 신호에 기초하여, PMOS 게이트(Tr1) 및 NMOS 게이트(Tr2)의 온 오프 제어를 행한다.
PWM 콤퍼레이터(36)가 출력하는 PWMOUT 신호의 듀티비에 의해, PMOS 게이트(Tr1)와 NMOS 게이트(Tr2)의 온 듀티가 조절되어, 스위칭 레귤레이터 출력단자(SWOUT)로부터 강압된 전압이 출력된다. DC/DC 컨버터(30)에 의해 강압된 전압은, 콘덴서(L) 및 평활용 콘덴서(C1)에 의해 안정화되어, 출력 전압(V0)으로서 출력된다. 피드백 제어에 의해 DC/DC 컨버터(30)의 출력 전압(V0)은 목표값 2.2V로 유지된다.
발진기(34)에 입력되는 스위칭 레귤레이터·인에이블 신호(이하, SWEN 신호라고 한다)는, DC/DC 컨버터(30)의 온 오프를 제어하기 위한 신호이다. 타이밍 신호 발생기(50)로부터 프리드라이브 회로(38)에 입력되는 스위칭 레귤레이터 능력 전환 타이밍 신호(이하, CNTSW 신호라고 한다)는, DC/DC 컨버터(30)의 능력을 전환하는 타이밍을 제어하기 위한 신호이다.
전원 장치(10)에서의 LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)의 전환 동작을 설명한다. 최초로, 전원 제어 단자(PWRCNT)의 입력 신호(이하, PWRCNT 신호라고 한다)가 H레벨이고, 레귤레이터 전환 단자(SELECT)의 입력 신호(이하, SELECT 신호라고 한다)가 L레벨인 경우의 동작을 설명한다. H레벨의 PWRCNT 신호가, 제1 AND 게이트(44)에 입력된다. L레벨의 SELECT 신호가 인버터(42)에 의해 반전되어 H레벨의 신호가 되어, 제1 AND 게이트(44)에 입력된다. 제1 AND 게이트(44)는 H레벨의 LDOEN 신호를 출력하여, LDO 레귤레이터(20)의 제1 오차 증폭기(22)를 액티브하게 설정한다. 이것에 의해 LDO 레귤레이터(20)가 온이 된다.
한편, 제2 AND 게이트(46)는, H레벨의 PWRCNT 신호와 L레벨의 SELECT 신호의 입력을 받아서, L레벨의 SWEN 신호를 출력하여, 발진기(34)를 액티브하지 않게 설정한다. 이것에 의해 DC/DC 컨버터(30)가 오프가 된다.
다음에, PWRCNT 신호가 H레벨이고, SELECT 신호가 H레벨인 경우의 동작을 설명한다. H레벨의 PWRCNT 신호가, 제1 AND 게이트(44)에 입력된다. H레벨의 SELECT 신호가 인버터(42)에 의해 반전되어 L레벨의 신호가 되어, 제1 AND 게이트(44)에 입력된다. 제1 AND 게이트(44)는 L레벨의 LDOEN 신호를 출력하여, LDO 레귤레이터(20)의 제1 오차 증폭기(22)를 액티브하지 않게 설정한다. 이것에 의해 LDO 레귤레이터(20)가 오프가 된다.
한편, 제2 AND 게이트(46)는, H레벨의 PWRCNT 신호와 H레벨의 SELECT 신호의 입력을 받아서, H레벨의 SWEN 신호를 출력하여, 발진기(34)를 액티브하게 설정한다. 이것에 의해 DC/DC 컨버터(30)가 온이 된다.
마지막으로, PWRCNT 신호가 L레벨인 경우에는, SELECT 신호의 레벨에 관계없이, 제1 AND 게이트(44)로부터 L레벨의 LDOEN 신호가 출력되고, 제2 AND 게이트(46)로부터 L레벨의 SWEN 신호가 출력되기 때문에, LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)는 함께 오프가 된다.
이상 서술한 바와 같이, SELECT 신호가 L레벨일 때에는, LDO 레귤레이터(20)가 온, DC/DC 컨버터(30)가 오프로 설정되고, SELECT 신호가 H레벨일 때에는, DC/DC 컨버터(30)가 온, LDO 레귤레이터(20)가 오프로 설정된다. 이와 같이, SELECT 신호의 레벨의 전환에 의해, LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)가 원칙적으로는 배타적으로 온 오프 제어되어, 동작이 전환된다. 여기에서, LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)를 완전히 배타적으로 온 오프 제어하면, 전환시에 LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)가 동시에 오프가 되는 순간이 있어서, 출력 전압(V0)이 불안정하게 되기 때문에, 전환 직후에는 LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)가 동시에 온이 되는 동시 동작 기간을 형성한다.
그러나, 전환시에 LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)의 동시 동작 기간이 형성되어도, LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)가 귀환점을 공유하고 있기 때문에, LDO 레귤레이터(20)로부터 DC/DC 컨버터(30)로의 전환시에 LDO 레귤레이터(20)의 출력이 DC/DC 컨버터(30)의 피드백 시스템에 영향을 주어, 언더슈트 또는 오버슈트가 발생한다.
도 2a, 도 2b를 이용하여 언더슈트가 발생하는 원인을 설명한다. 도 2a는, DC/DC 컨버터(30)의 통상 동작시에 있어서의 EROUT 신호와 OSC 신호와 PWMOUT 신호의 관계를 설명하는 도면이다. DC/DC 컨버터(30)가 Vbat=3.6[V]일 때에 목표값 2.2V의 출력 전압(V0)을 안정하게 출력하고 있을 때, PMOS 게이트(Tr1)가 온이 되는 시간은 전체의 61퍼센트, NMOS 게이트(Tr2)가 온이 되는 시간은 39퍼센트이고, PWMOUT 신호의 듀티비는 약 60퍼센트이다. OSC 신호의 하한 전압은 0.2V, 상한 전압은 1.5V이고, EROUT 신호의 전압은 약 1.0V이다.
도 2b는, LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)의 동시 동작시에 있어서의 EROUT 신호와 OSC 신호와 PWMOUT 신호의 관계를 설명하는 도면이다. LDO 레귤레이터(20)로부터 DC/DC 컨버터(30)로의 전환시에 DC/DC 컨버터(30)는 초기 듀티비 50퍼센트로 동작을 개시한다. 그러나, LDO 레귤레이터(20)가 아직 오프로 되어 있지 않기 때문에, LDO 레귤레이터(20)가 목표값 2.2V의 출력 전압(V0)을 출력하고 있고, 출력단이 공통으로 되어 있으므로, 검출 전압(Vs)은, LDO 레귤레이터(20)의 출력에 의해 높게 설정된 채로, 귀환 입력 단자(FBIN)에 입력되어, DC/DC 컨버터(30)로 귀환한다. 그 결과, EROUT 신호는, 도 2a에서 도시한 통상 동작시의 1.0V보다도 낮아지고, 도 2b에 도시하는 바와 같이, PMOS 게이트(Tr1)의 온 시간(T1)이 통상 동작시보다 짧아지고, NMOS 게이트(Tr2)의 온 시간(T2)이 길어진다. 따라서, 출력 전압(V0)이 LDO 레귤레이터(20)로부터의 출력에 의해 목표값 2.2V로 되어 있음에도 불구하고, DC/DC 컨버터(30)의 피드백 시스템은 출력 전압(V0)을 낮추는 방향으로 제어하여, 언더슈트가 발생한다.
도 3a, 도 3b를 이용하여, LDO 레귤레이터(20)로부터 DC/DC 컨버터(30)로의 전환시에 있어서의 언더슈트의 발생 상황 및 언더슈트의 억제 방법을 설명한다. 여기에서는, 전지 전압(Vbat)이 3.6V 정도인 경우를 생각한다. 이 때, 출력 전압(V0)의 목표값 2.2V는 전지 전압(Vbat)의 1/2보다 크다.
도 3a는, DC/DC 컨버터(30)의 출력 전압(V0)의 변화를 도시하는 도면이고, 도 3b는, LDO 레귤레이터(20)의 출력 전압(V0)의 변화를 도시하는 도면이다. LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)의 동시 동작 기간이 형성되기 때문에, 시각(t0)에서, DC/DC 컨버터(30)가 오프로부터 온으로 전환되었을 때, LDO 레귤레이터(20)는 온인 채로 있고, DC/DC 컨버터(30)가 온으로 전환되는 시각(t0)보다 느린 시각(t1)에서, 오프로 전환된다.
도 3b의 그래프 204로 나타내는 바와 같이, LDO 레귤레이터(20)가 오프로 전환되는 시각(t1)까지는, LDO 레귤레이터(20)의 출력 전압(V0)은 목표값 2.2V이고, 시각(t1) 이후는 0V가 된다. 한편, 도 3a에 도시하는 바와 같이, DC/DC 컨버터(30)의 기동 시각(t0)에서, LDO 레귤레이터(20)가 온인 채로, DC/DC 컨버터(30)가 온으로 전환되기 때문에, DC/DC 컨버터(30)의 출력 전압(V0)의 초기값은 2.2V이다.
시각(t0)에서, DC/DC 컨버터(30)는 초기 듀티비가 50퍼센트에서 기동된다. 그러나, 출력 전압(V0)의 초기값은 1/2Vbat보다도 높은 2.2V이기 때문에, DC/DC 컨버터(30)는 출력 전압(V0)을 1/2Vbat를 향해서 낮추는 방향으로 제어한다. 가령 LDO 레귤레이터(20)가 오프인 상황을 생각하면, 도 3a의 점선의 그래프 202로 나타내는 바와 같이, 출력 전압(V0)은 일단 1/2Vbat까지 하강하고, 그 후, 듀티비의 증가에 의해 상승하여, 목표값 2.2V로 제어된다. 실제로는 LDO 레귤레이터(20)가 온이기 때문에, LDO 레귤레이터(20)의 출력이 DC/DC 컨버터(30)의 출력을 끌어 올리는 방향으로 작용하여, 도 3a의 실선의 그래프 200로 나타내는 바와 같이, 출력 전압(V0)은 1/2Vbat를 향해서 하강하지만, 1/2Vbat까지 완전히 내려가지 않고 상승하여, 목표값 2.2V로 제어된다.
이와 같이, LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)의 동시 동작시에는, DC/DC 컨버터(30)의 내부 상태가 듀티비 50퍼센트에 대응하게 되어 있음에도 불구하고, 출력 전압(V0)이 DC/DC 컨버터(30)의 기동시로부터 이미 목표값 2.2V를 출력하고 있고, 그 때문에 피드백 제어에 의해 NMOS 게이트(Tr2)의 온 듀티가 길어져서, DC/DC 컨버터(30)는 출력 전압(V0)를 일시적으로 낮추는 방향으로 제어해 버린다. 그 결과, DC/DC 컨버터(30)의 기동시에 출력 전압(V0)이 목표값으로부터 내려가는 언더슈트가 발생한다. 이상, 출력 전압(V0)의 목표값 2.2V가 전지 전압(Vbat)의 1/2보다 큰 경우의 언더슈트의 발생 원인을 설명하였지만, 출력 전압(V0)의 목표값 2.2V가 전지 전압(Vbat)의 1/2보다 작은 경우에는, 반대로 출력 전압(V0)이 일단 1/2Vbat를 향해서 상승한 후 목표값 2.2V로 수렴되는 오버슈트가 발생한다.
언더슈트 및 오버슈트는, LDO 레귤레이터(20)가 온인 상태에서, DC/DC 컨버터(30)가 최대 능력으로 동작하기 때문에, 피드백 제어가 역방향으로 작용함으로써 발생한다. 언더슈트 및 오버슈트를 억제하기 위해서, 본 실시 형태의 전원 장치(10)에서는, DC/DC 컨버터(30)의 기동시에 DC/DC 컨버터(30)의 능력을 낮게 억제한다. 도 3a에 도시하는 바와 같이, 전원 장치(10)는, 시각(t0)에서 DC/DC 컨버터(30)를 저능력 모드로 기동시켜서, 시각(t2)에 도달할 때까지 능력을 제한하여 전압 변환을 행한다. 시각(t1)에서, LDO 레귤레이터(20)가 오프로 전환된 후, 시각(t2)에서, DC/DC 컨버터(30)의 능력을 통상으로 되돌려서, DC/DC 컨버터(30)를 고능력 모드로 동작시킨다.
DC/DC 컨버터(30)의 능력을 전환하는 타이밍을 제어하기 위해서, 타이밍 신호 발생기(50)는, H레벨의 SELECT 신호의 입력을 받은 경우에, LDO 레귤레이터(20)에는 CNTLDO 신호를 부여하여, LDO 레귤레이터(20)를 온으로부터 오프로 전환하는 타이밍을 지시하고, DC/DC 컨버터(30)에는 CNTSW 신호를 부여하여, DC/DC 컨버터(30)를 저능력으로부터 고능력으로 전환하는 타이밍을 지시한다.
도 4a, 도 4b를 이용하여, 타이밍 신호 발생기(50)에 의한 DC/DC 컨버터(30)의 능력 전환 타이밍 제어를 설명한다. 도 4a에서, 비교를 위해서 언더슈트가 일어나는 경우의 타이밍 제어를 설명하고, 도 4b에서, 언더슈트를 억제하기 위한 타이밍 제어를 설명한다.
도 4a는, 언더슈트가 일어나는 경우의 SELECT 신호, CNTLDO 신호, CNTSW 신호, 및 EROUT 신호의 관계를 도시하는 도면이다. 시각(t0)에서, SELECT 신호가 L레벨로부터 H레벨로 변화하여, DC/DC 컨버터(30)가 온이 되어 저능력 모드로 기동한다. 한편, LDO 레귤레이터(20)는, CNTLDO 신호가 H레벨인 동안에는, 온인 채로 있고, 시각(t2)에서 CNTLDO 신호가 L레벨이 되었을 때, 오프로 전환된다. DC/DC 컨버터(30)는, CNTSW 신호가 L레벨인 동안에는, 저능력 모드를 계속하여, LDO 레귤레이터(20)가 오프가 되기 전의 시각(t1)에서, CNTSW 신호가 H레벨이 되었을 때에, 저능력으로부터 고능력으로 전환된다.
도 4a에서는, LDO 레귤레이터(20)가 온인 시각(t1)에서, DC/DC 컨버터(30)의 능력이 커지고, 출력 전압(V0)이 내려가서 언더슈트가 발생하여, EROUT 신호의 값이 급상승한다. 또, LDO 레귤레이터(20)가 오프가 되는 시각(t2)에서도, 출력 전압(V0)이 내려가서 언더슈트가 발생하여, EROUT 신호가 급상승한다. 따라서, 언더슈트를 억제하기 위해서는, EROUT 신호가 1.0V인 통상 동작점에 도달하는 부근에서 DC/DC 컨버터(30)의 능력을 크게 할 필요가 있다.
도 4b는, DC/DC 컨버터(30)의 능력 전환 타이밍을 변화시켜서, 언더슈트를 억제한 경우의 SELECT 신호, CNTLDO 신호, CNTSW 신호, EROUT 신호의 관계를 도시하는 도면이다. 시각(t0)에서, SELECT 신호가 L레벨로부터 H레벨로 변화하여, DC/DC 컨버터(30)가 온이 되어, 저능력 모드로 기동한다. 타이밍 신호 발생기(50)는, H레벨의 SELECT 신호의 발생 후의 시각(t1)에서, CNTLDO 신호를 L레벨로 변화하여, 이것에 의해 LDO 레귤레이터(20)는 오프로 전환된다. 또한, 타이밍 신호 발생기(50)는, LDO 레귤레이터(20)가 오프가 된 후의 시각(t2)에서, CNTSW 신호를 H레벨로 전환하여, 이것에 의해 DC/DC 컨버터(30)는 저능력으로부터 고능력으로 전환된다.
시각(t0)으로부터 시각(t1)까지의 사이, LDO 레귤레이터(20)와 DC/DC 컨버터(30)가 동시 동작하지만, DC/DC 컨버터(30)의 능력이 제한되어 있기 때문에, 언더슈트는 억제된다. 시각(t1)에서, LDO 레귤레이터(20)가 오프가 되어, 출력 전압(V0)을 낮추지만, DC/DC 컨버터(30)가 저능력 모드로 동작하고 있기 때문에, 피드백 제어에 의해, 시각(t1) 이후, EROUT 신호가 서서히 상승해 가서, PMOS 게이트(Tr1)의 온 시간이 길어지고, 출력 전압(V0)이 올라간다. 다음에, 시각(t2)에서, DC/DC 컨버터(30)의 능력이 커지지만, 이 때, 이미 목표값 2.2V의 출력 전압(V0)에서의 정상 귀환점 부근에서의 능력 전환을 위한, 언더슈트는 억제된다.
이와 같이, 타이밍 신호 발생기(50)가, LDO 레귤레이터(20)를 오프로 한 후, DC/DC 컨버터(30)를 저능력으로부터 고능력으로 전환하는 순서로 타이밍 제어함으로써, EROUT 신호의 변화가 완만하게 되어, 언더슈트가 억제된다. 이상은, 언더슈트를 억제하기 위한 타이밍 제어를 설명하였지만, 오버슈트를 억제하기 위한 타이밍 제어도 동일하다.
타이밍 신호 발생기(50)는, 내부 발진기와 시프트 레지스터를 갖고, H레벨의 SELECT 신호가 입력되면, 시프트 레지스터를 동작시켜서, SELECT 신호가 H레벨이 된 후의 클럭수를 카운트하여, n1 클럭만큼 지연되어 H레벨이 되는 CNTLDO 신호, n2 클럭만큼 지연되어 H레벨이 되는 CNTSW 신호를 발생한다. 단, 자연수 n1, n2의 사이에는 n1<n2의 관계가 성립한다.
타이밍 신호 발생기(50)의 다른 구성예로서, 타이밍 신호 발생기(50)를 콘덴서(C)와 저항(R)을 이용한 CR 시정수 회로에 의해 구성하고, H레벨의 SELECT 신호의 입력을 받아서, 시정수(CR)만큼 지연된 타이밍을 생성함으로써, CNTLDO 신호 및 CNTSW 신호를 발생해도 된다.
타이밍 신호 발생기(50)의 또 다른 구성예로서, 전환 동작시의 출력 전압(V0)을 입력하고, 언더슈트에 의한 출력 전압(V0)의 변동이 어느 폭으로 수렴한 것을 검출하는 회로를 설치하여, H레벨의 SELECT 신호의 입력을 받은 후, 출력 전압(V0)이 어느 전압 범위 내에 수렴되었을 때에, H레벨의 CNTSW 신호를 발생해도 된다.
다음에, DC/DC 컨버터(30)의 능력을 전환하기 위한 구성과 동작을 설명한다. 도 5는, DC/DC 컨버터(30)의 능력 전환을 행하는 프리드라이브 회로(38)의 구성도이다. 프리드라이브 회로(38) 내에 구성되는 능력 전환 회로는, NMOS 게이트(Tr2)의 온 시간을 제한하여, PMOS 게이트(Tr1)가 오프가 되어도, NMOS 게이트(Tr2)가 곧바로 온이 되지 않도록, 데드타임을 형성한다. 프리드라이브 회로(38)에는, 도 1에 도시하는 바와 같이, PWM 콤퍼레이터(36)로부터의 PWMOUT 신호와 타이밍 신호 발생기(50)로부터의 CNTSW 신호가 부여되지만, 설명을 알기 쉽게 하기 위해서, 이들의 신호를 각각 프리드라이브 입력 신호(이하, PREIN 신호라고 한다), 데드타임 제어 신호(이하, CNTDEAD 신호라고 한다)라고 부른다. 또, 데드타임 제어되는 NMOS 게이트(Tr2)를 파워 트랜지스터(Tr2)라고도 부른다.
프리드라이브 회로(38)는, PMOS 게이트(Tr3)와, NMOS 게이트(Tr4)와, 데드타임 전환 게이트(SW1)와, OR 게이트(52)를 포함하고, PMOS 게이트(Tr3)의 드레인과 NMOS 게이트(Tr4)의 소스 사이에는, 풀업 저항(R3, R4)이 접속되어, 콘덴서(C2)와 함께 시정수 회로를 구성한다.
PREIN 신호가 L레벨이고, CNTDEAD 신호가 H레벨일 때의 동작을 설명한다. OR 게이트(52)는, L레벨의 PREIN 신호와, H레벨의 CNTDEAD 신호의 입력을 받아서, H레벨의 신호를 출력하여, 데드타임 전환 게이트(SW1)를 오프로 한다. L레벨의 PREIN 신호가 PMOS 게이트(Tr3)와 NMOS 게이트(Tr4)의 게이트에 가해져서, PMOS 게이트(Tr3)는 온으로, NMOS 게이트(Tr4)는 오프로 된다. 이것에 의해, PMOS 게이트(Tr3)와 150㏀의 풀업 저항(R3)과 10㏀의 풀업 저항(R4)과 콘덴서(C2)에 의한 시정수 회로가 구성되고, 전원(11)으로부터의 전압에 의해 파워 트랜지스터(Tr2)가 늦게 온된다. 따라서, 파워 트랜지스터(Tr2)가 온이 될 때까지 데드타임이 발생한다. 이 때의 데드타임 제어 모드를 「롱」이라고 부른다.
다음에, PREIN 신호와 CNTDEAD 신호가 함께 L레벨일 때의 동작을 설명한다. OR 게이트(52)는, L레벨의 PREIN 신호와 CNTDEAD 신호의 입력을 받아서, L레벨의 신호를 출력하여, 데드타임 전환 게이트(SW1)를 온으로 한다. L레벨의 PREIN 신호에 의해, PMOS 게이트(Tr3)는 온으로, NMOS 게이트(Tr4)는 오프로 된다. 이것에 의해, 데드타임 전환 게이트(SW1)와 10㏀의 풀업 저항(R4)과 콘덴서(C2)에 의한 시정수 회로가 구성되고, 전원(11)으로부터의 전압에 의해 파워 트랜지스터(Tr2)가 즉시 온된다. 따라서, 파워 트랜지스터(Tr2)가 온이 될 때까지의 데드타임은 짧아진다. 이 때의 데드타임 제어 모드를 「쇼트」라고 부른다.
또한, PREIN 신호가 H레벨일 때의 동작을 설명한다. 이 때에는 CNTDEAD 신호의 레벨에 관계없이, OR 게이트(52)는 H레벨의 신호를 출력하여, 데드타임 전환 게이트(SW1)를 오프로 한다. 또, H레벨의 PREIN 신호에 의해, PMOS 게이트(Tr3)는 오프로, NMOS 게이트(Tr4)는 온으로 된다. 데드타임 전환 게이트(SW1)와 PMOS 게이트(Tr3)가 함께 오프이기 때문에, 전원(11)으로부터의 전력은 파워 트랜지스터(Tr2)에 공급되지 않고, 파워 트랜지스터(Tr2)는 오프로 된다. 또, 이 때, NMOS 게이트(Tr4)가 온이 되기 때문에, 콘덴서(C2)에 축적된 전하가 풀업 저항(R4)을 흘러서 방전된다.
도 6은, 이상에 서술한 파워 트랜지스터(Tr2)의 데드타임 제어에서의 신호의 입출력을 진리치표로서 정리한 것으로, CNTDEAD 신호와 PREIN 신호를 입력으로 한 경우에 있어서의, 데드타임 전환 게이트(SW1), 데드타임 제어 모드, 및 파워 트랜지스터(Tr2)의 온 오프 상태가 표시되어 있다.
도 7은, 타이밍 신호 발생기(50)에 의한 데드타임 제어 모드의 전환 타이밍을 설명하는 도면이다. 시각(t0)에서 SELECT 신호가 H레벨이 되고, 이 때 DC/DC 컨버터(30)가 기동되지만, 이 때, 타이밍 신호 발생기(50)는 CNTDEAD 신호를 H레벨로 설정한다. 이것에 의해, 데드타임 전환 게이트(SW1)가 오프가 되어, 프리드라이브 입력 신호(PREIN)가 0인 동안, NMOS 게이트(Tr2)의 온 시간에 데드타임이 발생한다. 이것이 데드타임 제어의 롱 모드이다. 도 8a는, 그 때의 PMOS 게이트(Tr1)와 NMOS 게이트(Tr2)의 온 오프의 타임 챠트를 도시하는 도면이다. PMOS 게이트(Tr1)가 오프로 되어도, NMOS 게이트(Tr2)는 곧바로 온이 되지 않고, 데드타임(DT)만큼 지연되어 온이 되어, PMOS 게이트(Tr1)와 NMOS 게이트(Tr2)의 양쪽이 동시에 오프로 되는 시간이 발생한다. 이와 같이, DC/DC 컨버터(30)의 NMOS 게이트(Tr2)의 턴 온 타이밍에 지연을 갖게 하는, 즉 DC/DC 컨버터(30)의 NMOS 게이트(Tr2)가 온하는 타이밍에 지연을 갖게 함으로써, NMOS 게이트(Tr2)의 능력에 제한이 가해져서, 출력 전압(V0)을 낮추는 힘이 약해지고, 그 결과, 언더슈트가 적어진다.
다시, 도 7을 참조하여, SELECT 신호가 H레벨이 된 후, 시각(t1)에서, 타이밍 신호 발생기(50)는 CNTLDO 신호를 L레벨로 설정하고, 이것에 의해, LDO 레귤레이터(20)가 오프가 된다. 또한 LDO 레귤레이터(20)가 오프가 된 후, 시각(t2)에서, 타이밍 신호 발생기(50)는, CNTDEAD 신호를 L레벨로 설정한다. 이것에 의해, 데드타임 전환 게이트(SW1)가 오프가 되어, NMOS 게이트(Tr2)의 온 시간에는 데드타임이 발생하지 않는다. 이것이 데드타임 제어의 쇼트 모드이다. 이 때, DC/DC 컨버터(30)는 고능력으로 전환된다.
이상의 설명에서는, 프리드라이브 회로(38)에 설치된 능력 전환 회로가, 도 1의 NMOS 게이트(Tr2)가 온이 되는 시간에 지연을 갖게 하고, 데드타임을 형성함으로써, NMOS 게이트(Tr2)의 온 듀티를 제한하여, DC/DC 컨버터(30)의 능력을 저하시키는 구성을 설명하였지만, 동일한 능력 전환 회로 구성을 도 1의 PMOS 게이트(Tr1)측에도 설치하여, PMOS 게이트(Tr1)의 온 듀티를 제한하고, 전체적으로 DC/DC 컨버터(30)의 능력을 저하시키도록 해도 된다. 도 8b는, PMOS 게이트(Tr1)에 대해서도 데드타임 제어를 행하는 경우의 PMOS 게이트(Tr1)와 NMOS 게이트(Tr2)의 온 오프의 타임 챠트를 도시하는 도면이다. PMOS 게이트(Tr1)가 온이 되는 타이밍이 지연되어, PMOS 게이트(Tr1)의 온 시간에도 데드타임(DT)이 발생한다.
도 9는, DC/DC 컨버터(30)의 다른 능력 전환 회로의 구성도이다. 프리드라이브 회로(38)의 후단에 셀렉터(64)를 설치하고, CNTSW 신호에 의해, 사이즈가 크고 능력이 높은 제1 파워 트랜지스터 세트(60)와, 사이즈가 작고 능력이 낮은 제2 파워 트랜지스터 세트(62)를 전환하여 동작시켜서, 스위칭 레귤레이터 출력 단자(SWOUT)로 변환 전압을 출력한다.
DC/DC 컨버터(30)의 또 다른 능력 전환 회로의 구성으로서, 프리드라이브 회로(38)의 후단에 게이트 전압 전환부를 설치해도 된다. 게이트 전압 전환부는, CNTSW 신호에 기초하여 PMOS 게이트(Tr1) 및 NMOS 게이트(Tr2)의 게이트 전압(Vgs)의 크기를 변화시킴으로써, PMOS 게이트(Tr1) 및 NMOS 게이트(Tr2)의 능력의 고저를 전환한다.
DC/DC 컨버터(30)의 또 다른 능력 전환 회로의 구성으로서, 프리드라이브 회로(38)의 후단에 백 게이트 전압 전환부를 설치해도 된다. 백 게이트 전압 전환부는, CNTSW 신호에 기초하여 PMOS 게이트(Tr1) 및 NMOS 게이트(Tr2)의 백 게이트 전압(Vbg)의 크기를 변화시킴으로써, PMOS 게이트(Tr1) 및 NMOS 게이트(Tr2)의 능력의 고저를 전환한다. Vbg가 음인 경우에는, 능력이 저하하고, Vbg가 0인 경우에는, 능력이 통상으로 되돌아간다.
도 10은, 실시 형태에 관한 전원 장치(10)의 응용예를 설명하는 도면이다. 전원 장치(10)는, 상술한 바와 같이, 전원(11)으로부터의 전지 전압(Vbat)을 일정하게 제어하는 것으로, LDO 레귤레이터(20)와, 코일(L)을 이용한 DC/DC 컨버터(30)를 포함하여, 부하에 따라서 전환 가능하다. 전원 장치(10)의 출력 단자에 다수의 부하, 예를 들면 카메라 IC(110a), 메모리(110b)를 접속하여, 전원 장치(10)로부터의 일정한 출력 전압(V0)을 공급한다. 부하(110a, 110b)와 전원 장치(10)의 사이에는, 각 부하용으로 출력 전압(V0)를 변환할 수 있는 개별의 LDO 레귤레이터(100a, b)가 설치되고, 필요에 따라서, 전원 장치(10)로부터 공급되는 출력 전압(V0)을 강압한다.
부하(110a, 110b)의 대기 중에는, 전원 장치(10)는 LDO 레귤레이터(20)를 이용하여 출력 전압(V0)을 공급하기 때문에, 저소비 전력으로 노이즈가 발생하지 않는다. 부하(110a, 110b)의 동작시에 전력이 필요해지면, 전원 장치(10)는 DC/DC 컨버터(30)로 전환하여, 대전류를 부하(110a, 110b)에 공급한다. 이 구성에 의하면, 다수의 부하에 안정한 출력 전압(V0)을 공급하고, 또한 이들의 부하를 독립으로 제어할 수 있다. 따라서, 휴대 전화기나 PDA 등의 전지 구동형의 휴대 기기에 있어서, 효율이 높고, 안정한 전력 공급이 가능해진다. 또, 전원 장치(10)의 DC/DC 컨버터(30)를 공유하는 구성이기 때문에, 강압을 위해서 필요한 코일의 수를 최소로 할 수 있고, 실장 면적을 작게 할 수 있다.
이상, 본 발명을 실시 형태를 기초로 설명하였다. 실시 형태는 예시이고, 그들의 각 구성 요소나 각 처리 프로세스의 조합에 다양한 변형예가 가능한 것, 또 그러한 변형예도 본 발명의 범위에 있는 것은 당업자에게 이해되는 바이다.
실시 형태에서는, DC/DC 컨버터(30)의 NMOS 게이트(Tr2)의 온 듀티를 제한하여, 데드타임을 형성함으로써, DC/DC 컨버터(30)가 출력 전압(V0)을 감소시키는 방향으로 제어하는 능력을 저하시켜서, 언더슈트를 억제하였다. 오버슈트의 경우에는, DC/DC 컨버터(30)의 PMOS 게이트(Tr1)의 온 듀티를 제한하여, 데드타임을 형성함으로써, DC/DC 컨버터(30)의 출력 전압(V0)를 증가시키는 방향으로 제어하는 능력을 저하시킴으로써, 오버슈트를 억제할 수 있다. 또, 언더슈트, 오버슈트의 어느쪽의 경우에도, PMOS 게이트(Tr1)와 NMOS 게이트(Tr2)의 양쪽의 온 듀티를 제한하여, DC/DC 컨버터(30)의 출력 전압(V0)의 제어 능력을 전체적으로 저하시켜도 된다.
DC/DC 컨버터(30)의 능력 제한 수단에는 다양한 방법이 있지만, 어느 방법인지를 막론하고, DC/DC 컨버터(30)를 말하자면「약하게 온」함으로써, LDO 레귤레이터(20)로부터 DC/DC 컨버터(30)로의 전환 직후의 과도적인 출력 변동을 억제할 수 있다.
본 발명에 의하면, 시리즈 레귤레이터와 스위칭 레귤레이터의 전환시 전압 변동을 억제할 수 있다.
도 1은 실시 형태에 관한 LDO 레귤레이터와 DC/DC 컨버터가 전환 가능하게 병렬 접속된 전원 장치의 구성도이다.
도 2a는 DC/DC 컨버터의 통상 동작시에 있어서 PWM 콤퍼레이터가 출력하는 펄스 신호의 듀티비를 설명하는 도면이다.
도 2b는 LDO 레귤레이터와 DC/DC 컨버터의 동시 동작시에 있어서 PWM 콤퍼레이터가 출력하는 펄스 신호의 듀티비를 설명하는 도면이다.
도 3a는 LDO 레귤레이터와 DC/DC 컨버터의 동시 동작시에 있어서의 DC/DC 컨버터의 출력 전압의 변화를 설명하는 도면이다.
도 3b는 LDO 레귤레이터와 DC/DC 컨버터의 동시 동작시에 있어서의 LDO 레귤레이터의 출력 전압의 변화를 설명하는 도면이다.
도 4a는 언더슈트가 일어나는 경우의 DC/DC 컨버터의 능력 전환 타이밍의 제어를 설명하는 도면이다.
도 4b는 언더슈트가 억제되는 경우의 DC/DC 컨버터의 능력 전환 타이밍의 제어를 설명하는 도면이다.
도 5는 DC/DC 컨버터의 능력 전환을 행하는 프리드라이브 회로의 구성도이다.
도 6은 DC/DC 컨버터의 파워 트랜지스터의 데드타임 제어에서의 신호의 입출력의 진리치표를 도시하는 도면이다.
도 7은 데드타임 제어 모드의 전환 타이밍을 설명하는 도면이다.
도 8a는 데드타임 제어된 파워 트랜지스터의 온 오프의 타임 챠트를 도시하는 도면이다.
도 8b는 데드타임 제어된 파워 트랜지스터의 온 오프의 타임 챠트를 도시하는 도면이다.
도 9는 DC/DC 컨버터의 다른 능력 전환 회로의 구성도이다.
도 10은 실시 형태에 관한 전원 장치의 응용예를 설명하는 도면이다.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
10 : 전원 장치 11 : 전원
20 : LDO 레귤레이터 22 : 제1 오차 증폭기
30 : DC/DC 컨버터 32 : 제2 오차 증폭기
34 : 발진기 36 : PWM 콤퍼레이터
38 : 프리드라이브 회로 40 : 기준 전압원
50 : 타이밍 신호 발생기 Tr1 : PMOS 게이트
Tr2 : NMOS 게이트

Claims (12)

  1. 전원 전압을 소정의 전압으로 변환하여 공통의 출력 단자에 출력하는 시리즈 레귤레이터와,
    상기 전원 전압을 상기 소정의 전압으로 변환하여 상기 공통의 출력 단자에 출력하는 스위칭 레귤레이터와,
    상기 공통의 출력 단자에서의 검출 전압을 상기 시리즈 레귤레이터와 상기 스위칭 레귤레이터로 귀환하는 공통의 귀환부와,
    부하 전류의 크기에 따라서 상기 시리즈 레귤레이터와 상기 스위칭 레귤레이터를 전환하여 동작시키는 전환 제어부를 포함하고,
    상기 전환 제어부는, 상기 시리즈 레귤레이터로부터 상기 스위칭 레귤레이터로의 전환시에, 상기 시리즈 레귤레이터와 상기 스위칭 레귤레이터의 동시 동작 기간을 형성하고, 이 동시 동작 기간 내에서는 상기 스위칭 레귤레이터의 능력을 통상보다 약하게 하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 전환 제어부는, 상기 동시 동작 기간의 종료 후에 상기 스위칭 레귤레이터를 통상의 능력으로 전환하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 전환 제어부는, 상기 스위칭 레귤레이터의 온 듀티를 조절함으로써 상기 스위칭 레귤레이터의 능력을 전환하는 능력 전환부를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  4. 제2항에 있어서, 상기 전환 제어부는, 상기 시리즈 레귤레이터와 상기 스위칭 레귤레이터의 전환 제어 신호의 입력을 받아서, 상기 시리즈 레귤레이터의 온 오프 전환 타이밍 신호와, 상기 스위칭 레귤레이터의 능력 전환 타이밍 신호를 생성하는 타이밍 신호 발생부를 포함하고,
    상기 타이밍 신호 발생부가, 상기 시리즈 레귤레이터로부터 상기 스위칭 레귤레이터로의 전환을 지시하는 전환 제어 신호의 입력을 받은 경우, 그 전환 제어 신호의 입력 후, 소정 시간을 경과한 후에, 상기 시리즈 레귤레이터를 오프로 전환하는 타이밍 신호를 발생하고, 또한 그 후, 소정 시간을 경과한 후, 상기 스위칭 레귤레이터를 저능력으로부터 고능력으로 전환하는 능력 전환 타이밍 신호를 발생하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  5. 제3항에 있어서, 상기 전환 제어부는, 상기 시리즈 레귤레이터와 상기 스위칭 레귤레이터의 전환 제어 신호의 입력을 받아서, 상기 시리즈 레귤레이터의 온 오프 전환 타이밍 신호와, 상기 스위칭 레귤레이터의 능력 전환 타이밍 신호를 생성하는 타이밍 신호 발생부를 포함하고,
    상기 타이밍 신호 발생부가, 상기 시리즈 레귤레이터로부터 상기 스위칭 레귤레이터로의 전환을 지시하는 전환 제어 신호의 입력을 받은 경우, 그 전환 제어 신호의 입력 후, 소정 시간을 경과한 후에, 상기 시리즈 레귤레이터를 오프로 전환하는 타이밍 신호를 발생하고, 또한 그 후, 소정 시간을 경과한 후, 상기 스위칭 레귤레이터를 저능력으로부터 고능력으로 전환하는 능력 전환 타이밍 신호를 발생하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  6. 제4항에 있어서, 상기 능력 전환부는, 상기 타이밍 신호 발생부가, 상기 전환 제어 신호의 입력을 받은 시점에서, 상기 스위칭 레귤레이터의 턴 온 타이밍에 지연을 갖게 함으로써, 상기 스위칭 레귤레이터를 저능력으로 기동시켜서, 상기 타이밍 신호 발생부가, 상기 능력 전환 타이밍 신호를 발생한 시점에서, 상기 스위칭 레귤레이터의 턴 온 타이밍의 지연을 해제함으로써, 저능력으로부터 통상 능력으로 전환하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  7. 제5항에 있어서, 상기 능력 전환부는, 상기 타이밍 신호 발생부가, 상기 전환 제어 신호의 입력을 받은 시점에서, 상기 스위칭 레귤레이터의 턴 온 타이밍에 지연을 갖게 함으로써, 상기 스위칭 레귤레이터를 저능력으로 기동시켜서, 상기 타이밍 신호 발생부가, 상기 능력 전환 타이밍 신호를 발생한 시점에서, 상기 스위칭 레귤레이터의 턴 온 타이밍의 지연을 해제함으로써, 저능력으로부터 통상 능력으로 전환하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  8. 전원 전압을 소정의 전압으로 변환하여 공통의 출력 단자에 출력하는 시리즈 레귤레이터로부터, 상기 전원 전압을 상기 소정의 전압으로 변환하여 상기 공통의 출력 단자에 출력하는 스위칭 레귤레이터로의 전환 제어 신호를 부하 전류의 크기에 따라서 발생시키는 단계와,
    상기 전환 제어 신호의 발생시에 상기 스위칭 레귤레이터를 통상보다 약한 능력으로 온으로 전환하는 단계와,
    상기 전환 제어 신호의 발생 후, 소정 시간을 경과한 후에 상기 시리즈 레귤레이터를 오프로 전환하는 단계와,
    상기 시리즈 레귤레이터를 오프로 전환하는 단계의 후, 소정 시간을 경과한 후에 상기 스위칭 레귤레이터를 저능력으로부터 통상의 능력으로 전환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 제어 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 스위칭 레귤레이터의 온 듀티를 조절함으로써 상기 스위칭 레귤레이터의 능력을 전환하는 것을 특징으로 하는 전원 제어 방법.
  10. 제8항에 있어서, 상기 스위칭 레귤레이터를 통상보다 약한 능력으로 온으로 전환하는 단계는, 상기 스위칭 레귤레이터의 턴 온 타이밍에 지연을 갖게 함으로써, 상기 스위칭 레귤레이터를 저능력으로 기동시키고, 상기 스위칭 레귤레이터를 저능력으로부터 통상의 능력으로 전환하는 단계는, 상기 스위칭 레귤레이터의 턴 온 타이밍의 지연을 해제함으로써, 저능력으로부터 통상 능력으로 전환하는 것을 특징으로 하는 전원 제어 방법.
  11. 제1항에 기재된 전원 장치를 전원에 이용한 전자 정보 기기.
  12. 제2항에 기재된 전원 장치를 전원에 이용한 전자 정보 기기.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100944668B1 (ko) * 2006-09-01 2010-03-04 가부시키가이샤 리코 전력 공급 장치 및 그 동작 제어 방법
US9263098B2 (en) 2013-12-11 2016-02-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Voltage regulator, memory controller and voltage supplying method thereof

Families Citing this family (48)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4246045B2 (ja) * 2003-12-02 2009-04-02 株式会社リコー 電源回路及びその電源回路の出力電圧立ち上げ方法
JP4717449B2 (ja) * 2005-01-19 2011-07-06 セイコーインスツル株式会社 スイッチング・レギュレータ回路
JP4556795B2 (ja) * 2005-07-25 2010-10-06 株式会社デンソー 電源回路
US7466115B2 (en) * 2005-09-19 2008-12-16 Texas Instruments Incorporated Soft-start circuit and method for power-up of an amplifier circuit
ATE471598T1 (de) * 2005-12-08 2010-07-15 Nxp Bv Hochspannungsschalter mit niedrigspannungstransistoren
JP4704918B2 (ja) * 2006-01-12 2011-06-22 セイコーインスツル株式会社 スイッチングレギュレータ
CN100392715C (zh) * 2006-01-16 2008-06-04 启攀微电子（上海）有限公司 一种具有自适应模式切换的并联led驱动电路
US7564229B2 (en) * 2006-03-01 2009-07-21 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for power conversion and regulation in a power converter having a plurality of outputs
JP4966592B2 (ja) * 2006-06-09 2012-07-04 ローム株式会社 電源回路
JP4945749B2 (ja) * 2006-09-08 2012-06-06 オンセミコンダクター・トレーディング・リミテッド 電源回路
JP4789768B2 (ja) * 2006-09-29 2011-10-12 パナソニック株式会社 電源装置
JP4638856B2 (ja) * 2006-10-04 2011-02-23 ザインエレクトロニクス株式会社 コンパレータ方式ｄｃ−ｄｃコンバータ
US7554306B2 (en) * 2007-04-27 2009-06-30 Skyworks Solutions, Inc. Low drop out voltage regulator circuit assembly
US7508177B2 (en) 2007-06-08 2009-03-24 Freescale Semiconductor, Inc. Method and circuit for reducing regulator output noise
JP2009011045A (ja) * 2007-06-27 2009-01-15 Nec Electronics Corp スイッチングレギュレータ、及び直流電圧変換方法
US7868605B1 (en) * 2007-07-02 2011-01-11 Altera Corporation Mixed mode power regulator circuitry for memory elements
US7719244B2 (en) * 2007-07-17 2010-05-18 Qimonda North America Corp. Method and apparatus for enabling a voltage regulator
US7728550B2 (en) * 2007-07-20 2010-06-01 Newport Media, Inc. Integrated CMOS DC-DC converter implementation in low-voltage CMOS technology using LDO regulator
US7834601B2 (en) 2007-11-09 2010-11-16 Freescale Semiconductor, Inc. Circuit and method for reducing output noise of regulator
CN101471602B (zh) * 2007-12-29 2012-11-07 比亚迪股份有限公司 双向直流电源电路
US8040116B2 (en) * 2008-06-17 2011-10-18 Texas Instruments Incorporated Automatically configurable dual regulator type circuits and methods
CN101943938B (zh) * 2009-07-08 2012-07-25 新唐科技股份有限公司 电源控制装置及使用电源控制装置的系统
CN102375464B (zh) * 2010-08-12 2014-08-13 上海炬力集成电路设计有限公司 电源管理集成电路的控制方法及电源管理集成电路
JP5562781B2 (ja) * 2010-09-21 2014-07-30 ラピスセミコンダクタ株式会社 保護装置、相補型保護装置、信号出力装置、ラッチアップ阻止方法、及びプログラム
US8552703B2 (en) 2011-03-04 2013-10-08 Intersil Americas Inc. Method and apparatus for low standby current switching regulator
US8890050B2 (en) * 2011-11-21 2014-11-18 Tyco Electronics Corporation Photosensor circuits including a regulated power supply comprising a power circuit configured to provide a regulated power signal to a comparator of a pulse-width modulator
US8624567B2 (en) * 2011-12-30 2014-01-07 O2Micro, Inc. Controllers for DC/DC converters
JP5964125B2 (ja) * 2012-04-24 2016-08-03 セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー 充電制御回路
JP5870876B2 (ja) * 2012-08-22 2016-03-01 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動装置
JP6214213B2 (ja) * 2013-05-21 2017-10-18 旭化成エレクトロニクス株式会社 電源回路
DE102013020577B3 (de) 2013-12-13 2015-02-19 Micronas Gmbh Spannungsregler
US9871444B2 (en) * 2014-12-24 2018-01-16 Texas Instruments Incorporated Integrated circuit with configurable control and power switches
JP6498524B2 (ja) * 2015-05-20 2019-04-10 ローム株式会社 電源回路および電子機器
US9874889B1 (en) * 2015-07-07 2018-01-23 Marvell International Ltd. Voltage regulator
TWI574141B (zh) * 2015-12-08 2017-03-11 新唐科技股份有限公司 雙模穩壓器電路
CN107086778B (zh) * 2016-02-16 2020-09-25 世意法（北京）半导体研发有限责任公司 降压调节器的低功率待机模式
CN105846669A (zh) * 2016-03-17 2016-08-10 乐视致新电子科技（天津）有限公司 一种提高手持设备待机效率的装置及方法
US10326370B2 (en) * 2016-06-02 2019-06-18 Semiconductor Components Industries, Llc Controlling output voltage for power converter
US20180120877A1 (en) * 2016-10-27 2018-05-03 Analog Devices, Inc. Precise voltage positioning using dc-dc converter
JP6725147B2 (ja) * 2017-05-31 2020-07-15 株式会社デンソーテン 充電制御装置
DE102018123671A1 (de) * 2017-09-27 2019-03-28 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Mehrphasiges Spannungsreglersystem
KR102545301B1 (ko) * 2018-09-10 2023-06-16 삼성전자주식회사 반도체 회로
JP7173915B2 (ja) * 2019-03-28 2022-11-16 ラピスセミコンダクタ株式会社 電源回路
US11177729B2 (en) * 2019-04-16 2021-11-16 Nxp Usa, Inc. Adaptive and efficient standby power supply scheme for next generation low power automotive systems
CN110518798A (zh) * 2019-09-02 2019-11-29 嘉兴飞童电子科技有限公司 一种应用于降压dcdc转换器的音频带噪声消除电路及方法
CN111313689A (zh) * 2019-12-02 2020-06-19 重庆大学 一种具有高轻载效率的dc/dc变换器系统架构
JP2022144011A (ja) * 2021-03-18 2022-10-03 キオクシア株式会社 電源回路及び半導体集積回路
US20230168700A1 (en) * 2021-11-13 2023-06-01 Texas Instruments Incorporated Hardware scheme for dynamic adjustment of dcdc converter peak current and safe ldo disable

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA1069177A (en) * 1976-07-21 1980-01-01 Gte Lenkurt Electric (Canada) Ltd. Constant current series-switching regulator
US6229289B1 (en) * 2000-02-25 2001-05-08 Cadence Design Systems, Inc. Power converter mode transitioning method and apparatus
JP2002312043A (ja) * 2001-04-10 2002-10-25 Ricoh Co Ltd ボルテージレギュレータ
JP2003009515A (ja) 2001-06-21 2003-01-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源システム
JP2003216247A (ja) 2002-01-24 2003-07-31 Ricoh Co Ltd 直流安定化電源装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100944668B1 (ko) * 2006-09-01 2010-03-04 가부시키가이샤 리코 전력 공급 장치 및 그 동작 제어 방법
US9263098B2 (en) 2013-12-11 2016-02-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Voltage regulator, memory controller and voltage supplying method thereof

Also Published As

Publication number Publication date
US7253596B2 (en) 2007-08-07
JP3763830B2 (ja) 2006-04-05
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TW200525868A (en) 2005-08-01
US20050088856A1 (en) 2005-04-28

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