JP2007523585A - 多用途のインテリジェントな電源コントローラ - Google Patents

多用途のインテリジェントな電源コントローラ Download PDF

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Abstract

本発明は、主要供給源または補助供給源のどちらかから拡張カード上の回路についての様々な電圧を供給することが可能なモノリシックな高度に集積された電源回路を実現する。このモノリシック電源回路は、２つのスイッチング・コンバータ、２つの低ドロップアウト・レギュレータ、スタンバイ・レギュレータ、リセット回路、および制御回路を含んでいることが好ましい。モノリシックな電源回路を介して様々な電圧を供給するための関連する方法についても開示される。

Description

本出願は、その全体が参照により本明細書に組み込まれている２００４年２月１７日に出願した米国仮出願第６０／５４５，３３９号の３５Ｕ．Ｓ．Ｃ．§１１９（ｅ）の下における恩典を請求するものである。
本発明は、電子デバイスのためのスイッチング電源回路に関する。
現代のコンピュータは、一般にこのコンピュータに機能を追加する拡張カードを受け入れるように設計される。かかる拡張カードは、例えば、ＬＡＮネットワーク・インターフェース・カード、無線ＬＡＮカード、グラフィック・アクセラレータ・カードなどを含むこともあり、一般的に所与の業界仕様（例えば、ｍＰＣＩ、カードバス、ＰＣ−カードなど）と互換性があるように設計される。これらの拡張カードは、一般的に「ホスト」コンピュータにプラグインされ、ホストの１つまたは複数の電源から動作する。ある種の業界仕様（例えば、ｍＰＣＩ仕様）は、現在では主要電源または（例えば、バッテリから導き出された）補助電源のどちらかから拡張カードが動作する必要があり、これらの電源は、一般的にこのコンピュータ中の様々な回路に対して３．３Ｖまたは５．０Ｖの供給電圧を供給する。しかし、一般に集積化技術および電源管理の進歩によって、現代の集積回路（「ＩＣ」）は、一般的に（５．０Ｖ）ではなくて３．３Ｖの供給電圧から動作するように設計され、また多くのものが今では１．５Ｖの供給電圧から動作するように設計される。
これらの理由のために、従来、拡張カードは、（３．３Ｖでもよく、また５．０Ｖでもよい）ホスト・コンピュータからの主要供給電圧または補助供給電圧を選択し、この選択された供給電圧をこの拡張カード上のＩＣが必要とする電圧へと変換する電源コントローラを含んでいる。この電源コントローラは、従来、この拡張カードのためのオン／オフ・スイッチとしても機能し、その結果、このホスト・コンピュータ中のＣＰＵは、必要に応じて例えば、スタンバイ・モードにおいて電力を節約するために拡張カードをシャットダウンすることができる。この電源コントローラは従来、例えばこのホスト電圧が、拡張カードによって必要とされる電圧にあまりにも近すぎるために電圧変換が不可能であるときに、どのような電圧変換もなしにこの拡張カード上のＩＣに直接に供給電圧の１つを通過させるために使用される「バイパス」回路もさらに含んでいる。この電源コントローラはまた、ホストの主要供給電圧および補助供給電圧を監視し、過電圧条件または不足電圧条件の場合に、またはこのホスト・コンピュータからのリセット（ＲＥＳＥＴ）コマンドに応じてこの拡張カード上のＩＣに「リセット」信号またはシャットダウン信号を送るための回路も含んでいる。最後に、この電源コントローラは、この拡張カードがスタンバイ・モードに置かれるときでさえアクティブのままに留まる、この拡張カード上のある種の回路（例えば、ウェイクアップ回路）に電力を供給するスタンバイ電源回路も含むことができる。
これらの機能は、従来、多数の個別コンポーネントおよびＩＣを使用してカスタム設計された電源コントローラ回路を介して実装されてきている。例えば、従来の電源コントローラは、オン／オフ・スイッチングのためのスイッチングＩＣ、電源選択スイッチＩＣ、線形レギュレータまたは高効率の「ＳＭＰＳ」（ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｍｏｄｅ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙスイッチ・モード電源）コンバータを有する１つまたは複数の「主要」ＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ、「スタンバイ」電源ＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ、ならびに内部基準、電圧コンパレータ、時間遅延回路などを含むいくつかの電源監視およびリセット・ロジック回路を含めて２８個よりも多い個別コンポーネントを必要とすることもある。
図１は、電源選択、電圧変換、およびバイパスＩＣが、従来の拡張カード電源コントローラ中において実装されている方法を示すものである。ホスト主要供給電圧および補助供給電圧がそれぞれ端子１０２および１００において受け取られ、端子１０４、１０６を介して電源選択スイッチＩＣ１０８（ＳＰＤＴタイプ・スイッチ）に接続される。次いでノード１１０における選択された出力電圧が、１つまたは複数のＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ１１８へと入力される。図１に示されるように、ＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ１１８は、従来、（図に示すように２つのＦＥＴスイッチ１１４、１１６、パス・インダクタＬ１、およびシャント・キャパシタＣ１を含む）スイッチング・タイプ・コンバータ、または線形ドロップアウト・レギュレータである。
図２は、図１に示される従来の電源コントローラ回路のより詳細な図を提供するものである。電源選択スイッチＩＣ１０８は、従来、２つの高電力低インピーダンスＦＥＴＱ１およびＱ２ならびに関連するスイッチング制御回路を有するＩＣである。スイッチング・トランジスタＱ１とＱ２は、ＩＣピン２０６を介して主要供給電圧に、ＩＣピン２０８を介して補助供給電圧に接続され、これらのソース端子は（ノード２１０に）一緒にまとめてＩＣピン２１２へと接続される。
図２に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ１１４は、トランジスタＱ３およびＱ４を含んでおり、これらのトランジスタは、基本的には開かれ、または閉じられるスイッチとして動作する。トランジスタＱ３およびＱ４は、制御ロジック２２０を介して制御される。トランジスタＱ３のソース端子とトランジスタＱ４のドレイン端子は、ＩＣピン２２２を介して直列インダクタＬ１に接続される。インダクタＬ１は、次に出力ノード２３４に接続され、ここでこの調整された電圧がこの拡張カード上の他の回路に出力される。キャパシタＣ１は、ノード２３４からアースへと接続されてこの電源選択スイッチＩＣ１０８とバイパスＩＣ１１２が生成する傾向がある過渡状態に対してこの出力電圧を安定させる。この出力電圧は、ノード２３４から取られ、またＩＣピン２２４を介して制御ロジック２２０へとフィードバックされる。
当技術分野において知られているように、ＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ１１４は、ロー側（ｌｏｗ−ｓｉｄｅ）のトランジスタＱ４を逆の様式になるように同時にスイッチングさせながらハイ側（ｈｉｇｈ−ｓｉｄｅ）のパワー・トランジスタＱ３をパルス幅変調様式でスイッチングさせることにより動作する。換言すれば、トランジスタＱ３が開かれているときには、トランジスタＱ４は閉じられ、その逆もまた同様である。したがって、ピン２１６におけるソース電圧は、周期的にインダクタＬ１およびキャパシタＣ１に接続される。キャパシタＣ１の両端に生じる電圧はノード２３４における負荷に電力を供給する。さらに、この出力電圧は、電圧分割器などによって一般的にセンスされ、（制御ロジック２２０中の）エラー増幅器への一方の入力として供給される。基準電圧がこのエラー増幅器の第２の入力に供給される。このエラー増幅器の出力は、（やはり制御ロジック２２０中の）コンパレータの一方の入力を供給する。他方のコンパレータ入力には、一般的に三角波など周期的な制御波が供給される。このコンパレータは、順に一連の制御パルスを用いてこの電源スイッチを動作させ、この制御パルスの幅を使用して、この負荷の変動にもかかわらずこの負荷電圧を所望のレベルへと調整する。
従来の拡張カードにおいては、追加の電源コンバータまたは線形レギュレータＩＣ（ＬＤＯ１およびＬＤＯ２、図示せず）が、さらに電源選択スイッチ１０８のＩＣピン２１２に（線２２８を介して）接続される。これらの追加のレギュレータを使用して、この拡張カード上の回路が必要とする可能性のある追加の供給電圧（例えば、１．５Ｖ）を提供することができる。
米国仮出願第６０／５４５，３３９号
前述の従来の電源コントローラは、複雑でもあり高価でもあることが理解されよう。この拡張カードごとの電源コントローラは、従来ではカスタム設計されている。カスタム設計は、所与の拡張カードの電源要件について最適化することができるという利点をもたらすが、従来の電源コントローラを設計するために必要とされる人件費が、非常に高いものとなる。この高い人件費と、この従来の電源コントローラに含まれる非常に多数の個別コンポーネントのコストのために、従来の電源コントローラは、拡張カードの全体コストのうちのかなりの部分を占めている。したがって、コンポーネント数が減少させられた単一のモノリシック集積回路上に集積することが可能な電源コントローラを実現することが望ましいはずである。
本発明は、主要電源または補助電源のどちらかから拡張カード上の回路のための様々な電圧を供給することが可能なモノリシックな高度に集積化された電源コントローラ回路を実現するものである。
第１の態様において、本発明は、２つのハイ側のスイッチング・トランジスタと１つのロー側の整流デバイスしか含まないデュアル電源スイッチング・コンバータを実現する。本発明によれば、これら２つのハイ側のスイッチング・トランジスタはそれぞれ、異なる電源に接続される。この場合にはどちらかの電源からの動作についても、選択されていない電源に接続されたハイ側のトランジスタをディスエーブルにし、この選択された電源に接続されたハイ側のトランジスタをロー側の整流デバイスと組み合わせて動作させて、従来のようにしてスイッチングされ調整された出力を生成することにより可能にされる。一方の電源から他方の電源への移行は、作る前に壊す技法（ｂｒｅａｋ−ｂｅｆｏｒｅ−ｍａｋｅ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）（すなわち、この動作中のハイ側のトランジスタは、他方のハイ側のトランジスタが高周波数スイッチとしての動作を開始させられる前にディスエーブルにされる）を介して達成される。
したがって、本発明の第１の態様は、制御端子、出力端子、および第１の供給電圧を受け取ることができる入力端子を有する第１のハイ側のスイッチと、第２のスイッチの出力端子が第１のスイッチの出力端子に接続され、制御端子、出力端子、および第２の供給電圧を受け取ることができる入力端子を有する第２のハイ側のスイッチと、これらの第１および第２のハイ側のスイッチの出力端子によって形成されるノードとアースの間に接続されたロー側の整流器と、これらの第１および第２のハイ側のスイッチの制御端子に接続された制御回路とを備えており、この制御回路が、これらの第１および第２のハイ側のスイッチのうちの選択されたスイッチを所定のスイッチング周波数で導電状態と非導電状態の間でスイッチングさせ、これらの第１および第２のハイ側のスイッチのうちの選択されていないスイッチを非導電状態のままに留めさせる、第１の供給電圧と第２の供給電圧から動作することが可能なスイッチング・コンバータとしてより正確に説明することができる。
この第１の態様におけるスイッチング・コンバータは、接地された端子と、これらの第１および第２のハイ側のスイッチの出力端子によって形成されるノードに接続された接地されていない端子とを有するキャパシタをさらに含んでいてもよい。
このスイッチング・コンバータは、このキャパシタの接地されていない端子と、これらの第１および第２のハイ側のスイッチの出力端子によって形成されるノードとの間に接続されたインダクタをさらにまた含んでいてもよい。
このコンバータは、このインダクタと並列に接続され、この制御回路に接続されたインダクタ・バイパス・スイッチをさらに含んでいてもよく、ここでこのインダクタ・バイパス・スイッチは、この制御回路からの制御信号に応じてこのインダクタの回路を短絡させる。
このコンバータは、さらにこの制御回路とこのキャパシタの接地されていない端子の間のフィードバック接続をさらに含んでいてもよく、ここでこの制御回路は、これらの第１および第２のハイ側のスイッチのうちの選択されたスイッチをこのキャパシタの接地されていない端子の電圧の関数としてスイッチングする。
このロー側の整流器は、ダイオードまたはトランジスタであってもよく、これらの第１および第２のハイ側のスイッチは、トランジスタであってもよい。さらに、このロー側の整流器は、この制御回路がこのロー側のスイッチをこの選択されたハイ側のスイッチと同じ周波数でスイッチングさせることができるように制御端子を有していてもよい。
第２の態様においては、本発明は、（ａ）この第１のハイ側のスイッチに対して第１の供給電圧を提供するステップと、（ｂ）この第２のハイ側のスイッチに対して第２の供給電圧を提供するステップと、（ｃ）これらの第１および第２のハイ側のスイッチのうちの一方を第１のアクティブ・スイッチとして、またこれらの第１および第２のハイ側のスイッチのうちの他方を第１の非アクティブ・スイッチとして選択するステップと、（ｄ）この選択されたハイ側のスイッチを第１の非アクティブ・スイッチとして非アクティブにするステップと、（ｅ）この選択されたハイ側のスイッチをこの第１のアクティブ・スイッチとしてあるスイッチング周波数でスイッチングして、スイッチングされた出力信号を生成するステップと、（ｆ）このスイッチングされた出力信号を整流して調整された出力信号を生成するステップとを含む、この第１の供給電圧とこの第２の供給電圧から調整された電圧を生成する方法を実現している。
この方法は、（ｇ）この第１のアクティブ・スイッチとして選択されたこのハイ側のスイッチから、この第１の非アクティブ・スイッチとして選択されたこのハイ側のスイッチへとスイッチングを移行することを決定するステップと、（ｈ）この第１のアクティブ・スイッチとして選択されたこのハイ側のスイッチを非アクティブにするステップと、（ｉ）この第１の非アクティブ・スイッチとして選択されたこのハイ側のスイッチをあるスイッチング周波数でスイッチングして、このスイッチングされた出力信号を生成するステップとをさらに含んでいてもよい。
これらの第１および第２のハイ側のスイッチのうちの一方を選択するステップ（ｃ）は、この第１の供給電圧とこの第２の供給電圧とを監視するステップを含んでいてもよい。
この方法は、（ｊ）この調整された出力電圧信号をフィードバックしてフィードバック信号を生成するステップと、（ｋ）このフィードバック信号に基づいて、ステップ（ｅ）のスイッチングを調整するステップをさらにまた含んでいてもよい。
第３の態様において、本発明は、モノリシック集積回路の第１の部分上の第１のスイッチング・コンバータと、このモノリシック集積回路の第２の部分上の第２のスイッチング・コンバータと、これらの第１および第２のスイッチング・コンバータに接続され、これらの第１および第２のスイッチング・コンバータのうちの一方または両方をイネーブルにし、ディスエーブルにすることができる制御回路とを含むモノリシック集積回路を備える多出力電源デバイスを実現している。この第１のスイッチング・コンバータは、第１の供給電圧を受け取るための端子と第２の供給電圧を受け取るための端子とを含んでいてもよい。この第１のスイッチング・コンバータは、さらにこれらの第１および第２の供給電圧のうちの選択された供給電圧を調整された出力信号に変換することができてもよい。
このモノリシック集積回路は、さらにこの第１のスイッチング・コンバータとこの第２のスイッチング・コンバータのうちの少なくとも一方に接続され、このモノリシック集積回路の第３の部分上に配置された第１の低ドロップアウト・レギュレータを含んでいてもよく、この制御回路は、さらにこの第１の低ドロップアウト・レギュレータに接続されていてもよく、またこの第１の低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルにしディスエーブルにすることができてもよい。
このモノリシック集積回路は、さらにまた、この第１のスイッチング・コンバータとこの第２のスイッチング・コンバータのうちの少なくとも一方に接続され、このモノリシック集積回路の第３の部分上に配置された第２の低ドロップアウト・レギュレータを含んでいてもよく、この制御回路は、さらにこの第２の低ドロップアウト・レギュレータに接続されていてもよく、またこの第２の低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルにしディスエーブルにすることができてもよい。
このモノリシック集積回路は、さらにまた、この第１の供給電圧とこの第２の供給電圧のうちの少なくとも一方を受け取るための端子を有し、このモノリシック集積回路の第５の部分上に配置されたスタンバイ低ドロップアウト・レギュレータを含んでいてもよく、この制御回路は、さらにこのスタンバイ低ドロップアウト・レギュレータに接続されていてもよく、またこのスタンバイ低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルにしディスエーブルにすることができてもよい。
このモノリシック集積回路は、さらにまた、これらの第１および第２のスイッチング・コンバータと、この第１の低ドロップアウト・レギュレータと、このスタンバイ低ドロップアウト・レギュレータのうちの少なくとも１つの所定の出力に接続されたリセット回路を含んでいてもよい。このリセット回路は、この所定の出力における電圧が所定の電圧範囲外にある場合にリセット信号を生成することができる。
本発明のこの態様においては、これらの第１および第２のスイッチング・コンバータのうちの少なくとも一方が、１００％のスイッチング・デューティ・サイクルの近くで動作することが可能であり、それによりこの各スイッチング・コンバータがバイパス・モードで動作する。
さらに他の態様においては、本発明は、このモノリシック集積回路の第１の部分上に第１のスイッチング・コンバータを設けるステップと、このモノリシック集積回路の第２の部分上に第２のスイッチング・コンバータを設けるステップと、これらの第１および第２のスイッチング・コンバータに接続された制御回路を設けるステップと、この制御回路を介してこれらの第１および第２のスイッチング・コンバータのうちの一方または両方をイネーブルにしディスエーブルにするステップを含む、単一のモノリシック集積回路を介して複数の調整された出力電圧を供給するための方法を実現している。
この態様によるこの方法は、第１の供給電圧および第２の供給電圧をこの第１のスイッチング・コンバータに供給するステップと、この第１のスイッチング・コンバータを介してこれらの第１および第２の供給電圧のうちの選択された一方の供給電圧を調整された出力信号へと変換するステップをさらに含んでいてもよい。
この態様によるこの方法は、さらにまた、この制御回路と、この第１のスイッチング・コンバータおよびこの第２のスイッチング・コンバータのうちの少なくとも一方とに接続され、このモノリシック集積回路の第３の部分上に配置された第１の低ドロップアウト・レギュレータを設けるステップと、この制御回路を介してこの第１の低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルにし、ディスエーブルにするステップとを含んでいてもよい。
この態様によるこの方法は、さらにまた、この制御回路と、この第１のスイッチング・コンバータおよびこの第２のスイッチング・コンバータのうちの少なくとも一方とに接続され、このモノリシック集積回路の第４の部分上に配置された第２の低ドロップアウト・レギュレータを設けるステップと、この制御回路を介してこの第２の低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルにし、ディスエーブルにするステップとを含んでいてもよい。
この態様によるこの方法は、さらにまた、この制御回路に接続された、このモノリシック集積回路の第５の部分上のスタンバイ低ドロップアウト・レギュレータを設けるステップと、このスタンバイ低ドロップアウト・レギュレータに供給すべきこの第１の供給電圧およびこの第２の供給電圧のうちの一方を選択するステップと、この選択された供給電圧をこのスタンバイ低ドロップアウト・レギュレータに通過させるステップと、この制御回路を介してこのスタンバイ低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルにし、ディスエーブルにするステップとを含んでいてもよい。
この態様によるこの方法は、さらにまた、これらの第１および第２のスイッチング・コンバータと、この第１の低ドロップアウト・レギュレータと、このスタンバイ低ドロップアウト・レギュレータのうちの少なくとも１つの所定の出力に接続されたリセット回路を設けるステップと、この所定の出力電圧を監視するステップと、この所定の出力における電圧が所定の電圧範囲外である場合にこのリセット回路を介してリセット信号を生成するステップとを含んでいてもよい。
この態様によるこの方法は、さらにまた、これらの第１および第２のスイッチング・コンバータのうちの少なくとも一方がバイパス・モードで動作するように１００％のスイッチング・デューティ・サイクルの近くでこれらの第１および第２のスイッチング・コンバータのうちの少なくとも一方を動作させるステップを含んでいてもよい。
本発明の様々な実施形態について、次に添付図面に関連して詳細に説明することにする。
前述のように、本発明は、拡張カード上の回路に様々な電圧を供給するための高度に集積された電源コントローラである。本発明における広範なレベルの回路集積は、電圧供給選択ＩＣによって従来実施される機能と、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータによって従来実施される機能との一意の組合せによって達成される。
図３は、本発明のこの態様による「ＤＳＳＣ」（ｄｕａｌ−ｓｕｐｐｌｙ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒデュアル電源スイッチング・コンバータ）を示すブロック図である。図１におけるように、これらの主要供給電圧および補助供給電圧が、端子３０２および３００から入力され、電源選択スイッチ３０８の端子３０４および３０６に対してそれぞれ供給される。本発明によれば、この電源選択スイッチ３０８（ＳＰＤＴスイッチ）を構成する２つのＳＰＳＴスイッチは、（補助電源のための）端子３０４と３１０との間の、または（主要電源のための）端子３０６と３１０との間の接続が、ハイ側のスイッチ１１４が従来のＤＣ／ＤＣコンバータ１１８中でスイッチングされていたのと同様にして高周波数でスイッチングされるように、動作させられる。ロー側のスイッチ３１２は、同様にして従来のＤＣ／ＤＣコンバータ１１８におけるように（電源選択スイッチ３０８中のスイッチとは逆であるにもかかわらず）高周波数でスイッチングされる。この結果、パルス幅変調された電流が、インダクタＬ１を通過してキャパシタＣ１を充電し、それによって端子３１４を介して接続されたこれらの負荷に調整された電圧を供給する。
図４は、図３のデュアル電源スイッチング・コンバータ（「ＤＳＳＣ」）をさらに詳細に示したものである。図４において、このＳＰＤＴ電源スイッチは、ハイ側のスイッチング・トランジスタＱ１およびＱ２によって形成され、またロー側のスイッチ１１４は、トランジスタＱ３として示されている。制御回路４０６は、このＤＳＳＣ中における様々な電圧および電流を監視し、図４におけるトランジスタＱ１、Ｑ２およびＱ３のスイッチングを制御する。インダクタＬ１およびキャパシタＣ１は、ＤＳＳＣの出力ピン４１６に接続される。高いスイッチング周波数が使用される（例えば、１ＭＨｚ）ものと仮定すると、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１は、比較的小さく（例えば、それぞれ約２．２ｕＨから約４．７ｕＨ、および約１０ｕＦから約２２ｕＦに）することができ、このＤＳＳＣ ＩＣ４００に接続された個別コンポーネントを介して実装することができる。キャパシタＣ１は、低コストの非爆発性のセラミック・タイプ・キャパシタであってもよい。
制御回路４０６は、ＡＳＩＣにおけるような組合せロジックを介して、あるいはマイクロコントローラまたは簡単なマイクロプロセッサを介して実装することができる。制御回路４０６は、所与の時間における供給源としてこの主要供給電圧を選択すべきかまたは補助供給電圧を選択すべきかを判定するためのアルゴリズムを含むことが好ましい。このアルゴリズムは、あらかじめ決定されており、この主要供給電圧Ｖｃｃ１および補助供給電圧Ｖｃｃ２の品質または電圧レベル、あるいはホスト・コンピュータからの所定の制御信号の受信を含めて様々なファクタに基づくものとすることができる。
制御回路４０６が、この供給源としてこの主要供給電圧またはこの補助供給電圧のどちらが選択されるべきかを判定した後に、制御回路４０６は、この選択されていない供給源に関連するハイ側トランジスタ（例えば、Ｑ１）のゲートに適切な制御信号を出力し、その結果、このトランジスタは、完全に非電導状態に置かれる。制御回路４０６は、さらにこの選択された電源に関連するハイ側トランジスタ（例えば、Ｑ２）を所定のレートと所定のパルス幅で開き閉じるようにさせ、またこのロー側トランジスタＱ３を標準の単一電源スイッチング・コンバータにおけるようにこの選択されたハイ側トランジスタとは逆に動作させる複数の制御信号を生成する。これら上記の制御信号は、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの、当業者によく知られている技法に従って生成させられてもよい。このようにして、デュアル電源スイッチング・コンバータ４００は、これらの供給源電圧（主要または補助）のうちの一方を選択することが可能であり、この選択された電圧を出力端子４２４におけるより低い電圧へと変換する。
ＤＳＳＣ４００は、ハイ側トランジスタＱ１およびＱ２を流れる電流のほんの一部分を制御回路４０６にフィードバックするための電流センシング・デバイス４１０および４１２をさらに含んでいてもよい。これらの電流センシング・デバイス４１０および４１２は、当業者に知られているようにしてハイ側トランジスタＱ１およびＱ２と並列に接続された小型トランジスタを介して実装されてもよい。次いで、制御回路４０６は、この選択されたトランジスタ（Ｑ１またはＱ２）を流れる電流を監視し、この電流を従来のサイクルごとの電流制限技法を使用して安定させることもできる。
代替実施形態において、ロー側トランジスタＱ３は、ある種の従来の単一トランジスタ・スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ回路中で従来使用されたタイプの高電力ショットキ整流ダイオードで置き換えられてもよい。
ＤＳＳＣ４００は、一方の電源から他方の電源へのスイッチング中および移行中にスイッチング・トランジスタＱ１およびＱ２の（ｎ−ウェルとしても知られている）ｎ−タブのバイアスを制御するタブ制御回路４０８を含んでいてもよい。タブ制御回路４０８は、この出力電圧と、これら２つの入力電圧と、このｎ−タブ中の様々な位置におけるこれらの電圧を監視し、トランジスタＱ１およびＱ２中に本来存在するこれらの寄生素子中の寄生電流を低減させるのに十分なタブ端子バイアス電圧を生成する。このタブ制御回路は、チャージ・ポンプ回路中で使用される技法など、知られている技法を介して実装することができる。さらに、このタブ電流は、数百ミリアンペアほども高いこともあるので、トランジスタＱ１およびＱ２のそれぞれについてのこれらのｎ−タブは、タブ結線（ｔｕｂ ｔｉｅ）の両端間の電圧降下が最小限にされるようにするために大きなタブ結線を介して接続されるべきである。
図５は、このＤＳＳＣを動作させるための適切な制御タイミングを示すものである。図５において、トレース５００と５０２は、それぞれこの主要電源（図５中のＰＳ１）の電圧と、この補助電源（図５中のＰＳ２）の電圧を示している。トレース５０４は、一方の電源から他方の電源への切り換え中にこのＤＳＳＣのサイクルを一時的に停止させるために使用される制御回路４０６内の内部信号ＳＴＯＰ＿ＳＷを示している。トレース５０６および５０８は、この選択された電源として主要電源ＰＳ１が使用されるべきか、または補助電源ＰＳ２が使用されるべきかを示す、やはり制御回路４０６の内部にある他の２つの信号ＳＥＬ＿ＰＳ１およびＳＥＬ＿ＰＳ２を示している。最後にＬＸ出力とラベル付けされたトレース５１０は、ピン４１６におけるＤＳＳＣ出力信号を示し、この信号は、この直列インダクタＬ１に渡される。
最初にこの主要電源電圧もこの補助電源電圧も「オフ」として示されている。時刻５１２において、この主要電源電圧は、その正常レベル（例えば、５．０Ｖ）へと立ち上がり、このＤＳＳＣは、Ｑ１およびＱ３のスイッチングを開始して、このＬＸ方形波出力を生成する。時刻５１４において、この補助電源がその正常レベルへと立ち上がる。時刻５１６において、この制御回路は、このＤＳＳＣがこの主要電源からこの補助電源へとスイッチングすべきことを判定する。この判定は、この主要供給電圧および補助供給電圧、ならびにバッテリ電源ではなくユーティリティ電源など、所与の用途についての「好ましい」電源の品質またはレベルを含めて様々なファクタに基づいて所定のアルゴリズムに従って行うことができる。
この一方の電源から他方の電源へとスイッチングする判定は、図５において、このＳＴＯＰ＿ＳＷ信号が「ハイ」に進むことによって反映される。このＳＴＯＰ＿ＳＷ信号は、一方の電源から他方の電源へとこの移行が行われる間に（すなわち、時間周期ｄｔ３中に）、制御回路４０６にこのハイ側のトランジスタのどちらのスイッチングも停止させる。このスイッチングの停止は、時刻５２２におけるＬＸ出力上に、このＬＸ出力が、ＳＴＯＰ＿ＳＷが「ハイ」である間は「ロー」にとどまる点において反映される。このＳＴＯＰ＿ＳＷ信号が「ハイ」に進んだ後の、さらに短い時間遅延ＤＴ１後に、このＳＥＬ＿ＰＳ１信号は、「ロー」へと進み、それによって、この制御回路４０６にハイ側トランジスタＱ１のスイッチングを停止させ、その代わりにこのハイ側トランジスタＱ１を非導電状態へと設置し、さらにトランジスタＱ３を「開かせ」、その結果、電流が、トランジスタＱ３、Ｌ１、負荷回路とアースによって形成されるループ中を流れ続けることが可能になる。さらに短い時間遅延ＤＴ２の後の時刻５２０において、このＳＥＬ＿ＰＳ２は、ハイへと進み、それによって、制御回路４０６がこの補助電源に関連するトランジスタのスイッチングを開始すべきことを指し示す。したがって、時刻５２４において、このＳＴＯＰ＿ＳＷ信号は解除され、この制御回路は、トランジスタＱ２およびＱ３のスイッチングを開始させてこの補助電源からもう一度ＬＸ出力信号を生成させる。トランジスタＱ１とＱ２からの移行が、作る前に壊すようにして行われることを上記シーケンスから理解することができよう。
時刻５２４と５３０の間、このＤＳＳＣは、この補助電源から実行され続ける。何らかの理由で、この補助電源信号ＰＳ２がオフになり、または（時刻５２８に示されるように）無効になるべき場合には、このＤＳＳＣは、主要電源に戻って移行することになる。したがって、５３０において、このＤＳＳＣは、「オフ」にされ、ハイ側トランジスタＱ２は、（遅延ＤＴ４の後に）非選択にされ、ハイ側トランジスタＱ１が（遅延ＤＴ５の後に）再選択される。総遅延ＤＴ６の後の時刻５４０において、このＤＳＳＣはオンに戻され、このＬＸ出力が再開される。
この一方の電源から他方の電源への移行については、できるだけ速く行って過渡電圧の効果が出力Ｖｏｕｔに現れないようにすることが好ましい。例えば、このＤＳＳＣが、１．４４ＭＨｚのスイッチング周波数（または約７００ｎｓのクロック・サイクル）で動作させられる場合には、この移行は、１クロック・サイクル内に達成されることが好ましい。
さらなる実施形態においては、（図４において架空の形で示された）オプションとしてのインダクタ・バイパス・トランジスタＱ４をインダクタＬ１の両端間に設けることができ、このインダクタ電流をＳＴＯＰ＿ＳＷが「ハイ」となる期間中監視することもできる。このインダクタ電流がｄｔ３またはｄｔ６の期間中にゼロに近づき始める場合には、次いでこのインダクタ・バイパス・トランジスタＱ４を、「オン」にし、ロー側トランジスタＱ３を「オフ」にしてもよい。このようにして、キャパシタＣ１からこのインダクタを介してまたトランジスタＱ３を介してアースへと流れる傾向があることもある逆電流を回避することができ、この出力電圧Ｖｏｕｔは、キャパシタＣ１によってほぼその移行前のレベルに単に維持されることになる。
この前述のＤＳＳＣは、従来の電源コントローラに対してかなりの改善を示している。従来の電源コントローラでは、電圧供給源選択ＩＣ中の２個の高電力のスイッチング・トランジスタと、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ中の２個の追加の高電力スイッチング・トランジスタが必要になる。したがって、従来の電源コントローラでは、合計４個のトランジスタが必要になり、これらのトランジスタのそれぞれは、比較的大きな、高電力、低インピーダンスのデバイスである必要がある。対照的に、本発明では、（２つの電圧供給源のうちの一方を選択し、ハイ側のスイッチングを実現するための２個のハイ側トランジスタと、これらのハイ側のトランジスタが「オフ」であるときに、この直列のインダクタと負荷を流れる電流フローを維持するための１個のロー側トランジスタの）３個のトランジスタしか必要とされない。代わりに、整流ダイオードがこのロー側整流デバイスとして使用される場合には、本発明では、２個のハイ側トランジスタとこのダイオードしか必要とされないこともある。さらに、従来の電源コントローラにおけるこれらの別々のＩＣでは、別々のＩＣパッケージング、別々のピン、別々の電力リード線、別々の制御回路、別々のＩ／Ｏ回路などが必要になる。本発明におけるこのＤＳＳＣを使用してこれらの冗長エレメントがなくされる。この回路エレメント数の全体的な減少が、従来の電源コントローラに比べてかなり小さなＤＳＳＣをもたらしている。
このＤＳＳＣに起因する回路サイズの縮小に基づいて、本発明では、たった４．０ｍｍ２のダイ面積しかもたない単一の集積回路上に多機能の電源コントローラを作製することに成功している。図６は、本発明のこの態様による「ＭＦＰＣ」（ｍｕｌｔｉ−ｆｕｎｃｔｉｏｎ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ多機能電源コントローラ）を示している。図６に示されるように、ＭＦＰＣ６００は、図３〜５を参照して前述したように動作する２つのデュアル電源スイッチング・コンバータ（「ＤＳＳＣ」）６２３、６３５を含んでいてもよい。各ＤＳＳＣ６２３、６３５は、主要電源入力（ＶＣＣ＿３．３、ＶＣＣ＿２．０）も補助電源入力（ＡＵＸ＿３．３、ＡＵＸ＿２．０）も共に受け取ることが好ましい。これらの電源入力は、２．５Ｖと５．５Ｖの間の電圧を有することが好ましく、例えば現行の（ｍ）ＰＣＩ仕様に準拠した、３．３Ｖまたは５．０Ｖであることがより好ましい。各ＤＳＳＣ６２３、６３５は、制御回路６２２および６３６によって制御される３個のトランジスタ（Ｑ１〜Ｑ３；Ｑ４〜Ｑ６）を備える。図４および５を参照して前述したようなトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ５およびＱ６についてのタブ制御もまた、接続６１４および６３４を介して制御回路６２２および６３６によって実現される。最終的には、各ＤＳＳＣ６２３、６３５は、それぞれ直列なインダクタＬ１、Ｌ２とシャント・キャパシタＣ１、Ｃ２に対して接続するためのスイッチングされた出力（ＬＸ３Ｐ３、ＬＸ＿２．０）を有する。この各ＤＳＳＣからの調整された供給電圧出力がノード６０６および６１２に示されている。
ＰＣ拡張カード、例えば無線ネットワーク・インターフェース・カード中の様々な集積回路によって一般的に必要とされる様々な調整された供給電圧を提供するために、（Ｑ１〜Ｑ３を備える）第１のＤＳＳＣ６２３は、この選択された主要電源入力または補助電源入力をノード６０６における調整された「主要」３．３Ｖ電源へと変換することが好ましいが、（Ｑ４〜Ｑ６を備える）第２のＤＳＳＣ６３５は、この主要電源入力または補助電源入力をノード６１２における２．０Ｖなどのより低い電圧へと変換することが好ましい。各ＤＳＳＣ６２３、６３５は、ノード６０６、６１２と端子ＦＢ＿３．３、ＦＢ＿２．０の間のフィードバック接続をさらに含んでおり、これらの端子ＦＢ＿３．３およびＦＢ＿２．０は、さらに（ＤＳＳＣコントローラ６２２、６３６内で）抵抗性電圧分割器６１８、６２０および６３８、６４０に接続される。次いでこれらの電圧分割器からのフィードバック電圧出力を使用して、これらのスイッチング・トランジスタＱ１〜Ｑ６のスイッチングの周波数を調整する。スイッチング・コンバータによって通例必要とされるこれらの発振器信号およびランプ波発生器（ｒａｍｐ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）信号は、ブロック６２８中で生成される。
ＭＦＰＣ６００は、さらに２つの低ドロップアウト・レギュレータ（「ＬＤＯ１」および「ＬＤＯ２」）６４６、６４８を備えていてもよい。図６に示されるように、ＬＤＯ１およびＬＤＯ２は、ＤＳＳＣ６３５の調整された出力６１２から取られる２．０Ｖ入力を受け取ることが好ましい。ＬＤＯ１およびＬＤＯ２は、この２．０Ｖ入力を１．５Ｖの調整された出力６５０、６５４へと効率的にダウン変換する。キャパシタＣ６とＣ７は、それぞれレギュレータ出力６５０、６５４とアースとの間に接続され、出力６５０、６５４における出力電圧を安定化させる役割を果たす。有利なことに、ＬＤＯ１およびＬＤＯ２からの２つの出力を使用して、単一の電圧源から供給される場合にそうでなければ互いに邪魔をする可能性がある拡張カード回路に供給することができる。例えば、ＭＦＰＣ６００が無線ＬＡＮカード中において適用される場合、このＬＤＯ１の出力を使用して、このＬＡＮカード中の物理インターフェース（ＰＨＹ）のアナログ回路に供給することができるが、このＬＤＯ２の出力を使用して、このＰＨＹインターフェースのコア・デジタル回路に供給することもできる。
ＭＦＰＣ６００は、さらに例えばＷＭＡＣスタンバイ電流を供給し、ＭＦＰＣ６００上の様々な制御回路およびロジック回路に対して電力を供給するためのスタンバイ電源を含んでいてもよい。このスタンバイ電源は、非常に低い静的電流を有することが好ましい第３の低ドロップアウト・レギュレータ６４２が続いている（ＶＣＣ＿２．０およびＡＵＸ＿２．０に接続された）ブロック６２４中の別のホスト供給源選択スイッチを介して設けられることが好ましい。レギュレータ６４２は、これらの２つのＤＳＳＣコントローラ６２２、６３６中のこれらのロジック回路によって必要とされる３．３Ｖ供給電圧を提供することが好ましい。スタンバイ・モードにおける電力を節約するために、レギュレータ６４２は、１０ｍＡ以下の静的電流を有する低静的電流デバイスであることが好ましい。
ＭＦＰＣ６００はまた、バイパス機能を実現することもできる。以上の背景部で説明したように、従来ではバイパス機能を使用して別の個別のバイパス・トランジスタＩＣを介してＤＣ／ＤＣコンバータの入力から直接にこのＤＣ／ＤＣコンバータの出力へと供給源電圧を通過させる。しかし、本発明においては、この機能は、これらのシャント・トランジスタ（Ｑ３またはＱ６）を非導電状態（すなわち、「オフ」にされた状態）に置くことにより、実現されるが、この主要なスイッチング・トランジスタまたは補助スイッチング・トランジスタ（主要または補助の所望の電源に応じて、Ｑ１、Ｑ２またはＱ４、Ｑ５）のどちらかは完全な導電状態に置かれる。したがって、これらのスイッチング・トランジスタは、基本的に１００％デューティ・サイクルに置かれる。結果として、ＤＳＳＣ６２３、６３５の出力は、この選択された入力（主要または補助）から、これらのスイッチング・トランジスタ自体の比較的小さな抵抗性電圧降下を差し引いた電圧になる。このようにして、本発明は、別のバイパス・トランジスタＩＣを必要とすることなく、バイパス機能を実現する。
ＭＦＰＣ６００は、さらにブロック６２８に示されるリセット回路を含んでいてもよい。このリセット回路は、ＭＦＰＣ６００上の様々なＤＳＳＣおよびレギュレータによって受け取られ、または生成され、あるいはその両方が行われるこれらの電圧を監視する過電圧コンパレータおよび不足電圧コンパレータを含んでいる。これらの電圧が範囲外にある場合には、このリセット回路は、ＲＥＳＥＴ＿Ｎ信号を生成し、この信号は、ＭＦＰＣ６００に接続された他の回路に対してこれらのＭＦＰＣ電圧が範囲外であることを指し示す。この機能を監視する供給電圧により、外部のリセット回路の必要性がなくなる。
このリセット回路は、例えばホスト・コンピュータからの外部リセット・イベントを可能にする別のリセット入力ピン「ＰＨＹＲＥＳ」をさらに含んでいる。このリセット回路は、このＰＨＹＲＥＳ信号を受け取る場合にこのＲＥＳＥＴ＿Ｎ信号をアクティブにすることになる。このリセット回路はまた、ＭＦＰＣ６００の初期化段階および電源投入段階中にもＲＥＳＥＴ＿Ｎ信号をアクティブにすることになる。
ＭＦＰＣ６００はまた、温度監視シャットダウン回路（ブロック６３０）を含んでいてもよい。このＭＦＰＣ ＩＣの温度が、不可逆的損傷を引き起こしてしまうはずの温度よりも高く上昇する場合、この温度監視シャットダウン回路は、ＭＦＰＣ６００をディスエーブルにし、それによってそれ自体またはこの拡張カード上の他の回路に対して損傷を引き起こさないようにする。ブロック６３０は、ＭＦＰＣ６００中で使用される１つまたは複数の基準電圧を生成するための回路をさらに含んでいてもよい。
有利なことに、このＭＦＰＣ上の様々なＤＳＳＣおよびレギュレータは、制御回路６２６によって個々に制御されても（すなわち、オンおよびオフにされても）よい。図６に示す実施形態において、このＭＦＰＣは、３つの外部制御信号ＰＳＷ１、ＰＳＷ２、およびＰＳＷ３を受け取る。一例として、ＰＳＷ１上の信号は、２．０ＶのＤＳＳＣ６３５および２つの１．５ＶのＬＤＯ６４６、６４８がアクティブであるか、またはシャットダウンされているかを制御することができるが、ＰＳＷ２上の信号は、３．３ＶのＤＳＳＣ６２３がアクティブであるか、またはシャットダウンされているかを制御することができる。最後にＰＳＷ３上の信号は、３．３ＶのＤＳＳＣ６２３がバイパス・モードに置かれるべきか（すなわち、前述のようにＶＣＣまたはＶａｕｘをＬＸ＿３．３出力に直接に通過させるべきか）否かを制御することができる。このようにして、このＭＦＰＣは、（例えば、拡張カードを様々なアクティブ・モード、「スリープ」モード、および「ディープ・スリープ」モードに置くために）ホスト・コンピュータからコマンドを受け取り、これらのコマンドに応じてＭＦＰＣ６００上の様々なＰＳＳＣおよびレギュレータをアクティブにし、または非アクティブにすることができる。
ＭＦＰＣ６００は、特定のホスト・コンピュータ構成だけには、または拡張カードを伴う用途だけには限定されないことが理解されよう。もっと正確に言えばＭＦＰＣ６００は、ＭＦＰＣ６００が供給することができる様々な電圧を必要とする任意の回路中において利用することができる。
本発明について、その好ましい実施形態に関して説明してきたが、全体として本発明の趣旨および範囲を逸脱することなく本発明の構造およびエレメントに対して修正を行うことができることが当業者には理解されよう。
拡張カードのための従来の電源コントローラを示すブロック図である。 図１の従来の電源コントローラをさらに詳細に示すブロック図である。 本発明による電源コントローラを示すブロック図である。 本発明による電源コントローラをさらに詳細に示すブロック図である。 本発明による電源コントローラの動作を示すタイミング図である。 本発明による電源コントローラのさらなる実施形態を示すブロック図である。

Claims (14)

  1. モノリシック集積回路の第１の部分上の第１のスイッチング・コンバータと、
    前記モノリシック集積回路の第２の部分上の第２のスイッチング・コンバータと、
    前記第１および第２のスイッチング・コンバータに接続され、前記第１および第２のスイッチング・コンバータのうちの一方または両方をイネーブルにし、ディスエーブルにすることが可能な制御回路と
    を含むモノリシック集積回路を備える多出力電源デバイス。
  2. 前記第１のスイッチング・コンバータが第１の供給電圧を受け取るための端子と、第２の供給電圧を受け取るための端子とを有し、前記第１のスイッチング・コンバータが、前記第１および第２の供給電圧のうちの選択された一方を調整された出力信号に変換することが可能である、請求項１に記載のデバイス。
  3. 前記モノリシック集積回路が、
    前記第１のスイッチング・コンバータと前記第２のスイッチング・コンバータのうちの少なくとも一方に接続され、前記モノリシック集積回路の第３の部分上に配置された第１の低ドロップアウト・レギュレータをさらに含み、
    前記制御回路が、さらに前記第１の低ドロップアウト・レギュレータに接続され、前記第１の低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルにし、ディスエーブルにすることが可能である、請求項１に記載のデバイス。
  4. 前記モノリシック集積回路が、
    前記第１のスイッチング・コンバータと前記第２のスイッチング・コンバータのうちの少なくとも一方に接続され、前記モノリシック集積回路の第４の部分上に配置された第２の低ドロップアウト・レギュレータをさらに含み、
    前記制御回路が、さらに前記第２の低ドロップアウト・レギュレータに接続され、前記第２の低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルにし、ディスエーブルにすることが可能である、請求項３に記載のデバイス。
  5. 前記モノリシック集積回路が、
    前記第１の供給電圧と前記第２の供給電圧のうちの少なくとも一方を受け取るための端子を有し、前記モノリシック集積回路の第５の部分上に配置されたスタンバイ低ドロップアウト・レギュレータをさらに含み、
    前記制御回路が、さらに前記スタンバイ低ドロップアウト・レギュレータに接続され、前記スタンバイ低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルにし、ディスエーブルにすることが可能である、請求項４に記載のデバイス。
  6. 前記モノリシック集積回路が、
    前記第１および第２のスイッチング・コンバータと、前記第１の低ドロップアウト・レギュレータと、前記スタンバイ低ドロップアウト・レギュレータのうちの少なくとも１つの所定の出力に接続されたリセット回路をさらに含み、前記リセット回路が、前記所定の出力における電圧が所定の電圧範囲外にある場合にリセット信号を生成する、請求項５に記載のデバイス。
  7. 前記第１および第２のスイッチング・コンバータのうちの少なくとも一方が、１００％のスイッチング・デューティ・サイクルの近くで動作することが可能であり、それにより前記第１および第２のスイッチング・コンバータのうちの前記少なくとも一方がバイパス・モードで動作する、請求項１に記載のデバイス。
  8. 単一のモノリシック集積回路を介して複数の調整された出力電圧を供給するための方法であって、
    前記モノリシック集積回路の第１の部分上に第１のスイッチング・コンバータを設けるステップと、
    前記モノリシック集積回路の第２の部分上に第２のスイッチング・コンバータを設けるステップと、
    前記第１および第２のスイッチング・コンバータに接続された制御回路を設けるステップと、
    前記制御回路を介して前記第１および第２のスイッチング・コンバータのうちの一方または両方をイネーブルにしディスエーブルにするステップと
    を含む方法。
  9. 第１の供給電圧および第２の供給電圧を前記第１のスイッチング・コンバータに供給するステップと、
    前記第１のスイッチング・コンバータを介して前記第１および第２の供給電圧のうちの選択された一方の供給電圧を調整された出力信号へと変換するステップと
    をさらに含む、請求項８に記載の方法。
  10. 前記制御回路と、前記第１のスイッチング・コンバータおよび前記第２のスイッチング・コンバータのうちの少なくとも一方とに接続され、前記モノリシック集積回路の第３の部分上に配置された第１の低ドロップアウト・レギュレータを設けるステップと、
    前記制御回路を介して前記第１の低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルにし、ディスエーブルにするステップと
    をさらに含む、請求項８に記載の方法。
  11. 前記制御回路と、前記第１のスイッチング・コンバータおよび前記第２のスイッチング・コンバータのうちの少なくとも一方とに接続され、前記モノリシック集積回路の第４の部分上に配置された第２の低ドロップアウト・レギュレータを設けるステップと、
    前記制御回路を介して前記第２の低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルにし、ディスエーブルにするステップと
    をさらに含む、請求項１０に記載の方法。
  12. 前記制御回路に接続された、前記モノリシック集積回路の第５の部分上のスタンバイ低ドロップアウト・レギュレータを設けるステップと、
    前記スタンバイ低ドロップアウト・レギュレータに供給すべき前記第１の供給電圧および前記第２の供給電圧のうちの一方を選択するステップと、
    前記選択された供給電圧を前記スタンバイ低ドロップアウト・レギュレータに通過させるステップと、
    前記制御回路を介して前記スタンバイ低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルにし、ディスエーブルにするステップと
    をさらに含む、請求項１１に記載の方法。
  13. 前記第１および第２のスイッチング・コンバータと、前記第１の低ドロップアウト・レギュレータと、前記スタンバイ低ドロップアウト・レギュレータのうちの少なくとも１つの所定の出力に接続されたリセット回路を設けるステップと、
    前記所定の出力における電圧を監視するステップと、
    前記所定の出力における電圧が所定の電圧範囲外である場合に前記リセット回路を介してリセット信号を生成するステップと
    をさらに含む、請求項１２に記載の方法。
  14. 前記第１および第２のスイッチング・コンバータのうちの少なくとも一方がバイパス・モードで動作するように１００％のスイッチング・デューティ・サイクルの近くで前記第１および第２のスイッチング・コンバータのうちの前記少なくとも一方を動作させるステップをさらに含む、請求項８に記載の方法。
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