JP2007523586A - 給電切替えを組み込んだスイッチング電源コントローラ - Google Patents

給電切替えを組み込んだスイッチング電源コントローラ Download PDF

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Abstract

本発明は、わずか２つのハイサイドのスイッチング・トランジスタおよび１つのローサイドの整流デバイス、ならびに制御回路を備える、スイッチング・コンバータを提供する。このスイッチング・コンバータは、主給電源または補助給電源で動作することができる。本発明はさらに、２つのハイサイドのスイッチング・トランジスタおよび１つのローサイドの整流デバイスによって、第１の供給電圧および第２の供給電圧から調節された電圧を発生させる方法を含む。

Description

本発明は、電子デバイス用のスイッチング電源回路に関する。
本願は、米国特許法（３５ Ｕ．Ｓ．Ｃ）第１１９条（ｅ）に基づき、ここに参照によりその全体を組み込む、２００４年２月１７日出願の、米国仮出願第６０／５４５、３３９号の利益を主張する。
現代のコンピュータは一般に、コンピュータに機能を追加する拡張カードを受け入れるように設計されている。そうした拡張カードには、例えばＬＡＮネットワーク・インターフェース・カード、無線ＬＡＮカード、グラフィック・アクセラレータ・カードなどが含まれ得て、一般に所与の業界仕様（例えば、ｍＰＣＩ、Ｃａｒｄｂｕｓ、ＰＣカードなど）と互換性をもつように設計されている。これらの拡張カードは一般に、「ホスト」コンピュータに差し込まれ、ホストの１つまたは複数の電源で動作する。いくつかの業界仕様（例えばｍＰＣＩ仕様）は現在、拡張カードが、一般に３．３Ｖまたは５．０Ｖの供給電圧をコンピュータ内の様々な回路に提供する主電源または補助電源（例えばバッテリから取り出される）のいずれかで動作することを要求している。しかし一般に、集積技術および電力管理の進歩により、現代の集積回路（ＩＣ）は通常、（５．０Ｖではなく）３．３Ｖの供給電圧で動作し、現在では１．５Ｖの供給電圧で動作するように設計されているものも多い。
こうした理由で、拡張カードは通常、ホスト・コンピュータから主供給電圧または補助供給電圧（例えば３．３Ｖまたは５．０Ｖ）を選択し、選択された供給電圧を拡張カード上のＩＣが必要とする電圧に変換するための電力コントローラを備えている。電力コントローラは通常、拡張カード用のオン／オフ・スイッチとしても機能し、したがって、ホスト・コンピュータ内のＣＰＵが必要に応じて、例えば待機モードにおいて電力を節約するために、拡張カードをシャットダウンさせることができる。さらには、例えば、拡張カードが必要とする電圧にホストの電圧が非常に近いため、電圧変換が不可能である場合に、電圧を変換せずに、拡張カード上のＩＣに供給電圧の１つを直接渡すのに使用される「バイパス」回路も通常備えている。電力コントローラは、ホストの主供給電圧および補助供給電圧を監視し、過電圧または不足電圧状態の場合に、またはホスト・コンピュータからのＲＥＳＥＴコマンドに応答して、拡張カード上のＩＣに「リセット」またはシャットダウン信号を送信するための回路を備えることもできる。最後に、電力コントローラは、拡張カードが待機モードにされた場合でもアクティブであり続ける拡張カード上の特定の回路（例えばウェークアップ回路）に電力を供給する、待機給電回路を備えることもできる。
これらの機能は従来、多数の個別部品およびＩＣを使用する特注設計された電力コントローラ回路によって実現されてきた。例えば、従来型の電力コントローラは、オン／オフ・スイッチング用のスイッチングＩＣ、給電選択スイッチＩＣ、線形レギュレータまたは高効率のスイッチング電源（「ＳＭＰＳ」）コンバータを有する１つまたは複数の「主」ＤＣ−ＤＣコンバータＩＣ、「待機」給電ＤＣ−ＤＣコンバータＩＣ、ならびに内部基準電圧、電圧比較器、時間遅延回路などを含めたいくつかの給電監視回路およびリセット論理回路を含む、２８個を超える個別部品を必要とすることがある。
図１は、給電選択ＩＣ、電圧変換ＩＣ、およびバイパスＩＣが、従来型の拡張カードの電力コントローラ内にどのように実装されてきたかを示す。ホストの主供給電圧および補助供給電圧が、それぞれ端子１０２および１００で受け取られ、端子１０４、１０６を介して、給電選択スイッチＩＣ１０８（単極双投型スイッチ）に接続される。次いで、ノード１１０における選択された出力電圧が、１つまたは複数のＤＣ−ＤＣコンバータＩＣ１１８に入力される。図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータＩＣ１１８は通常、スイッチング型コンバータ（図示の２つのＦＥＴスイッチ１１４、１１６、パス・インダクタ（ｐａｓｓ ｉｎｄｕｃｔｏｒ）Ｌ１、および分路コンデンサＣ１を含む）または線形ドロップアウト・レギュレータのいずれかである。
図２は、図１に示した従来型の電力コントローラ回路の、より詳細な説明図である。給電選択スイッチＩＣ１０８は通常、２つの高出力、低インピーダンスＦＥＴ Ｑ１およびＱ２、ならびに関連するスイッチング制御回路を有するＩＣである。スイッチング・トランジスタＱ１が、ＩＣピン２０６を介して主供給電圧に、スイッチング・トランジスタＱ２が、ＩＣピン２０８を介して補助供給電圧に接続され、それらのソース端子が（ノード２１０で）一緒になり、ＩＣピン２１２に接続される。
図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータＩＣ１１４は、本質的に開または閉のいずれかであるスイッチとして動作する、トランジスタＱ３およびＱ４を含む。トランジスタＱ３およびＱ４は、制御論理回路２２０によって制御される。トランジスタＱ３のソース端子およびトランジスタＱ４のドレイン端子が、ＩＣピン２２２を介して直列インダクタＬ１に接続される。インダクタＬ１は、出力ノード２３６に接続され、調節された電圧がそこから拡張カード上の他の回路に出力される。コンデンサＣ１が、給電選択スイッチ１０８およびバイパスＩＣ１１２によって引き起こされやすい過渡電圧に対して出力電圧を安定化させるために、ノード２３６からグランドに接続される。出力電圧が、ノード２３６で取り出され、またＩＣピン２２４を介して制御論理回路２２０にフィードバックされる。
当技術分野で周知のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１４は、ハイサイドのパワー・トランジスタＱ３をパルス幅変調方式でスイッチングさせるとともに、ローサイドのトランジスタＱ４を反対の方式で同時にスイッチングさせることによって動作する。換言すれば、トランジスタＱ３が開いているとき、トランジスタＱ４は閉じており、逆もまた同様である。したがって、ピン２１６での給電源の電圧が、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１に周期的に接続される。コンデンサＣ１の両端に現れる電圧が、ノード２３４で負荷に電力を与える。さらに、出力電圧は一般に、分圧器などによって感知され、（制御論理回路２２０内の）誤差増幅器の一方の入力として供給される。基準電圧が、誤差増幅器の第２の入力端に供給される。誤差増幅器の出力が、（やはり制御論理回路２２０内の）比較器の一方の入力端に供給される。比較器の他方の入力端には一般に、三角波など、周期的な制御波形が供給される。比較器は、一連の制御パルスを用いて電力スイッチを動作させ、そのパルスの幅が、負荷の変動にもかかわらず負荷電圧を所望のレベルに調節するのに使用される。
従来型の拡張カードではさらに、追加の電力コンバータまたは線形レギュレータＩＣ（ＬＤＯ１およびＬＤＯ２、図示せず）を、給電選択スイッチ１０８のＩＣピン２１２に（線２２８を介して）接続することもできる。これらの追加のレギュレータは、拡張カード上の回路によって必要とされ得る追加の供給電圧（例えば１．５Ｖ）を提供するのに使用することができる。
米国仮出願第６０／５４５、３３９号
上述の従来型の電力コントローラは、複雑であるだけでなく高価でもあることが理解されよう。各拡張カード用の電力コントローラは通常、特注設計されている。特注設計することにより、所与の拡張カードの電力要件に対して電力コントローラを最適化することができる利益がもたらされるが、従来型の電力コントローラを設計するために必要な労力コストは非常に高い。この高い労力コストおよび従来型の電力コントローラ内に含まれる多数の個別部品のコストのため、従来型の電力コントローラは、拡張カードの全体的なコストのかなりの部分を占める。したがって、部品数が低減された、単一のモノリシック集積回路上に集積できる電力コントローラを提供することが望ましい。
本発明は、主給電源または補助給電源から、拡張カード上の回路に様々な電圧を提供することのできる、モノリシックな、高集積の電源コントローラ回路を提供するものである。
第１の態様では、本発明は、わずか２つのハイサイドのスイッチング・トランジスタおよび１つのローサイドの整流デバイスを備える、二重給電スイッチング・コンバータを提供する。本発明によれば、２つのハイサイドのスイッチング・トランジスタはそれぞれ、異なる電源に接続される。次いで、選択されない電源に接続されたハイサイド・トランジスタをディスエーブルし、次いで選択された電源に接続されたハイサイド・トランジスタを、ローサイドの整流デバイスと共に動作させて、スイッチング方式で調節された出力を従来の方式で発生させることにより、一方の電源による動作が可能になる。一方の電源から他方への移行は、ブレークビフォアメーク（すなわち、他方のハイサイド・トランジスタに高周波スイッチとして動作を始めさせる前に、動作中のハイサイド・トランジスタをディスエーブルする）技術によって達成される。
したがって、本発明のこの第１の態様は、より正確には、第１の供給電圧および第２の供給電圧で動作することのできるスイッチング・コンバータであって、制御端子、出力端子、および第１の供給電圧を受け取ることのできる入力端子を有する第１のハイサイド・スイッチと、制御端子、第１のスイッチの出力端子に接続された出力端子、および第２の供給電圧を受け取ることのできる入力端子を有する第２のハイサイド・スイッチと、グランドと第１および第２のハイサイド・スイッチの出力端子によって形成されるノードとの間に接続されたローサイドの整流器と、第１および第２のハイサイド・スイッチの制御端子に接続された制御回路とを備え、制御回路が、第１および第２のハイサイド・スイッチのうちの選択された一方を、所定のスイッチング周波数で導通状態と非導通状態の間でスイッチングさせ、かつ第１および第２のハイサイド・スイッチのうちの選択されない一方を非導通状態にとどめるスイッチング・コンバータとして、記述することができる。
この第１の態様でのスイッチング・コンバータはさらに、接地端子と、第１および第２のハイサイド・スイッチの出力端子によって形成されるノードに接続された非接地端子とを有するコンデンサを備えることもできる。
このスイッチング・コンバータはさらに、コンデンサの非接地端子と第１および第２のハイサイド・スイッチの出力端子によって形成されるノードとの間に接続されたインダクタを備えることもできる。
このコンバータはさらに、インダクタと並列に接続され、制御回路に接続され、制御回路からの制御信号に応答してインダクタを短絡させる、インダクタ・バイパス・スイッチを備えることもできる。
このコンバータはさらに、制御回路とコンデンサの非接地端子との間にフィードバック接続を有することもでき、制御回路は、コンデンサの非接地端子の電圧に応じて、第１および第２のハイサイド・スイッチのうちの選択された一方をスイッチングさせる。
ローサイドの整流器は、ダイオードまたはトランジスタでよく、第１および第２のハイサイド・スイッチはトランジスタでよい。さらに、ローサイドの整流器は、制御回路が、ローサイド・スイッチを、選択されたハイサイド・スイッチと同じ周波数でスイッチングさせることができるような制御端子を有することができる。
第２の態様では、本発明は、第１の供給電圧および第２の供給電圧から調節された電圧を発生させる方法であって、（ａ）第１の供給電圧を第１のハイサイド・スイッチに供給するステップと、（ｂ）第２の供給電圧を第２のハイサイド・スイッチに供給するステップと、（ｃ）第１および第２のハイサイド・スイッチの一方を、第１のアクティブ・スイッチとして、第１および第２のハイサイド・スイッチの他方を、第１の非アクティブ・スイッチとして選択するステップと、（ｄ）第１の非アクティブ・スイッチとして選択されたハイサイド・スイッチを非アクティブにするステップと、（ｅ）第１のアクティブ・スイッチとして選択されたハイサイド・スイッチを、あるスイッチング周波数でスイッチングさせて、スイッチング方式の出力信号を発生させるステップと、（ｆ）スイッチング方式の出力信号を整流して、調節された出力信号を発生させるステップとを含む方法を提供する。
この方法はさらに、（ｇ）第１のアクティブ・スイッチとして選択されたハイサイド・スイッチから、第１の非アクティブ・スイッチとして選択されたハイサイド・スイッチにスイッチングを移行することを決定するステップ、（ｈ）第１のアクティブ・スイッチとして選択されたハイサイド・スイッチを非アクティブにするステップ、および（ｉ）第１の非アクティブ・スイッチとして選択されたハイサイド・スイッチを、あるスイッチング周波数でスイッチングさせて、スイッチング方式の出力信号を発生させるステップとを含むことができる。
第１および第２のハイサイド・スイッチの一方を選択するステップ（ｃ）は、第１の供給電圧および第２の供給電圧を監視するステップを含むことができる。
この方法は、（ｊ）調節された出力電圧信号をフィードバックして、フィードバック信号を発生させるステップと、（ｋ）フィードバック信号に基づいてステップ（ｅ）のスイッチングを調整するステップとをさらに含むことができる。
第３の態様では、本発明は、モノリシック集積回路の第１の部分上にある、第１のスイッチング・コンバータと、モノリシック集積回路の第２の部分上にある、第２のスイッチング・コンバータと、第１および第２のスイッチング・コンバータに接続され、第１および第２のスイッチング・コンバータの一方または両方をイネーブルする、またディスエーブルすることのできる制御回路とを含むモノリシック集積回路を備える、多出力の電源デバイスを提供する。第１のスイッチング・コンバータは、第１の供給電圧を受け取るための端子、および第２の供給電圧を受け取るための端子を備えることができる。第１のスイッチング・コンバータはさらに、第１および第２の供給電圧のうちの選択された一方を、調節された出力信号に変換することもできる。
このモノリシック集積回路はさらに、第１のスイッチング・コンバータおよび第２のスイッチング・コンバータの少なくとも一方に接続され、モノリシック集積回路の第３の部分上に位置する、第１の低ドロップアウト・レギュレータを備えることもでき、この制御回路はさらに、第１の低ドロップアウト・レギュレータに接続することもでき、第１の低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルし、またディスエーブルすることもできる。
このモノリシック集積回路はさらに、第１のスイッチング・コンバータおよび第２のスイッチング・コンバータの少なくとも一方に接続され、モノリシック集積回路の第３の部分上に位置する、第２の低ドロップアウト・レギュレータを備えることもでき、この制御回路はさらに、第２の低ドロップアウト・レギュレータに接続することもでき、第２の低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルし、またディスエーブルすることもできる。
このモノリシック集積回路はさらに、第１の供給電圧および第２の供給電圧の少なくとも一方を受け取るための端子を有し、モノリシック集積回路上の第５の部分に位置する、待機低ドロップアウト・レギュレータ（ｓｔａｎｄｂｙ ｌｏｗ−ｄｒｏｐ−ｏｕｔ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）を備えることもでき、この制御回路はさらに、待機低ドロップアウト・レギュレータに接続することもでき、待機低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルし、またディスエーブルすることもできる。
このモノリシック集積回路はさらに、第１および第２のスイッチング・コンバータ、第１の低ドロップアウト・レギュレータ、ならびに待機低ドロップアウト・レギュレータのうち少なくとも１つの所定の出力端に接続されたリセット回路を備えることもできる。このリセット回路は、所定の出力端の電圧が所定の電圧の範囲外である場合に、リセット信号を発生させることができる。
本発明のこの態様では、第１および第２のスイッチング・コンバータの少なくとも一方が、ほぼ１００％のスイッチング・デューティ・サイクルで動作し、それによってそれぞれのスイッチング・コンバータが、バイパス・モードで動作することができる。
別の態様では、本発明は、単一のモノリシック集積回路による複数の調節された出力電圧を発生させるための方法であって、モノリシック集積回路の第１の部分上に第１のスイッチング・コンバータを設けるステップと、モノリシック集積回路の第２の部分上に第２のスイッチング・コンバータを設けるステップと、第１および第２のスイッチング・コンバータに接続された制御回路を設けるステップと、制御回路によって、第１および第２のスイッチング・コンバータの一方または両方をイネーブルし、またディスエーブルするステップとを含む方法を提供する。
この態様による方法はさらに、第１のスイッチング・コンバータに第１の供給電圧および第２の供給電圧を供給するステップと、第１および第２の供給電圧のうちの選択された一方を、第１のスイッチング・コンバータによって調節された出力信号に変換するステップとを含むことができる。
この態様による方法はさらに、制御回路ならびに第１のスイッチング・コンバータおよび第２のスイッチング・コンバータの少なくとも一方に接続され、モノリシック集積回路の第３の部分上に位置する、第１の低ドロップアウト・レギュレータを設けるステップと、制御回路によって第１の低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルし、またディスエーブルするステップとを含むことができる。
この態様による方法はさらに、制御回路ならびに第１のスイッチング・コンバータおよび第２のスイッチング・コンバータの少なくとも一方に接続され、モノリシック集積回路の第４の部分上に位置する、第２の低ドロップアウト・レギュレータを設けるステップと、制御回路によって第２の低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルし、またディスエーブルするステップとを含むことができる。
この態様による方法はさらに、制御回路に接続された待機低ドロップアウト・レギュレータを、モノリシック集積回路の第５の部分上に設けるステップと、第１の供給電圧および第２の供給電圧の一方を、待機低ドロップアウト・レギュレータに供給されるものとして選択するステップと、選択された供給電圧を待機低ドロップアウト・レギュレータに渡すステップと、制御回路によって待機低ドロップアウト・レギュレータをイネーブルし、またディスエーブルするステップとを含むことができる。
この態様による方法はさらに、第１および第２のスイッチング・コンバータ、第１の低ドロップアウト・レギュレータ、ならびに待機低ドロップアウト・レギュレータのうち少なくとも１つの所定の出力端に接続されたリセット回路を設けるステップと、所定の出力電圧を監視するステップと、所定の出力端の電圧が所定の電圧の範囲外である場合に、リセット回路によってリセット信号を発生させるステップとを含むことができる。
この態様による方法はさらに、第１および第２のスイッチング・コンバータの少なくとも一方がバイパス・モードで動作するように、第１および第２のスイッチング・コンバータの少なくとも一方を、ほぼ１００％のスイッチング・デューティ・サイクルで動作させるステップを含むことができる。
次に、本発明の様々な実施形態を、添付の図面に関して詳細に説明する。
上述のように、本発明は、拡張カード上の回路に様々な電圧を提供するための、高集積電力コントローラである。本発明における高い回路集積度は、従来技術では電圧供給選択ＩＣによって実施されている機能と、従来技術ではスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータによって実施されている機能との、独自の組合せによって達成される。
図３は、本発明のこの態様による、二重給電スイッチング・コンバータ（「ＤＳＳＣ」）を示す構成図である。図１と同様に、主供給電圧および補助供給電圧が、それぞれ端子３０２および３００に入力され、給電選択スイッチ３０８の端子３０６および３０４に供給される。本発明によれば、給電選択スイッチ３０８（単極双投スイッチ）を構成する２つの単極単投スイッチは、従来型のＤＣ−ＤＣコンバータ１１８内でハイサイド・スイッチ１１４がスイッチングされたのと同じ方式で、端子３０４と３１０の間（補助給電用）、または端子３０６と３１０の間（主給電用）の接続が、高周波数でスイッチングするように動作する。ローサイド・スイッチ３１２も、従来型のＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の場合と同様に、高周波数でスイッチングされる（ただし給電選択スイッチ３０８内のスイッチとは逆である）。その結果、パルス幅変調された電流が、インダクタＬ１を通って電荷コンデンサＣ１に到達し、したがって端子３１４を介して接続された負荷に、調節された電圧が供給される。
図４は、図３の二重給電スイッチング・コンバータ（「ＤＳＳＣ」）をさらに示す。図４では、単極双投給電スイッチが、ハイサイドのスイッチング・トランジスタＱ１およびＱ２によって形成され、ローサイド・スイッチ１１４がトランジスタＱ３として示されている。制御回路４０６は、ＤＳＳＣ内の様々な電圧および電流を監視し、図４のトランジスタＱ１、Ｑ２およびＱ３のスイッチングを制御する。インダクタＬ１およびコンデンサＣ１が、ＤＳＳＣの出力ピン４１６に接続される。高スイッチング周波数が使用されているとすれば（例えば１ＭＨｚ）、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１は、比較的小さくてよく（例えば、それぞれ約２．２〜約４．７μＨおよび約１０μＦ〜約２２μＦ）、ＤＳＳＣ ＩＣ４００に接続される個別部品によって実施することができる。コンデンサＣ１は、低コスト、非爆発性のセラミック・タイプのコンデンサでよい。
制御回路４０６は、ＡＳＩＣの形のような組合せ論理回路、あるいはマイクロコントローラまたは簡単なマイクロプロセッサによって実施することができる。制御回路４０６は、好ましくは、所与の時間に給電源として主供給電圧が選択されるべきか、それとも補助供給電圧が選択されるべきかを決定するためのアルゴリズムを有する。このアルゴリズムは、あらかじめ定められており、主供給電圧Ｖｃｃ１および補助供給電圧Ｖｃｃ２の品質または電圧レベル、あるいはホスト・コンピュータからの所定の制御信号の受信を含めた様々な要因に基づき得る。
制御回路４０６により、主供給電圧または補助供給電圧が給電源として選択されるべきであると決定された後に、制御回路４０６が、選択されない給電源に関連するハイサイド・トランジスタ（例えばＱ１）のゲートに適切な制御信号を出力し、それによりそのトランジスタが完全に非導通状態にされる。制御回路４０６はさらに、標準の単一給電源のスイッチング・コンバータの場合と同様に、選択された給電源に関連するハイサイド・トランジスタ（例えばＱ２）を、所定の速度および所定のパルス幅で開閉させ、ローサイド・トランジスタＱ３を、選択されたハイサイド・トランジスタとは逆に動作させる制御信号を発生させる。上記の制御信号は、スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータの分野の技術者には公知の技術に従って発生させることができる。このようにして、二重給電スイッチング・コンバータ４００は、給電源の電圧（主または補助）の一方を選択することができ、選択された電圧を出力端子４２４でより低い電圧に変換する。
ＤＳＳＣ４００はさらに、ハイサイド・トランジスタＱ１およびＱ２を流れる電流のごく一部を制御回路４０６にフィードバックする、電流感知デバイス４１０および４１２を備えることもできる。これらの電流感知デバイス４１０および４１２は、ハイサイド・トランジスタＱ１およびＱ２と並列に接続された小型のトランジスタによって、当分野の技術者には公知の方式で実施することができる。したがって制御回路４０６は、選択されたトランジスタ（Ｑ１またはＱ２）を通じて電流を監視し、従来の周期毎の電流制限技術を使用して安定化させることもできる。
一代替実施形態では、ローサイド・トランジスタＱ３を、特定の従来型の単一トランジスタのスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ回路で通常使用されているタイプの、高出力ショットキー整流ダイオードで置き換えてもよい。
ＤＳＳＣ４００は、一方の給電源から他方の給電源への切替えおよび移行中に、スイッチング・トランジスタＱ１およびＱ２のｎ−タブ（ｎ−ウェルとしても知られる）にかけるバイアスを制御するためのタブ制御回路４０８を備えることもできる。タブ制御回路４０８は、出力電圧、２つの入力電圧、およびｎ−タブ内の様々な場所の電圧を監視し、トランジスタＱ１およびＱ２に本質的に存在する寄生要素中の寄生電流を低減させるのに十分なタブ端子バイアス電圧を発生させる。タブ制御回路は、チャージ・ポンプ回路で使用されるような、公知の技術によって実施することができる。さらに、タブ電流は、数百ｍＡほども高くなることがあるので、タブ・タイ（ｔｕｂ ｔｉｅ）の両端の電圧降下が最小限に抑えられるように、トランジスタＱ１およびＱ２それぞれのｎ−タブは、大きなタブ・タイを介して接続すべきである。
図５は、ＤＳＳＣを動作させるのに適した制御タイミングを示す。図５では、波形５００および５０２はそれぞれ、主電源（図５のＰＳ１）の電圧、および補助電源（図５のＰＳ２）の電圧を示す。波形５０４は、一方の給電源から他方への切替え中に、ＤＳＳＣのサイクリングを一時的に停止させるのに使用される制御回路４０６内の内部信号ＳＴＯＰ＿ＳＷを示す。波形５０６および５０８は、やはり制御回路４０６の内部にある別の２つの信号ＳＥＬ＿ＰＳ１およびＳＥＬ＿ＰＳ２を示し、主電源ＰＳ１または補助電源ＰＳ２が、選択された電源として使用されるべきかどうかを示す。最後に、ＬＸ ＯＵＴＰＵＴで示される波形５１０は、ピン４１６でのＤＳＳＣ出力信号を示し、これは直列インダクタＬ１に渡される。
図では、最初、主電源電圧も補助電源電圧も「オフ」である。時刻５１２に、主電源電圧がその正常レベル（例えば５．０Ｖ）まで上昇し、ＤＳＳＣがＱ１およびＱ３のスイッチングを開始してＬＸ方形波出力を発生させる。時刻５１４に、補助電源がその正常レベルまで上昇する。時刻５１６に、制御回路が、ＤＳＳＣが主電源から補助電源に切り替わるべきであると決定する。この決定は、主供給電圧および補助供給電圧の品質またはレベル、ならびにバッテリ電源ではなく通常電源など、所与の用途向けの「好ましい」給電源を含めた、様々な要因に基づく所定のアルゴリズムに従って行うことができる。
一方の給電から他方へ切り替えるための決定は、図５でＳＴＯＰ＿ＳＷ信号が「高レベル」になることによって表されている。このＳＴＯＰ＿ＳＷ信号は、一方の給電から他方への移行が行われている間（すなわち、期間ｄｔ３の間）、制御回路４０６に、どちらのハイサイド・トランジスタのスイッチングも中止させる。このスイッチングの休止は、時刻５２２にＬＸ ＯＵＴＰＵＴに反映され、このときＳＴＯＰ＿ＳＷが「高レベル」である間、ＬＸ ＯＵＴＰＵＴが「低レベル」にとどまる。ＳＴＯＰ＿ＳＷが「高レベル」になった後で、さらに短い時間遅延ＤＴ１の後に、ＳＥＬ＿ＰＳ１信号が「低レベル」になり、したがって制御回路４０６に、ハイサイド・トランジスタＱ１のスイッチングを中止させ、その代わりにそれを非導通状態にさせ、さらにトランジスタＱ３、Ｌ１、負荷回路、およびグランドで形成されるループ中を電流が流れ続けることができるように、トランジスタＱ３を「開」にする。さらに短い時間遅延ＤＴ２の後、時刻５２０に、ＳＥＬ＿ＰＳ２が高レベルになり、それによって制御回路４０６が、補助電源に関連するトランジスタＱ２のスイッチングを開始すべきであることを示す。したがって、時刻５２４に、ＳＴＯＰ＿ＳＷ信号が解除され、制御回路が、トランジスタＱ２およびＱ３のスイッチングを開始して、補助電源からＬＸ ＯＵＴＰＵＴ信号を再度発生させる。上記の手順から、トランジスタＱ１およびＱ２からの移行が、ブレークビフォアメーク方式で行われることが分かる。
時刻５２４から５３０の間、ＤＳＳＣは、補助電源で動き続ける。何らかの理由で、補助電源信号ＰＳ２がオフにされなければならない、すなわち（時刻５２８に示されるように）無効にされなければならない場合、ＤＳＳＣは主電源に再度移行する。したがって、時刻５３０に、ＤＳＳＣが「オフ」にされ、ハイサイド・トランジスタＱ２が（遅延ＤＴ４の後に）選択解除され、ハイサイド・トランジスタＱ１が（遅延ＤＴ５の後に）再度選択される。合計遅延ＤＴ６の後、時刻５４０に、ＤＳＳＣが再度オンにされ、ＬＸ出力が再始動される。
好ましくは、出力Ｖｏｕｔに過渡電圧の影響が現れるのを回避するために、一方の給電源から他方への移行は、可能な限り迅速に行われる。例えば、ＤＳＳＣが１．４４ＭＨｚスイッチング周波数（すなわち約７００ｎｓのクロック周期）で動作する場合、移行は好ましくは１クロック周期内で達成される。
別の実施形態では、インダクタＬ１の両端に、任意選択のインダクタ・バイパス・トランジスタＱ４（図４に想像線で示される）を設けて、ＳＴＯＰ＿ＳＷが「高レベル」である期間中、インダクタ電流を監視することができる。期間ｄｔ３またはｄｔ６中に、インダクタ電流がゼロに近づき始めた場合、インダクタ・バイパス・トランジスタＱ４が「オン」になり、ローサイド・トランジスタＱ３が「オフ」になることができる。このようにして、コンデンサＣ１からインダクタを通り、トランジスタＱ３を通ってグランドへ流れる傾向がある逆電流を回避することができ、出力電圧Ｖｏｕｔは、コンデンサＣ１によって、ほぼその移行前のレベルに簡単に維持される。
上述のＤＳＳＣは、従来型の電力コントローラに勝る大きな改善を示す。従来型の電力コントローラは、電圧供給選択ＩＣ内に２つの高出力スイッチング・トランジスタを、またスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータＩＣ内に２つの追加の高出力スイッチング・トランジスタを必要とする。したがって、従来型の電力コントローラは、それぞれが比較的大型、高出力、低インピーダンスのデバイスでなければならない、合計４つのトランジスタを必要とする。それとは対照的に、本発明では、２つの電圧の給電源の一方を選択し、かつハイサイドのスイッチングをもたらすための、２つのハイサイド・トランジスタと、ハイサイド・トランジスタが「オフ」であるときに、直列インダクタおよび負荷を通る電流の流れを維持するための、１つのローサイド・トランジスタの、３つのトランジスタしか必要でない。あるいは、ローサイドの整流デバイスとして整流ダイオードが使用されている場合には、本発明は、２つのハイサイド・トランジスタおよびそのダイオードしか必要でない。さらに、従来型の電力コントローラ内のＩＣは、それぞれ別々のＩＣパッケージング、ピン、電源リード線、制御回路、入出力回路などを必要とする。本発明においてＤＳＳＣを使用すると、これらの冗長な要素が不要になる。回路素子の数を全体的に低減させることにより、従来型の電力コントローラよりもかなり小型のＤＳＳＣが得られた。
ＤＳＳＣに帰せられる回路規模の低減に基づき、本発明者らは、ダイ面積が４．０ｍｍ２しかない単一集積回路上に多機能電力コントローラを製作することに成功した。図６は、本発明のこの態様による、多機能電力コントローラ（「ＭＦＰＣ」）を示す。図６に示すとおり、ＭＦＰＣ６００は、図３〜５を参照して上述したように動作する、２つの二重給電スイッチング・コンバータ（「ＤＳＳＣ」）６２３、６３５を備えることができる。ＤＳＳＣ６２３、６３５はそれぞれ、好ましくは、主電源入力（ＶＣＣ＿３．３、ＶＣＣ＿２．０）と補助電源入力（ＡＵＸ＿３．３、ＡＵＸ＿２．０）の両方を受け取る。これらの電源入力は、好ましくは、２．５Ｖ〜５．５Ｖの間の電圧を、より好ましくは、例えば現在の（ｍ）ＰＣＩの仕様に従って、３．３Ｖまたは５．０Ｖの電圧を有する。ＤＳＳＣ６２３および６３５はそれぞれ、制御回路６２２および６３６によって制御される３つのトランジスタ（Ｑ１〜Ｑ３およびＱ４〜Ｑ６）を備える。図４および図５を参照して上述した、トランジスタＱ１、Ｑ２およびＱ５、Ｑ６のためのタブ制御も、それぞれ制御回路６２２および６３６により、接続６１４および６３４を介して行われる。最後に、ＤＳＳＣ６２３および６３５はそれぞれ、直列インダクタＬ１と分路コンデンサＣ１および直列インダクタＬ２と分路コンデンサＣ２にそれぞれ接続するための、スイッチング方式の出力（ＬＸ３Ｐ３、ＬＸ＿２．０）を有する。各ＤＳＳＣから出力される調節された供給電圧は、ノード６０６および６１２に提示される。
ＰＣ拡張カード、例えば無線ネットワーク・インターフェース・カード内の様々な集積回路が一般に必要とする、調節された様々な供給電圧を提供するために、第１のＤＳＳＣ６２３（Ｑ１〜Ｑ３を備える）は、好ましくは、選択された主供給電圧または補助供給電圧を、ノード６０６で調節された「主」３．３Ｖ電源に変換し、第２のＤＳＳＣ６３５（Ｑ４〜Ｑ６を備える）は、好ましくは、主電源入力または補助電源入力をノード６１２で、２．０Ｖなど、より低い電圧に変換する。さらにＤＳＳＣ６２３および６３５はそれぞれ、ノード６０６と端子ＦＢ＿３．３の間およびノード６１２と端子ＦＢ＿２．０の間にフィードバック接続を有し、これらのフィードバック接続はそれぞれ（ＤＳＳＣコントローラ６２２および６３６内で）、抵抗分圧器６１８、６２０、および６３８、６４０にさらに接続される。次いで、分圧器からのフィードバック電圧出力が、スイッチング・トランジスタＱ１〜Ｑ６のスイッチング周波数を調整するのに使用される。スイッチング・コンバータが通例必要とする発振器信号およびランプ波発生器信号が、ブロック６２８内で生成される。
ＭＦＰＣ６００はさらに、２つの低ドロップアウト・レギュレータ（「ＬＤＯ１」および「ＬＤＯ２」）６４６、６４８を備えることもできる。図６に示すように、ＬＤＯ１およびＬＤＯ２は、好ましくは、ＤＳＳＣ６３５の調節済み出力６１２から取り出された２．０Ｖ入力を受け取る。ＬＤＯ１およびＬＤＯ２は、この２．０Ｖ入力を、調節された１．５Ｖの出力６５０、６５４へと、効率的に下方に変換する。コンデンサＣ６およびＣ７がそれぞれ、レギュレータ出力６５０とグランドの間、およびレギュレータ出力６５４とグランドの間に接続され、出力６５０および６５４の出力電圧を安定化する働きをする。有利には、ＬＤＯ１およびＬＤＯ２からの２つの出力を、単一の電圧源から給電された場合に普通なら互いに干渉するかもしれない、拡張カードの回路に給電するのに使用することができる。例えば、ＭＦＰＣ６００が無線ＬＡＮカード内で用いられた場合、ＬＤＯ１の出力を、ＬＡＮカード内の物理インターフェース（物理レイヤ）のアナログ回路に給電するのに使用し、ＬＤＯ２の出力を、物理レイヤ・インターフェースのコア・デジタル回路に給電するのに使用することができる。
ＭＦＰＣ６００はさらに、例えば無線メディア・アクセス制御部用の待機電流を供給するための、またＭＦＰＣ６００上の様々な制御回路および論理回路に電力を供給するための、待機給電を備えることができる。待機給電は、好ましくは、（ＶＣＣ＿２．０およびＡＵＸ＿２．０に接続される）ブロック６２４内の、独立したホスト給電源選択スイッチと、それに続く好ましくは非常に低い零入力電流を有する第３の低ドロップアウト・レギュレータ６４２とを介して提供される。レギュレータ６４２は、好ましくは、２つのＤＳＳＣコントローラ６２２、６３６内の論理回路が必要とする３．３Ｖ供給電圧を提供する。待機モードで電力を節約するために、レギュレータ６４２は、好ましくは、１０ｍＡ以下の零入力電流を有する、低零入力電流デバイスである。
ＭＦＰＣ６００は、バイパス機能を備えることもできる。上記の背景技術の項で説明したように、バイパス機能は通常、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端から、独立した、個別のバイパス・トランジスタＩＣを介して、そのＤＣ−ＤＣコンバータの出力端に給電源の電圧を直接渡すのに使用される。しかし本発明では、この機能は、（所望の給電源が主か補助かに応じて）主スイッチング・トランジスタ（Ｑ１またはＱ４）あるいは補助スイッチング・トランジスタ（Ｑ２またはＱ５）が完全に導通状態にされている間に、分路トランジスタ（Ｑ３またはＱ６）を非導通状態にする（すなわち、「オフ」にする）ことによって達成される。したがって、これらのスイッチング・トランジスタは基本的にデューティ・サイクルが１００％となる。その結果、ＤＳＳＣ６２３、６３５の出力は、選択された入力（主または補助）の電圧から、スイッチング・トランジスタ自体の比較的低い抵抗電圧降下を差し引いたものとなる。このようにして、本発明では、独立したバイパス・トランジスタＩＣを必要とせずに、バイパス機能を実現する。
ＭＦＰＣ６００はさらに、ブロック６２８内に示すリセット回路を備えることもできる。リセット回路は、ＭＦＰＣ６００上の様々なＤＳＳＣおよびレギュレータによって受け取られた、かつ／または発生された電圧を監視する、過電圧比較器および不足電圧比較器を備える。それらの電圧が範囲外である場合、リセット回路は、ＭＦＰＣ６００に接続された他の回路にＭＦＰＣの電圧が範囲外であることを示す、ＲＥＳＥＴ＿Ｎ信号を発生する。この供給電圧監視機能により、外部のリセット回路が不要になる。
このリセット回路はさらに、例えばホスト・コンピュータからの外部リセット・イベントを可能にする、独立したリセット入力ピン「ＰＨＹＲＥＳ」も備える。リセット回路は、ＰＨＹＲＥＳ信号を受け取ると、ＲＥＳＥＴ＿Ｎ信号をアクティブにする。リセット回路は、ＭＦＰＣ６００の初期化中および電源投入段階中にも、ＲＥＳＥＴ＿Ｎ信号をアクティブにする。
ＭＦＰＣ６００は、熱監視回路およびシャットダウン回路（ブロック６３０）を備えることもできる。ＭＦＰＣ ＩＣの温度が、元に戻せないほどの損傷が生じる温度より上に上昇した場合、熱監視回路およびシャットダウン回路が、ＭＦＰＣ６００をディスエーブルし、それによってＭＦＰＣ６００自体に、または拡張カード上の他の回路に、損傷が生じるのを防止する。ブロック６３０はさらに、ＭＦＰＣ６００で使用される１つまたは複数の基準電圧を発生させる回路を備えることもできる。
有利には、ＭＦＰＣ上の様々なＤＳＳＣおよびレギュレータを、制御回路６２６によって個々に制御する（すなわち、オンおよびオフにする）ことができる。図６に示す実施形態では、ＭＦＰＣは３つの外部制御信号ＰＳＷ１、ＰＳＷ２、およびＰＳＷ３を受け取る。一例として、ＰＳＷ１上の信号は、２．０ＶのＤＳＳＣ６３５および２つの１．５ＶのＬＤＯ６４６、６２８を、アクティブにするかそれともシャットダウンさせるかを制御することができ、ＰＳＷ２上の信号は、３．３ＶのＤＳＳＣ６２３をアクティブにするかそれともシャットダウンさせるかを制御することができる。最後に、ＰＳＷ３上の信号は、３．３ＶのＤＳＳＣ６２３をバイパス・モードにすべきか否か（すなわち、上述のように、ＶｃｃまたはＶａｕｘをＬＸ＿３．３出力に直接渡すべきかどうか）を制御することができる。このようにして、ＭＦＰＣは、ホスト・コンピュータからコマンド（例えば、拡張カードを、アクティブ、「スリープ」および「ディープ・スリープ」の様々なモードにするための）を受け取り、そうしたコマンドに応答して、ＤＳＳＣ６００上の様々なＤＳＳＣおよびレギュレータをアクティブまたは非アクティブにすることができる。
ＭＦＰＣ６００は、特定のホスト・コンピュータ構成にのみ、または拡張カードが関係する用途にのみ限定されるものではないことが理解されよう。そうではなく、ＭＦＰＣ６００は、ＭＦＰＣ６００が供給することのできる様々な電圧を必要とするいかなる回路にも利用することができる。
以上本発明を、その好ましい実施形態に即して説明してきたが、本発明全体の精神および範囲から逸脱することなく、本発明の構造および諸要素に変更を加えることができることが、当分野の技術者には理解されよう。
拡張カード用の従来型の電力コントローラを示す構成図である。 図１の従来型の電力コントローラをさらに示す構成図である。 本発明による電力コントローラを示す構成図である。 本発明による電力コントローラをさらに示す構成図である。 本発明による電力コントローラの動作を示すタイミング図である。 本発明による電力コントローラの別の実施形態を示す構成図である。

Claims (11)

  1. 第１の供給電圧および第２の供給電圧で動作することのできるスイッチング・コンバータであって、
    制御端子、出力端子、および前記第１の供給電圧を受け取ることのできる入力端子を有する第１のハイサイド・スイッチと、
    制御端子、前記第１のスイッチの前記出力端子に接続された出力端子、および前記第２の供給電圧を受け取ることのできる入力端子を有する第２のハイサイド・スイッチと、
    グランドと前記第１および第２のハイサイド・スイッチの前記出力端子によって形成されるノードとの間に接続されたローサイドの整流器と、
    前記第１および第２のハイサイド・スイッチの前記制御端子に接続された制御回路とを備え、
    前記制御回路が、前記第１および第２のハイサイド・スイッチのうちの選択された一方を、所定のスイッチング周波数で導通状態と非導通状態の間でスイッチングさせ、かつ前記第１および第２のハイサイド・スイッチのうちの選択されない一方を非導通状態にとどめる、コンバータ。
  2. 接地端子と、前記第１および第２のハイサイド・スイッチの前記出力端子によって形成される前記ノードに接続された非接地端子とを有するコンデンサをさらに備える、請求項１に記載のコンバータ。
  3. 前記コンデンサの前記非接地端子と、前記第１および第２のハイサイド・スイッチの前記出力端子によって形成される前記ノードとの間に接続されたインダクタをさらに備える、請求項２に記載のコンバータ。
  4. 前記インダクタと並列に接続され、前記制御回路に接続され、前記制御回路からの制御信号に応答して前記インダクタを短絡させるインダクタ・バイパス・スイッチをさらに備える、請求項３に記載のコンバータ。
  5. 前記制御回路と、前記コンデンサの前記非接地端子との間にフィードバック経路をさらに備え、前記制御回路が、前記コンデンサの前記非接地端子の電圧に応じて、前記第１および第２のハイサイド・スイッチのうちの前記選択された一方をスイッチングさせる、請求項５に記載のコンバータ。
  6. 前記ローサイドの整流器が、ダイオードおよびトランジスタの一方であり、前記第１および第２のハイサイド・スイッチがトランジスタである、請求項１に記載のコンバータ。
  7. 前記ローサイドの整流器が制御端子を有し、前記制御回路が、前記ローサイド・スイッチを、前記選択されたハイサイド・スイッチと同じ周波数でスイッチングさせる、請求項１に記載のコンバータ。
  8. 第１の供給電圧および第２の供給電圧から、調節された電圧を発生させる方法であって、
    （ａ）前記第１の供給電圧を前記第１のハイサイド・スイッチに供給するステップと、
    （ｂ）前記第２の供給電圧を前記第２のハイサイド・スイッチに供給するステップと、
    （ｃ）前記第１および第２のハイサイド・スイッチの一方を第１のアクティブ・スイッチとして、前記第１および第２のハイサイド・スイッチの他方を第１の非アクティブ・スイッチとして選択するステップと、
    （ｄ）前記第１の非アクティブ・スイッチとして選択された前記ハイサイド・スイッチを非アクティブにするステップと、
    （ｅ）前記第１のアクティブ・スイッチとして選択された前記ハイサイド・スイッチを、あるスイッチング周波数でスイッチングさせて、スイッチング方式の出力信号を発生させるステップと、
    （ｆ）前記スイッチング方式の出力信号を整流して、調節された出力信号を発生させるステップとを含む、方法。
  9. （ｇ）前記第１のアクティブ・スイッチとして選択された前記ハイサイド・スイッチから、前記第１の非アクティブ・スイッチとして選択された前記ハイサイド・スイッチに、スイッチングを移行することを決定するステップと、
    （ｈ）前記第１のアクティブ・スイッチとして選択された前記ハイサイド・スイッチを非アクティブにするステップと、
    （ｉ）前記第１の非アクティブ・スイッチとして選択された前記ハイサイド・スイッチを、あるスイッチング周波数でスイッチングさせて、前記スイッチング方式の出力信号を発生させるステップとをさらに含む、請求項８に記載の方法。
  10. 前記第１および第２のハイサイド・スイッチの一方を選択するステップ（ｃ）が、前記第１の供給電圧および前記第２の供給電圧を監視するステップを含む、請求項８に記載の方法。
  11. （ｊ）前記調節された出力信号をフィードバックして、フィードバック信号を発生させるステップと、
    （ｋ）前記フィードバック信号に基づいて、ステップ（ｅ）のスイッチングを調整するステップとをさらに含む、請求項８に記載の方法。
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