JP2005175561A - 高周波電力増幅回路用電源回路および電源用半導体集積回路並びに電源用電子部品 - Google Patents

Abstract

【課題】 出力電圧の応答性が良好でありＧＳＭやＷＣＤＭＡ方式の携帯電話機に使用できるとともに、ＧＳＭ方式やＣＤＭＡ方式のような２以上の通信方式による通信が可能な携帯電話機に使用することができ、しかも電力効率の高い高周波電力増幅回路用電源回路を実現する。
【解決手段】 電力効率は劣るが立ち上がりの速いシリーズレギュレータのような第１直流電源回路（２３１，２３７）と、立ち上がりは遅いが電力効率は高いスイッチングレギュレータのような第２直流電源回路（２３２）とを併用して高周波電力増幅回路用電源回路を構成し、電源電圧の高速立ち上げが必要な際にはシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータの両方を同時に作動させて出力電源電圧が所定のレベルに達したならシリーズレギュレータの動作をオフさせるようにした。
【選択図】 図１

Description

本発明は、携帯電話機等の無線通信装置に使用される高周波電力増幅回路の電源回路さらにはパワー制御可能な電源回路に適用して有効な技術に関し、特にＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）方式やＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式など複数の通信方式による通信が可能な携帯電話機に利用可能な電源回路に関する。

現在、携帯電話機の高周波電力増幅回路用電源回路としては、ＣＤＭＡ系のシステムにおいてはＤＣ−ＤＣコンバータのような電圧変換回路とＭＯＳＦＥＴなどからなる電源スイッチとを組み合わせて、出力電力が低い時は電源スイッチをオフさせてＤＣ−ＤＣコンバータで降圧した電圧を使用し、出力電力が高い時はＤＣ−ＤＣコンバータをオフさせ電源スイッチをオンさせてバッテリー電圧をそのまま高周波電力増幅回路に電源電圧として供給することでシステム全体としての電力効率を向上させるようにした技術がある。

一方、ＧＳＭ系のシステムにおいては、ＤＣ−ＤＣコンバータを電源回路として使用したものはない。理由としては、ＧＳＭシステムは出力電力がＣＤＭＡに比べて高いとともに、ＧＳＭに特有の制御方式が電源回路の立ち上げ時間が短いことを要求するので従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは応答性が悪くて使用できないためであると考えられる。なお、ＣＤＭＡ系のシステムとＧＳＭ系のシステムに共通の電源回路に関する発明としては、例えば特許文献１に開示されている発明がある。ただし、この先願発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータを電源回路として使用しているが、ＧＳＭ系方式の通信の際にはＤＣ−ＤＣコンバータをオフするようにしている。また、本発明に近い発明として、例えば特許文献２に開示されている発明がある。ただし、この先願発明と本発明とでは制御方法が異なる。
特開２００３−１８９６０３号公報 特開２００２−６４３３９号公報

現在、ナローバンドのＣＤＭＡ方式の携帯電話機においては、ベースバンド回路からの起動信号ないしはバイアス信号によって高周波電力増幅回路の動作を開始させるようになっている。この信号は送信動作の間ずっとアクティブにされており、送信中になくなることがない。また、ＣＤＭＡの規格では、起動信号を高周波電力増幅回路に与えてから高周波の音声信号およびデータ信号が送信されるまで、１００マイクロ秒以上のゆとりが与えられている。通常のスイッチングレギュレータは、その出力の立ち上がりに５０マイクロ秒以上の時間を要するが、上述のようにＣＤＭＡの規格では、起動信号を高周波電力増幅回路に与えてから実際に送信が開始されるまでに１００マイクロ秒以上のゆとりが与えられているため、スイッチングレギュレータを用いて高周波電力増幅回路の電源電圧を生成することができる。

しかしながら、現在盛んに実用化が進められているワイドバンドのＣＤＭＡ携帯電話システムにおいては、機能アップを図るために起動信号を高周波電力増幅回路に与えてから高周波の音声信号およびデータ信号が送信されるまでに許される時間が、ナローバンドのＣＤＭＡで許されている時間の数分の１に短縮されることが予想される。従って、高周波電力増幅回路の電源電圧もこれに合わせて短時間に立ち上げる必要があるが、通常のスイッチングレギュレータでは間に合わない可能性がある。

一方、ＧＳＭ方式の携帯電話システムにおいては、送信開始時に高周波電力増幅回路の出力電力を−２５ｄＢｍ以下のレベルから＋３３ｄＢｍまで２３マイクロ秒のような短い時間内に完了することが規定されている。また、送信動作中はベースバンド信号に同期して２７７Ｈｚのような周期で高周波電力増幅回路がオン／オフを繰り返すように制御する必要がある（オン期間のデューティ比は１／８）。高周波電力増幅回路がオフ状態のときはハイインピーダンスつまり電源回路にとっては無負荷状態となるため、上記周期で負荷状態と無負荷状態とが繰り返される。

ＧＳＭシステムにおいては、上記無負荷状態から負荷状態への切り替えは数マイクロ秒以内に行なう必要がある。仮に高周波電力増幅回路の電源回路としてスイッチングレギュレータを使用した場合を考えると、無負荷状態から負荷状態へ切り替わった瞬間に出力端の平滑コンデンサから急激に電荷が引き抜かれて出力電源電圧が下がり、この出力電源電圧の変化がフィードバックされることでスイッチングレギュレータは出力電源電圧を元の電圧に戻すように動作する。ところが、前述したように、通常のスイッチングレギュレータはその出力の立ち上がりに５０マイクロ秒以上の時間を要するため、高周波電力増幅回路の電源電圧は起動信号に追従して速やかに変化することができず、数１０マイクロ秒以上の間電圧の落ち込みが発生してしまう。

かかる電圧の落ち込みを防止する方法としては、スイッチングレギュレータの応答性を向上させるか平滑コンデンサの容量値を大きくする方法が考えられるが、ＧＳＭ規格で要求されるような短い時間で応答するスイッチングレギュレータを設計することは現在の技術ではかなり困難である。また、携帯電話機は小型軽量化に対する要求が高いため、小型軽量化に反する平滑コンデンサの容量値の増大は困難であるとともに、平滑コンデンサの容量値を大きくすると最初に電源回路の出力を立ち上げるのに要する時間が長くなってしまうという不具合がある。

この発明の目的は、出力する電圧の応答性が良好でありＧＳＭ方式やＷＣＤＭＡ方式の携帯電話機に使用することができる高周波電力増幅回路用電源回路を提供することにある。
この発明の他の目的は、ＧＳＭ方式やＣＤＭＡ方式のような２以上の通信方式による通信が可能な携帯電話機に使用することができしかも電力効率の高い高周波電力増幅回路用電源回路を提供することにある。
この発明のさらに他の目的は、携帯電話機の小型軽量化に貢献することができる高周波電力増幅回路用電源回路を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、電力効率は劣るが立ち上がりの速いシリーズレギュレータのような第１直流電源回路と、立ち上がりは遅いが電力効率は高いスイッチングレギュレータのような第２直流電源回路とを併用して高周波電力増幅回路用電源回路を構成し、電源電圧の高速立ち上げが必要な際にはシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータの両方を同時に作動させて出力電源電圧が所定のレベルに達したならシリーズレギュレータの動作をオフさせるようにしたものである。

上記した手段によれば、高周波電力増幅回路の電源の高速立ち上げを必要とするＧＳＭやＷＣＤＭＡ方式の通信を行なう携帯電話機に使用することができるとともに、シリーズレギュレータがオンされるのは電源立ち上げ開始直後の極めて短い時間のみであり、大部分の送信動作中はスイッチングレギュレータのみ動作させればよいため、シリーズレギュレータのみで構成された電源回路に比べて大幅に電力効率を高めることができる。

また、ＧＳＭ方式とＣＤＭＡ方式のような２以上の通信方式による通信が可能な携帯電話機における高周波電力増幅回路用電源回路として適用した場合には、ＧＳＭモードで動作するときもＣＤＭＡモードで動作するときにも共通の電源回路から動作電圧を供給することができるとともに大容量の平滑コンデンサを設ける必要がない。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、特性の異なる２つのレギュレータを併用し起動時には立ち上がりの速いレギュレータを動作させるため、出力する電圧の応答性が良好でありＧＳＭやＷＣＤＭＡ方式の携帯電話機に使用することができる高周波電力増幅回路用電源回路を実現することができる。

また、本発明に従うと、起動時を除く大部分の送信動作中はスイッチングレギュレータのみ動作させるため、電力効率の高い高周波電力増幅回路用電源回路を実現することができる。

さらに、本発明に従うと、共通の電源回路から動作電圧を供給することができるとともに大容量の平滑コンデンサを設ける必要がないため、携帯電話機の小型軽量化に貢献することができる高周波電力増幅回路用電源回路を実現することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、本発明の実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものには同一符号を付けて説明する。

図１は、本発明を、ＧＳＭ系とＣＤＭＡ系の２つの方式による送受信が可能な携帯電話機の高周波電力増幅回路用電源回路に適用した場合の電源回路とシステムの一実施例を示す。図１はこのうちＣＤＭＡシステムの構成例を示す。ＧＳＭのシステム構成については後述する。

図１において、１００は送信信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路、２００はバッテリーＢＴＴからの電源電圧Ｖｂに基いて高周波電力増幅回路１００の電源電圧Ｖｄｄを生成する電源回路、３００は音声信号をベースバンド信号に変換したり受信信号を音声信号に変換したり送受信の切替え信号や変調方式あるいはモードの切替え信号を生成したりするベースバンド回路と受信信号を復調しベースバンド信号を生成したり送信信号を変調したりする変復調回路からなるベースバンド&変復調部である。ベースバンド&変復調部３００は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）やマイクロプロセッサ、半導体メモリなど複数のＬＳＩやＩＣで構成される。また、図示しないが高周波電力増幅回路１００で増幅された送信信号は、高調波を除去するロウパスフィルタや送受信切り替えスイッチなどを経てアンテナより送信される。

４１０は高周波電力増幅回路１００の出力電力を検出するカプラなどからなるパワー検出手段、４２０はベースバンド&変復調部３００で変調された送信信号を出力レベル指示信号Ｖrampに応じて増幅する可変利得アンプ、４３０はベースバンド&変復調部３００から出力される出力レベル指示信号Ｖrampと前記パワー検出手段４１０により検出された信号とを比較して電位差に応じて前記可変利得アンプ４２０のゲインを制御する電圧を生成する自動パワー制御回路である。この自動パワー制御回路４３０の出力電圧が前記可変利得アンプ４２０にパワー制御信号Ｖapcとして供給されることで、高周波電力増幅回路１００の出力電力がベースバンド&変復調部３００からの出力レベル指示信号Ｖrampと一致させるようなフィードバック制御が行なわれる。
電源回路２００は、バッテリーＢＴＴと高周波電力増幅回路１００の電源端子との間に接続された電圧制御用のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１と、バッテリーＢＴＴの電圧Ｖｂを電圧変換するスイッチングレギュレータ２３２と、上記ＭＯＳＦＥＴ２３１およびスイッチングレギュレータ２３２の制御信号を生成する電源制御回路２３３と、スイッチングレギュレータ２３２の出力端子と高周波電力増幅回路１００の電源端子との間に接続されたインダクタ（コイル）２３４と、発生された電源電圧を安定化させる平滑コンデンサ２３５などから構成される。スイッチングレギュレータ２３２は、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式またはＰＦＭ（パルス周波数変調）方式でインダクタ２３４に流れる電流を制御することで所望の電位の直流電圧を発生させる。なお、上記電圧制御用ＭＯＳＦＥＴ２３１としてＰチャネル型が使用されているのは、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴに比べて出力電源電圧Ｖｄｄをバッテリー電圧Ｖｂの近くまで上げることができるためである。これにより、電力ロスを小さくすることができる。

さらに、この実施例の電源回路２００には、基準となる電圧を発生するバンドギャップリファランス回路のような基準電圧発生回路２３６、上記電圧制御用のＭＯＳＦＥＴ２３１のゲート電圧を制御する差動増幅回路（以下、アンプと称する）２３７、電源回路の出力電源電圧を抵抗で分割して前記アンプ２３７の非反転入力端子にフィードバックする抵抗分割回路２３８、前記基準電圧発生回路２３６により生成された基準電圧Ｖrefまたは接地電位を選択して前記反転入力端子に供給する切り替えスイッチＳＷ１、該スイッチＳＷ１により選択された電圧またはバッテリー電圧Ｖｂを選択して前記アンプ２３７の反転入力端子に供給する切り替えスイッチＳＷ２、電源制御回路２３３から出力される起動信号ＳＤに基づいて前記スイッチＳＷ１の制御信号を生成するワンショットパルス発生回路２３９などが設けられている。

前記スイッチＳＷ２は、ＧＳＭモードで高出力が要求されるときにバッテリー電圧Ｖｂ側に切り替えられる。一方、ＣＤＭＡモードではスイッチＳＷ２がバッテリー電圧Ｖｂ側に切り替えられることはない。スイッチＳＷ２がバッテリー電圧Ｖｂ側に切り替えられると、アンプ２３７の反転入力端子にバッテリー電圧Ｖｂが入力されるため、アンプ２３７の出力はロウレベルに固定され、電圧制御用のＭＯＳＦＥＴ２３１が連続してオン状態にされてバッテリー電圧Ｖｂを高周波電力増幅回路１００へ電源電圧Ｖｄｄとして供給し続ける。

抵抗分割回路２３８は、電源回路の電圧出力端子ＯＵＴと接地点ＧＮＤとの間に直列に接続されたブリーダ抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３と、Ｒ１とＲ２との接続ノードＮ１またはＲ２とＲ３との接続ノードＮ２のいずれかの電位を選択してアンプ２３７に供給するための切り替えスイッチＳＷ３とから構成されており、このスイッチＳＷ３が電源制御回路２３３からの制御信号によって切り替え制御されることにより、アンプ２３７にフィードバックされる電圧が切り替えられる。これにより、基準電圧を変更することなく電源回路から出力される電源電圧を２段階に切り替えることができるようにされている。電源制御回路２３３はベースバンド&変復調部３００からの２ビットの制御信号ＣＮＴに基づいてスイッチＳＷ３の切り替え制御信号を生成するようにされる。

なお、特に制限されるものでないが、本実施例では、電源回路２３０を構成する素子のうちインダクタ２３４および平滑コンデンサ２３５を除く部分が１つの半導体チップ上に半導体集積回路（ＩＣ）として構成されており、このＩＣと上記インダクタ２３４、平滑コンデンサ２３５などのディスクリートの電子部品が、配線パターンが形成されたセラミックのような絶縁基板上に実装されて電源モジュールとして構成されている。ただし、上記電圧制御用のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１もインダクタ２３４や平滑コンデンサ２３５と同様にディスクリートの電子部品を用いて構成するようにしてもよい。また、抵抗分割回路２３８を構成するブリーダ抵抗Ｒ１〜Ｒ３も外付け素子を用いるようにしても良い。モジュールを構成する絶縁基板は表面や内部にプリント配線が施され、基板に実装された複数の半導体チップや部品間が上記プリント配線やボンディングワイヤで電気的に結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成される。

次に、図１の実施例の電源回路２００の動作を、図２のタイミングチャートを用いて説明する。
ベースバンド&変復調部３００からの起動信号ＳＤが立ち上がると電源制御回路２３３はこれと同じように変化する制御信号ＳＤ’をパルス生成回路２３９とスイッチングレギュレータ２３２へ出力する。すると、スイッチングレギュレータ２３２が動作を開始するとともに、パルス生成回路２３９は所定時間Ｔ０の間だけハイレベル（もしくはロウレベル）の制御パルスφｐを出力する（図２（Ｂ））。これによって、スイッチＳＷ１が基準電圧Ｖrefを選択する側に切り替わる。そして、起動直後は電圧出力端子からのフィードバック信号は接地電位に近いため、アンプ２３７の出力は低くなり電圧制御用のＭＯＳＦＥＴ２３１がオン状態にされてバッテリー電圧Ｖｂが高周波電力増幅回路１００側へ電源電圧Ｖｄｄとして供給され、図２（Ｅ）のように出力電源電圧Ｖｄｄが急速に立ち上がる。

このとき、電源電圧Ｖｄｄを抵抗分割回路２３８で分圧した電圧がアンプ２３７の非反転入力端子にフィードバックされるため、電源電圧Ｖｄｄを分圧した電圧が基準電圧Ｖrefまで上昇するとアンプ２３７の入力電位差が小さくなるため出力が上昇して電圧制御用のＭＯＳＦＥＴ２３１がオフする方向へ制御にされる。つまり、アンプ２３７と電圧制御用のＭＯＳＦＥＴ２３１とがシリーズレギュレータとして動作する。そのため、電源電圧Ｖｄｄは抵抗分割回路２３８の抵抗Ｒ１〜Ｒ３の比に応じた所定の電圧まで上昇すると、それ以降はその電圧を維持する。

その後、スイッチングレギュレータ２３２が立ち上がるのに要する時間Ｔｓおよび負荷としての高周波電力増幅回路１００がオンされる時間よりも長い所定時間Ｔ０が経過すると、スイッチＳＷ１が接地電位側へ切り替えられる。すると、アンプ２３７の出力は電源電圧に近い電圧に変化して電圧制御用のＭＯＳＦＥＴ２３１が完全なオフ状態にされる。しかし、このときまで、スイッチングレギュレータ２３２が立ち上がっているため、電圧制御用のＭＯＳＦＥＴ２３１がオフしても高周波電力増幅回路１００へはスイッチングレギュレータ２３２の側から電源電圧Ｖｄｄが供給され続ける。

アンプ２３７を持たずスイッチングレギュレータ２３２のみで高周波電力増幅回路１００へ電源電圧Ｖｄｄを供給するように構成された電源回路にあっては、図２（Ｆ）のように、電源電圧Ｖｄｄの立ち上がりが本実施例の電源回路よりも遅いとともに、負荷としての高周波電力増幅回路１００へバイアス電圧Ｖregが印加されて動作を開始したときに急に電流が流れて出力が一時的に落ち込む現象が生じていたものが、本実施例の電源回路２００においては、図２（Ｅ）のように、電源電圧Ｖｄｄの落ち込みが生じないという利点がある。

なお、スイッチングレギュレータ２３２は、例えば図８に示すように、基準電圧発生回路２３６により生成された基準電圧Ｖrefと抵抗分割回路２３８により分圧されたフィードバック電圧ＶFBとを比較して電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプ３２１と、該誤差アンプの出力に応じたデューティを有するパルスを生成するＰＷＭ制御回路３２２と、該ＰＷＭ制御回路３２０により生成された駆動信号によりオン／オフ駆動されるパワーＭＯＳトランジスタ３２３，３２４とから構成される。トランジスタ３２４は逆方向接続のダイオードで置き換えても良い。また、ＰＷＭ制御回路３２２の代わりに、誤差アンプ３２１の出力に応じた周波数の駆動信号を生成するＰＦＭ制御回路を用いても良い。スイッチングレギュレータ２３２の動作を一時的に停止させる場合には、トランジスタ３２３と３２４が共にオフされてＰＷＭ制御回路３２２の出力端子はハイインピーダンスの状態に保持される。

図３は、本発明を、ＧＳＭ系とＣＤＭＡ系の２つの方式による送受信が可能な携帯電話機の高周波電力増幅回路用電源回路に適用した場合の電源回路とＧＳＭシステムの一実施例を示す。電源回路２００の構成は、図１に示されているものと同一であるので、電源回路２００の構成の説明は省略する。また、図３において、図１と同一の機能を有する回路には同一符号を付けて重複した説明は省略する。

図３に示されているように、ＧＳＭシステムにおいては、ベースバンド&変復調部３００からの出力レベル指示信号Ｒampとパワー検出手段４１０により検出された検出信号Ｖsnsとを比較して電位差に応じた電圧を出力する自動パワー制御回路（ＡＰＣ）４３０から出力される制御電圧Ｖabcが、高周波電力増幅回路１００に供給されてゲイン制御が行なわれる。ベースバンド&変復調部３００から高周波電力増幅回路１００に供給される送信信号としての高周波信号ＲＦinは振幅が一定の信号とされる。また、ＧＳＭシステムにおいては、自動パワー制御回路（ＡＰＣ）４３０から出力される制御電圧Ｖabcが電源回路２００の起動信号ＳＤとして電源回路２００へ供給される。

なお、ＧＳＭ系とＣＤＭＡ系の２つの方式による送受信が可能な携帯電話機は、図１のようなシステムと図３のようなシステムを組み合わせたような構成とされる。その場合、特性を重視するシステムでは高周波電力増幅回路１００をＣＤＭＡ用とＧＳＭ用とに別々に設けてもよいし、小型化を重視するシステムでは高周波電力増幅回路１００を共用させるように構成することができる。本実施例では、自動パワー制御回路（ＡＰＣ）４３０から出力される制御電圧Ｖabcが電源回路２００へ起動信号ＳＤとして供給されるように構成されているが、起動信号ＳＤはベースバンド&変復調部３００から与えるように構成しても良い。

次に、図３のＧＳＭシステムにおける要求出力レベルが中レベルもしくは低レベルのときの電源回路２００の動作を、図４のタイミングチャートを用いて説明する。要求出力レベルが中レベルもしくは低レベルのときは、スイッチＳＷ２は電源制御回路２３３からの制御信号によりスイッチＳＷ１側に切り替えられる。

ＧＳＭシステムでは、ベースバンド&変復調部３００から３．６ミリ秒（２７７Ｈｚ）ごとに送信時の出力レベルを指示する出力レベル指示信号ＲampがＡＰＣ回路４３０へ出力される。ＡＰＣ回路４３０は出力レベル指示信号Ｖrampを受けるとパワー検出手段４１０により検出された検出信号Ｖsnsと比較して電位差に応じた制御電圧Ｖabcを出力し、これが高周波電力増幅回路１００へ起動信号ＳＤとして供給される。そのため、制御電圧Ｒampが立ち上がる度に電源制御回路２３３がこれと同じように変化する制御信号ＳＤ’をパルス生成回路２３９とスイッチングレギュレータ２３２へ出力する（図４（Ｂ））。

すると、スイッチングレギュレータ２３２が動作を開始するとともに、パルス生成回路２３９は周期的な制御パルスφｐを出力する（図４（Ｃ））。これによって、制御パルスφｐがハイレベル期間だけアンプ２３７の出力は低くなって電圧制御用のＭＯＳＦＥＴ２３１がオン状態にされて、その間バッテリー電圧Ｖｂが高周波電力増幅回路１００側へ電源電圧Ｖｄｄとして供給される。なお、ＧＳＭシステムでは、出力レベル指示信号Ｒampはベースバンド&変復調部３００からパルスとして出力され、そのパルスの振幅のレベルが要求出力レベルの大きさを表わすように生成される。

制御パルスφｐがロウレベルの間は、電圧制御用のＭＯＳＦＥＴ２３１が完全なオフ状態にされ、スイッチングレギュレータ２３２から高周波電力増幅回路１００へ電源電圧Ｖｄｄが供給される。そして、出力レベル指示信号Ｒampがロウレベルの間は、スイッチングレギュレータ２３２の動作も停止され、直前の電源電圧が平滑コンデンサ２３５に保持され、図４（Ｅ）のように、電源電圧Ｖｄｄはほぼ同一の電位を維持する。

アンプ２３７を持たずスイッチングレギュレータ２３２のみで高周波電力増幅回路１００へ電源電圧Ｖｄｄを供給するように構成された電源回路にあっては、図４（Ｆ）のように、負荷としての高周波電力増幅回路１００が動作を開始したときに急に電流が流れて出力が一時的に落ち込む現象が生じていたものが、本実施例の電源回路２００においては、図４（Ｅ）のように、電源電圧Ｖｄｄの落ち込みが非常に小さいという利点がある。

なお、要求出力レベルが高レベルのときは、出力レベル指示信号Ｒampのハイレベルの期間に応じてスイッチＳＷ２が周期的にバッテリー電圧Ｖｂ側に切り替えられることにより、電圧制御用のＭＯＳＦＥＴ２３１が周期的にオン状態にされて、オンの間はバッテリー電圧Ｖｂがそのまま高周波電力増幅回路１００へ電源電圧Ｖｄｄとして供給される。

図５は、本発明の高周波電力増幅回路用電源回路の他の実施例を示す。この実施例の電源回路２００の構成は、図１に示されているものとほぼ同一である。図１の実施例の電源回路２００との違いは、電源回路２００の電圧出力端子と接地点との間にディスチャージ用のＭＯＳＦＥＴ ＴＲ１を、また該ＭＯＳＦＥＴ ＴＲ１と接地点との間にＭＯＳＦＥＴ ＴＲ２を追加して、電圧制御用のＭＯＳＦＥＴ２３１をオフさせたときに出力電源電圧Ｖｄｄを所定の設定電位まで高速で立ち下げることができるように構成されている点にある。

この実施例では、ディスチャージ用のＭＯＳＦＥＴ ＴＲ１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴでありアンプ２３７の出力によって電圧制御用のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１と相補的に動作されるように構成されており、図６に示すように、制御信号ＤＣＳが立ち下がった後、ワンショットパルス発生回路２３９で生成されたパルス信号φｐを反転した信号／φｐでＭＯＳＦＥＴ ＴＲ２がオフされている期間ΔＴだけオンするように制御される。これにより、電圧制御用のＭＯＳＦＥＴ２３１をオフさせたときに出力電源電圧Ｖｄｄを所定の設定電位Ｖref・Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）まで高速で立ち下げることができる。

図７は、本発明の高周波電力増幅回路用電源回路のさらに他の実施例を示す。この実施例の電源回路２００の構成は、図１に示されているものとほぼ同一である。図１の実施例の電源回路２００との違いは、抵抗分割回路２３８の抵抗Ｒ３と直列に接地点との間にオン／オフ・スイッチＳＷ４を設けて、電源回路２００をオフさせたときに平滑コンデンサ２３５に蓄積されている電荷が放電されるパスを遮断することができるように構成されている点にある。このスイッチＳＷ４は例えば外部から供給される起動信号ＳＤをインバータＩＮＶで反転した信号によりオン／オフされるようにされる。他の構成は、図１と同一であるので説明は省略する。

このスイッチＳＷ４がない場合には、抵抗Ｒ１〜Ｒ３を通して電荷が抜けて図４（Ｅ）に破線で示すように、スイッチングレギュレータ２３２がオフされている間に出力電源電圧Ｖｄｄのレベルが徐々に下がってしまうおそれがあるが、本実施例のようにスイッチＳＷ４を設けることにより、出力電源電圧Ｖｄｄが下がるのを防止することができる。なお、図３の実施例においても平滑コンデンサ２３５の容量値や抵抗Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値を大きくすることにより、出力電源電圧Ｖｄｄが下がるのを実用上問題にならない程度に抑えることができる。ただし、そのようにすると回路の小型化が図れなくなるという不具合があるので、本実施例のように構成するのが望ましい。
（変形例）

次に、前記実施例の変形例を説明する。
前記実施例では、シリーズレギュレータとして、電圧制御用ＭＯＳＦＥＴ２３１と該ＦＥＴ２３１を駆動するアンプ２３７とから構成されたものを使用した例を説明したが、このシリーズレギュレータとして、図９に示すようなアンプを用いずに直列形態の抵抗Ｒ０とツェナーダイオードＤ０とからなる定電圧回路で生成された定電圧でＦＥＴ２３１を駆動するようにした簡易なシリーズレギュレータを用いても良い。また、シリーズレギュレータの代わりに、図１０に示すような負荷ＬＤと直列に接続された抵抗Ｒ０と、負荷ＬＤと並列に設けられた電圧制御用ＭＯＳＦＥＴ２３１’とにより構成されたシャントレギュレータを用いるようにしても良い。

図１１は、上記高周波電力増幅回路１００の回路構成例を示す。この実施例の高周波電力増幅回路１００は、能動素子として複数の電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタとも呼称する）を順次従属接続して回路的に多段構成にした構造になっている。すなわち、初段トランジスタＱ１のドレイン端子に中段トランジスタＱ２のゲート端子を接続し、この中段トランジスタＱ２のドレイン端子に終段トランジスタＱ３のゲート端子を接続した３段構成になっている。

図１１の高周波電力増幅回路１００は、初段トランジスタＱ１のゲート端子に容量素子Ｃ１を介して高周波信号Ｐｉｎが入力され、終段トランジスタＱ３のドレイン端子が容量素子Ｃ４を介して出力端子Ｐｏｕｔに接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を増幅して出力する。そして、このときの出力レベルがバイアス制御電圧Ｖregと電源回路２３０からの電源電圧Ｖｄｄによって制御される。バイアス制御電圧Ｖregは、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介してトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートに供給され、バイアス電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３が印加される。バイアス制御電圧Ｖregは、要求出力レベルに応じて例えばベースバンド&変復調部３００から供給される。

なお、図１１において、符号ＭＳ１〜ＭＳ６はそれぞれ各段間のインピーダンスの整合をとるためのインダクタとして働くマイクロストリップ線路、ＭＳ７〜ＭＳ９は電源回路２００との間のインピーダンスを整合させるマイクロストリップ線路である。マイクロストリップ線路ＭＳ１〜ＭＳ６と直列に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４は、電源電圧Ｖｄｄとゲートバイアス電圧（Ｖg1，Ｖg2，Ｖg3）の直流電圧を遮断する働きがある。なお、図１１の高周波電力増幅回路１００はあくまでも一例であって、本発明の電源回路からの電源電圧により動作する高周波電力増幅回路１００はこのような構成のものに限定されるものではない。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、パワーアンプの出力を立ち上げる際にシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータを同時に起動させてワンショットパルスによって所定時間後にシリーズレギュレータのみオフさせるようにしているが、出力電源電圧を検出する手段を設けて出力電源電圧が所定のレベルに達した時点でシリーズレギュレータのみオフさせるようにしても良い。また、シリーズレギュレータをオフさせる代わりにその駆動力を低下させるように制御しても良い。

また、前記実施例では、抵抗分割回路２３８がブリーダ抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３とスイッチＳＷ３とからなり出力レベルを２段階に切り替えるように構成されたものを示したが、抵抗分割回路２３８が出力レベルを３段階以上に切り替えられるように構成されていてもよい。また、これに応じてベースバンド&変復調部３００からの制御信号ＣＮＴも３ビット以上の信号にしても良い。

また、前記第２の実施例では、ＧＳＭシステムとしてパワー検出手段４１０と自動パワー制御回路４３０とを備え、出力レベル指示信号Ｒampと検出信号Ｖsnsとを比較してパワーアンプ１００のパワーを制御するクローズドループ方式における電源回路として適用したものを示したが、出力レベル指示信号Ｒampをアンプ２３７の反転入力端子へ供給するパスを設けておくことにより、パワー検出手段４１０と自動パワー制御回路４３０を設けずに、電源回路２００からの電源電圧Ｖｄｄのみでパワーアンプ１００のパワーを制御するオープンループ方式における電源回路にも適用することができる。

さらに、前記実施例の電源回路において、インダクタ２３４と平滑コンデンサ２３５との間にフェライトビーズと容量とからなるフィルタを設けるようにすると良い。このフィルタによってスイッチングレギュレータ２３２のスイッチング動作で発生するノイズを除去することができ、スイッチングレギュレータと共にモジュールに実装されるアナログ回路の特性を向上させることができる。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭ系とＣＤＭＡ系の２つの方式の通信が可能な高周波電力増幅回路の電源回路について説明したが、上記２つの方式の他に、例えば１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Digital Cellular System）のような周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式とＣＤＭＡ系や、さらに１８５０〜１９１５ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Personal Communication System）の信号を扱えるトリプルバンド方式とＣＤＭＡ系の通信が可能な携帯電話機の高周波電力増幅回路用の電源回路に適用することができる。

本発明に係る高周波電力増幅回路用電源回路の実施例とそれを使用したＣＤＭＡ方式の携帯電話機のシステムの概略構成を示すブロック図である。 図１の実施例のシステムにおける電源回路の動作タイミングを示すタイミングかチャートである。 本発明に係る高周波電力増幅回路用電源回路の実施例とそれを使用したＧＳＭ方式の携帯電話機のシステムの概略構成を示すブロック図である。 図３の実施例のシステムにおける電源回路の動作タイミングを示すタイミングかチャートである。 本発明に係る高周波電力増幅回路用電源回路の第２の実施例を示すブロック図である。 図５の実施例の電源回路を使用したシステムにおける電源回路の動作タイミングを示すタイミングかチャートである。 本発明に係る高周波電力増幅回路用電源回路の第３の実施例を示すブロック図である。 実施例の電源回路を構成するスイッチングレギュレータの構成例を示す回路図である。 実施例の電源回路を構成するシリーズレギュレータの変形例を示す回路図である。 実施例の電源回路を構成可能なシリーズレギュレータの他の例を示す回路図である。 実施例の電源回路から電源電圧の供給を受ける高周波電力増幅回路の具体例を示す回路構成図である。

符号の説明

１００ 高周波電力増幅回路
２００ 電源回路
２３１ 電圧制御用ＭＯＳＦＥＴ
２３２ スイッチングレギュレータ（高効率の直流電源回路）
２３３ 電源制御回路
２３４ インダクタ（コイル）
２３５ 平滑コンデンサ
２３６ 基準電圧発生回路
２３７ 差動増幅回路（アンプ）
２３８ 抵抗分割回路
２３９ ワンショットパルス発生回路
３００ ベースバンド&変復調部
４１０ パワー検出手段
４２０ 可変利得アンプ
４３０ 自動パワー制御回路

Claims (10)

1. 第１の電力効率と第１の応答特性を有する第１の直流電源回路と、前記第１の電力効率よりも高い第２の電力効率と前記第１の応答特性よりも低い第２の応答特性を有する第２の直流電源回路とが電圧出力端子に対して並列に設けられ、該電圧出力端子に結合された高周波電力増幅回路に電源電圧を供給する高周波電力増幅回路用電源回路であって、
   前記高周波電力増幅回路の出力電力を変化させるため前記高周波電力増幅回路に供給する電源電圧を変化させる際に、前記第１の直流電源回路および前記第２の直流電源回路が共に起動され、所定時間が経過した後もしくは出力電源電圧が所定のレベルに達した後に前記第１の直流電源回路の動作が停止もしくは電源供給能力が低下されることを特徴とする高周波電力増幅回路用電源回路。
2. シリーズレギュレータもしくはシャントレギュレータからなる第１の直流電源回路と、スイッチングレギュレータからなる第２の直流電源回路とが電圧出力端子に対して並列に設けられ、該電圧出力端子に電源端子が結合された高周波電力増幅回路に電源電圧を供給する高周波電力増幅回路用電源回路であって、
   前記高周波電力増幅回路の出力電力を変化させるため前記高周波電力増幅回路に供給する電源電圧を変化させる際に、前記第１の直流電源回路および前記第２の直流電源回路が共に起動され、所定時間が経過した後もしくは出力電源電圧が所定のレベルに達した後に前記第１の直流電源回路の動作が停止もしくは電源供給能力が低下されることを特徴とする高周波電力増幅回路用電源回路。
3. 前記第１の直流電源回路は、電圧入力端子と電圧出力端子との間または電圧出力端子と接地点との間にソース・ドレイン間チャネルが接続されたトランジスタと、該トランジスタのゲート端子に接続された差動増幅回路を備え、出力電源電圧に応じた電圧が前記差動増幅回路の一方の入力端子にフィードバックされ、前記差動増幅回路の他方の入力端子には基準となる電圧が印加可能にされ、前記差動増幅回路の出力によって前記トランジスタが動作されることを特徴とする請求項２に記載の高周波電力増幅回路用電源回路。
4. 前記第２の直流電源回路には前記差動増幅回路の一方の入力端子にフィードバックされる電圧と同一の電圧がフィードバックされ、前記第２の直流電源回路は前記フィードバック電圧に応じて動作することを特徴とする請求項３に記載の高周波電力増幅回路用電源回路。
5. 前記電圧出力端子と前記差動増幅回路の一方の入力端子との間のフィードバック経路の途中には、分圧比を切り替え可能な抵抗分割回路が設けられ、該抵抗分割回路からフィードバックされる電圧が切り替えられることにより出力される電源電圧のレベルが切り替え可能にされていることを特徴とする請求項３または４に記載の高周波電力増幅回路用電源回路。
6. 前記第２の直流電源回路の動作が停止される際に、前記フィードバック経路を接地電位から切り離して前記電圧出力端子をハイインピーダンス状態に移行させ、前記第２の直流電源回路に接続されている平滑コンデンサの蓄積電荷の放電を抑制することを特徴とする請求項３〜５のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源回路。
7. 前記第２の直流電源回路には前記差動増幅回路の他方の入力端子に印加される基準電圧と同一の電圧が印加され、前記第１の直流電源回路と前記第２の直流電源回路は共通の基準電圧に基づいて動作することを特徴とする請求項３〜６のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源回路。
8. シリーズレギュレータもしくはシャントレギュレータを構成する電圧制御用トランジスタと、前記電圧制御用トランジスタを制御する電圧を出力する差動増幅回路と、スイッチングレギュレータとを備えた電源用半導体集積回路であって、前記差動増幅回路と前記スイッチングレギュレータとは並行して起動され、所定時間が経過した後もしくは出力電源電圧が所定のレベルに達した後に前記スイッチングレギュレータの動作が停止もしくは電源供給能力が低下されることを特徴とする電源用半導体集積回路。
9. 前記差動増幅回路の一方の入力端子に出力電源電圧に応じた電圧を帰還させるフィードバック経路を備え、前記スイッチングレギュレータには前記差動増幅回路の一方の入力端子にフィードバックされる電圧と同一の電圧がフィードバックされるとともに、前記差動増幅回路の他方の入力端子と前記スイッチングレギュレータには共通の基準電圧が供給され、前記差動増幅回路と前記スイッチングレギュレータはそれぞれ前記基準電圧および前記フィードバック電圧に応じて動作することを特徴とする請求項８に記載の電源用半導体集積回路。
10. 請求項８または９に記載の電源用半導体集積回路と、電源出力端子に接続された平滑コンデンサと、前記スイッチングレギュレータと前記電源出力端子との間に接続されたインダクタとが、１つの絶縁基板上に実装されてなることを特徴とする電源用電子部品。

Images