WO2012066659A1

WO2012066659A1 - 高周波増幅器及びそれを用いた高周波モジュール並びに無線機

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Publication number: WO2012066659A1
Application number: PCT/JP2010/070497
Authority: WO
Inventors: 大西　正己
Original assignee: 株式会社日立製作所
Priority date: 2010-11-17
Filing date: 2010-11-17
Publication date: 2012-05-24
Also published as: US20130229235A1; US9106184B2; WO2012066839A1

Abstract

広範囲の入力変調信号電力に対して高効率を有する高周波増幅器及び高周波モジュール並びにそれらを用いた基地局・移動体無線機を提供する。入力される変調信号の包絡線を検出する回路と、検出された包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させることができる制御信号発生回路（電圧制御回路または電流制御回路）電圧制御回路または電流制御回路と、ダイオードとトランジスタと直流電源とで構成されたダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路とを備えた高周波増幅器。

Description

高周波増幅器及びそれを用いた高周波モジュール並びに無線機

　本発明は高周波アナログ信号の増幅を行う高周波増幅器及びそれを用いた高周波モジュール並びに基地局無線機及び移動体無線機に係り、特に、飽和増幅器を用いるＧＳＭ方式のみならず、高線形増幅器を用いるＣＤＭＡ方式やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式及びその拡張方式を採用した無線通信に適した、高周波増幅器及びそれを用いた高周波モジュール及び基地局・移動体無線機に関する。

　高周波アナログ信号の増幅器として、従来、特許文献１や特許文献２に記載されたようなものが知られている。

　特許文献１には、図１６に示したように、高周波増幅器１６０３の高効率化の手段として、高周波増幅素子の出力側の直流バイアス電圧を入力変調信号のエンベロープ信号に応じ変化させるＥＴ方式 (Envelope Tracking)を採用した増幅器が開示されている。すなわち、出力側直流バイアス電圧を可変させる方法として、電圧可変型スイッチング電源１６０９に電流制御型可変抵抗（トランジスタ）１６１０を直列に挿入することでＥＴ方式を実現している。なお、１６０１は入力端子、１６０２は出力端子、１６０４は方向性結合器、１６０５は検波回路、１６０６はピーク検波器である。また、特許文献２に開示された高周波増幅器は、半導体増幅素子の制御電極に印加される入力信号の包絡線成分にほぼ比例して半導体増幅素子のドレイン電極またはコレクタ電極に印加する電圧を変化させる電圧制御回路を備え、この電圧制御回路は複数の電池が接続点で直列接続され、各接続点に制御トランジスタが並列に接続された構成となっている。

特開平４－１１９７０７号公報特開昭６２－２７７８０６号公報

　ＥＴ方式増幅器の効率Ｅは、可変電源部分の効率Ｅ1と、高周波増幅器部分での効率Ｅ2の積、Ｅ=Ｅ1×Ｅ2で表される。すなわち、ＥＴ方式では、高周波増幅器部分だけではなく可変電源部での効率が全体効率に大きく影響するため、ＥＴ方式の実現化のために、可変電源部の高効率化に向け研究が進められている。

　特許文献１では、出力側直流バイアス電圧を可変させる方法として、電圧可変型スイッチング電源に電流制御型可変抵抗（トランジスタ）を直列に挿入することでＥＴ方式を実現している。しかし、低電圧動作時においては電流制御型可変抵抗が大きくなり且つ出力電流が増加した場合、この電流制御型可変抵抗部分での消費電力が大きくなり、純粋な高周波増幅器部分での効率は向上するものの、電源部分での消費電力が増加する。

　一方、近年の無線規格としては、ＧＳＭ方式、ＣＤＭＡ方式やＯＦＤＭ方式などのデジタル変調方式が、３～４Ｇ携帯電話（ＬＴＥ、ＬＥＴ-Ａ）やＷＬＡＮ、ＷｉＭＡＸなど、多くの移動体無線の端末及び基地局に採用されている。また、これらのデジタル変調方式では年を追う毎に扱う情報量が爆発的に増加しており、送信側で使用する電力増幅器には、極めて高い線形性が求められている。

　すなわち、従来のＧＭＳＫ方式のようにＦＳＫ（周波数変調方式）、ＰＳＫ（位相変調方式）をベースとする高周波信号の電力が時間的に変動しない方式と違い、ＣＤＭＡ方式やＯＦＤＭ方式では、高周波信号の電力が時間的に変動し、ピーク値は平均値に比べてかなり大きいという特徴がある。ピーク電力値と平均電力値の差が大きいアナログ信号（時間的にレベル変動するという意味において）の増幅を行なう用途における増幅器には、小信号動作時から大信号動作時までの広い範囲にわたる入力信号に対して極めて高い線形性が求められる。この高線形を得るためには通常、出力バックオフを大きく取ることで実現しており、これによりピーク電力発生時においても信号復調エラーを少なくすることが可能である。しかし出力バックオフを大きく取ると高周波増幅器での効率低下（高周波増幅器での消費電流の増加）が起こる。これを解決するための方法の一つであるＥＴ方式では、包絡線に応じて出力側直流バイアス電圧を可変させることで、高周波増幅器で使用されている半導体素子で熱に変換されていた電力が削減され、効率が向上する。

　しかし、前記したように、ＥＴ方式増幅器の効率Ｅには、可変電源回路自身の効率も大きく影響し、この部分での高効率化が重要な課題となる。

　本発明の解決すべき課題は、上記したように可変電源回路自身の効率を改善し、高周波増幅器全体での効率Ｅを向上させ、かつ、広範囲の入力変調信号電力に対して高い線形性及び高効率を有する高周波増幅器、及びそれを用いた高周波モジュール並びに基地局・移動体無線機を提供することにある。

　本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。本発明の高周波増幅器は、変調アナログ信号を増幅して出力する高周波増幅部を備えた高周波増幅器であって、前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、制御信号を生成する制御信号発生回路と、前記高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、前記各電源用トランジスタが前記高周波増幅部の電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が相互に接続され、前記制御信号発生回路で生成される前記制御信号は、前記包絡線信号の大きさに基づいて所定の関数で変化するものであり、前記制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させることを特徴とする。

　本発明によれば、可変電源回路自身の効率を改善し、高周波増幅器全体での効率を向上させ、かつ、広範囲の入力変調信号電力に対して高い線形性を維持する高周波増幅器、及びそれを用いた高周波モジュール並びに基地局・移動体無線機を提供することができる。

本発明の第１の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。第１の実施例における、検波回路で検出された包絡線信号の一例を示す図である。図２Ａの包絡線信号の瞬間電圧ＶｐＡ，ＶｐＢ，ＶｐＣに対する制御電圧Ｖｇ（１）～（４）の関係を示す図である。第１の実施例における、瞬時電圧Ｖｐと直流電圧値Ｖｄの時間変化の関係を示す図である。高周波増幅器における電源効率の関係を説明する図である。第１の実施例において、ＥＴ方式を用いたことによる電力削減の効果を説明する図である。本発明の第１の実施例と従来例における、包絡線検波信号出力と可変電源回路の抵抗値Ｒの関係を示す図である。本発明の第１の実施例と従来例における、包絡線検波信号出力と可変電源回路の消費電力との関係を示す図である。本発明の第２の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本発明の第３の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本発明の第４の実施例になる高周波増幅器及びそれを用いた高周波モジュールの構成を示す図である。本発明の第５の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。第５の実施例に適用される通信方式の変調信号（瞬時電力）における、出力電力と発生確率を示す図である。第５の実施例に適用される通信方式の変調信号（瞬時電力）における、検波回路出力電圧と直流電源電圧分割数の関係を示す図である。本発明の第６の実施例になる高周波増幅器及びそれを用いた高周波モジュールの構成を示す図である。第６の実施例に適用される通信方式の変調信号（瞬時電力）の、発生確率がセル面積により変化することを示す図である。第６の実施例が適用可能な各種通信方式毎の、高周波増幅器に対する入力電力と出力電力の関係を示す図である。本発明の第７の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本発明の第８の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。従来例の高周波増幅器の構成例を示す図である。

　本発明の高周波増幅器は、高周波変調信号の入力端子及び出力端子と、変調信号を増幅するための半導体増幅素子を有した高周波増幅器と、入力される変調信号の包絡線を検出し包絡線信号として出力する回路と、検出された包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させることができる制御信号発生回路（電圧制御回路または電流制御回路）と、ダイオードとトランジスタと直流電源とで構成されたダイオードクランプ回路を複数組接続したダイオードクランプ型可変電源回路とを備えた高周波増幅器により達せられる。

　上記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードとトランジスタで構成された単段のクランプ回路を複数縦に積み上げた構造であるが、最上段部分においては、逆流電流が発生しない為、必ずしもダイオードは必要ではなく、直流電源の直流的接地部分は、最下位部分の直流電源のみである。

　また、本発明の高周波増幅器における直流電源電圧値の設定は、各直流電源電圧値の総和が瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できる値に設定する必要がある。直流電源の分割数に関しては、分割数の増加つまり各直流電源電圧値を小さくすることで、ダイオードクランプ型可変電源回路の効率向上が行える。更に各直流電源電圧値を小さくすることでダイオードクランプ型可変電源回路に使用されているダイオードやトランジスタのサイズを小型化可能となる。これにより、ダイオードやトランジスタの持つ寄生容量成分や寄生インダクタンス成分が少なくなる為、変調信号の包絡線の高周波数成分で減衰及び位相偏移が少なくなり、高速の包絡線に追従し且つ電源効率を向上させることが可能となる。

　更に、各直流電源電圧値の総和が高周波増幅器の電源回路として瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できる値であれば、各直流電源電圧値は、必ずしも全て同一である必要はない。入力された変調信号波の瞬時電力の発生確率等による発生頻度の高い瞬時電力値に対応した出力側直流バイアス電圧値の近傍を細分化しても良い。これにより様々な変調方式に最適化され電源効率を向上させることが可能となる。

　また、本発明の高周波増幅器における直流電源電圧値の設定は、各直流電源電圧値の総和が瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できるように、各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積で異なる値に設定する必要がある。且つ各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積で異なる平均出力電力値に最適化する必要がある。その為、高周波増幅器の電源回路である各直流電源電圧値の総和を変化させるための制御信号を、高周波増幅器の前段に構成されるベースバンド回路または、ＲＦＩＣ部から入手しても良い。これにより各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積に応じた各直流電源電圧値の総和を可変することでき、ダイオードクランプ型可変電源回路が効率向上し電源効率を向上させることが可能となる。

　なお、本発明の高周波増幅器における、ダイオードとトランジスタと直流電源とで構成されたダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路では、回路中で使用された各々のダイオードやトランジスタの最大定格電流値により最大電流値が決まる。そのため、高周波増幅器にて必要とされる電流値によりダイオードやトランジスタのサイズを選択しなければならない。しかし、ダイオードやトランジスタのサイズを大きくし最大定格電流値を上げた場合、各ダイオードやトランジスタが持つ寄生容量成分や寄生インダクタンス成分が増加する。そのため、用途によっては、変調信号の包絡線の高周波数成分で減衰及び位相偏移が起こる。つまり大出力増幅器の場合大電流が流れるため大きいダイオードやトランジスタサイズのものを使用すると高速な包絡線に追従しない可能性がある。そこで、このような用途に対しては、寄生容量成分や寄生インダクタンス成分が少ない小さいサイズのダイオードやトランジスタを使用して構成した複数のダイオードクランプ型可変電源回路を、直流出力端子部分で並列接続することにより、高速の包絡線に追従し且つ電源効率を向上させることが可能となる。

　また、本発明の高周波増幅器のダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路に対して、その出力部に電圧比較器を挿入し、包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させることができる制御信号発生回路（電圧制御回路または電流制御回路）にフィードバックすることもできる。これにより、直流電圧変動が小さく安定し且つ電源効率を向上させた、高周波増幅器の電源回路を提供することが可能となる。

　また、本発明の高周波増幅器において、変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段として、入力部に設けられる変調信号の包絡線を検出し包絡線信号として出力する検波回路に代えて、高周波増幅器の前段に構成されるベースバンド回路または、ＲＦＩＣ部から包絡線信号を取得することで、高周波部分の回路規模を増加させること無く電源効率を向上させることが可能となる。

　本発明による高周波増幅器、及びそれを用いた高周波モジュール並びに基地局無線機及び移動体無線機は、飽和増幅器を用いるＧＳＭ方式のみならず、高線形増幅器を用いるＣＤＭＡ方式やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式及びその拡張方式を採用した無線通信システムにも用いることができる。これにより、広いダイナミックレンジにおいて高周波増幅器及び高周波モジュール及びそれらを用いた基地局・移動体無線機の高効率化に寄与する。

　以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

　図１は、本発明の第１の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。高周波増幅器は、高周波増幅回路部１００として、入力端子１０１から入力される変調信号を増幅し出力端子１０２に出力するための高周波増幅素子部（高周波増幅用トランジスタ）１０３と、この入力される変調信号の包絡線を検出し包絡線信号として出力する検波回路（包絡線信号取得手段）１０４と、チョークインダクタ１０７と、直流カットコンデンサ１０８とを備えている。高周波増幅器はさらに、検波回路１０４で検出された包絡線信号の大きさに基づいて制御信号（電圧または電流）を所定の関数で変化させることができる制御信号発生回路１０５と、ダイオードＤ（１～（ｎ－１））と電源用ＭＯＳトランジスタ（１～ｎ）と直流電源Ｖｄｄ／ｎとで構成されたダイオードクランプ回路を複数（ｎ－１）段有するダイオードクランプ型可変電源回路１０６とを備えている。ダイオードクランプ回路の段数ｎは、用途に応じて適宜選定すればよく、例えば、５～１０である。

　ダイオードクランプ型可変電源回路１０６は、各出力端子ｅ１～ｅｎにおいて、各クランプ回路の電源用ＭＯＳトランジスタのソース、ドレインが、高周波増幅部１０３の電源端子に直列になるようにして接続されている。例えば、各電源用ＭＯＳトランジスタがチョークインダクタ１０７を介して、ＭＯＳトランジスタからなる高周波増幅部１０３の電源端子であるドレイン（又はソース）端に直列に接続され、高周波増幅部１０３の他方のソース（又はドレイン）端が接地されている。あるいは、高周波増幅部１０３がバイポーラトランジスタの場合、高周波増幅部１０３の電源端子（コレクタ）に直列に接続され、他方の端子（エミッタ）が接地されている。すなわち、各ダイオードクランプ回路の各電源用トランジスタは各出力端子をｅ１～ｅｎ介して直列に多段接続されている。また、直列に多段接続された各電源用トランジスタに対応する各直流電源Ｖｄｄ／ｎが直列に多段接続され、各ダイオードクランプ回路の各ダイオードは、対応する段の直流電源と電源用トランジスタとを接続している。例えば、最下段のダイオードクランプ回路は、一端が接地された（第１の）直流電源Ｖｄｄ／ｎとダイオードＤ（１）と電源用ＭＯＳトランジスタ（１）とを含んでおり、クランプ回路の出力端子（接続端子）ｅ２に電源用ＭＯＳトランジスタ（１）のソースとＭＯＳトランジスタ（２）のドレインとが接続されている。

　また、各電源用ＭＯＳトランジスタのゲートには、制御信号発生回路１０５により発生された制御電圧Ｖｇ（１）～（ｎ）または制御電流が印加される。直流電源の最大値は、ｎ×（Ｖｄｄ／ｎ）、すなわちＶｄｄである。高周波増幅器は、高周波増幅器１０３に入力される変調信号Ｐｉｎを検波回路１０４で検波し包絡線を検出し、この検波出力である包絡線信号を基に可変信号発生回路１０５でダイオードクランプ型可変電源回路１０６を制御し高周波増幅器１０３の出力側直流バイアス電圧を包絡線に応じて変化させる。

　本実施例の高周波増幅部１０３は、入力される変調波信号を増幅して出力する少なくとも１段以上の半導体増幅素子と、この半導体増幅素子に直流バイアスを加えるための各段入力側及び出力側バイアス回路とで構成されている。検波回路１０４で検出された包絡線信号の大きさに基づいてダイオードクランプ型可変電源回路１０６を動作させることにより、半導体増幅素子部１０３の出力側直流印加電圧を、包絡線信号の大きさに基づいて所定の関数で変化させることができる。

　本実施例では、最終段出力側バイアス回路であるチョークインダクタ１０７と直流カットコンデンサ１０８を高周波増幅部１０３の外部に配置しているが、これらに相当する機能を高周波増幅部１０３の内部に存在させても同様の動作をする。

　入力端子１０１から入力された変調波信号Ｐｉｎは、高周波増幅部１０３にて増幅され最終段出力側バイアス回路を構成する直流カットコンデンサ１０８を通過し出力端子１０２から出力信号Ｐｏｕｔとして出力される。一方、入力端子１０１から入力された変調波信号Ｐｉｎは、検波回路１０４にて検波され包絡線成分のみとなり、制御信号発生回路１０５に入力される。制御信号発生回路（電圧制御回路または電流制御回路）１０５は、包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させた制御電圧Ｖｇ（１）～（ｎ）を生成することができる。このようにして、高周波増幅素子部１０３の出力信号Ｐｏｕｔを入力変調信号Ｐｉｎのエンベロープ信号に応じ変化させる、ＥＴ方式が実現される。

　制御電圧Ｖｇ（１）～（ｎ）は、ダイオードクランプ型可変電源回路１０６内のn-MOS FETであるMOS(1)～MOS(n)のゲート端子Vg(1)～Vg(n)（ｎ：プラスの整数）に印加される。

　ダイオードクランプ型可変電源回路１０６内のダイオードD(1)～D(n-1)は、各直流電源Ｖｄｄ／ｎへの逆電流を防止する目的で設置されている。このダイオードD(1)～D(n-1)はn-1個で構成しているがn個であっても問題ない。

　例えば、制御信号発生回路１０５は、検出された包絡線信号の大きさに基づいて制御信号を線形に変化させ、その制御信号により、ダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路を動作させることにより、半導体増幅素子の出力側直流印加電圧を包絡線信号の大きさに基づいて線形関数で変化させる。

　なお、包絡線信号に対し制御信号発生回路１０５で出力される信号は非線形関数でも線形関数でも動作可能である。いずれにしても、本高周波増幅器全体の高効率化には、最適な関数を予め求める必要がある。

　次に、図２Ａ～２Ｃで、本実施例の高周波増幅部１０３の動作を、より詳細に説明する。
　図２Ａは検波回路で検出された包絡線信号の一例を示している。図２Ｂは、図２Ａの包絡線信号の瞬間電圧ＶｐA，ＶｐB，ＶｐCに対する制御電圧Ｖｇ（１）～（４）の関係、換言すると、ダイオードクランプ型可変電源回路１０６内のMOS(1)～MOS(4)のゲート端子Vg(1)～Vg(4)とダイオードクランプ型可変電源回路１０６の出力である直流電源電圧Ｖｄの関係の一例を示している。図２Ａ、２Ｂに示したように、包絡線信号の大きさにより、包絡線信号レベルが小さい場合MOS(1)のみが動作し、包絡線信号レベルの増加に伴いMOS(1)+MOS(2)が、さらにMOS(1)+MOS(2)+MOS(3)、更にはMOS(1)～MOS(4)が動作してゆき、各々、直流電圧出力ＶｄA、ＶｄB、ＶｄCが得られる。直流電圧出力の最大時には、MOS(1)+MOS(2)+MOS(3)…+MOS(n)が全て動作する。

　この時の、ダイオードクランプ型可変電源回路１０６の直流電圧出力Ｖｄは、MOS(1)の動作状態では 0～Vdd/n［V］の値を持ち、MOS(1)+MOS(2)の動作状態では Vdd/n+(0～Vdd/n)［V］、MOS(1)+MOS(2)+MOS(3) の動作状態では2*Vdd/n+(0～Vdd/n)［V］、最大時であるMOS(1)+MOS(2)+MOS(3)…+MOS(n)の動作状態では(n-1)*Vdd/n+(0～Vdd/n) ［V］の電圧値を持つ。最大時Ｖｄｄでも、出力バックオフより下側で動作させることで、極めて高い線形性が得られる。

　このようにして、包絡線信号の大きさに対応した直流電圧値Ｖｄが最終段出力側バイアス回路に印加される。図２Ｃは、瞬時電圧Ｖｐと直流電圧値Ｖｄの時間変化の関係を示している。本実施例によれば、可変電源回路の動作を高速の包絡線に追従させ、極めて高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させた高周波増幅器を提供することが可能となる。

　ここで、電源効率の向上について、図３～図５Ｂを用いて説明する。
　図３は、高周波増幅器における電源効率の関係を示している。既に述べたとおり、ＥＴ方式増幅器の効率Ｅallは、可変信号発生回路１０５と可変電源回路１０６を含めた直流電源回路部１２０の効率Ｅdcと、高周波増幅部１０３を含む高周波増幅回路部１００での効率Ｅrfの積、Ｅall=Ｅdc×Ｅrfで表される。

　図４に、瞬時電圧と削減電力の時間的変化を示す。ＥＴ方式では、高周波増幅部１０３に印加する直流電源として可変電源回路１０６で制御された可変電源とすることで、固定電源よりも大幅に消費電力を削減できる。すなわち、出力側直流バイアス電圧を最大電圧固定とした場合に対し、ＥＴ方式では、包絡線に応じて出力側直流バイアス電圧を可変させるので、高周波増幅器で使用されている半導体素子で熱に変換されていた図中の斜線部分が削減され、効率が向上する。なお、図４は、直流電源回路部１２０の効率Ｅdcが一定と仮定している。

　本発明の場合、ダイオードクランプ型可変電源回路を採用することで、直流電源回路部１２０の効率Ｅdcが従来よりも一層改善される。図５Ａは、包絡線検波信号出力と可変電源回路の抵抗値Ｒの関係を示している。本発明の場合は、実線で示したように、包絡線信号レベルが最小のとき初段のMOS(1)の抵抗値がＲ1であり、包絡線信号レベルの増大と共に抵抗値が減少し、初段のMOS(1)の導通状態では最小の抵抗値ＲON1となる。以下、同様に、MOS(2)、MOS(3)、…、MOS(n)の各抵抗値がＲ1とＲON1の間で鋸歯状のように変化する。本発明のダイオードクランプ型可変電源回路では、複数の電源用ＭＯＳトランジスタ（１～ｎ）が高周波増幅部１０３のドレイン端に直列接続され、各電源用ＭＯＳトランジスタのソース、ドレイン間には、最大でも、Ｖｄｄ／ｎの電圧が印加される。一例として、Ｖｄｄを１００Ｖ，ｎを１０とすると、各電源用ＭＯＳトランジスタの耐圧は１０Ｖとなる。各段のダイオードクランプ回路の耐圧がＶｄｄよりも小さくてよいため、可変電源回路の抵抗値が小さくなる。そのため、最小の抵抗値ＲON1も小さくなる。

　一方、従来例として特許文献２に記載の例に相当する、複数の電源用ＭＯＳトランジスタ（１～ｎ）が高周波増幅部１０３のドレイン端に並列接続され場合を考える。この場合は、破線で示したように、各電源用ＭＯＳトランジスタのソース、ドレイン間には、Ｖｄｄの電圧が印加される。一例として、Ｖｄｄを１００Ｖ，ｎを１０とすると、各電源用ＭＯＳトランジスタの耐圧は１００Ｖとなる。本発明の場合に比べて従来例では各電源用ＭＯＳトランジスタの耐圧が高くなるため、包絡線信号レベルが最小のとき初段のMOS(1)の抵抗値がＲ2、最小の抵抗値ＲON2も大きくなる。

　図５Ｂは、包絡線検波信号出力と可変電源回路の消費電力との関係を示している。本発明の場合、可変電源回路の抵抗値が従来例に比べて常に小さいため、その消費電力Ｐ1が従来例の消費電力Ｐ2よりも小さくなる。我々の研究によれば、図５Ｂに破線で示した従来例では、効率Ｅdcの効率が８０％程度なのに対し、実線で示した本発明の例では効率Ｅdcの効率が９０％程度に改善される。そのため、本発明によれば、Ｅall=Ｅdc×Ｅrfが、従来例に対して、１０％程度あるいはそれ以上、改善されるため、その分だけ、図４に示した削減電力の面積が従来例に対して大きくなる。

　このように、本発明によれば、広範囲の入力変調信号電力に対して、高い線形性を保ち、且つ、高効率を有する高周波増幅器を提供することができる。

　図６は、本発明の第２の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例の高周波増幅器は、第１の実施例と比較して、ダイオードクランプ型可変電源回路の構成が異なる。ダイオードクランプ型可変電源回路２０６は、ダイオードクランプ型可変電源回路２０６aと、ダイオードクランプ型可変電源回路２０６bと、ダイオードクランプ型可変電源回路２０６cとが並列接続点２０９でｍ個（ｍ：プラスの整数）複数並列接続された構成となっている。並列接続点２０９で合成された制御電源（可変電流）は、チョークインダクタ１０７を介して高周波増幅部１０３に供給される。

　第１の実施例においては、ダイオードクランプ型可変電源回路１０６を構成しているn-MOS FETであるMOS(1)～MOS(n)の最大電流容量Ｉmaxを増加させるためには、ダイオードD(1)～D(n-1)とMOS(1)～MOS(n)のデバイスサイズを増加させなければならず、デバイスサイズ増加による各ダイオードやトランジスタが持つ寄生容量成分や寄生インダクタンス成分が増加し、変調信波の包絡線信号の高周波数成分で減衰及び位相偏移が起こる可能性がある。

　これを防止するための手段として、第２の実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路２０６を、最大電流容量の小さいダイオードやトランジスタで構成したダイオードクランプ型可変電源回路２０６a、２０６b、２０６cの並列接続構造とし、制御信号発生回路１０５の共通の制御電圧Ｖｇ（１）～（ｎ）で各ダイオードクランプ型可変電源回路を制御する。ダイオードクランプ型可変電源回路２０６a、２０６b、２０６cの各出力の総和として並列接続点２０９で得られる総合最大電流容量Ｉmax＝I(1)+I(2)…+I(m)で、高速の包絡線に追従させることができる。本実施例の高周波増幅器のその他の構成、動作は第１の実施例と同じである。

　本実施例によれば、ダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路を複数個並列接続した構成としたことにより、半導体増幅素子に供給できる最大電流容量Ｉmaxを増加させている。本実施例によれば、高周波増幅器において、広範囲の入力変調信号電力に対して高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能になると共に、変調信波の包絡線信号の高周波数成分で減衰及び位相偏移が起こる可能性を低減できる効果がある。

　図７は、本発明の第３の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例の高周波増幅器では、ダイオードクランプ型可変電源回路３０６とチョークインダクタ１０７との間に比較器３０９を設けている。比較器３０９では、ダイオードクランプ型可変電源回路３０６の出力電圧（又は電流）と、制御信号発生回路１０５で作られる基準電圧（又は電流）とを比較し、差分を制御信号発生回路１０５にフィードバックする。ダイオードクランプ型可変電源回路から出力される直流電圧を検出し制御信号発生回路（電圧制御回路または電流制御回路）にフィードバックさせることで、直流出力が安定化される。このように、制御信号に対応した安定した直流電圧（又は電流）出力を得ることができる。本実施例における高周波増幅器の他の構成や動作は第１、第２の実施例と同じである。

　本実施例によれば、高周波増幅器の動作を安定させ、高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能となる。

　図８は、本発明の第４の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例では、高周波増幅器を構成する高周波増幅用半導体増幅素子１０３、制御信号発生回路１０５、及びダイオードクランプ型可変電源回路１０６が、ベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）４０９と共に、高周波モジュールとして、半導体基板４００上にモノリシックで構成されている。４０１、４０９はベースバンド回路４０９の出力端子を示している。制御信号発生回路１０５は、入力される変調信号の平均電力の最大出力電力情報をベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）４０９から受取り、その値によりダイオードクランプ型可変電源回路を構成する複数の直流電源を可変に制御する。

　すなわち、図１の検波回路１０４にて検波された包絡線成分の信号に代えて、同じ送信系４００内で、かつ、高周波増幅器部１０３の前段に設置されるベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）４０９から、制御信号発生回路１０５に入力される包絡線成分の信号を取得する。本実施例における高周波増幅器の他の構成、動作は、本発明の第１～第３の実施例と同様である。

　本実施例によれば、検波回路無しで包絡線成分の信号が得られ、制御信号発生回路１０５でこの包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させ、ダイオードクランプ型可変電源回路４０６を動作させることができる。そのため、高周波増幅器の電源効率を向上させることが可能となる。

　図９は、本発明の第５の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本発明の第１の実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路１０６を構成する各直流電源値が等しいVdd/n［V］（ｎ：分割数で且つプラスの整数）であり各直流電源の総和がVdd［V］であった。しかし、ダイオードクランプ型可変電源回路を構成する各直流電源Vdd(1)～Vdd(n)では、値の総和が瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できる値であれば各直流電源電圧値は、必ずしも全て等値である必要はない。

　本実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路を構成する複数の直流電源を各種変調信号波の瞬時電力値の発生確率に応じて設定する。すなわち、第５の実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路５０６を構成する各直流電源Vdd(1)～Vdd(n)が異なり、かつ、これらの値の総和が瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できる値になっている。

　各直流電源Vdd(1)～Vdd(n)が異なるので、それに応じて、各ダイオードクランプ回路の構成部材の耐圧も異なり、可変信号発生回路１０５で生成される制御電圧Ｖｇ(1)～(4)の大きさも異なる。本実施例の高周波増幅器のその他の構成及び動作は、第１～第４の実施例と同様である。

　なお、第４の実施例のように、ダイオードクランプ型可変電源回路５０６を、同じ送信系内のベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）と共に、高周波モジュールとして、半導体基板上にモノリシックで構成しても良い。また、高周波モジュールには、必要に応じて受信系（図示略）も含めても良い。

　前記の通り、ＣＤＭＡ方式やＯＦＤＭ方式では、高周波信号の電力が時間的に変動し、ピーク値は平均値に比べてかなり大きいという特徴がある。特に、ＯＦＤＭ方式では、Ｎ個の異なる周波数の搬送波が多重化されており、かつ、各信号の周波数間隔は狭いため、多重化された信号のピーク電力値は、平均電力値の５～１６倍(7～12dB)にも達する。従って、このようなピーク電力値と平均電力値の差が大きいアナログ信号（時間的にレベル変動するという意味において）の増幅を行なう用途における増幅器には、小信号動作時から大信号動作時までの広い範囲にわたる入力信号に対して極めて高い線形性が求められる。この高線形を得るためには通常、出力バックオフを大きく取ることで実現しており、これによりピーク電力発生時においても信号復調エラーを少なくすることが可能である。しかし出力バックオフを大きく取ると高周波増幅器での効率低下（高周波増幅器での消費電流の増加）が起こる。

　つまり、ピーク電力発生時に応じた出力バックオフを設定した場合、通常の殆どの動作は、ピーク電力より出力電力の低い部分（中電力時）での動作となり極めて効率が落ちる。また、出力電力が少ない場合においても発生確率が低下するものの発生確率和としてはピーク電力近傍の発生確率和に比べれば大きく増幅器効率低下の原因となる。先に述べたように、ＥＴ方式増幅器の効率Ｅは、可変電源回路１０６の効率Ｅ1と、高周波増幅器１０３での効率Ｅ2の積、Ｅ=Ｅ1×Ｅ2で表される。

　本実施例では、出力変調信号波の瞬時電力の発生確率を考慮したＥＴ方式を使用し、効率低下をより一層抑制できる。ＯＦＤＭを例にとると、振幅にも情報を持つ変調波の場合、変調信号の瞬時的な出力電力の発生確率は、図１０Ａ、図１０Ｂに示すような分布を示す。図１０Ａは、出力電力と発生確率の関係、図１０Ｂは、検波回路出力電圧と直流電源電圧分割数の関係を示している。

　本実施例では、発生確率の高い出力電力の領域では電源の値の変化を細分化する。

　一例として、図１０Ａに矩形で表示した出力変調信号波の瞬時電力の発生確率による発生頻度の高い瞬時電力値に対応した出力側直流バイアス電圧値の領域やその近傍を細分化するような、直流電源電圧の分布を設定する。例えば、Vdd(1)～Vdd(n)までの電圧の総和を50Vとし、発生頻度最大点での瞬時電力値に対応した出力側直流バイアス電圧値が30Vであった場合は、Vdd(1)=10V、Vdd(2)=10V、Vdd(3)=5V、Vdd(4)=2V、Vdd(5)=2V、Vdd(6)=１V、Vdd(7)=1V、Vdd(8)=2V、Vdd(9)=2V、Vdd(10)=5V、Vdd(11)=10Vのように分布させる。すなわち、図１０Ｂでは、図１０Ａの矩形領域に対応する出力電力領域での直流電源電圧分割数が多くなっている。

　なお、直流電源Vdd(1)～Vdd(n)間で値の差が大きくなると、当然、特定のMOSトランジスタに要求される耐圧が高くなる。しかし、発生確率も含めて可変電源回路の消費電力を考慮した場合、第１の実施例で述べた耐圧の小さいことによるＥall=Ｅdc×Ｅrfの効果が損なわれることは無い。

　このように、ダイオードクランプ型可変電源回路５０６を構成することで、様々な変調方式に最適化され、高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能な高周波増幅器、あるいは高周波モジュールを提供できる。

　次に、図１１は、本発明の第６の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。また、図１２は、一般的な変調信号の瞬時電力の発生確率が、セル面積により変化することを示す図である。本実施例では、高周波増幅器を構成する高周波増幅用半導体増幅素子１０３、制御信号発生回路１０５、及びダイオードクランプ型可変電源回路７０６が、同じ送信系内のベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）４０９と共に、高周波モジュールとして、半導体基板上にモノリシックで構成されている。高周波モジュールには、必要に応じて受信系（図示略）も含めても良い。

　図１２に示すように、高周波増幅器の用途によっては、瞬時最大電力またはピーク電力が、各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積が変化するような場合もある。

　第１の実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路１０６を構成する各直流電源値が等しいVdd/n［V］（ｎ：分割数で且つプラスの整数）であり各直流電源の総和がVdd［V］であった。

　これに対し、第６の実施例では、図１２に示すような状況においても、最大電源効率を得ることを可能とする為、ダイオードクランプ型可変電源回路７０６を構成する各直流電源Vdd(1)～Vdd(n)値の総和は、それら各種通信方式またはセル面積に応じた設定値にする。瞬時電力の発生確率での最高発生頻度となる瞬時電力値も、図１２に示したように同様に変化する。その為、各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積に対応する電圧可変信号Vxを高周波増幅器部１０３の前段に構成されるベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）４０９から取得し、電圧可変信号入力端子４１０に入力し、Vdd(1)～Vdd(n)の各々を同一係数Vxにて変化させる。すなわち、各直流電源を可変電圧方式とし、電圧値を、Vdd(1)×Vx～Vdd(n)×Vxに制御する。なお、各直流電源Vdd(1)～Vdd(n)が変化するので、それに応じて、各ダイオードクランプ回路の構成部材の耐圧はVxの最大値に対応する必要がある。直流電源の最大時Vdd(n)×Vxｄでも、出力バックオフより下側で動作させることで、極めて高い線形性が得られる。本実施例の高周波増幅器のその他の構成及び動作は、第１～第５の実施例と同様である。

　図１３は、各種通信方式毎の、高周波増幅器に対する入力電力と出力電力の関係を示している。フェムトセル、ピコセル、マクロセルの順に、セル面積が増大し、それに伴い、動作に必要な入力電力及び出力電力の範囲も拡大している。本実施例によれば、ベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）から入手した通信方式の情報に基づいて直流電源を可変とすることで、瞬時電力値を各々の方式に適合させることができ、様々な種通信方式または、基地局のセル面積に最適化され、電源効率を向上させることが可能となる。

　図１４は、本発明の第７の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例では、第１～６までのいずれかの実施例における、ダイオードクランプ型可変電源回路１４０６を構成するトランジスタをn-MOS FETのMOS(1)～MOS(n)を、バイポーラトランジスタBTr(1)～BTr(n)に置き換えたものである。本実施例のダイオードクランプ型可変電源回路では、複数の電源用バイポーラトランジスタBTr(1)～BTr(n)が高周波増幅部１０３の直量電源端子に直列接続され、各電源用バイポーラトランジスタBTr(1)～BTr(n)のコレクタ、エミッタ間には、最大でも、Ｖｄｄ／ｎの電圧が印加される。本実施例の高周波増幅器のその他の構成及び動作は、第１～第６の実施例と同様である。

　制御信号発生回路１４０５からは、包絡線信号の大きさに基づいた電流を所定の関数で変化させたものを各バイポーラトランジスタのベースIb(1)～Ib(n)に入力している。このように各段のクランプ回路で使用するトランジスタをバイポーラトランジスタで構成しても、第１～第６の実施例と同様、高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能となる。

　なお、第１～７の実施例における各ダイオードクランプ回路のトランジスタは、１個のトランジスタでも良く、あるいは、複数のトランジスタを直列接続、もしくは、並列接続して構成されていても良い。

　図１５は、本発明の第８の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路１５０６において、ダイオードＤ（１～（ｎ－１））と電源用ＭＯＳトランジスタ（１～ｎ）と直流電源Ｖｄｄ／ｎとで構成された各ダイオードクランプ回路に、それぞれ、インピーダンスＺを調整するための抵抗素子、容量素子、リアクタンス素子の少なくとも１つを接続する。そして、ダイオードクランプ回路の段ｎ毎に、Ｚn=Ｒn＋ｊＸnを調整する。

　本実施例の高周波増幅器のその他の構成及び動作は、第１～第７の実施例と同様である。本実施例によれば、高周波増幅器の動作を安定させ、高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能となる。

　本発明の第９の実施例は、第１～第８実施例に示した高周波増幅器、あるいは、第４～第６の実施例に示した高周波モジュールを送信系に用いた基地局無線機または移動体無線機である。本実施例によれば、上記各実施例の高周波増幅器が、送信系の高周波アナログ信号の増幅を行う増幅器として、飽和増幅器を用いるＧＳＭ方式のみならず、高線形増幅器を用いるＣＤＭＡ方式やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式及びその拡張方式を採用した無線通信システムにも対応可能である。すなわち、本実施例によれば、広いダイナミックレンジにおいて高周波増幅器及び高周波モジュール及びそれらを用いた基地局・移動体無線機の高効率化に寄与することができる。

１００…高周波増幅回路部、
１０１,４０１,１６０１…入力端子、
１０２,１６０２…出力端子、
１０３,１６０３…高周波増幅部、
１０４…検波回路、
１０５,１４０５,１５０５…制御信号発生回路、
１０６,２０６（２０６a，２０６b，２０６c），３０６，５０６，７０６，１４０６
…ダイオードクランプ型可変電源回路、
１０７…チョークインダクタ、
１０８…直流カットコンデンサ、
１２０…直流電源回路部、
２０９…並列接続点、
３０９…比較器、
４０９,７０９ …ベースバンド回路またはＲＦＩＣ部、
４１０…包絡線信号出力端子、
７１０…電圧可変信号入力端子、
１００５…可変信号発生回路、
１００６…可変電源回路、
１６０４…方向性結合器
１６０６…ピーク検波器
１６０９…電圧可変型スイッチング電源回路
１６１０…電流制御型可変抵抗。

Claims

　変調アナログ信号を増幅して出力する高周波増幅部を備えた高周波増幅器であって、
　前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、
　制御信号を生成する制御信号発生回路と、
　前記高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、
　前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、
　前記各電源用トランジスタが前記高周波増幅部の電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が相互に接続され、
　前記制御信号発生回路で生成される前記制御信号は、前記包絡線信号の大きさに基づいて所定の関数で変化するものであり、
　前記制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させる
ことを特徴とする高周波増幅器。
　請求項１において、
　前記各ダイオードクランプ回路は、前記ダイオードを介して前記直流電源の電圧を出力する出力端子を有しており、
　前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタは前記各出力端子を介して直列に多段接続されている
ことを特徴とする高周波増幅器。
　請求項１において、
　前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、前記クランプ回路を複数段積み上げた構造であり、
　前記各電源用トランジスタに対応する前記各直流電源が直列に多段接続され、
　前記各ダイオードクランプ回路の前記各ダイオードは、対応する各段の前記直流電源と前記電源用トランジスタとを接続しており、
　最上段の前記クランプ回路は前記ダイオードがなく、
　最下位の前記クランプ回路の直流電源が、前記直流電源の直流的接地部分を有する
ことを特徴とする高周波増幅器。
　請求項１において、
　前記制御信号発生回路は、前記包絡線信号の大きさに基づいて線形関数で変化する制御信号を生成する
ことを特徴とする高周波増幅器。
　請求項１において、
　前記制御信号発生回路は、前記包絡線信号の大きさに基づいて非線形関数で変化する制御信号を生成する
ことを特徴とする高周波増幅器。
　請求項１において、
　前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、
　前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタが前記高周波増幅部の電源端子に対して直列になるようにして、相互に接続された複数のダイオードクランプ回路で構成された、ダイオードクランプ型可変電源回路ユニットを備え、
　複数の前記ダイオードクランプ型可変電源回路ユニットが前記高周波増幅部の前記電源端子に対して並列に接続されている
ことを特徴とする高周波増幅器。
　請求項１において、
　前記ダイオードクランプ型可変電源回路と前記高周波増幅部の電源端子との間に設けられた比較器を有し、
　前記ダイオードクランプ型可変電源回路の出力を検出し所定の基準値と比較して前記制御信号発生回路にフィードバックさせる
ことを特徴とする高周波増幅器。
　請求項１において、
　前記各ダイオードクランプ回路の直流電源が全て同一電圧値を持つ
ことを特徴とする高周波増幅器。
　請求項１において、
　前記各ダイオードクランプ回路の直流電源の一部または全てが異なる電圧値を持ち、
　前記複数の直流電源は、前記変調アナログ信号の瞬時電力の発生確率による発生頻度の高い瞬時電力値に対応したものであり、前記発生確率が大きい所では、前記直流電源の電圧値が細かく設定されている
ことを特徴とする高周波増幅器。
　請求項９において、
　前記各ダイオードクランプ回路の直流電源の一部または全てが異なる電圧値を持ち、
　前記複数の直流電源は、異なる通信方式の各々の瞬時最大電力またはピーク電力に対応したものである
ことを特徴とする高周波増幅器。
　請求項１において、
　前記各ダイオードクランプ回路は、該ダイオードクランプ回路のインピーダンスＺを調整するための抵抗素子、容量素子、リアクタンス素子の少なくとも１つを含む
　ことを特徴とする高周波増幅器。
　請求項１において、
　前記高周波増幅部は、入力される前記変調アナログ信号を増幅して出力する少なくとも１段以上の高周波増幅用半導体増幅素子と、該各段の半導体増幅素子に各々直流バイアスを加えるための各段入力側及び各段出力側バイアス回路とを含んでいる
ことを特徴とする高周波増幅器。
　請求項１２において、
　前記高周波増幅部の最終段出力側バイアス回路が、チョークインダクタと直流カットコンデンサとを含んでいる
ことを特徴とする高周波増幅器。
　送信系として、変調アナログ信号の増幅を行う高周波増幅器部と、ベースバンド回路とを備え、
　前記高周波増幅器部は、前記ベースバンド回路と共に半導体基板上にモノリシックで構成されており、
　前記高周波増幅器部は、
　前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、
　制御信号を生成する制御信号発生回路と、
　前記高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、
　前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、
　前記各電源用トランジスタが前記高周波増幅部の電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が相互に接続され、
　前記制御信号発生回路で生成される前記制御信号は、前記包絡線信号の大きさに基づいて所定の関数で変化するものであり、
　前記制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させる
ことを特徴とする高周波モジュール。
　請求項１４において、
　前記制御信号発生回路は、前記包絡線信号の大きさに基づいて線形関数で変化する制御信号を生成する
ことを特徴とする高周波モジュール。
　請求項１４において、
　前記制御信号発生回路は、前記変調アナログ信号の包絡線情報を前記ベースバンド回路から得る
ことを特徴とする高周波モジュール。
　請求項１４において、
　前記制御信号発生回路は、前記変調アナログ信号の平均電力の最大出力電力情報を前記ベースバンド回路から受取る
ことを特徴とする高周波モジュール。
　送信系として、入力された変調アナログ信号の増幅を行う高周波増幅器部と、ベースバンド回路とを備え、
　前記高周波増幅器部は、前記ベースバンド回路と共に半導体基板上にモノリシックで構成されており、
　前記高周波増幅器部は、
　前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、
　制御信号を生成する制御信号発生回路と、
　前記高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、
　前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、
　前記各電源用トランジスタが前記高周波増幅部の電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が相互に接続され、
　前記制御信号発生回路で生成される前記制御信号は、前記包絡線信号の大きさに基づいて所定の関数で変化するものであり、
　前記制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させる
ことを特徴とする無線機。
　請求項１８において、
　前記各ダイオードクランプ回路の直流電源の一部または全てが異なる電圧値を持ち、
　前記ベースバンド回路から変調波情報を取得し、
　該変調波情報に基づいて、各種変調方式に応じて、前記複数の直流電源を制御する前記制御信号を生成し、各種変調信号波の瞬時電力値の発生確率に応じて設定することを特徴とする無線機。
　請求項１９において、
　前記発生確率値が大きい所では、前記直流電源の電圧値が細かく設定される
ことを特徴とする無線機。