CN102801476A - 光接收装置以及包括其的光通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了光接收装置以及包括其的光通信系统。相移单元在经由构成数据调制单元的一对臂发送的一对光信号之间提供预定的相位差，例如，π/2。在这些光信号之一上叠加低频信号f₀。在另一光信号上叠加相位相对于低频信号f₀偏移了π/2的信号。使这对光信号耦合，通过光电二极管将其一部分转换为电信号。提取包含在该电信号中的2f₀分量。通过反馈控制对提供给相移单元的偏压进行控制，以使2f₀分量变得最小。

Description

光接收装置以及包括其的光通信系统

本发明是在2006年02月23日提交的发明名称为：“光发送装置、光接收装置以及包括它们的光通信系统”，申请号为：200610008036.X的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及光发送装置、光接收装置以及包括它们的光通信系统，更具体地，涉及一种使用PSK调制来发送光信号的光发送装置、从该光发送装置接收光信号的光接收装置，以及包括这些装置的光通信系统。

背景技术

近年来，期待已建立目的在于高容量并且长距离的光传输系统的光发送装置的实际实现的开发。具体地，对于在实际系统中实现采用适于高容量和长距离的光调制技术的光发送装置的期待越来越高。为了满足这种期待，提出了使用诸如DPSK（差分相移键控）和DQPSK（差分正交相移键控）的相移键控的光传输系统。

NRZ（非归零）调制技术和RZ（归零）调制技术是已知的实际光调制技术，它们实际上应用于陆地上和海下。在使用这种调制技术的光传输系统中，用于使光传输信号的发送器中的组件稳定工作的技术非常重要。一个示例是NRZ调制中的ABC（自动偏压控制）电路，其用于防止由于LN（铌酸锂）调制器的工作点的漂移而导致的传输信号劣化。（参见专利文献1：日本特开未审专利公报No.03-251815）。

还有一种用于具有多个光调制单元的光SSB（单边带）调制器的偏压控制方法，其中，在调制器的正常工作期间，对每个光调制单元执行直流偏压的适当校正。（参见专利文献2：日本特开未审专利公报No.2004-318052）。

专利文献3（日本公报No.2004-516743）中描述了用于接收DQPSK信号的光接收装置的示例。在专利文献3中的光接收装置中，光信号的相位在构成Mach-Zehnder干涉仪的一对波导中的一个中偏移了π/4。

图1是用于对采用传统NRZ调制技术的具有用于NRZ的ABC电路的光发送装置的结构进行说明的框图。在图1中，采用传统NRZ调制的该光发送装置包括：激光二极管111；相位调制器221，其包括MZ（Mach-Zehnder）调制器等，通过向调制电极输入NRZ数据信号DATA来执行相位调制；以及用于NRZ的ABC电路550，其通过对相位调制器221的光输出的一部分进行监测，来检测叠加在数据信号DATA上的低频信号，向相位调制器221的偏压T形接头（tee）（图中未示出）施加控制信号，并对工作点的偏离进行补偿。

然而，采用NRZ调制的传统光发送装置中的ABC电路仅执行偏压控制，该偏压控制对MZ调制器的工作点的偏离进行补偿，其不包括用于对诸如DQPSK的相移键控所需的相移单元的相移量进行监测的装置，该装置由于其预期的潜力而受到关注。因此，图1所示的传统技术不能应用于诸如DQPSK的相移键控。存在的问题在于，对于采用诸如DQPSK的相移键控的整个光发送装置，不存在相移和DC漂移的总体控制的概念。

此外，在专利文献3中所述的光接收装置中，需要使光信号的相位偏移π/4；然而，并没有采取措施来防止光学器件由于老化而导致的精度下降。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种包括相位调制器的光发送装置的结构，其中可以对相移和DC漂移等进行适当的控制。

本发明的另一目的是提供一种结构，其中可以在整个光发送装置中对相移单元、相位调制器以及强度调制器中的相移和DC漂移等进行适当的控制。

本发明的另一目的是提供一种用于接收调制光信号的光接收装置的结构，其中可以对解调所接收的信号所需的相移进行适当的控制。

根据本发明的光发送装置包括相位调制器和用于驱动该相位调制器的驱动信号产生单元。该相位调制器包括：相移单元，用于在光波导上的一对分束光信号之间产生适当的相位差；数据调制单元，用于在分束光波导上对光信号进行相位调制；以及电极，用于叠加低频信号。根据本发明的光发送装置包括：低频信号叠加单元，用于产生具有适当相位差的多个低频信号，并用于将这些低频信号提供给分束光波导上的电极；监测单元，用于在分束光波导的耦合之后，对叠加在光信号上的低频信号或者该低频信号的高次谐波信号的最大功率、最小功率以及相位中的至少一个进行监测；以及相位差控制单元，用于对相移单元进行控制，以根据监测单元的输出来获得适当的相位差。

根据本发明另一方面的光发送装置发送与数据信号相对应的调制光信号，并且包括：相移单元，用于对通过对光输入进行分束而获得的第一光信号和第二光信号中的至少一个的相位进行控制，以使得该第一光信号和第二光信号在光波导上具有预定的相位差；数据调制单元，用于在光波导上通过使用数据信号对第一和第二光信号的相位进行调制；监测单元，用于对通过耦合由数据调制单元进行了调制的第一和第二光信号而获得的调制光信号的平均光功率进行监测；以及控制单元，用于根据监测单元的输出来控制相移单元。该数据调制单元可以包括相位添加单元，用于向根据数据信号而确定的相位添加预定的相位。

根据本发明的光接收装置对经相位调制的光信号进行接收和解调，并且包括：干涉仪，其包括用于使光输入的第一分束光延迟一码元（symbol）时间周期的第一臂，以及用于使该光输入的第二分束光的相位偏移预定量的第二臂；光电检测器电路，用于将来自干涉仪的光信号输出转换为电信号；计算电路，用于产生该电信号的平方信号（squared signal）或绝对值信号；滤波器，其与该计算电路相连，用于使除了下述频率以外的频率分量的至少一部分通过，该频率是码元频率的整数倍；以及控制单元，用于根据该滤波器的输出来控制第二臂中的相移量。

根据本发明，可以通过控制相移以获得适当的相位，来使输出光信号的质量稳定，该相移会由于构成光发送装置的组件的温度变化的波动或老化等而产生偏差。

另外，由于可以适当控制对接收光信号进行解调所需的相移，所以可以消除接收特性的劣化。

附图说明

图1是说明包括传统NRZ调制器的光发送装置的结构的框图；

图2表示与本发明的优选实施例相关的光通信系统的结构；

图3说明了DQPSK调制的原理；

图4说明了DQPSK调制中的通信质量的劣化；

图5表示与本发明的优选实施例相关的使用RZ-DQPSK调制的光发送装置的整体结构；

图6表示与本发明的第一实施例相关的光发送装置的第一结构；

图7是表示在相移器中，当n＝1时低频信号分量的模拟结果的波形图；

图8是表示在相移器中，当n＝2时低频信号分量的模拟结果的波形图；

图9是表示在相移器中，当n＝3时低频信号分量的模拟结果的波形图；

图10至图12说明了与本发明的第一实施例相关的光发送装置的第二至第四结构；

图13至图16说明了与本发明的第二实施例相关的光发送装置的第一至第四结构；

图17和图18说明了与本发明的第三实施例相关的光发送装置的第一和第二结构；

图19和图20说明了与本发明的第四实施例相关的光发送装置的第一和第二结构；

图21说明了与本发明的第五实施例相关的光发送装置的结构；

图22说明了与本发明的第六实施例相关的光发送装置的结构；

图23说明了与本发明的第七实施例相关的光发送装置的结构；

图24说明了与本发明的第八实施例相关的光发送装置的结构；

图25说明了与本发明的第九实施例相关的光发送装置的结构；

图26A示出了通过平方律检测而检测到的光功率的波形；

图26B示出了相移量与峰值功率之间的关系；

图27说明了使用DMPSK调制的光发送装置的整体结构；

图28说明了图27所示的控制方法的第一具体示例；

图29说明了图27所示的控制方法的第二具体示例；

图30示出了使用CSRZ-DPSK调制的光发送装置的整体结构；

图31示出了图30所示的光发送装置中的波动控制的第一结构示例；

图32示出了图30所示的光发送装置中的波动控制的第二结构示例；

图33说明了图31所示的第一结构的具体示例；

图34说明了图32所示的第二结构的具体示例；

图35表示MZ调制器中的偏压与检测到的低频信号之间的关系；

图36表示强度调制器中的偏压与检测到的低频信号之间的关系；

图37示出了图31所示的光发送装置的变型示例；

图38说明了第十二实施例的原理；

图39至图41是第十二实施例的第一至第三实例；

图42说明了第十三实施例的原理；

图43是用于对数据信号的标记率进行控制的方法的简要概览；

图44是对光发送装置中的控制进行概括的表；

图45说明了RZ调制器的Vπ-ABC控制；

图46说明了包括在相位调制器中的I-臂/Q-臂的2Vπ-ABC控制；

图47概括了所检测信号的比较结果；

图48说明了第十四实施例的光发送装置的结构；

图49说明了第十四实施例中的相移量调节方法的概览；

图50表示低频信号的幅值与检测到的f₀分量之间的关系；

图51A和图51B说明了第十四实施例的效果；

图52是第十四实施例中的相移量调节方法的流程图；

图53是图52的流程图的参照图；

图54说明了本发明的实施例的光接收装置的结构；

图55说明了第一实施例的光接收装置；

图56A和图56B示出了差分信号的波形；

图57A和图57B示出了该差分信号的眼图；

图58A和58B表示平方信号的波形；

图59A和59B示出了该平方信号的频谱；

图60表示图55所示的光接收装置的变型例；

图61说明了第二实施例的光接收装置的结构；

图62A至图62C说明了第二实施例的光接收装置的工作原理；

图63说明了第三实施例的光接收装置的结构；

图64A至图64D说明了第三实施例的光接收装置的工作原理；

图65说明了用于接收DPSK调制信号的光接收装置的结构；

图66A和图66B示出了由图65所示的光接收装置接收的信号的眼图；

图67说明了第四实施例的光接收装置的结构；

图68A至图68C示出了差分信号的波形；

图69A至图69C示出了平方信号的波形；

图70说明了延迟时间的偏差量与平方信号的平均功率之间的关系；

图71说明了图67所示的光接收装置的变型例；

图72说明了第五实施例的光接收装置的结构；

图73A至图73C说明了第五实施例的光接收装置的工作原理；

图74说明了第六实施例的光接收装置的结构；

图75A和图75B示出了光电检测器的输出电流的波形；

图76示出了该光电检测器的输出电流的平方时间平均功率；

图77示出了第七实施例的光接收装置的结构；

图78示出了第八实施例的光接收装置的结构；

图79是第八实施例的光接收装置的变型例；

图80示出了第九实施例的光接收装置的结构；

图81A至图81C示出了光电检测器的输出电流的波形；

图82A至图82C说明了限幅放大器的操作；

图83示出了该限幅放大器的输出信号的时间平均功率；

图84至图86分别示出了第九实施例的光接收装置的第一至第三变型例。

具体实施方式

在以下说明中，参照附图对本发明的优选实施例进行说明。

图2表示与本发明的优选实施例相关的光通信系统的结构。图2所示的光通信系统1000包括光发送装置1010、光接收装置1020、以及用于在以上装置之间进行连接的传输信道光纤1030。光发送装置1010包括数据生成单元1011和调制器1012。数据生成单元1011生成要进行发送的数据。调制器1012使用由数据生成单元1011生成的数据来产生经调制的光信号。在这种情况下，调制方法并没有具体地限制，而是例如为DQPSK。光接收装置1020通过对经由传输信道光纤1030发送来的光信号进行解调来获得数据。可以在传输信道光纤1030上设置光放大器或光中继器。

图3说明了DQPSK（或QPSK）调制的原理。在DQPSK调制中，将2比特数据（数据1、数据2）作为一个码元进行发送。此处，为每个码元都分配了与数据（数据1、数据2）的组合相对应的相位。在图3所示的示例中，为码元（0，0）分配了“π/4”，为码元（1，0）分配了“3π/4”，为码元（1，1）分配了“5π/4”，并为码元（0，1）分配了“7π/4”。因此，光接收装置可以通过检测所接收信号的相位来重新生成数据。

为了实现以上相位调制，将光学CW（连续波）分束为两部分，分束光之一由数据1进行相位调制，而另一分束光由数据2进行相位调制。然后，将分配给数据2的相位相对于分配给数据1的相位偏移“π/2”。换句话说，在DQPSK调制中，需要用于产生π/2相移的装置。

图4说明了DQPSK调制中的通信质量的劣化。如上所述，采用DQPSK调制的光发送装置包括用于产生π/2相移的装置。然而，当相移量由于老化现象等而偏离π/2时，各个码元在相平面上的位置也发生偏离，如图4所示，并且光接收装置中出现错误数据识别的可能性增大。因此，为了提高DQPSK调制系统的通信质量，保持π/2相移装置的高精度非常重要。

《光发送装置》

<第一实施例>

图5是表示与本发明的优选实施例相关的利用RZ-DQPSK调制的光发送装置的整体结构的概要框图。在图5中，RZ-DQPSK光调制发送器包括：驱动信号产生单元110，用于接收输入信号以及来自时钟信号产生单元120的时钟信号，并用于产生MZ（Mach-Zehnder）调制器200的驱动信号；时钟信号产生单元120，用于向驱动信号产生单元110和RZ强度调制器300提供时钟信号；CW光源115，用于产生CW（连续波）光；相移单元220，用于为通过对光波导进行分支而获得的一对光输入提供适当的相位差；MZ调制器200，其包括第一臂和第二臂中的多个调制电极，以及用于向电极输入针对DQPSK进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2的端子；以及RZ强度调制器300，用于对MZ调制器200的输出进行RZ脉冲调制。MZ调制器200包括偏压输入单元230和240，用于接收偏压信号，以对各个臂的漂移进行补偿。RZ强度调制器300包括偏压输入单元330，用于接收偏压信号，以对漂移进行补偿。例如，日本专利公报No.2004-516743中描述了驱动信号产生单元110的结构和操作。

另外，本实施例的光发送装置包括：2Vπ-ABC控制器500，用于对CW光源115中的波长波动和MZ调制器200中的工作点偏差（DC漂移）进行补偿；以及Vπ-ABC控制器600，用于对RZ强度调制器300中的工作点偏差（DC漂移）进行补偿。当要进行CSRZ调制时，应当包括2Vπ-ABC控制器而不是Vπ-ABC控制器600。例如，日本特开未审专利公报No.2000-162563中描述了2Vπ-ABC控制器的详细结构和操作。

在与本发明的该实施例相关的光发送装置中，相移单元控制器400进行偏压控制（参见图5的（1）），以使得相移单元220的相移量达到适当的值（例如，π/2的奇数倍，也就是光输入的λ/4的奇数倍）。ABC控制器500和600通过ABC控制对DC漂移进行补偿（参见图5中所示的（2）、（3）和（4））。

图6是表示与本发明的第一实施例相关的光发送装置的第一结构的框图。图6中的与本实施例相关的光发送装置包括：时钟信号产生单元120；驱动信号产生单元110，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元120的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；以及强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元120的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制，该相位调制器包括：相移单元12，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；数据调制单元20，其包括用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂21和第二臂22的数据端子；以及第一和第二电极23和24，其设置在数据调制单元20的对应臂的后级，用于叠加低频信号。该光发送装置还包括：低频叠加单元；监测单元；以及图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（相位比较器5）的输出，对相移单元12的相移量进行控制，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向第一电极23提供低频信号f₀，并向第二电极24提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀，该监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束成两部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF 4，其中心频率为2f₀（较高谐波之一）；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于将乘法器6的相位φ1与BPF 4的相位φ2进行比较，并且当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元12的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号。低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。

由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

在具有以上结构的光发送装置中，半导体激光器11产生光CW。光CW被分束为两部分，一个分束光被引导至数据调制单元20的上侧臂21，而另一分束光经由相移单元12被引导至下侧臂22。此处，通过反馈控制将相移单元12的相移量控制为“nπ/2（n为除了0以及4的倍数以外的自然数）”。

设置电极23和24以分别对连接至臂21和22的输出侧的波导进行偏压。电极23和24是例如考虑波导的晶体取向，使用X切割或Z切割而形成的。将由低频信号产生器1产生的低频信号不作任何修改地提供给电极23。另一方面，将使用相移器2使其相位偏移了“nπ/2（n为除了0以及4的倍数以外的自然数）”的低频信号提供给电极24。由低频信号产生器1产生的低频信号例如是正弦曲线信号或者矩形波信号，并且其幅值很小，以使得所发送的光信号没有受到不利影响。

尽管由数据调制单元20产生的光信号被引导至强度调制器31，但是其一部分被分束并被引导至低速光电二极管3。例如，通过分光器对光信号进行分束。然而，在本发明中，对光信号进行“分束（或分支）”并不限于通过分光器来进行分束，而是可以通过将Y耦合器中的光泄漏引导至低速光电二极管3来实现。例如，日本特开未审专利公报No.10-228006中描述了用于对MZ调制器的光泄漏进行监测的技术。在通过“X耦合器”对臂21和臂22的输出侧波导进行耦合时，可以将X耦合器的一个输出引导至强度调制器31，并且可以将X耦合器的另一输出引导至低速光电二极管3。例如，日本特开未审专利公报No.2001-244896中描述了包括X耦合器的光调制器。

图7是表示在相移器2中，当n＝1时低频信号分量的模拟结果的波形图。此处，“n=1”表示被提供给图6中的电极23和24的两个低频信号之间的相位差为π/2。

在该模拟中，通过在0度－180度的范围内使相移单元12的相移改变π/4，来观察f₀分量和2f₀分量的电频谱。结果，当相移单元12的相移接近“90度”，即“π/2”时，获得以下条件。

（1）主要检测到f₀分量的电频谱

（2）在f₀分量中，功率达到其最大值

（3）在2f₀分量中，功率达到其最小值

在由相移单元12提供的相移量小于“π/2”（图7中的45度）时，2f₀分量信号的相位与在由相移单元12提供的相移量大于“π/2”（图7中的135度）时的相位相反。

因此，对提供给相移单元12的偏压进行反馈控制，以使得f₀分量的功率达到其最大值，使得能够将由相移单元12提供的相移量保持在“π/2”。另选地，对提供给相移单元12的偏压进行反馈控制，以使得2f₀分量的功率达到其最小值，使得能够将由相移单元12提供的相移量保持在“π/2”。在这种反馈控制中，可以通过监测f₀分量或者2f₀分量的相位来确定偏压应该较大还是较小。

图8是表示在相移器2中，当n＝2时低频信号分量的模拟结果的波形图。此处，“n=2”表示提供给图6中的电极23和24的两个低频信号之间的相位差为π。“n＝2”时的模拟结果与“n＝1”时的模拟结果相同。换句话说，当n＝2时也获得了以上（1）-（3）的特性。在相移单元12的相位为45度时2f₀分量的相位与在相移单元12的相位为135度时2f₀分量的相位相反。

图9是表示在相移器2中，当n＝3时低频信号分量的模拟结果的波形图。此处，“n=3”表示提供给图6中的电极23和24的两个低频信号之间的相位差为3π/2。“n＝3”时的模拟结果与“n＝1和2”时的模拟结果相同。换句话说，当n＝3时也获得了以上（1）-（3）的特性。在相移单元12的相位为45度时2f₀分量的相位与在相移单元12的相位为135度时2f₀分量的相位相反。当n是5或以上的自然数（除了4的倍数以外）时，结果与n＝1、2或3的结果相同。

在图7至图9所示的模拟中，可以获得电频谱，作为低速光电二极管3的输出。也就是说，f₀分量是包含在低速光电二极管3的输出中的f₀分量。另外，2f₀分量是包含在低速光电二极管3的输出中的2f₀分量。

通过这种方式，对图6所示的光发送装置进行控制，以使得当经由电极23和24将低频信号叠加在经调制的光信号上时，提供给一个电极的低频信号与提供给另一电极的低频信号之间的相位差为nπ/2（n是除了0以及4的倍数以外的自然数）或者近似为nπ/2。另外，通过使用低速光电二极管3、带通滤波器4和相位比较器5等进行的同步检测来提取包含在输出光信号中的2f₀分量。通过使用反馈控制来控制相移单元12，将相移单元12的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使2f₀分量的功率达到最小。这样，可以使输出光信号的质量稳定。

在以上实施例中，对其中低频信号的频率f₀经过加倍的频率分量进行监测；然而，本发明并不限于该频率分量。换句话说，在本发明中，可以使用要叠加在经调制的光信号上的第n谐波（n是2或者以上的自然数）来进行反馈控制。

图10是描述与本发明的第一实施例相关的光发送装置的第二结构的概要框图。在图10中，省略了图6中所示的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图6所示的光发送装置通过监测低频信号的频率的倍频分量（2f₀）的功率来执行反馈控制。另一方面，图10所示的光发送装置通过监测低频信号的频率f₀的峰值功率来执行反馈控制。因此，该光发送装置包括使频率分量f₀通过的BPF 7、以及用于检测BPF 7的输出的峰值功率的峰值功率检测器8。图10所示的光发送装置的其他结构基本上与图6所示的光发送装置相同。

图10所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；以及强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制，该相位调制器包括：相移单元12，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；数据调制单元20，其包括数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂21和第二臂22；以及第一和第二电极23和24，其设置在数据调制单元20的对应臂的后级，用于叠加低频信号。该光发送装置还包括低频叠加单元和监测单元，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向第一电极23提供低频信号f₀，并向第二电极24提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀，该监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF 7，其中心频率为f₀；以及峰值功率检测器8，用于检测带通滤波器BPF 7的输出的峰值功率。另外，该光发送装置还包括图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（峰值功率检测器8）的输出来控制相移单元12的相移量。

低速光电二极管3可以由低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

对包含在经调制的光信号中的频率f₀的光功率的模拟结果与图7至图9中所示的相同。换句话说，频率f₀的峰值功率随着相移单元12的相移量接近“π/2”而变大。

通过这种方式，对图10所示的光发送装置进行控制，以使得当经由电极23和24将低频信号叠加在经调制的光信号上时，提供给一个电极的低频信号与提供给另一电极的低频信号之间的相位差为nπ/2（n是除了0以及4的倍数以外的自然数）或者近似为nπ/2。另外，通过使用低速光电二极管3、带通滤波器7和峰值功率检测器8来检测包含在输出光信号中的f₀分量的峰值功率。通过使用反馈控制来控制相移单元12，将相移单元12的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使f₀分量的峰值功率达到最大。这样，可以使输出光信号的质量稳定。

图11是描述与本发明的第一实施例相关的光发送装置的第三结构的概要框图。在图11中，省略了图6中所示的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图11所示的光发送装置包括图6所示的控制功能（使用2f₀分量产生偏压的结构）以及图10所示的控制功能（使用f₀分量产生偏压的结构）。控制器（cont）9通过根据这两个控制功能（例如，平均值）来调节偏压，以对相移单元12中的相移量进行控制。控制器9也可以根据这些控制功能中的任意一个来控制相移量。

图11所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制；以及低频叠加单元，该相位调制器包括：相移单元12，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；数据调制单元20，其包括数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂21和第二臂22；以及第一和第二电极23和24，其设置在数据调制单元20的对应臂的后级，用于叠加低频信号，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向第一电极23提供低频信号f₀，并向第二电极24提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀。该光发送装置还包括第一监测单元、第二监测单元以及控制器CONT 9，该第一监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF 4，其中心频率为2f₀；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于对乘法器6的相位φ1和BPF 4的相位φ2进行比较，该第二监测单元包括：低速光电二极管3；带通滤波器BPF 7，其中心频率为f₀；以及峰值功率检测器8，用于对来自带通滤波器BPF 7的信号输出的峰值功率进行检测。该控制器CONT 9用于对第一监测单元（相位比较器5）的输出进行监测，并且当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元12的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号，并用于对第二监测单元（峰值功率检测器8）的功率变化进行监测，以及对相移单元12执行偏压控制，以使功率抵达其峰值。

低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

对包含在经调制的光信号中的频率f₀的光功率的模拟结果与图7至图9中所示的相同。换句话说，随着相移单元12的相移量接近于“π/2”，频率f₀的峰值功率变大，而频率2f₀的峰值功率变小。

通过这种方式，在图11所示的光发送装置中，通过使用包含在经调制的光信号中的f₀分量和2f₀分量对相移单元12的相移量进行控制，因此，以很高的精度将相移单元12的相移量保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍）。这样，可以使输出光信号的质量更稳定。

图12是描述根据本发明第一实施例的光发送装置的第四结构的概要框图。在图12中，省略了图6中所示的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

在图12所示的光发送装置中，向电极25提供低频信号f₀。这样，将低频信号f₀叠加在从数据调制单元20的臂21输出的光信号上。通过利用相移器2使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数）而获得的信号被叠加在用于控制相移单元12的偏压（DC偏压）上。图12所示的光发送装置的其他结构基本上与图6所示的光发送装置的相同。

图12所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；以及强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制，该相位调制器包括：相移单元12，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；数据调制单元20，其包括多个数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂21和第二臂22；以及电极25，其设置在数据调制单元20的臂21的后级，用于叠加低频信号。该光发送装置还包括低频叠加单元以及监测单元，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向电极25提供低频信号f₀，并向相移单元12的偏压输入单元提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀，该监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF 4，其中心频率为2f₀；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于对乘法器6的相位φ1和BPF 4的相位φ2进行比较，并且当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元12的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号。另外，该光发送装置还包括图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（相位比较器5）的输出来控制相移单元12的相移量。

低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

图12所示的光发送装置与图6所示的光发送装置的不同之处在于施加低频信号的位置。然而，通过图12所示的结构也可以获得与图7至图9中所示相同的特性。即，随着相移单元12的相移量接近于nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），2f₀分量变小。

因此，在图12所示的光发送装置中，通过反馈控制来控制相移单元12，可以将相移单元12的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使得2f₀分量的功率达到最小。通过这种反馈控制，可以使输出光信号的质量稳定。

在第一实施例的光发送装置中，可以在图12所示的结构中，通过使用f₀分量进行反馈控制，或者可以通过使用f₀分量和2f₀分量进行反馈控制。

<第二实施例>

第一实施例的光发送装置包括位于数据调制单元20的前级的相移单元12。相反，第二实施例的光发送装置包括设置在数据调制单元40的后级的相移单元13。这样，与第一实施例相比，图7至图9中所示的f₀分量和2f₀分量的幅值变大。因此，在第二实施例中，与第一实施例相比，对于f₀分量和2f₀分量的检测更加便利，并且提高了相移量的控制精度。

图13是描述于本发明第二实施例相关的光发送装置的第一结构的概要框图。图13中所示的光发送装置的结构基本上与图6所示的光发送装置相同。然而，在图13所示的光发送装置中，相移单元13设置在数据调制单元40的后级。在图13中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图13所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制；以及低频叠加单元，该相位调制器包括：数据调制单元40，其包括多个数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入到第一臂41和第二臂42；相移单元13，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；以及第一和第二电极43和44，分别设置在数据调制单元40的臂42以及相移单元13的后级，用于叠加低频信号，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向第一电极43提供低频信号f₀，并向第二电极44提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀。该光发送单元还包括：监测单元；以及图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（相位比较器5）的输出来控制相移单元12的相移量，该监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF 4，其中心频率为2f₀；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于对乘法器6的相位φ1和BPF 4的相位φ2进行比较，并且当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元12的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号。

低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

在图13所示的光发送装置中，也可以获得图7至图9所示的f₀分量和2f₀分量的特性。然而，该光发送装置将相移单元13设置在数据调制单元40的后级，如上所述，f₀分量和2f₀分量的幅值变大。

因此，在图13所示的光发送装置中，通过利用反馈控制来控制相移单元13，可以将相移单元13的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使得2f₀分量的功率达到最小。

图14是描述与本发明第二实施例相关的光发送装置的第二结构的概要框图。图14中所示的光发送装置的结构基本上与图10所示的光发送装置相同。然而，在图14所示的光发送装置中，相移单元13设置在数据调制单元40的后级。在图14中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图14所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制；以及低频叠加单元，该相位调制器包括：数据调制单元40，其包括多个数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂41和第二臂42；相移单元13，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；以及第一和第二电极43和44，分别设置在数据调制单元40的臂42以及相移单元13的后级，用于叠加低频信号，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向第一电极43提供低频信号f₀，并向第二电极44提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀。该光发送装置还包括监测单元，其包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF 7，其中心频率为f₀；以及峰值功率检测器8，用于检测带通滤波器BPF 7的峰值功率。另外，该光发送装置还包括图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（峰值功率检测器8）的输出来控制相移单元12的相移量。

低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

在图14所示的光发送装置中，也可以获得图7至图9所示的f₀分量和2f₀分量的特性。因此，在图14所示的光发送装置中，通过利用反馈控制来控制相移单元13，可以将相移单元13的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使得f₀分量的功率达到最大。

图15是描述与本发明第二实施例相关的光发送装置的第三结构的概要框图。图15中所示的光发送装置的结构基本上与图11所示的光发送装置相同。然而，在图15所示的光发送装置中，相移单元13设置在数据调制单元40的后级。在图15中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图15所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制；以及低频叠加单元，该相位调制器包括：数据调制单元40，其包括多个数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂41和第二臂42；相移单元13，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；以及第一和第二电极43和44，分别设置在数据调制单元40的臂42以及相移单元13的后级，用于叠加低频信号，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向第一电极43提供低频信号f₀，并向第二电极44提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀。该光发送装置还包括第一监测单元、第二监测单元以及控制器CONT9，该第一监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF 4，其中心频率为2f₀；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于对乘法器6的相位φ1和BPF 4的相位φ2进行比较，该第二监测单元包括：低速光电二极管3；带通滤波器7，其通过频率为f₀；以及峰值功率检测器8，用于检测来自带通滤波器BPF 7的信号输出的峰值功率，该控制器CONT 9用于监测第一监测单元（相位比较器5）的输出，并且当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元12的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号，并且用于监测第二监测单元（峰值功率检测器8）的功率变化，并用于对相移单元12进行偏压控制，以使得功率到达其峰值。

低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

在图15所示的光发送装置中，也可以获得图7至图9所示的f₀分量和2f₀分量的特性。因此，在该光发送装置中，也可以通过利用反馈控制来控制相移单元13，将相移单元13的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使得2f₀分量的功率达到最小并且f₀分量的功率达到最大。

图16是描述与本发明第二实施例相关的光发送装置的第四结构的概要框图。图16中所示的光发送装置的结构基本上与图12所示的光发送装置相同。然而，在图16所示的光发送装置中，相移单元13设置在数据调制单元40的后级。在图16中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图16所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制；以及低频叠加单元，该相位调制器包括：数据调制单元40，其包括多个数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂41和第二臂42；相移单元13，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；以及电极45，设置在数据调制单元40的臂41的后级，用于叠加低频信号，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向电极45提供低频信号f₀，并向相移单元13提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀。该光发送装置还包括：监测单元；以及图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（相位比较器5）的输出来控制相移单元13的相移量，该监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF 4，其中心频率为2f₀；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于对乘法器6的相位φ1和BPF 4的相位φ2进行比较，并当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元13的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号。

低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

在图16所示的光发送装置中，与其他光发送装置相同，也可以获得图7至图9所示的f₀分量和2f₀分量的特性。因此，在该光发送装置中，也可以通过利用反馈控制来控制相移单元13，将相移单元13的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使得2f₀分量的功率达到最小。

在第二实施例的光发送装置中，可以在图16所示的结构中，通过使用f₀分量进行反馈控制，或者可以使用f₀分量和2f₀分量进行反馈控制。

<第三实施例>

在第三实施例的光发送装置中，在执行数据调制的MZ调制器中的光信号上叠加低频信号。在该结构中，也获得了图7至图9所示的f₀分量和2f₀分量的特性。在以下说明中，将描述用于通过使用2f₀分量来进行反馈控制的结构；然而，在第三实施例中，可以通过使用f₀分量来进行反馈控制，或者可以通过使用f₀分量和2f₀分量来进行反馈控制。

图17是描述与本发明第三实施例相关的第一结构的概要框图。在该光发送装置中，在数据DATA1和数据DATA2中的每一个上都叠加有低频信号。在图17中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图17所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制；以及低频叠加单元；该相位调制器包括：相移单元12，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；以及MZ（Mach-Zehnder）调制器26，其包括多个数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂27和第二臂28，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向第一臂27的用于数据信号DATA1的输入端子提供低频信号f₀，并向第二臂28的用于数据信号DATA2的输入端子提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀。该光发送单元还包括：监测单元；以及图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（相位比较器5）的输出来控制相移单元12的相移量，该监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF4，其中心频率为2f₀；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于对乘法器6的相位φ1和BPF 4的相位φ2进行比较，并且当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元12的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号。

低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

在图17所示的光发送装置中，也可以获得图7至图9所示的f₀分量和2f₀分量的特性。因此，在该光发送装置中，通过利用反馈控制来控制相移单元12，可以将相移单元12的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使得2f₀分量的功率达到最小。

图18是描述与本发明第三实施例相关的光发送装置的第二结构的概要框图。图18中所示的光发送装置的结构基本上与图17所示的光发送装置相同。然而，在图18所示的光发送装置中，低频信号叠加在MZ调制器的DC偏压信号上。在图18中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图18所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制；以及低频叠加单元，该相位调制器包括：相移单元12，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；以及MZ（Mach-Zehnder）调制器26，其包括用于输入预编码的数据信号DATA1和DATA2的多个数据端子以及通过其分别将具有不同相位的低频信号输入至第一臂27和第二臂28的多个偏压端子，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向第一臂27的偏压端子提供低频信号f₀，并向第二臂28的偏压端子提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀。该光发送装置还包括：监测单元；以及图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（相位比较器5）的输出来控制相移单元12的相移量，该监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF 4，其中心频率为2f₀；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于对乘法器6的相位φ1和BPF 4的相位φ2进行比较，并且当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元12的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号。

低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

在图18所示的光发送装置中，也可以获得图7至图9所示的f₀分量和2f₀分量的特性。因此，在该光发送装置中，也可以通过利用反馈控制来控制相移单元12，将相移单元12的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使得2f₀分量的功率达到最小。

<第四实施例>

该光发送装置的第四结构基本上与第三实施例的光发送装置相同。然而，在第四实施例的光发送装置的结构中，相移单元13设置在MZ调制器（数据调制单元）的后级。在描述第四实施例的图19和图20中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图19是描述与本发明第四实施例相关的第一结构的概要框图。图19所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制；以及低频叠加单元，该相位调制器包括：MZ（Mach-Zehnder）调制器46，其包括多个数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂47和第二臂48；以及相移单元13，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向第一臂47的用于数据信号DATA1的数据端子提供低频信号f₀，并向第二臂48的用于数据信号DATA2的数据端子提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀。该光发送装置还包括：监测单元；以及图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（相位比较器5）的输出来控制相移单元13的相移量，该监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF 4，其中心频率为2f₀；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于对乘法器6的相位φ1和BPF 4的相位φ2进行比较，并且当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元13的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号。

低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

在图19所示的光发送装置中，也可以获得图7至图9所示的f₀分量和2f₀分量的特性。因此，在该光发送装置中，也可以通过利用反馈控制来控制相移单元13，将相移单元13的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使得2f₀分量的功率达到最小。

图20是描述与本发明第四实施例的光发送装置相关的第二结构的概要框图。图20所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制；以及低频叠加单元，该相位调制器包括：MZ（Mach-Zehnder）调制器46，其包括用于输入预编码的数据信号DATA1和DATA2的多个数据端子以及通过其分别将具有不同相位的低频信号输入到第一臂47和第二臂48的多个偏压端子；以及相移单元13，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向第一臂47的偏压端子提供低频信号f₀，并向第二臂48的偏压端子提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀。该光发送装置还包括：监测单元；以及图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（相位比较器5）的输出来控制相移单元13的相移量，该监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF4，其中心频率为2f₀；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于对乘法器6的相位φ1和BPF 4的相位φ2进行比较，并且当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元13的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号。

低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

在图20所示的光发送装置中，也可以获得图7至图9所示的f₀分量和2f₀分量的特性。因此，在该光发送装置中，也可以通过利用反馈控制来控制相移单元13，将相移单元13的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使得2f₀分量的功率达到最小。

在第四实施例中，还可以通过使用f₀分量来进行反馈控制，或者可以通过使用f₀分量和2f₀分量来进行反馈控制。

<第五实施例>

在第五实施例的光发送装置中，用于在光信号上叠加低频信号的电极设置在数据调制单元的前级，而相移单元设置在这些电极的前级。在描述第五实施例的图21中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图21是描述与本发明第五实施例相关的光发送装置的结构的概要框图。图21所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制；以及低频叠加单元，该相位调制器包括：相移单元12，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；第一和第二电极23和24，设置在数据调制单元20的对应臂的前级，用于叠加低频信号；以及数据调制单元20，其包括多个数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂21和第二臂22，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向第一电极23提供低频信号f₀，并向第二电极24提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀。该光发送装置还包括：监测单元；以及图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（相位比较器5）的输出来控制相移单元12的相移量，该监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF 4，其中心频率为2f₀；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于对乘法器6的相位φ1和BPF 4的相位φ2进行比较，并且当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元12的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号。

低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

在图21所示的光发送装置中，也可以获得图7至图9所示的f₀分量和2f₀分量的特性。因此，在该光发送装置中，也可以通过利用反馈控制来控制相移单元12，将相移单元12的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使得2f₀分量的功率达到最小。

在第五实施例中，也可以使用f₀分量进行反馈控制，或者可以使用f₀分量和2f₀分量进行反馈控制。

<第六实施例>

在第六实施例的光发送装置中，用于在光信号上叠加低频信号的电极设置在数据调制单元的前级，而相移单元设置在数据调制单元的后级。在描述第六实施例的图22中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图22是描述与本发明第六实施例相关的光发送装置的结构的概要框图。图22所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制；以及低频叠加单元，该相位调制器包括：第一和第二电极43和44，设置在数据调制单元40的对应臂的前级，用于叠加低频信号；数据调制单元40，其包括多个数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂41和第二臂42；以及相移单元13，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀；以及相移器2，用于使该低频信号f₀的相位偏移nπ/2（其中n是除了0以及4的倍数以外的自然数），以从低频信号产生器1向第一电极43提供低频信号f₀，并向第二电极44提供相位由相移器2偏移了nπ/2的低频信号f₀。该光发送装置还包括：监测单元；以及图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（相位比较器5）的输出来控制相移单元13的相移量，该监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF4，其中心频率为2f₀；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于对乘法器6的相位φ1和BPF 4的相位φ2进行比较，并且当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元13的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号。

低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。由于相移器2工作在低频，所以相移器2的相移量可以是固定的。

在图22所示的光发送装置中，也可以获得图7至图9所示的f₀分量和2f₀分量的特性。因此，在该光发送装置中，也可以通过利用反馈控制来控制相移单元13，将相移单元13的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使得2f₀分量的功率达到最小。

在第六实施例中，也可以使用f₀分量进行反馈控制，或者可以使用f₀分量和2f₀分量进行反馈控制。

<第七实施例>

在第一至第六实施例的光发送装置中，在一对光信号中的一个光信号上叠加低频信号，而在另一光信号上叠加通过使该低频信号的相位偏移预定量而获得的信号。另一方面，在第七和第八实施例的光发送装置中，仅在一对光信号中的一个光信号上叠加低频信号。在图23所示的示例中，经由相移单元12的偏压输入端子来提供低频信号；然而，为了叠加低频信号，可以经由电极来提供低频信号，并且可以将其叠加在数据信号DATA1或DATA2上，或者可以经由数据调制单元的一个臂的偏压端子来提供低频信号。即使通过其中仅在一对光信号中的一个光信号上叠加低频信号的结构，也可以通过模拟确认获得了图7至图9中所示的f₀分量和2f₀分量的特性。

图23是描述与本发明第七实施例相关的光发送装置的结构的概要框图。在图23中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图23所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制；以及低频叠加单元，该相位调制器包括：相移单元12，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；第一和第二电极23和24，设置在数据调制单元20的对应臂的前级，用于叠加低频信号；以及数据调制单元20，其包括多个数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂21和第二臂22，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀，并经由加法器14将该低频信号f₀提供给相移单元12的偏压端子。此处，低频叠加单元可以将低频信号提供给电极23或电极24而不是提供给相移单元12。

该光发送装置还包括：监测单元；以及图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（相位比较器5）的输出来控制相移单元12的相移量，该监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF 4，其中心频率为2f₀；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于对乘法器6的相位φ1和BPF 4的相位φ2进行比较，并且当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元12的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号。低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。

在图23所示的光发送装置中，也可以获得图7至图9所示的f₀分量和2f₀分量的特性。因此，在该光发送装置中，也可以通过利用反馈控制来控制相移单元13，将相移单元13的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使得2f₀分量的功率达到最小。

在第七实施例中，也可以使用f₀分量进行反馈控制，或者可以使用f₀分量和2f₀分量进行反馈控制。

<第八实施例>

第八实施例的光发送装置的结构基本上与第七实施例的光发送装置相同。然而，在第八实施例的光发送装置中，相移单元13设置在数据调制单元40的后级，并且在需要用于叠加低频信号的电极的情况下，也将该电极设置在数据调制单元40的后级。

图24是描述本发明第八实施例的概要框图。在图24中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图24所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制；以及低频叠加单元，该相位调制器包括：数据调制单元40，其包括多个数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂41和第二臂42；相移单元13，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；以及第一和第二电极43和44，设置在数据调制单元40的对应臂的后级，用于叠加低频信号，该低频叠加单元包括：低频信号产生器1，用于产生几KHz（几MHz也可以接受）的低频信号f₀，并经由加法器14将该低频信号f₀提供给相移单元13的偏压端子。此处，低频叠加单元可以将低频信号提供给电极43或电极44而不是提供给相移单元13。

该光发送装置还包括：监测单元；以及图中未示出的相位差控制单元，用于根据监测单元（相位比较器5）的输出来控制相移单元13的相移量，该监测单元包括：低速光电二极管3，用于从相位调制器的光输出中提取低频信号，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；带通滤波器BPF 4，其中心频率为2f₀；乘法器6，用于使来自低频信号产生器1的低频信号的频率加倍；以及相位比较器5，用于对乘法器6的相位φ1和BPF 4的相位φ2进行比较，并且当相位φ1延迟时产生“＋”信号，而当相位φ2延迟时产生“－”信号，并且当相移单元13的相位具有适当的值（例如，π/2的奇数倍）时输出“近零”信号。低速光电二极管3可以用低速光电二极管3’来代替，以对来自强度调制器31的输出侧的光信号进行检测。

在图24所示的光发送装置中，也可以获得图7至图9所示的f₀分量和2f₀分量的特性。因此，在该光发送装置中，可以通过利用反馈控制来控制相移单元13，将相移单元13的相移保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），以使得2f₀分量的功率达到最小。

在第八实施例中，也可以使用f₀分量进行反馈控制，或者可以使用f₀分量和2f₀分量进行反馈控制。

<第九实施例>

以上第一至第八实施例的光发送装置具有下述的结构，该结构用于在将低频信号叠加在光信号上的状态下对调制器输出功率或发送器输出功率的变化分量进行监测，以及将相移单元中的相移量控制为适当的值（例如，π/2的奇数倍）。然而，与第九实施例相关的光发送装置通过具有平方律检测器功能的RF（射频）功率监测器来监测调制器输出功率或发送器输出功率，并将相移单元的相移量控制为适当的值（例如，π/2的奇数倍），而无需叠加低频信号。

图25是描述本发明第九实施例的概要框图。在图25中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图25所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；以及强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制单元的光输出的强度进行调制，该相位调制器包括：相移单元12，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；以及MZ型调制器35，其包括多个数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至一对臂。

该光发送装置还包括：光电二极管（PD）51，用于将相位调制器的光输出转换为电信号形式，以检测相对于相移单元12的适当值（例如，π/2的奇数倍）的偏离，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合；RF功率监测器52，用于通过平方律检测器来检测光电二极管51的输出信号，并用于监测峰值功率的波动；以及图中未示出的相位差控制单元，用于根据RF功率监测器52的输出来控制相移单元12。光电二极管51可以用光电二极管51’来代替，以从强度调制器31的输出侧提取电信号。光电二极管51可以用高速响应光电二极管来实现，该高速响应光电二极管符合数据信号的速度。

图26A是表示相移单元中的相移量与输出光信号波形之间关系的模拟结果。图26B是表示相移量与输出光信号的峰值功率之间的关系的曲线图。如图26A和图26B所示，当相移单元12的相移量为“π/2”时，输出光信号的峰值功率达到最小。换句话说，如果执行反馈控制以使得输出光信号的峰值功率达到最小，则可以将相移单元12的相移量可以保持为“π/2”。

通过这种方式，第九实施例的光发送装置使用具有平方律检测器功能的RF功率监测器对光信号的峰值功率的波动进行监测，并可以通过根据监测结果进行偏压控制来对相移单元进行控制，将相移单元的相移量保持为适当的值（例如，π/2的奇数倍），从而可以使输出光信号的质量稳定。

<第十实施例>

第一至第九实施例具有下述的结构，该结构用于进行控制，以仅将相移单元的相移量保持为适当的值。然而，第十实施例具有用于使整个光发送装置的操作稳定的结构。

图27是描述使用DMPSK调制（其中M＝2ⁿ）的光发送装置的整体结构的框图。当“n＝2”时，DMPSK调制变为DQPSK调制，其中可以发送四个值。图27示出了采用DQPSK调制作为DMPSK调制的示例的光发送装置的整体结构。在图27中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

图27所示的光发送装置包括：时钟信号产生单元；驱动信号产生单元，用于产生针对DQPSK使用来自时钟信号产生单元的时钟信号进行了预编码的数据信号DATA1和DATA2；半导体激光器（LD）11；相位调制器；以及强度调制器31，用于使用来自时钟信号产生单元的时钟信号对来自相位调制器的光输出的强度进行调制，该相位调制器包括：相移单元12，用于在通过对光波导进行分支而获得的一对光输入之间提供适当的相位差；数据调制单元20，包括多个数据端子，用于分别将预编码的数据信号DATA1和DATA2输入至第一臂21和第二臂22；以及第一和第二电极23和24，设置在数据调制单元20的对应臂的后级，用于从相移单元控制器70叠加低频信号。

监测单元61对来自相位调制器的光输出进行监测，以使用来自分束点1的光信号对相位调制器的诸如干涉和DC漂移等的波动分量进行监测，并使用来自强度调制器31的输出侧的分束点2的光信号对强度调制器31的DC漂移分量进行监测，并将监测器输出提供给相移单元控制器70、2Vπ-ABC控制器80和Vπ-ABC控制器90，其中，该相位调制器具有波导，用于将光束分束为两个部分，以产生两个光信号，以及对这两个光信号进行耦合。相移单元控制器70根据监测单元61的监测器输出对相移单元12的偏压（图27中的控制信号（1））进行控制。2Vπ-ABC控制器80根据监测单元61的监测器输出，对设置在数据调制单元20的第一臂21中的偏压输入单元执行偏压控制（图27中的控制信号（2）），并对设置在数据调制单元20的第二臂22中的偏压输入单元执行偏压控制（图27中的控制信号（3））。Vπ-ABC控制器90根据监测单元61的监测器输出对强度调制器31的偏压输入单元执行偏压控制（图27中的控制信号（4））。也可以仅使用来自分束点2的光信号而不使用来自分束点1的光信号执行以上监测。

在以上光发送装置中，与第一至第九实施例相同，当在光信号上叠加低频信号时，监测单元61对f₀分量和/或2f₀分量的功率进行监测。通过根据监测结果进行的反馈控制，相移单元控制器70、2Vπ-ABC控制器80和Vπ-ABC控制器90中的每一个都单独地产生对应的偏压。这样，可以实现整个光发送装置的稳定操作。当强度调制器31执行CSRZ调制时，应该使用2Vπ-ABC控制器而不是Vπ-ABC控制器90。

图28描述了图27所示的控制方法的第一具体示例。在图28中，省略了图6示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

在图28所描述的方法中，在控制信号（1）-（4）上叠加具有相同频率的低频信号。然后，通过时分的方式对控制信号（1）-（4）执行偏压控制和低频信号的监测。在该示例中，用于产生低频信号的信号产生器被并入在开关控制单元62中，并且经由开关63依次将低频信号提供给相移控制器70、2Vπ-ABC控制器81和82，以及Vπ-ABC控制器90。

在图28中，当对相移单元12进行控制时，对开关63进行切换，以经由相移单元控制器70将低频信号提供给相移单元12。此时，控制信号（2）-（4）是固定的。监测单元61对叠加在光信号上的低频信号进行监测。根据监测结果对相移单元12进行控制。当完成对相移单元12的控制时，对开关63进行切换，以经由2Vπ-ABC控制器81将低频信号提供给数据调制单元20的臂21。此时，控制信号（1）、（3）和（4）是固定的。监测单元61对叠加在光信号上的低频信号进行监测。根据监测结果对数据调制单元20的臂21中的DC漂移进行控制。以相同的方式，对数据调制单元20的臂22中的DC漂移进行控制，并对强度调制器31中的DC漂移进行控制。尽管图28中未示出，但是可以使用如以上第一至第八实施例所示的方法来叠加低频信号。此时，当强度调制器31支持CSRZ时，应该使用2Vπ-ABC控制器而不是Vπ-ABC控制器90。

图29描述了图27所示控制方法的第二具体示例。在图29中，省略了图6中示出的驱动信号产生单元110和时钟信号产生单元120。

在图29所示的方法中，在控制信号（1）-（4）上叠加具有不同频率的低频信号。然后，对控制信号（1）-（4）同时执行偏压控制和低频信号的监测。换句话说，如图29所示，在控制信号（1）至（4）上分别叠加频率为f₀至f₃的低频信号。在该方法中，集中控制单元64对相移控制器70、2Vπ-ABC控制器81和82，以及Vπ-ABC控制器90进行控制。用于产生频率为f₀至f₃的低频信号的信号产生器例如被并入在集中控制单元64中。

作为以上第二示例的变型示例，也可以采用下述的结构，该结构包括第一具体示例中的开关控制单元，通过时分的方式在控制信号上叠加具有不同频率的低频信号，并通过时分方式对控制信号（1）-（4）执行偏压控制和监测。另外，作为以上第一和第二具体示例的变型示例，还可以采用下述的结构，在该结构中，控制信号（1）-（4）中的某些叠加有具有相同频率的低频信号，而其他控制信号叠加有具有不同频率的低频信号，并且以组合时分和同时控制的方式来执行监测和偏压控制。

<第十一实施例>

在第十一实施例中，与第十实施例相同，采用了用于提高整个光发送装置的稳定性的结构。然而，第十一实施例是采用了DMPSK调制（M＝2ⁿ）当中的DBPSK调制（即，n＝1）的光发送装置。

图30是使用CSRZ（载波抑制归零）-DPSK调制的光发送装置的框图。图30所示的光发送装置105包括：驱动信号产生器111，用于使用输入信号和来自时钟信号产生器112的时钟信号产生要发送到MZ调制器113的驱动信号；时钟信号产生器112，用于向驱动信号产生器111和CSRZ强度调制器130提供时钟信号；CW光源115；MZ调制器113，包括具有输入端子的多个调制电极，这些输入端子用于接收数据信号DATA1和DATA2；CSRZ强度调制器130，用于产生CSRZ脉冲光信号；2Vπ-ABC控制器150，用于根据来自监测单元（图中未示出，用于监测叠加在光信号上的低频信号分量）的监测器输出对MZ调制器113的偏压输入端子125进行偏压控制（图30中的控制信号（1））；以及2Vπ-ABC控制器140，用于根据以上监测器输出对CSRZ强度调制器130的偏压输入端子135进行偏压控制（图30中的控制信号（2））。MZ调制器113包括位于调制电极的一侧的偏压输入端子125，而CSRZ强度调制器130也包括位于调制电极的一侧的偏压输入端子135。

通过这种方式，第十一实施例的光发送装置可以通过使用控制信号（1）和（2），根据来自监测单元（图中未示出，用于监测叠加在光信号上的低频信号分量）的监测器输出，对MZ调制器和CSRZ强度调制器的偏压波动进行控制，来整体地稳定工作。

图31示出了图30所示的光发送装置中的波动控制的第一实例。在图31中，省略了图30中示出的驱动信号产生器111和时钟信号产生器112。

在图31所示的方法中，通过时分的方式向MZ调制器113的偏压输入端子125和CSRZ强度调制器130的偏压输入端子135添加具有相同频率的低频信号。2Vπ-ABC控制器160以时分的方式对在分束点2处分束的光信号进行监测。另外，2Vπ-ABC控制器160以时分的方式对MZ调制器113的偏压输入端子125和CSRZ强度调制器130的偏压输入端子135进行偏压控制，如图31中的控制信号（1）和（2）所示。

图32示出了图30所示的光发送装置中的波动控制的第二实例。在图32中，省略了图30中示出的驱动信号产生器111和时钟信号产生器112。

在图32所示的方法中，将频率彼此不同的低频信号叠加在对应的DC偏压上。2Vπ-ABC控制器150对从分束点1分束的光信号进行监测，并使用图32所示的控制信号（1）对MZ调制器113的偏压输入端子125进行偏压控制。2Vπ-ABC控制器140与2Vπ-ABC控制器150的操作并行地对在分束点2处分束的光信号进行监测，并使用图32所示的控制信号（2）对CSRZ强度调制器130的偏压输入端子135进行偏压控制。

在图32的结构中，将在分束点1和2处分束的光信号分别引导至2Vπ-ABC控制器150和140；然而，也可以采用其中将在分束点2处分束的光信号引导至2Vπ-ABC控制器150和140的结构。

图33描述了图31所示的第一结构的具体示例。在图33中，省略了图30中示出的驱动信号产生器111和时钟信号产生器112。

在图33中，在2Vπ-ABC控制器160中，用于产生低频信号f₀的低频信号产生器127和138设置在偏压输入端子125和135附近，该2Vπ-ABC控制器160包括：低速光电二极管171；通过频率为f₀的带通滤波器BPF 172；相位比较器173，用于通过比较低频信号产生器127和138的输出相位和BPF 172的输出相位，对MZ调制器113中的偏压波动和CSRZ强度调制器130中的偏压波动进行监测；以及控制器CONT 175，用于根据监测器输出对MZ调制器113和CSRZ强度调制器130的偏压进行控制。在该示例中，分别通过时分的方式来执行低频信号的叠加和偏压控制。

图34描述了图32所示的第二结构的具体示例。图34中省略了图30中示出的驱动信号产生器111和时钟信号产生器112。另外，在图34中，一个2Vπ-ABC控制器对MZ调制器113和CSRZ调制器130进行控制。

在图34中，用于产生频率为f₀的低频信号的低频信号产生器127设置在偏压输入端子125附近，而用于产生频率为f₁的低频信号的低频信号产生器137设置在偏压输入端子135附近。2Vπ-ABC控制器包括：低速光电二极管161；通过频率为f₀的带通滤波器BPF 162；相位比较器164，用于通过比较低频信号产生器127的输出相位和BPF 162的输出相位，对MZ调制器113中的偏压偏离进行监测；通过频率为f₁的带通滤波器BPF 163；相位比较器165，通过比较低频信号产生器137的输出相位和BPF 163的输出相位，对CSRZ调制器130中的偏压偏离进行监测；以及控制器168，用于根据相位比较器164和165的监测结果来控制MZ调制器113和CSRZ调制器130。

图35表示MZ调制器113中的偏压与图31至图34中所示的检测到的低频信号之间的关系。如图35所示，当MZ调制器113中的偏压适当时，从输出光信号中提取出的f₀分量达到最小，并且当产生偏压偏离时，f₀分量变大。偏压偏离位于＋侧时所提取的f₀分量信号的相位与偏压偏离位于－侧时所提取的f₀分量信号的相位相反。因此，可以通过进行反馈控制来对MZ调制器113中的偏压进行适当的控制，以使得f₀分量达到其最小值。

图36表示CSRZ调制器130中的偏压与图31至图34中所示的检测到的低频信号之间的关系。如图36所示，当CSRZ调制器130中的偏压适当时，从输出光信号中提取出的f₁分量达到最小，并且当产生偏压偏离时，f₁分量变大。偏压偏离位于＋侧时所提取的f₁分量信号的相位与偏压偏离位于一侧时所提取的f₁分量的相位相反。因此，可以通过进行反馈控制来对CSRZ调制器130中的偏压进行适当的控制，以使得f₁分量达到其最小值。

图37是图31所示光发送装置的变型例，其中设置有RZ强度调制器130a而不是CSRZ调制器130。在该装置中，在监测单元130b中对在分束点2处分束的光信号中所包含的f₀分量进行监测。用于向MZ调制器113提供偏压的2Vπ-ABC控制器130c和用于向RZ强度调制器130a提供偏压的Vπ-ABC控制器130d中的每一个都参照监测单元130b的监测结果。根据该结构，2Vπ-ABC控制器130c和Vπ-ABC控制器130d共享一个监测单元。

如上所述，相移单元12和13可以在数据调制单元中的一对光波导之间提供适当的相位差（例如，π/2的奇数倍）。例如，作为另一实施例，可以通过在分束光波导上设置薄膜加热器来改变光波导的温度，或者通过设置压电元件等并向光波导施加适当的电压来对光波导施加应力，以改变光波导的折射率。结果，可以执行控制，以在相位调制器中的一对光波导之间提供适当的相位差。

另外，在以上实施例中，相移单元12和13设置在一对光波导中的一个光波导中；然而，也可以将它们设置在两个光波导中。在这种情况下，可以通过对设置在这些波导中的相移单元（电极、薄膜加热器、压电元件）不对称地施加的电压或温度来适当地提供相对相位差。

此外，在以上实施例，主要针对DQPSK调制进行了说明；然而，本发明的控制可以不加任何改变地应用于QPSK调制。另外，本发明可以应用于2ⁿ PSK(n≥3)或QAM。然而，当将本发明应用于这些调制时，例如，应当使用具有四个或更多个值的多值数据作为输入到数据调制单元中的数据信号。

在以下描述中，将说明用于提高上述相移量的调节精度的技术。

如上所述，在DQPSK调制中，需要用于在一对光信号之间产生“π/2”相位差的相移单元。为了使相移单元对相移量进行调节，通过反馈控制对提供给相移单元的偏压进行控制。此处，希望具有下述的结构：使用旨在减小电路（用于监测反馈控制所使用的参数）的尺寸并降低其成本的廉价且低速的光电二极管，对经调制的光信号的时间平均光功率进行监测。然而，在DQPSK调制中，即使相位差偏离“π/2”，平均光功率的变化也很小，所以不容易检测和调节DC漂移。

鉴于以上问题，在以下的第十二和第十三实施例中，提出了下述的结构：对输出光信号的平均光功率相对于相移单元的DC漂移的变化进行放大。

<第十二实施例>

如参照图3所述，在DQPSK调制中，每一个码元都包括2位数据（DATA1和DATA2）。为数据DATA1赋值“0”或“π”，而为数据DATA2赋值“π/2”或“3π/2”。因此，码元（00，10，11，01）可以分别表示为“π/4”、“3π/4”、“5π/4”和“7π/4”。

在第十二实施例中，如图38所示，为数据DATA1赋值“0”或“π＋α”。为数据DATA2赋值“φ”或“φ＋π＋β”。此处，“φ”是相移单元的相移量，理想地为“π/2”。“α”和“β”是在第十二实施例中添加的相位。

在相平面上，与数据DATA1相对应的信号点A和B，以及与数据DATA2相对应的信号点C和D表示如下。

$A\left(\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& 0\end{array}\right)$

$B\left(\begin{array}{cc}-\frac{\sqrt{2}}{2}\cos \mathrm{\&alpha;}& -\frac{\sqrt{2}}{2}\sin \mathrm{\&alpha;}\end{array}\right)$

$C\left(\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}\cos \mathrm{\&phi;}& \frac{\sqrt{2}}{2}\sin \mathrm{\&phi;}\end{array}\right)$

$D\left(\begin{array}{cc}-\frac{\sqrt{2}}{2}\cos (\mathrm{\&beta;}+\mathrm{\&phi;})& -\frac{\sqrt{2}}{2}\sin (\mathrm{\&beta;}+\mathrm{\&phi;})\end{array}\right)$

在相平面上，与码元（00，10，11，01）中的每一个相对应的信号点E、F、G和H表示如下。

$E\left(\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}(1+\cos \mathrm{\&phi;})& \frac{\sqrt{2}}{2}\sin \mathrm{\&phi;}\end{array}\right)$

$F\left(\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}(\cos \mathrm{\&phi;}-\cos \mathrm{\&alpha;})& \frac{\sqrt{2}}{2}(\sin \mathrm{\&phi;}-\mathrm{\&alpha;})\end{array}\right)$

$G\left(\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}(\cos \mathrm{\&alpha;}-\cos (\mathrm{\&beta;}+\mathrm{\&phi;}))& -\frac{\sqrt{2}}{2}(\sin \mathrm{\&alpha;}+\sin (\mathrm{\&beta;}+\mathrm{\&phi;}))\end{array}\right)$

$H\left(\begin{array}{cc}-\frac{\sqrt{2}}{2}(1-\cos (\mathrm{\&beta;}+\mathrm{\&phi;}))& -\frac{\sqrt{2}}{2}\sin (\mathrm{\&beta;}+\mathrm{\&phi;})\end{array}\right)$

经调制的光信号的平均光功率P_ave与相平面的原点到各个信号点（E至H）的距离的平方成比例。因此，经调制的光信号的平均光功率P_ave表示为以下方程（1）。

$P_{\mathrm{ave}}=\frac{4+\cos \mathrm{\&phi;}+\cos (\mathrm{\&beta;}-\mathrm{\&alpha;}+\mathrm{\&phi;})-\cos (\mathrm{\&alpha;}-\mathrm{\&phi;})-\cos (\mathrm{\&beta;}+\mathrm{\&phi;})}{4}---\left(1\right)$

通常，在DQPSK调制中，“α”和“β”都是零。因此，在这种情况下，经调制的光信号的平均光功率P_ave保持为“1”，而与“φ”无关。换句话说，当相移单元的相移量由于老化等而偏离π/2时，很难通过监测平均光功率P_ave来检测相移量的偏离。

相反，根据第十二实施例的光发送装置，“α”和“β”都不为零，因此，方程（1）中保留了包括“φ”的项。结果，当相移量偏离π/2时，平均光功率P_ave响应于该偏离而改变。换句话说，通过监测平均光功率P_ave，可以容易地检测到相移单元的相移量的变化。

“α”和“β”可以彼此相同或者彼此不同。另外，“α”和“β”可以是正相位或负相位。因此，在第十二实施例中，“增加相位”包括沿正方向旋转相位以及沿负方向旋转相位。需要在允许通信质量下降的范围内确定“α”和“β”。

图39至图41是第十二实施例的第一至第三实例。在这些示例中，仅描述用于添加参照图38所说明的“α”和“β”的结构。半导体激光器11、相移单元13、数据调制单元40和驱动信号产生单元110与上述的相同。相位控制电路201对从数据调制单元40输出的经调制的光信号的平均光功率进行监测，并根据监测结果对相移单元13的相移量进行控制。

在第一实例中，用于向各个MZ调制器施加数据信号电压的一对电极中的一个电极被形成为到达位于该MZ调制器的输出侧的耦合波导。在图39所示的示例中，电极202和203中的每一个都被形成为到达Y耦合器。在以上述方式形成MZ调制器的电极202和203的情况下，MZ调制器中的光信号的频率在数据信号的逻辑值发生改变时产生瞬时变化，并且产生所谓的啁啾（chirp）。结果，获得图38所示的相位α和相位β。例如，日本特开未审专利公报No.07-199133中描述了通过延伸MZ调制器的电极来产生啁啾的技术细节。

在第二实例中，提供给MZ调制器的一对数据信号的幅值彼此不同。在图40所示的示例中，经由衰减器元件211将数据信号DATA1提供给MZ调制器的电极之一，并经由衰减器元件212将数据信号DATA2提供给MZ调制器的另一电极。此处，衰减器元件211的衰减（衰减1）和衰减器元件212的衰减（衰减2）彼此不同。于是，和第一实例相同，当数据信号的逻辑值发生变化时产生啁啾，并获得参照图38所述的相位α。以上说明也适用于数据信号DATA2，通过提供彼此不同的衰减3和衰减4来获得相位β。

用来获得衰减1至4的衰减元件可以是用于传输电信号的金属图案。在这种情况下，可以通过改变金属图案的宽度和/或长度来调节衰减。

在第三实例中，提供给MZ调制器的一对数据信号的定时彼此不同。在图41所示的示例中，经由延迟元件221将数据信号DATA1提供给MZ调制器的电极之一，并经由延迟元件222将数据信号DATA2提供给MZ调制器的另一电极。此时，延迟元件221的延迟（延迟1）和延迟元件222的延迟（延迟2）彼此不同。于是，与第一实例相同，当数据信号的逻辑值发生变化时产生啁啾，并获得参照图38所述的相位α。同样的说明也适用于数据信号DATA2，通过提供彼此不同的延迟3和延迟4来获得相位β。

用来获得延迟1至4的延迟元件可以用于传输电信号的金属图案。在这种情况下，可以通过改变金属图案的长度来调节延迟。

<第十三实施例>

通过如第十二实施例中所说明的以上方程（1）来表示经调制的光信号的平均光功率P_ave。然而，以上方程（1）是在假设数据信号的标记率相等的情况下得到的。换句话说，以上方程（1）假设四种码元（00，10，11，01）以相同的频率产生。

相反，在第十三实施例中，数据信号中的四种码元的标记率不相等。通过具有数据信号的不相等的标记率实际上可以获得与第十二实施例相同的效果。

图42说明了第十三实施例的原理。在第十三实施例中，为数据DATA1赋值“0”或“π”。为数据DATA2赋值“φ”或“φ＋π”。此处，“φ”是相移单元的相移量，理想地为“π/2”。

在相平面上，将与数据DATA1相对应的信号点A和B，以及与数据DATA2相对应的信号点C和D表示如下。

$A\left(\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& 0\end{array}\right)$

$B\left(\begin{array}{cc}-\frac{\sqrt{2}}{2}& 0\end{array}\right)$

$C\left(\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}\cos \mathrm{\&phi;}& \frac{\sqrt{2}}{2}\sin \mathrm{\&phi;}\end{array}\right)$

$D\left(\begin{array}{cc}-\frac{\sqrt{2}}{2}\cos \mathrm{\&phi;}& -\frac{\sqrt{2}}{2}\sin \mathrm{\&phi;}\end{array}\right)$

在相平面上，将与码元（00，10，11，01）中的每一个相对应的信号点E、F、G和H表示如下。

$E\left(\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}(1+\cos \mathrm{\&phi;})& \frac{\sqrt{2}}{2}\sin \mathrm{\&phi;}\end{array}\right)$

$F\left(\begin{array}{cc}-\frac{\sqrt{2}}{2}(1-\cos \mathrm{\&phi;})& \frac{\sqrt{2}}{2}\sin \mathrm{\&phi;}\end{array}\right)$

$G\left(\begin{array}{cc}-\frac{\sqrt{2}}{2}(1+\cos \mathrm{\&phi;})& -\frac{\sqrt{2}}{2}\sin \mathrm{\&phi;}\end{array}\right)$

$H\left(\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}(1-\cos \mathrm{\&phi;})& -\frac{\sqrt{2}}{2}\sin \mathrm{\&phi;}\end{array}\right)$

将用于传输码元（00，10，11，01）中的每一个的光功率P_E、P_F、P_G和P_H表示如下。用于传输各个码元的光功率与从相平面的原点到各个信号点（E到H）的平方距离成比例。

$P_E=\frac{1}{2}({(1+\cos \mathrm{\&phi;})}^2+{\sin }^2\mathrm{\&phi;})=\frac{2+2\cos \mathrm{\&phi;}}{2}=1+\cos \mathrm{\&phi;}$

$P_F=\frac{1}{2}({(1-\cos \mathrm{\&phi;})}^2+{\sin }^2\mathrm{\&phi;})=\frac{2-2\cos \mathrm{\&phi;}}{2}=1-\cos \mathrm{\&phi;}$

$P_G=\frac{1}{2}({(1+\cos \mathrm{\&phi;})}^2+{\sin }^2\mathrm{\&phi;})=\frac{2+2\cos \mathrm{\&phi;}}{2}=1+\cos \mathrm{\&phi;}$

$P_H=\frac{1}{2}({(1-\cos \mathrm{\&phi;})}^2+{\sin }^2\mathrm{\&phi;})=\frac{2-2\cos \mathrm{\&phi;}}{2}=1-\cos \mathrm{\&phi;}$

当码元（00，10，11，01）中的每一个的出现率为W_E、W_F、W_G和W_H时，经调制的光信号的平均光功率P_ave表示为以下方程（2）。

P_ave＝W_EP_E＋W_FP_F＋W_GP_G＋W_HP_H＝1＋(W_E＋W_F-W_G-W_H)cosφ  （2）

在第十三实施例中，对数据信号的标记率进行调节，以使得各个码元的出现率不相等。更具体地，当将数据信号的标记率调节为使得码元（00）的出现率W_E和码元（11）的出现率W_G之和与码元（10）的出现率W_F和码元（01）的出现率W_H之和不同时，平均光功率P_ave是“φ”的函数。换句话说，调制光信号的平均光功率响应于相移单元的相移量φ的改变而改变。因此，可以使用通过对经调制的光信号的平均光功率进行监测而获得的监测结果对相移单元进行反馈控制。

图43是说明用于控制数据信号的标记率的方法的简图。例如，在驱动信号产生单元中执行标记率的控制。

数据信号（输入信号序列）使其标记率由扰频器（scrambler）251进行均衡。这样，将各个码元（00，10，11，01）的出现率调节为大致相等。对数据信号的标记率进行均衡的技术是公知技术。

冗余位添加单元252向由扰频器251进行了扰频的数据信号添加冗余位。此时，向N比特的数据信号中添加M比特的冗余位。因此，数据速率增大了(N＋M)/N倍。使用产生特定码元（例如，“00”或“11”）的值作为冗余位。这样，调制光信号的平均光功率P_ave为相移量φ的函数，并且可以使用平均光功率作为参数对相移单元进行反馈控制。

第十二和第十三实施例所示的各个功能都适用于第一至第八实施例的光发送装置，并且也适用于不使用低频信号的光发送装置。

<第十四实施例>

如上所述，在第一至第八实施例的光发送装置中，通过在光信号上叠加低频信号，并通过对包含在来自调制器的光输出中的f₀分量和/或2f₀分量进行监测，来对相移单元12或13的相移量进行调节（相位调节ABC）。还执行对相位调制器的DC漂移的控制（2Vπ-ABC）和对RZ调制器的DC漂移的控制（Vπ-ABC）。图44中集中地示出了这些控制。

图45说明了RZ调制器（图5所示的RZ强度调制器300）的Vπ-ABC控制。在该Vπ-ABC控制中，将低频信号f₀叠加在调制器的驱动信号上。对包含在来自调制器的光输出中的f₀分量进行监测。此时，如果对调制器的偏压值进行适当调节，则检测到的f₀分量为零或最小。然而，如果偏压偏离适当的值并且出现DC漂移，则会从调制器的光输出中检测到f₀分量。因此，Vπ-ABC电路对偏压进行反馈控制，使得从调制器的光输出检测到的f₀分量最小。这样，可以将偏压点保持在最优点。偏压点沿正方向偏离时所检测到的f₀分量信号的相位与偏压点沿负方向偏离时所检测到的f₀分量信号的相位相反。因此，通过监测相位的极性，可以获知应该增大还是减小偏压。

图46说明了包括在相位调制器（图5中所示的MZ调制器200）中的I-臂/Q-臂的2Vπ-ABC控制。另外，在该2Vπ-ABC控制中，基本上按照与Vπ-ABC相同的方式，通过反馈控制将偏压点保持在最优点，以使f₀分量最小。另外，在2Vπ-ABC中，与Vπ-ABC类似，检测到的f₀分量的相位根据偏压点的偏离方向而改变。

在用于调节相移单元12或13的相移量的相位调节ABC中，如图7至图9所示，通过反馈控制对偏压进行调节，以使得f₀分量达到最大，或者使得2f₀分量变得最小。这样，将相移单元12或13的相移量保持在最优点。然而，在相位调节ABC中，偏压点被设置在最大点和最小点的中间，因此，即使相移单元12或13的相移量偏离“π/2”，从调制器的光输出中检测到的f₀分量的幅值的变化也很小。

图47是对所检测到的低频信号（即，f₀分量和2f₀分量）的比较结果进行概括的表。在该实施例中，叠加在光信号上的低频信号（导频信号）的频率为1.1kHz。在自动偏压控制中，对如图47中的项目4所述的“AC分量幅值”进行监测。然而，与在对DC漂移进行补偿时检测到的AC分量的幅值相比，在相位控制ABC中检测到的AC分量的幅值非常小。在图47所示的示例中，在相位控制ABC中检测到的电流幅值大约为1nA。因此，与用于对相位调制器或RZ调制器的DC漂移进行补偿的控制相比，对相移单元12或13的相移量进行调节更加困难。

在对相移单元12或13的相移量进行调节时，如图7至图9所示，相移单元的相移量沿正方向偏离时所检测到的f₀分量信号的相位与相移单元的相移量沿负方向偏离时所检测到的f₀分量信号的相位相同。因此，从这一点也可以得出，与用于对DC漂移进行补偿的控制相比，调节相移单元12或13的相移量更加困难。在第十四实施例中，给出了克服这些问题的结构。

图48描述了第十四实施例的光发送装置的结构。在图48中，包括一对相位调制器和强度调制器31的数据调制器单元20的结构和操作基本上与第一至第八实施例的相同。低速光电二极管3（或者低速光电二极管3’）的输入光功率例如为大约－10dBm。偏压例如为±30V或更大。与偏压相比，低频信号的幅值足够小，并且例如为大约100mV（大约0.05Vπ）。

在图48中，偏压产生器281根据来自偏压控制器283的指令产生偏压信号，并将该信号提供给相移单元12。在该示例中，偏压信号例如是预定范围内的DC电压信号。低频信号产生器1产生频率为f₀的低频信号。将该低频信号叠加在偏压信号上。因此，该低频信号也被提供给相移单元12。结果，数据调制器单元20的光输出中包含f₀分量。

低速光电二极管3产生与数据调制器单元20的光输出的分束光束相对应的电流。I/V转换器3a将由低速光电二极管3产生的电流信号转换为电压信号。中心频率为f₀的带通滤波器7对I/V转换器3a的输出信号进行滤波。锁相放大器282通过使用由低频信号产生器1产生的低频信号进行同步检测来检测带通滤波器7的输出信号的幅值，并在以恒定增益对检测值进行放大之后将其输出。偏压控制器283根据检测到的幅值向偏压产生器281发出指令。

与以上实施例类似，可以采用对强度调制器31的光输出进行监测的低速光电二极管3’，而不是对数据调制器单元20的光输出进行监测的低速光电二极管3。可以仅在数据调制器单元20的两个臂之一上设置相移单元12，或者可以在两个臂上都设置相移单元12。

图49说明了第十四实施例中的相移调节方法的概要。在该说明中，向相移单元12提供偏压V_bias。

在周期1中，向相移单元12提供在“V_bias”和“V_bias-ΔV”之间振荡的偏压信号，并在该状态下执行同步检测。对通过同步检测而获得的幅值V_det1进行存储。“ΔV”是低频信号的幅值。接下来，在周期2中，向相移单元12提供在“V_bias”和“V_bias＋ΔV”之间振荡的偏压信号，并在该状态下执行同步检测。通过相同的方式，对通过同步检测而获得的幅值V_det2进行存储。然后，比较“V_det1”和“V_det2”，并根据比较结果来控制偏压V_bias。

为了使相移单元12的相移量最优，需要使检测到的幅值最大。因此，当“V_det1＜V_det2”时，偏压控制单元283确定周期2中的状态比周期1中的状态更接近于最优相移量，并产生用来增大偏压的指令。另一方面，当“V_det1＞V_det2”时，偏压控制单元283确定周期1中的状态比周期2中的状态更接近于最优相移量，并产生用来减小偏压的指令。此后，通过重复周期1和周期2中的控制，相移单元12的相移量收敛为最优值“π/2”。当“V_det1”和“V_det2”彼此相等时，相移单元12的相移量被确定为最优值π/2，并且保持偏压而不进行调制。

图50示出了低频信号与检测到的f₀分量的幅值之间的关系。在该图中，当偏压为大约8.6V时，相移单元12的相移量最优。检测到的f₀分量的幅值被表示为锁相放大器282的输出信号。采用100mV-400mV的矩形波信号作为该低频信号。

如图50所示，随着低频信号的幅值变大，从数据调制器单元20的光输出中检测到的f₀分量的幅值变大。然而，当低频信号的幅值太大时应该小心，因为通信质量可能劣化。根据本实施例，通过比较从锁相放大器282输出的一对信号（图49所示的V_det1和V_det2）来确定增大/减小，可以获得与下述结构相当的调节精度，在该结构中，在对DC漂移进行补偿时，通过使用f₀分量信号的相位的极性来控制偏压。

图51A和图51B说明了第十四实施例的效果。这些图示出了在使用幅值为400mV的矩形波作为低频信号时，锁相放大器的输出幅值。

图51A示出了从第一实施例等中的调制器的光输出中检测到的2f₀分量的幅值。在第一实施例等中，如上所述，即使相移量的偏离方向发生了变化，从调制器的输出中获得的f₀分量信号的相位也不改变。另一方面，在第一实施例等中，当相移量的偏离方向发生变化时，从调制器的输出中获得的2f₀分量信号的相位发生了变化。因此，作为与第十四实施例形成对比的方法，采用了使用2f₀分量的方法，该方法使得能够通过对相位进行监测，来检测相移量的偏离方向。

在第一实施例中，如上所述，执行对2f₀分量的最小值进行检测的反馈控制。然而，在靠近相移量的最优点的区域中，2f₀分量的幅值非常小。因此，受到了噪声的影响，相移量控制的精度可能会下降。另外，锁相放大器的锁相时间变长。

图51B示出了从第十四实施例中的调制器的光输出中检测到的f₀分量的幅值。在第十四实施例中，执行对f₀分量的最大值进行检测的反馈控制。因此，在靠近相移量的最优点的区域中，f₀分量的幅值足够大。因此，即使在出现噪声的情况下，相移量控制也具有很高的精度。另外，可以使锁相放大器的锁相时间变短。

如上所述，根据第十四实施例，通过对从调制器的光输出中获得的f₀分量信号的相位进行监测，可以容易地检测到要增大还是减小相移量，因此，相移量的调节具有很高的精度。

图52是第十四实施例中的相移量调节方法的流程图。图53是图52的流程图的参考图。在该说明中，当前偏压被称作“V_present”。

在步骤S1中，根据偏压控制器283的指令产生偏压V_a，并将该偏压施加给相移单元12。“V_a”是比“V_present”低预定值的电压。在步骤S2中，在偏压V_a上叠加低频信号。在步骤S3中，通过f₀分量的同步检测，对数据调制器单元20的光输出中的f₀分量的幅值进行检测。通过连续执行步骤S1至S3预定的时间段，来获得同步检测值P_a。

在步骤S4中，根据偏压控制器283的指令产生偏压V_c，并将该偏压施加给相移单元12。“V_c”是比“V_present”高预定值的电压。在步骤S5中，在偏压V_c上叠加低频信号。在步骤S6中，通过f₀分量的同步检测，来检测数据调制器单元20的光输出中的f₀分量的幅值。通过连续执行步骤S4-S6预定时间段，来获得同步检测值P_c。

在步骤S7中，通过比较从步骤S1-S6获得的同步检测值P_a和同步检测值P_c，来检测偏压的变化方向的极性。在本说明书中，“极性”表示应该增大还是减小偏压。也就是说，如果同步检测值P_c大于同步检测值P_a，则确定为“极性：＋”。另一方面，如果同步检测值P_c小于同步检测值P_a，则确定为“极性：－”。

在步骤S8中，检查同步检测值P_a与同步检测值P_c之间的差异是否在误差范围内。如果该差异在误差范围内，则认为偏压V_present被调节至最优值或者近似最优值，并终止处理。另一方面，如果以上差异超出了误差范围，则在步骤S9中，根据以上述方式检测出的极性来改变偏压V_present。实际上，当获得了“极性：＋”时，将偏压V_present增大预定量，而当获得了“极性：－”时，将偏压V_present减小预定量。

通过重复以上步骤S1-S9，对偏压进行控制，以使得数据调制器单元20的光输出中的f₀分量最大，并将相移单元12的相移量调节至最优值π/2。

“V_c-V_present”和“V_present-V_a”可以比低频信号的幅值大，可以比低频信号的幅值小，或者可以等于低频信号的幅值。步骤S9中的变化量可以是常数，或者可以根据同步检测值P_a与同步检测值P_c之间的差异来确定。

如上所述，根据第十四实施例，可以对DQPSK光发送装置和RZ-DQPSK光发送装置中所需的π/2延迟元件的相移量进行容易和精确的调节。还可以实现尺寸与10Gbps的光发送装置中使用的传统自动偏压控制电路相似的40Gbps的光发送装置的相移量调节电路。因此，可以提供尺寸符合国际标准化MSA（多源协议）标准的40Gbps的高速转发器。

《光接收装置》

下面对与本发明相关的光接收装置进行说明。

<DQPSK调制接收装置>

图54说明了本发明实施例的光接收装置的结构。该光接收装置接收经DQPSK调制的光信号，并对该信号进行解调。在该示例中，通过光信号发送数据的速度例如为43Gbps，而码元率为21.5G。

在图54中，对输入光信号进行分束，并将其引导至第一路径和第二路径。在第一和第二路径中的每一个中都设置有干涉仪301（301a和301b）。干涉仪301例如是Mach-Zehnder延迟干涉仪。干涉仪301包括第一臂和第二臂。此处，干涉仪301的第一臂使光信号延迟1个码元时间。然而，干涉仪301a的第二臂使光信号的相位偏移“＋π/4”，而干涉仪301b的第二臂使光信号的相位偏移“-π/4”。通过偏压对各个第二臂的相移量进行控制。

光电检测器（O/E转换器）电路302（302a和302b）将从对应干涉仪301输出的光信号转换为电信号。在该示例中，每一个光电检测器电路302都由一对光电二极管（双光电二极管）构成。当将从干涉仪301输出的一对光信号提供给一对光电二极管时，光电检测器电路302输出表示由该对光电二极管产生的电流之间的差异的差分接收信号。

光电检测器电路302输出与由该对光电二极管产生的电流之间的差异相当的差异电流。转阻放大器（TIA）305将该差异电流转换为电压信号，并输出为差分接收信号。然而，在以下说明中，除非另外指明，否则不对O/E转换器电路302的输出信号和TIA305的输出信号加以区分。“光电检测器电路”一词可以用作涵盖光电检测器电路302和TIA 305在内的概念。

CDR（时钟数据恢复）电路303（303a和303b）从来自对应光电检测器电路302的输出信号中恢复时钟信号和数据信号。复用器304对CDR电路303a和303b的输出信号进行复用。这样，可以获得解调数据。例如，日本公报No.2004-516743中描述了这种光接收装置的结构和操作。

为了从在具有以上结构的光接收装置中接收的光信号中恢复数据，需要将各个干涉仪301的第二臂的相移量精确地调节为“＋π/4”或“-π/4”。在以下描述中，将说明用于调节相移量的结构和操作。

<第一实施例>

图55描述了第一实施例的光接收装置。第一实施例中的光接收装置包括平方电路311、滤波器312、监测单元313以及相位控制电路314。第二路径上的结构基本上与第一路径上的结构相同，因此下文中省略对第二路径的说明。

图56A和图56B示出了从光电检测器电路302输出的差分接收信号的波形。图57A和图57B示出了该差分接收信号的眼图（眼孔图样）。如果第二臂上的相移量精确地为“π/4”，则差分接收信号表现出稳定的波形（如图56A所示），并且可以获得具有宽眼孔径的眼图，如图57A所示。然而，当相移量偏离“π/4”时，差分接收信号的波形变得不稳定（如图56B所示），并且眼图的眼孔径很小，如图57B所示。顺便提及，图56B和图57B是相移量为“π/4＋Δ(Δ＝30度)”时的模拟结果。

平方电路311对从光电检测器电路302输出的差分接收信号进行平方。该平方电路311没有具体限制，例如可以通过包括Gilbert单元（Cell）的模拟乘法器电路来实现。在这种情况下，通过使用该模拟乘法器电路将这些差分接收信号彼此相乘，来获取差分接收信号的平方信号。

图58A和图58B示出了从平方电路311输出的平方信号的波形。图59A和图59B示出了该平方信号的频谱。当第二臂中的相移量精确地为“π/4”时，该平方信号具有其中在码元周期内出现基本恒定值的波形，如图58A所示。因此，在这种情况下，如图59A所示，在该平方信号的频谱中仅出现了码元频率分量（该示例中为21.5GHz）及其高次谐波分量。另一方面，当相移量偏离“π/4”时，该平方信号具有其中在随机周期内出现各种值的波形，如图58B所示。因此，在这种情况下，平方信号的频谱包含各种频率分量，如图59B所示。

滤波器312使连续频率分量的除了为码元频率的整数倍的频率以外的至少一部分通过。换句话说，滤波器312例如是使低于码元频率（本示例中为21.5GHz）的频率通过的低通滤波器（或带通滤波器），并且其对从平方电路311输出的平方信号进行滤波。监测单元313对来自滤波器312的输出信号的功率进行监测。相位控制电路314根据监测单元313的监测结果，对干涉仪301的第二臂的相移量进行控制。通过例如提供给第二臂的偏压来控制相移量。

在以上结构中，当第二臂中的相移量的偏离为零（即，相移单元的相移量精确地为“π/4”）时，平方信号仅包含码元频率分量及其高次谐波分量。在这种情况下，由监测单元313检测到的功率接近于零。然而，在出现相移量的偏离时，平方信号包含各种频率分量（尤其是比码元率低的频率分量）。在这种情况下，由监测单元313检测到的功率取决于相移量的偏离值。因此，在执行反馈控制以使得由监测单元313检测到的功率最小时，相移量应该保持为“π/4”。

图60示出了图55所示的光接收装置的变型例。图60所示的光接收装置的结构基本上与图55所示的光接收装置相同。然而，该光接收装置包括绝对值电路315而不是平方电路311。

绝对值电路315对从光电检测器电路302输出的差分接收信号进行全波整流。绝对值电路315没有具体限制，例如，可以通过包括多个二极管的全波整流电路或者使用运算放大器形成的全波整流电路来实现。

滤波器312、监测单元313、相位控制电路314基本上与图55所示的光接收装置的相同。另外，在该光接收装置中，当进行反馈控制以使得由监测单元313检测到的功率最小时，相移量应该保持为“π/4”。

<第二实施例>

图61描述了第二实施例的光接收装置的结构。第二实施例的光接收装置具有使用低频信号对相移量进行调节的结构。

在图61中，低频振荡器321例如生成几kHz到几MHz之间的频率范围内的低频信号。在以下说明中，将低频信号的频率定义为“f₀”。经由低频叠加电路322将该低频信号提供给干涉仪301的第二臂。因此，第二臂中的相移量响应于低频信号的电压而周期性地变化。因此，从干涉仪301输出的光信号或者从光电检测器电路302输出的差分接收信号包含f₀分量。

与上述平方电路311的情况相同，乘法器电路323将从光电检测器电路302输出的差分接收信号彼此相乘。滤波器324是低通滤波器，其使频率2f₀通过，并对来自乘法器电路323的输出信号进行滤波。检测单元325使用该低频信号通过同步检测从滤波器324的输出中检测f₀分量和/或2f₀分量。相位控制电路326根据检测单元325的检测结果，对干涉仪301的第二臂的相移量进行控制。通过例如提供给第二臂的偏压来控制相移量。在乘法器323和滤波器324之间设置有监测单元，用于对乘法器323的输出信号的幅值或功率进行监测，然而，在图61中省略了该监测单元。

图62A至图62C说明了第二实施例的光接收装置的工作原理。图62A示出了第二臂中的相移量与干涉仪301的输出的光功率（相对值）之间的关系。在该图中，横轴表示相对于“π/4”的偏离。当由相移电路326控制的相移量精确地为“π/4”时，在叠加低频信号时的相移量围绕光功率具有其最小值的点周期性地变化。因此，在这种情况下，如图62B所示产生了2f₀分量。另一方面，当相移量偏离“π/4”时，在叠加低频信号时的相移量在远离光功率具有其最小值的点的区域内周期性地变化。因此，在这种情况下，没有产生2f₀分量，而是如图62C所示仅获得了f₀分量。此时，在相移量沿正侧偏离时的f₀分量信号的相位与在相移量沿负侧偏离时的f₀分量信号的相位相反。

第二实施例的光接收装置利用以上工作原理对第二臂中的相移量进行优化。换句话说，相位控制电路326执行反馈控制，以使得由检测单元325检测到的2f₀分量的功率达到最大。另选地，相位控制电路326执行反馈控制，以使得由检测单元325检测到的f₀分量的功率达到最小。这样，第二臂中的相移量保持为“π/4”。此时，通过监测f₀分量信号的相位，可以方便地确定应该增大还是减小相移量。

<第三实施例>

图63描述了第三实施例的光接收装置的结构。第三实施例的光接收装置通过使用对所接收信号的统计处理来调节相移量。

在图63中，高速抽样电路331对从光电检测器电路302输出的差分接收信号进行抽样。抽样定时由CDR电路303产生的时钟信号和来自抽样信号处理电路332的触发信号来确定。具体地，例如在码元周期内或者为码元周期的整数倍的周期内执行抽样。

抽样信号处理电路332对通过抽样而获得的各个抽样值的出现频率进行计算。相位控制电路333根据由抽样信号处理电路332获取的出现频率信息对干涉仪301的第二臂的相移量进行控制。例如，通过提供给第二臂的偏压来控制相移量。

图64A和图64B示出了高速抽样电路331的抽样操作的示例。在该示例中，在比码元周期长三倍的周期内执行抽样。在相移量精确地为“π/4”的情况下，通过抽样而获得的信号电压值仅为一个正值（＋0.7）和一个负值（－0.7），如图64A所示。相反，在相移量偏离“π/4”的情况下，通过抽样获得了四个或更多个信号电压值，如图64B所示。在该示例中，获得了四个值（＋1.1、＋0.3、－0.3、－1.1）。图64C和图64D是抽样信号处理电路332的处理结果的示例，并且分别对应于图64A和图64B。

第三实施例的光接收装置使用以上工作原理对第二臂中的相移量进行优化。换句话说，相位控制电路333执行反馈控制，以减小信号电压值的波动（例如，将信号电压值保持为特定的两个值）。这样，将第二臂的相移量保持为“π/4”。

<DPSK（DBPSK）接收装置>

图65描述了用于接收DPSK调制信号的光接收装置的结构。在图65中，输入信号被引导至干涉仪341。该干涉仪341例如是Mach-Zehnder延迟干涉仪，并且包括第一臂和第二臂。干涉仪341的第二臂向光信号提供1比特延迟。第二臂中的延迟时间为光信号经由第一臂传输的时间周期以及光信号经由第二臂传输的时间周期之间的差异，并通过偏压对其进行控制。

光电检测器电路342将从干涉仪341输出的光信号转换为电信号。光电检测器电路342与图54所示的光电检测器电路302相同，并且输出与光信号相对应的差分接收信号。此处，差分接收信号的比特率为43Gbps。CDR电路343从光电检测器电路342的输出信号中恢复并输出时钟信号和数据信号。

为了从在具有以上结构的光接收装置中接收的光信号中再现数据，需要将干涉仪341的第二臂的延迟时间精确地调节为“1比特”。换句话说，如果延迟时间被精确地调节为“1比特”，则可以获得图66A所示的具有宽眼孔径的眼图（眼孔图样）；然而，如果延迟时间偏离“1比特”，则眼图的眼孔径变小，如图66B所示。当眼图的眼孔径较小时，出现比特误差的可能性增大。在以下说明中，作为第四和第五实施例，对用于调节DBPSK光接收装置中的延迟时间的结构和操作进行说明。

<第四实施例>

图67描述了第四实施例的光接收装置的结构。在图67中，平方电路351通过将从光电检测器电路342输出的差分接收信号彼此相乘来产生平方信号。平方电路351基本上与第一实施例中的平方电路311相同。监测单元352通过积分来获得该平方信号在时域中的平均值。延迟控制电路353根据由监测单元352获得的该平均值，对干涉仪341的第二臂的延迟时间进行控制。例如，通过提供给第二臂的偏压来控制该延迟时间。

图68A至图68C示出了差分接收信号的波形。图69A至图69C示出了通过对该差分接收信号进行平方而获得的平方信号的波形。当对延迟时间进行适当地调节时，如图68A和图69A所示，差分接收信号和平方信号的幅值变大。换句话说，在这种情况下，平方信号的平均功率变大。另一方面，当延迟时间出现偏离时，如图68B、图68C、图69B和图69C所示，差分接收信号和平方信号的幅值变小。于是在这种情况下，平方信号的平均功率也变小。

图70描述了延迟时间的偏离量与平方信号的平均功率之间的关系。如图70所示，当延迟时间的“偏离量δ”为零时，平方信号的平均功率达到其最大值。随着“偏离量δ”变大，平方信号的平均功率变小。然而，平方信号的平均功率随着“偏离量δ”的变化而周期性地变化。

第四实施例的光接收装置使用以上工作原理对第二臂中的延迟时间进行优化。换句话说，延迟控制电路353执行反馈控制，以使得由监测单元352获得的平方信号的平均功率达到其最大值。这样，将第二臂中的延迟时间保持为“1比特”。

图71描述了图67所示的光接收装置的变型例。图71中的光接收装置的结构基本上与图67中的光接收装置的相同。然而，该光接收装置包括绝对值电路354而不是平方电路351。包括绝对值电路354而不是平方电路351的结构的操作基本上与第一实施例所述的相同。

<第五实施例>

图72描述了第五实施例的光接收装置的结构。在图72中，低频振荡器361、低频叠加电路362、乘法器电路363、检测单元364的操作基本上与第二实施例中的相同。换句话说，向干涉仪341的第二臂提供低频信号f₀，检测单元364检测f₀分量和2f₀分量。延迟控制电路365根据检测单元364的检测结果对干涉仪341的第二臂的延迟时间进行控制。

图73A至图73C说明了第五实施例的光接收装置的工作原理。图73A示出了第二臂中的延迟时间与干涉仪341的输出的光功率（相对值）之间的关系。在该图中，横轴表示相对于“1比特”的偏离。在由延迟控制电路365控制的延迟时间精确地为“1比特”的情况下，产生2f₀分量，如图73B所示。另一方面，在延迟时间偏离“1比特”的情况下，没有产生2f₀分量；然而，如图73C所示，仅获得了f₀分量。

第五实施例的光接收装置利用以上工作原理对第二臂中的延迟时间进行优化。换句话说，延迟控制电路365执行反馈控制，以使得由检测单元364检测到的2f₀分量的功率达到其最大值。另选地，该延迟控制电路执行反馈控制，以使得由检测单元364检测到的f₀分量的功率达到其最小值。这样，将第二臂中的延迟时间保持为“π/4”。

<第六实施例>

图74描述了第六实施例的光接收装置的结构。在图55等所示的结构中，TIA 305的输出信号被引导至平方电路311。另一方面，在第六实施例中，TIA 305a和TIA 305b与光电检测器电路302的后级相连。在该示例中，以预定的比率对光电检测器电路302的输出电流进行分离，并将其提供给TIA 305a和TIA 305b。将TIA 305a的输出信号作为主信号发送给CDR电路303。另一方面，将TIA 305b的输出信号作为监测信号发送给平方电路311。对延迟干涉仪301的相移单元的相移量进行控制的方法与图55中所示结构中的方法相同。

如上所述，本发明的光接收装置可以通过将在TIA 305的前级中分离的电流信号作为监测信号，来对相移单元进行控制。该结构适用于第一到第五实施例。

<第七实施例>

图75A和图75B示出了光电检测器电路的输出电流的波形。图75A和图75B示出了构成图55中所示的光电检测器电路302的一对光电二极管PD1和PD2的输出电流波形的模拟结果。

在图55中，延迟干涉仪301输出一对互补光信号。因此，该对光电二极管PD1和PD2的输出电流的波形彼此相反，如图75A和图75B所示。因此，在以下说明中，对这些光电二极管中的一个（下文称作光电二极管PD1）进行说明。

只要将延迟干涉仪301的相移单元的相移量精确地调节为“π/4”，光电二极管PD1的输出电流就应该具有两个值（大约0.9mA或大约0.15mA）之一。然而，当相移量变为“π/4＋22.5度”时，光电二极管PD1的输出电流变为四个值（大约1.0mA、大约0.75mA、大约0.35mA、大约0.05mA）中的任何一个。另外，当相移量变为“π/4＋45度”时，光电二极管PD1的输出电流变为三个值（大约1.1mA、大约0.5mA、0）中的任何一个。

图76示出了光电二极管PD1的平方输出电流的时间平均值。该曲线图是通过模拟获得的。x轴是基于下述条件的“偏离量”：延迟干涉仪301的相移单元12的相移量为“π/4”。

如图76所示，当延迟干涉仪301的相移单元的相移量为“π/4”时，光电二极管PD1的平方输出电流的时间平均值最小。因此，通过执行反馈控制，以使时间平均功率最小，延迟干涉仪301的相移单元的相移量收敛于最优值π/4。

图77示出了第七实施例的光接收装置的结构。第七实施例的光接收装置的基本结构与图55所示的第一实施例的相同。然而，在第七实施例中，使用负载电阻（与构成光电检测器电路302的光电二极管PD1和PD2相连）两端的电压来执行用于调节相移量的反馈控制。

在图77中，经由负载电阻R1将偏压1（为预定的DC电压）提供给光电二极管PD1。以相同的方式，经由负载电阻R2将偏压2（为预定的DC电压）提供给光电二极管PD2。然后，可以通过分别对负载电阻R1和R2两端的电压进行监测，来监测由光电二极管PD1和PD2产生的各个电流。

由光电二极管PD1和PD产生的电流的波形具有彼此相反的相位，如图75A和图75B所示。因此，由光电二极管PD1和PD2产生的平方电流的时间平均值变得相同。结果，第七实施例的反馈控制系统采用负载电阻R1或负载电阻R2中的任意一个两端的电压的平方信号。换句话说，对延迟干涉仪301的相移单元的相移量进行调节，以使得负载电阻R1或负载电阻R2中的任意一个两端的电压的平方信号最小。这样，使相移量收敛于最优值“π/4”。

在第七实施例中，可以采用绝对值电路315而不是平方电路311。反馈控制系统可以采用负载电阻R1和R2两端的电压。另外，还可以包括用于从流经负载电阻R1和R2的电流中去除DC分量的DC截止电容器C1和C2。此外，还可以包括用于将光电检测器电路302和TIA 305之间的信号线接地的电阻R3和R4。此外，第七实施例的结构适用于DBPSK光接收装置。

<第八实施例>

图78描述了第八实施例的光接收装置的结构。第八实施例的光接收装置的基本结构与图61所示的第二实施例的相同。但是，在第八实施例中，采用负载电阻R1或R2两端的电压来进行反馈控制。换句话说，当使用f₀分量时，对负载电阻R1或R2两端的电压的平方信号进行监测，并对相移量进行调节，以使包含在该平方信号中的f₀分量最小。在使用2f₀分量时，对负载电阻R1或R2两端的电压的平方信号进行监测，并对相移量进行调节，以使包含在该平方信号中的2f₀分量最大。

使用f₀分量和2f₀分量来调节相移量的方法的原理与参照图62A至图62C所述的相同。尽管图61中省略了监测单元327，但是监测单元327对平方电路311的输出信号的幅值或功率进行监测。

图79是第八实施例的光接收装置的变型例。在图79所示的光接收装置中，与图78所示的光接收装置相同，使用负载电阻R1或R2两端的电压来执行反馈控制。然而，在图79所示的光接收装置的反馈控制系统中，使用了f₀分量和2f₀分量。

如参照图62A至图62C所述，当相移量为“π/4”时，由监测单元327获得的2f₀分量最大。因此，检测单元372获得由滤波器371获得的2f₀分量信号的幅值或功率。相位控制单元375对延迟干涉仪301的相移单元的相移量进行调节，以使得由检测单元372获得的2f₀分量变得最大。另一方面，延迟干涉仪301的相移单元的相移量沿正侧偏离时由监测单元327获得的f₀分量信号的相位与该相移单元的相移量沿负侧偏离时由监测单元327获得的f₀分量信号的相位相反。因此，相位比较器374通过同步检测来检测由滤波器373获得的f₀分量信号的相位。相位控制单元375在使用2f₀分量来调节相移量时，确定应该参照f₀分量信号增大还是减小相移量。

在第八实施例中，还可以采用DC截止电容器C1和C2以及电阻R3和R4。第八实施例的结构也适用于DBPSK光接收装置。

<第九实施例>

图80描述了第九实施例的结构。第九实施例的光接收装置的基本结构与图55所示的第一实施例的相同。但是，在第九实施例中，包括限幅放大器381、监测单元382和相位控制单元383，而不是第一实施例的平方电路311、滤波器312、监测单元313和相位控制器314。

限幅放大器381对由光电检测器电路302产生的电流信号进行放大。在该实施例中，在通过TIA 305将从光电检测器电路302输出的电流信号转换为电压信号之后，将其提供给限幅放大器381。稍后说明限幅放大器381的饱和特性。监测单元382对限幅放大器381的输出信号的平均功率进行监测。相位控制单元383根据监测单元382的输出对延迟干涉仪301的相移单元的相移量进行调节。

图81A至图81C示出了光电检测器电路302的输出电流的波形。图81A为光电二极管PD1的输出电流的波形，图81B为光电二极管PD2的输出电流的波形，而图81C是光电检测器电路302的差分输出电流（即，光电二极管PD1和PD2的输出电流之间的差）的波形。对这些波形进行转换并表示为电压。

如图81A至图81C所示，最大峰值电流根据延迟干涉仪301的相移单元的相移量而改变。具体地，当延迟干涉仪301的相移单元的相移量为“π/4”时，最大峰值电流最小。随着相移量偏离“π/4”，最大峰值电流变大。例如，如图81C所示，差分输出电流的幅值在“π/4”时为大约1.5mV，在“π/4＋22.5度”时为大约2.0mV，而在“π/4＋45度”时为大约2.4mV。光电检测器电路302的输出电流的平均值是恒定的，而与相移单元的相移量无关。

图82A至图82C说明了限幅放大器381的操作。“V_in-0”表示相移量为“π/4”时限幅放大器381的输入信号的最大峰值电平，而“V_out-0”表示在输入“V_in-0”时限幅放大器381的输出电平。“V_in-Δ”表示在相移量相对于“π/4”偏离了“Δ”时限幅放大器381的输入信号的最大峰值电平，而“V_out-Δ”表示在输入“V_in-Δ”时限幅放大器381的输出电平。另外，如图82A所示，限幅放大器381在输入电压低于阈值V_th的区域中对输入信号进行线性放大，并且其增益在输入电压超过该阈值V_th的区域内饱和。

在第九实施例的光接收装置中，当相移单元的相移量为“π/4”时，将限幅放大器381的输入信号的最大峰值电平设定为相当于或大致相当于“阈值V_th”。这样，如图82B所示，当相移单元的相移量为“π/4”时，对限幅放大器381的输入信号进行整体放大。另一方面，当相移单元的相移量偏离“π/4”时，限幅放大器381的输入信号的最大峰值电平超过了阈值V_th。因此，由于超过阈值V_th的分量属于限幅放大器381的饱和区域，如图82C所示，所以增益变小。在这种情况下，与假定执行线性放大的情况相比，限幅放大器381的输出信号的幅值受到限制。

光电检测器电路302的输出电流的平均值是恒定的，而与相移单元的相移量无关。因此，当限幅放大器381的输出信号的幅值受到限制时，限幅放大器381的输出信号的时间平均功率减小。换句话说，当相移量偏离“π/4”时，限幅放大器381的输出信号的时间平均功率根据偏离量而减小。

图83示出了限幅放大器381的输出信号的时间平均功率。如上所述，当相移单元的相移量为“π/4（偏离＝0）”时，对限幅放大器381的整个输入信号进行线性放大。相反，当相移量偏离“π/4”时，限幅放大器381的输出信号的幅值由于增益饱和而受限。因此，如图83所示，当相移量为“π/4（偏离＝0）”时，限幅放大器381的输出信号的时间平均功率最大。

相位控制单元383使用以上特性对延迟干涉仪301的相移单元的相移量进行调节。也就是说，相移控制单元383通过反馈控制来调节相移单元的相移量，使得限幅放大器381的输出信号的时间平均功率（或平均幅值）最大。这样，将相移量精确地调节为“π/4”。

图84至图86描述了第九实施例的光接收装置的变型例。在图84所示的光接收装置中，使用负载电阻R1或R2两端的电压来调节相移量。实际上，负载电阻R1或R2两端的电压被输入至限幅放大器381。如参照图80所述，相位控制单元383对相移单元的相移量进行调节，以使限幅放大器381的输出信号的时间平均功率最大。使用与光电二极管相连的负载电阻两端的电压来执行反馈控制的操作与第八实施例中所述的相同。

在图85所示的光接收装置中，使用低频信号f₀来调节相移量。即，经由低频叠加电路322将由低频信号振荡器321产生的低频信号提供给干涉仪301的相移单元。这里，如图83所示，当相移单元的相移量为“π/4”时，限幅放大器381的输出信号的时间平均功率最大。因此，当相移单元的相移量为“π/4”时，限幅放大器381的输出信号中出现了2f₀分量。因此，在使用f₀分量时，对限幅放大器381的输出信号的时间平均功率进行监测，并对相移量进行调节，使得包含在该平均功率信号中的f₀分量最小。在使用2f₀分量时，对限幅放大器381的输出信号的时间平均功率进行监测，并对相移量进行调节，使得包含在该平均功率信号中的2f₀分量最大。使用f₀分量或2f₀分量来调节相移量的方法与参照图62A至图62C，或者图73A至图73C所述的相同。

在图86所示的光接收装置中，与图85所示的光接收装置相同，使用低频信号来调节相移量。然而，在该光接收装置中，使用了f₀分量和2f₀分量。实际上，相位控制单元375对延迟干涉仪301的相移单元的相移量进行调节，使得由检测器372获得的2f₀分量最大。此时，相位控制单元375在使用2f₀分量来调节相移量时，根据f₀分量信号的相位来确定应该增大还是减小相移量。使用f₀分量和2f₀分量来调节相移量的方法与参照图79所述的相同。

在图85或图86所示的结构中，可以提供与光电检测器电路302相连的负载电阻R1或R2两端的电压，而不是TIA 305的输出信号。

以上实施例具有下述的结构：利用限幅放大器381的饱和特性来去除超过阈值Vth的信号分量；然而，本发明并不限于该结构。换句话说，本发明的第九实施例包括具有限幅电路的结构，其中相移量为“π/4”时光电检测器电路302的输出信号的幅值与该阈值相当，该限幅电路用于将光电检测器电路302的输出信号限制为阈值电平。

《光发送装置/光接收装置的变型例》

例如，通过改变光波导的折射率来对相移单元的相移量（光发送装置中的“π/2”和光接收装置中的“π/4”）进行调节。在这种情况下，可以通过以下方式来调节光波导的折射率：通过设置在光波导附近的薄膜加热器等来改变光波导的温度；通过使用压电元件施加适当的电压来对光波导增加应力；或者通过施加电压来引起电光效应（Pockelse效应）。

在以上实施例中，可以仅对一个光波导设置相移单元，或者可以对一对光波导中的两个光波导都设置相移单元。在后一种情况下，可以通过向设置在一对光波导中的相移单元（电极、薄膜加热器、压电元件等）施加电压或者不对称地提供温度来产生相对相位差。

在以上实施例中，主要针对DQPSK调制进行了说明；然而，本发明的控制可以不加任何改动地应用于QPSK调制。本发明还可以应用于2ⁿPSK（n≥3）或者QAM。然而，当将本发明应用于这些调制时，应当采用例如4值或更多值的多值数据作为对数据调制单元的数据信号输入。

在使用LN（LiNbO₃）调制器作为调制器时，因为LN调制器具有偏振依赖性，所以理想地，使用用于在光源和调制器之间或者多个调制器之间进行连接的保偏光纤。优选地，使用保偏光纤的结构基本上适用于所有实施例。

尽管在这些实施例中的光接收装置中使用了限幅放大器，但是也可以使用具有限幅功能的元件来代替限幅放大器。在对限幅元件的输出信号进行放大时，可以使用速度低于限幅放大器的放大器。

Claims (12)

1.一种光接收装置，用于对经相位调制的光信号进行接收和解调，其包括：

干涉仪，包括用于使光输入的第一分束光延迟一码元时间周期的第一臂，以及用于使该光输入的第二分束光的相位偏移预定量的第二臂；

光电检测器电路，用于将从所述干涉仪输出的光信号转换为电信号；

计算电路，用于产生所述电信号的平方信号或绝对值信号；

滤波器，其与所述计算电路相连，用于使频率分量中的除了码元频率的整数倍的频率以外的至少一部分通过；以及

控制单元，用于根据来自所述滤波器的输出，对第二臂中的相移量进行控制。

2.根据权利要求1所述的光接收装置，其中

所述光电检测器电路包括：光电二极管，用于产生与从所述干涉仪输出的光信号相对应的电流；以及转换器，用于将由该光电二极管产生的电流转换为电压信号，并且其中

所述计算电路产生从所述转换器输出的电信号的平方信号或绝对值信号。

3.根据权利要求1所述的光接收装置，其中

所述光电检测器电路包括：光电二极管，用于产生与从所述干涉仪输出的光信号相对应的电流；第一转换器，用于将由该光电二极管产生的电流的第一部分转换为电压信号；以及第二转换器，用于将由该光电二极管产生的电流的第二部分转换为电压信号，并且其中

从所述第一转换器的输出信号中恢复出传输数据，并且其中

所述计算电路产生从所述第二转换器输出的电信号的平方信号或绝对值信号。

4.根据权利要求1所述的光接收装置，其中

所述光电检测器电路包括：光电二极管，用于产生与从所述干涉仪输出的光信号相对应的电流；以及与该光电二极管相连的负载电阻，并且

所述计算电路产生作为所述负载电阻两端的电压而获得的电信号的平方信号或绝对值信号。

5.根据权利要求1所述的光接收装置，其中

所述光电检测器电路包括：一对光电二极管，用于产生与来自所述干涉仪的一对光信号相对应的电流；以及与该对光电二极管中的每一个相连的一对负载电阻，并且

所述计算电路产生作为该对负载电阻中的任意一个两端的电压而获得的电信号的平方信号或绝对值信号。

6.一种光接收装置，用于对经相位调制的光信号进行接收和解调，其包括：

干涉仪，包括用于使光输入的第一分束光延迟一码元时间周期的第一臂，以及用于使该光输入的第二分束光的相位偏移预定量的第二臂；

低频信号产生单元，用于向所述第二臂提供低频信号；

光电检测器电路，用于将从所述干涉仪输出的光信号转换为电信号；以及

控制单元，用于根据从所述电信号中提取的低频信号或者该低频信号的高次谐波信号的相位或功率中的至少一个，对所述第二臂中的相移量进行控制。

7.一种光接收装置，用于对经相位调制的光信号进行接收和解调，其包括：

干涉仪，包括用于使光输入的第一分束光延迟一码元时间周期的第一臂，以及用于使该光输入的第二分束光的相位偏移预定量的第二臂；

光电检测器电路，用于将从所述干涉仪输出的光信号转换为电信号；

抽样单元，用于以码元周期或者该码元周期的整数倍的周期对所述电信号进行抽样；以及

控制单元，用于根据由所述抽样单元获得的抽样值的分布，对所述第二臂中的相移量进行控制。

8.一种光接收装置，用于对经相位调制的光信号进行接收和解调，其包括：

干涉仪，包括用于使光输入的第一分束光延迟一码元时间周期的第一臂，以及用于使该光输入的第二分束光的相位偏移预定量的第二臂；

光电检测器电路，用于将从所述干涉仪输出的光信号转换为电信号；

限幅电路，当所述电信号的幅值超过阈值电平时，用于限制该电信号的幅值；以及

控制单元，用于根据所述限幅电路的输出信号的平均功率，对所述第二臂中的相移量进行控制。

9.根据权利要求8所述的光接收装置，其中

所述限幅电路是一放大器，用于在输入信号的幅值小于所述阈值电平时执行线性放大，而当输入信号的幅值超过所述阈值电平时，该放大器的增益达到饱和，并且其中

当所述相移量被调节为最优值时，所述放大器的阈值电平与所述光电检测器电路的输出信号的幅值匹配或者大致匹配。

10.一种光接收装置，用于对经相位调制的光信号进行接收和解调，其包括：

干涉仪，包括用于使光输入的第一分束光通过的第一臂，以及用于使该光输入的第二分束光延迟1比特的第二臂；

光电检测器电路，用于将从所述干涉仪输出的光信号转换为电信号；

计算电路，用于产生所述电信号的平方信号或绝对值信号；以及

控制单元，用于根据所述计算电路的输出，对所述第二臂中的延迟时间进行控制。

11.一种光接收装置，用于对经相位调制的光信号进行接收和解调，其包括：

干涉仪，包括用于使光输入的第一分束光通过的第一臂，以及用于使该光输入的第二分束光延迟1比特的第二臂；

低频信号产生单元，用于向所述第二臂提供低频信号；

光电检测器电路，用于将从所述干涉仪输出的光信号转换为电信号；以及

控制单元，用于根据从所述电信号中提取出的低频信号或者该低频信号的高次谐波信号的功率，对所述第二臂中的延迟时间进行控制。

12.一种光通信系统，其包括：

光发送装置；以及

根据权利要求1所述的光接收装置，用于接收从所述光发送装置发送的光信号。

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