JPWO2013042753A1 - 光変調器モジュール及び光信号の変調方法 - Google Patents

Abstract

［課題］歪みの少ない多値・多重光変調信号を発生させることが可能な広帯域かつ低駆動電圧の光変調器モジュールを実現するための技術を提供する。［解決手段］光変調器モジュールは、光導波路上に並んで配置され、光信号を変調するｍ個の変調器領域を備える光変調器と、ｍ個の個別駆動回路とを備え、ｉ（１≰ｉ≰ｍ）番目の個別駆動回路は、入力信号を同期信号に同期して増幅した信号をｉ番目の変調器領域に出力する駆動回路と、同期信号から分岐された信号に遅延を与える移相回路と、を備え、ｊ（２≰ｊ≰ｍ）番目の個別駆動回路には、（ｊ−１）番目の個別駆動回路の移相回路から出力された信号が同期信号として入力され、変調器領域は変調電極を備え、変調電気信号による光信号の伝搬方向の電場の拡がり長をｄとすると隣接する変調電極相互の間隔Ｌｇａｐは、Ｌｇａｐ＝２ｄで与えられる。

Description

本発明は、光変調器モジュール及び光信号の変調方法に関する。

インターネットや映像配信等の広帯域マルチメディア通信サービスの爆発的な需要増加に伴い、幹線系やメトロ系では、より長距離大容量かつ高信頼な高密度波長多重光ファイバ通信システムの導入が進んでいる。また、加入者系においても、光ファイバアクセスサービスの普及が急速に進んでいる。こうした光ファイバを使用した通信システムでは、光伝送路である光ファイバの敷設コスト低減や、光ファイバ１本当たりの伝送帯域利用効率を高めることが重要である。このため、複数の異なる波長の信号光を多重化して伝送する、波長多重技術が広く用いられている。
波長多重光ファイバ通信システム用の光送信機で用いられる光変調器には、高速光変調が可能で、その信号光波長依存性が小さいことが求められる。さらに、光変調器には、長距離信号伝送時の受信光波形劣化を招く不要な光位相変調成分（変調方式が光強度変調方式の場合）または光強度変調成分（変調方式が光位相変調方式の場合）が極力抑えられていることも要求される。こうした用途には、光導波路型マッハツェンダ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ、ＭＺ）干渉計に、同じく光導波路型の光位相変調器を組み込んだ、ＭＺ光強度変調器が実用的である。
ＭＺ光強度変調器は、印加された電場強度に比例して屈折率が変化する電気光学結晶を用いて製造される。現在実用化されているＭＺ光強度変調器は、代表的な電気光学結晶であるニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３、ＬＮ）からなる基板表面にチタンを内拡散した、いわゆるプレーナ光導波路回路をベースとして製造される。プレーナ光導波路回路としては、同一のＬＮ基板上に光位相変調器及び光合分波器領域がモノリシック光集積されてＭＺ干渉計が構成され、さらに光位相変調器へ電場を印加するための電極が設けられた構造が一般的である。
この他、光源素子を集積するうえで有用なガリウム砒素（ＧａＡｓ）やインジウム燐（ＩｎＰ）などのＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体を用いた、光導波路型の半導体光位相変調器や半導体ＭＺ光変調器の開発も盛んである。光導波路型の半導体光位相変調器や半導体ＭＺ光変調器は、信号光に対する（複素）屈折率が電場強度で変化する媒質（ＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体の多元混晶、あるいはそれをもとにした積層構造）をアンドープのコア層としている。そして光導波路型の半導体光位相変調器や半導体ＭＺ光変調器では、コア層がｐ型／ｎ型それぞれの導電性を有するクラッド層で上下から挟み込まれることでいわゆるｐ−ｉ−ｎ型ダイオード構造の単一モード光導波路が構成される。そして、このように構成された光導波路に逆方向バイアス電圧を印加する構成が広く用いられる。
ＭＺ光変調器の駆動電圧振幅は、直流近傍では光位相変調器の変調領域（以下、「変調器領域」という。）の長さ（変調器領域長）に反比例する。このため、駆動電圧低減を図るためには、変調器領域長をより長くすることが好ましい。しかし、変調器領域長を変調電気信号の伝搬波長と同程度にまで長くした場合、変調器領域の信号光伝搬軸に沿った駆動電気信号分布はもはや一様とは見なせなくなる。そして、この場合には、光変調効率は単純に長さに対して反比例の関係とはならない。また、変調器領域の長尺化に伴ってその容量も増加するため、変調帯域改善の観点からは変調器領域の長尺化は好ましくない。こうした課題を解決するため、いわゆる進行波型電極が一般的に用いられる。進行波型電極が用いられた構成では、変調器領域が伝送線路とみなされる。また、変調器領域へ印加される変調電気信号が進行波とみなされる。そして、変調電気信号と被変調光信号の相互作用長をできるだけ長くするために、それぞれの位相速度を互いに近づけるように光位相変調器が構成される。こうした進行波型電極構造を有する光変調器は、２．５〜４０Ｇｂ／ｓの長距離大容量光ファイバ通信システム向け光送信器のキーコンポーネントとして既に広く用いられている。
現在、さらなる通信需要の増加に対応可能な次世代の光ファイバ通信システムの開発が求められている。しかし、次世代の光ファイバ通信システムでも引き続き２値ディジタル光強度変調方式が用いられるとすると、伝送路である光ファイバ中の分散や非線形効果の影響による受信端での光波形劣化が著しくなると予想される。このため、２値ディジタル光強度変調方式では、さらに伝送距離や伝送速度を向上させることは難しいと考えられている。そこで、こうした課題を解決し、さらに伝送距離や帯域利用効率を上げることを目的に、無線通信にて実用化が先行している、直交振幅変調方式や直交周波数分割多重変調方式等の、多値あるいは多重変調方式を光通信へ応用する試みが期待されている。以下、直交振幅変調方式をＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式と記載する。また、直交周波数分割多重方式をＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式と記載する。
これらの光変調方式は、光信号の振幅および位相（あるいは実部と虚部）の双方の組み合わせを複数ビットの変調データと対応させる。その結果、光変調信号は複素光変調信号となる。つまり、光変調符号の帯域利用効率を上げることは、信号光の振幅および位相それぞれの設定レベルを多段階にすることである。そして、こうした複素光変調信号を上述の多値光変調器を用いて生成する場合には、その変調電気信号の振幅を任意に設定できなければならない。こうした任意振幅のアナログ電気信号を擬似的に発生させる手段としては、一般的には、その設定分解能に応じたビット数のディジタル−アナログ・コンバータ（以下、ＤＡＣ：Ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が用いられる。しかし、その変換速度は、内部回路構成等にも依存するが、研究開発レベルでも数ＧＨｚ程度にとどまる。また、高速なＤＡＣほど分解能（ビット数）は粗くなる（減少する）傾向にある。ＤＡＣの分解能は、数１００ｐｓｅｃ程度のセトリングタイムを実現できるものでは、たかだか４〜６ビット（１６〜６４段階）程度というのが現状である。加えて、数ＧＨｚの応答速度に対応可能で、かつ１Ｖ以上の電圧が出力可能なＤＡＣの実現は困難である。また、多値光変調器の駆動に十分な電圧振幅（通常、３．３〜７Ｖ前後）を得るためには、ＤＡＣから出力されるアナログ電気信号を線形に、つまりできるだけ歪が少なく増幅する駆動回路が必要である。しかし、同様に、数１０ＧＨｚの周波数で高速に変化するアナログ電気信号を忠実に線形増幅することは、増幅素子自体の特性改善や回路上の工夫を施したとしても容易ではない。
こうした被変調光信号と変調電気信号との間の速度不整合は、両者間の実効的な相互作用長を制約する。そのため、このような速度不整合には、インピーダンス不整合がある場合と同様に、変調周波数帯域の制約や駆動電流の増加を生じるという難点がある。このように、ｐ−ｉ−ｎ型ダイオード構造を適用した光導波路型の光位相変調器や電界吸収型光強度変調器において進行波型電極構造を採用する場合には、動作電圧低減や広帯域化を図る上で問題が生じる。
これらの問題に対して、半導体光変調器の積層構造や電極構造を変えることによって、位相速度整合とインピーダンス整合とを両立させようする試みが報告されている。例えば、積層構造を、ｎ−ＳＩ−ｉ−ｎ型（ＳＩ：半絶縁性半導体）などのｐ型半導体層を用いない積層構造により、信号光伝搬軸に沿った一様な積層構造を維持したまま、位相速度整合とインピーダンス整合の両立を図る試みが報告されている（非特許文献１）。
また、例えばｐ−ｉ−ｎ構造の積層構造からなる低インピーダンス領域と、例えばＳＩ−ｉ−ｎ構造の積層構造からなる高インピーダンス領域とを、変調電気信号の伝搬波長に比べて十分短いある周期で交互に配置する構造が提案されている（非特許文献２）。ここで、ｐ−ｉ−ｎ構造の積層構造からなる低インピーダンス領域は、変調電気信号の位相速度が遅く、特性インピーダンスが低い領域である。また、ＳＩ−ｉ−ｎ構造の積層構造からなる高インピーダンス領域は、変調電気信号の位相速度が速く、特性インピーダンスが高い領域である。非特許文献２は、この構成により、両領域の位相速度及び特性インピーダンスをそれぞれ重み付け平均することで、見かけの位相速度整合とインピーダンス整合との両立が実現されることを述べている。
さらに、光変調器の電極を分割した、分割電極構造を有する光変調器が提案されている（特許文献１〜３）。その他にも、変調器に並んだ各分割電極の長さが、ある単位長さの２のべき乗倍である構造が提案されている（特許文献４〜７）。
こうした課題を解決可能な光変調器として、短尺の光位相変調器を複数縦列接続して、これらの光位相変調器毎に専用の個別駆動回路を設け、この光位相変調器列を伝搬する被変調光信号に同期させて、これらの個別駆動回路を順次駆動する光変調器（線形加速器型縦列電極構造光変調器）が提案されている（非特許文献３、４）。

特開平０５−２５７１０２号公報 特開平０１−２３７５１７号公報 特開平０２−１７０１４２号公報 特開平０１−１８５６１３号公報 特開平０２−１６８２２７号公報 特開平０３−１７９９３９号公報 特開平０５−２８９０３３号公報

都築健、外６名、「低電圧駆動４０Ｇｂｉｔ／ｓ半導体マッハツェンダ変調器」、電子情報通信学会技術研究報告、２００５年、ＯＰＥ２００５−９５ 秋山傑、外１名、「容量装荷型進行波電極を有するＩｎＰ系高速マッハツェンダ変調器」、電子情報通信学会総合大会、２００６年、ＣＢＳ−２−５ Ｔ．Ｋａｔｏ外４名，「１０−Ｇｂ／ｓ−８０−ｋｍ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｆｕｌｌ Ｃ−ｂａｎｄ ＩｎＰＭＺ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ｗｉｔｈ ｌｉｎｅａｒ−ａｃｃｅｌｅｒａｔｏｒ−ｔｙｐｅ ｔｉｎｙ ｉｎ−ｌｉｎｅ ｃｅｎｔｉｐｅｄｅ ｅｌｅｃｔｒｏｄｅ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｄｒｉｖｅｎ ｂｙ ｌｏｇｉｃ ＩＣ ｏｆ ９０−ｎｍ ＣＭＯＳ ｐｒｏｃｅｓｓ」，ＯＦＣ／ＮＥＯＥＣ ２０１１ ＴｈＰ４，２０１１． 加藤友章、外４名、「９０−ｎｍ ＣＭＯＳロジックＩＣ直接駆動対応線形加速器型縦列電極構造ＩｎＰ ＭＺ変調器」、２０１１年電子情報通信学会総合大会、Ｃ−３−３０

光位相変調器の中を伝搬する間に被変調光信号が受ける移相量と、光位相変調器に印加される変調電気信号との線形性は、任意の多値・多重光変調を実現するにあたって課題となる、光変調歪の見積りや駆動回路を設計するために重要である。一般に、被変調光信号が導波路型の光位相変調器を伝搬する間に受ける移相量は、この光位相変調器の断面構造が信号光伝搬軸に沿って一様で、かつここへ印加される電場強度（あるいは電圧）も同じく信号光伝搬軸に沿って一様であるならば、光位相変調器の長さに比例する。それゆえ、信号光伝搬軸に沿って一様な短尺の光位相変調器が複数縦列接続された、非特許文献３、４に記載された光変調器において、これを伝搬する被変調光信号が受ける移相量は、駆動状態にある光位相変調器の数に比例すると考えてよい。
図７は、非特許文献３に記載された、光変調器の構成を示す図である。光変調器７０１は、２本の単一モードの半導体光導波路７０２及び２入力２出力の光合分波器７０３を備える。図７に示すように、左側から信号光Ｉｎｐｕｔが入力され、右側から出力信号Ｏｕｔｐｕｔ とモニタ出力Ｍｏｎｉｔｏｒが出力される。ＭＺ干渉計における１対の遅延経路となる２本の半導体光導波路７０２のそれぞれには、光位相変調器７０４が形成される。
光位相変調器７０４は、半導体光導波路７０２の微小区間を画すように各８個の変調器領域７０５に分割される。そして、互いに隣接する変調器領域７０５の間は、例えばヘリウムやチタンなどの導電性を阻止する元素が半導体にイオン注入されることにより、電気的に分離されている。
ここで、縦続接続された複数の変調器領域７０５の各々に個別駆動回路を設け、これらの複数の変調器領域７０５を互いに独立の変調電気信号にて駆動するためには、変調器領域７０５の間が、互いに実用上支障の無い程度に、絶縁されていなければならない。その手段としては、例えば互いに隣接する変調器領域７０５の間に、５〜５０μｍ程度にわたって導電性の低い分離領域を設ける手法が一般的である。こうした導電性の低い領域を半導体層ベースの光変調器で実現する方法には、例えば、電極材料とのオーミック接触を得るためのコンタクト層を除去する方法がある。また他の方法として、半導体層の導電性を阻害する元素をイオン注入する方法、あるいはこれらを組み合わせる方法などが考えられる。
図８は、図７に示された変調器領域７０５から半導体光導波路７０２への電場の染み出しについて説明する図である。図８の縦軸は、変調器領域７０５上の電場の振幅を１として、変調器領域７０５の前後の相対的な電場の振幅を示す。図８の横軸は、変調器領域７０５の中央を原点（０μｍ）とした、信号光の伝搬方向の位置を示す。図８においては、変調器領域７０５の長さＬを４０μｍとした場合について記載している。変調器領域７０５間の分離に上記のいずれの手法を用いたとしても、図８に示すように、長さＬの変調器領域７０５からその前後に隣接する分離領域へ向かって、印加された変調電気信号に応じて生じた電場が染み出す。ここで、断面構造が信号光伝搬軸に沿って一様な導波路の一部に、長さＬの電極が１個だけ形成されているとする。この場合、この染み出した電場の垂直方向（ｙ方向）成分の信号光伝搬軸（ｚ軸とする）に沿った分布Ｅ_ｙ（ｚ）は、一般に下式で表される。
Ｅ_ｙ（ｚ）＝Ｅ_ｙ０×ｅｘｐ｛−（｜ｚ｜−Ｌ／２）／ｄ｝（ただし、｜ｚ｜＞Ｌ／２）
・・・（１）
ここで、Ｅ_ｙ０は、変調器領域における電場である。そして、この電場成分は電極端から離れるにつれて指数関数的に減衰する。ｄは、電場染み出しの目安を与える拡がり長である。議論を単純化するため、この長さｄは電極へ印加される変調電気信号の周波数には依存しないものとする。つまり、光位相変調器７０４としての動作に寄与する変調器領域の実効的な長さ（以下、「実効長」という。）はＬ＋２ｄとなり、実際の電極長Ｌより２ｄだけ長くなる。
図９は、間隔Ｌ_ｇａｐだけ離れて隣接する、２つの変調器領域７０５の電極へ同一電位が与えられた場合の電場を示す図である。図９の縦軸は、変調器領域７０５上の電場の振幅を１として、２個の変調器領域７０５の間の相対的な電場の振幅を示す。図９の横軸は、図の左側に位置する変調器領域の中央を原点（０μｍ）とした、信号光の伝搬方向の位置を示す。図９に示されるように、２つの電極へ同一電位が与えられた電極間の絶縁抵抗の大小には関係なく、間隔Ｌ_ｇａｐの領域も、これらの電極と同電位となる。よって、共に長さがＬである、２つの隣接する電極へ同一電位を与えた場合には、光位相変調器７０４としての動作に寄与する実効長は、（ｄ＋Ｌ）＋Ｌ_ｇａｐ＋（Ｌ＋ｄ）＝２Ｌ＋Ｌ_ｇａｐ＋２ｄとなる。同様に、間隔Ｌ_ｇａｐだけ離れて隣接する、いずれも長さＬのｍ個の電極へ同一電位を与えた場合、光位相変調器７０４としての動作に寄与する実効長は、ｍＬ＋（ｍ−１）Ｌ_ｇａｐ＋２ｄとなることは明らかである。
つまり、光位相変調器７０４としての動作に寄与する実効長は、少なくとも連続するｍ個の変調器領域７０５を駆動する限り、変調器領域７０５が１つ増える度にＬ＋Ｌ_ｇａｐずつ増加する。この増分を見る限りでは、実効長は駆動状態にある変調器領域７０５の数に対して線形である。この場合、実効長と駆動状態にある変調器領域７０５の数との関係を表す直線は原点を通らない。
図１０Ａ〜図１０Ｃは、光位相変調器７０４において、隣接する変調器領域７０５がそれぞれ駆動された際の、変調器領域７０５の分離領域における電位分布を説明する図である。図１０Ａは、左側の変調器領域のみが駆動されている場合の電場を示す。図１０Ｂは、右側の変調器領域のみが駆動されている場合の電場を示す。図１０Ｃは、両側の変調器領域が駆動されている場合の電場を示す。
次に、電極を１つおきに電位Ｖで駆動する場合について考える。なお、駆動されていない電極は電気的に開放（オープン）ではなく、個別駆動回路が出力可能な電圧の段階の最小値が印加されているものとする。議論を単純化するため、ｄ＜＜Ｌ_ｇａｐとすると、光位相変調器の実効長はｍ（Ｌ＋２ｄ）となる。すなわち、電極を１つおきに電位Ｖで駆動する場合には、実効長は駆動する電極数に対して線形である。そして、実効長と、駆動状態にある光位相変調器の数との関係を表す直線は、原点を通る。この関係は、電極を１つおきに電位Ｖで駆動する場合だけに限らず、互いに隣り合わないｍ個の電極を駆動する場合にも成り立つ。
被変調光信号の移相量を単に多段階にすることだけが考慮された場合には、基本的に、前者のように連続するｍ個の光変調器の電極を駆動する駆動回路構成によって、多段階の移相が実現可能である。すなわち、後者のように互いに隣り合わない複数の電極を駆動する駆動回路構成を特に採る必然性はない。
ここで、光移相量の段階が０〜Ｎ−１のＮ通りで、その各段階の出現頻度が一様（いずれの段階も１／Ｎ）であるとした場合を考える。この場合、前者のように連続するｍ個の変調器領域の電極を駆動する駆動回路構成では、光移相量の段階が０に近い場合に駆動状態にある変調器領域ほど、変調電気信号が長時間印加されて光導波路の劣化が進む。連続するｍ個の変調器領域の電極を駆動する構成は、回路構成が単純で制御が容易である。しかし、この構成は、変調器領域の信頼性上好ましくない。
このため、駆動制御はやや複雑になるが、縦列接続された変調器領域の、それぞれの駆動状態が平均化されるような工夫が信頼性の観点から必要である。そして、そうした駆動状態が平均化されるような工夫を施した変調制御を行った場合、連続したｐ個の変調器領域（０≦ｐ≦ｍ）が駆動されている部分と、互いに隣り合わない（ｍ−ｐ）個の変調器領域が駆動されている部分とが混在した状態が出現し、かつこのｐが常に変化する。
しかしながら、先に述べたように、連続したｍ個の変調器領域が駆動されている部分の実効長は、ｍＬ＋（ｍ−１）Ｌ_ｇａｐ＋２ｄである。一方、互いに隣り合わないｍ個の変調器領域が駆動されている部分の実効長は、ｍ（Ｌ＋２ｄ）である。すなわち、駆動されている変調器領域の位置が連続しているか否かにより、実効長が異なることになる。
こうした理由から、進行波型縦列電極構造を用いて任意の多値・多重光変調符号を生成する際に上述のような駆動状態が平均化されるような制御が行われると、駆動状態にある電極の数と被変調光信号が受ける移相量に線形性のずれが生じる恐れがある。さらに、そのずれは動的に変化する。この現象は、今後被変調光信号の多値度・多重度を上げてゆくにつれて多値・多重光変調特性を歪ませる要因となることが懸念される。
しかしながら、上述の特許文献及び非特許文献は、進行波型縦列電極構造を用いて多値・多重光変調符号を生成する際に、被変調光信号が受ける移相量の線形性にずれが生じる場合があるという課題を解決するための構成を開示していない。
本発明の目的は、歪みの少ない多値・多重光変調信号を発生させることが可能な広帯域かつ低駆動電圧の光変調器モジュールを提供することにある。

本発明の光変調器モジュールは、入力される光信号を導波させる光導波路及び光導波路上に並んで配置され、光信号を変調するｍ（２≦ｍ、ｍは整数）個の変調器領域を備える光変調器と、縦続接続されるｍ個の個別駆動回路と、を備え、ｉ（１≦ｉ≦ｍ、ｉは整数）番目の個別駆動回路は、ディジタル入力信号を同期信号に同期して増幅した信号をｉ番目の変調器領域に出力する駆動回路と、同期信号から分岐された信号に対して遅延を与えて出力する移相回路と、を備え、ｊ（２≦ｊ≦ｍ、ｊは整数）番目の個別駆動回路には、（ｊ−１）番目の個別駆動回路の移相回路から出力された信号が同期信号として入力され、変調器領域は変調電極を備え、前記変調電極へ印加された変調電気信号による前記光信号の伝搬方向の電場の拡がり長をｄとすると隣接する前記変調電極相互の間隔Ｌ_ｇａｐは、Ｌ_ｇａｐ＝２ｄで与えられる。
本発明の光信号の変調方法は、縦続接続されるｍ（２≦ｍ、ｍは整数）個の個別駆動回路のうち、ｉ（１≦ｉ≦ｍ、ｉは整数）番目の個別駆動回路により、ディジタル入力信号を同期信号に同期して増幅した信号を生成させ、光変調器の光導波路上に少なくともｍ個形成された変調電極を備え、かつ、前記変調電極へ印加された変調電気信号による光信号の伝搬方向の電場の拡がり長をｄとすると隣接する前記変調電極相互の間隔Ｌ_ｇａｐがＬ_ｇａｐ＝２ｄで与えられる変調器領域のうち、ｉ番目の変調器領域に、増幅した信号を駆動回路により出力し、同期信号から分岐した信号に対して少なくとも遅延を与えた信号を、移相回路により出力し、ｊ（２≦ｊ≦ｍ、ｊは整数）番目の個別駆動回路には、（ｊ−１）番目の個別駆動回路の移相回路から出力された信号を同期信号として入力することを特徴とする。

本発明は、歪みの少ない多値・多重光変調信号を発生させることが可能な広帯域かつ低駆動電圧の光変調器モジュールを実現できるという効果を奏する。

第１の実施形態にかかる多値光変調器モジュールの構成図である。 第１の実施形態にかかる多値光変調器モジュールの構成を転換した例である。 第２の実施形態にかかるプログラマブル多値光変調器モジュールの構成図である。 第３の実施形態にかかるプログラマブル多値光変調器モジュールの構成図である。 第４の実施例に係るプログラマブル多値光変調器モジュールの構成図である。 第４の実施形態に係るプログラマブル多値光変調器モジュールの構成図である。 本発明に関連する線形加速器型縦列電極構造光変調器の構成図である。 変調領域からの電場の染み出しについて説明する図である。 間隔Ｌ_ｇａｐだけ離れて隣接する、２つの電極へ同一電位が与えられた場合の電場を示す図である。 隣接する変調器領域をそれぞれ駆動した際の分離領域における電位分布を説明する図である。 隣接する変調器領域をそれぞれ駆動した際の分離領域における電位分布を説明する図である。 隣接する変調器領域をそれぞれ駆動した際の分離領域における電位分布を説明する図である。 Ｌ_ｇａｐ＝２ｄとした場合の、変調器領域間の分離領域における電位分布を説明する図である。 Ｌ_ｇａｐ＝２ｄとした場合の、変調器領域間の分離領域における電位分布を説明する図である。 Ｌ_ｇａｐ＝２ｄとした場合の、変調器領域間の分離領域における電位分布を説明する図である。

まず、以下で説明する各実施形態及び実施例の光変調器モジュールに共通する特徴を説明する。以下の実施形態で説明する光変調器モジュールでは、図７に示された光変調器７０１における各変調器領域７０５の前後に隣接する長さＬ_ｇａｐの分離領域と、各変調器領域７０５の間への電場の拡がり長ｄの関係が、Ｌ_ｇａｐ＝２ｄとなっている。なお、Ｌ_ｇａｐと２ｄとは完全に同一である必要はなく、求められる光変調器の性能に応じて、Ｌ_ｇａｐと２ｄとの差異の許容量が定められる。
前述のように、間隔Ｌ_ｇａｐだけ離れて隣接するいずれも長さＬのｍ個の電極へ同一電位が与えられた場合、光位相変調器としての動作に寄与する実効長は、ｍＬ＋（ｍ−１）Ｌ_ｇａｐ＋２ｄとなる。ここで、Ｌ_ｇａｐ＝２ｄとすると、下式が得られる。
ｍＬ＋（ｍ−１）Ｌ_ｇａｐ＋２ｄ
＝ｍＬ＋２（ｍ−１）ｄ＋２ｄ
＝ｍ（Ｌ＋２ｄ）・・・（２）
すなわち、Ｌ_ｇａｐ＝２ｄとすることにより、連続するｍ個の変調器領域を駆動する場合、駆動状態にある変調器領域が１つ増える毎に、光位相変調器の実効長がＬ＋２ｄずつ増加する。この関係は、互いに隣り合わないｍ個の電極を駆動する場合の、実効長と変調器領域の数との関係と一致する。
その結果、連続したｐ個の変調器領域（０≦ｐ≦ｍ）が駆動されている部分と、互いに隣り合わない（ｍ−ｐ）個の変調器領域が駆動されている部分が混在した状態が発生した場合における実効長は、ともに以下で示される。
｛ｐＬ＋（ｐ−１）Ｌ_ｇａｐ＋２ｄ｝＋（ｍ−ｐ）（Ｌ＋２ｄ）
＝ｐ（Ｌ＋２ｄ）＋（ｍ−ｐ）（Ｌ＋２ｄ）
＝ｍ（Ｌ＋２ｄ）・・・（３）
式（３）は、駆動状態にある複数の変調器領域が互いに隣接しているか否かに関わらず、実効長は駆動状態にある光位相変調器の数に対して常に線形に保たれることを示す。そして、（ｍ−ｐ）個の変調器領域が駆動されている部分が混在した状態において、ｐが動的に変化した場合でも式（３）は成り立つ。
この特徴は、図７に示された光変調器を多値光変調へ応用する際の鍵となる、光変調特性の線形性を担保するものであり、実用上極めて重要である。もちろん、この線形性はあくまで一本の光位相変調器において、駆動状態にある光位相変調器の数と、実効長との間での線形性を良好なものとするものである。
図１１Ａ〜図１１Ｃは、図７に示された光変調器７０３において、Ｌ_ｇａｐ＝２ｄとした場合の、変調器領域７０５間の分離領域における電位分布を説明する図である。図１１Ａは、左側の変調器領域のみが駆動されている場合の電場を示す。図１１Ｂは、右側の変調器領域のみが駆動されている場合の電場を示す。図１１Ｃは、両側の変調器領域が駆動されている場合の電場を示す。
上述のように、ｄは電場染み出しの目安を与える拡がり長である。ｄは変調電極の実効膜厚ｔに依存して変化する。従って、ｄは変調電極の実効膜厚ｔによっても定められ、例えば、ｄ＝約０．８ｔとしてもよい。なお、求められる変調器の性能及び変調器の構造により、ｄの値およびその変動が許容される範囲は異なっていてもよい。
実際には、上記のＬ_ｇａｐ＝２ｄの関係を持つ変調器領域７０５の構成が例えばＭＺ型光変調器の変調器領域に適用される。この場合、消光特性の位相差依存性により、実際の光変調出力信号と、駆動状態にある変調器領域の数との関係は正弦関数的となる。従って、そのままでは駆動状態にある変調器領域の数と光変調出力信号との間で良好な線形性は得られない。ただし、この現象は現在知られているＬＮベースの多値光変調器でも避けて通れない、ＭＺ干渉計の消光特性に固有の問題である。そして、その振る舞いは数式で表すことが可能であり、動的に変化することもないので、ディジタル信号処理などの工夫で十分対処可能であり、実用上の支障はない。
このように、以降の各実施形態に記載された光変調器モジュールは、小型化、高速化及び低電圧駆動化の特性に優れる光変調器において、各変調器領域の前後に隣接する長さＬ_ｇａｐ分離領域と、ここへの電場の拡がり長ｄの関係を、Ｌ_ｇａｐ≒２ｄとする。それにより、駆動状態にある複数の変調器領域が互いに隣接しているか否かに関わらず、光変調器領域の実効的な長さが、駆動状態にある光位相変調器の数に対して常に線形に保たれる。各実施形態に記載された光変調器モジュールは、今後の実用化が望まれる多値光変調方式の光通信システム構築にあたって、そのカギとなることが期待される。
以下に説明する各実施形態においては、進行波型電極構造光変調器の長所である広帯域光変調特性は失われない。また、進行波型電極構造光変調器には、電極後端部での変調電気信号の減衰に起因した変調効率低下ならびに位相速度整合を実現するための最適設計と、光導波路としての最適設計とのトレードオフが存在した。しかし、以下の各実施形態においては、このトレードオフを解消してそれぞれの設計自由度向上を可能としている。さらに、各実施形態によれば、ディジタル信号を入力するだけで任意の多値光変調信号を発生させることが可能な、小型、広帯域及び低駆動電圧の光変調器モジュールの提供が可能となる。
（第１の実施形態）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態にかかる、多値光変調器モジュール１００の構成図である。以下、多値光変調器モジュール１００の構成について説明する。図１に示されるように、多値光変調器モジュール１００は、光変調器１及び２つの集積回路２ａにより構成される。
光変調器１は、２本の単一モードの半導体光導波路１１及び２入力２出力の光合分波器１２を備えた、ＭＺ干渉計構造を有する。図１に示すように、左側から信号光Ｉｎｐｕｔが入力され、右側から出力信号Ｏｕｔｐｕｔとモニタ出力Ｍｏｎｉｔｏｒが出力される。ＭＺ干渉計における１対の遅延経路となる２本の半導体光導波路１１のそれぞれには、光位相変調器１３が形成される。
半導体光導波路１１は、コア層、及び、コア層を上下から挟み込むクラッド層を有する。半導体光導波路１１では、コア層（図示されず）に電場が印加されることにより、あるいは電流が注入されることにより、コア層を伝搬する信号光に対する屈折率を変化させる。また、半導体光導波路１１には、光変調器１の両劈開端面近傍にて水平テーパ構造スポットサイズ変換器（図示されない）が設けられ、両劈開端面には低反射膜（図示されない）が形成される。
光位相変調器１３は、半導体光導波路１１の微小区間を画すようにｎ個（ｎ＞２、ｎは整数）の変調器領域１４に分割される。例えば、光位相変調器１３は、２のべき乗個、すなわちｎ＝２^ｈ個（ｈ＞２、ｈは整数）の変調器領域１４に分割される。図１は、ｈ＝３の場合について示す。すなわち、光位相変調器１３は、それぞれ８個の変調器領域１４を備える。そして、互いに隣接する変調器領域１４の間は、例えばヘリウムやチタンなどの導電性を阻止する元素が半導体にイオン注入されることにより、電気的に分離される。
ここで、光変調器１の入力側からｉ番目（２≦ｉ≦ｍ＝２^ｈ−１、ｉは自然数）の変調器領域１４は、長さＬ_ｉの変調電極を備える。そして、ここへ印加した変調電気信号が、変調器領域１４の信号光伝搬軸の前後両方向へ染み出す距離は共にｄであり、隣接する変調器領域１４の変調電極間の距離は２ｄである。
集積回路２ａは、ｍ（ｍ≦ｎ、ｍは整数）個の個別駆動回路２１及びｍ個の終端器２２により構成される。図１は、個別駆動回路２１及び終端器２２が２^３−１＝７個の場合について示している。
個別駆動回路２１は、分岐２３、駆動回路２４及び移相回路２５により構成される回路ブロックである。分岐２３は、入力されたクロック信号ＣＬＫを２分割する１入力２出力の分岐である。
駆動回路２４は、Ｄ−フリップフロップ回路（Ｄ−ＦＦ回路）を備え、さらに、Ｄ−ＦＦ回路の出力に遅延、振幅調整、バイアス調整及び波形整形を行う機能を備える。駆動回路２４が備えるＤ−ＦＦ回路は、識別したディジタル入力信号Ｄ_１〜Ｄ_７を分割されたクロック信号ＣＬＫの一方に同期させる。そして、駆動回路２４は、Ｄ−ＦＦ回路の出力信号に遅延、振幅調整、バイアス調整及び波形整形の処理を行い、これらの処理を行った信号を変調器領域１４へ出力する。駆動回路２４が備える遅延、振幅調整、バイアス調整及び波形整形処理の機能は、外部からの電気信号（図１の信号Ｃ_１〜Ｃ_７）で制御することができる。
移相回路２５は、分割されたクロック信号ＣＬＫの他方を、後段の個別駆動回路２１へ出力する。移相回路２５は、同様に、遅延、振幅調整及び波形整形の機能を有し、駆動回路２４と同様に、これらの機能を外部からの電気信号で制御できる。
入力側から数えて１番目の変調器領域１４には、被変調光信号の位相のオフセットを調整するためのオフセット信号Ｏｆｆｓｅｔが入力される。また、入力側から数えてｉ番目の個別駆動回路２１の信号出力と、（ｉ＋１）番目の変調器領域１４と、はそれぞれ駆動信号配線３によって接続されている。駆動回路２４は、変調器領域１４のそれぞれに、ほぼ同一の振幅を有する駆動電圧を印加するように振幅調整を行ってもよい。
終端器２６は、入力側から数えて最後段の個別駆動回路２１に接続されており、各個別駆動回路２１を伝達されてきたクロック信号を接地電位との間で終端する。
駆動信号配線３と共通グラウンド（図示されず）との間には、信号出力の反射による波形歪や帯域劣化を抑えるため、終端器２２が接続される。なお、終端器２２のインピーダンスは、接続される個別駆動回路２１の出力インピーダンスと整合される。
半導体光導波路１１ａは、光合分波器１２と、光合分波器１２と隣接する変調器領域１４と、の間を滑らかに繋ぐ。半導体光導波路１１ａは、電位Ｖ_ＦＩＸの電位固定手段４に接続される。これにより、光合分波器１２及び半導体光導波路１１ａは外部定電圧源へ接続され、駆動信号の大小に関わらず一定電位に保たれる。電位Ｖ_ＦＩＸは、光合分波器１２及び半導体光導波路１１ａに漏れ出した変調信号成分によって、光合分波器１２及び半導体光導波路１１ａが光変調に寄与することが原因で、変調周波数応答特性が低周波域で増加する現象を抑えるために印加される。
次に、多値光変調器モジュール１００の動作について説明する。多値光変調器モジュール１００に入力されるクロック信号ＣＬＫは、まず分岐２３で２分割される。分割されたクロック信号ＣＬＫの一方は、個別駆動回路２１のクロック信号入力へ導かれる。個別駆動回路２１は、この分割されたクロック信号ＣＬＫに同期して、ディジタル入力信号Ｄ_１〜Ｄ_７を論理識別し、その結果に応じて対応する変調器領域１４を駆動する。
また、分割されたクロック信号ＣＬＫの他方は、移相回路２５を介して、次段の個別駆動回路２１へと導かれる。これを繰り返すことにより、（２^ｈ−１）個の個別駆動回路２１は、それぞれに接続された変調器領域１４を順番に駆動することが可能になる。
なお、クロック信号ＣＬＫが移相回路２５を１段通過するのに要する時間が、多値光変調器モジュール１００に入力される被変調光信号が変調器領域１４を１段通過するのに要する時間と等しくなるように、移相回路２５の遅延が調整される。または、それぞれの駆動信号配線３の遅延時間が一定となるように、駆動回路２４の遅延が調整される。例えば、ｉ番目の個別駆動回路２１における移相回路２５の遅延は、（ｉ−１）番目の変調器領域１４及びｉ番目の変調器領域１４のそれぞれの中間点を結ぶ距離を、信号光が通過する時刻の差にほぼ等しくすることにより実現される。これにより、多値光変調器モジュール１００での擬似進行波動作が実現される。よって、位相速度整合とインピーダンス整合という、導波路型光変調器の積層構造設計から見て互いに相反する制約を１つ減らせることとなり、向上した設計自由度を位相速度・インピーダンス整合とは別の設計項目へ振り向けることが可能となる。
ここで、上述したように、多値光変調器モジュール１００において、変調電気信号が変調器領域１４の信号光伝搬軸の前後両方向へ染み出す距離は共にΔＬであり、隣接する変調器領域１４の変調電極間の距離は長さ２ΔＬであるように作製されている。
従って、多値光変調器モジュール１００においては、駆動状態にある複数の変調器領域１４が互いに隣接しているか否かに関わらず、実効長と、駆動状態にある変調器領域の数との線形性が良好に保たれる。このため、多値光変調器モジュール１００は、駆動状態にある変調器領域１４の数及び位置が変動しても、隣接する変調器領域間での不要な光位相変調を抑えることができる。その結果、多値光変調器モジュール１００は、歪みの少ない多値・多重光変調信号を発生させることが可能な広帯域かつ低駆動電圧の光変調器モジュールを実現できるという効果を奏する。
なお、一般に、図１に示されるような、進行波型光変調器の長手軸に沿って伝搬する変調電気信号の振幅は、指数関数的に減少する。そのため、光変調器長を長くした場合において、ある長さを超えた部分は実質的に光変調動作にはほとんど寄与しない。従って、進行波型光変調器での実効的な光変調度はある値で飽和してしまう。光変調度が飽和に達する実効光変調器長Ｌ_ｅｆｆは、進行波型電極構造の長手軸に沿って伝搬する変調電気信号の振幅の減衰定数をα_ｍとすると、その逆数（１／α_ｍ）で与えられる。
第１の実施形態の構成では、オフセットが入力される入力端を除いて、変調器領域１４のそれぞれに対して、対応する個別駆動回路２１が設けられる。そのため、上述の光変調器の実効光変調器長が１／α_ｍとなるという制約を越えて光変調器を長尺化できるようになる。
また、多値光変調器モジュール１００は、分割された光変調器領域１段あたりの光変調度を比較的小さく抑えられる。このため、駆動電圧の低減を図ることが可能となる。よって、広帯域化との両立が難しく信頼性の面でも課題の多い大振幅の駆動回路が不要となる。これは、個別駆動回路の出力段に用いられるトランジスタの出力電流を比較的小さく抑えることに繋がり、動作速度の向上、駆動信号波形歪の抑制、さらには高信頼化の観点からも有利である。
このように、分割された変調器領域１４は、容量が小さく、それぞれが集中定数回路素子（集中定数型光変調器）と見なせる。さらに、個別駆動回路２１と変調器領域１４とを接続する配線は、変調電気信号の周波数における伝搬波長に比べて十分短い。このような場合には、終端抵抗の値およびその形成位置そのものの自由度も拡大できる。終端抵抗の値に関して、例えば、所要の周波数帯域が５０ＧＨｚであり、５０Ω終端時のＣＲ積から見積られる周波数帯域が２倍の余裕を持って１００ＧＨｚに設定できるとする。この場合には、終端器の抵抗値を２倍の１００Ωにすると、駆動回路の出力段トランジスタの出力電流を同一とすることで出力電圧振幅を２倍にすることができる。また、現在の出力電圧振幅を維持したまま駆動電流を１／２に抑えることも可能になる。その結果、出力段トランジスタの寸法を変えずに動作電流密度を下げることによる高信頼化や、あるいは出力段トランジスタの小型化により、素子容量低減による高速化が可能となる。このように、動作速度の余裕を出力電圧又は出力電流のいずれかに振り向けることが可能となる。さらに、終端器でのジュール損失（すなわち発熱）は駆動電流の２乗および抵抗に比例するため、駆動電流の半減により発熱量は１／２に抑えられる。これは、駆動回路を構成する素子にとって信頼性上好ましい。また、高周波特性の面では有利だが温度特性への懸念から実現が困難であった、終端器を駆動ＩＣや光変調器の上に直接形成（いわゆるオンチップ終端）する形態とすることが可能となる。このため、多値光変調器モジュール１００の構成は、高周波特性改善の点からも有利と考えられる。
一方、終端器を実効的に集中定数回路素子のように取り扱えるようになるため、個別駆動回路上や光変調器上あるいはこれらの中間のいずれに終端器を配置しても、この位置が周波数応答特性に与える影響は、実用上支障の無い程度に抑えられる。その結果として回路構成の観点からモジュール実装形態の自由度を高めることができる。
また、入力側から数えて、例えばｉ番目の変調器領域１４で光位相変調を行うか否かは、これに接続されているｉ番目の個別駆動回路２１に入力されるディジタル入力信号Ｄ_ｉにより指定される。そして、それぞれの変調器領域１４が同一長であり、それぞれの変調器領域１４で被変調光信号が受ける移相量も等しいとする。この場合には、被変調光信号が受ける全移相量は、ディジタル入力信号Ｄ_ｉにて光位相変調を行うよう指定した変調器領域１４の個数に比例する。
また、ｋ番目（１≦ｋ≦ｎ、ｋは整数）のディジタル入力信号Ｄ_ｋによって、これらのうち２^{（ｋ−１）}個の個別駆動回路２１を同一論理でグループとして駆動することにより、（ｎ−１）本のディジタル入力信号を用いて、被変調光信号の全移相量を離散的に指定できる。これにより、ディジタル−アナログ変換器において、アナログ電気信号出力を光の位相に置き換えることに相当する機能を実現することができる。
多値光変調器モジュール１００のように、上述の光位相変調器１３が、ＭＺ干渉計の１対の遅延経路のそれぞれに形成される構成では、被変調光信号の複素振幅の組み合わせを２^２ｎ通り指定できる。このような性質を用いて、多値光変調器モジュール１００は、アナログ電気信号を直接印加することなく、ディジタル信号により多値光変調を実現することが可能である。なお、例えば、図１の入力側から数えて１番目の変調器領域１４のように、駆動する必要のない変調器領域１４の電極に別途電圧信号を印加することで、移相量のオフセット調整を行うことが可能である。
なお、このように分割された各電極（変調器領域）がそれぞれ集中定数回路素子（集中定数型光変調器）と見なせる場合には、一般にその変調周波数帯域の目安は、これらの各変調器領域の容量と終端抵抗の積（ＣＲ積）で与えられる。多値光変調器モジュール１００の構成によれば、分割数にほぼ反比例してこの容量が減少する。従って、分割された各光変調器領域は比較的容易に１００ＧＨｚを超える変調周波数帯域を実現でき、高速動作の観点から有利である。
さらに、多値光変調器モジュール１００は、上述のとおり駆動電圧振幅の低減を図ることができる。従って、ＣＭＯＳ−ＩＣ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ―Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）やＳｉＧｅ−ＨＢＴ（Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）−ＩＣなどの、低電圧振幅ではあるが量産性・高均一性・高集積性に優れる半導体プロセス技術により駆動回路を製造することが可能となる。一方、ＧａＡｓやＩｎＰなどのＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体ベースの駆動回路は高速ではあるものの駆動電圧が高く、量産性や集積性に課題がある。このような駆動回路を用いる場合に比べて、多値光変調器モジュール１００は、小型化・低コスト化・低消費電力化など観点から有利である。また、多値光変調器モジュール１００は、光源素子を集積して部品点数を削減することにより、さらなる低コスト化に繋げることも可能である。
加えて、第１の実施形態の構成は、駆動電圧振幅が低減されると、半導体光変調器の基本変調原理であるＦｒａｎｚ−Ｋｅｌｄｙｓｈ効果や量子閉じ込めＳｔａｒｋ効果といった現象に起因する、印加電場に対する非線形な（複素）屈折率変化が比較的小さい（より線形な）領域で変調器領域を動作させることが可能になる。これにより、ＬＮベースの光変調器に比べて波長チャーピングが大きく、光ファイバ伝送特性の観点から不利とされる、化合物半導体ベースの半導体光変調器素子を用いても、ＬＮベースの光変調器と比べて遜色ない特性を実現できる。
すなわち、第１の実施形態の構成は、光位相変調器を複数の変調器領域に分割して、これらを個別に駆動する手段を設けている。これにより、通常の進行波電極構造において、これを伝搬する変調電気信号が減衰してしまう現象を実効的に抑制することができる。よって、第１の実施形態の構成によれば、進行波型光変調器が本質的に持つ、高速光変調時の光変調効率の飽和という課題を解決することができる。
さらに、第１の実施形態の構成によれば、光位相変調器をｎ個の変調器領域に分割することにより、それぞれの寄生容量もほぼ１／ｎに減少する。これにより、変調器領域１段あたりの変調周波数帯域が、大幅に拡大する。よって、第１の実施形態の構成は、高速光変調を行うのに有利である。また、第１の実施形態の構成は、分割された各変調器領域での変調電気信号の損失を事実上無視できる構造である。そのため、第１の実施形態の構成は、上述のとおり光（位相）変調に寄与する変調器領域の全長を長くすることが可能である。従って、これに反比例して各変調器領域が担う１段あたり移相量を得るのに必要な駆動電圧を低減できるので、低電圧駆動を行うのに有利である。
なお、多値光変調器モジュール１００と同様の、分割電極構造を備える光位相変調器を組み込んだ位相変調器は、これを通過する信号光に対してある離散的な移相をディジタル制御で与える機能を実現できる。しかし、このような位相変調器は、単独で信号光の振幅の絶対値を制御することはできない。その場合には、位相変調器の構成をＭＺ干渉計の１対の遅延経路のそれぞれに、この分割電極構造光位相変調器を組み込み、分割電極構造のＭＺ多値光変調器を構成することで、複素平面上の半径１の円内の任意の複素光振幅を生成することが可能となる。また、第１の実施形態の構成を用いて、無線通信などで広く用いられているＩ−Ｑ直交変調（Ｉ：Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ，Ｑ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ）を光に対して行うＩ−Ｑ光変調器を構成することも可能である。このためには、この分割電極構造ＭＺ多値光変調器を２個１組用意し、同一の光源から出力された被変調光信号を２分岐してそれぞれをＩチャンネル、Ｑチャンネルの変調電気信号で光変調し、それぞれの変調信号光を互いにπ／４の位相差で合波させればよい。
また、図２は、多値光変調器モジュール１００の構成を転換した例である、多値光変調器モジュール１０１の構成図である。多値光変調器モジュール１０１は、多値光変調器モジュール１００における集積回路２ａを集積回路２ｂに置き換えたものである。
集積回路２ｂでは、入力側から数えて１番目の変調器領域１４にも個別駆動回路２１が接続されている。この多値光変調器モジュール１０１でも、入力側から数えて１番目の個別駆動回路２１を適宜操作することにより、多値光変調器モジュール１００と同様に、被変調光信号の位相のオフセットを調整することが可能である。
ここで、多値光変調器モジュール１０１が備える光変調器１の構成は、第１の実施形態の光変調器１と同様である。すなわち、入力側からｉ番目の変調器領域１４は、長さＬ_ｉの変調電極を備える。そして、ここへ印加した変調電気信号が、変調器領域１４の信号光伝搬軸の前後両方向へ染み出す距離は、共にΔＬである。そして、隣接する変調器領域１４の変調電極間の距離は長さ２ΔＬである。
従って、多値光変調器モジュール１０１においても、駆動状態にある複数の変調器領域１４が互いに隣接しているか否かに関わらず、実効長と、駆動状態にある変調器領域の数との線形性が良好に保たれる。このため、多値光変調器モジュール１０１では、駆動状態にある変調器領域の数及び位置が変動しても、隣接する変調器領域間での不要な光位相変調は抑えられる。その結果、多値光変調器モジュール１０１は、歪みの少ない多値・多重光変調信号を発生させることが可能な、広帯域かつ低駆動電圧の光変調器モジュールを実現できるという効果を奏する。
なお、図１で説明した多値光変調器モジュール１００の効果は、以下の最小構成を備えた光変調器モジュールによっても実現される。すなわち、光変調器モジュールは、光変調器と個別駆動回路とを備える。光変調器は、入力される光信号を導波させる光導波路、及び、その光導波路上に並んで配置され、光信号を変調するｍ（２≦ｍ、ｍは整数）個の変調器領域を備える。光変調器モジュールが備えるｍ個の個別駆動回路は、縦続接続されている。ｉ（１≦ｉ≦ｍ、ｉは整数）番目の個別駆動回路は、ディジタル入力信号を同期信号に同期して増幅した信号をｉ番目の変調器領域に出力する駆動回路と、同期信号から分岐された信号に対して遅延を与えて出力する移相回路と、を備える。そして、ｊ（２≦ｊ≦ｍ、ｊは整数）番目の個別駆動回路には、（ｊ−１）番目の個別駆動回路の移相回路から出力された信号が同期信号として入力される。さらに、変調器領域は、変調電極を備え、変調電極へ印加された変調電気信号による光信号の伝搬方向の電場の拡がり長をｄとすると隣接する変調電極相互の間隔Ｌ_ｇａｐは、Ｌ_ｇａｐ＝２ｄで与えられるように定められる。このような最小構成からなる光変調器モジュールも、変調電極相互の間隔Ｌ_ｇａｐが２ｄとなるように構成されているので、図１で説明した多値光変調器モジュール１００と同様の効果を奏する。すなわち、上記の最小構成を備えた光変調器モジュールも、歪みの少ない多値・多重光変調信号を発生させることが可能な広帯域かつ低駆動電圧の光変調器モジュールを実現できるという効果を奏する。

第１の実施例は、第１の実施形態にかかる多値光変調器モジュール１００についての動作検証例である。
本実施例では、光変調器１の半導体光導波路１１はＦｅドープＩｎＰ半絶縁性基板（図示せず）上に形成されている。ＦｅドープＩｎＰ半絶縁性基板上には、コア層及びコア層を上下から挟み込むクラッド層が形成されている。コア層は、アンドープＡｌＧａＩｎＡｓ多重量子井戸層と、アンドープＡｌＧａＩｎＡｓ多重量子井戸層の上下に形成されたアンドープＩｎＧａＡｓＰ光閉じ込め層とにより構成される。この構成は、いわゆる分離閉じ込めヘテロ構造である（いずれも図示せず）。ここで、アンドープＡｌＧａＩｎＡｓ多重量子井戸層の構成は、井戸層数１２、井戸層厚１０ｎｍ、障壁層厚８ｎｍ、遷移波長１４００ｎｍである。アンドープＩｎＧａＡｓＰ光閉じ込め層は、波長組成１３００ｎｍ、厚さ２０ｎｍとして形成された。また、クラッド層は、ｐ型およびｎ型のＩｎＰからなる。半導体光導波路１１は、アンドープＡｌＧａＩｎＡｓ多重量子井戸層に電場が印加されると、量子閉じ込めＳｔａｒｋ効果を通じて、ここを伝搬する１５５０ｎｍ帯の信号光が感じる（複素）屈折率が変化する性質を有する。
光合分波器１２は、半導体光導波路１１と同様の積層構造を有する、２入力２出力のＭＭＩ（Ｍｕｌｔｉ Ｍｏｄｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）合分波器である。
複数個存在する個別駆動回路２１は、ＳｉＧｅ−ＨＢＴプロセスを用いて、まとめて同一半導体基板上にモノリシック集積されており、５０Ｇｂ／ｓを超えるクロック信号ＣＬＫに追従して動作することができる。駆動信号配線３はストリップ線路により構成され、その特性インピーダンスは５０Ωである。終端器２２の抵抗値は、５０Ωである。
それぞれの変調器領域１４は、直列抵抗５Ω、素子容量は０．０７ｐＦ以下で、単体での周波数応答帯域は５５ＧＨｚであった。なお、駆動する必要のない変調器領域１４は、その電極に別途電圧信号を印加することにより、移相量のオフセット調整に用いられた。それぞれの変調器領域１４を振幅０．７Ｖｐｐの電気信号で駆動することにより、ＴＥ（Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ）基本モードで入射された波長１５５０ｎｍの被変調光信号に対して、π／１６の位相変化を与えることができた。なお、変調電極へ印加された変調電気信号に応じた電場が印加される領域の電極の実効膜厚をｔとすると、ΔＬ＝約０．８ｔである。
さらに、被変調光信号が変調器領域１４を１段通過するのに要する時間およびクロック信号が個別駆動回路２１を１段通過するのに要する時間が一致するように、移相回路２５の遅延を調整した。これにより、実効的な変調周波数応答帯域が５０ＧＨｚを超える擬似進行波動作を実現した。その結果、本構成により、良好なアイ開口を有する実用的な５０Ｇｂ／ｓ−ＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）光変調特性を実現した。
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態にかかるプログラマブル多値光変調器モジュール２００について説明する。図３は、第２の実施形態にかかるプログラマブル多値光変調器モジュール２００の構成図である。図３に示すように、プログラマブル多値光変調器モジュール２００では、多値光変調器モジュール１００における集積回路２ａが、集積回路２ｃに置き換えられる。集積回路２ｃは、集積回路２ａと比べて、駆動したい変調器領域を２^{（ｍ−１）}段ずつ選択できるように、ディジタル入力信号の入力インターフェースが変更されている。
２段目の変調器領域１４と接続される個別駆動回路のＤ端子には、たとえばオフセット信号Ｏｆｆｓｅｔが入力される。そして、以降の段には、ディジタル入力信号Ｄ_０〜Ｄ_１が入力される。
前述のＯＦＤＭやＱＡＭ、あるいは光ＰＳＫ（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）変調またはＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）や、光ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）変調またはＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）では、被変調光信号に与える移相量を、π／２^{（ｎ−１）}毎に制御できることが好ましい。このため、分割された変調器領域１４は、１段分、２段分、４段分、・・２^{（ｎ−１）}段分とグループに区分されている。そして、変調器領域１４をグループごとにまとめて駆動できるように、駆動回路のディジタルデータ入力の前段に、１入力２^{（ｎ−１）}出力のファンアウトが設けられる。その他の構成は、多値光変調器モジュール１００と同様であるので、説明を省略する。
これは、ＭＺ干渉計の一対の遅延経路に組み込まれた１本のディジタル分割電極光位相変調器に注目すると、前述のようにちょうど電子回路におけるディジタル−アナログ変換器のアナログ電気出力を信号光の位相に対応させた場合と同様の動作を実現する。
続いて、プログラマブル多値光変調器モジュール２００の動作について説明する。プログラマブル多値光変調器モジュール２００は、ｋ番目のディジタル入力信号Ｄ_ｋで、これらのうち２^{（ｋ−１）}個の個別駆動回路２１を同一論理でグループ駆動することにより、ｋ本のディジタル入力信号で被変調光信号の全移相量を離散的に指定できる。これは、ディジタル−アナログ変換器において、アナログ電気信号出力を光の位相の置き換えたものと同じ働きを実現するものである。
本構成によれば、このグループ駆動の組合せを２進数に置き換える機能を実現できる。これにより、プログラマブル多値光変調器モジュール２００を利用する際には、グループ駆動したい変調器領域１４の具体的な位置と数を意識することなく、π／２^{（ｎ−１）}の移相量の組合せにだけ着目して、ディジタル的に多値光変調を実現できる。
なお、プログラマブル多値光変調器モジュール２００は、多値光変調器モジュール１００と同様に、駆動する必要のない変調器領域１４の電極へ電圧信号を別途印加することにより、移相量のオフセットを調整できる。
ここで、多値光変調器モジュール２００が備える光変調器１の構成は第１実施形態と同様である。すなわち、入力側からｉ番目の変調器領域１４は、長さＬｉの変調電極を備える。そして、ここへ印加した変調電気信号が変調器領域１４の信号光伝搬軸の前後両方向へ染み出す距離は共にΔＬであるとともに、隣接する変調器領域１４の変調電極間の距離は長さ２ΔＬである。
従って、多値光変調器モジュール２００においても、駆動状態にある複数の変調器領域１４が互いに隣接しているか否かに関わらず、実効長と、駆動状態にある変調器領域の数との線形性が良好に保たれる。このため、多値光変調器モジュール２００は、駆動状態にある光位相変調器領域の数及び位置が変動しても、隣接光変調器領域間での不要な光位相変調を抑えることができる。その結果、多値光変調器モジュール２００は、歪みの少ない多値・多重光変調信号を発生させることが可能な広帯域かつ低駆動電圧の光変調器モジュールを実現できるという効果を奏する。

第２の実施例は、第２の実施形態にかかるプログラマブル多値光変調器モジュール２００についての動作検証例である。第２の実施例における光変調器１及び個別駆動回路２１の構成は、前述の第１の実施例と同様である。
第２の実施例の構成において、２５Ｇｂ／ｓのクロック入力信号に合わせてディジタル分割電極多値光変調器のデータ入力端子２本のそれぞれに、独立な２５Ｇｂ／ｓ−ＮＲＺのディジタル電気信号を入力した。その結果、波長１５５０ｎｍの信号光に対して位相誤差と振幅誤差が理想的に抑制された、良好な２５ＧＢａｕｄ／ｓ（１Ｂａｕｄ＝２ｂｉｔ相当）の光ＱＰＳＫ変調が実現された。
（第３の実施形態）
第３の実施形態にかかるプログラマブル多値光変調器モジュール３００について説明する。図４は、第３の実施形態３にかかるプログラマブル多値光変調器モジュール３００の構成図である。図４に示すように、プログラマブル多値光変調器モジュール３００は、多値光変調器モジュール１００における集積回路２ａを、集積回路２ｄに置き換えたものである。
集積回路２ｄでは、光位相変調器１３は、例えば２５６個の変調器領域１４に分割される。個別駆動回路２１は、それぞれ演算回路５と接続される。演算回路５には例えば８本のディジタル入力信号Ｄ_０〜Ｄ_７が入力され、これらに基づく演算に基づき、光位相変調器１３に設けられた２５６個の変調器領域１４を駆動するディジタル信号を生成する。その他については、多値光変調器モジュール１００と同様であるので説明を省略する。
続いて、プログラマブル多値光変調器モジュール３００の動作について説明する。プログラマブル多値光変調器モジュール３００では、演算回路５が、予めプログラムされているパラメータと入力されるディジタル入力信号に基づき、各変調器領域１４を制御する。ここでいうパラメータとは、例えば、被変調光信号の強度・波長・環境温度依存性やこれらの経時変化、光ファイバの伝送特性の経路・距離依存性（波長分散、偏波分散など）が含まれる。さらに、パラメータには、変調器領域１４の光変調特性や、光受信器側の受信感度などの製造ばらつきが含まれていてもよい。すなわち、パラメータは、本多値光変調器モジュールモジュールが実際に使用される環境・条件下において光ファイバ伝送特性を左右するこれら物理量の補正係数、あるいは様々な多値光変調符号を生成する際の演算アルゴリズムで用いられる各多値光変調方式に固有の係数である。そして、これらのパラメータは、プログラム等を用いて外部から書き換えられることが可能である。
プログラマブル多値光変調器モジュール３００は、ディジタル処理を行う演算回路５を設けている。このため、アナログ回路を用いることなく、上述のような制御を切り替えながら実行することが可能である。演算回路５は、例えば光信号強度・波長依存性や環境温度依存性、素子の光変調特性ばらつき、およびこれらの経時変化等の補償、あるいは多値光変調符号化の変更の制御をそれぞれ実行することができる。すなわち、プログラマブル多値光変調器モジュール３００は、ハードウェアの変更や調整を伴うことなく、演算回路５へ入力するパラメータをソフトウェア的に書き換えるだけで上述の処理を実現することができる。
従って、プログラマブル多値光変調器モジュール３００を適用した光ファイバ通信システムの製造・出荷時における検査・調整作業の大半を自動化することが可能となる。さらに、通常なら製造検査工程において特性規格外れとなっていた特性不良品でも、こうした特性を補償する演算パラメータを予め抽出してファームウェアとして提供することにより、所定の仕様を満足する合格品として救済することが可能となる。
また、プログラマブル多値光変調器モジュール３００は、演算回路５において所望の光変調符号に対応する駆動信号を発生できる。このため、光変調符号毎に異なる種類の駆動回路（論理演算回路も含む）を用意する必要がない。そのため、１種類の駆動回路で多様な用途に適用することが可能であり、棚卸しコストの大幅な圧縮や品種が絞り込まれることによる量産効果などの、大幅なコスト低減が期待できる。
さらに、プログラマブル多値光変調器モジュール３００は、実使用時の運用形態変更に伴う最適動作状態への調整にも柔軟かつ効率的に対応ができるので、運用コストの低減も期待できる。運用形態の変更としては、光ネットワークの伝送経路や波長の切り替えなどがある。また、最適動作状態への調整としては、例えば最適な光変調波形を生成するために必要な、複雑な電圧振幅調整などの作業がある。
すなわち、第３の実施形態の構成によれば、製造、検査及び運用までを含む包括的なコスト削減効果を期待することができるプログラマブル多値光変調器モジュールやこれを適用した光ファイバ通信システムを実現することが可能である。
なお、量産性や集積性に優れるＣＭＯＳ−ＩＣやＳｉＧｅ−ＨＢＴ−ＩＣでは、動作速度の制約から、１０Ｇｂ／ｓを超えるディジタル入力信号を演算によって高速に生成するような回路の実現は技術的に難しかった。しかし、現在５０Ｇｂ／ｓ級の高速ディジタル信号を扱うディジタル信号処理プロセッサ（以下、ＤＳＰ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ））の開発が進められている。そして、プログラマブル多値光変調器モジュール３００が行う演算処理を、１０Ｇｂ／ｓ以上の速度で処理できるＩＣも実現できるレベルにある。従って、プログラマブル多値光変調器モジュール３００は、上述の動作を十分な高速で行うことが可能である。
ここで、多値光変調器モジュール３００が備える光変調器１の構成は、変調器領域１４の数が違う以外は第１の実施形態と同様である。すなわち、入力側からｉ番目の変調器領域１４は、長さＬｉの変調電極を備える。そして、ここへ印加した変調電気信号が変調器領域１４の信号光伝搬軸の前後両方向へ染み出す距離は共にΔＬであるとともに、隣接する変調器領域１４の変調電極間の距離は長さ２ΔＬである。
従って、多値光変調器モジュール３００においても、駆動状態にある複数の変調器領域１４が互いに隣接しているか否かに関わらず、実効長と、駆動状態にある変調器領域の数との線形性が良好に保たれる。このため、多値光変調器モジュール３００は、駆動状態にある変調器領域の数及び位置が変動しても、隣接する光変調器領域間の不要な光位相変調を抑えることができる。その結果、多値光変調器モジュール３００は、歪みの少ない多値・多重光変調信号を発生させることが可能な、広帯域かつ低駆動電圧の光変調器モジュールを実現できるという効果を奏する。

第３の実施例は、第３の実施形態にかかるプログラマブル多値光変調器モジュール３００についての動作検証例である。本実施例に係るプログラマブル多値光変調器モジュール３００は、多値光変調において、多値光変調（シンボル）に１対１で対応する複素光振幅を、ディジタル入力信号から生成する機能を備える。多値光変調方式としては、例えば、基幹系光ファイバ通信システムへの実用化が進められつつある、（差動）直交位相偏移変調（（Ｄ）ＱＰＳＫ）、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）や直交振幅変調方式（ＱＡＭ）がある。
演算回路５は、８本のディジタル信号入力を備える。演算回路５には、高速ＤＳＰを用いた。この高速ＤＳＰは、ゲート長４５ｎｍのＣＭＯＳプロセスで製造されたものであり、１６ビットデータの積和演算を毎秒５００億回処理できる。また、演算回路５は、演算により生成された２５６本のディジタル出力信号を、振幅調整と波形整形とを行いながらある一定の遅延を加えて順次２５６本の端子へ出力する。変調器領域１４は、演算回路５が生成した２５６本のディジタル出力信号（０．４Ｖｐｐ）で直接駆動される。その他の構成や機能については、前述の第１の実施例と同様であるので、説明を省略する。
本構成において、演算回路５に与える演算パラメータをプログラムで書き換えることにより、ハードウェアの交換やアナログ電子回路の調整等を行うことなく、１００Ｇｂ／ｓ−光ＱＰＳＫ変調、１００Ｇｂ／ｓ−光ＤＱＰＳＫ変調、１００Ｇｂ／ｓ−光ＯＦＤＭ変調及び１００Ｇｂ／ｓ−光ＱＡＭ変調などを自由に行うことができた。
また、光位相変調器１３の光変調特性の光強度依存性・波長依存性・動作温度依存性を抽出して、濱算回路５へ与える演算パラメータを導出した。これに基づいて、動作条件・環境の変化に応じて演算パラメータを動的に書き換えたところ、２５℃〜８５℃の広い温度範囲にわたって、被変調光信号の光強度依存性や波長依存性が実用上無視できる程度に抑制できた。従って、非温調動作を通じた消費電力低減にも有効であることが確認された。

第４の実施例は、第３の実施形態にかかるプログラマブル多値光変調器モジュールを、半導体直交多値光変調器とＣＭＯＳ−ＩＣにて動作検証したものである。図５は、第４の実施例に係るプログラマブル多値光変調器モジュール３０１の構成図である。プログラマブル多値光変調器モジュール３０１は、図５に示すように、プログラマブル多値光変調器モジュール３００における光変調器１を、光変調器６に置き換えたものである。また、２つの集積回路は、４つの演算回路５に置き換えられた。この演算回路５は、プログラマブル多値光変調器モジュール３００と、プログラマブル多値光変調器モジュール３０１と、で共通である。
光変調器６には、４つの光位相変調器１３が設けられた。また、その両端には、４出力４入力の光合分波器１５が設けられた。光位相変調器１３は、実施例３と同様に、２５６個の変調器領域１４に分割された。
すなわち、プログラマブル多値光変調器モジュール３０１は、被変調光信号に対して多値光変調の基本となる光直交変調（光Ｉ／Ｑ変調）を行うことができる。
このプログラマブル多値光変調器モジュール３０１により動作検証を行ったところ、実施例３に係るプログラマブル多値光変調器モジュール３００と同様の機能が実現された。
なお、プログラマブル多値光変調器モジュール３０１では、プログラマブル多値光変調器モジュール３００と異なり、光直交変調（光Ｉ／Ｑ変調）を行うことができる。これにより、変調信号光の複素振幅の実部および虚部を独立にディジタル入力信号と対応させることができる。このため、プログラマブル多値光変調器モジュール３０１は、無線通信で培われた多値変調技術の知見を多値光変調へと応用する観点から、有用である。
（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態にかかる多値光変調器モジュール４００について説明する。図６は、多値光変調器モジュール４００の構成を示す図である。図６に示すように、多値光変調器モジュール４００は、多値光変調器モジュール１００における光変調器１及び集積回路２ａを、光変調器７及び集積回路２ｅに置き換えたものである。
光変調器７は、２本の単一モードの半導体光導波路１１及び２入力２出力の光合分波器１２を有するＭＺ干渉計構造を有する。ＭＺ干渉計における１対の遅延経路となる２本の半導体光導波路１１のそれぞれには、光位相変調器１６が形成されている。
光位相変調器１６は、半導体光導波路１１の微小区間を画すように、ｎ個の変調器領域Ａ_１〜Ａ_ｎに分割されている。ここで、入力側からｉ番目の変調器領域Ａ_ｉは、１つ前の（ｉ−１）番目の変調器領域Ａ_{（ｉ−１）}と比べて、その導波方向における長さは２倍である。つまり、多値光変調器モジュール４００における変調器領域は、出力側へ行くにしたがって、その導波方向における長さが、２のべき乗倍で増加する。なお、図６は、ｎ＝４の場合の多値光変調器モジュール４００の構成について示している。
集積回路２ｅは、例えば（ｎ−１）個の個別駆動回路２１及び（ｎ−１）個の終端器２２により構成される。図１では、ｎ＝４なので、個別駆動回路２１及び終端器２２は３個ずつ設けられている。その他の構成は、多値光変調器モジュール１００と同様であるので、説明は省略される。
続いて、多値光変調器モジュール４００の動作について説明する。多値光変調器モジュール４００は、変調器領域の導波方向における長さを、ある単位長さの２のべき乗倍としている。図３に示すプログラマブル多値光変調器モジュール２００では、データ入力段にファンアウトを設けることにより、２のべき乗個の個別駆動回路及び変調器領域は、同一データで駆動されていた。多値光変調器モジュール４００は、図６に示す構成を備えることにより、これと同様に動作できる。
このように、多値光変調器モジュール４００は、被変調光信号が受ける総移相量を、プログラマブル多値光変調器モジュール２００と同一に維持しつつ、個別駆動回路２１及び駆動信号配線の設置数を、２ｍ個からｍ個に削減することができる。
本構成においては、個々の変調器領域の光変調周波数帯域はそれぞれの長さに依存することが考えられる。このため、各変調器領域を透過する間に被変調光信号が受ける移相の周波数特性にも長さ依存性が現れることが予想される。そうした場合、この長さ依存性を補償するために個別駆動回路毎に周波数特性を最適調整する回路上の工夫が必要な場合も生じ得る。また、変調器領域の長さの上限も変調電気信号の変調速度で制約される。
こうした理由から、第４の実施の形態の構成は、非変調光信号へ与えるべき総移相量の状態数が少ない（例えば０°、９０°、１８０°、２７０°の４値だけなど）場合に有効である。あるいは、第４の実施の形態の構成は、微細化が進むことによって個別駆動回路の面積に比べて無視できなった電極パッド面積を、その数を減らすことで集積回路のチップサイズを抑え低価格化を図りたい場合にも有効である。さらに、第４の実施の形態の構成は、１シンボルあたりの多重度（帯域利用効率）が高くそれゆえ光変調速度自体を比較的抑えやすい光ＯＦＤＭや光ＱＡＭなどの多値光変調信号を生成したい場合などに有効である。
第４の実施の形態の構成によれば、アナログ量、つまり電圧振幅が一定ではない駆動信号を印加することなく、各変調器領域に一定振幅のディジタル駆動信号を印加するだけで、変調器領域毎に２のベキ乗倍の移相を入力信号光に与えることが可能となる。信号光の複素振幅は重ね合わせの原理に従う。このため、多値光変調に必要な光信号の移相量は、各変調器領域を構成する光導波路に単に被変調光信号を通過させ、通過した領域における移相量の和から簡単に求めることが可能である。その際、ディジタル駆動信号を印加する変調器領域を適宜選択する手段が設けられていれば、必要となる全移相量を外部からプログラムしているのと同じ働きを実現できる。
このように、アナログ電気信号を出力する代わりにディジタル電気信号だけを出力する同一の駆動回路を複数集積したり、かつこの駆動回路からディジタル電気信号を出力する／しないという選択をプログラムしたりする回路は、上述のＣＭＯＳやＳｉＧｅ−ＨＢＴプロセスを応用したＩＣとの親和性も極めて高い。また、これらの駆動回路がディジタル電気信号を出力するタイミングを一定の同期信号に従って制御する回路も、これらのＩＣとの親和性が極めて高い。そのため、第４の実施の形態の構成では、光変調器の駆動回路そのものの小型化、低電力化、低コスト化、さらには多機能化も期待される。
こうした特徴を活かして、例えば光変調器モジュールの固有の温度特性や、変調光波形調整、光変調特性の波長依存性の補正、誤り訂正符号の付加、光変調器素子自体の製造ばらつきを、演算で静的・動的に補正することも可能になる。これにより、素子の歩留まり改善や最適駆動条件の調整作業の自動化、実使用下での特性調整、機能のアップグレードなどがプログラム変更一つで容易に実現できる。従って、第４の実施の形態の構成は、コスト低減や可拡張性の観点からも有利である。
ここで、多値光変調器モジュール４００が備える光変調器７において、印加された変調電気信号が変調器領域Ａ_２〜Ａ_４の信号光伝搬軸の前後両方向へ染み出す距離は共にΔＬであるとともに、隣接する変調器領域の変調電極間の距離は長さ２ΔＬである。
従って、多値光変調器モジュール４００においても、駆動状態にある複数の変調器領域が互いに隣接しているか否かに関わらず、実効長と、駆動状態にある変調器領域の数との線形性が良好に保たれる。このため、多値光変調器モジュール４００は、駆動状態にある変調器領域の数及び位置が変動しても、隣接光変調器領域間での不要な光位相変調を抑えることができる。その結果、多値光変調器モジュール４００は、歪みの少ない多値・多重光変調信号を発生させることが可能な広帯域かつ低駆動電圧の光変調器モジュールを実現できるという効果を奏する。

第５の実施例は、第４の実施形態にかかる多値光変調器モジュール４００を、半導体多値光変調器とＣＭＯＳ−ＩＣにて動作検証したものである。第５の実施例では、図６に示す多値光変調器モジュール４００において、半導体多値光変調器の光移相変調器領域の長さは、入力側からそれぞれ１００μｍ、２００μ、４００μｍと、単位長さ１００μｍの２のべき乗倍の長さの組み合わせとされた。これにより、第１の実施例または第２の実施例の光位相変調器１３と比較して、光位相変調器１６では、１台あたりの個別駆動回路２１の数を７個から３個へ削減できた。よって、駆動信号配線３の数と終端器２２の数も、同様に７個から３個へ削減できた。そのため、第２の実施例におけるような、各個別駆動回路のデータ入力前段に設けられていたファンアウトは省くことができた。また、積層構造については、多重量子井戸構造の波長組成を変えることにより、遷移波長を１４３０ｎｍとした。これらの工夫により、集積回路２ｅのチップサイズは、第２の実施例の集積回路２ｃと比べて１／２に抑えることができた。
第５の実施例では、多重量子井戸層の波長組成は１４３０ｎｍであり、第２の実施例に係る１５５０ｎｍよりも短波長に設定された。これにより、印加電圧に対して波長１５５０ｎｍの信号光が感じる屈折率変化の割合を、第２の実施例のそれに比べて２倍とした。よって、第２の実施例にかかる多値光変調器モジュール２００において実現可能な変調特性と、同一の変調特性を実現できた。
（その他の実施の形態）
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
例えば、変調器領域の数は、上記実施の形態及び実施例に限定されるものでなく、任意の数とすることができる。
さらに、駆動信号配線３は、ストリップ線路の他にも金（Ａｕ）バンプを用いてＩＣ上に直接実装されてもよい。個別駆動回路及び演算回路等の各回路ブロックは、同一半導体基板上にモノリシック集積されてもよい。
各実施形態においては、変調器領域を駆動する電圧振幅を、分割数を増やして低く抑えることが可能であるので、無反射終端器は個別駆動回路とともに同一の半導体基板上に形成されてもよい。さらに、各実施形態の構成は、化合物半導体に限らず、シリコン（Ｓｉ）光導波路をベースとして実現されてもよい。さらにその場合には、駆動回路と光変調器は同一半導体基板上にモノリシック集積されてもよい。同様に、各実施形態の構成は、前述のＬＮに代表されるＰｏｃｋｅｌｓ効果あるいはさらに高次の電気光学効果を有する電気光学結晶や有機化合物などをベースとして作製された多値光変調器に対しても適用可能である。なお、その場合には、印加電圧振幅に対する屈折率変化が上述の半導体に比べてより大きい場合にメリットがある。
また、図４のプログラマブル多値光変調器モジュール３００では、オフセット信号Ｏｆｆｓｅｔが入力される端子が外部へと引き出された構成について記載されている。しかし、演算回路５から、Ｄ／Ａコンバータを介して最適な電圧をオフセット信号が印加されるようにしてもよい。
さらに、第４の実施例のプログラマブル多値光変調器モジュール３０１における一対の光合分波器１５は、より内部残留反射の抑制効果が期待される５入力５出力の合分波器に置き換えられてもよい。但し、この場合には、入出力各５本の端子のそれぞれ中央の端子計２箇所が無反射終端されることが必要である。
第４の実施形態では、入力側から順に変調器領域の長さを２のべき乗倍に増加させているが、各変調器領域の長さがそれぞれ異なり、かつ、ある単位長さの２のべき乗倍であれば、それらの長さは任意の順序で配置されてもよい。
この出願は、２０１１年９月２３日に出願された日本出願特願２０１１−２０８２６０を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
なお、本発明の実施形態は以下の付記のようにも記載されうるがこれらには限定されない。
（付記１）
入力される光信号を導波させる光導波路及び前記光導波路上に並んで配置され、前記光信号を変調するｍ（２≦ｍ、ｍは整数）個の変調器領域を備える光変調器と、縦続接続されるｍ個の個別駆動回路と、を備え、
ｉ（１≦ｉ≦ｍ、ｉは整数）番目の前記個別駆動回路は、
ディジタル入力信号を同期信号に同期して増幅した信号をｉ番目の前記変調器領域に出力する駆動回路と、前記同期信号から分岐された信号に対して遅延を与えて出力する移相回路と、を備え、
ｊ（２≦ｊ≦ｍ、ｊは整数）番目の前記個別駆動回路には、（ｊ−１）番目の前記個別駆動回路の前記移相回路から出力された信号が前記同期信号として入力され、
前記変調器領域は変調電極を備え、前記変調電極へ印加された変調電気信号による前記光信号の伝搬方向の電場の拡がり長をｄとすると隣接する前記変調電極相互の間隔Ｌ_ｇａｐは、Ｌ_ｇａｐ＝２ｄで与えられる、
光変調器モジュール。
（付記２）
前記ｍ個の個別駆動回路は、同一半導体基板上にモノリシック集積される、付記１に記載された光変調器モジュール。
（付記３）
前記電場の拡がり長ｄは、ｉ番目の前記変調器領域の前記変調電極へ印加された変調電気信号に応じた電場が印加される実効膜厚をｔ_ｉとすると、約０．８ｔ_ｉである、
付記１又は２に記載された光変調器モジュール。
（付記４）
前記移相回路は、さらに、前記同期信号から分岐された信号に対して振幅調整及び波形整形を行う、付記１乃至３のいずれかに記載された光変調器モジュール。
（付記５）
前記変調器領域と前記個別駆動回路とを接続するｍ本の駆動信号配線と、接地電位と前記ｍ本の駆動信号配線のそれぞれとの間に接続されたｍ個の第１の終端器と、をさらに備える、付記１乃至４のいずれかに記載された光変調器モジュール。
（付記６）
前記ｍ個の個別駆動回路及び前記ｍ個の第１の終端器は、同一半導体基板上にモノリシック集積される、付記５に記載された光変調器モジュール。
（付記７）
前記光変調器及び前記ｍ個の第１の終端器は、同一半導体基板上にモノリシック集積される、付記５又は６に記載された光変調器モジュール。
（付記８）
ｍ番目の前記個別駆動回路の前記移送回路の出力と接地電位との間に接続された第２の終端器をさらに備える、付記１乃至７に記載された光変調器モジュール。
（付記９）
前記変調器領域の長さはそれぞれ同一である、付記１乃至８のいずれかに記載された光変調器モジュール。
（付記１０）
１本のディジタル信号を複製することにより２ｋ本（１≦ｋ≦ｍ、ｋは整数）の前記ディジタル入力信号が生成され、前記２ｋ本のディジタル入力信号が増幅され、前記増幅された信号が、２ｋ個の前記変調器領域にそれぞれ入力される、付記１乃至９のいずれかに記載された光変調器モジュール。
（付記１１）
前記変調器領域の長さはそれぞれ異なり、かつ、ある単位長さの２のべき乗倍である、付記１乃至１０のいずれかに記載された光変調器モジュール。
（付記１２）
ｉ番目の前記変調器領域の長さは、ある単位長さの２^ｉ倍である、付記１乃至１１のいずれかに記載された光変調器モジュール。
（付記１３）
前記個別駆動回路は、前記変調器領域のそれぞれに、ほぼ同一の振幅を有する駆動電圧を印加する、付記１乃至１２のいずれかに記載された光変調器モジュール。
（付記１４）
前記移相回路は、前記同期信号から分岐された信号に対して、外部から入力される電気信号により制御される遅延を与える、付記１乃至１３のいずれかに記載された光変調器モジュール。
（付記１５）
ｉ番目の前記個別駆動回路における前記移相回路の遅延は、（ｉ−１）番目の変調器領域及びｉ番目の変調器領域のそれぞれの中間点を結ぶ距離を信号光が通過する時刻の差にほぼ等しい、付記１乃至１４のいずれかに記載された光変調器モジュール。
（付記１６）
前記変調器領域は、半導体のフランツ＝ケルディッシュ効果（Ｆｒａｎｚ＝Ｋｅｌｄｙｓｈ ｅｆｆｅｃｔ）、量子閉じ込めシュタルク効果（ｑｕａｎｔｕｍ ｃｏｎｆｉｎｅｄ Ｓｔａｒｋ ｅｆｆｅｃｔ）又は電気光学結晶のポッケルス効果（Ｐｏｃｋｅｌｓ ｅｆｆｅｃｔ）を応用したものである、付記１乃至１５のいずれかに記載された光変調器モジュール。
（付記１７）
前記変調器領域は、ｆ入力ｇ出力（ｆ、ｇは２以上の整数）光分波器とｇ入力ｆ出力光合波器とを光学的に接続するｇ本の前記光導波路に設けられる、付記１乃至１６のいずれかに記載された光変調器モジュール。
（付記１８）
前記ｆ入力ｇ出力光分波器及び前記ｆ入力ｇ出力光分波器と、前記ｆ入力ｇ出力光分波器及び前記ｇ入力ｆ出力光合波器とに隣接する前記変調器領域と、を光学的に結合する結合部に接続された電位固定手段をさらに備える、付記１７に記載された光変調器モジュール。
（付記１９）
設定された演算パラメータに応じて、ｐ本（２≦ｐ、ｐは整数）の時系列ディジタル入力信号からｍ本の時系列ディジタル入力信号を生成する演算回路をさらに備え、前記ｎ個の個別駆動回路のそれぞれには、前記ｍ本の時系列ディジタル入力信号のいずれか１つが入力される、付記１乃至１７のいずれかに記載された光変調器モジュール
（付記２０）
前記演算パラメータを外部から書き換える機能を有する、付記１乃至１９のいずれかに記載された光変調器モジュール。
（付記２１）
縦続接続されるｍ（２≦ｍ、ｍは整数）個の個別駆動回路のうち、ｉ（１≦ｉ≦ｍ、ｉは整数）番目の前記個別駆動回路により、ディジタル入力信号を同期信号に同期して増幅した信号を生成させ、
光変調器の光導波路上に少なくともｍ個形成された、変調電極を備え、かつ、前記変調電極へ印加された変調電気信号による光信号の伝搬方向の電場の拡がり長をｄとすると隣接する前記変調電極相互の間隔Ｌ_ｇａｐが、Ｌ_ｇａｐ＝２ｄで与えられる変調器領域のうち、ｉ番目の前記変調器領域に、前記増幅した信号を駆動回路により出力し、
前記同期信号から分岐した信号に対して少なくとも遅延を与えた信号を、移相回路により出力し、
ｊ（２≦ｊ≦ｍ、ｊは整数）番目の前記個別駆動回路には、（ｊ−１）番目の前記個別駆動回路の前記移相回路から出力された信号を前記同期信号として入力する、
光信号の変調方法。

１、６、７ 光変調器
２ａ〜２ｅ 集積回路
３ 駆動信号配線
４ 電位固定手段
５ 演算回路
１１、１１ａ、７０２ 半導体光導波路
１２、１５、７０３ 光合分波器
１３、１６、７０４ 光位相変調器
１４、７０５ 変調器領域
２１ 個別駆動回路
２２、２６ 終端器
２３ 分岐
２４ 駆動回路
２５ 移相回路
１００、１０１、４００ 多値光変調器モジュール
２００、３００、３０１、４００ プログラマブル多値光変調器モジュール
７０１ 光変調器

Claims (10)

1. 入力される光信号を導波させる光導波路及び前記光導波路上に並んで配置され、前記光信号を変調するｍ（２≦ｍ、ｍは整数）個の変調器領域を備える光変調手段と、縦続接続されるｍ個の個別駆動手段と、を備え、
   ｉ（１≦ｉ≦ｍ、ｉは整数）番目の前記個別駆動手段は、
   ディジタル入力信号を同期信号に同期して増幅した信号をｉ番目の前記変調器領域に出力する駆動手段と、前記同期信号から分岐された信号に対して遅延を与えて出力する移相手段と、を備え、
   ｊ（２≦ｊ≦ｍ、ｊは整数）番目の前記個別駆動手段には、（ｊ−１）番目の前記個別駆動手段の前記移相手段から出力された信号が前記同期信号として入力され、
   前記変調器領域は変調電極を備え、前記変調電極へ印加された変調電気信号による前記光信号の伝搬方向の電場の拡がり長をｄとすると隣接する前記変調電極相互の間隔Ｌ_ｇａｐは、Ｌ_ｇａｐ＝２ｄで与えられる、
   光変調器モジュール。
2. 前記変調器領域の長さはそれぞれ同一である、請求項１に記載された光変調器モジュール。
3. １本のディジタル信号を複製することにより２ｋ本（１≦ｋ≦ｍ、ｋは整数）の前記ディジタル入力信号が生成され、前記２ｋ本のディジタル入力信号が増幅され、前記増幅された信号が、２ｋ個の前記変調器領域にそれぞれ入力される、請求項１又は２に記載された光変調器モジュール。
4. 前記変調器領域の長さはそれぞれ異なり、かつ、ある単位長さの２のべき乗倍である、請求項１乃至３のいずれかに記載された光変調器モジュール。
5. ｉ番目の前記変調器領域の長さは、ある単位長さの２^ｉ倍である、請求項１乃至４のいずれかに記載された光変調器モジュール。
6. ｉ番目の前記個別駆動手段における前記移相回路の遅延は、（ｉ−１）番目の変調器領域及びｉ番目の変調器領域のそれぞれの中間点を結ぶ距離を信号光が通過する時刻の差にほぼ等しい、請求項１乃至５のいずれかに記載された光変調器モジュール。
7. 前記変調器領域は、ｆ入力ｇ出力（ｆ、ｇは２以上の整数）光分波器とｇ入力ｆ出力光合波器とを光学的に接続するｇ本の前記光導波路に設けられる、請求項１乃至６のいずれかに記載された光変調器モジュール。
8. 前記ｆ入力ｇ出力光分波器及び前記ｇ入力ｆ出力光合波器と、前記ｆ入力ｇ出力光分波器及び前記ｇ入力ｆ出力光合波器とに隣接する前記変調器領域と、を光学的に結合する結合部に接続された電位固定手段をさらに備える、請求項７に記載された光変調器モジュール。
9. 設定された演算パラメータに応じて、ｐ本（２≦ｐ、ｐは整数）の時系列ディジタル入力信号からｍ本の時系列ディジタル入力信号を生成する演算回路をさらに備え、前記ｎ個の個別駆動手段のそれぞれには、前記ｍ本の時系列ディジタル入力信号のいずれか１つが入力される、請求項１乃至８のいずれかに記載された光変調器モジュール
10. 縦続接続されるｍ（２≦ｍ、ｍは整数）個の個別駆動手段のうち、ｉ（１≦ｉ≦ｍ、ｉは整数）番目の前記個別駆動手段により、ディジタル入力信号を同期信号に同期して増幅した信号を生成させ、
    光変調器の光導波路上に少なくともｍ個形成された、変調電極を備え、かつ、前記変調電極へ印加された変調電気信号による光信号の伝搬方向の電場の拡がり長をｄとすると隣接する前記変調電極相互の間隔Ｌ_ｇａｐが、Ｌ_ｇａｐ＝２ｄで与えられる変調器領域のうち、ｉ番目の前記変調器領域に、前記増幅した信号を駆動回路により出力し、
    前記同期信号から分岐した信号に対して少なくとも遅延を与えた信号を、移相回路により出力し、
    ｊ（２≦ｊ≦ｍ、ｊは整数）番目の前記個別駆動手段には、（ｊ−１）番目の前記個別駆動手段の前記移相回路から出力された信号を前記同期信号として入力する、
    ことを特徴とする光信号の変調方法。

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