JP2010250125A

JP2010250125A - 光変調器

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Publication number: JP2010250125A
Application number: JP2009100287A
Authority: JP
Inventors: Yasushi Yamazaki; 裕史山崎; Takashi Go; 隆司郷; Takashi Yamada; 貴山田
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2009-04-16
Filing date: 2009-04-16
Publication date: 2010-11-04
Anticipated expiration: 2029-04-16
Also published as: JP5243334B2

Abstract

【課題】２値の電気信号で光変調手段を駆動し、光変調手段の出力光信号のベクトル加算により多値の光信号を生成する光変調器において、ベクトル合成に伴う原理過剰損失を低減して光損失を小さくすること。
【解決手段】２並列のQPSK変調器を入力側及び出力側の非対称カプラで接続している。入力側非対称カプラは２本の出力ポートを備え、メイン入力ポートから光を順方向入力するとアーム１及び２に光強度分岐比2:1で分岐する。出力側非対称カプラは２本の入力ポートを備え、メイン出力ポートから光を逆方向入力するとアーム１及び２に光強度分岐比2:1（67%:33%）で分岐する。各アームを経由し出力側非対称カプラにおいてベクトル加算される各QPSK変調器の出力光信号の位相差θを０とする。本構成により、各QPSK変調器からの出力QPSK信号を電場振幅比2:1で合波し、ベクトル加算により16QAM信号を生成することができる。
【選択図】図４

Description

本発明は、光変調器に関し、より詳細には、多値光信号を生成する光変調器に関する。

近年、長距離光伝送において、40 Gb/sや100 Gb/sといった高いビットレートでの伝送へのニーズが高まっている。一般に高速化のため変調シンボルレートを高くすると、分散耐性が急激に劣化するため伝送距離が縮小してしまうという問題がある。また信号スペクトルの広がりも大きくなるため、波長分割多重(Wavelength Division Multiplexing: WDM)伝送におけるフィルタの帯域やチャネル間隔を大きくとらなければならないという問題もある。そこで、シンボルレートを上げずにビットレートを大きくする多値化技術、多重化技術の必要性が高まっている。

多値化技術の一つとして、光の信号空間ダイアグラム上で格子状に信号点を配置する直交振幅変調(Quadrature Amplitude Modulation: QAM)方式が注目を集めている。非特許文献１では、64値のQAM変調(64QAM)を用いた光伝送が報告されている。データレート6 Gb/sに対し、シンボルレートは1 Gbaudとなるため信号スペクトル幅が2 GHzと小さく、高いスペクトル利用効率(3 bit/s/Hz)を実現している。また非特許文献2では、16値のQAM変調(16QAM)及び直交偏波多重を用いた、112 Gb/s × 10チャネルのWDM伝送が報告されている。16QAMと偏波多重によりシンボルレートは14 Gbaudとなるため、波長チャネル間隔わずか25 GHzの狭チャネル間隔伝送を成功させている。

Jumpei Hongo, Keisuke Kasai, Masato Yoshida, and Masataka Nakazawa, "1-Gsymbol/s 64-QAM Coherent Optical Transmission Over 150 km," IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 19, no. 9, pp. 638-640, May. 2007. Peter J. Winzer and Alan H. Gnauck, "112-Gb/s Polarization-Multiplexed 16-QAM on a 25-GHz WDM Grid," Proc. of ECOC2008, paper Th.3.E.5, 2008. Takahide Sakamoto, Akito Chiba and Tetsuya Kawanishi, "50-Gb/s 16 QAM by a quad-parallel Mach-Zehnder modulator," Proc. of ECOC2007, PDS 2.8, 2007. Elza Ip and Joseph M. Kahn, "Carrier Synchronization for 3- and 4-bit-per-Symbol Optical Transmission," J. Lightwave Technol. Vol. 23, No. 12, pp. 4110-4124. K. Jinguji, N. Takato, A. Sugita, and M. Kawachi, "Mach-Zehnder interferometer type optical waveguide coupler withwavelength-flattened coupling ratio," Electron. Lett., Vol. 26, No. 17, pp. 1326-1327, 1990.

このように多値変調を用いた光伝送実験については近年多数報告されているが、非特許文献１及び２を含む多くの例においては、多値の電気信号を用いて光変調器を駆動することで多値の光信号を生成している。しかしながら、高速な多値電気信号の生成は一般に困難であり、100 Gb/s級の高速な光伝送を行うに当たっては、2値の電気信号で光変調器を駆動し多値の光信号を生成することが望ましい。

この問題を解決するため、非特許文献３では、２値の電気信号で駆動し、光のベクトル合成により16QAM信号を生成する光変調器が報告されている(従来例１)。図１にその構成を示す。２並列の４値位相シフトキーイング(Quadrature Phase-Shift Keying: QPSK)変調器を一対のY字型(対称)カプラで接続している。QPSK変調器としては、一般に良く知られた構成、すなわちメインマッハツェンダ干渉計の各アームにサブマッハツェンダ干渉計が埋め込まれたネスト型構造を用いており、２値電気信号で各サブマッハツェンダ干渉計を駆動することによりQPSK信号を生成している。各QPSK変調器からの出力QPSK信号のうち、一方を6 dB減衰させ電場振幅比を2:1とした後、両者を合波することにより、図２に示すようなベクトル加算により16QAM信号を生成している。6 dBの減衰は、実際には一方のQPSK変調器を他方の1/2の電圧振幅で駆動することで得ている。以上の方法により、12.5 Gb/sの2値電気信号4系統による駆動で50 Gb/sの16QAM光信号の生成を実現している。なお同従来例では、2並列のQPSK変調器部分をLiNbO₃(LN)基板上に形成し、Y字型カプラと入出力ポートの部分は石英系平面光波回路(Planar Lightwave Circuit: PLC)を用いて形成し、両者を直接接合することで16QAM変調器を構成している。

また非特許文献４には、上記従来例１と同様の構成において、図３に示す通り、6 dB減衰を用いる代わりに出力側カプラとして非対称カプラを用いる構成が示されている(従来例２)。非対称カプラの光強度分岐比は4:1（80%:20%）である。これにより、２系統のQPSK信号が電場振幅比2:1で合波され、ベクトル加算により16QAM信号を生成することができる。

しかしながら、上記従来例ではいずれも、QPSK変調器の損失(変調原理損失を含む)以外に、ベクトル合成に伴う原理過剰損失を生じるという問題があった。これについて以下に説明するが、説明を簡単にするため、光カプラの光損失および各アームの伝播損失は無視できるものとする。光強度１の入力光が光強度比r及び1-rで２本のアームに分岐され、各アームでそれぞれa₁、a₂倍された後、光強度比r'及び1-r'で出力側カプラにおいて結合させられたとする。各アームを経由し出力側カプラにおいて結合する光成分間の位相差をθとし、出力光強度をP(θ)とすると、P(θ)はθ = 0で最大値をとり、その大きさは各アームを経由してきた光の電界強度の和の自乗、すなわち

となる。QPSK変調器の損失を-10log(a_mod) dBとすると、従来例１では、r = r' = 0.50、a₁ = a_mod、a₂ = 0.25a_modなので、P(0) = 0.56a_mod となる。従来例２では、r = 0.50、 r' = 0.80、a₁ = a₂ = a_modなので、P(0) = 0.50a_mod となる。従って、ベクトル合成による過剰損失は従来例1では-10log(0.56) = 2.5 dB、従来例２では-10log(0.50) = 3.0 dBとなる。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、２値の電気信号で光変調手段を駆動し、光変調手段の出力光信号のベクトル加算により多値の光信号を生成する光変調器において、ベクトル合成に伴う原理過剰損失を低減して光損失を小さくすることである。

このような目的を達成するために、本発明の第１の態様は、２値の電気信号で駆動されて光の位相を変調するｎ個（ｎ≧２）の光変調手段と、メイン入力ポートに入力された光信号を、それぞれが各光変調手段に接続されたｎ本の出力ポートに分岐する光分岐手段と、それぞれが各光変調手段に接続されたｎ本の入力ポートに入力された各光変調手段の出力光信号をベクトル加算して、多値の光信号としてメイン出力ポートに出力する光結合手段とを備え、前記ｎ個の光変調手段の損失は、すべてほぼ同一であり、ｉ番目（ｉは１〜ｎの間の整数）の光変調手段は、任意のｉについて、前記光分岐手段のｉ番目の出力ポートと前記光結合手段のｉ番目の入力ポートとを結ぶ光路中に配置されており、前記光分岐手段の前記メイン入力ポートからの順方向光入力に対するｉ番目の出力ポートからの光出力の強度比ｒ_iは、任意のｉについて、前記光結合手段の前記メイン出力ポートからの逆方向光入力に対するｉ番目の入力ポートからの光出力の強度比ｒ_i’とほぼ同一であり、前記光結合手段において前記ｎ個の光変調手段の出力光信号をベクトル加算する際に、各光変調手段の出力光信号の位相差が（π／２）・ｍ（ｍは整数）であることを特徴とする光変調器である。

また、本発明の第２の態様は、第１の態様において、前記光分岐手段の前記ｎ本の出力ポートは、前記メイン入力ポートからの順方向光入力に対し、互いに異なる光出力強度を与える出力ポートの対を少なくとも１対含むことを特徴とする。

また、本発明の第３の態様は、第１又は第２の態様において、前記メイン入力ポートからの順方向光入力を前記光分岐手段が前記ｎ本の出力ポートに分岐する光強度分岐比は、前記ｎ本の出力ポートのうちの任意の出力ポートの対について２の整数乗であることを特徴とする。

また、本発明の第４の態様は、第１乃至第３のいずれかの態様において、前記光変調手段は、２値または４値位相変調器であることを特徴とする。

また、本発明の第５の態様は、第１乃至第４のいずれかの態様において、単一の基板上または端面同士が直接接合された複数の基板上に形成された平面光波回路からなることを特徴とする。

また、本発明の第６の態様は、第１乃至第４のいずれかの態様において、前記光変調器は、端面同士が直接接合された３枚の基板上に形成された平面光波回路からなる光変調器であって、第一及び第三の基板上に形成された平面光波回路が石英系ガラスからなり、第二の基板上に形成された平面光波回路が電界印加により屈折率または光吸収特性が変化する多元系酸化物、化合物半導体またはポリマからなり、各光変調手段が前記第二の基板上に形成された高速位相シフタを含み、前記光分岐手段が前記第一の基板上に形成され、前記光結合手段が前記第三の基板上に形成されていることを特徴とする。

また、本発明の第７の態様は、第１乃至第６のいずれかの態様において、前記光分岐手段または前記光結合手段が光強度分岐比を調整可能なマッハツェンダ干渉計回路を含むことを特徴とする。

また、本発明の第８の態様は、第１乃至第３のいずれかの態様において、ｎ＝２であり、前記メイン入力ポートからの順方向光入力を前記光分岐手段が２本の出力ポートに分岐する光強度分岐比は、２：１であることを特徴とする。

また、本発明の第９の態様は、第１乃至第３のいずれかの態様において、ｎ＝３であり、前記メイン入力ポートからの順方向光入力を前記光分岐手段が３本の出力ポートに分岐する光強度分岐比は、４：２：１であることを特徴とする。

また、本発明の第１０の態様は、第１乃至第３のいずれかの態様において、ｎ＝４であり、前記メイン入力ポートからの順方向光入力を前記光分岐手段が４本の出力ポートに分岐する光強度分岐比は、２：１：２：１であることを特徴とする。

本発明によれば、前記ｎ個の光変調手段の損失は、すべてほぼ同一であり、前記光分岐手段の前記メイン入力ポートからの順方向光入力に対するｉ番目の出力ポートからの光出力の強度比ｒ_iは、任意のｉについて、前記光結合手段の前記メイン出力ポートからの逆方向光入力に対するｉ番目の入力ポートからの光出力の強度比ｒ_i’とほぼ同一であり、前記光結合手段において前記ｎ個の光変調手段の出力光信号をベクトル加算する際に、各光変調手段の出力光信号の位相差が（π／２）・ｍ（ｍは整数）であることにより、２値の電気信号で光変調手段を駆動し、光変調手段の出力光信号のベクトル加算により多値の光信号を生成する光変調器において、ベクトル合成に伴う原理過剰損失を低減して光損失を小さくすることができる。

第一の従来例である光16QAM変調器の機能ブロック構成を表す図である。第一の従来例である光16QAM変調器における、16QAM信号生成の原理を説明する図である。第二の従来例である光16QAM変調器の機能ブロック構成を表す図である。本発明の第一の実施例である光16QAM変調器の機能ブロック構成を表す図である。本発明の第一の実施例である光16QAM変調器の具体的な回路構成を表す図である。本発明の第二の実施例である光64QAM変調器の機能ブロック構成を表す図である。本発明の第二の実施例である光64QAM変調器における、64QAM信号生成の原理を説明する図である。本発明の第二の実施例である光64QAM変調器の具体的な回路構成を表す図である。本発明の第二及び第三の実施例で用いる、３基板構成の構造を示す斜視図である。本発明の第三の実施例である光16QAM変調器の機能ブロック構成を表す図である。本発明の第三の実施例である光16QAM変調器における、16QAM信号生成の原理を説明する図である。本発明の第三の実施例である光16QAM変調器の具体的な回路構成を表す図である。

以下に示す本発明の実施例において、変調器の高速位相シフタを構成する材料としてはLiNbO₃を用いる。良く知られている通り、LiNbO₃は電気光学（Electro-Optic: EO）効果の一種であるポッケルス効果を有し、電界印加による高速な屈折率変調が可能であるため、光変調器の材料として充分な実用導入実績がある。但し本発明はこれに限られるものではなく、LiNbO₃の代わりに同じくポッケルス効果を有するKTa_1-xNb_xO₃やK_1-yLi_yTa_1-xNb_xO₃などの多元系酸化物結晶、電界吸収（Electro-Absorption: EA）効果や量子閉じ込めシュタルク効果（Quantum Confined Stark Effect: QCSE）による屈折率または吸収係数の変調が可能なGaAs系やInP系の化合物半導体、クロモフォアなどのEO効果を有するポリマを用いることもできる。なお、以下実施例ではLiNbO₃の結晶軸方向はZカット、すなわち結晶の6回回転軸が基板面に垂直な基板を用いるが、軸方向はXカットすなわち6回回転軸が基板面に平行で位相シフタ部分の導波路に垂直な基板を用いても良い。但しXカットを用いる場合は電界印加方向が異なるため、実施例の図面とは位相シフタ電極の位置が異なる。

また、いくつかの実施例では、端面同士が直接接合された3枚の基板上に形成された平面光波回路により光変調器を構成している。第一の基板及び第三の基板はシリコン基板上にSiO₂を主成分とするガラスからなる光導波路が形成されたPLCである。光導波路は、コアが方形でクラッド中に埋め込まれている埋め込み型で、コアとクラッドとの比屈折率差が1.5％のものを用いている。第二の基板はLiNbO₃基板であり、この上にLiNbO₃光導波路が形成されている。なお、本発明の効果は上記の基板種類に限定されるものではなく、第二の基板としては前述の通り他の多元系酸化物や化合物半導体、EOポリマなどを用いることができ、また第一及び第三の基板としても石英基板上の石英系導波路や、シリコン導波路、ポリマ導波路など他の材料からなる低損失な導波路の基板を用いることもできる。石英系光導波路はLiNbO₃のようなEO効果を持たないが、分岐、カプラ、曲げ、フィルタなど低損失かつ小型な様々なパッシブ光回路を構成することができ、光スプリッタや光合分波器として充分な実用導入実績がある。実際、Ti拡散LiNbO₃導波路は伝播損失が0.3dB/cm程度、最小曲げ半径が数cm程度であるのに対し、石英系導波路は伝播損失0.01dB/cm程度もしくはそれ以下、また非屈折率差1.5%の場合の最小曲げ半径は1.5mmであり、いずれもLiNbO₃導波路より優れている。３基板構成の基本的なコンセプトは、異種基板を接合した構成とすることで、各導波路材料のもつ特徴をそれぞれ生かすことである。すなわち、高速な応答が要求される変調器の位相シフタ部分にはLiNbO₃導波路を用い、高速応答は要求されないが小型で低損失であることが求められる変調器の分岐、合波や位相調整を担う部分については石英系PLCを用いることで、全体として高性能な光変調器を実現している。図9は、基板同士の接続を表す斜視図である。２枚の石英系PLC基板の間にLiNbO₃基板が挟まれた構成となっており、各基板は紫外線硬化型接着剤を用いて端面接続されている。第一及び第三の基板にはそれぞれ入力及び出力ファイバが接続されている。第二の基板上のTi拡散LiNbO₃導波路はスポットサイズ約3.6μmのものを用い、また第一及び第三の石英系導波路の端面部ではスポットサイズ変換導波路を用いてスポットサイズをLiNbO₃導波路と整合させており、これにより結合損失は平均0.2dB、損失ばらつき0.1dB以内と非常に良好な光結合が得られている。またこの端面接続の方法は、信頼性も含め十分な実績のある光導波回路基板と光ファイバーアレイとを接続する方法と技術的に等しいため、同じく十分な信頼性を有する。

（第一の実施例）
図４に、本発明の第一の実施例の機能構成ブロック図を示す。２並列のQPSK変調器（「光変調手段」に対応）を入力側の非対称カプラ（「光分岐手段」に対応）及び出力側の非対称カプラ（「光合成手段」に対応）で接続している。入力側非対称カプラは、２本の出力ポートを備え、メイン入力ポートから光を順方向入力するとアーム１側出力ポートとアーム２側出力ポートに光強度分岐比2:1で分岐する。出力側非対称カプラは、２本の入力ポートを備え、メイン出力ポートから光を逆方向入力するとアーム１側入力ポートとアーム２側入力ポートに光強度分岐比2:1（67%:33%）で分岐する。各アームを経由し出力側非対称カプラにおいてベクトル加算される各QPSK変調器の出力光信号の位相差θを０とする。このような構成により、各QPSK変調器からの出力QPSK信号を電場振幅比2:1で合波し、図２と同様のベクトル加算により16QAM信号を生成することができる。さらに本例の構成を用いれば、前述の式（１）において r = r' = 0.67、a₁ = a₂ = a_mod となるので、P(0) = a_modであり、ベクトル合成による原理過剰損失のない16QAM変調器を構成することができる。なお、本実施例ではθ＝０としたが、図２から明らかなように、θ＝（π／２）・ｍ（ｍは整数）であってもよい。

図５に、本発明の第一の実施例の具体的な回路構成を示す。単一のLiNbO₃基板上に形成された平面光波回路により光変調器を構成している。平面光波回路は基板上にTi拡散により形成された光導波路からなる。なお光導波路はリッジ型でも良い。QPSK変調器は良く知られた一般的な構成、すなわちサブマッハツェンダ干渉計がメインマッハツェンダ干渉計の各アームにネストされた構成となっており、２値電気信号で各サブマッハツェンダ干渉計の両アームに設けられたEO位相シフタをプッシュプル駆動し、さらにサブマッハツェンダ干渉計の外側に設けられたEO位相シフタにより両サブマッハツェンダ干渉計の出力２値信号間に位相差π/2を付与し、それらを合波することでQPSK信号を生成する。各QPSK変調器の損失は同一またはほぼ同一である。入力側及び出力側非対称カプラとしては、光強度分岐比2:1（67%:33%）を与える方向性結合器を用いている。２系統のQPSK信号間の位相調整を容易にするため、アーム１及びアーム２のQPSK変調器と出力側の方向性結合器との間にEO位相シフタを設けてある。

（第二の実施例）
図６に、本発明の第二の実施例の機能構成ブロック図を示す。３並列のQPSK変調器を入力側の二段カスケード非対称カプラ（「光分岐手段」に対応）及び出力側の二段カスケード非対称カプラ（「光結合手段」に対応）で接続している。入力側の二段カスケード非対称カプラは、光強度分岐比4:3（57%:43%）の２出力非対称カプラ及び光強度分岐比2:1（67%:33%）の２出力非対称カプラをカスケード接続した構成となっており、メイン入力ポートから光を順方向入力するとアーム１、アーム２、アーム３に接続された３本のポートから光強度分岐比4:2:1（57%:29%:14%）で光を出力する。出力側の二段カスケード非対称カプラは、機能構成としては入力側の非対称カプラを線対称に反転させた構成となっており、メイン出力ポートから光を逆方向入力するとアーム１、アーム２、アーム３に接続された３本のポートから光強度分岐比4:2:1（57%:29%:14%）で光を出力する。このような構成により、各QPSK変調器からの出力QPSK信号を電場振幅比4:2:1で合波し、図７に示すようなベクトル加算により64QAM信号を生成することができる。なお、同様の考え方で、QPSK変調器をｎ並列（ｎは２以上の整数）とし、非対称カプラの光強度分岐比を2^n-1:2^n-2: ... :1とするとことで4ⁿQAM変調器を構成できることは自明である。

さてここで、光強度分岐比と光出力最大値の関係を一般化し、アーム本数がｎ本（ｎは２以上の整数）である場合を考える。光強度１の入力光が光強度比r₁、r₂、r₃、 ... 、r_n （r₁ + r₂ + r₃ + ... + r_n = 1）で各アームに分岐され、各アームでそれぞれa₁、a₂、a₃ 、...、a_n倍された後、光強度比r'₁、r'₂、r'₃、... 、r'_n （r'₁ + r'₂ + r'₃ + ... + r'_n = 1）でメイン出力ポートに結合させられたとすると、出力光強度の最大値、すなわち各アームを経由しメイン出力ポートに結合する光成分間の位相差θがゼロの場合の出力光強度は

となる。各アームには損失-10log(a_mod) dBの変調器が配置されているとし、全てのｉについてa_i = a_mod とする。このとき、全てのｉについてr_i = r'_iとすれば、P(0) = a_modとなり、ベクトル合成による過剰損失のない多値変調器を構成することができる。本実施例においては、ｎ=3であり、r₁:r₂:r₃ = r'₁:r'₂:r'₃ = 4:2:1とするため、r₁ = r'₁ = 0.57、r₂ = r'₂ = 0.29、r₃ = r'₃ = 0.14としており、これによりベクトル合成による過剰損失のない64QAM変調器を構成することができる。なお、本実施例ではθ＝０としたが、図７から明らかなように、θ＝（π／２）・ｍ（ｍは整数）であってもよい。

図８に、本発明の第二の実施例の具体的な回路構成を示す。本例では、先述の３基板構成、すなわち端面同士が直接接合された２枚の石英系PLC基板と１枚のLiNbO₃基板の端面同士を直接接合した構成を用い、光変調器を構成している。QPSK変調器は第一の実施例と同様、ネスト型マッハツェンダ干渉計構成を用いているが、本例ではサブマッハツェンダ干渉計の両アームのみ、LiNbO₃基板上のEO位相シフタで構成され、他の回路部分は全て石英系PLC基板上に形成されている。QPSK変調器内のπ/2位相シフタとしてはPLC導波路上に薄膜ヒータを装荷した熱光学（Thermo-Optic: TO）位相シフタを用いている。入力側の光強度分岐比4:3（57%:43%）及び2:1（67%:33%）の非対称カプラとしては、非特許文献５に示される導波路型波長無依存カプラ（Wavelength Insensitive Coupler: WINC）を用いている。WINCはタップ回路として良く知られた回路であり、非対称マッハツェンダ干渉計の入出力両側の方向性結合器の結合率とアーム間光路長差を適切に設計することで、広い波長範囲にわたって所望の光分岐比を持たせることができる。石英系PLCはパッシブな干渉計回路を低損失に、また正確かつ安定に形成することができるため、WINCを形成する基板として最適である。出力側の光強度分岐比4:3（57%:43%）及び2:1（67%:33%）の非対称カプラとしては、可変カプラを用いている。可変カプラは、光分岐強度比を調整可能なマッハツェンダ干渉計回路であり、光強度分岐比の調整は、マッハツェンダ干渉計の片アームもしくは両アームに配置された位相シフタを駆動することで行う。これもパッシブ干渉計であり、石英系PLCが基板材料として最適である。出力側カプラを可変カプラとすることで、入力側WINCの製造誤差や各アームの伝播損失のばらつきに起因する光強度比のズレを補償することができる。３系統のQPSK信号間の位相調整を容易にするため、アーム１、アーム２及びアーム３のQPSK変調器と出力側の方向性結合器との間にTO位相シフタを設けてある。

（第三の実施例）
図１０に、本発明の第三の実施例の機能構成ブロック図を示す。４並列の２値位相シフトキーイング（Binary Phase-Shift Keying: BPSK）変調器を入力側の二段ツリー型非対称カプラ（「光分岐手段」に対応）及び出力側の二段ツリー型非対称カプラ（「光結合手段」に対応）で接続している。入力側の二段ツリー型非対称カプラは、光強度分岐比1:1（50%:50%）の２出力対称カプラの各出力先に光強度分岐比2:1（67%:33%）の２出力非対称カプラをツリー状に接続した構成となっており、メイン入力ポートから光を順方向入力するとアーム１、アーム２、アーム３、アーム４に接続された４本のポートから光強度分岐比2:1:2:1（33%:17%:33%:17%）で光を出力する。出力側の二段ツリー型非対称カプラは、機能構成としては入力側の非対称カプラを線対称に反転させた構成となっており、メイン出力ポートから光を逆方向入力するとアーム１、アーム２、アーム３、アーム４に接続された４本のポートから光強度分岐比2:1:2:1（33%:17%:33%:17%）で光を出力する。但し、出力側の非対称カプラには、アーム１、アーム２からの出力に対するアーム３、アーム４からの出力の相対位相をπ/2とする位相シフタが具備されている。このような構成により、アーム１およびアーム２のBPSK変調器からの出力BPSK信号を電場振幅比2:1で合波し４値信号とし、同様にアーム３およびアーム４のBPSK変調器からの出力BPSK信号を電場振幅比2:1で合波し４値信号とし、最後に両者を位相差π/2で合波することにより、図１１に示すようなベクトル加算により16QAM信号を生成することができる。なお、同様の考え方で、BPSK変調器を２ｎ並列（ｎは２以上の整数）とし、非対称カプラの光強度分岐比を2^n-1:2^n-2: ... :1: 2^n-1:2^n-2: ... :1とするとことで4ⁿQAM変調器を構成できることは自明である。

本実施例３においても、全てのアームについてr_i = r'_i（ｉは１〜ｎの間の整数）となるよう設計されているため、全アームの信号を同位相で結合させれば原理損失は生じない。しかしながら、出力側の二段ツリー型非対称カプラの最終段で信号を位相差π/2で合波するため、この部分で原理損失3dBを生じる。対して、実施例１及び２ではQPSK変調器の内部で２系統のBPSK信号を位相差π/2で合波しQPSK信号を生成しているため、各QPSK変調器の部分で変調原理損失が3dB生じる。本実施例３では、BPSK変調器では原理損失を生じない。以上より、本実施例３の変調器の原理損失は3dBであり、これは実施例１及び２と同等である。

図１２に、本発明の第三の実施例の具体的な回路構成を示す。実施例２と同様の３基板構成、すなわち端面同士が直接接合された２枚の石英系PLC基板と１枚のLiNbO₃基板の端面同士を直接接合した構成を用い、光変調器を構成している。BPSK変調器はマッハツェンダ干渉計回路であり、両アームがLiNbO₃基板上のEO位相シフタで構成され、カプラ部分は石英系PLC基板上に形成されている。変調器以外の他の回路部分は全て石英系PLC基板上に形成されている。入力側の対称カプラとしてはY字型カプラを用い、光強度分岐比2:1（67%:33%）の非対称カプラとしてはWINCを用いている。出力側の対称カプラにもY字型カプラを用い、光強度分岐比2:1（67%:33%）の非対称カプラとしては可変カプラを用いている。実施例２と同様、出力側カプラを可変カプラとすることで、入力側WINCの製造誤差や各アームの伝播損失のばらつきに起因する光強度分岐比のズレを補償することができる。４系統のBPSK信号間の位相調整を容易にするため、アーム１、アーム２、アーム３及びアーム４のBPSK変調器直後にTO位相シフタを設けてあり、またアーム３及びアーム４に接続された出力側の可変カプラと出力側Y字型カプラの間に、π/2の位相調整を行うためのTO位相シフタが設けられている。なお、可変カプラは入出力両側に配置しても、また入力側を可変カプラとし出力側をWINCなど固定型のカプラとしても良い。また、固定型の非対称分岐比カプラとしては、WINCの他に方向性結合器やマルチモード干渉（Multimode Interference: MMI）カプラ、また非対称な構造を持つY字型カプラなど、各種カプラを用いることができる。

Claims

２値の電気信号で駆動されて光の位相を変調するｎ個（ｎ≧２）の光変調手段と、
メイン入力ポートに入力された光信号を、それぞれが各光変調手段に接続されたｎ本の出力ポートに分岐する光分岐手段と、
それぞれが各光変調手段に接続されたｎ本の入力ポートに入力された各光変調手段の出力光信号をベクトル加算して、多値の光信号としてメイン出力ポートに出力する光結合手段と
を備え、
前記ｎ個の光変調手段の損失は、すべてほぼ同一であり、
ｉ番目（ｉは１〜ｎの間の整数）の光変調手段は、任意のｉについて、前記光分岐手段のｉ番目の出力ポートと前記光結合手段のｉ番目の入力ポートとを結ぶ光路中に配置されており、
前記光分岐手段の前記メイン入力ポートからの順方向光入力に対するｉ番目の出力ポートからの光出力の全ポート光出力合計に対する強度比ｒ_iは、任意のｉについて、前記光結合手段の前記メイン出力ポートからの逆方向光入力に対するｉ番目の入力ポートからの光出力の全ポート光出力合計に対する強度比ｒ_i’とほぼ同一であり、
前記光結合手段において前記ｎ個の光変調手段の出力光信号をベクトル加算する際に、各光変調手段の出力光信号の位相差が（π／２）・ｍ（ｍは整数）であることを特徴とする光変調器。
前記光分岐手段の前記ｎ本の出力ポートは、前記メイン入力ポートからの順方向光入力に対し、互いに異なる光出力強度を与える出力ポートの対を少なくとも１対含むことを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
前記メイン入力ポートからの順方向光入力を前記光分岐手段が前記ｎ本の出力ポートに分岐する光強度分岐比は、前記ｎ本の出力ポートのうちの任意の出力ポートの対について２の整数乗であることを特徴とする請求項１又は２に記載の光変調器。
前記光変調手段は、２値または４値位相変調器であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の光変調器。
単一の基板上または端面同士が直接接合された複数の基板上に形成された平面光波回路からなることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の光変調器。
前記光変調器は、端面同士が直接接合された３枚の基板上に形成された平面光波回路からなる光変調器であって、
第一及び第三の基板上に形成された平面光波回路が石英系ガラスからなり、
第二の基板上に形成された平面光波回路が電界印加により屈折率または光吸収特性が変化する多元系酸化物、化合物半導体またはポリマからなり、
各光変調手段が前記第二の基板上に形成された高速位相シフタを含み、
前記光分岐手段が前記第一の基板上に形成され、前記光結合手段が前記第三の基板上に形成されていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の光変調器。
前記光分岐手段または前記光結合手段が光強度分岐比を調整可能なマッハツェンダ干渉計回路を含むことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の光変調器。
ｎ＝２であり、
前記メイン入力ポートからの順方向光入力を前記光分岐手段が２本の出力ポートに分岐する光強度分岐比は、２：１であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の光変調器。
ｎ＝３であり、
前記メイン入力ポートからの順方向光入力を前記光分岐手段が３本の出力ポートに分岐する光強度分岐比は、４：２：１であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の光変調器。
ｎ＝４であり、
前記メイン入力ポートからの順方向光入力を前記光分岐手段が４本の出力ポートに分岐する光強度分岐比は、２：１：２：１であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の光変調器。