JP6299337B2 - 位相変調装置及びその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、位相変調装置及びその制御方法に関する。

マッハツェンダ変調器等の光素子の動作においては、マッハツェンダ干渉計を構成する２本の光導波路（アームと呼ぶ）において、伝搬光の位相のアーム間における差を直流電圧により効率良く、且つ制御性良く所望の値に調整することが求められる。光導波路に形成されたｐｉｎダイオードに順方向のバイアス電圧を与えて、光導波路コアに電子とホールのキャリアを注入することで、このような位相調整を効率良く行うことができる。このようなｐｉｎダイオードを用いた位相変調器については、リブ導波路、側面格子導波路を備えた構造等が開示されており、後者については非特許文献１に先行技術として開示されている。

側面格子導波路を備えた位相変調器では、光導波路コアがアンドープとされ、フィン状の側面格子導波路に一方にｐ型不純物が、他方にｎ型不純物がそれぞれドープされており、これによりｐｉｎのダイオードが形成される。ダイオードに対して順方向となるように電圧を印加して、側面格子導波路を介して光導波路コアに電子及びホールを注入することにより、伝搬光の位相を変化させる。このような位相調整では、伝搬光の位相を、通常０からπまでの間で十分小さい刻み幅にて段階的に調整することが求められる。側面格子導波路を備えた位相変調器では、位相変調器の電極に与える電圧を連続的に変化させることで、このような伝搬光の位相を変化させることができる。

従来の順方向バイアス電圧で用いるダイオード型の位相変調器は、位相変調器の単位長さ当たりに入力する電圧に対する位相変化の効率が良いという利点を有する。
図７は、従来の側面格子導波路を備えた位相変調器における位相変化（図７（ａ））及び電流（図７（ｂ））の電圧依存性を示す特性図である。２５０μｍ程度という短い作用長により、位相変調器に与える電圧をダイオードに対して順方向となる向きに０Ｖから１Ｖに変化させることで、０からπまでの位相変化が得られている。

一方、高速多値変調器においても、段階的に簡便且つ制御性良く伝搬光の位相を変化させることが求められる。この目的のために、電極が分離された複数個の位相変調器を光軸に沿って従属接続した素子構造が特許文献１及び非特許文献２に開示されている。この素子構造では、分割された微小位相変調器に与える電圧はオン、オフの２値信号であり、素子全体の位相変化は、オンにする微小位相変調器の個数により段階的に変調される。

国際公開第２０１１/０４３０７９号

S. Akiyama他, "Compact PIN-Diode-Based Silicon Modulator Using Side-Wall-Grating Waveguide,"IEEE J. Sel. Top. Quantum Electron., 19号, 6巻, 3401611-3401611ページ, 2013年. [1] X. Wu他, "A 20Gb/s NRZ/PAM-4 1V transmitter in 40nm CMOS driving a Si-photonic modulator in 0.13μm CMOS," in 2013年IEEE International Solid-State Circuits Conference Digest of Technical Papers, 予稿集128-129ページ.

従来用いられているｐｉｎダイオードの位相調整方式では、効率は良いと考えられるものの、位相調整の高精度で安定性した位相制御が難しいという課題を有していた。図７に示したように、ダイオードがオンになる０．６Ｖ〜０．８Ｖ付近の電圧により指数関数的に位相が変化する。また、ダイオードがオンした後、電圧に対する位相変化の傾きが非常に大きく、僅かな電圧変化により位相が大きく変化する。このような非線形な関数に対して位相を段階的に所望の値に調整するためには、事前にその関数を正確に把握する必要があり、また、それを補償するようにｐｉｎダイオードに電圧を与えなければならない。そのため、電圧制御の回路が複雑化し、コスト増大の要因になる。更に、仮にそのような制御を行った場合でも、位相調整を精度良く段階的に行うためには、ダイオードに与える電圧を０．１Ｖ以下の精度で段階的に制御する必要がある。一般に、ＣＭＯＳトランジスタ等を備えた電子回路において発生する電圧を０．１Ｖ程度の精度で行うことは困難であり、十分な制御性が得られない。このように、従来のｐｉｎダイオードを用いた位相調整方式では、簡便に、且つ制御性良く行うことが課題となっていた。

一方、特許文献１及び非特許文献２の素子構造では、前述のように分割された微小位相変調器に与える電圧はオン、オフの２値信号であり、位相変調器に与える電圧を段階的に設定する必要がない。そのため、簡便に駆動回路により段階的な位相変化を行うことができる。しかしながら、これらの先行技術では、ＭＯＳキャパシタンスや逆バイアス電圧で用いる多重量子井戸構造等、高速変調に適しているものの、位相変調器の効率が小さい位相変調器が用いられており、これらの先行技術では位相変調効率の増大が課題であった。また、これらの位相変調器では、位相変化においてｐｎダイオードのような非線形性は有しておらず、ダイオードのように非線形性があるときに、分割された個々の微小位相変調器において簡便且つ制御性良く一定の位相変化を生じさせる手法については何ら記載がない。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、簡便な位相変調方式により変調効率及び制御性を同時に向上させ、信頼性の高い位相変調装置及びその制御方法を提供することを目的とする。

位相変調装置の一態様は、光導波路コアの光軸に沿って、前記光導波路コアの両側に連結された第１側面端子及び第２側面端子を備えたダイオード型の位相変調器と、前記位相変調器に入力する電気信号を制御する制御部とを含み、前記位相変調器は、前記第１側面端子が前記光導波路コアの光軸に沿って複数の端子部分に分断されており、前記端子部分ごとに各々電気的に分離された電極を有すると共に、前記制御部は、前記電極に接続されたスイッチ及び前記電極に定電流を与える定電流源を有しており、オンにする前記スイッチの個数により、前記光導波路コアの伝搬光の位相の変化量を段階的に制御し、前記第１側面端子の前記各端子部分に第１導電型領域が、前記第２側面端子に第２導電型領域がそれぞれ形成されており、前記第２導電型領域の一部は、隣り合う前記端子部分間の領域まで延長形成されている。

位相変調装置の制御方法の一態様は、光導波路コアの光軸に沿って、前記光導波路コアの両側に連結された第１側面端子及び第２側面端子を備えたダイオード型の位相変調器を含む位相変調装置の制御方法であって、前記位相変調器は、前記第１側面端子が前記光導波路コアの光軸に沿って複数の端子部分に分断され、前記端子部分ごとに各々電気的に分離された電極を有しており、前記第１側面端子の前記各端子部分に第１導電型領域が、前記第２側面端子に第２導電型領域がそれぞれ形成されており、前記第２導電型領域の一部は、隣り合う前記端子部分間の領域まで延長形成されており、前記電極に接続されたスイッチ及び定電流源を有しており、オンにする前記スイッチの個数により、前記光導波路コアの伝搬光の位相の変化量を段階的に制御する。

上記した諸態様によれば、簡便な位相変調方式により変調効率及び制御性を同時に向上させ、信頼性の高い位相変調装置が実現する。

第１の実施形態による位相変調装置の主要構成を説明するための概略平面図である。 第１の実施形態による位相変調装置の制御部を具体的に示す概略平面図である。 第１の実施形態における位相変調装置の製造方法について工程順に示す概略図である。 図３に引き続き、第１の実施形態における位相変調装置の製造方法について工程順に示す概略図である。 第２の実施形態による位相変調装置の主要構成を説明するための概略平面図である。 第３の実施形態によるマッハツェンダ型変調装置の主要構成を説明するための概略平面図である。 従来の側面格子導波路を備えた位相変調器における位相変化及び電圧の電圧依存性を示す特性図である。

以下、位相変調装置及びその制御方法の具体的な諸実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。

（第１の実施形態）
先ず、第１の実施形態について説明する。図１は、第１の実施形態による位相変調装置の主要構成を説明するための概略平面図である。
この位相変調装置は、所定の基板上に形成された位相変調器１と、位相変調器１に入力する電気信号を制御する制御部２とを備えて構成される。

位相変調器１は、光導波路コア１１と、光導波路コア１１の長手方向に沿った両側に設けられた一対の側面格子導波路１２，１３とを有し、これらが単一のシリコン層等により一体形成されて構成される。光導波路コア１１及びの側面格子導波路１２，１３の上には、例えばシリコン酸化物からなる不図示のクラッドが配され、側面格子導波路１２，１３と接続された電極１４，１５が配される。

光導波路コア１１は、長手方向に沿って光信号が伝搬する部位であり、不純物のドープがないアンドープ状態とされている。
側面格子導波路１２は、多数のフィン１２ａを有して光導波路コア１１の一方の側面に沿って接続されており、当該側面に沿ってフィン１２ａに接続された電極形成部位である側面端子１２Ａが形成されている。フィン１２ａは、幅が例えば８０ｎｍ程度、周期が例えば２８５ｎｍ程度とされている。側面格子導波路１２には、ｐ型不純物、例えばホウ素（Ｂ）がドープされたｐ型領域が形成されており、側面端子１２Ａがｐ⁺型ドーピング領域とされ、フィン１２ａの部位（の一部）がｐ^-型ドーピング領域とされている。

側面格子導波路１３は、多数のフィン１３ａを有して光導波路コア１１の他方の側面に沿って接続されており、当該側面に沿ってフィン１３ａに接続された電極形成部位である複数の微小な側面端子１３Ａが形成されている。本実施形態では、フィン１３ａは、幅が例えば８０ｎｍ程度、周期が例えば２８５ｎｍ程度とされている。側面端子１３Ａは、例えば１５個（図１では４個のみ示す。）設けられている。

位相変調器１では、導波路の不連続による伝搬光の散乱損失や反射が生じないように、光軸方向の導波路コア１１の形状と及び側面格子導波路１２，１３の格子周期性については、位相変調器１の全体に渡って均一に保たれている。

各側面端子１３Ａは、隣りの側面端子１３Ａと所定の間隔、例えば３μｍ程度の間隔でで離間して互いに電気的に分離されて並んでおり、各々独立して動作することができる。側面格子導波路１３では、各側面端子１３Ａの形成部位にｎ型不純物、例えばリン（Ｐ）がドープされたｎ型領域が形成されており、各側面端子１３Ａがｎ⁺型ドーピング領域とされ、フィン１３ａのうちで各側面端子１３Ａと接続された部位（の一部）がｎ^-型ドーピング領域とされている。フィン１３ａのうちで側面端子１３Ａ間の部位（の一部）には、フィン１２ａのｐ^-型ドーピング領域が延長形成されており、この延長されたｐ^-型ドーピング領域により、隣り合う側面端子１３Ａ間の電気的分離がより確実に確保される。

電極１４は、Ａｌ等からなり、側面端子１２Ａの長手方向に沿って形成されており、側面端子１２Ａと接続されている。電極１４は、グランド電位とされている。
各電極１５は、Ａｌ等からなり、各側面端子１３Ａと接続されている。
本実施形態では、側面端子１３Ａ及び電極１５ごとに、図１中において破線で囲む部位が微小位相変調器３とされ、ｐｉｎダイオードが形成される。ダイオードに順方向バイアス電圧となるように定電流を流すことにより、ダイオードのＰＮ接合部位に配された光導波路コア１１におけるキャリア（電子及びホール）の濃度が変化する。これにより、プラズマ効果を利用して光導波路コア１１を伝搬する光の位相が変調される。

制御部２は、図２に示すように、微小位相変調器３ごとに電極１５と接続されており、スイッチ１６を有する複数の制御回路４を有している。全ての制御回路４に共通にスイッチ１６に電源線１７が接続されている。制御回路４は、電源線１７からの電圧の供給により、微小位相変調器３に所定の定電流を与える定電流源を構成する。この定電流は、微小位相変調器３のダイオードに印加される電圧が順方向で所定の電圧、ここでは０．９Ｖ以上となるように設定されている。スイッチ１６がオンのときには、ダイオードに対して順方向バイアス電圧にて定電流が流れて、光導波路コア１１へのキャリアの注入が行われる。一方、スイッチ１６がオフのときにはダイオードの端子は接地され、電流は流れない。ここで、スイッチ１６がオフのときには、電極１４，１５が共にグランド電位になるようにしても良い。制御部２は、各制御回路４から供給する定電流の有無、即ちオンにするスイッチ１６の個数によって位相変調器１の伝搬光の位相の変化量を段階的に制御する。

制御回路４は、２^i-1（ｉ＝１，２，・・・）個ごとに束ねられて制御信号が入力する。本実施形態では、ｉ＝１，２，３，４であり、制御信号線Ｓ１が１つの制御回路４に、制御信号線Ｓ２が２つの制御回路４に、制御信号線Ｓ３が４つの制御回路４に、制御信号線Ｓ４が８つの制御回路４に接続されており、それぞれ束ねられた制御回路４に同時に制御信号が入力する。これにより、４ビットの制御信号で伝搬光の位相変化を０から約πまで１６段階に変化させることができ、少ないビット数による簡便な制御を行うことができる。

次いで、微小位相変調器３における側面端子１３Ａの長さと個数、及び定電流源の電流値の設計について説明する。
図７で示したように、従来の側面格子導波路を備えた位相変調器（作用長２５０μｍ程度）では、０．９５Ｖ程度までの電圧では、位相変化は電圧に対して指数関数的な非線形な増大を示しており、０．８Ｖ程度までは殆ど位相変化が得られない。０．９５Ｖ程度以上の電圧では、位相変化は電圧に対して概ね線形の変化を示すが、その傾きは非常に大きい。位相変調器には最大でπの位相変化幅が求められるが、図７より、２５０μｍ程度の作用長で１Ｖ程度の順方向バイアス電圧を与えることにより、０から約πまでの位相変化を得ることができる。

本実施形態では、微小位相変調器３における側面端子１３Ａの長さを全て１７μｍ程度として、同じ構造の１５個の微小位相変調器３を連結する。従って、微小位相変調器３の合計の長さは２５５μｍ程度となる。また、図２（ｂ）の電圧−電流特性から、長さ２５０μｍ程度の位相変調器に１Ｖ程度の電圧を与えたときに流れる電流は約２．２ｍＡ程度である。

位相変調器の長さに比例した電流が流れると考えると、同じ構造と電圧設定の長さ１７μｍ程度の側面端子１３Ａに流れる電流は１４７μＡ程度である。そこで、本実施形態では個々の定電流源の設定を１４７μＡとした。以上の設定により、微小位相変調器３に接続されるスイッチ１６をオンにする個数を０から１５まで適宜変化させることで、位相変調器１を伝搬する光が受ける位相変化を、０から約πまで１６段階に変調させることができる。

また、図７から判るように、作用長が２５０μｍ程度の位相変調器に流れる電流は、０．９５Ｖ程度にかけて指数関数的に増大しており、その結果として０．８Ｖ程度までは殆ど電流が流れていない。０．９５Ｖ程度より大きい電圧では、電圧に対する電流の増大は直線的である。このことは、制御回路から供給される電圧の大部分は位相変調器の直列抵抗に印加され、ＰＮ接合に印加される電圧は飽和していると考えられる。この場合、制御回路を流れる電流値は、制御回路の電源電圧と制御回路を含めた位相変調器の直列抵抗によって比較的精度良く制御できると考えられる。

本実施形態では、実質的に全体の作用長が２５０μｍ程度と小さい位相変調器１を用いて、効率的に伝搬光の位相を０から約πまで制御性良く調整することができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、微小位相変調器３のダイオードには、オン及びオフの２通りの電圧のみが与えられる。そのため、オンとオフとの間の電圧に対する非線形な位相変化の関数を加味した制御を行う必要がなく、また、位相変調器１に与える電圧を高精度に段階的に変化させる必要がないため、簡便な構成の制御回路４を用いることができる。

位相変調器１の全体で得られる位相変化量は、微小位相変調器３に接続されたスイッチ１６をオンにする個数により制御される。全体の位相変化量は、各微小位相変調器３で得た位相変化の積算値であるところ、各微小位相変調器３の構造が同じであれば、各微小位相変調器３で得られる位相変化量は同じである。従って、オンにするスイッチ１６の個数に比例した位相変化を得ることができ、制御性の良い位相調整を行うことが可能となる。本実施形態では、最大の位相変化を得るためには全ての制御回路４のスイッチ１６をオンにするところ、この場合には、従来技術の単一の位相変調器と同等の動作となるため、従来技術と同等の効率的な位相調整が可能である。また、各スイッチ１６がオンのときにダイオードに印加される電圧が順方向にて０．９Ｖ以上となるように設定されるところ、この場合には、ダイオードの抵抗は十分小さくなる。そのため、定電流源の電源電圧と抵抗を適切に設定することで、高精度でダイオードに流れる電流値を制御することができる。そのため、位相変調器１において安定した位相変化が得られる。即ち本実施形態によれば、簡便な方式の位相変調装置により、効率及び制御性が同時に優れた位相変調を行うことができる。

次いで、上記の構成を有する位相変調装置の製造方法について説明する。
図３〜図４は、第１の実施形態における位相変調装置の製造方法について工程順に示す概略図である。図３〜図４の（ａ）〜（ｃ）において、下図が平面図、上図が下図の破線Ｉ−Ｉに沿った断面図である。

先ず、図３（ａ）に示すように、ＳＯＩ（Silicon On Insulator）基板１０を用意する。ＳＯＩ基板１０は、埋め込み酸化層２１上に２２０nｍ程度の厚みのＳＯＩ層２２が設けられて構成されている。

続いて、図３（ｂ）に示すように、ＳＯＩ層２２の表面における図中の左側部分に、ｎ型ドーピング領域２３を形成する。
詳細には、ＳＯＩ層２２の表面上に、一方の側面部分を露出するレジストマスクを形成し、当該露出部分にｎ型不純物、例えばリン（Ｐ⁺）又は砒素（Ａｓ⁺）をドーピングする。レジストマスクはウェット処理又はアッシング処理により除去される。
次に、上記のドーピング部分のうち、ＳＯＩ層２２の表面で中央寄りの部分を露出するレジストマスクを形成し、当該露出部分にｎ型不純物、例えばリン（Ｐ⁺）又は砒素（Ａｓ⁺）を、上記のドーピングよりも高濃度にドーピングする。レジストマスクはウェット処理又はアッシング処理により除去される。

以上により、ＳＯＩ層２１ｂの表面の図３（ｂ）の左側部分において、ｎ^-型ドーピング領域２３ａと、その外側でｎ^-型ドーピング領域２３ａと隣接するｎ⁺型ドーピング領域２３ｂとからなるｎ型ドーピング領域２３が形成される。ｎ^-型ドーピング領域２３ａは、比較的低濃度のｎ型（ｎ^-型）にドーピングされた領域であり、ｎ⁺型ドーピング領域２３ｂは、ｎ^-型ドーピング領域２３ａよりも高濃度のｎ型（ｎ⁺型）にドーピングされた領域である。

続いて、図３（ｃ）に示すように、ＳＯＩ層２２の表面における図中の右側部分に、ｐ型ドーピング領域２４を形成する。
詳細には、ＳＯＩ層２２の表面上に、一方の側面部分を露出するレジストマスクを形成し、当該露出部分にｐ型不純物、例えばホウ素（Ｂ⁺）をドーピングする。レジストマスクはウェット処理又はアッシング処理により除去される。
次に、上記のドーピング部分のうち、ＳＯＩ層２２の表面で中央寄りの部分を露出するレジストマスクを形成し、当該露出部分にｐ型不純物、例えばホウ素（Ｂ⁺）を、上記のドーピングよりも高濃度にドーピングする。レジストマスクはウェット処理又はアッシング処理により除去される。

以上により、ＳＯＩ層２２の表面の図３（ｃ）中の右側部分において、ｐ^-型ドーピング領域２４ａと、その外側でｐ^-型ドーピング領域２４ａと隣接するｐ⁺型ドーピング領域２４ｂとからなるｐ型ドーピング領域２４が形成される。ｐ^-型ドーピング領域２４ａは、比較的低濃度のｐ型（ｐ^-型）にドーピングされた領域であり、ｐ⁺型ドーピング領域２４ｂは、ｐ^-型ドーピング領域２４ａよりも高濃度のｐ型（ｐ⁺型）にドーピングされた領域である。

続いて、図４（ａ）に示すように、ＳＯＩ層２２を加工して、光導波路コア１１及び側面格子導波路１２，１３を形成する。
詳細には、リソグラフィー及びドライエッチングによりＳＯＩ層２２を加工する。これにより、ＳＯＩ層２２のシリコン膜で光導波路コア１１及び側面格子導波路１２，１３が一体形成される。側面格子導波路１２は、ｐ^-型ドーピング領域２４ａでフィン１２ａの一部が、ｐ⁺型ドーピング領域２４ｂで側面端子１２Ａ及び各フィン１２ａの残部が形成される。側面格子導波路１３は、ｎ^-型ドーピング領域２３ａで各フィン１３ａの一部が、ｎ⁺型ドーピング領域２３ｂで各側面端子１３Ａ及び各フィン１３ａの残部が形成される。

続いて、図４（ｂ）に示すように、光導波路コア１１及び側面格子導波路１２，１３上にクラッド２５を形成する。
詳細には、光導波路コア１１及び側面格子導波路１２，１３上にＣＶＤ法等により１μｍ程度の厚みにシリコン酸化膜を堆積し、シリコン酸化膜をリソグラフィー及びドライエッチングにより加工して一対の開口を形成する。以上により、光導波路コア１１及び側面格子導波路１２，１３上に、側面端子１２Ａ及び各側面端子１３Ａの一部を露出する電極用開口２５ａ，２５ｂを有するクラッド２５が形成される。

続いて、図４（ｃ）に示すように、電極１４及び各電極１５を形成する。
詳細には、電極用開口２５ａ，２５ｂを埋め込むようにクラッド２５上に電極用金属、例えばアルミニウム（Ａｌ）をスパッタ法等に堆積し、Ａｌをリソグラフィー及びドライエッチングにより加工する。以上により、電極用開口２５ａ，２５ｂを介して側面端子１２Ａ及び各側面端子１３Ａと電気的に接続されてなる電極１４及び各電極１５が形成される。

以上説明したように、本実施形態によれば、簡便な位相変調方式により変調効率及び制御性を同時に向上させ、信頼性の高い位相変調装置が実現する。

（第２の実施形態）
次いで、第２の実施形態について説明する。
図５は、第２の実施形態による位相変調装置の主要構成を説明するための概略平面図である。位相変調装置の構成部材について、第１の実施形態で説明したもの同様のものについては、同じ符号を付して詳しい説明を省略する。

この位相変調装置は、所定の基板上に形成された位相変調器２０と、位相変調器２０に入力する電気信号を制御する制御部３０とを備えて構成される。
位相変調器２０は、光導波路コア１１と、光導波路コア１１の長手方向に沿った両側に設けられた一対の側面格子導波路１２，３１とを有し、これらが単一のシリコン層等により一体形成されて構成される。光導波路コア１１及びの側面格子導波路１２，３１の上には、例えばシリコン酸化物からなる不図示のクラッドが配される。側面格子導波路１２には電極１４が、側面格子導波路３１には電極３２Ａ〜３２Ｄが配される。

側面格子導波路３１は、多数のフィン１３ａを有して光導波路コア１１の他方の側面に沿って接続されており、当該側面に沿ってフィン３１ａに接続された電極形成部位である複数の微小な側面端子３１Ａ〜３１Ｄが形成されている。本実施形態では、フィン３１ａは、幅が例えば８０ｎｍ程度、周期が例えば２８５ｎｍ程度とされている。

側面端子３１Ａ〜３１Ｄは、各々作用長Ｌ₁〜Ｌ₄が異なり、隣りの側面端子と所定の間隔、例えば３μｍ程度の間隔で離間して互いに電気的に分離されて並んでおり、各々独立して動作することができる。当該側面端子の個数をＮ個とした場合、そのうちのｉ番目の側面端子の作用長は、単位長さをＬとして、Ｌ×２^i-1（ｉ＝１，・・・，Ｎ−１，Ｎ)に設計される。本実施形態では、Ｎ＝４であり、単位長さを２５０／（２⁴−１）≒１７μｍ程度として、１７×２^i-1（ｉ＝１，２，３，４）より、側面端子３１Ａ〜３１Ｄの作用長Ｌ₁〜Ｌ₄はそれぞれＬ₁＝１７μｍ程度、Ｌ₂＝３４μｍ程度、Ｌ₃＝６８μｍ程度、Ｌ₄＝１３６μｍ程度となる。

側面端子３１Ａ〜３１Ｄでは、側面端子３１Ａ〜３１Ｄの形成部位にｎ型不純物、例えばリン（Ｐ）がドープされたｎ型領域が形成されており、側面端子３１Ａ〜３１Ｄがｎ⁺型ドーピング領域とされ、フィン３１ａのうちで側面端子３１Ａ〜３１Ｄと接続された部位（の一部）がｎ^-型ドーピング領域とされている。フィン３１ａのうちで側面端子間の部位（の一部）には、フィン１２ａのｐ^-型ドーピング領域が延長形成されており、この延長されたｐ^-型ドーピング領域により、隣り合う側面端子間の電気的分離がより確実に確保される。

各電極３２Ａ〜３２Ｄは、Ａｌ等からなり、側面端子３１Ａ〜３１Ｄと接続されている。
本実施形態では、側面端子３１Ａ及び電極３２Ａ、側面端子３１Ｂ及び電極３２Ｂ、側面端子３１Ｃ及び電極３２Ｃ、側面端子３１Ｃ及び電極３２Ｃの夫々において微小位相変調器が構成され、ｐｉｎダイオードが形成される。ダイオードに順方向バイアス電圧となるように定電流を流すことにより、ダイオードのＰＮ接合部位に配された光導波路コア１１におけるキャリア（電子及びホール）の濃度が変化する。これにより、プラズマ効果を利用して光導波路コア１１を伝搬する光の位相が変調される。

制御部３０は、上記した各微小位相変調器の電極３２Ａ〜３２Ｄとそれぞれ接続されている。ここで、電極３２Ａ〜３２Ｄには、側面端子３１Ａ〜３１Ｄの各作用長に適合した数（２^i-1（ｉ＝１，２，３，４）個）のスイッチ１６が並列に接続されている。即ち、電極３２Ａには１個、電極３２Ｂには２個、電極３２Ｃには４個、電極３２Ｄには８個のスイッチ１６が接続されており、電極３２Ａ〜３２Ｄに対応した４つの制御回路５ａ〜５ｄが構成されている。全ての制御回路５ａ〜５ｄに共通に電源線１７が接続されている。

スイッチ１６がオンのときには、ダイオードに対して順方向バイアス電圧にて定電流が流れて、光導波路コア１１へのキャリアの注入が行われる。一方、スイッチ１６がオフのときにはダイオードの端子は接地され、電流は流れない。制御部２は、各制御回路４５ａ〜５ｄから供給する定電流によって位相変調器１の伝搬光の位相の変化量を段階的に制御する。

制御回路５ａ〜５ｄは、電源線１７からの電圧の供給により、各微小位相変調器に所定の定電流を与える定電流源を構成する。この定電流は、各微小位相変調器のダイオードに印加される電圧が順方向で所定の電圧、ここでは０．９Ｖ以上となるように設定されている。側面端子の個数をＮ個とした場合、そのうちのｉ番目の微小位相変調器の電極に接続される定電流源の電流値は、０．１４７×２^i-1 ｍＡ（ｉ＝１，・・・，Ｎ−１，Ｎ)に設計される。本実施形態では、Ｎ＝４であり、電極３２Ａ〜３２Ｄに接続される定電流源の電流値は、Ｉ₁＝０．１４７ｍＡ程度、Ｉ₂＝０．２９４ｍＡ程度、Ｉ₃＝０．５８８ｍＡ程度、Ｉ₄＝１．１７６ｍＡ程度と作用長Ｌ₁〜Ｌ₄に比例するように設定される。

本実施形態では、微小位相変調器が４個に分割されており、制御信号線Ｓ１が制御回路５ａに、制御信号線Ｓ２が制御回路５ｂに、制御信号線Ｓ３が制御回路５ｃに、制御信号線Ｓ４が制御回路５ｄに接続されている。これにより、伝搬光の位相変化を０から約πまで１６段階に変化させることができる。微小位相変調器の分割数を少なくすることにより、制御回路と微小位相変調器との間の電気的な接続数を減らすことでき、また、分離領域にドープされたｐ型不純物による伝搬光の損失を低減することができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、簡便な位相変調方式により変調効率及び制御性を同時に向上させ、信頼性の高い位相変調装置が実現する。

なお、上述した第１及び第２の実施形態による位相変調装置において、その構造や材料、個数、長さ、設定電流値は上記のものに限定されることはない。
第１及び第２の実施形態において、光導波路コア１１の一対の側面格子導波路の双方について、側面格子導波路１３（第１の実施形態）又は側面格子導波路３１（第２の実施形態）のように、複数の側面端子に適宜分離することも考えられる。
位相変調器に接続された制御信号は、実質的に直流とされる低速信号でも良く、１００Ｍｂ／ｓ以上の高速信号としても良い。後者の場合には、第１及び第２の実施形態による位相変調装置を高速多値位相変調器として用いても良い。

（第３の実施形態）
次いで、第３の実施形態について説明する。本実施形態では、第１又は第２の実施形態、ここでは第２の実施形態による位相変調器を適用したマッハツェンダ型変調装置を開示する。
図６は、第３の実施形態によるマッハツェンダ型変調装置の主要構成を説明するための概略平面図である。位相変調器の構成部材について、第１及び第２の実施形態で説明したもの同様のものについては、同じ符号を付して詳しい説明を省略する。

このマッハツェンダ変調装置では、光導波路が２本のアーム４０ａ，４０ｂを備えており、入力した連続光をアーム４０ａ，４０ｂで分波した後に合波して強度変調光を出力する。アーム４０ａ，４０ｂには夫々、入力側の前半部分に高速位相変調器６０が、出力側の後半部分に第２の実施形態による位相変調器５０がそれぞれ設けられている。

高速位相変調器６０は、アーム４０ａ，４０ｂの両側に側面格子導波路１２，３３が設けられている。側面格子導波路１２には、上述したようにｐ^-型及びｐ⁺型ドーピング領域が形成されている。側面格子導波路３３には、側面格子導波路１２に対応してｎ^-型及びｎ⁺型ドーピング領域が形成されている。側面格子導波路１２、アーム４０ａ（４０ｂ）及び側面格子導波路３３により、ｐｉｎダイオードが形成される。側面格子導波路１２，３３上には電極１８が形成され、電極１８には高速信号源３３が接続されている。電極１４はグランド電位とされている。

本実施形態のマッハツェンダ型変調装置によれば、効率的かつ制御性良く、光導波路を通過する光の位相を直流で調整することができる。

以下、位相変調装置及びその制御方法の諸態様を付記としてまとめて記載する。

（付記１）光導波路コアの光軸に沿って、前記光導波路コアの両側に連結された一対の側面端子を備えたダイオード型の位相変調器と、
前記位相変調器に入力する電気信号を制御する制御部と
を含み、
前記位相変調器は、少なくとも一方の前記側面端子が前記光導波路コアの光軸に沿って複数に分断されており、分断された前記側面端子ごとに各々電気的に分離された電極を有すると共に、
前記制御部は、前記電極に接続されたスイッチ及び定電流源を有しており、オンにする前記スイッチの個数により、前記光導波路コアの伝搬光の位相の変化量を段階的に制御することを特徴とする位相変調装置。

（付記２）前記スイッチをオンにした際に、前記位相変調器の各ダイオードに印加される電圧が順方向で０．９Ｖ以上となるように、前記定電流源の電流値が設定されていることを特徴とする付記１に記載の位相変調装置。

（付記３）分断された前記各側面端子の作用長が同一であり、前記各定電流源の電流値が同一に設定されることを特徴とする付記１又は２に記載の位相変調装置。

（付記４）分断された前記各側面端子の個数をＮ個とした場合、そのうちのｉ番目の分断された前記各側面端子の長さ及び前記定電流源の電流値を、一定値Ｌ，Ｉを用いてそれぞれＬ×２^i-1及びＩ×２^i-1（ｉ＝１，・・・，Ｎ−１，Ｎ)に設定することを特徴とする付記１又は２に記載の位相変調装置。

（付記５）２本のアームを備えたマッハツェンダ型の光導波路を構成しており、
前記２本のアームの少なくとも一方を前記光導波路コアとして、前記位相変調器が設けられていることを特徴とする付記１〜４のいずれか１項に記載の位相変調装置。

（付記６）光導波路コアの光軸に沿って、前記光導波路コアの両側に連結された一対の側面端子を備えたダイオード型の位相変調器を含む位相変調装置の制御方法であって、
前記位相変調器は、少なくとも一方の前記側面端子が前記光導波路コアの光軸に沿って複数に分断され、分断された前記側面端子ごとに各々電気的に分離された電極を有しており、
前記電極に接続されたスイッチ及び定電流源を有しており、オンにする前記スイッチの個数により、前記光導波路コアの伝搬光の位相の変化量を段階的に制御することを特徴とする位相変調装置の制御方法。

（付記７）前記スイッチをオンにした際に、前記位相変調器の各ダイオードに印加される電圧が順方向で０．９Ｖ以上となるように、前記定電流源の電流値が設定されることを特徴とする付記６に記載の位相変調装置の制御方法。

（付記８）分断された前記各側面端子の作用長が同一であり、前記各定電流源の電流値が同一に設定されることを特徴とする付記６又は７に記載の位相変調装置の制御方法。

（付記９）分断された前記各側面端子の個数をＮ個とした場合、そのうちのｉ番目の分断された前記各側面端子の長さ及び前記定電流源の電流値を、一定値Ｌ，Ｉを用いてそれぞれＬ×２^i-1及びＩ×２^i-1（ｉ＝１，・・・，Ｎ−１，Ｎ)に設定することを特徴とする付記６又は７に記載の位相変調装置の制御方法。

１，２０ 位相変調器
２，３０ 制御部
３ 微小位相変調器
４，５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ 制御回路
１１ 光導波路コア
１２，１３，３１，３３ 側面格子導波路
１２Ａ，１３Ａ，３１Ａ，３１Ｂ，３１Ｃ，３１Ｄ 側面端子
１２ａ，１３ａ，３１ａ フィン
１４，１５，１８，３２Ａ，３２Ｂ，３２Ｃ，３２Ｄ 電極
１６ スイッチ
１７ 電源線
１０ ＳＯＩ基板
２１ 埋め込み酸化層
２２ ＳＯＩ層
２３ ｎ型領域
２３ａ ｎ^-型ドーピング領域
２３ｂ ｎ⁺型ドーピング領域
２４ ｐ型領域
２４ａ ｐ^-型ドーピング領域
２４ｂ ｐ⁺型ドーピング領域
２５ クラッド層
２５ａ，２５ｂ 開口
１４，１５， 電極
３４ 高速信号源
４０ａ，４０ｂ アーム
５０ 位相変調器
６０ 高速位相変調器

Claims (7)

1. 光導波路コアの光軸に沿って、前記光導波路コアの両側に連結された第１側面端子及び第２側面端子を備えたダイオード型の位相変調器と、
   前記位相変調器に入力する電気信号を制御する制御部と
   を含み、
   前記位相変調器は、前記第１側面端子が前記光導波路コアの光軸に沿って複数の端子部分に分断されており、前記端子部分ごとに各々電気的に分離された電極を有すると共に、
   前記制御部は、前記電極に接続されたスイッチ及び前記電極に定電流を与える定電流源を有しており、オンにする前記スイッチの個数により、前記光導波路コアの伝搬光の位相の変化量を段階的に制御し、
   前記第１側面端子の前記各端子部分に第１導電型領域が、前記第２側面端子に第２導電型領域がそれぞれ形成されており、前記第２導電型領域の一部は、隣り合う前記端子部分間の領域まで延長形成されていることを特徴とする位相変調装置。
2. 前記スイッチをオンにした際に、前記位相変調器の各ダイオードに印加される電圧が順方向で０．９Ｖ以上となるように、前記定電流源の電流値が設定されていることを特徴とする請求項１に記載の位相変調装置。
3. 分断された前記各端子部分の作用長が同一であり、前記各定電流源の電流値が同一に設定されることを特徴とする請求項１又は２に記載の位相変調装置。
4. 分断された前記端子部分の個数をＮ個とした場合、そのうちのｉ番目の分断された前記端子部分の長さ及び前記定電流源の電流値を、一定値Ｌ，Ｉを用いてそれぞれＬ×２^i-1及びＩ×２^i-1（ｉ＝１，・・・，Ｎ−１，Ｎ)に設定することを特徴とする請求項１又は２に記載の位相変調装置。
5. ２本のアームを備えたマッハツェンダ型の光導波路を構成しており、
   前記２本のアームの少なくとも一方を前記光導波路コアとして、前記位相変調器が設けられていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の位相変調装置。
6. 光導波路コアの光軸に沿って、前記光導波路コアの両側に連結された第１側面端子及び第２側面端子を備えたダイオード型の位相変調器を含む位相変調装置の制御方法であって、
   前記位相変調器は、前記第１側面端子が前記光導波路コアの光軸に沿って複数の端子部分に分断され、前記端子部分ごとに各々電気的に分離された電極を有しており、
   前記第１側面端子の前記各端子部分に第１導電型領域が、前記第２側面端子に第２導電型領域がそれぞれ形成されており、前記第２導電型領域の一部は、隣り合う前記端子部分間の領域まで延長形成されており、
   前記電極に接続されたスイッチ及び定電流源を有しており、オンにする前記スイッチの個数により、前記光導波路コアの伝搬光の位相の変化量を段階的に制御することを特徴とする位相変調装置の制御方法。
7. 前記スイッチをオンにした際に、前記位相変調器の各ダイオードに印加される電圧が順方向で０．９Ｖ以上となるように、前記定電流源の電流値が設定されることを特徴とする請求項６に記載の位相変調装置の制御方法。

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