CN1435019A

CN1435019A - 模拟调制法和应用该方法的光学发射器

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Publication number: CN1435019A
Application number: CN00819153A
Authority: CN
Inventors: M·诺塔吉亚科莫; G·拉瓦西奥; P·布拉姆比拉
Original assignee: Corning OTI SRL
Current assignee: Corning OTI SRL; Corning OTI Inc
Priority date: 1999-12-24
Filing date: 2000-12-20
Publication date: 2003-08-06
Also published as: EP1240734A1; CA2395308A1; US20020191261A1; JP2003518641A; WO2001048956A1; US6879422B2; AU3162401A

Abstract

一种电光调制器(100)，包括至少一个电气端口(918，919)和把调制电信号加给所述至少一个电气端口的输入电路(915，916，917)，还包括能产生补偿信号的线性处理电路(250)，该线性处理电路包括：接至输入电路的第一端子，用于取出一小部分所述调制电信号；至少一个滤波元件(2，3)，用于消除所述一小部分调制电信号里预定的谱分量；和至少一个相移元件(4，6)，用于反转所述一小部分调制电信号的相位。所述线性处理电路还包括能接至所述至少一个电气端口的第二端子，用于向所述电光调制器施加补偿信号。

Description

模拟调制法和应用该方法的光学发射器

本发明涉及电光调制器，尤其涉及按电学调制信号对光学载波信号作模拟调制的方法，以及应用这种方法的光学发射器。

光学载波信号可通过作用于光源(通常为激光器)而直接调制，或利用接至光源输出端的外部光学调制器而间接调制。

一例能用高频调制信号对光学载波信号作调幅的光学调制，就是用铌酸锂(LiNbO₃)构制的马赫-伦德尔型干涉仪。

对外部调制器要求的特性是调制线性度，换言之，该调制器必须不使发射的信息畸变。

所述类型调制器(马赫-伦德尔型干涉仪)的电光特性(作为射频电压函数的光功率)通常为非线性。为了限制信号畸变，最好使调制器工作于其接近线性的特性部分附近。

为此，把射频(RF)调制信号加到马赫-伦德尔型干涉仪型电光调制器的RF口，而把直流电压，即决定该调制器工作点或偏置点的偏置信号加到同一端口或合适的偏置口。

此种类型的一例调制器就是本申请人以PIR PIM1510代号销售的调制器。

加到RF输入端的调制信号，包括例如幅值合适的一个位序列。

在马赫-伦德尔调制器场合中，特性曲线形状近似于正弦波形，在施加工作点电压V_Q时，有利于让调制器工作于正弦波的拐点附近。

马赫-伦德尔调制器的调制特性与工作点的关系可用下式表示：

Pu＝K_zsinβ

式中Pu是输出光功率，K_z为取决于该马赫-伦德尔调制器特性的系数，β＝πv/V_π是以弧度表示的调制信号的调制指数，V是施加电压相对工作点电压V_Q的变化，V_π是一常量。

该正弦形状的特性由两个值标识：

—电压值V_π，代表准备加到RF电极使输出光功率从最大变为最小值的电压的变化；

—电压V_Q的值，它是使工作点对应于正弦形特性的拐点，即奇对称而必须加给电源电极的电压值。此时，偶次畸变(包括所加信号的二次谐波)和奇次畸变呈严格限定的值。

如在本申请人制造的PIR PIM1510型马赫-伦德尔调制器中，上述电压取值为：V_π＝4.3V，V_Q＝0.7V。

工作点电压V_Q的值不固定，要随时间(如静电荷在LiNbO₃中累积的结果)也随温度而变。

因此，根据偶次畸变的存在与大小等信息，换言之，根据二次的互调制乘积，必须不断适应工作电压。

专利申请EP768 765针对CATV(共用天线电视)系统描述了一种控制电光调制器的工作点即偏置点的方法。按照该法，将一称为导频音调的附加信号注入电光调制器，其频率低于调制信号带的下限。在电光调制器输出端检出该导频音调的二次谐波，根据该谐波的符号与幅值产生一偏置信号。

在D.Davidson等人的论文“Quasi-feed-forward linearization of electro-opticmodulators for analog signal transmission”(Optical Engineering，vol.32，No.4，April1993)中，作者描述了一种称为“准前馈”的线性化方法，应用于马赫-伦德尔型电光调制器，对CATV系统的光信号作模拟调制。

该文描述的线性化系统要求使用两只马赫-伦德尔调制器EOM1与EOM2。一小部分射频信号加给调制器EOM1。离开调制器EOM1的光信号在转换成电信号并相移180°后，加到调制器EOM2。另一部分发射频信号则直接加给调制器EOM2。加到调制器EOM2的电信号包括原始射频信号和调制器EOM1产生并相移180°的畸变产物。该系统利用电光调制器EOM1基本上使要注入调制器EOM2的射频电信号预先畸变。

一般而言，在WOM(波分复用)光学传输系统中，马赫-伦德尔调制器用一与被发射的信息相关的调制信号来调制光载波，而光载波的波长包含在光纤的低衰减窗内。

专利申请EP98117898.1描述的一种128信道的光学传输系统，包括128个波长转换器。

每个这种波长转换器包括一只光电二极管，用于接收外部源产生的光信号并把它转换为电信号；一个产生固定波长光载波的激光器；和一个马赫-伦德尔调制器之类的电光调制器，用所述电信号调制该载波。这类转换器能把一定波长的光信号转换成具有预定波长的信号再将它发射。

在通信领域，尤其在光通信领域，有各种已知的信息传输协议，如SONET(同步光学网)、ATM(异步传递模式)、SDH(同步数字分层结构)和IP(因特网协议)。

如在应用SDH-STM-16协议的数字光通信系统中，数据信号要求比特率r_b＝2.488Gbit/s的二进制数(位)序列，该序列通过对另一些较低频率的二进制数序列作时分复用而产生。该序列与代表信息的码字相关，长度为M(该字包含的位数)。

顺便提一下，该信号通过掩码或“扰频”操作得到，这种操作可以生成谱分量沿频率轴均匀分布的位序列，换言之，不集结在特定波段中，其中等于1的位的概率与等于0的位的概率一样。

该信号的谱为离散谱，谱线以字的重复频率即距离r_b/M间隔开。

ITU-T-925和ITU-T-803标准(国际电信联盟)分别包含SDH-STM-16协议的标准与对应光信号标准。

传输系统中合适的接收机把实际发射的字与成组规定的可能的字区别开来。

由于各种噪声因素，接收机有一误差概率，换言之，发射字的错鉴概率可能很明显。

光通信系统应用一种称为“正向纠错”(FEC)的方法，可根据与被发射信号相关的包含识别与校正误差的码的附加数据，尽量减小这种误差概率。例如，可每隔16位数据信号插一个误差识别位。

在接收点，一合适的FEC解码器识别出在传输期间出现的误差并加以校正。

错码的引入导致比特率r_b的增大，如对比特率r_b＝2.488Gb/s的SDH信号，比特率会变为r_bFEC＝2.666Gb/s。

产生带有FEC的SDH信号，要根据例如M_FEC长为2¹³-1的FEC码字再作扰频操作。

带有FEC的SDH信号的谱的谱线，用等于r_bFEC/MM_FEC的量间隔开。

出于本发明的目的，“第一幅值谱再现第二幅值谱”是指第一幅值谱呈现某种形状，如谱分量在规定频段内的形状，除了增益系数外，基本上与第二谱的形状相同。

顺便提一下，出于本发明的目的，“信号的线性处理”指基于该信号而执行的任一种操作，如滤波、衰减、放大、相移或这些操作的组合，除了信号中原来有的谱分量以外，不产生明显的谱分量。

出于本发明的目的，“从第二信号或从第二谱中消除第一信号或第一谱”指把所述第一信号的幅值相对于第二信号的幅值衰减某预定量

申请人观察到，在有上述导频音调等调制光载波信号的附加外部信号时得到的电光调制器输出信号，会叠加在背景噪声上。

尤其对用导频音调控制工作点的电光调制器，淹没了二次谐波分量之类被检信号的背景噪声，会使偏置信号的幅值发生扰动，甚至使控制系统的若干级饱和，造成电光调制器工作点的不稳定。

此外，申请人惊奇地发现，这种背景噪声与调制信号本身相关，尤其是其幅值谱再现了该调制信号包含在同一频段里的幅值谱。即使位于分配给附加外部信号的频段或包含准备在输出端检测以确定偏置信号的光信号的那些谱分量在加给电光调制器之前已从调制信号里消除，但是这种背景噪声也存在着。

申请人以为，这种背景噪声的存在是由于拍频的缘故，尤其是在电光调制器中出现在调制信号某些谱分量之间的奇次拍频。

申请人发现了一种减小呈现在电光调制器输出信号频段内的背景噪声的方法，所述输出信号在光电转换后用来对所述调制器产生偏置信号。

本方法产生的补偿信号，通过处理一小部分加到电光调制器的调制信号而形成。该补偿信号通过对调制信号滤波而得到，并通过反转其相位而消除出现在噪声带以外频段内的谱分量。该补偿信号再现了背景噪声谱，其相位符号相反。

申请人发现，例如通过经调制器的RF口与调制电信号平行地对电光调制器施加补偿信号，能明显地减小在电光调制器输出端出现在光信号里的背景噪声。申请人认为这可以用以下事实来解释：在对电光调制器施加补偿信号时，该信号与调制的光信号发生互作用而对所述信号进一步调幅。补偿信号与噪声的幅值相同而相位相反，因而这种进一步调幅可以衰减出现在调制光信号里的噪声。

申请人还发现，使补偿电压直接同电信号发生互作用，能明显地衰减上述与调制信号相关的背景噪声，所述电信号则是对一小部分从中可形成调制器偏置信号的调制光信号作光电转换而得到。此时，与噪声幅值相同但相位相反的补偿信号，例如可通过电气添加节点加给该电信号。

在第一个方面，本发明涉及一外部调制型光学发射器，它包括：

-能产生光载波信号的光源；

-能接收调制电信号与偏置信号的电光调制器，该调制器包括：

-所述源产生的光载波信号的光输入端，

-至少一个电输入端，

-调制光信号的光输出端；

-耦合至所述光输出端的光电接收器，能把至少一部分调制光信号转换成反馈电信号，并使它出现在电输出端；

-控制电光调制器工作点的电路，连接至光接收器的所述输出端，根据所述反馈电信号产生所述偏置电信号：

-补偿电路，用于产生能与调制光信号在作用的补偿信号，所述补偿电路包括：

-输入端，在所述调制电信号供给所述电输入端之前取其一小部分，

-至少一个接至所述输入端的相移元件，用于反转所述一小部分调制电信号的相位，

-能接至所述至少一个电输入端的输出端，使补偿信号与所述调制光信号实现互作用。

较佳地，所述补偿电路包括至少一个滤波元件，以便从所述一小部分调制电信号中消除预定的谱分量。尤其是，所述至少一个滤波元件能消除所述一小部分调制电信号里位于所述噪声带外部某一频段内的谱分量。再具体一点，所述至少一个滤波元件包括一低通滤波器，较佳地，所述低通滤波器的截止频率为10kHz。

有利的是，所述补偿电路包括一用于所述补偿信号的放大器级。

较佳地，所述至少一个电输入端包括施加所述调制电信号的第一端口。

较佳地，所述至少一个电输入端包括施加所述偏置信号的第二端口。

有利的是，所述光学发射器还包括一位于所述调制电信号发生器与所述第一端口之间的输入电路。

较佳地，所述输入电路包括至少一个高通滤波器，以消除调制电信号的低频分量。更佳地，所述高通滤波器的截止频率为30kHz。

有利的是，所述输入电路包括至少一个放大调制电信号的放大器级。

较佳地，所述电光调制器包括一马赫-伦德尔干涉仪。更佳地，所述电光调制器包括一集成在铌酸锂衬底上的马赫-伦德尔干涉仪。

较佳地，所述光源包括一半导体激光器。更佳地，所述光源能以1520～1602nm的波长发射光束。

较佳地，所述调制电信号的谱包括以小于300Hz的频率间隔分开的诸分量。更佳地，所述调制电信号的谱包括以小于38mHz的频率间隔分开的诸分量。

尤其是，所述调制电信号包括比特率大于2.488Gb/s的数字信号。或者，所述调制电信号包括比特率大于2.666Gb/s的数字信号。

有利的是，所述调制电信号包括字长大于或等于2¹⁰的数字信号。

在第二个方面，本发明涉及一种外部调制型光学发射器，包括：

-能产生光载波信号的光源；

-能接收调制电信号和偏置信号的电光调制器，所述调制器包括：

-用于所述源产生的光载波信号的光输入端，

-至少一个电输入端，

-用于调制光信号的光输出端；

-耦合至所述输出端的光电接收器，能把至少一部分调制光信号转换成反馈电信号并使它出现在电输出端上；

-控制电光调制器工作点的电路，接至光接收器的所述输出端，根据所述反馈电信号产生所述偏置电信号；

-补偿电路，用于产生能与调制光信号互作用的补偿信号，所述补偿电路包括：

-输入端，用于在所述调制电信号供给所述电输入端前取其一小部分，

-至少一个接至所述输入端的相移元件，可反转所述一小部分调制电信号的相位，

-能接至所述至少一个光接收器电输出端的输出端，可实现补偿信号与所述反馈电信号的互作用。

本发明的第三方面涉及产生调制光信号的方法，其中把光载波信号供给电光调制器，包括步骤：

a)对所述调制器加调制电信号而得到调制的光信号，

b)对所述调制器加驱动电信号，在所述调制器输出端产生反馈光信号，所述反馈光信号能结合一与调制电信号相关的噪声，

c)由所述反馈光信号产生一偏置电信号，它能根据所述反馈信号偏置调制器的工作点，

d)处理至少一小部分所述调制电信号而得到一补偿信号，其相位与调制电信号相位相反，

e)在由所述调制的光信号得到的信号与所述补偿信号之间引起互作用，以某种方式衰减反馈电信号里的所述噪声，使偏置电信号与所述噪声的形状无关。

有利的是，所述处理步骤对所述至少一小部分调制电信号作线性处理。

较佳地，所述互作用能够步骤包括把所述补偿信号加个所述电光调制器而与调制的光信号形成互作用的步骤。在所述方法的第一实施例中，该互作用步骤包括把所述补偿信号加到所述电光调制器偏置信号的输入端的步骤。在所述方法的第二实施例中，互作用步骤包括把所述补偿信号加到所述电光调制器射频信号输入端的步骤。

或者，所述互作用步骤包括将所述反馈光信号转换成反馈电信号的步骤。较佳地，所述互作用步骤包括把所述补偿信号加到所述反馈电信号里的步骤。有利的是，所述互作用步骤包括以与反馈电信号的幅值相关的方式修改所述补偿信号幅值的步骤。较佳地，所述修改步骤包括以模拟方法将所述补偿信号与反馈电信号的瞬时平均值相乘的步骤。

有利的是，所述互作用步骤包括把所述噪声幅值衰减至少10dB，较佳地，衰减至少20dB。

较佳地，所述处理步骤包括消除一部分调制电信号谱的步骤。

有利的是，所述处理步骤包括至少放大所述至少一小部分调制电信号幅值的步骤。

较佳地，对所述电光调制器提供驱动电信号的所述步骤，包括对所述调制器的偏振信号输入端提供一预定频率的音调。

在第四方面，本发明涉及产生具有第一预定频段的信号的方法，包括步骤：

a)对光学调制器加一光载波信号，

b)产生一与所述第一频段的第一谱和第二频段的第二谱相关的调制电信号，

c)对所述光学调制器加包含在第一频段里的所述一部分调制电信号，产生其谱位于所述第一与第二频段的调制的光信号，

d)取出至少一小部分所述调制电信号，

e)对所述至少一小部分作线性处理，得到包含在所述第二频段里的补偿信号，

f)在由所属调制的光信号得到的信号与所述补偿信号之间引起互作用，

g)以衰减调制的光信号的所述第二谱的方式，选择所述互作用信号的相对相位。

在第五方面，本发明涉及的电光调制器包括：

-至少一个加电信号的电气端口，

-对所述至少一个电气端口加调制电信号的输入电路。

-能产生补偿信号的线性处理电路，其接至所述输入电路的第一端子可取出一小部分所述调制电信号，所述线性处理电路包括：

-至少一个滤波元件，用于消除所述一小部分调制电信号里的预定谱分量，

-至少一个相移元件，用于反转所述一小部分调制电信号的相位，

接至所述至少一个电气端口的第二端子，可对所述电光调制器加补偿信号。

在控制电光调制器工作点方面，本发明可提高电路的稳定性。

本发明还允许使用比特率为r_b与字长为M的数字调制信号，这些信号对应于频率上极其接近的谱分量，但不损害调制器工作点的稳定性。

由于本发明可靠地控制了工作点，因而控制所述工作点的电路里所包括的电路诸元件的性能就变得不很关键了。

通过对以下附图所示的非限制性的若干实施例的描述，本发明的其它优点与特征就更清楚了，其中：

图1示意示出一电光调制器；

图2示意示出图1的替代电光调制器；

图3示出图1与2的电光调制器的输入输出特性；

图4示出本发明第一较佳实施例的外部调制型光学发射器；

图5示出本发明第二较佳实施例的外部调制型光学发射器；

图6示出本发明第三较佳实施例的外部调制型光学发射器；

图7示出应用本发明的光学发射器和伪随机序列发生器的第一实验装置；

图8示出图7实验装置使用的光学发射器的详图；

图9a示出图7的光学发射器在无补偿电路时响应于第一位序列的输出信号谱；

图9b示出图7的光学发射器在有补偿电路时响应于第一位序列的输出信号谱；

图10a示出图7的光学发射器在无补偿电路时响应于第二位序列的输出信号谱；

图10b示出图7的光学发射器在有补偿电路时响应于第二位序列的输出信号谱；

图11示出应用图8的光学发射器与FEC编码信号发生器的第二实验装置；

图12a示出图11的光学发射器在无补偿电路时响应于第三位序列的输出信号谱；

图12b示出图11的光学发射器在有补偿电路时响应于第三位序列的输出信号谱；

图1示意示出应用于本发明的对光载波信号作调幅的电光调制器101。

马赫-伦德尔型电光调制器101包括铌酸锂等结晶材料衬底103、光输入端104、射频(RF)端口918、偏置端口919和光输出端105。

衬底103包括接至光输入端104的光波导106，后接分光器107，其输出端接至光波导108和109。

光波导108和109接至光耦器110的两个输入端，光耦器110经光波导119接至光输出端105。

光波导106、108、109、119，分光器107和光耦器110用金属(如钛)扩散等已知方法形成在结晶衬底里。

分光器107能把其输入端出现的光束分成两束（例如等功率)，并沿两个光输出波导传送，而光耦器110能沿着单个输出波导把出现在两个光输入波导的两条光束组合起来。

然而，光调制器101呈对称，分光器107和光耦器110的功能可以互换。

在衬底103上还通过例如淀积某种金属而形成一电气结构，包括接至RF端口918的射频(RF)电极121和端接部122，后接的热电极120位于衬底103被光波导108与109分界的区域内。

RF电极121包括一只较佳地集成在衬底里的保护电容器123，能阻断加到偏置端口919的偏置电信号的连续分量，所述分量会损伤驱动RF电极121的调制器外部电路(图1未示出)。例如，该电容器的截止频率f₁＝60kHz。一般而言，大于4～5V的直流电压会损伤RF电极121的这种驱动电路。

电容器123可用其它滤波器如多个并联的电容器代替。

端接部122包括接地的电容器125和电阻器124，二者最好集成在衬底里。电阻器124的阻值要保证传输线的阻抗匹配，使调制电信号沿该传输线以前进波状态传播。传输线包括射频电极121、热电极120和端接部122。

热电极120经电阻器126与124接至“偏置”电极127。电阻器126的阻值对沿热电极120经电容器125传播到地连接的调制电信号形成开路。

偏置电极127适合直流偏置信号从偏置端口919传播到热电极120，能确定电光调制器101的工作点。对此要指出，电容器125的电容值应对偏置信号形成开路。

图1的电光调制器还包括两根接地电极(未示出)，例如可在结晶衬底上淀积金属而制成。这两根接地电极可以位于两个衬底区域，相对于光波导108与109之间的区域呈对称。

加到光输入端104的光载波信号由光波导106传向分光器107。

分光器107把该光载波信号分成两束，沿光波导108与109传播。

光耦器110将所述光束组合起来，把得出的信号沿光波导119发射，然后传往光输出端105。

把加到RF端口918的调制电信号和加到偏置端口919的偏置信号发射给热电极120，产生一可变电场，其中调制电信号具有低频分量，其直流分量已被电容器123的阻断作用除去。光波导108与109因其同热电极120的排列关系，会受到强度相同而符号相反的电场的作用，通过电光效应，电场作用造成所述波导折射率相反符号的变化。

这些折射率变化更改了光束光波导108与109中的传播速度。

因此，由于存在调制电信号与偏置信号，在所述波导108与109中传播的光束有一相移。

这些光束在耦合器110中干涉，得到的从光波导119向光输出端105传播的光信号，其强度随调制电信号的变化而改变。

图3示出电光调制器101具有正弦形状的输入输出特性，还特地示出了输出功率Pu作为加到调制器的电压的函数的形状。

图3示出在调制器具有近似线性行为的附近，电压V_Q对应于输入输出特定拐点的最佳点Q。

加到偏置端口919的电压为V_Q的偏置信号，使电光调制器101工作于最佳工作点Q。

图3还示出以上定义的电压V_π的幅值和对应于特性曲线其它拐点的电压V_Q′、V_π＂。

图2示意示出调制器101的替代物电光调制器102，其中用同样的标号代表同样的元件。

该电光调制器102包括接至RF端口918的RF电极128和接至偏置端口919的偏置电极129。

RF电极128接至热电极130，在光波导108与109同终点131之间的区域内延伸。

偏置电极129电气连接至位于衬底以光波导108与109分界的区域中的电极132。

应指出，在该替代实施例中，RF电极128没有任何集成的保护电容器，如电光调制器101使用的电容器123。

调制器102使用时伴随应用调制器外的位于RF端口918输入端的保护电容器(未示出)较为有利。

调制器102的操作与调制器101相似，本领域的技术人员都明白。

图4的框图代表按本发明构制的外部调制型光学发射器903的一较佳实施例。

所述光学发射器903包括一偏置点控制电路200，能把频率为f₁的驱动信号(导频音调)注入电光调制器100，并在所述调制器的输出端检测信号的偶次谐波，如频率为2f₁的二次谐波。

控制电路200还能产生一偏置信号，使电光调制器100工作于对应于检出的二次谐波最小幅值的工作点，即工作于其传输特性曲线的线性区。

较佳地，该光学调制器100是参照图1或图2描述的类型。其它类型的马赫-伦德尔调制器也适用。

能产生光载波信号的辐射源240，例如可通过偏振保持光纤而接至调制器100的光输入端104。该辐射源240可以是激光器，尤其是半导体激光。

标号903a指射频调制电信号的输入端。

输入端903a可用电容量为C1的第一退耦电容器915接至放大器级916。

放大器级916的输出端通过电容量为C2的第二退耦电容器917接至电光调制器100的RF端口918。

第一与第二退耦电容器915和917有一截止频率，可以消除出现在输入端903a的调制电信号的直流分量，该分量会损害放大器级916和电光调制器101。

有利的是，第一与第二退耦电容器915和917还消除了调制信号的低频分量，而该分量占用的频段包含着频率f₁与倍频2f₁。

例如，在导频音调约1kHz的频率对应于输出端的2kHz的二次谐波的情况下，对于输入阻抗为50Ω的放大器级916，所述退耦电容器合适的电容值C1与C2为C1＝C2＝100nF。

根据实例给出的这些值，包括第一退耦电容器915、放大器级916和第二退耦电容器917的该电路，截止频率f_t约为30kHz。

可用其它已知类型的高通滤波器替代退耦电容器915和917。

另外，若采用101类型的电光调制器，可用保护电容器123在所述调制器内实现低频截止。

调制电信号的输入端903a还接至补偿电路250。

该补偿电路250包括的高通滤波器2，如已知的RC滤波器，能基于上只消除调制信号的直流分量。把该高通滤波器2接至高阻抗可变增益放大器级3，能消除调制信号的中高频分量。

例如，高通滤波器2可以包括阻值R＝1kΩ的电阻器和电容C＝10F的电容器，对应的截止频率为159Hz。

较佳地，放大器级3不仅作适当放大，还可起到高通滤波器的作用，消除10～20kHz以上的谱分量。

放大器3利用选用的相移器4接至加节点6的减法输入端5。

电光调制器100的偏置端口919设计成用于输入可确定调制器工作点的偏置信号。

偏置点控制电路200包括一经第一输出端接至可变衰减器8的振荡器7，适于产生频率为f₁的电信号。

振荡器7的第二输出端接至倍频器9，能对其输入端的信号频率作倍频。

倍频器9的输出端经可变相移器10接至横拟乘法器11的第一输入端。

电光调制器100的光输出端105光学连接至分光器230，后者能以某种方式分离来自调制器100的辐射，将其一部分辐射，较佳为80～99％，更佳为90～99％送至光输出端903b，而把其余部分辐射送至例如包含光电二极管的光接收器12。

分光器230例如是熔融光纤或平面波导型，或者是自由空间里的分束器。

光接收器12经其电输出端接至放大器级13，再接至中心频率为2f₁的带通滤波器14。

带通滤波器14的输出经放大器级15接至所述模拟乘法器11的第二输入端。

模拟乘法器11能利用其频率由倍频器9倍频的振荡器7的输出信号，对来自光接收器12的频率为2f₁的信号作相干检测。可变相移器10调节成可优化模拟乘法器11的相干检测。

模拟乘法器11的输出经低通滤波器16接至着动放大器17的输入端，该低通滤波器16基本上只让被检信号的直流分量通过。较佳地，低通滤波器16的上限截止频率为数赫芝量级。

差动放大器17的另一输入端用来对偏置18加参考信号。差动放大器17能在其输出端对电光调制器100提供偏置信号。

差动放大器17的输出电气连接至加节点6的输入端。

光学连接部和同构成图4装置的功能单元相关的电器电路，都可用已知方法构成。

图4的装置903按下述方法操作。

把辐射源240发射的指定波长的光载波信号b₁注入电光调制器100的光端口104。

第一调制电信号s₁供给输入端903a。

第一调制电信号s₁可以是一比特率为r_b的位序列，按字长M编码。

应用补偿电路250的图4的装置903和图5与6的装置930与940，在M大于或等于2¹⁰时，合适的操作值为r_b＝2.488Gbit，或r_b＝2.666Gbit。

例如，该第一调制电信号可能是含SDH帧的FEC信号，即比特率r_bFEC＝2.666Gb/s、字长M_FEC＝(2¹³-1)(2²³-1)的信号。系数(2²³-1)代表伪随机序列发生器产生的SDH型信号可能的字长。

第一调制电信号s₁通过第一退耦电容器915到达放大器级916。第一退耦电容器915截断该第一调制信号的低频分量。

经这样滤波后，第一调制信号被放大器级916适当放大，再供给第二退耦电容器917，以消除直流分量和例如那些低于30kHz的低频分量。

在第二退耦电容器917的输出端，存在第二调制信号s₂是有利的，其幅值谱不具有低于该电路或保护电容器123的截止频率f_t的频率分量，该电路包括第一退耦电容器915、放大器级916和第二退偶电容器917。

消除该调制信号的低频谱分量，并不必然严重影响调制性能。

第二调制信号s₂加到电光调制器100的RF端口918。

在电光调制器100中，如上所述，光载波信号b₁被第二调制信号s₂调制，在电光调制器100的输出端产生调制的光信号b₂。

振荡器7产生一频率为f₁的电信号，下面把它称为导频音调s_f。

尤其是，导频音调s_f的频率f₁低于第二调制信号s₂的频段下限f_t。

较佳地，频率2f₁低于截止频率f_t，后者等于第二调制电信号s₂的频段下限。

导频音调s_f通过可变衰减器8和加节点6，注入电光调制器100的偏置端口919。

有利的是，可变衰减器8能以与例如为V_π的5％的电压V_π保持紧密关系的方式固定导频音调s_f的幅值。

在出现该导频音调s_f时，电光调制器100就在输出端产生一光信号，包括频率为f₁的分量、频率为2f₁的二次谐波分量和高次谐波(3f₁等)

高于一次尤其是那些偶次谐波的幅值，随着电光调制器100的工作点离开最佳工作点Q而增大，如图3所示。

申请人观测到，在电光调制器行为理想时，假定其传递特性具有完美的性线度，则调制的光信号b₂的光谱应具有与第二调制光信号s₂的光谱同样的形状。

正如以后将要详述的那样，申请人在实验中观测到，若不用补偿电路250，二次谐波分量b_2f会淹没在背景噪声里。

换言之，调制的光信号b₂的光谱，除了含有其频段下限值为f_t的第二调制信号s₂谱以外，还包含低频分量，即频段低于f_t的所述背景噪声。

申请人通过实验观察到，该背景噪声具有谱线更稠密的光谱，对于第一调制电信号给定的比特率r_b而言，随着字长M增大，这些谱线最终形成一连续谱。

申请人还要指出，该噪声的幅值谱，其形状可再现第一调制电信号低频幅值谱的形状。

具体而言，该噪声的谱分量被某一值间隔开，该值约等于调制信号比特率与字长之比r_b/M，其方式类似于第一调制电信号s₁谱受增益或相位因数影响而出现的情况。

存在这种背景噪声的原因可能在于拍频，尤其是奇次拍频，在电光调制器100中，它出现在被第二调制信号的量r_b/M间隔开的高频谱分量之间。这些奇次拍频或互调制产物可重建第一调制信号的低频分量。奇次互调制归于这样一个事实，即虽然该电光调制器的工作点处于前述的拐点Q(相当于可消除偶次非线性)，但是所应用的数字型调制要求利用该调制器的一部分输入输出特性曲线，而该特性曲线那么宽，呈现不出线性形状。

补偿电路250由一小部分第一调制电信号产生补偿信号s_c。

一小部分第一调制电信号s₁通过高通滤波器2截断其直流分量后送到放大器级3，后者除将其进入合适电率外，还截断了高频分量。

利用选用的相移器4(其功能在后面再详述)，把如上述滤波的该一小部分第一调制电信号s₁加到接至偏置端口919的加节点6的减去输入端5。

这样，就把补偿信号S_c注入电光调制器100，该信号的幅值谱因受到增益系数的影响，形状与第一调制信号s₁的低频形状一样，其其相位谱的符号与所述第二信号s₂的相位谱符号相反。

补偿信号s_c在电光调制器100内与调制的b₂互作用，对b₂作进一步调幅。由于补偿信号S_c与该噪声为同幅反相，这一调幅作用导致衰减了出现在调制的光信号b₂中的噪声。

应该指出，本发明图4的特定实施例中，补偿信号S_c是通过滤波、放大与相移等线性处理从第一调制的信号s₁中得到的。

由于补偿信号s_c与调制的光信号的互作用，在电光调制器100输出端消除了大量光信号谱里的低频背景噪声。

较佳地，所述噪声的幅值就衰减至少10dB，更佳地衰减至少15dB，还要佳地衰减至少20dB。

分光器230取出一小部分呈现在光输出端105的光信号的光功率。

该一小部分光功率被送至接收器12，后者将其转换成反馈电信号s_r。

将反馈电信号s_r送给放大器级13，再送给带通滤波器14，选出含二次谐波2f₁的频段。

该信号在模拟乘法器11中与从振荡器7得到的信号相乘，其频率由倍频器9倍增。

模拟乘法器11的输出包括一直流分量和这些信号进入所述乘法器的二次拍频。

该拍频基本上被低通滤波器16消除。

直流分量值取决于偏置信号s_p与其优化值的偏差，因为它取决于电光调制器100输出端该信号里存在的二次谐波b_2f的幅值。

离开低通滤波器16的该信号进入差动放大器17与参考信号18作比较。差动放大器17提供一定电率的偏置信号s_p。使电光调制器100工作于最佳工作点Q。

申请人观测到，应用补偿电路250有利于消除出现在带通滤波器14输入端以二次谐波频率2f₁为中心的背景噪声，不然若用带通滤波器14滤除，则该背景噪声会使放大器15饱和，或至少引起离开放大器15的信号的扰动，继而使偏置信号s_p扰动。

申请人还观测到，没有补偿电路250，则离开放大器15的信号因噪声与第一调制电信号相关而引起的扰动，会涉及具有某一截止频率的低通滤波器16，使之消除不了这类扰动。

由于低通滤波器16的截止频率一般为几赫芝量级，所以其时间常数决定了偏置点控制电路200的总时间常数。例如，为消除所述噪声引起的扰动而把该低通滤波器的截止频率降到几百mHz量级的值，就会增大低通滤波器16的时间常数和控制电路200的总时间常数。

申请人指出，控制电路200总时间常数的这一增大，会限制该电路的动态范围，在控制诸如例如因热冲击或数据信号瞬间强烈扰动造成的工作点迅速变化方面发生问题。

申请人还要指出，低通滤波器16的时间常数增大，使控制电路200的校正工作更费时间，甚至不可行。校正工作是改变加给差动放大器17的参考信号18，评估该电光调制器的响应特性。低通滤波器16的时间常数为几百mHz量级，产生的响应时间可长达10～15秒，校正变得相当困难。

图4装置的补偿电路250在校正时，要把分光器230的另一输出端接至光接器，如光电二极管，再接至谱分析仪。

在没有补偿电路250时，先观测调制的光信号在电光调制器100输出端的光谱，然后接上补偿电路250，并调节可变增益放大器3，直到优化了上述的补偿作用，得到背景噪声幅值充分减小的二次谐波频率的反馈信号。

把选用的相移器4插入补偿电路250，旨在补偿引入补偿信号s_c的任何相位差。

申请人通过实验观测到，对偏置电极和RF电极应用单一电气结构的101型电光调制器，会出现这些相位差。

在这种场合中，在执行校正电路250的步骤期间，要以某种方式调整相移器4和可变放大器3，至少在控制电路200使用的频段内抵消该噪声。

在本发明的第二特定实施例中，使用了参照图2所描述的电光调制器102。

此时，补偿信号S_c不仅可像上述那样加到偏置端口919，还可加到RF端口918。

在这方面，图5示出包括电光调制器102的光学发射器930和插在退耦电容器C2的输出端与RF端口918之间的加节点6′。

图5中，与图4所示同类型元件用同样标号表示。

补偿电路250接至该加节点6′的减去输入端。

离开经加节点6′接至RF端口918的补偿电路250的补偿信号s_c，从RF电极128向热电极130传播，使呈现在调制的光信号b₂里的噪声以前述同样的方式被调制。

图5光学发射器的工作原理与参照图4描述的情况相似，本领域的技术人员从前述情况已明白。

每当RF电极不包含会妨碍其想热电极传输的滤波元件时，可把补偿信号S_c加到电光调制器的RF端口918。

顺便提一下，本发明还能有利地应用于这样一种场合，即把第一调制信号S₁直接加到102型电光调制器的RF端口918，不作消除其低频分量的滤波。

如参照图5来研究一种光学发射器，对该光学发射器而言，并不存在包括第一退耦电容器915、放大器级916和第二退耦电容器917的电气系列，或者其截止频率并不阻断信号加给端口903a的低频分量。

在本发明该实施例中，补偿信号可以加到图5所示的RF端口918或图4的偏置端口919。

此时，调节放大器级3，产生具有某一幅值的补偿信号S_c，从而补偿所述噪声和低频分量二者，这些低频分量出现在调制的光信号b₂里，对应于第一调制电信号的低频分量。此时，补偿信号S_c的幅值大于只补偿该噪声所需的幅值。

图6示出本发明一替代实施例，它包括一光学发射器940，其中补偿电路250接至模拟乘法器19，而后者电气连接至加节点6＂插在光接收器12输出端与放大器级13输入端之间的减去输入端。

模拟乘法器19还利用其另一输入端接至低通滤波器20，而后者接至光接收器12的输出端。

低通滤波器20能在其输出端提供直流电信号，其幅值与离开光接收器12的电信号的平均功率相关；该滤波器例如是一种常规RC滤波器。

模拟乘法器19能有利地向加节点6＂提供一电信号，其幅值等于离开补偿电路250的信号与离开低通滤波器20的直流信号的乘积。

一例适用于该目的的乘法器是BURR-BROWN(美国)生产的MPY634型。

光学发射器940使用的其它装置与前述装置同类型，所以用同样标号表示，不再予以描述。

偏置点控制电路200的工作情况和载波信号的调制，与参照发射器903描述的相类似。

电光调制器100再生的噪声按下述方法减小。

分光器230取出输出端105上光信号的一小部分功率，并利用光接收器12转换为电信号。

如上所述，其谱形状再现第一调制信号低频谱形状的噪声，会出现在调制的光信号b₂包含二次谐波2f₁的频段内。

如上所述，补偿电路250提供的信号，其幅值谱形状与该噪声的幅值谱形状相同。该信号以相反的相位通过节点6＂加到反馈信号，由此衰减了该噪声。

这样就使偏置点控制电路200正确地操作。

低通滤波器20和模拟乘法器19有利于使补偿信号的幅值谱电率与反馈信号平均电率的变化自动匹配。具体而言，无论是因为源240不希望有的不稳定性，还是因为由位于电光调制器100输出端105的合适的光衰减器或放大器所产生的衰减或放大作用，调制的光信号的功率都会发生变化。

调制的光信号的这些功率变化，对应于反馈电信号S_r在光接收器12输出端呈现的功率变化。离开低通滤波器20的直流信号的幅值，按反馈电信号S_r的功率扰动而变化。

模拟乘法器19把该直流信号与离开补偿电路250的信号相乘，产生补偿电信号S_c′，其幅值与反馈电信号S_r的功率相关。

补偿电信号S_c′从进入加节点6＂的反馈电信号S_r中减去，对噪声产生衰减作用。

通过以下申请人所作的实验，本发明的诸优点就更清楚了。

实验1

使用的装置示于图7，包括电气连接至电光转换器902的伪随机位序列发生器(PRBS)901’，转换器902的光输出接至雪崩光电二极管(APD)912作光电转换。

雪崩光电二极管912接至放大器913和数据时钟恢复单元914，后者接至光学发射器903′的输入端903a。

将合适的光衰减器904置于电光转换器902与雪崩光电二极管912之间。

光衰减器904配备的光纤把光学发射器903′的输出端903b接至连接器905。

该连接器905能接至连接器906或907。

连接器906接至光电二极管908，后者通过常规的互阻抗放大器909接至谱分析仪910。

连接器907接至取样示波器911。

使用的PRBS901’是Anritsu制造的MP1650A型“脉冲图形发生器”，能产生比特率为0.05～3GHz的位序列；尤其是，该实验使用了2.488Gbit/s比特率。

常规型电光转换器902包括驱动器和激光二极管。

使用的光电二极管908由New-Focus制造，而谱分析仪910是HewlettPackard制造的HP3589型“低频谱分析仪”，频段为10Hz～150MHz。

取样示波器911是Hewlett Packard制造的HP83480A型“数字通信分析仪”

光学发射器903′类似于参照图4描述的光学发射器。

输入端903a通过电容C1＝100nf的第一退耦电容器915接至放大器级916，后者包括的“调制器驱动器”916(NTT Electronics公司的NLG4901P型)的阻抗为50Ω，利用电容C2＝100nF的第二退耦电容器917接至电光调制器102的RF端口918。该电路在端口903a与RF端口918之间的截止频率f_t约为30kHz。

该实验使用并参照图2示意描述过的调制器102，是申请人制造的电光调制器。

偏置端口919接至加节点6，而电光调制器102的光输出端105接至熔融型光纤的分光器230。

所述分光器230光学连接至前面参照图4描述的控制电路200。

包括在偏置点控制电路200内并示于图4的带通滤波器14，能滤除二次谐波分量，中心位于2kHz频率附近，带宽从100Hz延伸至200Hz。

能使补偿电路250与加节点6连接或断开的开关920，置于加节点6与补偿电路250之间。

在第二调制电信号s₂加到RF端口918时，调制器102能调制激光器240产生的光载波信号b₁。本实验应用的激光器240是一种DFB激光器，能以光同学你系统典型的波长如波长范围为1520～1602nm产生光束。

图7装置的工作原理如下。

PRBS901′产生的位序列经转换器902转换为光信号，送至雪崩光电二极管912。

雪崩光电二极管912把该光信号转换成电信号，该电信号经放大器913放大后发射给数据时钟恢复单元914而恢复其时序。

第一调制电信号s₁呈现在时钟恢复单元914的输出端并送至输入端903a，然后送至第一退耦电容器915，再送至调制驱动器916，后者将其电率抬高到适合驱动电光调制器102的值。

离开调制驱动器916的信号通过退耦电容器917送至电光调制器102的RF端口918，在该特定实验中，退耦电容器917截断该信号中频率低于约30kHz的谱分量。

在第二调制电信号S₂加到RF端口918时，电光调制器102对来自激光器240的光载波信号b₁作调幅，产生一调制的光信号b₂。

如上所述，控制电路200产生导频音调S_f，尤其是其频率f₁约为1kHz，而偏置信号S_p通过检测频率为2f₁的所述二次谐波分量形成，在本实验中，2f₁等2kHz。这两种信号都通过加节点6注入偏置端口919。

申请人用PRBS901′产生了不同长度M(2⁷-1，2¹⁵-1，2²³-1，2³¹-1)、比特率r_b＝2.488Gb/s的位序列，并把这些序列转换为光信号后加到光学发射器903’的端口903c。

用连接器907把取样示波器911接至连接器905，在开光920断开时，即不用补偿电路250时，申请人观测到离开光学发射器903′的该信号。

对于长度M＝2³¹-1的序列，申请人在取样示波器911上记下了相应图象的扰动。

应用谱分析仪910，申请人利用接至连接器905的连接器906，还观测了光学发射器903′输出信号的光谱。

光学发射器903′的输出信号被光电二极管908转换为电信号，由放大器909适当放大。

图9a示出在出现长度M＝2³¹-1的随即序列时，在谱分析仪910上观测到的100Hz～5kHz的谱。

该图示出的峰值约-30dBm，对应于导频音调s_f，频率约970Hz，背景噪声平均电压约-70DBm。

频率约2kHz，用于产生偏置信号s_p的二次谐波分量，淹没在该背景噪声里。

申请人已指出，带宽从100Hz延伸到200Hz的带通滤波器14，从该背景噪声中鉴别不出2kHz的二次谐波分量，由于导频音调的关系，该分量的幅值约比1kHz的峰值小50～60dB。

包含在低通滤波器14频段中的该噪声到达控制电路200后，会造成偏置信号S_p扰动，活使偏置点控制电路200的放大器级15饱和。

这类扰动对应与上述取样示波器911的图象振荡。

申请人观测到，在极端条件下，电光调制器工作点的振荡还会在接收器上引起误差概率BER(比特误差率)的扰动。

于是，在出现长度M＝2³¹-1、比特率r_b＝2.488Gb/s的随机位序列时，申请人观测到了信号离开发射器903′的谱。

加到光学发射器903′的端口903a、对应于所述位序列的第一调制电信号S₁，如前述情况一样，呈现出一频谱，以频率计，诸谱峰的间隔值等于该字的重复频率，比如设为r_b/M＝2.488 109/(223-1)Hz≈300Hz。

在分析仪910上观测到的该谱示于图10a。

除了1kHz的音调外，还可以注意到一种噪声，其振幅峰值大于图9a所示的噪声的振幅峰值；尤其是这些峰值的最大幅值月-50dBm，间隔约300Hz。

申请人观测到，该噪声谱的形状与第一调制信号S₁的谱形一样，其特征在于谱峰间隔约300Hz。

申请人认为，对于M＝2²³-1，观测到的谱线之间的距离可用合适的滤波器来鉴别二次谐波分量。

然而，对于长度M＝2²³-1，若2kHz的二次谐波叠加在某条谱线上，则偏置点控制电路200的放大器级15无疑已饱和了。

实验2

申请人还利用图11的装置分析了光学发射器903′的输出，并且考虑到FEC帧的存在。

图11的装置包括的SDH信号发生器901接至电光转换器902，后接带FEC编码921的应答器。

带FEC编码921的应答器的输出接至雪崩光电二极管912，光电二极管912的电输出接至放大器913和数据时钟恢复单元914，而后者接至光学发射器903’的输入端903a。

光学发射器903’的输出端903b接至光电二极管908，再通过放大器909接至谱分析仪910。

使用的SDH信号发生器901是Wandel和Geltermann制造的“先进网络测试”样机。

使用的带FEC编码921的应答器由Pirelli-Quante制造。

图12中的其它元件与上述实验1使用的元件一样，所以用同样标号表示。

尤其对于这种实验测试，申请人将开关920保持断开；换言之，不使用补偿电路250。

申请人用发生器901产生一位序列，其长度M＝2²³-1，比特率为2.488Gb/s。

该位序列在电光转换器902中转换为光学心事后，送给带FEC编码921的应答器，从中显现出比特率r_FEC＝2.666Gb/s，字长M_FFC＝(2¹³-1)(2²³-1)。

该光学序列在光电转换器912中转换成电信号，并在放大器913中适当放大。

通过时钟恢复单元914恢复时序后，就产生第一调制电信号S₁并送至光学发射器903′的端口903a。

第一调制电信号s₁有一频谱，其谱峰以频率分开距离R_FEC/M_FEC＝2.666109/(2¹³-1)(2²³-1)Hz＝38mHz。

图12a示出在谱分析仪910上观测到的出现在光学发射器903′输出端903b的信号谱。

除了频率为f₁的音调外，还注意到类似于图9a的背景噪声，由此产生前述的诸问题，即会扰动偏置信号，并且可能使包含在控制电路200中的放大器15饱和。

实验3

接着，申请人测量了用与实验1和2同样的位序列调制的光信号的光谱，但此时应用了补偿电路250，即合上图8的开关920。

用上述装置作这些测量。

尤其是，补偿电路250的高通滤波器2包括一电阻为1kΩ的电阻器和一电容为1μF的电容器，它们串接成高通滤波器，能截断频率低于159Hz的分量。

顺便提一下，高阻抗放大器级3的阻抗大于1MΩ，能截断高于约10～20kHz的谱分量。

图9b对加到RF端口918的长度M＝231-1的位序列，示出了离开光学发射器903’的信号谱。

在该图中可以看出，1kHz的谱峰与导频音调相关，还可看到，噪声电率比图9a的低得多。

具体而言，在2kHz附近，噪声比图9a减小约20dB，而图9a对应于不用补偿电路250的情况。

再者，用取样示波器911观测，未看出图象扰动，即示波器视图无扰动。

减小噪声电率可得到能更容易与该噪声区别开来的2kHz二次谐波分量。

在图9b中看不出2kHz的二次谐波分量，原因是控制电路200的校正作用和背景噪声衰减把它忽略了。

在有长度M＝2²³-1的位序列的情况下，申请人还分析了离开光学发射器903’的光信号谱。

在示出该谱的图10b中，可以看出，当使用补偿电路250时，噪声被衰减了20dB。

利用图11的电路，当信号被包含FEC帧的位序列调制时，申请人还分析了离开光学发射器903′的该信号的谱。

图12b示出测量的谱图。

当对同一调制电信号将图12b与图12a作比较时，可以发现，在有补偿电路250时，2kHz附近的噪声减小了约10～15dB。

图9a和12a分别示出在有字长M＝2³¹-1的SDH信号和FEC信号情况下的离开光学发射器903’的光信号谱，图中看不出背景噪声，而且无法区分分别被r_b/M＝2.488 10⁹/2³¹-1＝1.15Hz和r_fec/M_FEC＝2.666 10⁹/(2¹³-1)(2²³-1)Hz＝38mHz间隔开的诸谱峰。

其原因在于，分辨率为18Hz的光接收器908不能用来鉴别堆积得过于稠密的谱线。

Claims

1.一种外部调制型光学发射器(903、930；940)，其特征在于包括：

光源(240)，能产生光载波信号；

电光调制器(100)，能接收调制电信号与偏置信号，所述调制器包括：

用于所述源产生的光载波信号的光输入端(104)，

至少一个电输入端(918；919)，用于调制的光信号的光输出端(105)；

耦合至所述光输出端的光电接收器(12)，能把至少一部分调制的光信号转换成反馈电信号，并让它出现在电输出端；

控制电光调制器工作点的电路(200)，它接至光接收器的所述输出端，根据所述反馈电信号产生所述偏置电信号；

补偿电路(250)，用于产生能与调制的光信号互作用的补偿信号，所述补偿电路包括：

用于在所述调制电信号被提供给所述电输入端之前取出其一小部分的输入端，

至少一个接至所述输入端以反转所述一小部分调制电信号的相位的相移元件(4；6)，

和能接至所述至少一个电输入端(919；918)以实现补偿信号与所述调制的光信号互作用的输出端。

2.如权利要求1的光学发射器，其中所述补偿电路包括至少一个滤波元件(2、3)，用于消除所述一小部分调制电信号里预定的谱分量。

3.如权利要求2的光学发射器，其中所述至少一个滤波元件(2，3)能消除所述一小部分调制电信号里位于所述噪声带以外某一频段中的谱分量。

4.如权利要求3的光学发射器，其中所述至少一个滤波元件(2，3)包括一低通滤波器。

5.如权利要求4的光学发射器，其中所述低通滤波器(3)的截止频率为10kHz。

6.如权利要求1的光学发射器，其中所述补偿电路(250)包括用于所述补偿信号的放大器级(3)。

7.如权利要求1的光学发射器，其中所述至少一个电输入端包括加所述调制电信号的第一端口(918)。

8.如权利要求1的光学发射器，其中所述至少一个电输入端包括加所述偏置信号的第二端口(919)。

9.如权利要求1的光学发射器，其中所述电光调制器包括—马赫-伦德尔干涉仪。

10.一种外部调制型光学发射器(903、930；940)，其特征在于包括：

光源(240)，能产生光载波信号；

用于所述源产生的光载波信号的光输入端(104)，

至少一个电输入端(918；919)，

用于调制的光信号的光输出端(105)；

和能接至光接收器(12)的所述至少一个电输出端以实现补偿信号与所述反馈电信号互作用的输出端。

11.一种产生调制的光信号的方法，其中把光载波信号提供给电光调制器，其特征在于包括步骤：

a)把调制电信号供给所述调制器而得到调制的光信号，

b)把驱动电信号供给所述调制器以在所述调制器输出端产生一反馈光信号，所述反馈光信号能加入与调制电信号相关的噪声，

c)由所述反馈光信号产生一偏置电信号，从而能根据所述反馈信号偏置调制器的工作点，

e)使由所述调制的光信号得到的信号与所述补偿信号互作用，以偏置电信号与所述噪声的形状无关的方式衰减反馈电信号中的所述噪声。

12.如权利要求11的方法，其中所述处理步骤是对所述至少一小部分调制电信号作线性处理。

13.如权利要求11的方法，其中所述互作用步骤包括把所述补偿信号供给所述电光调制器以与调制的光信号引起互作用的步骤。

14.如权利要求13的方法，其中所述互作用步骤包括把所述补偿信号供给所述电光调制器的偏置信号的输入端的步骤。

15.如权利要求13的方法，其中所述互作用步骤包括把所述补偿信号供给所述电光调制器的射频信号的输入端的步骤。

16.如权利要求11的方法，其中所述互作用步骤包括把所述反馈光信号转换成反馈电信号的步骤。

17.如权利要求16的方法，其中所述互作用步骤包括把所述补偿信号加到所述反馈电信号的步骤。

18.如权利要求17的方法，其特征在于还包括步骤：以与反馈电信号的幅值相关的方式修正所述补偿信号的幅值。

19.一种产生具有第一预定频段的信号的方法，其特征在于包括步骤：

a)把光载波信号供给光学调制器，

b)产生一调制电信号，使它与所述第一频段内的第一谱图和第二频段内的第二谱图相关，

c)把包含在第一频段内的所述一部分调制电信号供给所述光学调制器，以产生能在所述第一和第二频段内具有一谱图的调制的光信号，

d)取出至少一小部分所述调制电信号，

e)线性地处理所述至少一小部分调制电信号，以得到包含在所述第二频段内的补偿信号，

f)使从所述调制的光信号里得到的信号与所述补偿信号发生互作用，

g)选择所述互作用信号的相对相位，以衰减调制的光信号的所述第二谱图。

20.一种电光调制器(100)，其特征在于包括：

至少一个电气端口(918，919)，

输入电路(915，916，917)，用于把调制电信号加到所述至少一个电气端口，

线性处理电路(250)，能产生补偿信号，其第一端子接至所述输入电路，以便取出一小部分所述调制电信号，所述线性处理电路包括：

至少一个滤波元件(2，3)，用于消除所述一小部分调制电信号里预定的谱分量，

至少一个相移元件(4，6)，用于反转所述一小部分调制电信号的相位，

能接至所述至少一个电气端口的第二端子，用于把补偿信号加给所述电光调制器。