JP4316212B2 - 光強度変調装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＷＤＭシステムなどの光通信システムに用いられる光送信装置内の光強度変調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
光通信装置に用いられる外部変調器として光強度変調器がある。この光強度変調器には、たとえばＬｉＮｂＯ3を用いたマッハツエンダ型のＬＮ変調器がある。図１０は、ＬＮ変調器を用いた光送信装置の概要構成を示すブロック図である。図１０において、ＬＮ変調器３は、光ファイバ２を介してレーザダイオード（ＬＤ）１に接続され、接続点Ｐ１を介して入力された光信号を、接続点Ｐ２を介して入力される、たとえば１０Ｇｂｐｓの電気信号Ｓ２によって強度変調する。強度変調された光信号は、接続点Ｐ３に接続された光ファイバ４を介して出力される。ここで、ＬＮ変調器３には、モニタフォトダイオード（ＰＤ）３ａが設けられ、このモニタＰＤ３ａによってモニタされた信号Ｓ１０５をもとにバイアス電圧を制御するＬＮ制御回路ＣＣが設けられる。
【０００３】
図１１に示すように、ＬＮ変調器３は、光出力の電圧依存性として、cosの関数である変調曲線を描く。電気信号Ｓ２は、変調曲線Ｌの最大値と最小値との間を駆動電圧Ｖπとして印加する。この場合に電気信号Ｓ２には、変調曲線Ｌの最大値と最小値との間の中点を駆動点Ｐopとすべくバイアス電圧Ｖｂが印加される。なお、このバイアス電圧Ｖｂは小さい方が好ましい。
【０００４】
ところが、ＬＮ変調器３の特性として、このバイアス電圧Ｖｂは、温度による熱ドリフトと経時によるＤＣドリフトが生じ、その結果、動作点Ｐopが変調曲線Ｌの中点から光出力方向（上下方向）にシフトしてしまい、効率的な変調動作ができなくなる。このため、動作点Ｐopが変調曲線Ｌの最大値と最小値との中点に位置するように、上述したＬＮ制御回路ＣＣを用いてバイアス電圧Ｖｂのフィードバック制御を行う。たとえば、ＬＮ制御回路ＣＣは、変調曲線Ｌが電圧の高い方に移動した場合に、ドリフトした分、バイアス電圧Ｖｂを高くし、ドリフトした変調曲線ＬＤの最適な動作点Ｐop´に位置させるバイアス電圧Ｖｂ´に補正する制御を行う。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のＬＮ制御回路ＣＣでは、モニタＰＤ３ａが検出したＤＣ電圧値をもとに現在のバイアス電圧Ｖｂを直接求めるようにしているため、光レベル変動があると、バイアス電圧制御を誤ってしまうという問題点があった。
【０００６】
この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、簡易な構成で、変調曲線Ｌのドリフト値を精度高く求め、精度の高い最適バイアス電圧値に制御することができる光強度変調装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、請求項１にかかる光強度変調装置は、入力された電気信号によって入力された光信号を強度変調し、強度変調された光変調信号を外部出力するとともに、該光変調信号をモニタするモニタ光検出器を有した光強度変調器と、前記電気信号のバイアス電圧を出力するバイアス電圧印加手段と、所定基本周波数のパイロット信号を生成するパイロット信号出力手段と、前記バイアス電圧と前記パイロット信号とを重畳し前記光強度変調器に印加する重畳手段と、前記モニタ光検出器が検出した光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出すフィルタと、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御手段と、を備え、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以内であることを特徴とする。
【０００８】
請求項１の発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにするとともに、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以内となるように設定し、これによって、光強度変調器のバイアス電圧制御と光強度変調器から出力される光信号との最適化を図り、消光比の低下やクロスポイントの低下を生じさせないようにしている。
【０００９】
また、請求項２にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記パイロット信号に同期させて前記フィルタから出力された信号をサンプリングするサンプリング手段を備え、前記制御手段は、前記サンプリング手段が出力したサンプリング値をもとに前記バイアス電圧の制御を行うことを特徴とする。
【００１０】
また、請求項３にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記２倍高調波成分の振幅値の符号の正負をもとに前記ドリフトの方向を判定し、該ドリフトが零になるように前記バイアス電圧を制御することを特徴とする。
【００１１】
また、請求項４にかかる光強度変調装置は、入力された電気信号によって入力された光信号を強度変調し、強度変調された光変調信号を外部出力するとともに、該光変調信号をモニタするモニタ光検出器を有した光強度変調器と、前記電気信号のバイアス電圧を出力するバイアス電圧印加手段と、所定基本周波数のパイロット信号を生成するパイロット信号出力手段と、前記バイアス電圧と前記パイロット信号とを重畳し前記光強度変調器に印加する重畳手段と、前記モニタ光検出器が検出した光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出すフィルタと、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する算出バイアス電圧をシフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御手段と、を備え、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以上であることを特徴とする。
【００１２】
請求項４の発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する算出バイアス電圧をシフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにし、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以上であっても、光強度変調器から出力される光信号との最適化を図り、消光比の低下やクロスポイントの低下を生じさせないようにしている。
【００１３】
また、請求項５にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記光変調信号の消光比が高くなる方向に前記算出バイアス電圧を所定値シフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御を行うことを特徴とする。
【００１４】
また、請求項６にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記パイロット信号に同期させて前記フィルタから出力された信号をサンプリングするサンプリング手段を備え、前記制御手段は、前記サンプリング手段が出力したサンプリング値をもとに前記算出バイアス電圧を求めることを特徴とする。
【００１５】
また、請求項７にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記２倍高調波成分の振幅値の符号の正負をもとに前記ドリフトの方向を判定し、該ドリフトが零になるように前記算出バイアス電圧を求めることを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、この発明にかかる光強度変調装置について説明する。図１は、この発明の実施の形態である光強度変調装置を含む光送信装置の概要構成を示すブロック図である。図１において、この光送信装置は、ＬＮ変調器３とＬＮ制御回路５とからなる光強度変調装置を有し、ＬＮ変調器３は、接続点Ｐ１を介して接続された光ファイバ２に接続されるとともに、接続点Ｐ３を介して光ファイバ４に接続される。
【００１７】
ＬＮ変調器３は、図１２に示したＬＮ変調器３と同じであり、ＬｉＮｂＯ３を用いたマッハツェンダ型の光強度変調器である。ＬＮ変調器３には、接続点Ｐ２を介してたとえば１０Ｇｂｐｓの電気信号Ｓ２が入力され、ＬＮ変調器３は、光ファイバ２に接続されたＬＤ１から送信される光信号Ｓ１を電気信号Ｓ２によって強度変調し、この変調された光信号Ｓ３を光ファイバ４に出力する。
【００１８】
ＬＮ変調器３は、強度変調時における漏れ光信号をモニタするモニタＰＤ３ａを有するとともに、ＬＮ制御回路５に接続され、モニタＰＤ３ａが検出した信号Ｓ５は、接続点Ｐ５，Ｐ７を介してＬＮ制御回路５側に出力される。一方、制御されたバイアス電圧Ｖｂと変調曲線Ｌのドリフトを検出するためのパイロット信号Ｖａとが重畳された信号Ｓ４は、接続点Ｐ６，Ｐ４を介してＬＮ変調器３側に出力される。
【００１９】
ＬＮ制御回路５では、電流電圧変換部１１が、接続点Ｐ７を介して入力された信号Ｓ５の電流値を電圧値に変換し、バンドパスフィルタ１２が、この変換された電圧信号のうちのパイロット信号Ｖａ成分とこのパイロット信号Ｖａの２倍高調波成分とを通過させるフィルタリングをし、アンプ１３に出力する。アンプ１３は入力された信号を増幅し、ＡＤコンバータ１４に出力し、ＡＤコンバータ１４は入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換してコントローラＣに出力する。
【００２０】
コントローラＣは、ＡＤコンバータ１４によってサンプリングされたデジタル信号の値をもとに、変調曲線Ｌのドリフトを検出し、このドリフトに対応したドリフト値を加味したバイアス電圧制御値をＤＡコンバータ１５に出力する。ＤＡコンバータ１５から出力されたバイアス電圧制御値のアナログ値はアンプ１６を介してバイアス電圧Ｖｂとして加算器２０に出力される。一方、発振器としてのシンセサイザ１７からは、たとえば１ｋＨｚの正弦波であるパイロット信号Ｖａが出力され、アンプ１８を介して所定値に増幅された後に加算器２０に出力される。なお、シンセサイザ１７から出力された１ｋＨｚのパイロット信号はコンパレータ１９を介してパイロット信号の同期信号が生成され、コントローラＣに出力される。コントローラＣは、コンパレータ１９から入力された同期信号をもとに、上述したＡＤコンバータ１４のサンプリング制御を行うとともに、ＤＡコンバータ１５の制御を行う。加算器２０は、上述したバイアス電圧Ｖｂとパイロット信号Ｖａとを加算重畳し、信号Ｓ４として接続点Ｐ６，Ｐ４を介してＬＮ変調器３側に出力される。
【００２１】
ここで、コントローラＣによるパイロット信号Ｖａを用いたバイアス電圧制御動作について説明する。なお、変調曲線Ｌのドリフト値を「Ｖ０」とし（図１１参照）、パイロット信号Ｖａの周波数を「ｆp」とする。したがって、パイロット信号Ｖａは、Ｖp・sin（２π・ｆp・ｔ）となる。また、制御電圧「Ｖπ」の値を「１」とする。この場合、バンドパスフィルタ１２から出力される信号Ｓは、Ｃfを定数として、
Ｓ＝Ｃf・sin（２π・ｆp・ｔ）
＋０．２５・Ｃf・π2・（Ｖｂ＋Ｖ０）・Ｖｐ・cos（４π・ｆp・ｔ）
・・・（１）
として表せる。式（１）右辺の第１項は、周波数ｆp成分（基本波成分）の正弦波であり、第２項は、基本波ｆp成分の２倍高調波（２ｆp）成分の余弦波である。
【００２２】
ここで、基本波ｆp成分に対する２倍高調波２ｆp成分の比αは、
α＝０．２５・π2・（Ｖｂ＋Ｖ０）・Ｖp ・・・（２）
となる。なお、式（２）において制御電圧Ｖπが「１」でない場合には、比αは式（２）に示した比αを制御電圧Ｖπの値で除算した値となる。この比αの（Ｖｂ＋Ｖ０）依存性は、図２に示すように、（Ｖｂ＋Ｖ０）が０近傍で急激に小さくなる特性を呈し、コントローラＣは、比αを求めることによって、（Ｖｂ＋Ｖ０）の値を求めることができる。
【００２３】
たとえば、図３に示すように、２倍高調波２ｆpに対応させて、基本波ｆpの１周期に対してＡＤコンバータ１４が８つのサンプリング点ＳＰ０〜ＳＰ７でサンプリングし、各サンプリング点ＳＰ０〜ＳＰ７に対応したサンプリング値をそれぞれサンプリング値ｘ（０）〜ｘ（７）とすると、基本波ｆp成分β１は、
β１＝０．５√（（ｘ（０）−ｘ（４））2＋（ｘ（２）−ｘ（６））2）
・・・（３）
として求めることができ、２倍高調波２ｆp成分β２は、
β２＝０．２５√（（ｘ（０）−ｘ（２）＋ｘ（４）−ｘ（６））2
＋（ｘ（１）−ｘ（３）＋ｘ（５）−ｘ（７））2） ・・・（４）
として求めることができる。ここで、パイロット信号Ｖａの振幅Ｖpは既知であるので、式（２）〜（４）を用いて比αを求めることができ、（Ｖｂ＋Ｖ０）の値を最終的に求めることができる。
【００２４】
ここで、ＬＮ制御回路５の電源投入時においてはバイアス電圧Ｖｂ＝０であるため、コントローラＣが算出する（Ｖｂ＋Ｖ０）＝Ｖ０によって初期のドリフト値Ｖ０を知ることができる。したがって、コントローラＣは、ＤＡコンバータ１５に対して、このドリフト値Ｖ０を相殺すべき初期のバイアス電圧Ｖｂ＝−Ｖ０を与える。コントローラＣは、その後のドリフト値Ｖ０を相殺すべく、（Ｖｂ＋Ｖ０）の値が０となるバイアス電圧Ｖｂを印加する制御を行うことになる。この場合、図２に示すように、（Ｖｂ＋Ｖ０）は０において比αが急激に小さくなるため、ドリフトを補正するバイアス電圧Ｖｂを精度高く与えることができる。
【００２５】
ところで、電源投入時においてドリフト値Ｖ０の絶対値を知ることができるが、式（３）および式（４）は、平方根の計算であるため、新規のドリフト値Ｖ０の正負は未知である。しかし、図３において、基本波ｆpのゼロクロス時に、正の値のドリフト値をもつ２倍高調波２ｆpの値の符号と、負の値のドリフト値をもつ２倍高調波２ｆp´の値の符号とが反転しており、この関係をもとにドリフト値Ｖ０の正負を判定することができる。すなわち、サンプリング値ｘ（０），ｘ（２），ｘ（４），ｘ（６）を用いた値γによって正負を判定することができる。
γ＝ｘ（０）−ｘ（２）＋ｘ（４）−ｘ（６） ・・・（５）
この値γが正のとき、ドリフト値Ｖ０は正であるので、このドリフト値Ｖ０を相殺するため、コントローラＣはバイアス電圧Ｖｂを負の値としてＤＡコンバータ１５に出力し、値γが負のとき、ドリフト値Ｖ０は負であるので、このドリフト値Ｖ０を相殺するため、コントローラＣはバイアス電圧Ｖｂを正の値としてＤＡコンバータ１５に出力する。
【００２６】
換言すると、式（１）に対応した信号Ｓは、Ｓ＝Ａsin（２πｆpｔ）＋Ｂcos（２π２ｆpｔ）と置き換えることができ、この実施の形態では、２倍高調波成分の振幅値Ｂの符号の正負によってドリフトずれの方向を判定するようにしている。
【００２７】
この実施の形態では、パイロット信号Ｖａを生成し、変調曲線Ｌの非線形によって生じる２倍高調波２ｆpのサンプリング値をもとにドリフト値Ｖ０を大きさと正負とを判定し、このドリフト値Ｖ０を補正したバイアス電圧を生成するようにしているので、精度の高い動作点制御を行うことができる。
【００２８】
ところで上述した実施の形態におけるＬＮ制御回路３は、上述したドリフトを補正する際、モニタＰＤ３ａが検出したパイロット信号の基本波ｆp成分と２倍高調波２ｆp成分とを用い、特に２倍高調波２ｆp成分を用いてバイアス電圧を制御していた。しかしながら、２倍高調波２ｆp成分のみを用いた制御を行った場合、ＬＮ変調器３によって変調された本来の光信号Ｓ３が効率的に変調された光信号とならない場合が生じ、伝送品質の劣化につながる。
【００２９】
図４は、駆動電圧Ｖπと同じ振幅値「４．８ＶP-P」をもつ電気信号Ｓ２をＬＮ変調器３に印加した場合におけるモニタＰＤ３ａの基本波ｆpおよび２倍高調波２ｆpの受信レベルと、光信号Ｓ３の消光比Ｒとの各バイアス電圧依存性を示した図である。この場合、バイアス電圧Ｖｂは、ＬＮ制御回路５によって２倍高調波２ｆpの最小値である３．１４Ｖに制御される。なお、この場合におけるパイロット信号Ｖａの振幅値は、「４５０ｍＶP-P」である。図４に示すように、バイアス電圧Ｖｂが３．１４Ｖである場合、消光比Ｒは最適値（最大値）となっていない。消光比Ｒが最適値となるのは、バイアス電圧Ｖｂが約３．０５Ｖのときであり、バイアス電圧Ｖｂが３．０５Ｖのときとバイアス電圧Ｖｂが３．１４Ｖのときとの消光比Ｒの差は、約０．４ｄＢとなる。
【００３０】
また、この場合におけるアイパターンのクロスポイントＰｃは、約４５％となり、最適値５０％からずれたところに位置する。なお、図６に示すように、クロスポイントＰｃは、データ信号がオンオフによって交差する点であり、受信器側におけるオン／オフ判定時における閾値の値に一致させるのが好ましい。この消光比Ｒの減少およびクロスポイントＰｃの低下は、光信号Ｓ３を受信する受信器側における信号誤りを生起させ、伝送品質の低下を招く。
【００３１】
このため、図７に示すように、駆動電圧Ｖπの約８８％の振幅値「４．２２ＶP-P」をもつ電気信号Ｓ２をＬＮ変調器３に印加し、上記と同様に、バイアス電圧Ｖｂに「４５０ｍＶP-P」のパイロット信号Ｖａを重畳している。この場合、図８に示すように、バイアス電圧Ｖｂは、２倍高調波２ｆpの最小値である約３．２３Ｖに制御され、このとき消光比Ｒ（ＰＡ／ＰＢ）の低下はなく、最大値となり、さらに、図９に示すように、このときのクロスポイントＰｃは５０％となる。すなわち、このときのＬＮ制御回路５によるバイアス電圧制御は、光信号Ｓ３の変調出力の最適化に一致している。
【００３２】
図４および図５に示した結果が、光信号Ｓ３の変調出力の最適化になっていないのは、電気信号Ｓ２の振幅値が駆動電圧Ｖπと同じであり、この電気信号Ｓ２が変調時においてさらにパイロット信号Ｖａが重畳されるため、変調曲線Ｌによって大きな歪みを招来しているからだと考えられる。一方、図８および図９に示した結果が、光信号Ｓ３の変調出力の最適化となっているのは、電気信号Ｓ２の振幅値とパイロット信号Ｖａの振幅値との合算値が、駆動電圧Ｖπとほぼ同じになっており、ＬＮ制御回路５に余分な歪みをもった２倍高調波２ｆpが入力されていないためと考えられる。したがって、消光比Ｒの最適化時は、電気信号Ｓ２の振幅値とパイロット信号Ｖａの振幅値との合算値が、駆動電圧Ｖπと同じときである。なお、図４に示した消光比Ｒの値は１４．２ｄＢ強であるが、図８に示した消光比Ｒの値は１４．２ｄＢ弱であり、消光比Ｒが約０．０５ｄＢ劣化している。しかし、これは電気信号Ｓ２の振幅値が８８％になったからであり、図４に示したように、約０．４ｄＢ劣化した場合に比してそのオーダーが異なる。
【００３３】
なお、上述した実施の形態では、２倍高調波２ｆpの最小値と消光比Ｒの最大値とを一致させるものであったが、逆に、ＬＮ制御回路５は２倍高調波２ｆpの最小値にバイアス電圧を制御せずに、消光比Ｒが最大となるバイアス電圧に制御するようにしてもよいし、２倍高調波２ｆpの最小値以外の点にバイアス電圧を制御するようにしてもよい。この場合、電気信号Ｓ２の振幅値は駆動電圧Ｖπと同じにすることができ、消光比Ｒの最大化を図ることができるとともに、クロスポイントＰｃも５０％となる。
【００３４】
たとえば、電気信号Ｓ２が駆動電圧Ｖπと同じで、そこにパイロット信号Ｖａを印加した場合は、既に説明したように図４のような関係になる。このような場合において、2倍高調波２ｆpと基本波ｆpの比αが、ある所定値、この場合だと約−４８ｄＢ（−１８ｄＢと−６６ｄＢとの差分）になるように制御をすればよい。ただし、このような関係が現れる動作点として、３．０５Ｖ、３．３Ｖがある。このどちらかに制御するかという点について、図４のように、２倍高調波２ｆpの最小点に対して消光比Rの最大点が、より小さいバイアス電圧であるという関係が既知であるので、小さいほうの電圧を選択すればよい。また、その逆の関係であった場合には大きい電圧として３．３Ｖを選択すればよい。
【００３５】
すなわち、電気信号Ｓ２の振幅値とパイロット信号Ｖａの振幅値の合算値が駆動電圧Ｖπ以上の場合にバイアス電圧Ｖｂをシフトする制御を行う。この場合、ＬＮ制御回路５は、バイアス電圧Ｖｂを、２倍高調波２ｆpの最小値から消光比Ｒが最大値となる方向に所定値シフトさせる補正制御を行うことによって、パイロット信号Ｖａの２倍高調波２ｆpを用いた制御をそのまま利用することができる。この所定値は、予め決定しておいてもよいし、演算によって求めてもよい。ここで、ＬＮ制御回路５は、バイアス電圧Ｖｂを消光比Ｒが最大値となる点にシフトさせることが好ましいが、これに限らず、２倍高調波２ｆpの最小点に対応する消光比Ｒ以上の値に制御できるようにバイアス電圧Ｖｂをシフトしてもよい。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにするとともに、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以内となるように設定し、これによって、光強度変調器のバイアス電圧制御と光強度変調器から出力される光信号との最適化を図り、消光比の低下やクロスポイントの低下を生じさせないようにしているので、この光強度変調器を用いたシステムの伝送品質の低下を抑止することができるという効果を奏する。
【００３７】
また、この発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する算出バイアス電圧をシフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにし、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以上であっても、光強度変調器から出力される光信号との最適化を図り、消光比の低下やクロスポイントの低下を生じさせないようにしているので、この光強度変調器を用いたシステムの伝送品質の低下を抑止することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態である光強度変調装置を含む光送信装置の概要構成を示すブロック図である。
【図２】パイロット信号である基本波に対する２倍高調波の比の（Ｖｂ＋Ｖ０）依存性を示す図である。
【図３】基本波と２倍高調波の波形図である。
【図４】電気信号の振幅値が駆動電圧と同じである場合における基本波、２倍高調波および消光比のバイアス電圧依存性を示す図である。
【図５】電気信号の振幅値が駆動電圧と同じである場合におけるクロスポイントのバイアス電圧依存性を示す図である。
【図６】クロスポイントが５０％のときのＮＲＺ符号のアイパターンを示す図である。
【図７】電気信号の振幅値と基本波の振幅値の合算値が駆動電圧以内のときの変調動作を示す図である。
【図８】電気信号の振幅値と基本波の振幅値の合算値が駆動電圧以内のときの基本波、２倍高調波および消光比のバイアス電圧依存性を示す図である。
【図９】電気信号の振幅値と基本波の振幅値の合算値が駆動電圧以内のときのクロスポイントのバイアス電圧依存性を示す図である。
【図１０】従来の光送信装置の概要構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示した光送信装置のバイアス制御を説明する説明図である。
【符号の説明】
１ レーザダイオード（ＬＤ）
２，４ 光ファイバ
３ ＬＮ変調器
３ａ モニタＰＤ
５ ＬＮ制御回路
１１ 電流電圧変換部
１２ バンドパスフィルタ
１３，１６，１８ アンプ
１４ ＡＤコンバータ
１５ ＤＡコンバータ
１７ シンセサイザ
１９ コンパレータ
２０ 加算器
Ｃ コントローラ
Ｐ１〜Ｐ７ 接続点
ｆp 基本波
２ｆp ２倍高調波
Ｒ 消光比
Ｐｃ クロスポイント
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＷＤＭシステムなどの光通信システムに用いられる光送信装置内の光強度変調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
光通信装置に用いられる外部変調器として光強度変調器がある。この光強度変調器には、たとえばＬｉＮｂＯ3を用いたマッハツエンダ型のＬＮ変調器がある。図１０は、ＬＮ変調器を用いた光送信装置の概要構成を示すブロック図である。図１０において、ＬＮ変調器３は、光ファイバ２を介してレーザダイオード（ＬＤ）１に接続され、接続点Ｐ１を介して入力された光信号を、接続点Ｐ２を介して入力される、たとえば１０Ｇｂｐｓの電気信号Ｓ２によって強度変調する。強度変調された光信号は、接続点Ｐ３に接続された光ファイバ４を介して出力される。ここで、ＬＮ変調器３には、モニタフォトダイオード（ＰＤ）３ａが設けられ、このモニタＰＤ３ａによってモニタされた信号Ｓ１０５をもとにバイアス電圧を制御するＬＮ制御回路ＣＣが設けられる。
【０００３】
図１１に示すように、ＬＮ変調器３は、光出力の電圧依存性として、cosの関数である変調曲線を描く。電気信号Ｓ２は、変調曲線Ｌの最大値と最小値との間を駆動電圧Ｖπとして印加する。この場合に電気信号Ｓ２には、変調曲線Ｌの最大値と最小値との間の中点を駆動点Ｐopとすべくバイアス電圧Ｖｂが印加される。なお、このバイアス電圧Ｖｂは小さい方が好ましい。
【０００４】
ところが、ＬＮ変調器３の特性として、このバイアス電圧Ｖｂは、温度による熱ドリフトと経時によるＤＣドリフトが生じ、その結果、動作点Ｐopが変調曲線Ｌの中点から光出力方向（上下方向）にシフトしてしまい、効率的な変調動作ができなくなる。このため、動作点Ｐopが変調曲線Ｌの最大値と最小値との中点に位置するように、上述したＬＮ制御回路ＣＣを用いてバイアス電圧Ｖｂのフィードバック制御を行う。たとえば、ＬＮ制御回路ＣＣは、変調曲線Ｌが電圧の高い方に移動した場合に、ドリフトした分、バイアス電圧Ｖｂを高くし、ドリフトした変調曲線ＬＤの最適な動作点Ｐop´に位置させるバイアス電圧Ｖｂ´に補正する制御を行う。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のＬＮ制御回路ＣＣでは、モニタＰＤ３ａが検出したＤＣ電圧値をもとに現在のバイアス電圧Ｖｂを直接求めるようにしているため、光レベル変動があると、バイアス電圧制御を誤ってしまうという問題点があった。
【０００６】
この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、簡易な構成で、変調曲線Ｌのドリフト値を精度高く求め、精度の高い最適バイアス電圧値に制御することができる光強度変調装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、請求項１にかかる光強度変調装置は、入力された電気信号によって入力された光信号を強度変調し、強度変調された光変調信号を外部出力するとともに、該光変調信号をモニタするモニタ光検出器を有した光強度変調器と、前記電気信号のバイアス電圧を出力するバイアス電圧印加手段と、所定基本周波数のパイロット信号を生成するパイロット信号出力手段と、前記バイアス電圧と前記パイロット信号とを重畳し前記光強度変調器に印加する重畳手段と、前記モニタ光検出器が検出した光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出すフィルタと、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御手段と、を備え、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以内であることを特徴とする。
【０００８】
請求項１の発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにするとともに、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以内となるように設定し、これによって、光強度変調器のバイアス電圧制御と光強度変調器から出力される光信号との最適化を図り、消光比の低下やクロスポイントの低下を生じさせないようにしている。
【０００９】
また、請求項２にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記パイロット信号に同期させて前記フィルタから出力された信号をサンプリングするサンプリング手段を備え、前記制御手段は、前記サンプリング手段が出力したサンプリング値をもとに前記バイアス電圧の制御を行うことを特徴とする。
【００１０】
また、請求項３にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記２倍高調波成分の振幅値の符号の正負をもとに前記ドリフトの方向を判定し、該ドリフトが零になるように前記バイアス電圧を制御することを特徴とする。
【００１１】
また、請求項４にかかる光強度変調装置は、入力された電気信号によって入力された光信号を強度変調し、強度変調された光変調信号を外部出力するとともに、該光変調信号をモニタするモニタ光検出器を有した光強度変調器と、前記電気信号のバイアス電圧を出力するバイアス電圧印加手段と、所定基本周波数のパイロット信号を生成するパイロット信号出力手段と、前記バイアス電圧と前記パイロット信号とを重畳し前記光強度変調器に印加する重畳手段と、前記モニタ光検出器が検出した光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出すフィルタと、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する算出バイアス電圧をシフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御手段と、を備え、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以上であることを特徴とする。
【００１２】
請求項４の発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する算出バイアス電圧をシフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにし、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以上であっても、光強度変調器から出力される光信号との最適化を図り、消光比の低下やクロスポイントの低下を生じさせないようにしている。
【００１３】
また、請求項５にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記光変調信号の消光比が高くなる方向に前記算出バイアス電圧を所定値シフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御を行うことを特徴とする。
【００１４】
また、請求項６にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記パイロット信号に同期させて前記フィルタから出力された信号をサンプリングするサンプリング手段を備え、前記制御手段は、前記サンプリング手段が出力したサンプリング値をもとに前記算出バイアス電圧を求めることを特徴とする。
【００１５】
また、請求項７にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記２倍高調波成分の振幅値の符号の正負をもとに前記ドリフトの方向を判定し、該ドリフトが零になるように前記算出バイアス電圧を求めることを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、この発明にかかる光強度変調装置について説明する。図１は、この発明の実施の形態である光強度変調装置を含む光送信装置の概要構成を示すブロック図である。図１において、この光送信装置は、ＬＮ変調器３とＬＮ制御回路５とからなる光強度変調装置を有し、ＬＮ変調器３は、接続点Ｐ１を介して接続された光ファイバ２に接続されるとともに、接続点Ｐ３を介して光ファイバ４に接続される。
【００１７】
ＬＮ変調器３は、図１２に示したＬＮ変調器３と同じであり、ＬｉＮｂＯ３を用いたマッハツェンダ型の光強度変調器である。ＬＮ変調器３には、接続点Ｐ２を介してたとえば１０Ｇｂｐｓの電気信号Ｓ２が入力され、ＬＮ変調器３は、光ファイバ２に接続されたＬＤ１から送信される光信号Ｓ１を電気信号Ｓ２によって強度変調し、この変調された光信号Ｓ３を光ファイバ４に出力する。
【００１８】
ＬＮ変調器３は、強度変調時における漏れ光信号をモニタするモニタＰＤ３ａを有するとともに、ＬＮ制御回路５に接続され、モニタＰＤ３ａが検出した信号Ｓ５は、接続点Ｐ５，Ｐ７を介してＬＮ制御回路５側に出力される。一方、制御されたバイアス電圧Ｖｂと変調曲線Ｌのドリフトを検出するためのパイロット信号Ｖａとが重畳された信号Ｓ４は、接続点Ｐ６，Ｐ４を介してＬＮ変調器３側に出力される。
【００１９】
ＬＮ制御回路５では、電流電圧変換部１１が、接続点Ｐ７を介して入力された信号Ｓ５の電流値を電圧値に変換し、バンドパスフィルタ１２が、この変換された電圧信号のうちのパイロット信号Ｖａ成分とこのパイロット信号Ｖａの２倍高調波成分とを通過させるフィルタリングをし、アンプ１３に出力する。アンプ１３は入力された信号を増幅し、ＡＤコンバータ１４に出力し、ＡＤコンバータ１４は入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換してコントローラＣに出力する。
【００２０】
コントローラＣは、ＡＤコンバータ１４によってサンプリングされたデジタル信号の値をもとに、変調曲線Ｌのドリフトを検出し、このドリフトに対応したドリフト値を加味したバイアス電圧制御値をＤＡコンバータ１５に出力する。ＤＡコンバータ１５から出力されたバイアス電圧制御値のアナログ値はアンプ１６を介してバイアス電圧Ｖｂとして加算器２０に出力される。一方、発振器としてのシンセサイザ１７からは、たとえば１ｋＨｚの正弦波であるパイロット信号Ｖａが出力され、アンプ１８を介して所定値に増幅された後に加算器２０に出力される。なお、シンセサイザ１７から出力された１ｋＨｚのパイロット信号はコンパレータ１９を介してパイロット信号の同期信号が生成され、コントローラＣに出力される。コントローラＣは、コンパレータ１９から入力された同期信号をもとに、上述したＡＤコンバータ１４のサンプリング制御を行うとともに、ＤＡコンバータ１５の制御を行う。加算器２０は、上述したバイアス電圧Ｖｂとパイロット信号Ｖａとを加算重畳し、信号Ｓ４として接続点Ｐ６，Ｐ４を介してＬＮ変調器３側に出力される。
【００２１】
ここで、コントローラＣによるパイロット信号Ｖａを用いたバイアス電圧制御動作について説明する。なお、変調曲線Ｌのドリフト値を「Ｖ０」とし（図１１参照）、パイロット信号Ｖａの周波数を「ｆp」とする。したがって、パイロット信号Ｖａは、Ｖp・sin（２π・ｆp・ｔ）となる。また、制御電圧「Ｖπ」の値を「１」とする。この場合、バンドパスフィルタ１２から出力される信号Ｓは、Ｃfを定数として、
Ｓ＝Ｃf・sin（２π・ｆp・ｔ）
＋０．２５・Ｃf・π2・（Ｖｂ＋Ｖ０）・Ｖｐ・cos（４π・ｆp・ｔ）
・・・（１）
として表せる。式（１）右辺の第１項は、周波数ｆp成分（基本波成分）の正弦波であり、第２項は、基本波ｆp成分の２倍高調波（２ｆp）成分の余弦波である。
【００２２】
ここで、基本波ｆp成分に対する２倍高調波２ｆp成分の比αは、
α＝０．２５・π2・（Ｖｂ＋Ｖ０）・Ｖp ・・・（２）
となる。なお、式（２）において制御電圧Ｖπが「１」でない場合には、比αは式（２）に示した比αを制御電圧Ｖπの値で除算した値となる。この比αの（Ｖｂ＋Ｖ０）依存性は、図２に示すように、（Ｖｂ＋Ｖ０）が０近傍で急激に小さくなる特性を呈し、コントローラＣは、比αを求めることによって、（Ｖｂ＋Ｖ０）の値を求めることができる。
【００２３】
たとえば、図３に示すように、２倍高調波２ｆpに対応させて、基本波ｆpの１周期に対してＡＤコンバータ１４が８つのサンプリング点ＳＰ０〜ＳＰ７でサンプリングし、各サンプリング点ＳＰ０〜ＳＰ７に対応したサンプリング値をそれぞれサンプリング値ｘ（０）〜ｘ（７）とすると、基本波ｆp成分β１は、
β１＝０．５√（（ｘ（０）−ｘ（４））2＋（ｘ（２）−ｘ（６））2）
・・・（３）
として求めることができ、２倍高調波２ｆp成分β２は、
β２＝０．２５√（（ｘ（０）−ｘ（２）＋ｘ（４）−ｘ（６））2
＋（ｘ（１）−ｘ（３）＋ｘ（５）−ｘ（７））2） ・・・（４）
として求めることができる。ここで、パイロット信号Ｖａの振幅Ｖpは既知であるので、式（２）〜（４）を用いて比αを求めることができ、（Ｖｂ＋Ｖ０）の値を最終的に求めることができる。
【００２４】
ここで、ＬＮ制御回路５の電源投入時においてはバイアス電圧Ｖｂ＝０であるため、コントローラＣが算出する（Ｖｂ＋Ｖ０）＝Ｖ０によって初期のドリフト値Ｖ０を知ることができる。したがって、コントローラＣは、ＤＡコンバータ１５に対して、このドリフト値Ｖ０を相殺すべき初期のバイアス電圧Ｖｂ＝−Ｖ０を与える。コントローラＣは、その後のドリフト値Ｖ０を相殺すべく、（Ｖｂ＋Ｖ０）の値が０となるバイアス電圧Ｖｂを印加する制御を行うことになる。この場合、図２に示すように、（Ｖｂ＋Ｖ０）は０において比αが急激に小さくなるため、ドリフトを補正するバイアス電圧Ｖｂを精度高く与えることができる。
【００２５】
ところで、電源投入時においてドリフト値Ｖ０の絶対値を知ることができるが、式（３）および式（４）は、平方根の計算であるため、新規のドリフト値Ｖ０の正負は未知である。しかし、図３において、基本波ｆpのゼロクロス時に、正の値のドリフト値をもつ２倍高調波２ｆpの値の符号と、負の値のドリフト値をもつ２倍高調波２ｆp´の値の符号とが反転しており、この関係をもとにドリフト値Ｖ０の正負を判定することができる。すなわち、サンプリング値ｘ（０），ｘ（２），ｘ（４），ｘ（６）を用いた値γによって正負を判定することができる。
γ＝ｘ（０）−ｘ（２）＋ｘ（４）−ｘ（６） ・・・（５）
この値γが正のとき、ドリフト値Ｖ０は正であるので、このドリフト値Ｖ０を相殺するため、コントローラＣはバイアス電圧Ｖｂを負の値としてＤＡコンバータ１５に出力し、値γが負のとき、ドリフト値Ｖ０は負であるので、このドリフト値Ｖ０を相殺するため、コントローラＣはバイアス電圧Ｖｂを正の値としてＤＡコンバータ１５に出力する。
【００２６】
換言すると、式（１）に対応した信号Ｓは、Ｓ＝Ａsin（２πｆpｔ）＋Ｂcos（２π２ｆpｔ）と置き換えることができ、この実施の形態では、２倍高調波成分の振幅値Ｂの符号の正負によってドリフトずれの方向を判定するようにしている。
【００２７】
この実施の形態では、パイロット信号Ｖａを生成し、変調曲線Ｌの非線形によって生じる２倍高調波２ｆpのサンプリング値をもとにドリフト値Ｖ０を大きさと正負とを判定し、このドリフト値Ｖ０を補正したバイアス電圧を生成するようにしているので、精度の高い動作点制御を行うことができる。
【００２８】
ところで上述した実施の形態におけるＬＮ制御回路３は、上述したドリフトを補正する際、モニタＰＤ３ａが検出したパイロット信号の基本波ｆp成分と２倍高調波２ｆp成分とを用い、特に２倍高調波２ｆp成分を用いてバイアス電圧を制御していた。しかしながら、２倍高調波２ｆp成分のみを用いた制御を行った場合、ＬＮ変調器３によって変調された本来の光信号Ｓ３が効率的に変調された光信号とならない場合が生じ、伝送品質の劣化につながる。
【００２９】
図４は、駆動電圧Ｖπと同じ振幅値「４．８ＶP-P」をもつ電気信号Ｓ２をＬＮ変調器３に印加した場合におけるモニタＰＤ３ａの基本波ｆpおよび２倍高調波２ｆpの受信レベルと、光信号Ｓ３の消光比Ｒとの各バイアス電圧依存性を示した図である。この場合、バイアス電圧Ｖｂは、ＬＮ制御回路５によって２倍高調波２ｆpの最小値である３．１４Ｖに制御される。なお、この場合におけるパイロット信号Ｖａの振幅値は、「４５０ｍＶP-P」である。図４に示すように、バイアス電圧Ｖｂが３．１４Ｖである場合、消光比Ｒは最適値（最大値）となっていない。消光比Ｒが最適値となるのは、バイアス電圧Ｖｂが約３．０５Ｖのときであり、バイアス電圧Ｖｂが３．０５Ｖのときとバイアス電圧Ｖｂが３．１４Ｖのときとの消光比Ｒの差は、約０．４ｄＢとなる。
【００３０】
また、この場合におけるアイパターンのクロスポイントＰｃは、約４５％となり、最適値５０％からずれたところに位置する。なお、図６に示すように、クロスポイントＰｃは、データ信号がオンオフによって交差する点であり、受信器側におけるオン／オフ判定時における閾値の値に一致させるのが好ましい。この消光比Ｒの減少およびクロスポイントＰｃの低下は、光信号Ｓ３を受信する受信器側における信号誤りを生起させ、伝送品質の低下を招く。
【００３１】
このため、図７に示すように、駆動電圧Ｖπの約８８％の振幅値「４．２２ＶP-P」をもつ電気信号Ｓ２をＬＮ変調器３に印加し、上記と同様に、バイアス電圧Ｖｂに「４５０ｍＶP-P」のパイロット信号Ｖａを重畳している。この場合、図８に示すように、バイアス電圧Ｖｂは、２倍高調波２ｆpの最小値である約３．２３Ｖに制御され、このとき消光比Ｒ（ＰＡ／ＰＢ）の低下はなく、最大値となり、さらに、図９に示すように、このときのクロスポイントＰｃは５０％となる。すなわち、このときのＬＮ制御回路５によるバイアス電圧制御は、光信号Ｓ３の変調出力の最適化に一致している。
【００３２】
図４および図５に示した結果が、光信号Ｓ３の変調出力の最適化になっていないのは、電気信号Ｓ２の振幅値が駆動電圧Ｖπと同じであり、この電気信号Ｓ２が変調時においてさらにパイロット信号Ｖａが重畳されるため、変調曲線Ｌによって大きな歪みを招来しているからだと考えられる。一方、図８および図９に示した結果が、光信号Ｓ３の変調出力の最適化となっているのは、電気信号Ｓ２の振幅値とパイロット信号Ｖａの振幅値との合算値が、駆動電圧Ｖπとほぼ同じになっており、ＬＮ制御回路５に余分な歪みをもった２倍高調波２ｆpが入力されていないためと考えられる。したがって、消光比Ｒの最適化時は、電気信号Ｓ２の振幅値とパイロット信号Ｖａの振幅値との合算値が、駆動電圧Ｖπと同じときである。なお、図４に示した消光比Ｒの値は１４．２ｄＢ強であるが、図８に示した消光比Ｒの値は１４．２ｄＢ弱であり、消光比Ｒが約０．０５ｄＢ劣化している。しかし、これは電気信号Ｓ２の振幅値が８８％になったからであり、図４に示したように、約０．４ｄＢ劣化した場合に比してそのオーダーが異なる。
【００３３】
なお、上述した実施の形態では、２倍高調波２ｆpの最小値と消光比Ｒの最大値とを一致させるものであったが、逆に、ＬＮ制御回路５は２倍高調波２ｆpの最小値にバイアス電圧を制御せずに、消光比Ｒが最大となるバイアス電圧に制御するようにしてもよいし、２倍高調波２ｆpの最小値以外の点にバイアス電圧を制御するようにしてもよい。この場合、電気信号Ｓ２の振幅値は駆動電圧Ｖπと同じにすることができ、消光比Ｒの最大化を図ることができるとともに、クロスポイントＰｃも５０％となる。
【００３４】
たとえば、電気信号Ｓ２が駆動電圧Ｖπと同じで、そこにパイロット信号Ｖａを印加した場合は、既に説明したように図４のような関係になる。このような場合において、2倍高調波２ｆpと基本波ｆpの比αが、ある所定値、この場合だと約−４８ｄＢ（−１８ｄＢと−６６ｄＢとの差分）になるように制御をすればよい。ただし、このような関係が現れる動作点として、３．０５Ｖ、３．３Ｖがある。このどちらかに制御するかという点について、図４のように、２倍高調波２ｆpの最小点に対して消光比Rの最大点が、より小さいバイアス電圧であるという関係が既知であるので、小さいほうの電圧を選択すればよい。また、その逆の関係であった場合には大きい電圧として３．３Ｖを選択すればよい。
【００３５】
すなわち、電気信号Ｓ２の振幅値とパイロット信号Ｖａの振幅値の合算値が駆動電圧Ｖπ以上の場合にバイアス電圧Ｖｂをシフトする制御を行う。この場合、ＬＮ制御回路５は、バイアス電圧Ｖｂを、２倍高調波２ｆpの最小値から消光比Ｒが最大値となる方向に所定値シフトさせる補正制御を行うことによって、パイロット信号Ｖａの２倍高調波２ｆpを用いた制御をそのまま利用することができる。この所定値は、予め決定しておいてもよいし、演算によって求めてもよい。ここで、ＬＮ制御回路５は、バイアス電圧Ｖｂを消光比Ｒが最大値となる点にシフトさせることが好ましいが、これに限らず、２倍高調波２ｆpの最小点に対応する消光比Ｒ以上の値に制御できるようにバイアス電圧Ｖｂをシフトしてもよい。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにするとともに、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以内となるように設定し、これによって、光強度変調器のバイアス電圧制御と光強度変調器から出力される光信号との最適化を図り、消光比の低下やクロスポイントの低下を生じさせないようにしているので、この光強度変調器を用いたシステムの伝送品質の低下を抑止することができるという効果を奏する。
【００３７】
また、この発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する算出バイアス電圧をシフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにし、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の駆動電圧以上であっても、光強度変調器から出力される光信号との最適化を図り、消光比の低下やクロスポイントの低下を生じさせないようにしているので、この光強度変調器を用いたシステムの伝送品質の低下を抑止することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態である光強度変調装置を含む光送信装置の概要構成を示すブロック図である。
【図２】パイロット信号である基本波に対する２倍高調波の比の（Ｖｂ＋Ｖ０）依存性を示す図である。
【図３】基本波と２倍高調波の波形図である。
【図４】電気信号の振幅値が駆動電圧と同じである場合における基本波、２倍高調波および消光比のバイアス電圧依存性を示す図である。
【図５】電気信号の振幅値が駆動電圧と同じである場合におけるクロスポイントのバイアス電圧依存性を示す図である。
【図６】クロスポイントが５０％のときのＮＲＺ符号のアイパターンを示す図である。
【図７】電気信号の振幅値と基本波の振幅値の合算値が駆動電圧以内のときの変調動作を示す図である。
【図８】電気信号の振幅値と基本波の振幅値の合算値が駆動電圧以内のときの基本波、２倍高調波および消光比のバイアス電圧依存性を示す図である。
【図９】電気信号の振幅値と基本波の振幅値の合算値が駆動電圧以内のときのクロスポイントのバイアス電圧依存性を示す図である。
【図１０】従来の光送信装置の概要構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示した光送信装置のバイアス制御を説明する説明図である。
【符号の説明】
１ レーザダイオード（ＬＤ）
２，４ 光ファイバ
３ ＬＮ変調器
３ａ モニタＰＤ
５ ＬＮ制御回路
１１ 電流電圧変換部
１２ バンドパスフィルタ
１３，１６，１８ アンプ
１４ ＡＤコンバータ
１５ ＤＡコンバータ
１７ シンセサイザ
１９ コンパレータ
２０ 加算器
Ｃ コントローラ
Ｐ１〜Ｐ７ 接続点
ｆp 基本波
２ｆp ２倍高調波
Ｒ 消光比
Ｐｃ クロスポイント
Claims (3)
- 入力された電気信号によって入力された光信号を強度変調し、強度変調された光変調信号を外部出力するとともに、該光変調信号をモニタするモニタ光検出器を有した光強度変調器と、
前記光強度変調器の駆動点が該光強度変調器の変調曲線の最大値と最小値との間の中点に一致するように前記電気信号に印加するバイアス電圧を出力するバイアス電圧印加手段と、
所定基本周波数のパイロット信号を生成するパイロット信号出力手段と、
前記バイアス電圧と前記パイロット信号とを重畳し前記光強度変調器に印加する重畳手段と、
前記モニタ光検出器が検出した光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記光強度変調器の変調曲線にドリフトがある場合に発生する非線形成分である前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出すフィルタと、
前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する算出バイアス電圧を、前記光変調信号の消光比が高くなる方向に所定値シフトさせた前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御手段と、
を備え、前記電気信号の振幅値と前記パイロット信号の振幅値との合算値が前記光強度変調器の変調曲線の最大値と最小値との間に対応する駆動電圧以上であることを特徴とする光強度変調装置。 - 前記パイロット信号に同期させて前記フィルタから出力された信号をサンプリングするサンプリング手段を備え、
前記制御手段は、前記サンプリング手段が出力したサンプリング値をもとに前記算出バイアス電圧を求めることを特徴とする請求項１に記載の光強度変調装置。 - 前記制御手段は、前記２倍高調波成分の振幅値の符号の正負をもとに前記ドリフトの方向を判定し、該ドリフトが零になるように前記算出バイアス電圧を求めることを特徴とする請求項１または２に記載の光強度変調装置。
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