WO2012132112A1 - 補償方法、光変調システム、及び光復調システム - Google Patents

補償方法、光変調システム、及び光復調システム Download PDF

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藤咲　芳春
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    • G02F2203/21—Thermal instability, i.e. DC drift, of an optical modulator; Arrangements or methods for the reduction thereof

Definitions

  • the present invention relates to a compensation method for compensating for an operating point drift or a phase drift of an optical device by feedback control using a low frequency signal.
  • the present invention also relates to an optical modulation system and an optical demodulation system using such a compensation method.
  • LN modulator As one of optical modulators for modulating laser light, a LiNbO 3 modulator (hereinafter referred to as “LN modulator”) is widely used.
  • the LN modulator is a kind of Mach-Zehnder type optical modulator (hereinafter referred to as “MZ type optical modulator”).
  • MZ type optical modulator For example, the output light is obtained as follows. That is, the LN modulator (1) splits the input laser beam and makes it incident on two waveguides to which voltages opposite to each other are applied, and (2) changes the phase of the laser beam in the first waveguide.
  • the phase of the laser light is advanced backward by ⁇ in the second waveguide, and (3) the laser light whose phase is advanced by ⁇ through the first waveguide (hereinafter “forward light”) and the second guide Output light is obtained by interfering with laser light (hereinafter referred to as “backward light”) whose phase is ⁇ backward through the waveguide.
  • forward light the laser light whose phase is advanced by ⁇ through the first waveguide
  • backward light laser light whose phase is ⁇ backward through the waveguide.
  • the phase advance / reverse amount ⁇ in the LN modulator is determined by the drive voltage V applied from the outside.
  • a specified voltage V0 in which the forward light and the backward light are in opposite phases is applied as the driving voltage V
  • the forward light and the backward light interfere with each other so as to weaken each other, and the intensity of the output light (output optical power) is minimized.
  • the specified voltage V1 in which the forward light and the backward light are in phase is applied as the drive voltage V
  • the forward light and the backward light interfere with each other so as to strengthen each other, and the intensity of the output light is maximized.
  • the generated optical signal can be generated.
  • the problem of operating point drift is known as a problem that can occur in an LN modulator.
  • the operating point drift refers to a phenomenon in which the applied voltage V at which the intensity of the output light is minimized / maximum deviates from the specified voltage V0 / V1 due to aging or disturbance.
  • a typical example of the disturbance that causes the operating point drift is a temperature change.
  • the compensation method described in Patent Document 1 is famous as a compensation method for compensating for the operating point drift.
  • the configuration of the light modulation system 100 described in Patent Document 1 is shown in FIG. As shown in FIG. 7, the light modulation system 100 includes a light source 111, a drive circuit 112, an LN modulator (external modulator) 113, a low frequency oscillator 114, a low frequency superimposing means 115, a low frequency signal detecting means 116, and a control. It is constituted by means 117.
  • the LN modulator 113 functions as an external modulator that modulates the intensity of the laser light emitted from the light source 111 with the input signal # 1.
  • the drive circuit 112 applies a drive voltage V corresponding to the value of the input signal # 3 amplitude-modulated by the low frequency signal # 2 to the LN modulator 113, not the value of the input signal # 1 itself.
  • the low frequency oscillator 114 is configured to generate the low frequency signal # 2
  • the low frequency superimposing means 115 is configured to amplitude modulate the input signal # 1 with the low frequency signal # 2.
  • the low frequency signal # 2 only needs to have a frequency f0 that is sufficiently smaller than the frequency of the input signal # 1 (sine wave, rectangular wave, triangular wave, etc.).
  • the optical signal L output from the LN modulator 113 is as follows. I can say that. That is, when the operating point drift does not occur, the optical signal L output from the LN modulator 113 includes a low frequency component having a frequency twice the frequency f0 of the low frequency signal # 2. On the other hand, when the operating point drift occurs, the optical signal L output from the LN modulator 113 includes a low frequency component having the same frequency as the frequency f0 of the low frequency signal # 2.
  • the phase difference between the low frequency component included in the optical signal L (a low frequency component having the same frequency as the frequency f0 of the low frequency signal # 2) and the low frequency signal # 2 depends on the direction of the operating point drift. Is determined to be either 0 or ⁇ .
  • the low-frequency signal detection means 116 generates the low-frequency signal # 2 from the optical signal L output from the LN modulator 113 (more precisely, a voltage signal obtained by photoelectric conversion / current-voltage conversion of the optical signal L). A low frequency component having the same frequency as the frequency f0 is detected. Further, the direction of the operating point drift is specified by comparing the phase of the detected low frequency component with the phase of the low frequency signal # 2.
  • the control unit 117 supplies the drive circuit 112 with a control signal # 4 for changing the operation point of the drive circuit 112 in accordance with the direction of the operation point drift specified by the low frequency signal detection unit 116.
  • the drive circuit 112 changes the applied voltage V applied to the LN modulator 113 when the value of the input signal # 1 is 0 from the specified voltage V0 to V0 ⁇ dV.
  • the applied voltage V applied to the LN modulator 113 when the value of the input signal # 1 is 1 is changed from the specified voltage V1 to V1 ⁇ dV.
  • the optical modulation system 100 compensates for the operating point drift by performing such feedback control, and as a result, it is possible to achieve stable feedback control and obtain a stable optical signal.
  • a delay interferometer is widely used as an optical demodulator that demodulates a phase-modulated optical signal.
  • the delay interferometer (1) splits the input signal light and makes it incident on two waveguides having different lengths, and (2) the signal light that has passed through the first waveguide (longer waveguide) Output light is obtained by interference-synthesis with signal light that has passed through the second waveguide (shorter waveguide).
  • the state of the output light of the delay interferometer is determined by the phase difference between the signal light passing through the first waveguide and the signal light passing through the second waveguide. If the length of the two waveguides is set so that the signal light passing through the first waveguide is delayed by one symbol relative to the signal light passing through the second waveguide, it corresponds to the previous symbol. Phase difference between signal light (signal light that has passed through the first waveguide) and signal light corresponding to the current symbol (signal light that has passed through the second waveguide) (hereinafter referred to as “inter-symbol phase difference”) The output light in a state corresponding to is obtained.
  • an optical coupler having two output ports is used for interference synthesis of the signal light passing through the first waveguide and the signal light passing through the second waveguide.
  • a demodulated signal is obtained by differentially amplifying a current signal obtained by photoelectrically converting an optical signal output from each of these two output ports using a transimpedance amplifier. If the inter-symbol phase difference is 0, the demodulated signal value is maximized, and if the inter-symbol phase difference is ⁇ , the demodulated signal value is minimized.
  • a DBPSK (optical differential binary phase shift keying) demodulator includes one delay interferometer.
  • the DBPSK demodulator converts the DBPSK-modulated optical signal into an optical signal whose intensity is modulated by the delay interferometer. Then, a demodulated signal is obtained by photoelectrically converting the optical signal.
  • the DQPSK (optical differential quaternary phase shift keying) demodulator includes two delay interferometers having different delay amounts.
  • the DQPSK demodulator converts the DQPSK-modulated optical signal into an optical signal whose intensity is modulated by these delay interferometers. These optical signals are photoelectrically converted to obtain an I channel demodulated signal and a Q channel demodulated signal.
  • Patent Document 2 For details of the DQPSK demodulator, see, for example, Patent Document 2.
  • phase drift occurs in which the intersymbol phase difference deviates from the specified value.
  • a low frequency signal can be used. That is, (1) the amount of delay in delaying the signal light incident on the first waveguide with respect to the signal light incident on the second waveguide is slightly oscillated using the low frequency signal, and (2 This phase drift can be compensated by increasing / decreasing this delay amount in accordance with the phase difference between the low frequency signal and the low frequency component included in the demodulated signal.
  • the increase / decrease of the delay amount is realized by, for example, raising or lowering the temperature of the constituent medium of the first waveguide or the second waveguide using a heater.
  • the power supply noise is a typical low frequency noise that causes the feedback control of the LN modulator to become unstable.
  • periodic spike noise may be generated from the switching regulator.
  • the frequency of the low frequency signal for compensating the operating point drift is close to the frequency of the spike noise, the spike noise is amplified at a high magnification, thereby destabilizing the feedback control of the LN modulator. There is a risk of doing.
  • the frequency of spike noise may vary depending on temperature and the like. Therefore, when the frequency of the low frequency signal for compensating the operating point drift is constant, there is a possibility that the feedback control may become unstable due to a change in temperature or the like even if stable feedback control is initially performed. . Further, the frequency of spike noise may vary depending on the configuration of the power supply device used together. Therefore, when the frequency of the low-frequency signal for compensating the operating point drift is constant, even if stable feedback control is initially performed, the feedback control becomes unstable due to the change of the power supply device used together. There is a fear.
  • the delay interferometer is affected.
  • the intensity and waveform of the optical signal input to the delay interferometer may vary with the frequency of the scrambler. If the frequency of the low-frequency signal for phase drift compensation and the frequency of the scrambler are close to each other, this fluctuation may be amplified at a high magnification, so that the feedback control of the delay interferometer may become unstable.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide more stable feedback in a compensation method for compensating for an operating point drift or a phase drift of an optical device by feedback control using a low-frequency signal. It is to realize a compensation method capable of performing control.
  • the compensation method according to the present invention is a compensation method for compensating for an operating point drift or a phase drift of an optical device by feedback control using a low-frequency signal.
  • the compensation method which concerns on this invention is the determination process which determines the stability of the said feedback control, and when it determines with the said feedback control being unstable in the said determination process And a switching step of switching the frequency of the low-frequency signal from the first frequency to a second frequency different from the first frequency.
  • the frequency of the low frequency signal is changed from the first frequency to the second frequency.
  • the step of determining the stability of the feedback control may be performed by an apparatus (for example, an optical modulation system or an optical demodulation system described later) or an operator.
  • an optical modulation system is an optical modulation system having a compensation function for compensating for an operating point drift of an optical modulator by feedback control using a low frequency signal.
  • a low-frequency signal generation unit that generates a low-frequency signal generation unit that can switch a frequency of the low-frequency signal to be generated.
  • the optical modulation system which can operate feedback control more stably is implement
  • an optical demodulation system generates the low-frequency signal in an optical demodulation system having a compensation function that compensates for the phase drift of the optical demodulator by feedback control using the low-frequency signal.
  • a low-frequency signal generation unit that can switch a frequency of the low-frequency signal to be generated.
  • the frequency of the low frequency signal is changed from the first frequency to the second frequency.
  • the feedback control can be stabilized again.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an optical modulation system according to a first embodiment of the present invention. It is a circuit diagram which shows the structure of the low frequency component detection part with which the light modulation system shown in FIG. 1 is provided. It is a circuit diagram which shows the structure of the operating point control part with which the optical modulation system shown in FIG. 1 is provided. 2 is a graph showing a typical time change of a value of a bias voltage generated by an operating point control unit provided in the light modulation system shown in FIG. 1. A solid line indicates a case where the feedback control is stably operated, and a dotted line indicates a case where the low-frequency noise is mixed and the feedback control becomes unstable.
  • a solid line indicates a case where the feedback control is stably operated, and a dotted line indicates a case where the low-frequency noise is mixed and the feedback control becomes unstable.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an optical modulation system 1 according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the low-frequency component detection unit 16 included in the light modulation system 1.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the operating point control unit 17 included in the light modulation system 1.
  • the optical modulation system 1 is a system that generates an optical signal L12 whose intensity is modulated by an input signal # 11 (data signal) input from the outside and outputs the generated optical signal L12 to the outside.
  • the optical modulation system 1 is built in, for example, a transmitter and used for optical communication.
  • an optical modulation system 1 includes a light source 11, a Mach-Zehnder optical modulator (hereinafter referred to as "MZ optical modulator") 12, an optical branching unit 13, and a low-frequency signal generating unit. 14, a low frequency superimposing unit 15, a low frequency component detection unit 16, an operating point control unit 17, and a determination unit 18.
  • the light source 11 is a means for emitting continuous light L11.
  • continuous light refers to, for example, light having a constant (constant in time) intensity.
  • the continuous light L11 emitted from the light source 11 is guided to the MZ type optical modulator 12.
  • the light source 11 can be realized by a semiconductor laser, for example.
  • the light source 11 only needs to be included in the light modulation system 1 when the product is used, and does not need to be included in the light modulation system 1 when the product is shipped. That is, the light modulation system 1 shown in FIG. 1 without the light source 11 can be distributed as a product.
  • the MZ type optical modulator 12 is means for generating an optical signal L12 by intensity-modulating the continuous light L11 with the drive signal # 13.
  • intensity modulation of the continuous light L11 with the drive signal # 13 means, for example, that if the drive voltage V (value of the drive signal # 13) is the first specified value V0, the intensity of the output light is minimized (continuous light L11 is cut off), and if the drive voltage V is the second specified value V1, it means maximizing the intensity of the output light (transmitting the continuous light L11).
  • the phase change amount ⁇ in the MZ type optical modulator 12 is determined by the sum V + Vb of the drive voltage V supplied from the low frequency superimposing unit 15 and the bias voltage Vb supplied from the operating point control unit 17.
  • the optical signal L12 generated by the MZ type optical modulator 12 is guided to the optical branching unit 13.
  • the MZ type optical modulator 12 can be realized by, for example, a LiNbO 3 modulator (hereinafter referred to as “LN modulator”).
  • the optical branching unit 13 is a means for branching the optical signal L12.
  • a part of the optical signal L12 (hereinafter referred to as “optical signal L12a”) is output to the outside, and a part of the optical signal L12 (hereinafter referred to as “optical signal L12b”) is guided to the low-frequency component detection unit 16.
  • the optical branching unit 13 can be realized by an optical coupler, for example.
  • the low frequency signal generator 14 is a means for generating the low frequency signal # 12.
  • the low frequency signal # 12 generated by the low frequency signal generation unit 14 is supplied to the low frequency superimposing unit 15 and the low frequency component detection unit 16.
  • the low frequency signal generation unit 14 is characterized in that the frequency f0 of the low frequency signal # 12 to be generated can be switched.
  • FIG. 1 A configuration example of the low-frequency signal generation unit 14 is shown in FIG. In FIG. 1, the low frequency signal generation part 14 provided with the 1st low frequency oscillator 14a, the 2nd low frequency oscillator 14b, and the switch 14c is illustrated.
  • the first low-frequency oscillator 14a generates a low-frequency signal # 12a having a predetermined frequency f0a.
  • the low frequency signal # 12a may be any signal having the frequency f0a, and the waveform thereof is arbitrary (sine wave, rectangular wave, triangular wave, etc.).
  • the second low frequency oscillator 14b generates a low frequency signal # 12b having a predetermined frequency f0b.
  • the low frequency signal # 12b may be any signal having the frequency f0b, and its waveform is arbitrary (sine wave, rectangular wave, triangular wave, etc.).
  • F0a and f0b are (1) a frequency that is sufficiently smaller than the frequency of the input signal # 11 and (2) frequencies that are different from each other. Further, the ratio f0a: f0b is preferably not a simple integer ratio for the reason described later.
  • the low frequency signal # 12a and the low frequency signal # 12b are input to the switch 14c.
  • the switch 14c selects either the low frequency signal # 12a or the low frequency signal # 12b, and supplies the selected low frequency signal as the low frequency signal # 12 to the low frequency superimposing unit 15 and the low frequency component detecting unit 16. To do. In other words, either the frequency f0a or the frequency f0b is selected, and the low frequency signal # 12 having the selected frequency is supplied to the low frequency superimposing unit 15 and the low frequency component detecting unit 16.
  • the low frequency superimposing unit 15 is means for generating the drive signal # 13 by superimposing the low frequency signal # 12 on the input signal # 11.
  • superimposing the low frequency signal # 12 on the input signal # 11 indicates, for example, that the input signal # 11 is amplitude-modulated with the low frequency signal # 12.
  • the drive signal # 13 generated by the low frequency superimposing unit 15 is supplied to the MZ type optical modulator 12.
  • the low-frequency component detection unit 16 has a frequency f0 (same as the low-frequency signal # 12) included in the optical signal L12b (more precisely, a voltage signal obtained by photoelectric conversion / current-voltage conversion of the optical signal L12b). Is a means for detecting a low frequency component # 14 having a frequency. Further, it is a means for comparing the phase of the low frequency component # 14 and the phase of the low frequency signal # 12 and generating a phase difference signal # 15 having a value D corresponding to the phase difference between these two phases. The phase difference signal # 15 generated by the low frequency component detector 16 is supplied to the operating point controller 17.
  • FIG. 2 illustrates a low frequency component detection unit 16 including a photodiode 16a, a resistor 16b, a band amplifier 16c, a mixer 16d, and an LPF (low pass filter) 16e.
  • a low frequency component detection unit 16 including a photodiode 16a, a resistor 16b, a band amplifier 16c, a mixer 16d, and an LPF (low pass filter) 16e.
  • the optical signal L12b supplied from the optical branching unit 13 is converted into a current signal # 16 (photoelectric conversion) by a photodiode 16a, and further converted into a voltage signal # 17 (current-voltage conversion) by a resistor 16b. )
  • This voltage signal # 17 is input to the band amplifier 16c.
  • the band amplifier 16c is an amplifier whose amplification band is limited to the vicinity of f0 (the same frequency as the low frequency signal # 12), and selectively selects the low frequency component # 14 having the frequency f0 included in the voltage signal # 17. Amplify.
  • the amplification band of the band amplifier 16c is set to include both the frequencies f0a and f0b.
  • the low frequency component # 14 selectively amplified by the band amplifier 16c is input to one input terminal of the mixer 16d, and the low frequency signal is input to the other input terminal of the mixer 16d.
  • the low frequency signal # 12 generated by the generation unit 14 is input.
  • the mixer 16d multiplies the value of the low frequency component # 14 and the value of the low frequency signal # 12.
  • the output signal # 18 of the mixer 16d includes a sum frequency component and a difference frequency component.
  • the sum frequency component is a frequency component whose frequency is the sum of the frequency of the low frequency component # 14 and the frequency of the low frequency signal # 12 (twice the frequency f0 of the low frequency signal # 12),
  • the frequency component of the difference is a frequency component whose frequency is the difference between the frequency of the low frequency component # 14 and the frequency of the low frequency signal # 12.
  • the LPF 16e removes this sum frequency component from the output signal # 18 of the mixer 16d, and extracts the difference frequency component. Thereby, the phase difference signal # 15 having a value D corresponding to the phase difference between the low frequency component # 14 and the low frequency signal # 12 can be generated.
  • the operating point control unit 17 is a means for generating the bias voltage Vb corresponding to the phase difference signal # 15 and applying the generated bias voltage Vb to the MZ type optical modulator 12.
  • the bias voltage Vb generated by the operating point control unit 17 only needs to compensate for the operating point drift generated in the MZ type optical modulator 12, but in the present embodiment, the phase difference signal # 15 is integrated. The obtained integrated value is used as the bias voltage Vb.
  • FIG. 3 illustrates an operating point control unit 17 including an operational amplifier (operational amplifier) 17a, a capacitor 17b, and a constant voltage source 17c.
  • an operational amplifier operational amplifier
  • the phase difference signal # 15 is input to the inverting input of the operational amplifier 17a, and the constant voltage Vcc generated by the constant voltage source 17c is input to the non-inverting input of the operational amplifier 17a.
  • the output and the inverting input of the operational amplifier 17a are connected via a capacitor 17b. That is, the operational amplifier 17a, the capacitor 17b, and the constant voltage source 17c constitute an integration circuit that integrates the value D (potential difference between the inverting input and the non-inverting input) of the phase difference signal # 15.
  • An integrated value obtained by integrating the value D of the phase difference signal # 15 is supplied to the MZ type optical modulator 12 as the bias voltage Vb.
  • the value D of the phase difference signal # 15 input to the operating point control unit 17 is converted into a digital value by an AD converter (not shown) and supplied to the determination unit 18.
  • the value of the bias voltage Vb output from the operating point control unit 17 is converted to a digital value by an AD converter (not shown) and supplied to the determination unit 18.
  • the determination unit 18 is a means for determining the stability of the feedback control based on the value D of the phase difference signal # 15 and the value of the bias voltage Vb.
  • the determination unit 18 can be realized by a microcomputer, for example. A determination method by which the determination unit 18 determines the stability of the feedback control will be described later.
  • the determination unit 18 controls the low-frequency signal generation unit 14 to change the frequency f0 of the generated low-frequency signal # 12. More specifically, each time the determination result transitions from “stable” to “unstable”, the determination unit 18 switches the switch 14 c of the low-frequency signal generation unit 14. As a result, (1) when the determination result transitions from “stable” to “unstable” when the frequency f0 of the low-frequency signal # 12 is f0a, the frequency f0 of the low-frequency signal # 12 is changed from f0a. (2) When the determination result transitions from “stable” to “unstable” when the frequency f0 of the low frequency signal # 12 is f0b, the frequency f0 of the low frequency signal # 12 is Switching from f0b to f0a.
  • the light modulation system 1 may be mixed with low frequency noise groups having different frequencies at the same time. And the ratio of the frequencies of the low frequency noise included in such a low frequency noise group is often an integer ratio. A harmonic group generated in the power supply device is a typical example of such a low-frequency noise group. Therefore, when the frequencies f0a and f0b are set so that f0a: f0b has a simple integer ratio, the frequency f0 of the low frequency signal # 12 may be switched from f0a to f0b, or from f0b to f0a. The feedback control may not be stabilized. On the other hand, if the frequencies f0a and f0b are set so that f0a: f0b does not have a simple integer ratio, the feedback control can be stabilized with a higher probability.
  • FIG. 4 is a graph showing a typical time change of the value of the bias voltage Vb referred to in order to determine the stability of the feedback control.
  • a solid line indicates a case where stable feedback control is performed, and a dotted line indicates a case where the feedback control is unstable due to mixing of low-frequency noise.
  • the bias voltage Vb is autonomously adjusted by feedback control, and the bias voltage Vb converges to a constant value within a predetermined time (T0 seconds) (see the solid line in FIG. 4). ).
  • T0 seconds a predetermined time
  • the intensity of the output light from the MZ type optical modulator 12 is minimized and the drive is performed when the drive voltage V (value of the drive signal # 13) is the specified value V0.
  • the voltage V is the specified value V1
  • the intensity of the output light from the MZ type optical modulator 12 is maximized.
  • the bias voltage Vb does not converge to a constant value and continues to fluctuate even after a predetermined time has elapsed (see the dotted line in FIG. 4).
  • the determination unit 18 evaluates the fluctuation amount ⁇ Vb from the value of the bias voltage Vb sampled at time t> T0, and determines the stability of the feedback control based on the fluctuation amount ⁇ Vb. More specifically, when the fluctuation amount ⁇ Vb exceeds a predetermined threshold Th, it is determined that the feedback control is unstable, and otherwise, it is determined that the feedback control is stable. .
  • the variation ⁇ Vb can be evaluated by various evaluation methods. For example, the maximum value Vb max and the minimum value Vb min of the bias voltage Vb sampled within the period (t ⁇ t, t) are specified, and the difference Vb max ⁇ Vb min is set as the fluctuation amount ⁇ Vb at time t. Can be considered. In this case, ⁇ t may be set to be longer than the time constant of the LPF 16e, for example. However, it should be set sufficiently shorter than the operating point drift time constant (usually several minutes or more).
  • the evaluation method of the fluctuation amount Vb is not limited to this.
  • of the difference between the bias voltage Vb (t) at time t and the bias voltage Vb (t ⁇ t) at time t ⁇ t is changed at time t.
  • the amount may be ⁇ Vb.
  • ⁇ t may be set to the same level as the time constant of the LPF 16e.
  • FIG. 5 is a graph showing a typical time change of the value D of the phase difference signal # 15 referred to in order to determine the stability of the feedback control.
  • a solid line indicates a case where stable feedback control is performed, and a dotted line indicates a case where the feedback control is unstable due to mixing of low-frequency noise.
  • the bias voltage Vb is autonomously adjusted by feedback control as described above, and the bias voltage Vb converges to a constant value within a predetermined time (T0 seconds). In a state where the bias voltage Vb has converged to a constant value, the value D of the phase difference signal # 15 is maintained at zero. On the other hand, when low frequency noise is mixed, a state in which the bias voltage Vb converges to a constant value is not realized, and the phase difference signal # 15 has a non-zero value D.
  • the determination unit 18 determines the stability of the feedback control based on the moving average of the value D (t) of the phase difference signal # 15 sampled at time t> T0. For example, when the average value ⁇ D (t ′) / n of the values D (t ′) of n phase difference signals # 15 sampled within the period (t ⁇ t, t) exceeds a predetermined threshold Th On the other hand, it is determined that the feedback control is unstable. Otherwise, it is determined that the feedback control is stable.
  • the determination unit 18 derives a final determination result from the determination result based on the value of the bias voltage Vb and the determination result based on the value D of the phase difference signal # 15. For example, when both the determination result based on the value of the bias voltage Vb and the determination result based on the value D of the phase difference signal # 15 are “stable”, it is determined that the feedback control is stable, and otherwise It is determined that the feedback control is unstable. Alternatively, when both the determination result based on the value of the bias voltage Vb and the determination result based on the value D of the phase difference signal # 15 are “unstable”, it is determined that the feedback control is unstable, and not so. In this case, it is determined that the feedback control is stable.
  • the configuration in which the stability of the feedback control is determined using the determination result based on the value of the bias voltage Vb and the determination result based on the value D of the phase difference signal # 15 is shown. It is not limited. That is, the stability of the feedback control may be determined based only on the value of the bias voltage Vb, or the stability of the feedback control may be determined based only on the value D of the phase difference signal # 15. Good.
  • the determination based on the value of the bias voltage Vb has an advantage that a determination result that more directly reflects the state of the MZ optical modulator 12 can be obtained. Further, the determination based on the value D of the phase difference signal # 15 has an advantage that it is difficult to be affected by the operating point drift in the MZ type optical modulator 12. As shown in this embodiment, when the stability of feedback control is determined using the determination result based on the value of the bias voltage Vb and the determination result based on the value D of the phase difference signal # 15, both merits are obtained. Will be obtained.
  • the low frequency signal generation unit 14 including the two low frequency oscillators 14a and 14b that generate the low frequency signals # 12a and # 12b having different frequencies f0a and f0b is shown. It is not limited to. That is, the low frequency signal generation unit 14 may include n low frequency oscillators that generate low frequency signals having different frequencies f0 [1], f0 [2],..., F0 [n] ( n is an arbitrary natural number of 3 or more). In this case, the determination unit 18 changes the frequency f0 of the low-frequency signal # 12 from f0 [i] to f0 [i + 1] (f0 [n] every time the determination result transitions from “stable” to “unstable”.
  • the low frequency signal generation unit 14 may be realized by a VCO (Voltage-Controlled Oscillator). In this case, every time the determination result transitions from “stable” to “unstable”, the determination unit 18 changes the control voltage applied to the VCO. In this case, if a table storing values of control voltages V1, V2,..., Vn corresponding to the different frequencies f0 [1], f0 [2],. Good.
  • VCO Voltage-Controlled Oscillator
  • the frequency f0 of the low frequency signal # 12 is toggled every time the determination result in the determination unit 18 changes from “stable” to “unstable”. Is not to be done. That is, for example, every time the determination result in the determination unit 18 transitions from “stable” to “unstable”, n different frequencies f0 [1], f0 [2],..., F0 [n ],
  • the frequency f0 best (for example, the frequency at which the fluctuation amount ⁇ Vb of the bias voltage Vb is the smallest) can be selected, and the frequency f0 of the low frequency signal # 12 is selected.
  • the frequency f0 best may be set.
  • the optical modulation system 1 including the determination unit 18 has been described in order to realize automatic switching of the frequency f0 of the low frequency signal # 12.
  • the present invention is not limited to this. That is, when the frequency f0 of the low frequency signal # 12 is manually switched, the determination unit 18 may be omitted from the light modulation system 1.
  • the switch 14c may be configured by, for example, a dip switch.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of the optical demodulation system 2 according to the present embodiment.
  • the optical demodulation system 2 is a system that generates a demodulated signal # 22 by demodulating the DBPSK-modulated optical signal L21 and outputs the generated demodulated signal # 22 (data signal) to the outside.
  • the optical demodulation system 2 is built in, for example, a receiver and used for optical communication.
  • the optical demodulation system 2 includes a delay interferometer 21, a pair of photodiodes 22, a transimpedance amplifier (hereinafter referred to as “TIA”) 23, a low-frequency signal generation unit 24, an addition A unit 25, a low-frequency component detection unit 26, a delay amount control unit 27, and a determination unit 28.
  • TIA transimpedance amplifier
  • the delay interferometer 21 converts the DBPSK-modulated optical signal L21 into an intensity-modulated optical signal L22 by interference-combining the signal light corresponding to the current symbol and the signal light corresponding to the previous symbol. It is.
  • the waveguide having the shorter optical path length is provided with a heater 21a for heating the constituent medium. That is, by changing the voltage applied to the heater 21a, the delay amount of the signal light passing through the waveguide having a short optical path length can be controlled with respect to the signal light passing through the waveguide having a long optical path length.
  • the optical signal L22 obtained by the delay interferometer 21 is converted into a current signal # 21 by the photodiode 22 and further differentially amplified by the TIA 23.
  • the demodulated signal # 22 obtained by the TIA 23 is output to the outside and supplied to the low frequency component detector 26.
  • the low frequency signal generator 24 is a means for generating the low frequency signal # 23.
  • the low frequency signal # 23 generated by the low frequency signal generation unit 24 is supplied to the addition unit 25 and the low frequency component detection unit 26.
  • the low frequency signal generation unit 24 is characterized in that the frequency f0 of the low frequency signal # 23 to be generated can be switched, like the low frequency signal generation unit 14 in the first embodiment.
  • FIG. 6 illustrates a low frequency signal generation unit 24 including a first low frequency oscillator 24a, a second low frequency oscillator 24b, and a switch 24c.
  • the first low frequency oscillator 24a generates a low frequency signal # 23a having a predetermined frequency f0a.
  • the second low frequency oscillator 24b generates a low frequency signal # 23b having a predetermined frequency f0b.
  • f0a and f0b are (1) frequencies that are sufficiently smaller than the frequency of the demodulated signal # 22, and (2) frequencies that are different from each other.
  • the low frequency signal # 23a and the low frequency signal # 23b are input to the switch 24c.
  • the switch 24c selects either the low frequency signal # 23a or the low frequency signal # 23b, and supplies the selected low frequency signal to the adder 25 and the low frequency component detector 26 as the low frequency signal # 23.
  • the frequency f0a or the frequency f0b is selected, and the low frequency signal # 23 having the selected frequency is supplied to the adding unit 25 and the low frequency component detecting unit 26.
  • the addition unit 25 is a means for generating a drive signal # 24 for driving the heater 21a. Specifically, the heater 21a is driven by adding a bias voltage Vb determined by a delay amount control unit 27 described later to the voltage value of the low frequency signal # 23 generated by the low frequency signal generation unit 24. A drive signal # 24 is generated.
  • the low frequency component detector 26 is means for detecting a low frequency component # 25 having a frequency f0 (the same frequency as the low frequency signal # 23) included in the demodulated signal # 22. Further, it is a means for comparing the phase of the low frequency component # 25 and the phase of the low frequency signal # 23 and generating a phase difference signal # 27 having a value corresponding to the phase difference between these two phases.
  • the phase difference signal # 27 generated by the low frequency component detector 26 is supplied to the delay amount controller 27.
  • FIG. 6 A configuration example of the low frequency component detection unit 26 is shown in FIG. In FIG. 6, the low frequency component detection part 26 provided with the peak detection part 26a, the mixer 26b, and LPF (low-pass filter) 26c is illustrated.
  • the peak detector 26a detects the low frequency component # 25 (corresponding to the envelope of the signal waveform of the demodulated signal # 22) included in the demodulated signal # 22. Then, the low frequency signal # 23 and the low frequency component # 25 are multiplied by the mixer 26b. Further, the LPF 26c removes the sum frequency component from the output signal # 26 of the mixer 26b and extracts the difference frequency component. The frequency component of the difference extracted by the LPF 26c is supplied to the delay amount control unit 27 as the phase difference signal # 27.
  • the delay amount control unit 27 is a means for generating a bias voltage Vb corresponding to the phase difference signal # 27.
  • the bias voltage Vb generated by the delay amount control unit 27 only needs to compensate for the phase drift generated in the delay interferometer 21, but in this embodiment, the integration obtained by integrating the phase difference signal # 27.
  • the value is a bias voltage Vb.
  • the delay amount control unit 27 can be realized by an integration circuit using an operational amplifier, like the operating point control unit 17 in the first embodiment.
  • the value of the phase difference signal # 27 input to the delay amount control unit 27 is converted into a digital value by an AD converter (not shown) and supplied to the determination unit 28.
  • the value of the bias voltage Vb output from the delay amount control unit 27 is converted into a digital value by an AD converter (not shown) and supplied to the determination unit 28.
  • the determination unit 28 is a means for determining the stability of the feedback control based on the value of the phase difference signal # 27 and the value of the bias voltage Vb.
  • the determination unit 28 can be realized by a microcomputer, for example.
  • the determination method by which the determination unit 28 determines the stability of the feedback control is the same as the method by which the determination unit 18 determines the stability of the feedback control in the first embodiment.
  • the determination unit 28 controls the low-frequency signal generation unit 24 to change the frequency f0 of the generated low-frequency signal # 23. More specifically, every time the determination result transitions from “stable” to “unstable”, the determination unit 28 switches the switch 24 c of the low-frequency signal generation unit 24.
  • the determination unit 28 switches the switch 24 c of the low-frequency signal generation unit 24.
  • the low-frequency signal generator 24 including the two low-frequency oscillators 24a and 24b that generate the low-frequency signals # 23a and # 23b having different frequencies f0a and f0b is shown. It is not limited to. That is, the low-frequency signal generator 24 may include n low-frequency oscillators that generate low-frequency signals having different frequencies f0 [1], f0 [2],..., F0 [n] ( n is an arbitrary natural number of 3 or more). In this case, the determination unit 28 changes the frequency f0 of the low frequency signal # 23 from f0 [i] to f0 [i + 1] (f0 [n] every time the determination result transitions from “stable” to “unstable”.
  • the low frequency signal generation unit 24 may be realized by a VCO (voltage controlled oscillator).
  • VCO voltage controlled oscillator
  • the determination unit 28 changes the control voltage applied to the VCO. In this case, if a table storing values of control voltages V1, V2,..., Vn corresponding to the different frequencies f0 [1], f0 [2],. Good.
  • the frequency f0 of the low-frequency signal # 23 is toggled every time the determination result in the determination unit 28 changes from “stable” to “unstable”.
  • the present invention is not limited to this. Is not to be done. That is, for example, every time the determination result in the determination unit 28 changes from “stable” to “unstable”, predetermined n different frequencies f0 [1], f0 [2],..., F0 [n ],
  • the frequency f0 best (for example, the frequency at which the fluctuation amount ⁇ Vb of the bias voltage Vb is the smallest) can be selected, and the frequency f0 of the low frequency signal # 23 is selected.
  • the frequency f0 best may be set.
  • the optical demodulation system 2 including the determination unit 28 has been described in order to realize automatic switching of the frequency f0 of the low frequency signal # 23, but the present invention is not limited to this. That is, when manually switching the frequency f0 of the low-frequency signal # 23, the determination unit 28 may be omitted from the optical demodulation system 2.
  • the switch 24c may be configured by, for example, a dip switch.
  • the compensation method according to each of the above embodiments is a compensation method for compensating for the operating point drift or phase drift of an optical device by feedback control using a low-frequency signal, and determines the stability of the feedback control. And when the feedback control is determined to be unstable in the determination step, the frequency of the low frequency signal is changed from the first frequency to a second frequency different from the first frequency. And a switching step for switching.
  • the frequency of the low frequency signal is changed from the first frequency to the second frequency.
  • the step of determining the stability of the feedback control may be performed by an apparatus (for example, an optical modulation system or an optical demodulation system described later) or an operator.
  • the optical device is, for example, a branch interference type optical device.
  • the branching interference type optical device has at least two waveguides, and (1) branches input light into light incident on the first waveguide and light incident on the second waveguide.
  • a function (2) a function of giving a phase difference between the light propagating through the first waveguide and the light propagating through the second waveguide, and (3) emitting from the first waveguide.
  • It refers to an optical device having a function of obtaining output light by causing light and light emitted from the second waveguide to interfere with each other.
  • the branch interference type optical device include a Mach-Zehnder type optical modulator that is a branch interference type optical modulator, and a delay interferometer that is a branch interference type optical demodulator.
  • the low-frequency signal is, for example, a low-frequency signal that is superimposed on a control signal that controls the phase difference.
  • the phase difference includes the potential of an input signal (data signal) input to the Mach-Zehnder optical modulator and the Mach-Zehnder optical modulation. Controlled by a bias voltage applied to the device. Therefore, the low frequency signal may be a low frequency signal superimposed on the input signal or the bias voltage, and the frequency may be lower than the frequency of the input signal.
  • the phase difference is controlled by a bias voltage applied to the delay interferometer. Therefore, the low-frequency signal may be a low-frequency signal superimposed on the bias voltage, and if the frequency is lower than the frequency of the output signal (demodulated data signal) output from the delay interferometer. Good.
  • the determination step determines in advance a moving average of the phase difference between the phase of the low frequency component included in the signal generated by the optical device and the phase of the low frequency signal.
  • the stability of the feedback control can be accurately determined by the first determination step.
  • the bias does not converge to a constant value. In other words, the bias fluctuation amount does not converge to zero. Therefore, the stability of the feedback control can be accurately determined also by the second determination step.
  • the value of the bias to be applied to the optical device can be obtained, for example, by integrating the phase difference.
  • the determination step includes at least one of the first determination step and the second determination step, the stability of the feedback control can be accurately determined. it can.
  • the stability of the feedback control can be determined more accurately.
  • the ratio between the first frequency and the second frequency is not a simple integer ratio.
  • low frequency noise groups having different frequencies may be mixed at the same time.
  • the ratio of the frequencies of the low frequency noise included in such a low frequency noise group is often a simple integer ratio.
  • a harmonic group generated in the power supply device is a typical example of such a low-frequency noise group. Therefore, when the ratio between the first frequency and the second frequency is a simple integer ratio, the feedback control is performed even if the frequency of the low frequency signal is switched from the first frequency to the second frequency. May not be stabilized.
  • the first frequency and the second frequency are not a simple integer ratio, the feedback control can be stabilized with a higher probability without causing such a problem.
  • the simple integer ratio refers to an integer ratio that can be expressed by a small integer, for example, an integer ratio that can be expressed by an integer of 10 or less.
  • the optical device is, for example, a Mach-Zehnder optical modulator.
  • the operating point drift of the Mach-Zehnder optical modulator can be compensated by the feedback control.
  • the optical device is, for example, a delay interferometer. In this case, the phase drift of the delay interferometer can be compensated by the feedback control.
  • the optical modulation system includes a low-frequency signal that generates the low-frequency signal in an optical modulation system having a compensation function that compensates for an operating point drift of the optical modulator by feedback control using the low-frequency signal. It is a signal generation part, Comprising: The low frequency signal generation part which can switch the frequency of the said low frequency signal to produce
  • the optical modulation system which can operate feedback control more stably is implement
  • the frequency of low-frequency noise derived from the power supply device (for example, spike noise derived from the switching regulator) varies depending on the temperature and also varies depending on the configuration of the power supply device used together. Therefore, if the temperature fluctuates or the power supply apparatus used in combination is changed, the feedback control that has been stable until then may become unstable. Even in such a case, according to the above configuration, the feedback control can be stabilized again by switching the frequency of the low-frequency signal.
  • the optical modulation system includes, for example, (1) a low-frequency superimposition unit that generates a drive signal by superimposing the low-frequency signal on an input signal; 2) a Mach-Zehnder optical modulator that generates an optical signal by intensity-modulating continuous light with the drive signal; and (3) detecting a low-frequency component included in the optical signal and detecting the detected low-frequency component; A low frequency component detection unit that generates a phase difference signal having a value corresponding to a phase difference from the low frequency signal; and (4) generating a bias voltage corresponding to the phase difference signal, and generating the generated bias voltage as the Mach An operating point control unit applied to the Zehnder type optical modulator can be provided. Further, instead of a configuration in which the low frequency signal is superimposed on the input signal, a configuration in which the low frequency signal is superimposed on the bias voltage may be employed.
  • the optical modulation system may be configured to manually switch the frequency of the low frequency signal or may be configured to automatically perform switching.
  • the apparatus further includes a determination unit that determines the stability of the feedback control. When the determination unit determines that the feedback control is unstable, the low-frequency signal generation unit A configuration may be adopted in which the frequency of the frequency signal is automatically switched from the first frequency to the second frequency.
  • the optical demodulation system includes a low-frequency signal that generates the low-frequency signal in an optical demodulation system having a compensation function that compensates for a phase drift of the optical demodulator by feedback control using the low-frequency signal. It is a generation part, Comprising: The low frequency signal generation part which can switch the frequency of the said low frequency signal to be produced
  • the optical demodulation system includes, for example, (1) an addition unit that generates a drive signal by superimposing the low frequency signal on a bias voltage; ) A delay interferometer for converting a phase-modulated optical signal into an intensity-modulated optical signal, which is driven by the above-mentioned drive signal and two waveguides having different optical path lengths, and one of the two waveguides A delay interferometer having a heater that heats, and (3) a low-frequency component included in the intensity-modulated optical signal, and a value corresponding to a phase difference between the detected low-frequency component and the low-frequency signal A low-frequency component detection unit that generates a phase difference signal having: (4) a delay amount control unit that generates a bias voltage according to the value of the phase difference signal as the bias voltage on which the low-frequency signal is superimposed; With a configuration It is possible.
  • the optical demodulation system may be configured to manually switch the frequency of the low frequency signal or may be configured to automatically perform switching.
  • the apparatus further includes a determination unit that determines the stability of the feedback control. When the determination unit determines that the feedback control is unstable, the low-frequency signal generation unit A configuration may be adopted in which the frequency of the frequency signal is automatically switched from the first frequency to the second frequency.
  • the present invention can be suitably used for an optical modulation system including an MZ type optical modulator and an optical demodulation system including a delay interferometer.

Abstract

　光変調システム（１）は、低周波信号（＃１２）を用いたフィードバック制御によってＭＺ型光変調器（１２）の動作点ドリフトを補償する補償機能を有している。判定部（１８）は、フィードバック制御の安定性を判定する。また、低周波信号生成部（１４）は、フィードバック制御が不安定であると判定されたときに、低周波信号（＃１２）の周波数を第１の周波数から第２の周波数へと切り替える。

Description

補償方法、光変調システム、及び光復調システム
　本発明は、低周波信号を用いたフィードバック制御によって、光学デバイスの動作点ドリフト又は位相ドリフトを補償する補償方法に関する。また、そのような補償方法を用いた光変調システム及び光復調システムに関する。
　レーザ光を変調する光変調器のひとつとして、ＬｉＮｂＯ３変調器（以下「ＬＮ変調器」と記載）が広く用いられている。ＬＮ変調器は、マッハ・ツェンダ型光変調器（以下「ＭＺ型光変調器」と記載）の一種であり、例えば、以下のようにして出力光を得る。すなわち、ＬＮ変調器は、（１）入力されたレーザ光を分岐して互いに逆向きの電圧が印加された２つの導波路に入射させ、（２）第１の導波路においてレーザ光の位相をφ前進させると共に、第２の導波路においてレーザ光の位相をφ後進させ、（３）第１の導波路を通って位相がφ前進したレーザ光（以下「前進光」）と第２の導波路を通って位相がφ後進したレーザ光（以下「後進光」）とを干渉合成することによって出力光を得る。
　ＬＮ変調器における位相前進／後進量φは、外部から印加する駆動電圧Ｖによって決まる。駆動電圧Ｖとして、前進光と後進光とが逆相になる規定電圧Ｖ０を印加すると、前進光と後進光とが互いに弱め合うように干渉し、出力光の強度（出力光電力）が最小になる。一方、駆動電圧Ｖとして、前進光と後進光とが同相になる規定電圧Ｖ１を印加すると、前進光と後進光とが互いに強め合うように干渉し、出力光の強度が最大になる。したがって、入力信号（データ信号）の値が０であるときに駆動電圧Ｖ＝Ｖ０を印加し、入力信号の値が１であるときに駆動電圧Ｖ＝Ｖ１を印加すれば、入力信号で強度変調された光信号を生成することができる。
　ＬＮ変調器において生じ得る問題として、動作点ドリフトの問題が知られている。ここで、動作点ドリフトとは、出力光の強度が最小／最大になる印加電圧Ｖが経時変化又は外乱によって規定電圧Ｖ０／Ｖ１からずれてしまう現象のことを指す。動作点ドリフトを生じさせる外乱としては、温度変化などが代表的である。
　動作点ドリフトを補償する補償方法としては、特許文献１に記載のものが有名である。特許文献１に記載の光変調システム１００の構成を図７に示す。光変調システム１００は、図７に示すように、光源１１１、駆動回路１１２、ＬＮ変調器（外部変調器）１１３、低周波発振器１１４、低周波重畳手段１１５、低周波信号検出手段１１６、及び制御手段１１７により構成されている。
　光変調システム１００において、ＬＮ変調器１１３は、光源１１１から発せられたレーザ光を入力信号＃１で強度変調する外部変調器として機能する。ただし、駆動回路１１２は、入力信号＃１そのものの値ではなく、低周波信号＃２で振幅変調された入力信号＃３の値に応じた駆動電圧ＶをＬＮ変調器１１３に印加する。低周波発振器１１４は、この低周波信号＃２を生成するための構成であり、低周波重畳手段１１５は、この低周波信号＃２で入力信号＃１を振幅変調するための構成である。ここで、低周波信号＃２は、入力信号＃１の周波数と比べて十分に小さな周波数ｆ０を有するもの（正弦波、矩形波、三角波等）であればよい。
　このように、低周波信号＃２で振幅変調された入力信号＃３の値に応じた駆動電圧ＶをＬＮ変調器１１３に印加した場合、ＬＮ変調器１１３から出力される光信号Ｌについて以下のことが言える。すなわち、動作点ドリフトが生じていない場合、ＬＮ変調器１１３から出力される光信号Ｌには、低周波信号＃２の周波数ｆ０の２倍の周波数を有する低周波成分が含まれる。一方、動作点ドリフトが生じている場合、ＬＮ変調器１１３から出力される光信号Ｌには、低周波信号＃２の周波数ｆ０と同一の周波数を有する低周波成分が含まれる。この場合、光信号Ｌに含まれる低周波成分（低周波信号＃２の周波数ｆ０と同一の周波数を有する低周波成分）と低周波信号＃２との位相差は、動作点ドリフトの方向に応じて０又はπの何れかに決まる。
　低周波信号検出手段１１６は、ＬＮ変調器１１３から出力される光信号Ｌ（より正確には、光信号Ｌを光電変換／電流電圧変換して得られる電圧信号）から、低周波信号＃２の周波数ｆ０と同一の周波数を有する低周波成分を検出する。また、検出した低周波成分の位相を低周波信号＃２の位相と比較して動作点ドリフトの方向を特定する。制御手段１１７は、低周波信号検出手段１１６によって特定された動作点ドリフトの方向に応じて、駆動回路１１２の動作点を変更するための制御信号＃４を駆動回路１１２に供給する。駆動回路１１２は、制御手段１１７から供給された制御信号＃４に応じて、入力信号＃１の値が０であるときにＬＮ変調器１１３に印加する印加電圧Ｖを規定電圧Ｖ０からＶ０±ｄＶに、また、入力信号＃１の値が１であるときにＬＮ変調器１１３に印加する印加電圧Ｖを規定電圧Ｖ１からＶ１±ｄＶに変更する。
　光変調システム１００は、このようなフィードバック制御を行うことによって、動作点ドリフトを補償し、その結果、安定したフィードバック制御を実現すると共に、安定した光信号を得ることができる。
　また、位相変調された光信号を復調する光復調器としては、遅延干渉計が広く用いられている。遅延干渉計は、（１）入力された信号光を分岐して長さの異なる２つの導波路に入射させ、（２）第１の導波路（長い方の導波路）を通った信号光と第２の導波路（短い方の導波路）を通った信号光とを干渉合成することによって出力光を得る。
　遅延干渉計の出力光の状態は、第１の導波路を通った信号光と第２の導波路を通った信号光との位相差によって決まる。２つの導波路の長さを、第１の導波路を通った信号光が第２の導波路を通った信号光に対して１シンボル分遅延するように設定しておけば、前シンボルに対応する信号光（第１の導波路を通った信号光）と現シンボルに対応する信号光（第２の導波路を通った信号光）との位相差（以下「シンボル間位相差」と記載）に応じた状態の出力光が得られる。
　ここで、第１の導波路を通った信号光と第２の導波路を通った信号光との干渉合成には、２つの出力ポートを有する光カプラが用いられる。これら２つの出力ポートの各々から出力される光信号を光電変換して得られる電流信号をトランスインピーダンスアンプを用いて差動増幅することによって復調信号が得られる。シンボル間位相差が０であれば、復調信号の値が最大になり、シンボル間位相差がπであれば、復調信号の値が最小になる。
　ＤＢＰＳＫ（光差動２値位相シフトキーイング）復調器は、１つの遅延干渉計を含んで構成される。ＤＢＰＳＫ復調器では、ＤＢＰＳＫ変調された光信号をこの遅延干渉計によって強度変調された光信号に変換する。そして、この光信号を光電変換することによって、復調信号を得る。また、ＤＱＰＳＫ（光差動４値位相シフトキーイング）復調器は、遅延量が異なる２つの遅延干渉計を含んで構成される。ＤＱＰＳＫ復調器では、ＤＱＰＳＫ変調された光信号をこれらの遅延干渉計によって強度変調された光信号に変換する。そして、これらの光信号を光電変換することによって、Ｉチャンネルの復調信号とＱチャンネルの復調信号とを得る。なお、ＤＱＰＳＫ復調器の詳細については、例えば、特許文献２などを参照されたい。
　遅延干渉計においても、ＬＮ変調器における動作点ドリフトと類似の問題が起こる。すなわち、信号光の波長又は遅延干渉計の温度が変動すると、シンボル間位相差が規定値からずれてしまう位相ドリフトという現象が起こる。
　このような位相ドリフトを補償するためにも、低周波信号を利用することができる。すなわち、（１）第１の導波路に入射した信号光を第２の導波路に入射した信号光に対して遅延させる際の遅延量を低周波信号を用いて僅かに振動させると共に、（２）この低周波信号と復調信号に含まれる低周波成分との位相差に応じてこの遅延量を増減させることによって、このような位相ドリフトを補償することができる。なお、この遅延量の増減は、例えば、第１の導波路又は第２の導波路の構成媒質の温度をヒータによって上下させることによって実現される。
日本国公開特許公報「特開平３－２５１８１５号公報」（１９９１年１１月１１日公開） 日本国公開特許公報「特表２００４－５１６７４３号公報」（２００４年６月３日公表）
　しかしながら、上述した従来の光変調システムにおいては、動作点ドリフト補償用の低周波信号に近い周波数を有するノイズ（以下「低周波ノイズ」と記載）が混入した場合、この低周波ノイズが高倍率で増幅されることによって、ＬＮ変調器のフィードバック制御が不安定化するという問題があった。
　ＬＮ変調器のフィードバック制御を不安定化させる要因となる低周波ノイズとしては、電源ノイズが代表的である。例えば、電源装置としてスイッチングレギュレータを用いた場合、このスイッチングレギュレータから周期的なスパイクノイズが発生することがある。そして、動作点ドリフト補償用の低周波信号の周波数とこのスパイクノイズの周波数とが近接している場合、このスパイクノイズが高倍率で増幅されることによって、ＬＮ変調器のフィードバック制御が不安定化する虞がある。
　なお、スパイクノイズの周波数は、温度等に依存して変動し得る。したがって、動作点ドリフト補償用の低周波信号の周波数を一定とした場合、最初は安定したフィードバック制御が営まれていたとしても、温度等の変動を契機としてフィードバック制御が不安定化する虞がある。また、スパイクノイズの周波数は、併用される電源装置の構成によって異なり得る。したがって、動作点ドリフト補償用の低周波信号の周波数を一定とした場合、最初は安定なフィードバック制御が営まれていたとしても、併用される電源装置の変更を契機としてフィードバック制御が不安定化する虞がある。
　また、上述した従来の光復調システムにおいても、同様の問題が生じ得る。信号光の波長又は遅延干渉計の温度が変動すると、遅延干渉計は、その影響を受ける。また、光アンプの偏波依存性を平均化するために偏波スクランブラを用いた場合、遅延干渉計に入力される光信号の強度及び波形がスクランブラの周波数で変動することがある。位相ドリフト補償用の低周波信号の周波数とスクランブラの周波数とが近接していると、この変動が高倍率で増幅されることによって、遅延干渉計のフィードバック制御が不安定化する虞がある。
　本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、低周波信号を用いたフィードバック制御によって光学デバイスの動作点ドリフト又は位相ドリフトを補償する補償方法において、より安定してフィードバック制御を営むことのできる補償方法を実現することにある。
　本発明に係る補償方法は、低周波信号を用いたフィードバック制御によって光学デバイスの動作点ドリフト又は位相ドリフトを補償する補償方法である。そして、上記課題を解決するために、本発明に係る補償方法は、上記フィードバック制御の安定性を判定する判定工程と、上記判定工程にて上記フィードバック制御が不安定であると判定されたときに、上記低周波信号の周波数を第１の周波数から該第１の周波数とは異なる第２の周波数へと切り替える切替工程と、を含んでいる。
　上記の構成によれば、上記低周波信号の周波数に近接する周波数を有する低周波ノイズ等によって上記フィードバック制御が不安定化した場合、上記低周波信号の周波数を第１の周波数から第２の周波数へと切り替えることによって上記フィードバック制御を再び安定化させることができる。すなわち、上記の構成によれば、より安定してフィードバック制御を営むことのできる補償方法が実現される。なお、上記フィードバック制御の安定性を判定する工程は、装置（例えば、後述する光変調システム又は光復調システム）が行ってもよいし、操作者が行ってもよい。
　上記課題を解決するために、本発明に係る光変調システムは、低周波信号を用いたフィードバック制御によって光変調器の動作点ドリフトを補償する補償機能を有する光変調システムにおいて、上記低周波信号を生成する低周波信号生成部であって、生成する上記低周波信号の周波数が切り替え可能な低周波信号生成部を備えている。
　上記の構成によれば、上記低周波信号の周波数に近接する周波数を有する低周波ノイズ等によって上記フィードバック制御が不安定化した場合、上記低周波信号の周波数を切り替えることによって上記フィードバック制御を再び安定化させることができる。すなわち、上記の構成によれば、より安定してフィードバック制御を営むことのできる光変調システムが実現される。
　上記課題を解決するために、本発明に係る光復調システムは、低周波信号を用いたフィードバック制御によって光復調器の位相ドリフトを補償する補償機能を有する光復調システムにおいて、上記低周波信号を生成する低周波信号生成部であって、生成する上記低周波信号の周波数が切り替え可能な低周波信号生成部を備えている。
　上記の構成によれば、上記低周波信号の周波数に近接する周波数を有する低周波ノイズ等によって上記フィードバック制御が不安定化した場合、上記低周波信号の周波数を切り替えることによって上記フィードバック制御を再び安定化させることができる。すなわち、上記の構成によれば、より安定してフィードバック制御を営むことのできる光復調システムが実現される。
　本発明によれば、上記低周波信号の周波数に近接する周波数を有する低周波ノイズ等によって上記フィードバック制御が不安定化した場合に、上記低周波信号の周波数を第１の周波数から第２の周波数へと切り替えることによって、上記フィードバック制御を再び安定化させることができる。これにより、従来よりも安定したフィードバック制御を実現することができる。
本発明の第１の実施形態に係る光変調システムの構成を示すブロック図である。 図１に示す光変調システムが備えている低周波成分検出部の構成を示す回路図である。 図１に示す光変調システムが備えている動作点制御部の構成を示す回路図である。 図１に示す光変調システムが備えている動作点制御部により生成されるバイアス電圧の値の典型的な時間変化を示すグラフである。実線は、フィードバック制御が安定に営まれている場合を示し、点線は、低周波ノイズが混入してフィードバック制御が不安定化した場合を示す。 図１に示す光変調システムが備えている低周波成分検出部により生成される位相差信号の値の典型的な時間変化を示すグラフである。実線は、フィードバック制御が安定に営まれている場合を示し、点線は、低周波ノイズが混入してフィードバック制御が不安定化した場合を示す。 本発明の第２の実施形態に係る光復調システムの構成を示すブロック図である。 従来の光変調システムの構成を示すブロック図である。
　〔第１の実施形態〕
　本発明の第１の実施形態（以下「本実施形態」と記載）に係る光変調システムの構成について、図１～図３を参照して説明する。図１は、本実施形態に係る光変調システム１の構成を示すブロック図である。図２は、光変調システム１が備える低周波成分検出部１６の構成例を示す回路図である。図３は、光変調システム１が備える動作点制御部１７の構成例を示す回路図である。
　光変調システム１は、外部から入力された入力信号＃１１（データ信号）によって強度変調された光信号Ｌ１２を生成し、生成した光信号Ｌ１２を外部に出力するシステムである。光変調システム１は、例えば送信機に内蔵され、光通信に利用されるものである。
　図１に示すように、光変調システム１は、光源１１と、マッハ・ツェンダ型光変調器（以下「ＭＺ型光変調器」と記載）１２と、光分岐部１３と、低周波信号生成部１４と、低周波重畳部１５と、低周波成分検出部１６と、動作点制御部１７と、判定部１８とを備えている。
　光源１１は、連続光Ｌ１１を発するための手段である。ここで、連続光とは、例えば、一定（時間的に一定）の強度を有する光のことを指す。光源１１が発した連続光Ｌ１１は、ＭＺ型光変調器１２へと導かれる。光源１１は、例えば、半導体レーザにより実現することができる。なお、光源１１は、製品使用時に光変調システム１に含まれていればよく、製品出荷時に光変調システム１に含まれていることを要さない。すなわち、図１に示す光変調システム１から光源１１を省略したものも製品として流通させることが可能である。
　ＭＺ型光変調器１２は、連続光Ｌ１１を駆動信号＃１３で強度変調することによって、光信号Ｌ１２を生成するための手段である。ここで、連続光Ｌ１１を駆動信号＃１３で強度変調するとは、例えば、駆動電圧Ｖ（駆動信号＃１３の値）が第１の規定値Ｖ０であれば出力光の強度を最小化（連続光Ｌ１１を遮断）し、駆動電圧Ｖが第２の規定値Ｖ１であれば出力光の強度を最大化（連続光Ｌ１１を透過）することを指す。ただし、ＭＺ型光変調器１２における位相変化量φは、低周波重畳部１５から供給される駆動電圧Ｖと動作点制御部１７から供給されるバイアス電圧Ｖｂとの和Ｖ＋Ｖｂによって決まる。ＭＺ型光変調器１２によって生成された光信号Ｌ１２は、光分岐部１３へと導かれる。ＭＺ型光変調器１２は、例えば、ＬｉＮｂＯ３変調器（以下「ＬＮ変調器」と記載）によって実現することができる。
　光分岐部１３は、光信号Ｌ１２を分岐するための手段である。光信号Ｌ１２の一部（以下「光信号Ｌ１２ａ」と記載）は外部に出力され、光信号Ｌ１２の一部（以下「光信号Ｌ１２ｂ」と記載）は、低周波成分検出部１６へと導かれる。光分岐部１３は、例えば、光カプラにより実現することができる。
　低周波信号生成部１４は、低周波信号＃１２を生成するための手段である。低周波信号生成部１４によって生成された低周波信号＃１２は、低周波重畳部１５及び低周波成分検出部１６に供給される。この低周波信号生成部１４は、生成する低周波信号＃１２の周波数ｆ０を切り替え得る点に特徴がある。
　低周波信号生成部１４の構成例を図１に示す。図１においては、第１の低周波発振器１４ａ、第２の低周波発振器１４ｂ、及びスイッチ１４ｃを備えた低周波信号生成部１４を例示している。
　図１の構成において、第１の低周波発振器１４ａは、予め定められた周波数ｆ０ａを有する低周波信号＃１２ａを生成する。この低周波信号＃１２ａは、周波数ｆ０ａを有するものであればよく、その波形は任意である（正弦波、矩形波、三角波等）。第２の低周波発振器１４ｂは、予め定められた周波数ｆ０ｂを有する低周波信号＃１２ｂを生成する。この低周波信号＃１２ｂも、周波数ｆ０ｂを有するものであればよく、その波形は任意である（正弦波、矩形波、三角波等）。
　ｆ０ａ及びｆ０ｂは、（１）入力信号＃１１の周波数と比べて十分に小さい周波数であり、かつ、（２）互いに異なる周波数である。また、比ｆ０ａ：ｆ０ｂは、後述する理由により簡単な整数比でないことが好ましい。ここで、「簡単な整数比」とは、小さな整数で表現できる比のこと、例えば、１０以下の整数で表現できる比のことを指す（１：２、２：３、１：１０などは、何れも、簡単な整数比の例である）。一例としては、ｆ０ａ＝９０５Ｈｚ、ｆ０ｂ＝１０００Ｈｚである。
　また、図１の構成において、低周波信号＃１２ａ及び低周波信号＃１２ｂは、スイッチ１４ｃに入力される。スイッチ１４ｃは、低周波信号＃１２ａ又は低周波信号＃１２ｂの何れかを選択し、選択した方の低周波信号を低周波信号＃１２として低周波重畳部１５及び低周波成分検出部１６に供給する。換言すれば、周波数ｆ０ａ又は周波数ｆ０ｂの何れかを選択し、選択した方の周波数を有する低周波信号＃１２を低周波重畳部１５及び低周波成分検出部１６に供給する。
　なお、以下の説明においては、低周波信号＃１２の周波数をｆ０と記載する。すなわち、低周波信号＃１２として低周波信号＃１２ａが選択されている場合にはｆ０＝ｆ０ａであり、低周波信号＃１２として低周波信号＃１２ｂが選択されている場合にはｆ０＝ｆ０ｂである。
　低周波重畳部１５は、低周波信号＃１２を入力信号＃１１に重畳することによって、駆動信号＃１３を生成するための手段である。ここで、低周波信号＃１２を入力信号＃１１に重畳するとは、例えば、低周波信号＃１２で入力信号＃１１を振幅変調することを指す。低周波重畳部１５によって生成された駆動信号＃１３は、ＭＺ型光変調器１２に供給される。
　低周波成分検出部１６は、光信号Ｌ１２ｂ（より正確に言えば、光信号Ｌ１２ｂを光電変換／電流電圧変換して得られる電圧信号）に含まれる、周波数ｆ０（低周波信号＃１２と同一の周波数）を有する低周波成分＃１４を検出するための手段である。また、低周波成分＃１４の位相と低周波信号＃１２の位相とを比較し、これら２つの位相の位相差に応じた値Ｄを有する位相差信号＃１５を生成するための手段である。低周波成分検出部１６によって生成された位相差信号＃１５は、動作点制御部１７に供給される。
　低周波成分検出部１６の構成例を図２に示す。図２においては、フォトダイオード１６ａ、抵抗１６ｂ、帯域増幅器１６ｃ、ミキサ１６ｄ、及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）１６ｅを備えた低周波成分検出部１６を例示している。
　図２の構成において、光分岐部１３から供給された光信号Ｌ１２ｂは、フォトダイオード１６ａによって電流信号＃１６に変換（光電変換）され、更に、抵抗１６ｂによって電圧信号＃１７に変換（電流電圧変換）される。この電圧信号＃１７は、帯域増幅器１６ｃに入力される。帯域増幅器１６ｃは、増幅帯域がｆ０（低周波信号＃１２と同一の周波数）近傍に制限された増幅器であり、電圧信号＃１７に含まれる、周波数ｆ０を有する低周波成分＃１４を選択的に増幅する。ここで、帯域増幅器１６ｃの増幅帯域は、周波数ｆ０ａ及びｆ０ｂの両方を含むように設定されているものとする。
　また、図２の構成において、ミキサ１６ｄの一方の入力端子には、帯域増幅器１６ｃによって選択的に増幅された低周波成分＃１４が入力され、ミキサ１６ｄの他方の入力端子には、低周波信号生成部１４によって生成された低周波信号＃１２が入力される。ミキサ１６ｄは、低周波成分＃１４の値と低周波信号＃１２の値とを乗算する。ミキサ１６ｄの出力信号＃１８には、和の周波数成分と差の周波数成分とが含まれる。ここで、和の周波数成分は、その周波数が低周波成分＃１４の周波数と低周波信号＃１２の周波数との和（低周波信号＃１２の周波数ｆ０の２倍）となる周波数成分であり、差の周波数成分は、その周波数が低周波成分＃１４の周波数と低周波信号＃１２の周波数との差となる周波数成分である。ＬＰＦ１６ｅは、ミキサ１６ｄの出力信号＃１８から、この和の周波数成分を除去し、差の周波数成分を取り出す。これにより、低周波成分＃１４と低周波信号＃１２との位相差に応じた値Ｄを有する位相差信号＃１５を生成することができる。
　動作点制御部１７は、位相差信号＃１５に応じたバイアス電圧Ｖｂを生成すると共に、生成したバイアス電圧ＶｂをＭＺ型光変調器１２に印加するための手段である。動作点制御部１７が生成するバイアス電圧Ｖｂは、ＭＺ型光変調器１２において生じた動作点ドリフトを補償するものではあれば良いが、本実施形態においては、位相差信号＃１５を積分して得られる積分値をバイアス電圧Ｖｂとしている。
　動作点制御部１７の構成例を図３に示す。図３においては、オペアンプ（演算増幅器）１７ａ、コンデンサ１７ｂ、及び定電圧源１７ｃとを備えた動作点制御部１７を例示している。
　図３の構成において、オペアンプ１７ａの反転入力には、位相差信号＃１５が入力され、オペアンプ１７ａの非反転入力には、定電圧源１７ｃによって生成された定電圧Ｖｃｃが入力される。オペアンプ１７ａの出力と反転入力とは、コンデンサ１７ｂを介して接続されている。すなわち、オペアンプ１７ａ、コンデンサ１７ｂ、及び定電圧源１７ｃは、位相差信号＃１５の値Ｄ（反転入力と非反転入力との間の電位差）を積分する積分回路を構成している。位相差信号＃１５の値Ｄを積分して得られた積分値は、バイアス電圧ＶｂとしてＭＺ型光変調器１２に供給される。
　動作点制御部１７に入力される位相差信号＃１５の値Ｄは、ＡＤコンバータ（不図示）によってデジタル値に変換されて判定部１８に供給される。また、動作点制御部１７から出力されるバイアス電圧Ｖｂの値は、ＡＤコンバータ（不図示）によってデジタル値に変換されて判定部１８に供給される。判定部１８は、位相差信号＃１５の値Ｄ、及び、バイアス電圧Ｖｂの値に基づいて、フィードバック制御の安定性を判定するための手段である。この判定部１８は、例えばマイクロコンピュータにより実現することができる。判定部１８がフィードバック制御の安定性を判定する判定方法については、後述する。
　判定結果が「安定」から「不安定」へと遷移する度に、判定部１８は、生成する低周波信号＃１２の周波数ｆ０を変更するように低周波信号生成部１４を制御する。より具体的に言うと、判定結果が「安定」から「不安定」へと遷移する度に、判定部１８は、低周波信号生成部１４のスイッチ１４ｃを切り替える。その結果、（１）低周波信号＃１２の周波数ｆ０がｆ０ａであるときに判定結果が「安定」から「不安定」へと遷移した場合には、低周波信号＃１２の周波数ｆ０がｆ０ａからｆ０ｂへと切り替わり、（２）低周波信号＃１２の周波数ｆ０がｆ０ｂであるときに判定結果が「安定」から「不安定」へと遷移した場合には、低周波信号＃１２の周波数ｆ０がｆ０ｂからｆ０ａへと切り替わる。
　これにより、（１）低周波信号＃１２の周波数ｆ０がｆ０ａであるときに、その周波数ｆ０ａを有する低周波ノイズが混入してフィードバック制御が不安定化した場合、及び、（２）低周波信号＃１２の周波数ｆ０がｆ０ｂであるときに、その周波数ｆ０ｂを有する低周波ノイズが混入してフィードバック制御が不安定化した場合の双方において、フィードバック制御を安定化させることができる。すなわち、低周波ノイズが混入しても、安定したフィードバック制御を回復することができる。
　なお、光変調システム１には、相異なる周波数を有する低周波ノイズ群が同時に混入することがある。そして、このような低周波ノイズ群に含まれる低周波ノイズの周波数同士の比は整数比になることが多い。電源装置で発生する高調波群は、このような低周波ノイズ群の典型例である。したがって、ｆ０ａ：ｆ０ｂが簡単な整数比になるように周波数ｆ０ａ，ｆ０ｂを設定した場合、低周波信号＃１２の周波数ｆ０をｆ０ａからｆ０ｂへと切り替えたり、ｆ０ｂからｆ０ａへと切り替えたりしても、フィードバック制御の安定化を図れないことがある。一方、ｆ０ａ：ｆ０ｂが簡単な整数比にならないように周波数ｆ０ａ，ｆ０ｂを設定すれば、より高い確率でフィードバック制御の安定化を図ることができる。
　次に、判定部１８がフィードバック制御の安定性を判定する判定方法について、図４～図５を参照して説明する。
　図４は、フィードバック制御の安定性を判定するために参照されるバイアス電圧Ｖｂの値の典型的な時間変化を示すグラフである。実線は、安定したフィードバック制御が営まれる場合を示し、点線は、低周波ノイズの混入によりフィードバック制御が不安定化した場合を示す。グラフの左端（ｔ＝０）は、光変調システム１が動作を開始した時刻、又は、低周波信号生成部１４のスイッチ１４ｃが切り替えられた時刻に対応する。
　低周波ノイズの混入がなければ、フィードバック制御によりバイアス電圧Ｖｂが自律的に調整され、所定の時間（Ｔ０秒間）内にバイアス電圧Ｖｂが一定の値に収束する（図４の実線を参照のこと）。バイアス電圧Ｖｂが一定の値に収束した状態では、駆動電圧Ｖ（駆動信号＃１３の値）が規定値Ｖ０のときにＭＺ型光変調器１２の出力光の強度が最小化され、かつ、駆動電圧Ｖが規定値Ｖ１のときにＭＺ型光変調器１２の出力光の強度が最大化される。一方、低周波ノイズの混入が生じた場合、バイアス電圧Ｖｂは、一定の値に収束することなく、所定の時間が経過した後も変動し続ける（図４の点線を参照のこと）。
　判定部１８は、時刻ｔ＞Ｔ０においてサンプリングされたバイアス電圧Ｖｂの値から変動量ΔＶｂを評価し、この変動量ΔＶｂに基づいてフィードバック制御の安定性を判定する。より具体的に言うと、この変動量ΔＶｂが予め定められた閾値Ｔｈを上回っている場合に、フィードバック制御が不安定であると判定し、そうでない場合に、フィードバック制御が安定であると判定する。
　なお、この変動量ΔＶｂは、各種評価方法により評価することができる。例えば、期間（ｔ－Δｔ,ｔ）内にサンプリングされたバイアス電圧Ｖｂの最大値Ｖｂmaxと最小値Ｖｂminとを特定し、その差Ｖｂmax－Ｖｂminを時刻ｔにおける変動量ΔＶｂとすることが考えられる。この場合、Δｔは、例えば、ＬＰＦ１６ｅの時定数よりも長くなるように設定するとよい。ただし、動作点ドリフトの時定数（通常は数分以上）よりは十分短く設定する。
　なお、変動量Ｖｂの評価方法はこれに限定されない。例えば、時刻ｔにおけるバイアス電圧Ｖｂ（ｔ）と時刻ｔ－Δｔにおけるバイアス電圧Ｖｂ（ｔ－Δｔ）との差の絶対値｜Ｖｂ（ｔ）－Ｖｂ（ｔ－Δｔ）｜を、時刻ｔにおける変動量ΔＶｂとしてもよい。この場合、Δｔは、ＬＰＦ１６ｅの時定数と同程度に設定するとよい。
　図５は、フィードバック制御の安定性を判定するために参照される位相差信号＃１５の値Ｄの典型的な時間変化を示すグラフである。実線は、安定したフィードバック制御が営まれる場合を示し、点線は、低周波ノイズの混入によりフィードバック制御が不安定化した場合を示す。グラフの左端（ｔ＝０）は、光変調システム１が動作を開始した時刻、又は、低周波信号生成部１４のスイッチ１４ｃが切り替えられた時刻に対応する。
　低周波ノイズの混入がなければ、上述したように、フィードバック制御によりバイアス電圧Ｖｂが自律的に調整され、所定の時間（Ｔ０秒間）内にバイアス電圧Ｖｂが一定の値に収束する。バイアス電圧Ｖｂが一定の値に収束した状態では、位相差信号＃１５の値Ｄが０に保たれる。一方、低周波ノイズが混入した場合、バイアス電圧Ｖｂが一定の値に収束した状態が実現されず、位相差信号＃１５は０でない値Ｄをもつ。
　判定部１８は、時刻ｔ＞Ｔ０においてサンプリングされた位相差信号＃１５の値Ｄ（ｔ）の移動平均に基づいて、フィードバック制御の安定性を判定する。例えば、期間（ｔ－Δｔ,ｔ）内にサンプリングされたｎ個の位相差信号＃１５の値Ｄ（ｔ’）の平均値ΣＤ（ｔ’）／ｎが予め定められた閾値Ｔｈを超える場合に、フィードバック制御が不安定であると判定し、そうでない場合に、フィードバック制御が安定であると判定する。
　判定部１８は、バイアス電圧Ｖｂの値に基づく判定結果と位相差信号＃１５の値Ｄに基づく判定結果とから、最終的な判定結果を導出する。例えば、バイアス電圧Ｖｂの値に基づく判定結果と位相差信号＃１５の値Ｄに基づく判定結果との両方が「安定」である場合に、フィードバック制御が安定であると判定し、そうでない場合に、フィードバック制御が不安定であると判定する。あるいは、バイアス電圧Ｖｂの値に基づく判定結果と位相差信号＃１５の値Ｄに基づく判定結果との両方が「不安定」である場合に、フィードバック制御が不安定であると判定し、そうでない場合に、フィードバック制御が安定であると判定する。
　なお、本実施形態においては、バイアス電圧Ｖｂの値に基づく判定結果と位相差信号＃１５の値Ｄに基づく判定結果とを用いてフィードバック制御の安定性を判定する構成を示したが、これに限定されるものではない。すなわち、バイアス電圧Ｖｂの値のみに基づいてフィードバック制御の安定性を判定するようにしてもよいし、位相差信号＃１５の値Ｄのみに基づいてフィードバック制御の安定性を判定するようにしてもよい。
　なお、バイアス電圧Ｖｂの値に基づく判定には、ＭＺ型光変調器１２の状況をより直接的に反映した判定結果が得られるというメリットがある。また、位相差信号＃１５の値Ｄに基づく判定には、ＭＺ型光変調器１２における動作点ドリフトの影響を受け難いというメリットがある。本実施形態に示したように、バイアス電圧Ｖｂの値に基づく判定結果と位相差信号＃１５の値Ｄに基づく判定結果とを用いてフィードバック制御の安定性を判定する場合には、両方のメリットが得られることになる。
　また、本実施形態においては、相異なる周波数ｆ０ａ,ｆ０ｂを有する低周波信号＃１２ａ，＃１２ｂを生成する２つの低周波発振器１４ａ，１４ｂを備えた低周波信号生成部１４を示したが、これに限定されるものではない。すなわち、低周波信号生成部１４は、相異なる周波数ｆ０［１］,ｆ０［２］,…,ｆ０［ｎ］を有する低周波信号を生成するｎ個の低周波発振器を備えていてもよい（ｎは３以上の任意の自然数）。この場合、判定部１８は、判定結果が「安定」から「不安定」へと遷移する度に、低周波信号＃１２の周波数ｆ０をｆ０［ｉ］からｆ０［ｉ＋１］へと（ｆ０［ｎ］からｆ０［１］へと）切り替える（ｉ＝１，２，…，ｎ－１）。低周波発振器の個数ｎを増やせば増やすほど、何れの低周波発振器を使ってもフィードバック制御を安定化させることができないという事態が生じ難くなることは明らかであろう。また、低周波信号生成部１４は、ＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillator：電圧制御発振器）により実現されていてもよい。この場合、判定結果が「安定」から「不安定」へと遷移する度に、判定部１８は、ＶＣＯに印加する制御電圧を変更する。この場合、相異なる周波数ｆ０[１],ｆ０[２],…,ｆ０[ｎ]の各々に対応する制御電圧Ｖ１,Ｖ２,…,Ｖｎの値を格納したテーブルをメモリに記憶しておくとよい。
　また、本実施形態においては、判定部１８における判定結果が「安定」から「不安定」に遷移する度に、低周波信号＃１２の周波数ｆ０をトグル的に切り替えるものとしたが、これに限定されるものではない。すなわち、例えば、判定部１８における判定結果が「安定」から「不安定」に遷移する度に、予め定められた相異なるｎ個の周波数ｆ０［１］,ｆ０［２］,…,ｆ０［ｎ］のなかでフィードバック制御を最も安定に営むことができる周波数ｆ０best（例えば、バイアス電圧Ｖｂの変動量ΔＶｂが最も小さくなる周波数）を選択したうえで、低周波信号＃１２の周波数ｆ０を選択した周波数ｆ０bestに設定するようにしてもよい。
　更に、本実施形態においては、低周波信号＃１２の周波数ｆ０の自動的な切り替えを実現すべく、判定部１８を備えた光変調システム１について説明したが、これに限定されるものではない。すなわち、低周波信号＃１２の周波数ｆ０を手動で切り替える場合には、光変調システム１から判定部１８を省略してもよい。この場合、スイッチ１４ｃを、例えば、ディップスイッチなどにより構成するとよい。
　〔第２の実施形態〕
　本発明の第２の実施形態（以下「本実施形態」と記載）に係る光復調システムの構成について、図６を参照して説明する。図６は、本実施形態に係る光復調システム２の構成を示すブロック図である。
　光復調システム２は、ＤＢＰＳＫ変調された光信号Ｌ２１を復調することによって復調信号＃２２を生成し、生成した復調信号＃２２（データ信号）を外部に出力するシステムである。光復調システム２は、例えば受信機に内蔵され、光通信に利用されるものである。
　図６に示すように、光復調システム２は、遅延干渉計２１と、１対のフォトダイオード２２と、トランスインピーダンスアンプ（以下「ＴＩＡ」と記載）２３と、低周波信号生成部２４と、加算部２５と、低周波成分検出部２６と、遅延量制御部２７と、判定部２８とを備えている。
　遅延干渉計２１は、現シンボルに対応する信号光と前シンボルに対応する信号光とを干渉合成することによって、ＤＢＰＳＫ変調された光信号Ｌ２１を強度変調された光信号Ｌ２２に変換するための手段である。遅延干渉計２１を構成する２つの導波路のうち、光路長が短い方の導波路には、その構成媒質を加熱するためのヒータ２１ａが設けられている。すなわち、ヒータ２１ａに印加する電圧を変化させることによって、光路長の長い導波路を通った信号光に対する光路長の短い導波路を通った信号光の遅延量が制御できるようになっている。
　遅延干渉計２１によって得られた光信号Ｌ２２は、フォトダイオード２２によって電流信号＃２１に変換され、更に、ＴＩＡ２３によって差動増幅される。ＴＩＡ２３によって得られた復調信号＃２２は、外部に出力されると共に、低周波成分検出部２６に供給される。
　低周波信号生成部２４は、低周波信号＃２３を生成するための手段である。低周波信号生成部２４によって生成された低周波信号＃２３は、加算部２５及び低周波成分検出部２６に供給される。この低周波信号生成部２４は、第１の実施形態における低周波信号生成部１４と同様、生成する低周波信号＃２３の周波数ｆ０を切り替え得る点に特徴がある。
　低周波信号生成部２４の構成例を図６に示す。図６においては、第１の低周波発振器２４ａ、第２の低周波発振器２４ｂ、及びスイッチ２４ｃを備えた低周波信号生成部２４を例示している。
　図６の構成において、第１の低周波発振器２４ａは、予め定められた周波数ｆ０ａを有する低周波信号＃２３ａを生成する。第２の低周波発振器２４ｂは、予め定められた周波数ｆ０ｂを有する低周波信号＃２３ｂを生成する。ここで、ｆ０ａ及びｆ０ｂは、（１）復調信号＃２２の周波数と比べて十分に小さい周波数であり、かつ、（２）互いに異なる周波数である。また、比ｆ０ａ：ｆ０ｂは、前述した理由により簡単な整数比でないことが好ましい。一例としては、ｆ０ａ＝９．０５Ｈｚ、ｆ０ｂ＝１０Ｈｚである。
　また、図６の構成において、低周波信号＃２３ａ及び低周波信号＃２３ｂは、スイッチ２４ｃに入力される。スイッチ２４ｃは、低周波信号＃２３ａ又は低周波信号＃２３ｂの何れかを選択し、選択した方の低周波信号を低周波信号＃２３として加算部２５及び低周波成分検出部２６に供給する。換言すれば、周波数ｆ０ａ又は周波数ｆ０ｂの何れかを選択し、選択した方の周波数を有する低周波信号＃２３を加算部２５及び低周波成分検出部２６に供給する。
　なお、以下の説明においては、低周波信号＃２３の周波数をｆ０と記載する。すなわち、低周波信号＃２３として低周波信号＃２３ａが選択されている場合にはｆ０＝ｆ０ａであり、低周波信号＃２３として低周波信号＃２３ｂが選択されている場合にはｆ０＝ｆ０ｂである。
　加算部２５は、ヒータ２１ａを駆動する駆動信号＃２４を生成するための手段である。具体的には、低周波信号生成部２４によって生成された低周波信号＃２３の電圧値に、後述する遅延量制御部２７によって決定されたバイアス電圧Ｖｂを加算することによって、ヒータ２１ａを駆動する駆動信号＃２４を生成する。
　低周波成分検出部２６は、復調信号＃２２に含まれる周波数ｆ０（低周波信号＃２３と同一の周波数）を有する低周波成分＃２５を検出するための手段である。また、低周波成分＃２５の位相と低周波信号＃２３の位相とを比較し、これら２つの位相の位相差に応じた値を有する位相差信号＃２７を生成するための手段である。低周波成分検出部２６によって生成された位相差信号＃２７は、遅延量制御部２７に供給される。
　低周波成分検出部２６の構成例を図６に示す。図６においては、ピーク検出部２６ａ、ミキサ２６ｂ、及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）２６ｃを備えた低周波成分検出部２６を例示している。図６の構成においては、ピーク検出部２６ａによって、復調信号＃２２に含まれる低周波成分＃２５（復調信号＃２２の信号波形の包絡線に相当）が検出される。そして、ミキサ２６ｂによって、低周波信号＃２３と低周波成分＃２５とが乗算される。更に、ＬＰＦ２６ｃによって、ミキサ２６ｂの出力信号＃２６から、和の周波数成分が除去され、差の周波数成分が取り出される。ＬＰＦ２６ｃによって取り出された差の周波数成分は、位相差信号＃２７として遅延量制御部２７に供給される。
　遅延量制御部２７は、位相差信号＃２７に応じたバイアス電圧Ｖｂを生成するための手段である。遅延量制御部２７が生成するバイアス電圧Ｖｂは、遅延干渉計２１において生じた位相ドリフトを補償するものであれば良いが、本実施形態においては、位相差信号＃２７を積分して得られる積分値をバイアス電圧Ｖｂとしている。なお、遅延量制御部２７は、第１の実施形態における動作点制御部１７と同様、オペアンプを用いた積分回路によって実現することができる。
　遅延量制御部２７に入力される位相差信号＃２７の値は、ＡＤコンバータ（不図示）によってデジタル値に変換されて判定部２８に供給される。また、遅延量制御部２７から出力されるバイアス電圧Ｖｂの値は、ＡＤコンバータ（不図示）によってデジタル値に変換されて判定部２８に供給される。判定部２８は、位相差信号＃２７の値、及び、バイアス電圧Ｖｂの値に基づいて、フィードバック制御の安定性を判定するための手段である。この判定部２８は、例えばマイクロコンピュータにより実現することができる。判定部２８がフィードバック制御の安定性を判定する判定方法は、第１の実施形態において判定部１８がフィードバック制御の安定性を判定する方法と同様である。
　判定結果が「安定」から「不安定」へと遷移する度に、判定部２８は、生成する低周波信号＃２３の周波数ｆ０を変更するように低周波信号生成部２４を制御する。より具体的に言うと、判定結果が「安定」から「不安定」へと遷移する度に、判定部２８は、低周波信号生成部２４のスイッチ２４ｃを切り替える。その結果、（１）低周波信号＃２３の周波数ｆ０がｆ０ａであるときに判定結果が「安定」から「不安定」へと遷移した場合には、低周波信号＃２３の周波数ｆ０がｆ０ａからｆ０ｂへと切り替わり、（２）低周波信号＃２３の周波数ｆ０がｆ０ｂであるときに判定結果が「安定」から「不安定」へと遷移した場合には、低周波信号＃２３の周波数ｆ０がｆ０ｂからｆ０ａへと切り替わる。
　これにより、（１）低周波信号＃２３の周波数ｆ０がｆ０ａであるときに、その周波数ｆ０ａを有する低周波ノイズが混入してフィードバック制御が不安定化した場合、及び、（２）低周波信号＃２３の周波数ｆ０がｆ０ｂであるときに、その周波数ｆ０ｂを有する低周波ノイズが混入してフィードバック制御が不安定化した場合の双方において、フィードバック制御を安定化させることができる。すなわち、低周波ノイズが混入しても、安定したフィードバック制御を回復することができる。
　なお、本実施形態においても、相異なる周波数ｆ０ａ,ｆ０ｂを有する低周波信号＃２３ａ，＃２３ｂを生成する２つの低周波発振器２４ａ，２４ｂを備えた低周波信号生成部２４を示したが、これに限定されるものではない。すなわち、低周波信号生成部２４は、相異なる周波数ｆ０［１］,ｆ０［２］,…,ｆ０［ｎ］を有する低周波信号を生成するｎ個の低周波発振器を備えていてもよい（ｎは３以上の任意の自然数）。この場合、判定部２８は、判定結果が「安定」から「不安定」へと遷移する度に、低周波信号＃２３の周波数ｆ０をｆ０［ｉ］からｆ０［ｉ＋１］へと（ｆ０［ｎ］からｆ０［１］へと）切り替える（ｉ＝１，２，…，ｎ－１）。低周波発振器の個数ｎを増やせば増やすほど、何れの低周波発振器を使ってもフィードバック制御を安定化させることができないという事態が生じ難くなることは明らかであろう。また、低周波信号生成部２４は、ＶＣＯ（電圧制御発振器）により実現されていてもよい。この場合、判定結果が「安定」から「不安定」へと遷移する度に、判定部２８は、ＶＣＯに印加する制御電圧を変更する。この場合、相異なる周波数ｆ０[１],ｆ０[２],…,ｆ０[ｎ]の各々に対応する制御電圧Ｖ１,Ｖ２,…,Ｖｎの値を格納したテーブルをメモリに記憶しておくとよい。
　また、本実施形態においては、判定部２８における判定結果が「安定」から「不安定」に遷移する度に、低周波信号＃２３の周波数ｆ０をトグル的に切り替えるものとしたが、これに限定されるものではない。すなわち、例えば、判定部２８における判定結果が「安定」から「不安定」に遷移する度に、予め定められた相異なるｎ個の周波数ｆ０［１］,ｆ０［２］,…,ｆ０［ｎ］のなかでフィードバック制御を最も安定に営むことができる周波数ｆ０best（例えば、バイアス電圧Ｖｂの変動量ΔＶｂが最も小さくなる周波数）を選択したうえで、低周波信号＃２３の周波数ｆ０を選択した周波数ｆ０bestに設定するようにしてもよい。
　更に、本実施形態においては、低周波信号＃２３の周波数ｆ０の自動的な切り替えを実現すべく、判定部２８を備えた光復調システム２について説明したが、これに限定されるものではない。すなわち、低周波信号＃２３の周波数ｆ０を手動で切り替える場合には、光復調システム２から判定部２８を省略してもよい。この場合、スイッチ２４ｃを、例えば、ディップスイッチなどにより構成するとよい。
　最後に、本実施形態においては、本発明のＤＢＰＳＫ復調器への適用例を示したが、本発明の適用範囲はこれに限定されない。すなわち、本発明は、例えば、２つの遅延干渉計を含んで構成されるＤＱＰＳＫ復調器に適用することも可能である。
　〔まとめ〕
　以上のように、上記各実施形態に係る補償方法は、低周波信号を用いたフィードバック制御によって光学デバイスの動作点ドリフト又は位相ドリフトを補償する補償方法であって、上記フィードバック制御の安定性を判定する判定工程と、上記判定工程にて上記フィードバック制御が不安定であると判定されたときに、上記低周波信号の周波数を第１の周波数から該第１の周波数とは異なる第２の周波数へと切り替える切替工程と、を含んでいる。
　上記の構成によれば、上記低周波信号の周波数に近接する周波数を有する低周波ノイズ等によって上記フィードバック制御が不安定化した場合、上記低周波信号の周波数を第１の周波数から第２の周波数へと切り替えることによって上記フィードバック制御を再び安定化させることができる。すなわち、上記の構成によれば、より安定してフィードバック制御を営むことのできる補償方法が実現される。なお、上記フィードバック制御の安定性を判定する工程は、装置（例えば、後述する光変調システム又は光復調システム）が行ってもよいし、操作者が行ってもよい。
　なお、上記光学デバイスは、例えば、分岐干渉型の光学デバイスである。ここで、分岐干渉型の光学デバイスとは、少なくとも２つの導波路を有し、（１）入力光を第１の導波路に入射する光と第２の導波路に入射する光とに分岐する機能と、（２）上記第１の導波路を伝播する光と上記第２の導波路を伝播する光との間に位相差を与える機能と、（３）上記第１の導波路から出射する光と上記第２の導波路から出射する光とを互いに干渉させることによって、出力光を得る機能とを有する光学デバイスのことを指す。分岐干渉型の光学デバイスとしては、例えば、分岐干渉型の光変調器であるマッハ・ツェンダ型光変調器や、分岐干渉型の光復調器である遅延干渉計などが挙げられる。
　また、上記光学デバイスが上記分岐干渉型の光学デバイスである場合、上記低周波信号は、例えば、上記位相差を制御する制御信号に重畳される低周波信号である。上記光学デバイスがマッハ・ツェンダ型光変調器である場合、上記位相差は、当該マッハ・ツェンダ型光変調器に入力される入力信号（データ信号）の電位、及び、当該マッハ・ツェンダ型光変調器に印加されるバイアス電圧によって制御される。したがって、上記低周波信号は、上記入力信号又は上記バイアス電圧に重畳される低周波信号であればよく、その周波数は、上記入力信号の周波数よりも低ければよい。また、上記光学デバイスが遅延干渉計である場合、上記位相差は、当該遅延干渉計に印加されるバイアス電圧によって制御される。したがって、上記低周波信号は、上記バイアス電圧に重畳される低周波信号であればよく、その周波数は、当該遅延干渉計から出力される出力信号（復調されたデータ信号）の周波数よりも低ければよい。
　上記各実施形態に係る補償方法において、上記判定工程は、上記光学デバイスにより生成された信号に含まれる低周波成分の位相と上記低周波信号の位相との間の位相差の移動平均を予め定められた閾値と比較することによって、上記フィードバック制御の安定性を判定する第１の判定工程、及び、上記光学デバイスに与えるバイアスであって、上記位相差に応じて定められたバイアスの変動量を予め定められた閾値と比較することによって、上記フィードバック制御の安定性を判定する第２の判定工程の何れか一方、又は、両方を含んでいる、ことが好ましい。
　上記フィードバック制御が不安定化した場合、上記位相差の移動平均が０に収束しなくなる。したがって、上記第１の判定工程によって、上記フィードバック制御の安定性を的確に判定することができる。また、上記フィードバック制御が不安定化した場合、上記バイアスが一定値に収束しなくなる。換言すれば、上記バイアスの変動量が０に収束しなくなる。したがって、上記第２の判定工程によっても、上記フィードバック制御の安定性を的確に判定することができる。なお、上記光学デバイスに与えるべきバイアスの値は、例えば、上記位相差を積分することによって得られる。
　上記の構成によれば、上記判定工程は、少なくとも、上記第１の判定工程及び上記第２の判定工程の何れか一方を含んでいるので、上記フィードバック制御の安定性を的確に判定することができる。上記第１の判定工程及び上記第２の判定工程の両方を含んでいる場合には、上記フィードバック制御の安定性をより一層的確に判定することができる。
　また、上記各実施形態に係る補償方法において、上記第１の周波数と上記第２の周波数との比は、簡単な整数比でない、ことが好ましい。
　上記光学デバイスを含むシステムには、相異なる周波数を有する低周波ノイズ群が同時に混入することがある。そして、このような低周波ノイズ群に含まれる低周波ノイズの周波数同士の比は簡単な整数比になることが多い。電源装置で発生する高調波群は、このような低周波ノイズ群の典型例である。したがって、上記第１の周波数と上記第２の周波数との比が簡単な整数比である場合、上記低周波信号の周波数を上記第１の周波数から上記第２の周波数へと切り替えてもフィードバック制御を安定化させることができない場合がある。一方、上記第１の周波数と上記第２の周波数が簡単な整数比でない場合、このような問題を生じることなくフィードバック制御をより高い確率で安定化させることができる。なお、簡単な整数比とは、小さな整数で表現できる整数比のこと、例えば、１０以下の整数で表現できる整数比のことを指す。
　なお、上記第１の実施形態に示したように、上記光学デバイスは、例えば、マッハ・ツェンダ型光変調器である。この場合、上記フィードバック制御によって、上記マッハ・ツェンダ型光変調器の動作点ドリフトを補償することができる。また、上記第２の実施形態に示したように、上記光学デバイスは、例えば、遅延干渉計である。この場合、上記フィードバック制御によって、上記遅延干渉計の位相ドリフトを補償することができる。
　上記第１の実施形態に係る光変調システムは、低周波信号を用いたフィードバック制御によって光変調器の動作点ドリフトを補償する補償機能を有する光変調システムにおいて、上記低周波信号を生成する低周波信号生成部であって、生成する上記低周波信号の周波数が切り替え可能な低周波信号生成部を備えている。
　上記の構成によれば、上記低周波信号の周波数に近接する周波数を有する低周波ノイズ等によって上記フィードバック制御が不安定化した場合、上記低周波信号の周波数を切り替えることによって上記フィードバック制御を再び安定化させることができる。すなわち、上記の構成によれば、より安定してフィードバック制御を営むことのできる光変調システムが実現される。
　なお、電源装置に由来する低周波ノイズ（例えば、スイッチングレギュレータに由来するスパイクノイズ）の周波数は、温度によっても異なるし、併用される電源装置の構成によっても異なる。したがって、温度が変動したり、併用される電源装置が変更されたりすると、それまで安定であったフィードバック制御が不安定化する虞がある。このような場合であっても、上記の構成によれば、低周波信号の周波数を切り替えることによって、フィードバック制御を再び安定化させることができる。
　上記光変調システムは、低周波信号を生成する上記低周波信号生成部に加え、例えば、（１）入力信号に上記低周波信号を重畳することによって駆動信号を生成する低周波重畳部と、（２）連続光を上記駆動信号で強度変調することによって光信号を生成するマッハ・ツェンダ型光変調器と、（３）上記光信号に含まれる低周波成分を検出し、検出した低周波成分と上記低周波信号との位相差に応じた値をもつ位相差信号を生成する低周波成分検出部と、（４）上記位相差信号に応じたバイアス電圧を生成し、生成したバイアス電圧を上記マッハ・ツェンダ型光変調器に印加する動作点制御部と、を備えた構成とすることができる。また、上記入力信号に上記低周波信号を重畳する構成に代えて、上記バイアス電圧に上記低周波信号を重畳する構成を採用してもよい。
　なお、上記光変調システムは、上記低周波信号の周波数の切り替えを、手動で行う構成であってもよいし、自動で行う構成であってもよい。後者の場合には、上記フィードバック制御の安定性を判定する判定部を更に備え、上記判定部にて上記フィードバック制御が不安定であると判定されたときに、上記低周波信号生成部が上記低周波信号の周波数を第１の周波数から第２の周波数へと自動的に切り替える構成を採用するとよい。
　上記第２の実施形態に係る光復調システムは、低周波信号を用いたフィードバック制御によって光復調器の位相ドリフトを補償する補償機能を有する光復調システムにおいて、上記低周波信号を生成する低周波信号生成部であって、生成する上記低周波信号の周波数が切り替え可能な低周波信号生成部を備えている。
　上記の構成によれば、上記低周波信号の周波数に近接する周波数を有する低周波ノイズ等によって上記フィードバック制御が不安定化した場合、上記低周波信号の周波数を切り替えることによって上記フィードバック制御を再び安定化させることができる。すなわち、上記の構成によれば、より安定してフィードバック制御を営むことのできる光復調システムが実現される。
　上記光復調システムは、低周波信号を生成する上記低周波信号生成部に加えて、例えば、（１）バイアス電圧に上記低周波信号を重畳することによって駆動信号を生成する加算部と、（２）位相変調された光信号を強度変調された光信号に変換する遅延干渉計であって、光路長の異なる２つの導波路、及び、上記駆動信号によって駆動され、該２つの導波路の何れかを加熱するヒータとを有する遅延干渉計と、（３）上記強度変調された光信号に含まれる低周波成分を検出し、検出した低周波成分と上記低周波信号との位相差に応じた値を有する位相差信号を生成する低周波成分検出部と、（４）上記低周波信号を重畳する上記バイアス電圧として、上記位相差信号の値に応じたバイアス電圧を生成する遅延量制御部と、を備えた構成とすることができる。
　なお、上記光復調システムは、上記低周波信号の周波数の切り替えを、手動で行う構成であってもよいし、自動で行う構成であってもよい。後者の場合には、上記フィードバック制御の安定性を判定する判定部を更に備え、上記判定部にて上記フィードバック制御が不安定であると判定されたときに、上記低周波信号生成部が上記低周波信号の周波数を第１の周波数から第２の周波数へと自動的に切り替える構成を採用するとよい。
　本発明は、ＭＺ型光変調器を含む光変調システムや遅延干渉計を含む光復調システムなどに好適に利用することができる。
　１　　　　　光変調システム
　１１　　　　光源
　１２　　　　ＭＺ型光変調器（光学デバイス）
　１３　　　　光分岐部
　１４　　　　低周波信号生成部
　１５　　　　低周波重畳部
　１６　　　　低周波成分検出部
　１７　　　　動作点制御部
　１８　　　　判定部
　２　　　　　光復調システム
　２１　　　　遅延干渉計（光学デバイス）
　２２　　　　フォトダイオード
　２３　　　　トランスインピーダンスアンプ
　２４　　　　低周波信号生成部
　２５　　　　加算部
　２６　　　　低周波成分検出部
　２７　　　　遅延量制御部
　２８　　　　判定部

Claims (10)

  1. 　低周波信号を用いたフィードバック制御によって光学デバイスの動作点ドリフト又は位相ドリフトを補償する補償方法であって、
    　上記フィードバック制御の安定性を判定する判定工程と、
    　上記判定工程にて上記フィードバック制御が不安定であると判定されたときに、上記低周波信号の周波数を第１の周波数から該第１の周波数とは異なる第２の周波数へと切り替える切替工程と、を含んでいる、
    ことを特徴とする補償方法。
  2. 　上記判定工程は、上記光学デバイスにより生成された信号に含まれる低周波成分の位相と上記低周波信号の位相との間の位相差の移動平均を予め定められた閾値と比較することによって、上記フィードバック制御の安定性を判定する第１の判定工程、及び、上記光学デバイスに与えるバイアスであって、上記位相差に応じて定められたバイアスの変動量を予め定められた閾値と比較することによって、上記フィードバック制御の安定性を判定する第２の判定工程の何れか一方、又は、両方を含んでいる、
    ことを特徴とする請求項１に記載の補償方法。
  3. 　上記第１の周波数と上記第２の周波数との比が簡単な整数比でない、
    ことを特徴とする請求項１又は２に記載の補償方法。
  4. 　上記光学デバイスは、入力光を第１の導波路に入射する光と第２の導波路に入射する光とに分岐すると共に、上記第１の導波路を伝播する光と上記第２の導波路を伝播する光との間に位相差を与え、上記第１の導波路から出射する光と上記第２の導波路から出射する光とを互いに干渉させることによって出力光を得る分岐干渉型の光学デバイスであり、
    　上記低周波信号は、上記位相差を制御する制御信号に重畳される低周波信号である、
    ことを特徴とする請求項１から３までの何れか１項に記載の補償方法。
  5. 　上記光学デバイスは、マッハ・ツェンダ型光変調器であり、
    　上記フィードバック制御によって、上記マッハ・ツェンダ型光変調器の動作点ドリフトを補償する、
    ことを特徴とする請求項４に記載の補償方法。
  6. 　上記光学デバイスは、遅延干渉計であり、
    　上記フィードバック制御によって、上記遅延干渉計の位相ドリフトを補償する、
    ことを特徴とする請求項４に記載の補償方法。
  7. 　低周波信号を用いたフィードバック制御によって光変調器の動作点ドリフトを補償する補償機能を有する光変調システムにおいて、
    　上記低周波信号を生成する低周波信号生成部であって、上記低周波信号の周波数が切り替え可能な低周波信号生成部を備えている、
    ことを特徴とする光変調システム。
  8. 　上記フィードバック制御の安定性を判定する判定部を更に備え、
    　上記低周波信号生成部は、上記判定部にて上記フィードバック制御が不安定であると判定されたときに、上記低周波信号の周波数を第１の周波数から該第１の周波数とは異なる第２の周波数へと切り替える、
    ことを特徴とする請求項７に記載の光変調システム。
  9. 　低周波信号を用いたフィードバック制御によって光復調器の位相ドリフトを補償する補償機能を有する光復調システムにおいて、
    　上記低周波信号を生成する低周波信号生成部であって、上記低周波信号の周波数が切り替え可能な低周波信号生成部を備えている、
    ことを特徴とする光復調システム。
  10. 　上記フィードバック制御の安定性を判定する判定部を更に備え、
    　上記低周波信号生成部は、上記判定部にて上記フィードバック制御が不安定であると判定されたときに、上記低周波信号の周波数を第１の周波数から該第１の周波数とは異なる第２の周波数へと切り替える、
    ことを特徴とする請求項９に記載の光復調システム。
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