CN102577143B - 信号发送装置、电子装置和信号发送方法 - Google Patents

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Abstract

在电子装置内或电子装置之间的无线电通信的时候，在抑制电路规模的增大和消耗的电力的增加的同时，执行用于无线电通信的参数设置。信号产生单元(107)和第一设置值处理单元(7100)提供在发送侧发送路径连接单元(108)的前级中，且信号产生单元(207)和第二设置值处理单元(7200)提供在接收侧发送路径连接单元(208)的后级中。信号产生单元(107)和信号产生单元(207)基于设置值执行预定信号处理。第一设置值处理单元(7100)将用于信号产生单元(107)的预定设置值输入到信号产生单元(107)，第二设置值处理单元(7200)将用于信号产生单元(207)的预定设置值输入到信号产生单元(207)。设置值不根据环境变化等而动态地改变，因此可以减小参数运算电路、降低消耗的电力且在没有环境改变发生的条件下使用装置时不存在参数运算电路的浪费。

Description

信号发送装置、电子装置和信号发送方法
技术领域
本发明涉及信号发送装置、电子装置和信号发送方法。更具体地，本发明涉及用于向信号处理单元提供用于信号处理的参数(设置值)的方案。
背景技术
例如，作为用于在一个电子装置内或者在相对短距离(例如，在几cm到十几cm)布置的电子装置之间实现高速信号发送的方案，例如，已知LVDS(低电压差分信令)。然而，对于近来的新发送数据的大容量和高速度，已经出现了比如功耗增加、例如由于反射而引起的信号失真的影响增加、非必要辐射的增加之类的问题。例如，当比如图像信号(包括捕捉信号)或者计算机图像的信号在装置内以高速(实时)发送时，LVDS达到其极限。
存在由于增加了数目的线路而通过信号并行化减小每一信号线的发送速度以应对发送数据的高速度的问题的方案。然而，在该方案中，I/O端子的数目增加。因此，印制电路板或者电缆线路变得复杂或需要大尺寸的半导体芯片。此外，高速度和大容量的数据沿着线路，这导致称为电磁干扰的问题。
与LVDS或者增加了数目的线路的方案相关的问题由使用电线的信号发送引起。作为用于解决由使用电线的信号发送引起的问题的方案，已经提出了不用电线的发送方案。
例如，日本专利特开No.2005-204221或者2005-223411中已经提出了无线地执行壳体内信号发送和应用UWB(超宽带)通信方案的技术。在这两个专利文献中公开的UWB通信方案中，存在载波频率低的问题，UWB通信方案不适于比如图像信号发送之类的高速通信，且天线很大。另外，因为用于发送的频率接近基带信号处理的另一频率，所以存在在无线电信号和基带信号之间容易发生干扰的问题。此外，当载波频率低时，容易接收到装置中的驱动系统噪声的影响，且需要解决方案。
另一方面，在日本专利特开No.Hei10-256478或者美国专利No.5754948中公开了毫米波段的载波频率的使用。当如在这两个专利文献中使用具有更短波长的毫米波段的载波频率时，可以解决天线尺寸、干扰或者驱动系统噪声的影响的问题。
引文列表
专利文献
【专利文献1】日本专利特开No.2005-204221
【专利文献2】日本专利特开No.2005-223411
【专利文献3】日本专利特开No.Hei10-256478
【专利文献4】美国专利No.5754948
发明内容
技术问题
当各种信号处理单元操作以执行无线电通信时，通常，将定义操作的设置值赋予信号处理单元，即，执行参数设置。在这种情况下，通常提供包括控制电路或者运算电路的动态调整机制以使得设置值(参数)对应于信号处理单元周围的环境的变化。例如，需要提供在其中信号处理单元周围的环境(比如户外无线电通信)的变化大的动态环境中的动态调整机制。
但是，这种动态调整机制增加电路的规模和功耗。在静态环境(比如装置内或者装置之间的无线电通信，其中信号处理单元周围的环境的变化小或者基本上不存在环境变化(换句话说，环境变化的影响可忽略))中，不需要提供动态调整机制。
本发明的目的是提供能够执行无线电通信的参数设置同时抑制电路规模或功耗的增加的发明。
技术方案
根据本发明第一方面的信号发送装置包括：用于发送用于作为无线电信号的发送目标信号的已信号处理信号的发送单元和用于接收从该发送单元发送的无线电信号的接收单元中的至少一个。这里，发送单元和接收单元之间的发送特性已知。另外，用于基于设置值执行规定信号处理的信号处理单元和用于将用于规定信号处理的设置值输入到信号处理单元的设置值处理单元包括在发送单元的前级和接收单元的后级中的至少一个中。在关于根据本发明第一方面的信号发送装置的从属权利要求中定义的每一信号发送装置定义根据本发明第一方面的信号发送装置的新的有益具体实例。
根据本发明第二方面的电子装置涉及所谓装置内信号发送，其中用于发送用于作为无线电信号的发送目标信号的已信号处理信号的发送单元，用于接收从发送单元发送的无线电信号的接收单元，用于使能发送单元和接收单元之间的无线电发送的无线电信号发送路径布置在一个壳体中的规定位置上。这里，发送单元和接收单元之间的发送特性已知。另外，用于基于设置值执行规定信号处理的信号处理单元和用于将用于规定信号处理的设置值(优选对应于发送单元和接收单元之间的发送特性)输入到信号处理单元的设置值处理单元包括在发送单元的前级和接收单元的后级中的至少一个中。
根据本发明第三方面的电子装置涉及所谓装置之间信号发送，且包括第一电子装置，其中用于发送作为无线电信号的发送目标信号的已信号处理信号的发送单元布置在一个壳体中的规定发送位置；和第二电子装置，其中用于接收从发送单元发送的无线电信号的接收单元布置在一个壳体中的规定接收位置上，由此构成一个整体电子装置。当第一电子装置和第二电子装置布置在确定位置时，形成使能发送单元和接收单元之间的无线电发送的无线电信号发送路径，且发送单元和接收单元之间的发送特性已知。另外，用于基于设置值执行规定信号处理的信号处理单元和用于将用于规定信号处理的设置值(优选对应于发送单元和接收单元之间的发送特性)输入到信号处理单元的设置值处理单元包括在发送单元的前级和接收单元的后级中的至少一个中。
根据本发明第四方面的信号发送方法包括：从发送单元发送用于作为无线电信号的发送目标信号的已信号处理信号，在接收单元中接收从该发送单元发送的无线电信号。在这种情况下，发送单元和接收单元之间的发送特性已知，且用于规定信号处理的设置值(优选对应于发送单元和接收单元之间的发送特性)输入到信号处理单元。另外，在发送单元的前级和接收单元的后级的至少一个中，在信号处理单元中基于所输入的设置值执行规定信号处理。
应用于根据本发明第一方面的信号发送装置的各种技术和方案(在关于根据本发明第一方面的信号发送装置的从属权利要求中定义的各个信号发送装置的技术和方案)可以类似地应用于根据本发明第二方面的电子装置、根据本发明第三方面的电子装置和根据本发明第四方面的信号发送方法中的每一个。
在本发明的第一到第四方面中的每一个中，发送单元和接收单元之间的发送特性已知，且在发送侧或者接收侧的每一信号处理单元根据设置值(参数)执行规定信号处理，但是在这种情况下，设置值处理单元将用于规定信号处理的设置值输入到信号处理单元。简言之，用于信号处理的设置值是规定值(即，固定值)。因为设置值例如不根据环境变化而动态地变化，所以可以简化参数运算电路或者可以降低功耗。因为不提供动态调整机制，所以即使在其中环境变化的影响可忽略的静态环境中也不需要操作参数运算电路。
技术效果
根据本发明，可以执行用于无线电通信的参数设置同时抑制电路规模或功耗的增加。
附图说明
图1是示出了本实施例的无线发送装置的第一基本配置(第一实例)的图。
图2是示出了本实施例的无线发送装置的第一基本配置(第二实例)的图。
图3是示出了本实施例的无线发送装置的第二基本配置(第一实例)的图。
图4是示出了本实施例的无线发送装置的第二基本配置(第二实例)的图。
图5(A)到图5(C)是图示实施例1(调制功能单元和解调功能单元的第一实例)的图。
图6是图示实施例2(调制功能单元和解调功能单元的第二实例)的图。
图7(A)到图7(B)是图示实施例3的图。
图8是图示实施例4(双向通信中的回波消除器技术)的图。
图9(A)到图9(D)是实施例5(应用于接收侧的MIMO处理)的图。
图10(A)到图10(B)是图示应用于接收侧的MIMO处理的运算方案的图。
图11是图示应用于接收侧的MIMO处理的运算方案的图。
图12(A)到图12(C)是图示天线布置的约束和MIMO处理量(逆矩阵运算量)之间的关系的图。
图13(A)到图13(D)是图示实施例6(应用于发送侧的MIMO处理)的图。
图14(A)到图14(B)是图示应用于发送侧的MIMO处理的运算方案的图。
图15(A)是图示应用于发送侧的MIMO处理的运算方案的图。
图16(A)到图16(C)是图示实施例7(调制功能单元的第三实例和外围电路)的图。
图17(A)到图17(C)是图示实施例7(解调功能单元的第三实例和外围电路)的图。
图18是示出了相位和幅度调整单元的配置实例的图。
图19是图示注入锁定方案应用到的发送器的配置实例的第一实例的图。
图20是图示注入锁定方案应用到的接收器的配置实例的第一实例的图。
图21是图示注入锁定方案应用到的发送器的配置实例的第二实例(1)的图。
图22是图示注入锁定方案应用到的发送器的配置实例的第二实例(2)的图。
图23是图示注入锁定方案应用到的接收器的配置实例的第二实例(1)的图。
图24是图示注入锁定方案应用到的接收器的配置实例的第二实例(2)的图。
图25是示出了注入锁定中各个信号的相位关系的图。
图26是图示其中示出了对应于注入锁定的调制和解调的基本配置的实施例7的图。
图27是图示其中示出了自激的调制载波信号和解调载波信号之间的频率差与注入锁定中的注入信号和解调载波信号之间的相位差θ之间的关系的一个实例的实施例7；
图28(A)到图28(C)是图示其中示出了注入锁定中的注入信号和解调载波信号之间的相位差与解调输出的直流分量之间的关系的一个实例的实施例7的图。
图29(A)到图29(C)是图示其中示出了接收电平和锁定范围之间的关系的一个实例的实施例7的图。
图30(A)到图30(B)是图示其中图示接收信号和提供到混频单元的解调载波信号之间的相位差的实施例8的图。
图31(A)到图31(C)是图示其中图示接收信号和提供到混频单元的解调载波信号之间的相位差与解调信号的直流分量之间的关系的实施例8的图。
图32(A)到图32(B)是图示其中图示用于抑制接收信号和提供到混频单元的解调载波信号之间的相位差的影响的方案的实施例8的图。
图33是图示实施例9的通信装置(展频码方案)的图。
图34是图示实施例9的通信装置的总体操作(第一实例)的图。
图35是图示实施例9的通信装置的总体操作(第二实例)的图。
图36是示出了实施例10应用到的无线发送装置的总体概述的图。
图37(A)到图37(C)是示出了图示发送侧和接收侧的载波的频移的频率-幅度特性实例的图。
图38(A)到图38(B)是图示实施例11的电子装置的第一实例的图。
图39是图示实施例11的电子装置的第二实例的图。
图40是图示实施例11的电子装置的第三实例的图。
具体实施方式
在下文中，将参考附图具体描述本发明的实施例。当根据形式区分各个功能元件时，添加并描述比如A、B、C、...的大写字母的附图标记。具体来说，当给出描述而不区分时，将省略这些附图标记。这也应用于附图。
将以下面顺序给出描述。
1.总体概述
2.通信处理系统：基本配置1
3.通信处理系统：基本配置2
4.实施例1：调制功能单元和解调功能单元的第一实例
5.实施例2：调制功能单元和解调功能单元的第二实例
6.实施例3：频率特性校正处理
7.实施例4：双向通信中的回波消除器技术
8.实施例5：空分复用(在接收侧的MIMO处理)
9.实施例6：空分复用(在发送侧的MIMO处理)
10.实施例7：调制功能单元和解调功能单元的第三实例(注入锁定方案)
11.实施例8：注入锁定方案中的相位差校正
12.实施例9：展频码方案
13.实施例10：发送数据的高速度
14.实施例11：到电子装置的应用实例
<总体概述>
[无线发送装置和无线发送方法]
在对应于本发明的第一方面或者第四方面的本实施例的第一配置中，包括发送单元(例如，在发送侧上的发送路径连接单元)和接收单元(例如发送路径连接单元)中的至少一个以构成无线发送装置。发送单元作为无线电信号发送用于发送目标信号的已信号处理信号。接收单元接收从发送单元发送的无线电信号。这里，发送单元和接收单元之间的发送特性已知。例如，在其中发送和接收之间的发送条件基本上不变化(即，固定)的环境中，比如其中在一个壳体中的发送单元和接收单元的布置位置不变化的情况(在装置内通信的情况下)或者其中即使发送单元和接收单元布置在分开的壳体中，处于使用状态的发送单元和接收单元的布置位置处于规定状态(在相对短距离的装置之间的无线电发送)的情况，可以预先识别发送单元和接收单元之间的发送特性。信号处理单元和设置值处理单元包括在发送单元的前级和接收单元的后级的至少一个中。信号处理单元基于设置值执行规定信号处理。设置值处理单元将用于规定信号处理的设置值输入到信号处理单元。
本发明不限于对应于发送特性的设置值或者装置内或者装置之间的信号发送，且例如，也包括用于电路元件的变化的校正的参数设置。优选地，设置值处理单元可以与发送单元和接收单元之间的发送特性对应地将用于规定信号处理的设置值输入到信号处理单元。在其中发送和接收之间的发送条件实质上变化(即，固定)的环境中，即使用于定义信号处理单元的操作的设置值被当做固定值，即，即使参数设置被认为是固定的，也可以正确地操作信号处理单元。用于信号处理的设置值设置为规定值(即，固定值)以使得参数设置不动态地变化因此可以简化参数运算电路并可以降低功耗。在相对短距离的装置内或者装置之间的无线电发送中，通信环境固定。因此，可以预先确定取决于通信环境的各种电路参数。在其中发送条件可以固定的环境中，即使用于定义信号处理单元的操作的设置值被当做固定值，即，参数设置固定，也可以正确地操作信号处理单元。例如，可以在工厂交货时获得最佳参数并保存在装置单元中，以使得可以简化参数运算电路或者可以降低功耗。
当预先确定各种电路参数时，可以采用在装置内自动产生参数的第一方案和使用在无线发送装置(或者电子装置)外产生的参数的第二方案中的任意一个。当使用第一方案时，设置值处理单元可以包括用于确定设置值的设置值确定单元，用于存储由设置值确定单元确定的设置值的存储单元和用于基于从存储单元读取的设置值来操作信号处理单元的操作控制单元。当使用第二方案时，设置值处理单元可以包括用于从外部接收设置值的设置值接收单元，用于存储由设置值接收单元接收的设置值的存储单元和用于基于从存储单元读取的设置值来操作信号处理单元的操作控制单元。
存在各种信号处理参数设置。例如，存在用于信号放大电路(幅度调整单元)的增益设置(信号幅度设置)。例如，信号放大电路用于发送功率设置、输入到解调功能单元的接收电平设置或者自动增益控制(AGC)。在这种情况下，信号处理单元包括用于执行调整输入信号的大小的信号处理并输出已调整信号的幅度调整单元，且设置值处理单元将用于调整输入信号的大小的设置值输入到幅度调整单元。
作为信号处理参数设置的另一实例，存在相位调整量的设置。例如，在用于分开地发送载波信号或者时钟的系统中，可以根据发送信号的延迟量来调整相位。在这种情况下，信号处理单元包括用于执行调整输入信号的相位的信号处理并输出已调整信号的相位调整单元，且设置值处理单元将用于调整输入信号的相位的设置值输入到相位调整单元。该相位调整量的设置可以与上述增益调整结合。
作为信号处理参数设置的另一实例，存在频率特性的设置。例如，这是其中在发送侧加重低频分量或者高频分量的幅度的情况。在这种情况下，信号处理单元包括用于校正输入信号的频率特性并输出已校正信号的频率特性校正处理单元，且设置值处理单元将用于校正输入信号的频率特性的设置值输入到频率特性校正处理单元。
作为信号处理参数设置的另一实例，存在当执行双向通信时回波消除器量的设置。在这种情况下，信号处理单元包括用于抑制从发送侧输出的信号当中包含在输入侧中的回波分量的回波抑制单元，且设置值处理单元将用于抑制回波分量的设置值输入到回波抑制单元。
作为信号处理参数设置的另一实例，存在当发送单元和接收单元每个包括多个天线且在发送和接收之间执行空间复用通信时串扰的消除量的设置。在这种情况下，信号处理单元包括用于基于以在发送和接收之间的每个天线对的传递函数作为元素的信道矩阵执行矩阵运算的矩阵运算处理单元，且设置值处理单元将用于执行矩阵运算的设置值输入到矩阵运算处理单元。
作为信号处理参数设置的另一实例，存在当基于接收的信号由注入锁定方案产生用于解调的载波信号(解调载波信号)时注入信号的幅度值(注入量)或者相移量的设置(该用于解调的载波信号(解调载波信号)与由在发送侧的载波信号产生单元产生的用于调制的载波信号(调制载波信号)同步)、接收信号和输入到解调功能单元的解调载波信号之间的相位差的校正量的设置，等等。用于注入锁定的设置值(比如注入信号的幅度值或者相移量)，或者接收信号和解调载波信号之间的相位差的校正量被称为“用于执行注入锁定的设置值”。在这种情况下，用于发送的信号处理单元包括用于产生用于调制的载波信号的第一载波信号产生单元，和用于以由第一载波信号产生单元产生的用于调制的载波信号对发送目标信号进行频率转换以产生调制信号并发送调制信号到无线电信号发送路径的第一频率转换单元。用于接收的信号处理单元包括用于当注入经由无线电信号发送路径接收的信号时产生与由第一载波信号产生单元产生的用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号的第二载波信号产生单元，和用于以由第二载波信号产生单元产生的用于解调的载波信号对经由无线电信号发送路径接收的调制信号进行频率转换的第二频率转换单元。设置值处理单元将用于执行注入锁定的设置值输入到用于发送的信号处理单元和/或用于接收的信号处理单元。
由解调功能单元解调的信号(解调信号)的直流分量的大小由接收信号和输入到解调功能单元的解调载波信号之间的相位差确定，但是当直流分量最大时相位差变为零，且注入信号和由注入锁定产生的解调载波信号之间的自激(free-running)频率差消失。因此，可以确定“用于执行注入锁定的设置值”以使得解调信号的直流分量很大。然而，因为锁定范围由注入信号电平的大小(注入量)改变，所以为了在快速地求得最大值同时保持锁定状态，需要最优地选择改变解调载波信号的自激频率的变化量(级)。为此，可以根据输入到解调功能单元的接收信号的幅度预先计算最优级(step)，存储在存储单元中，并在解调载波信号的自激频率变化时使用。替代地，可以获得最优增益以使得注入量恒定，将该最优增益存储在存储单元中，并用于注入量的设置。另外，因为存在接收信号和输入到解调功能单元的解调载波信号之间的路径差，所以在相位差中出现路径差的影响，且解调信号的直流分量变化的方式改变。因此，相位调整单元(移相器)可以插入注入信号解调载波信号和接收信号中的至少一个路径中，并且可以在存储单元中预先保存相位调整量(相移量)的值并用于相位调整设置。
作为用于确定“用于执行注入锁定的设置值”的配置，例如，可以使用注入锁定判断和基于判断结果的调整机制。例如，用于接收的信号处理单元包括用于检测指示第二载波信号产生单元中的注入锁定状态的信息的注入锁定检测单元，且用于发送的信号处理单元和用于接收的信号处理单元中的至少一个包括注入锁定调整单元，用于基于由注入锁定检测单元检测的指示注入锁定状态的信息来执行同步调整，以使得由第二载波信号产生单元产生的用于解调的载波信号与由第一载波信号产生单元产生的用于调制的载波信号同步。设置值处理单元在存储单元中保持并读取由注入锁定调整单元已调整的设置值，并使用设置值用于信号处理单元的操作设置。
可以在接收侧执行或者可以在发送侧执行注入锁定调整单元中的同步调整。例如，当在接收侧执行同步调整时，注入锁定调整单元改变注入到第二载波信号产生单元的信号的幅度和/或当第二载波信号产生单元执行自激振荡时改变输出信号的频率，以由此执行同步调整。当在发送侧执行同步调整时，注入锁定调整单元改变由第一载波信号产生单元产生的用于调制的载波信号的频率和/或发送到无线电信号发送路径的信号的幅度，以由此执行同步调整。另外，可以在接收侧和发送侧的任意一个上执行同步调整，且可以在接收侧和发送侧的任意一个中布置当在发送侧执行同步调整时的控制体(controlagent)。
当由注入锁定方案产生解调载波信号时，优选地，在发送侧的信号处理单元包括用于抑制调制的发送目标信息的近直流分量(component near DC)的调制目标信号处理单元，且在发送侧的频率转换单元可以以在发送侧的载波信号产生单元产生的调制载波信号来对由调制目标信号处理单元处理的已处理信号进行频率转换以产生发送信号。简言之，预先执行DC切断(cut)以促进注入锁定。优选地，调制目标信号处理单元可以关于数字发送目标信息执行无DC编码(DC free coding)。
作为信号处理参数设置的另一实例，存在当发送时钟信号时的时钟相位的校正量的设置，该时钟信号与在展频(spreading)码方案的无线电通信中用于展频码序列的同步机制的展频码序列同步。在这种情况下，还包括用于输出基准信号的基准信号输出单元和用于基于从基准信号输出单元输出的基准信号与基准信号同步地关于展频码方案的无线电通信处理产生用于信号处理的时钟信号的时钟产生单元。时钟产生单元包括用于根据设置值执行相位校正的相位校正单元，信号处理单元基于经历了相位校正单元的相位校正的时钟信号执行信号处理，且设置值处理单元将用于执行相位校正的设置值输入到相位校正单元。信号处理单元可以包括用于与由时钟产生单元产生的时钟信号同步地产生展频码序列的展频码序列产生单元，和用于基于由展频码序列产生单元产生的展频码序列作为信号处理来执行发送目标数据的展频处理的展频处理单元。
作为信号处理参数设置的另一实例，存在当使用发送和接收之间的发送频率特性相对于载波频率的不对称性来实现发送数据的高速度时发送侧或者接收侧的载波频率的偏移量的设置。在这种情况下，包括：在发送侧的信号处理单元，其包括用于产生用于调制的载波信号的第一载波信号产生单元和用于以由第一载波信号产生单元产生的用于调制的载波信号对发送目标信号进行频率转换以产生发送信号的第一频率转换单元；以及在接收侧的信号处理单元，其包括用于产生用于解调的载波信号的第二载波信号产生单元和用于以由第二载波信号产生单元产生的用于解调的载波信号对接收的发送信号进行频率转换的第二频率转换单元。用于调制的载波信号和用于解调的载波信号中的至少一个从发送和接收之间的发送特性的频带中心偏移，并进行设置。例如，可以仅频移发送系统和接收系统之一。仅发送系统(可以包括在发送侧的放大电路以及在发送侧的信号处理单元和调制功能单元)的频带中心和接收系统(可以包括在接收侧的放大电路以及在接收侧的信号处理单元和解调功能单元)的频带中心之一可以从载波信号的频率偏移，并进行设置。替代地，发送系统和接收系统两者都可以以相同方向频移。在这种情况下，发送系统的频带中心和接收系统的频带中心两者都可以从载波信号的频率以相同方向偏移，并进行设置。
优选地，通过锁定检测执行解调，即，在接收侧的频率转换单元使用锁定检测方案执行频率转换以解调发送目标信号。优选地，可以由注入锁定方案产生解调载波信号。在这种情况下，优选地，“用于注入锁定的设置值”如上所述可以固定，且例如注入锁定判断和基于判断结果的调整机制可以用作用于确定“用于注入锁定的设置值”的配置。在注入锁定方案的情况下，优选地，如上所述，可以在发送侧预先执行DC切断(例如，无DC编码)以使得促进注入锁定。
[电子装置]
在对应于本发明第二方面或者本发明第三方面的本实施例的电子装置中，各个单元容纳在一个壳体中以使得配置一个电子装置，或者通过多个装置(电子装置)的组合配置一个整体电子装置。本实施例的无线发送装置例如用于比如数字记录和再现设备、地面电视接收器装置、便携式电话装置、游戏装置或者计算机之类的电子装置。
在将如下所述的本实施例的无线发送装置中，使用毫米波段(波长是1到10毫米)的载波频率，但是本发明不限于毫米波段，且可以使用具有更短波长的近毫米波段的载波频率，比如亚毫米波段。
无线发送装置可以仅由发送侧、仅由接收侧或者由发送侧和接收侧两者配置。发送侧和接收侧经由无线电信号发送路径(例如，毫米波信号发送路径)连接以执行毫米波段的信号发送。发送目标信号被频率转换为适于宽带发送的毫米波段然后发送。例如，第一通信单元(第一毫米波发送装置)和第二通信单元(第二毫米波发送装置)构成无线发送装置。在相对短距离地布置的第一通信单元和第二通信单元之间，发送目标信号被转换为毫米波信号然后经由毫米波信号发送路径发送该毫米波信号。本实施例的“无线电发送”指的是无线地发送发送目标信号(在该实例中，毫米波)而不是一般的电线(简单线路)。
“相对短距离”指的是比户外用于广播的通信装置之间的距离或者一般无线电通信更短的短距离，且可以是使得可以实质上指定其中发送范围封闭的空间的距离。“封闭空间”指的是从空间内部到外部的电磁波泄漏较少，且相对地从外部到空间内部的电磁波输入(侵入)较少的空间。典型地，整个空间由具有针对电磁波的屏蔽效果的壳体(外壳)围绕。例如，这对应于在一个电子装置的壳体内的基板之间的通信或者在同一基板上的芯片之间的通信，或者在处于其中多个电子装置集成的状态(比如处于其中在一个电子装置上安装另一电子装置的状态)中的装置之间的通信。“集成”典型地指的是其中两个电子装置通过安装完全接触的状态，且可以指其中两个电子装置之间的发送范围实质上指定为封闭空间的状态。例如，其包括可以认为是“实质上”集成的状态，其中两个电子装置布置在相对短距离的确定位置上，比如几厘米内或者十几厘米内。简言之，可以是其中从其中在两个电子装置中形成的电磁波可以传播的空间内部到外部的电磁波泄漏较少且相对地从外部到该空间内部的电磁波输入(侵入)较少的状态。
在下文中，一个电子装置的壳体内的信号发送被称为壳体内信号发送，且处于其中多个电子装置集成(在下文中，包括“实质上集成”)的状态下的信号发送被称为装置间信号发送。在壳体内信号发送的情况下，其中在发送侧的通信装置(通信单元：发送单元)和在接收侧的通信装置(通信单元：接收单元)容纳在同一壳体中、且无线电信号发送路径形成在通信单元(发送单元和接收单元)之间的无线发送装置是电子装置。同时，在装置间信号发送的情况下，当在发送侧的通信装置(通信单元：发送单元)和在接收侧的通信装置(通信单元：接收单元)容纳在不同电子装置的壳体内且两个电子装置布置在确定位置并集成地布置时，在两个电子装置中的通信单元(发送单元和接收单元)之间形成无线电信号发送路径，以使得构造无线发送装置。
在具有在其间提供的毫米波信号发送路径的各个通信装置中，发送系统和接收系统配对、组装和布置。发送系统和接收系统存在于每个通信装置中以使得可以实现双向通信。当发送系统和接收系统存在于每个通信装置中时，一个通信装置和另一通信装置之间的信号发送可以是单向(单程)发送或者双向发送。例如，当第一通信单元成为发送侧且第二通信单元成为接收侧时，在第一通信单元中布置发送单元并在第二通信单元中布置接收单元。例如，当第二通信单元成为发送侧且第一通信单元成为接收侧时，在第二通信单元中布置发送单元并在第一通信单元中布置接收单元。
发送单元例如包括用于对发送目标信号进行信号处理以产生毫米波信号的在发送侧的信号产生单元(用于将作为发送目标的电信号转换为毫米波信号的信号转换单元)和用于连接由在发送侧的信号产生单元产生的毫米波信号到用于发送毫米波信号的发送路径(毫米波信号发送路径)的在发送侧的信号连接单元。优选地，在发送侧的信号产生单元可以与用于产生发送目标信号的功能单元集成。
例如，在发送侧的信号产生单元包括调制发送目标信号的调制电路。在发送侧的信号产生单元对由调制电路调制的信号进行频率转换以产生毫米波信号。原则上，发送目标信号可以直接转换为毫米波信号。在发送侧的信号连接单元将由在发送侧的信号产生单元产生的毫米波信号提供到毫米波信号发送路径。
接收单元例如包括用于接收经由毫米波信号发送路径发送的毫米波信号的在接收侧的信号连接单元，和用于对由在接收侧的信号连接单元接收的毫米波信号(输入信号)进行信号处理以产生正常电信号(发送目标信号)的在接收侧的信号产生单元(用于将毫米波信号转换为作为发送目标的电信号的信号转换单元)。优选地，在接收侧的信号产生单元可以与用于接收发送目标信号的功能单元集成。例如，在接收侧的信号产生单元包括解调电路，并对毫米波信号进行频率转换以产生输出信号，且解调电路解调输出信号以产生发送目标信号。原则上，毫米波信号可以直接转换为发送目标信号。
也就是说，当使用信号接口时，通过毫米波信号发送发送目标信号而不用接触或者电缆(非电线方式发送)。优选地，至少信号发送(具体来说，对于要求高速发送或者大容量发送的图像信号或者高速时钟信号)是基于毫米波信号的发送。简言之，在现有技术中，使用电线执行信号发送，而在本实施例中，使用毫米波信号执行信号发送。当执行以毫米波段的信号发送时，可以实现以Gbps量级(order)的高速信号发送，且可以容易地限制毫米波信号的覆盖范围以使得可以获得所产生的效果。
这里，每个信号连接单元可以使得第一通信单元和第二通信单元可以经由毫米波信号发送路径发送毫米波信号。例如，信号连接单元可以包括天线结构(天线连接单元)或者可以使用不包括天线结构的连接。“用于发送毫米波信号的毫米波信号发送路径”可以是天空(所谓自由空间(free space))，但是优选地，可以是用于发送毫米波信号同时约束毫米波信号在发送路径中的结构(称为毫米波约束结构或者无线电信号约束结构)。毫米波约束结构确实地用于使得可以任意地安排毫米波信号发送路径的牵引(pulling)，与电线一样。例如，这种毫米波约束结构典型地是所谓波导，但是本发明不限于此。例如，毫米波约束结构可以是由能够进行毫米波信号发送的电介质材料(称为电介质体发送路径或者毫米波内电介质发送路径)或者空腔波导配置的结构，在该空腔波导中形成发送路径，用于抑制毫米波信号辐射到外部的屏蔽包围发送路径，且屏蔽的内部是空的。电介质材料或者屏蔽具有柔软性以使得可以牵引毫米波信号发送路径。当毫米波信号发送路径是天空(所谓自由空间)时，每个信号连接单元使用天线结构以使得在短距离的空间能够用于通过天线结构的信号发送。同时，当该结构由电介质材料配置时，可以使用天线结构，但是这不是必需的。
[使用电线信号发送和无线发送之间的比较]
存在与用于经由电线执行信号发送的信号发送相关的以下问题。
i)要求发送数据的大容量和高速度，但是电线的发送速度且发送容量受限。
ii)存在用于基于增加了数目的线路通过信号并行化对于每条信号线减小发送速度以应对发送数据的高速度的问题的方案。然而，在该方案中，I/O端子的数目增加。因此，印制电路板或者电缆线路变得复杂，且需要连接器单元或者电接口的大物理尺寸。因此，形状复杂，可靠性恶化且成本增加。
iii)随着电影图像、计算机图像等的信息量的增加，基带信号的频带变宽，因此EMC(电磁环境兼容性)问题变得更明显。例如，当使用电线时，线路变为天线且与天线的调谐频率对应的信号受干扰。此外，由线路的阻抗失配引起的反射或者谐振导致不必要的辐射。为了解决这种问题，电子装置的配置变得复杂。
iv)除EMC之外，当存在反射时，由在接收侧的码元之间的干扰引起的发送误差或者由阻塞引起的发送误差成为问题。
另一方面，当无线地(例如，使用毫米波段)而不是通过电线执行信号发送时，因为不必担心线路形状或者连接器位置，所以布局不受限。对于代替用于使用毫米波的信号发送的信号，可以省略线路或者端子且解决了EMC问题。通常，因为在通信装置单元中没有使用毫米波段中的频率的功能单元，所以可以容易地实现EMC解决方案。因为无线电发送处于其中在发送侧的通信装置靠近在接收侧的通信装置的状态，且是在固定位置之间或者在已知的位置的关系下的信号发送，获得以下优点。
1)容易适当地设计发送侧和接收侧之间的传播信道(波导结构)。
2)连接发送侧到接收侧的发送路径连接单元的电介质结构和传播信道(毫米波信号发送路径的波导结构)一起设计以使得与自由空间传播相比具有高可靠性的良好发送变为可能。
3)与一般无线电通信不同，不需要动态地、自适应地和频繁地执行用于管理无线电发送的控制器的控制，由于控制造成的总开销可以小于通常的无线电通信。因此，例如用于控制电路或者运算电路的设置值(所谓参数)可以恒定数目(所谓固定值)，且很小，可以实现低功耗和高速度。例如，当在制造或者设计时校准无线电发送特性并识别出各自的变型时，可以参考数据因此定义信号处理单元的操作的设置值可以经历预设或者静态控制。因为设置值实质上适当地定义信号处理单元的操作，所以以简易配置和低功耗的高质量通信变得可能。
例如，与比如所谓蜂窝通信之类的户外通信不同，装置内或者装置之间的无线电发送具有的特征在于传播路径的情况不变化，接收电源或者定时(几乎)没有实质的变化，传播距离短，多路径的延迟扩展小，等等。这共同描述为“装置内或者装置之间的无线电发送”的特性。在“装置内或者装置之间的无线电发送”中，不需要总是检查传播路径的情况，且可以使用规定的设置值，这与户外无线电通信不同。也就是说，“装置内或者装置之间的无线电发送”可以考虑为在静态环境中的无线电信号发送，且通信环境特性可以考虑为实质上无变化的。这指的是因为“通信环境无变化(固定)，所以参数设置可以无变化(固定)”。因此，例如，可以在产品交货时确定指示通信环境特性的参数并存储在存储器中，且在操作中可以基于该参数执行用于信号处理单元的操作设置。存在用于基于设置值执行操作的调整机制，但是总是监控通信环境特性并基于监控结果保持设置值处于最优状态的机制((控制机制)是不必要的，以使得可以减小电路规模且还可以降低功耗。
此外，以具有短波长的毫米波段的无线电通信获得以下优点。
a)因为毫米波通信使用宽的通信频带，所以容易增加数据速率。
b)用于发送的频率可以与用于基带信号处理的另一频率分开，且在毫米波和基带信号频率之间难以发生干扰。
c)因为毫米波段具有短波长，所以根据该波长确定的天线或者波导结构可以很小。另外，因为距离衰减大且衍射小，所以容易执行电磁屏蔽。
d)在正常的户外无线电通信中，存在关于载波稳定性的严格规定以例如防止干扰。为了实现这种高稳定性载波，使用具有高稳定性的外部频率基准部分、乘法电路、PLL(锁相环电路)等，这增加了电路规模。然而，可以容易地屏蔽毫米波(具体来说，在固定位置之间或者在已知的位置的关系下的信号发送)而不泄露到外部。建议使用注入锁定方案(这将具体描述)以在接收侧在小型电路中解调以载波发送的信号以放松稳定性。
例如，作为用于实现在相对短距离(例如，10cm内或更大)布置的电子装置之间或者电子装置中的高速信号发送的方案，例如，已知LVDS(低电压差分信令)。然而，对于最近的新发送数据的大容量和高速度，功耗的增加、例如由于反射的信号失真的影响增加、不必要辐射的增加(所谓EMI问题)等变为问题。例如，当比如图像信号(包括捕捉信号)的信号或者计算机图像在装置内或者装置之间以高速(实时)发送时，LVDS达到其限制。
为应对高速数据发送，可以基于增加线路的数目来通过信号并行化减小每条信号线的发送速度。然而，在此，I/O端子的数目增加。因此，印制电路板或者电缆线路变得复杂或半导体芯片的尺寸增加。另外，高速和大容量数据沿着线路，以使得所谓EMI成为问题。
与LVDS或者增加线路的数目的方案相关的问题由使用电线的信号发送引起。作为用于解决由使用电线的信号发送引起的问题的方案，可以采用不用电线的发送方案。作为不用电线的发送方案，例如，无线地执行壳体中的信号发送且可以应用UWB(超宽带)通信方案(描述为第一方案)，或者可以使用具有短波长(1到10毫米)的毫米波段的载波频率(描述为第二方案)。然而，在第一方案的UWB通信方案中，存在的问题在于载波频率很低，UWB通信方案不适于比如图像信号发送之类的高速通信，且天线很大。另外，因为用于发送的频率接近基带信号处理的另一频率，所以在无线电信号和基带信号之间容易发生干扰。另外，当载波频率低时，容易接收装置内的驱动系统噪声的影响，且变得需要解决方案。另一方面，当如在第二方案中那样使用具有短波长的毫米波段的载波频率时，可以解决天线尺寸或者干扰问题。
虽然在这里描述执行毫米波段的通信的情况，但是应用范围不限于毫米波段通信。可以应用毫米波段以下的频带的通信，或者，相对地，毫米波段以上的频带的通信。例如，可以应用微波段、或者具有比毫米波段更短波长(0.1到1毫米)的亚毫米波段。然而，在壳体内信号发送或者装置间信号发送中，使用具有不太长或者不太短的波长的毫米波段是有效的。
在下文中，将具体描述本实施例的无线发送装置或者电子装置。另外，其中在半导体集成电路(芯片)中形成多个功能单元的实例将描述为最优选实例，但是这不是必需的。
<通信处理系统：基本配置1>
图1和图2就功能配置而言示出了图示本实施例的无线发送装置(信号发送装置)的信号接口的第一基本配置(基本配置1)。
(功能配置)
如图1和图2所示，配置信号发送装置1以使得作为第一无线装置的一个实例的第一通信装置100和作为第二无线装置的一个实例的第二通信装置200经由毫米波信号发送路径9连接以执行毫米波段的信号发送。在图1中，在第一通信装置100中提供发送系统且在第二通信装置200中提供接收系统。
在第一通信装置100中提供对应于毫米波段发送的半导体芯片103，在第二通信装置200中提供对应于毫米波段接收的半导体芯片203。
在本实施例中作为毫米波段的通信目标的信号仅是要求高速度或者大容量的信号，且对于低速度和小容量足够的或者可以被认为是比如电源的直流的其它信号不是转换为毫米波信号的目标。对于不是转换为毫米波信号的目标的信号(包括电源)，基板之间的信号连接用于现有技术的方案。作为在转换为毫米波之前的原始发送目标的电信号共同称为基带信号。
[第一通信装置]
第一通信装置100包括安装在基板102上的对应于毫米波段发送的半导体芯片103和发送路径连接单元108。半导体芯片103是其中LSI功能单元104和信号产生单元107(毫米波信号产生单元)集成的LSI(大规模集成电路)。
半导体芯片103与发送路径连接单元108连接。发送路径连接单元108是发送单元的一个实例。例如，应用包括天线连接单元、天线端子、微带线、天线等的天线结构。
LSI功能单元104用于执行第一通信装置100的主应用控制。例如，包括用于处理希望发送到另一方的各种信号的电路。
信号产生单元107(电信号转换单元)包括用于将来自LSI功能单元104的信号转换为毫米波信号并执行经由毫米波信号发送路径9的信号发送控制的发送侧信号产生单元110。发送侧信号产生单元110和发送路径连接单元108构成发送系统(发送单元：在发送侧的通信单元)。
发送侧信号产生单元110包括复用处理单元113、并串行转换单元114、调制单元115、频率转换单元116和放大单元117，以处理输入信号并产生毫米波信号。放大单元117是用于调整输入信号的尺寸并输出结果信号的幅度调整单元的一个实例。另外，调制单元115和频率转换单元116可以使用所谓直接转换方案统一为一个单元。
当来自LSI功能单元104的信号包括多个(N1)类型的信号(其是毫米波段的通信的目标)时，复用处理单元113执行比如时分复用、频分复用或者码分复用的复用处理，以将多个类型的信号统一为一个系统的信号。例如，要求高速度或者大容量的多个类型的信号是毫米波的发送的目标且统一为一个系统的信号。
并串行转换单元114将并行信号转换为串行数据信号，并提供串行数据信号到调制单元115。调制单元115调制发送目标信号并提供结果信号到频率转换单元116。当不应用本实施例时，可以包括并串行转换单元114用于使用用于并行发送的多个信号的并行接口规范，但是对串行接口规范不必要。
调制单元115可以基本上是用于调制发送目标信号的幅度、频率和相位中的至少一个的调制单元。可以使用它们的任意组合。例如，模拟调制方案包括幅度调制(AM)和矢量调制。矢量调制包括频率调制(FM)和相位调制(PM)。数字调制方案例如包括幅移键控(ASK)、频移键控(FSK)、相移键控(PSK)和幅度相移键控(APSK)以调制幅度和相位。APSK的一个代表是正交幅度调制(QAM)。具体来说，在本实施例中，可以使用允许在接收侧采用锁定检测方案的方案。
频率转换单元116对由调制单元115调制的发送目标信号进行频率转换以产生毫米波的电信号，并提供电信号到放大单元117。毫米波的电信号指的是在大约30GHz到300GHz的范围中的频率上的电信号。“大约”隐含着可以获得毫米波通信的效果的频率。范围的下限不限于30GHz且上限不限于300GHz。
对于频率转换单元116可以采用各种电路配置。例如，可以采用包括混频电路(混频器电路)和本地振荡电路的配置。本地振荡电路产生用于调制的载波(载波信号或者基准载波)。混频电路将来自并串行转换单元114的信号乘以(调制)由本地振荡电路产生的毫米波段的载波以产生毫米波段的发送信号，并提供发送信号到放大单元117。
放大单元117放大毫米波的频率转换后的电信号并提供该结果信号到发送路径连接单元108。放大单元117经由未示出的天线端子连接到双向发送路径连接单元108。
发送路径连接单元108将由发送侧信号产生单元110产生的毫米波信号发送到毫米波信号发送路径9。发送路径连接单元108包括天线连接单元。天线连接单元是发送路径连接单元108(信号连接单元)的一个实例或者构成其一部分。天线连接单元在狭义上指的是用于连接半导体芯片内的电子电路与在芯片内部或者外部布置的天线的部分，而在广义上指的是用于信号连接半导体芯片与毫米波信号发送路径9的部分。例如，天线连接单元至少包括天线结构。天线结构指的是与毫米波信号发送路径9的连接单元中的结构。天线结构可以是用于连接毫米波段的电信号到毫米波信号发送路径9的结构，且不仅指天线。
作为毫米波传播路径的毫米波信号发送路径9是自由空间发送路径。例如，毫米波信号发送路径9可以具有其中通过壳体内的空间传播信号的配置。优选地，毫米波信号发送路径9可以具有比如波导、发送线、电介质线路或者非电介质体之类的波导结构，其约束发送路径中的毫米波段的电磁波，且可以具有有效发送特性。例如，毫米波信号发送路径9可以是包括具有某个范围的相对电容率和某个范围的电介质切线的电介质材料的电介质体发送路径9A。例如，整个外壳填充有电介质材料，以使得电介质体发送路径9A而不是自由空间发送路径布置在发送路径连接单元108和发送路径连接单元208之间。替代地，电介质体发送路径9A可以通过使用作为包括电介质材料并具有线直径的线性部件的电介质线路来连接发送路径连接单元108的天线到发送路径连接单元208的天线而配置。另外，具有约束发送路径中的毫米波信号的配置的毫米波信号发送路径9可以是其中发送路径由屏蔽包围且发送路径的内部为空的空腔波导，以及电介质体发送路径9A。
此外，本实施例的第一通信装置100包括在基板102上的第一设置值处理单元7100，其包括第一设置值确定单元7110、第一设置值存储单元7130和第一操作控制单元7150。第一设置值确定单元7110确定用于指定半导体芯片103的每个功能单元的操作(换句话说，第一通信装置100的整个操作)的设置值(变量和参数)。例如，在工厂的产品交货时执行设置值确定处理。第一设置值存储单元7130存储由第一设置值确定单元7110确定的设置值。第一操作控制单元7150基于从第一设置值存储单元7130读取的设置值来操作半导体芯片103的功能单元(在该实例中，调制单元115、频率转换单元116、放大单元117等)。
在图1所示的实例中，第一设置值处理单元7100包括在基板102上。然而，如在如图2所示的实例中那样，第一设置值处理单元7100可以安装在其上安装半导体芯片103的基板102之外的基板7102上。此外，在图1所示的实例中，第一设置值处理单元7100包括在半导体芯片103的外部，但是第一设置值处理单元7100可以包括在半导体芯片103内部。在这种情况下，第一设置值处理单元7100安装在与在其上安装作为控制目标的各个功能单元(调制单元115、频率转换单元116、放大单元117等)的基板102相同的基板102上。
[第二通信装置]
第二通信装置200包括安装在基板202上的半导体芯片203和对应于毫米波段接收的发送路径连接单元208。半导体芯片203是其中LSI功能单元204和信号产生单元207(毫米波信号产生单元)集成的LSI。虽然未示出，半导体芯片203可以具有其中LSI功能单元204和信号产生单元207不集成的配置，类似于第一通信装置100。
半导体芯片203连接与发送路径连接单元108相同的发送路径连接单元208。发送路径连接单元208是接收单元的一个实例。采用与发送路径连接单元108相同的单元以从毫米波信号发送路径9接收毫米波信号并输出毫米波信号到接收侧信号产生单元220。
信号产生单元207(电信号转换单元)包括用于经由毫米波信号发送路径9执行信号接收控制的接收侧信号产生单元220接收侧信号产生单元220和发送路径连接单元208构成接收系统(接收单元：在接收侧的通信单元)。
接收侧信号产生单元220包括放大单元224、频率转换单元225、解调单元226、串并行转换单元227和统一处理单元228以对由发送路径连接单元208接收的毫米波的电信号进行信号处理并产生输出信号。放大单元224是用于调整输入信号的尺寸并输出结果信号的幅度调整单元的一个实例。频率转换单元225和解调单元226可以统一为使用所谓直接转换方案的单元。
接收侧信号产生单元220连接到发送路径连接单元208。在接收侧的放大单元224连接到发送路径连接单元208。放大单元224放大由天线接收的毫米波的电信号并提供结果信号到频率转换单元225。频率转换单元225对放大的毫米波的电信号进行频率转换并提供频率转换后的信号到解调单元226。解调单元226解调经频率转换的信号，获取基带信号并提供基带信号到串并行转换单元227。
串并行转换单元227将串行接收数据转换为并行输出数据并提供并行输出数据到统一处理单元228。类似于并串行转换单元114，当不应用本实施例时，包括串并行转换单元227用于使用用于并行发送的多个信号的并行接口规范。当第一通信装置100和第二通信装置200之间的原始信号发送是串行格式时，可以不提供并串行转换单元114和串并行转换单元227。
当第一通信装置100和第二通信装置200之间的原始信号发送是并行格式时，输入信号经历并串行转换并被发送到半导体芯片203或者来自半导体芯片203的接收信号经历串并行转换，由此减少作为毫米波转换目标的信号的数目。
因为统一处理单元228对应于复用处理单元113，所以统一为一个系统的信号分离为多个类型的信号_@(@是1到N)。例如，统一为一个系统的信号的多个数据信号分别地分开并提供到LSI功能单元204。
LSI功能单元204用来执行第二通信装置200的主应用控制。例如，包括用于处理从另一方接收到的各种信号的电路。
此外，本实施例的第二通信装置200包括第二设置值处理单元7200，其包括在基板202上提供的第二设置值确定单元7210、第二设置值存储单元7230和第二操作控制单元7250。第二设置值确定单元7210确定用于指定半导体芯片203的各个功能单元的操作(换句话说，第二通信装置200的整个操作)的设置值(变量和参数)。例如，在工厂的产品交货时执行设置值确定处理。第二设置值存储单元7230存储由第二设置值确定单元7210确定的设置值。第二操作控制单元7250基于从第二设置值存储单元7230读取的设置值来操作半导体芯片203的各个功能单元(在该实例中，放大单元224、频率转换单元225、解调单元226等)。
在图1所示的第一实例中，第二设置值处理单元7200包括在基板202上，但是第二设置值处理单元7200可以安装在其上安装半导体芯片203的基板202之外的基板7202上，如在图2所示的第二实例中那样。此外，虽然在图1所示的实例中，第二设置值处理单元7200包括在半导体芯片203的外部，第二设置值处理单元7200可以包括在半导体芯片203的内部。在这种情况下，第二设置值处理单元7200安装在与在其上安装作为控制目标的各个功能单元(放大单元224、频率转换单元225和解调单元226)的基板202相同的基板202上(省略图)。
[双向通信]
信号产生单元107和发送路径连接单元108或者信号产生单元207和发送路径连接单元208具有数据双向性的配置，用于双向通信。例如，在信号产生单元107和信号产生单元207中分别提供在接收侧上的信号产生单元和在发送侧上的信号产生单元。虽然可以分别在发送侧和接收侧中提供发送路径连接单元108或者发送路径连接单元208，但是可以使用用于发送和接收两者的发送路径连接单元。
另外，在这里示出的“双向通信”中，作为毫米波发送信道的毫米波信号发送路径9用于单核心双向发送的一个系统(一个核心)。为了实现此，应用具有时分双工(TDD)、频分双工(FDD)等的半双工方案。
[连接与操作]
用于对输入信号进行频率转换并执行信号发送的方案通常用于广播或者无线电通信。在这种使用中，使用能够应对比如通信距离之类的问题(热噪声的S/N问题)、怎样应对反射或者多路径或者怎样抑制阻塞或者与其他信道的干扰的相对复杂的发送器或者接收器。
另一方面，因为与通常用于广播或者无线电通信的复杂发送器或者接收器的使用频率相比，用于本实施例的信号产生单元107和信号产生单元207用于高频段的毫米波段，且波长λ短，所以使用其中容易重新使用频率并适于在多个相邻装置之间的通信的信号产生单元107和信号产生单元207。
在本实施例中，与使用常规电线的信号接口不同，如上所述地执行毫米波段的信号发送，以灵活地应对高速度和大容量。例如，仅要求高速度或者大容量的信号是毫米波段的通信的目标。在一些装置配置中，第一通信装置100和第二通信装置200部分地包括用于低速度和小容量信号或者用于电源的现有的基于电线的接口(使用端子和连接器的连接)。
信号产生单元107是用于基于设置值执行规定信号处理的信号处理单元的一个实例。在该实例中，信号产生单元107对从LSI功能单元104输入的输入信号进行信号处理以产生毫米波信号。信号产生单元107例如经由比如微带线、带状线、共面线或者开槽线之类的发送线连接到发送路径连接单元108，且产生的毫米波信号经由发送路径连接单元108提供到毫米波信号发送路径9。
发送路径连接单元108具有天线结构并具有将发送的毫米波信号转换为电磁波并发送电磁波的功能。发送路径连接单元108与毫米波信号发送路径9连接，且由发送路径连接单元108转换的电磁波提供到毫米波信号发送路径9的一端。第二通信装置200的发送路径连接单元208连接到毫米波信号发送路径9的另一端。当在第一通信装置100的发送路径连接单元108和第二通信装置200的发送路径连接单元208之间提供毫米波信号发送路径9时，在毫米波信号发送路径9中传播毫米波段的电磁波。
第二通信装置200的发送路径连接单元208连接到毫米波信号发送路径9。发送路径连接单元208接收从毫米波信号发送路径9的另一端发送的电磁波，将电磁波转换为毫米波信号，并提供毫米波信号到信号产生单元207(基带信号产生单元)。信号产生单元207是基于设置值执行规定信号处理的信号处理单元的一个实例。在该实例中，信号产生单元207对转换后的毫米波信号进行信号处理以产生输出信号(基带信号)并提供输出信号到LSI功能单元204。
虽然在这里已经描述了从第一通信装置100到第二通信装置200的信号发送，但是第一通信装置100和第二通信装置200两者具有能够双向通信的配置以使得可以双向地发送毫米波信号，包括其中来自第二通信装置200的LSI功能单元204的信号被发送到第一通信装置100的情况。
<通信处理系统：基本配置2>
图3和图4示出了其中就功能和配置而图示本实施例的无线发送装置(信号发送装置)的信号接口的第二基本配置(基本配置2)。图3所示的第一实例是图1的变型，而图4所示的第二实例是图2的变型。
第二基本配置的特征在于存储在装置外部确定的设置值。在下文中，将描述第二基本配置和第一基本配置之间的差别。第二基本配置包括第一I/O接口单元7170代替第一设置值确定单元7110，并包括第二I/O接口单元7270代替第二设置值确定单元7210。第一I/O接口单元7170和第二I/O接口单元7270中的每一个是用于从外部接收设置值的设置值接收单元的一个实例。
第一I/O接口单元7170具有与第一设置值存储单元7130的接口功能，在第一设置值存储单元7130中存储从外部给出的设置值，并读取存储在第一设置值存储单元7130中的设置值以输出设置值到外部。第二I/O接口单元7270具有与第二设置值存储单元7230的接口功能，在第二设置值存储单元7230中存储从外部给出的设置值，并读取存储在第二设置值存储单元7230中的设置值以输出设置值到外部。
在第二基本配置的情况下，在第一设置值处理单元7100或者第二设置值处理单元7200中不确定设置值，而是在外部确定设置值。例如，可以根据设计参数和实际状态确定设置值，或者可以基于装置的产品测试来确定设置值。此外，在任意情况下，不对于每个装置确定各自的设置值，而是可以确定对装置公共的设置值。其中实质上根据设计参数确定设置值的情况对应于该情况。其中基于标准装置中的产品测试确定设置值的情况也对应于这种情况。
接下来，将描述作为本实施例的特性的参数设置的固定的具体实例。另外，将使用实施例描述本发明，但是本发明的技术范围不限于将在之后描述的实施例的描述范围。可以对实施例做出各种变型或者改善，这将在之后描述，而不脱离本发明的范围和精神，且这种变型或改善包括在本发明的技术范围中。此外，将在之后描述的实施例不限于根据权利要求的发明，且不是实施例中描述的特征的全部组合都是本发明的解决方案必需的。各种步骤的发明包括在将在之后描述的实施例中，且可以通过多个公开的配置要求的适当的组合来提取各种发明。将在之后描述的各个实施例不限于单独应用，且可以在可允许的范围内应用实施例的任意组合。即使删除实施例中示出的全部配置要求的一些，只要可以获得效果，也可以提取其中已经删除了一些配置要求的配置作为发明。
[实施例1]
图5是图示实施例1的图。具体来说，在这里将描述调制功能单元和解调功能单元的第一实例。
[调制功能单元：第一实例]
在图5(A)中，示出了在发送侧提供的第一实例的调制功能单元8300A的配置。发送目标信号(基带信号：例如，12位图像信号)由并串行转换单元8114(P-S：对应于并串行转换单元114)转换为高速串行数据序列并提供到调制功能单元8300A。调制功能单元8300A从并串行转换单元8114接收信号作为调制信号并根据规定调制方案将调制信号调制为已调制毫米波段信号。
调制功能单元8300A可以采用根据调制方案的各种电路配置。例如，当调制方案是幅度调制方案时，可以采用包括2输入型混频单元8302(混频器电路或者乘法器)和发送侧本地振荡单元8304的配置。
发送侧本地振荡单元8304(第一载波信号产生单元)产生用于调制的载波信号(调制载波信号)。混频单元8302(第一频率转换单元)将来自并串行转换单元8114的信号乘以(调制)由发送侧本地振荡单元8304产生的毫米波段的载波以产生毫米波段的发送信号(调制信号)，并提供毫米波段的发送信号到放大单元8117(对应于放大单元117)。发送信号由放大单元8117放大并从天线8136辐射。
[解调功能单元：第一实例]
在图5(B)中，示出了在接收侧提供的第一实例的解调功能单元8400A的配置。解调功能单元8400A可以采用在根据发送侧的调制方案的范围内的各种电路配置。将在这里描述的幅度调制方案的情况对应于上述调制功能单元8300A的描述。
第一实例的解调功能单元8400A包括2输入型混频单元8402(称为频率转换单元、混频电路或者乘法器)和载波恢复单元8403，并使用所谓锁定检测方案来执行解调。在锁定检测方案中，包含在接收信号中的载波由与混频单元8402分离的载波恢复单元8403恢复，且使用恢复的载波执行解调。虽然未示出，但是可以应用包络检测或者正方形检测(squared detection)代替锁定检测方案。
作为载波恢复单元8403，可以采用各种配置。在这里采用用于产生与载波频率一致的线谱(line spectrum)并输入线谱到谐振电路或者锁相环(PLL)电路以产生载波的方案、基于倍频的方案和基于逆调制的方案中的任意一个。
载波恢复单元8403提取具有与在发送侧的载波完全相同的频率和相位，即，频率锁定和相位锁定的用于解调的载波信号(称为解调载波信号：恢复的载波信号)，并提供载波信号到混频单元8402。混频单元8402将恢复的载波乘以接收信号。作为发送目标信号分量和谐波分量(且有时是直流分量)的调制信号分量(基带信号)包含在倍增输出中。
在示出的实例中，在混频单元8402的后级中提供滤波处理单元8410、时钟恢复单元8420(CDR：时钟数据恢复)和串并行转换单元8227(S-P：对应于串并行转换单元227)。例如，在滤波处理单元8410中提供低通滤波器(LPF)以除去包含在倍增输出中的谐波分量。
由天线8236接收的毫米波接收信号输入到调整毫米波接收信号的幅度的可变增益型和低噪声型放大单元8224(对应于放大单元224：LNA)，并提供到解调功能单元8400A。幅度已调整的接收信号输入到混频单元8402和载波恢复单元8403，且通过如上所述的锁定检测由混频单元8402产生倍增信号并提供到滤波处理单元8410。由混频单元8402产生的倍增信号的高频分量由滤波处理单元8410的低通滤波器除去，且产生从发送侧发送的输入信号的波形(基带信号)并提供到时钟恢复单元8420。
时钟恢复单元(CDR)8420基于该基带信号恢复采样时钟，并以恢复的采样时钟采样基带信号以产生接收数据序列。产生的接收数据序列提供到串行/并行转换单元(S-P)8227并再现并行信号(例如，12位图像信号)。存在各种时钟恢复方案，但是采用码元锁定方案作为例子。
[问题]
这里，当第一实例的调制功能单元8300A和解调功能单元8400A构成无线发送装置时存在以下缺点。首先，存在与振荡电路相关联的以下缺点。例如，在户外通信中，需要考虑多信道。在这种情况下，因为接收载波的频率变化分量的影响，所以在发送侧载波稳定性的要求是严格的。在壳体内信号发送或者装置间信号发送中，当以毫米波发送数据且用于户外无线电通信的普通方案用于发送侧和接收侧时，要求载波的稳定性，且需要具有ppm(百万分)量级的频率稳定度的高稳定性毫米波振荡电路。
为了实现具有高频率稳定性的载波信号，例如，可以采用在硅集成电路(CMOS：互补金属氧化物半导体)上形成高稳定性毫米波振荡电路的方案。在用于普通CMOS处理的典型LC振荡电路的情况下，硅基板具有低级绝缘性和比分立部件更薄的构成电感器的布线。因此，不容易形成高Q值(品质因子)谐振电路(tank circuit)且难以实现。例如，当电感器形成在CMOS芯片上时，Q值处于30到40的量级。
因此，为了实现高稳定性振荡电路，例如可以采用用于例如提供具有高Q值的谐振电路、在低频振荡并将振荡输出倍增以将振荡输出提升到毫米波段的方案，其中使用在其中形成振荡电路的主体的一部分的CMOS外的晶体振荡器来提供谐振电路。然而，不期望在所有芯片中提供这种外部谐振电路(tank)以用使用毫米波的信号发送实现代替使用线路的信号发送的功能，比如LVDS(低电压差分信令)。
作为用于实现具有高频率稳定性的载波信号的另一方案，可以采用例如使用高稳定性倍频电路或者PLL电路的方案，但是电路规模增加。例如，将在要在之后描述的实施例7中描述用于解决该问题的方案。
[实施例1的操作和效果]
在实施例1中，如图5(A)所示，用于控制从放大单元8117输出的发送信号的电平的第一设置值处理单元7100A提供在发送侧。第一设置值处理单元7100A包括用于设置放大单元8117的输出电平的输出电平DAC 7152作为第一操作控制单元7150。虽然采用具有第二基本配置的第一设置值处理单元7100A，但是可以包括第一设置值确定单元7110代替第一I/O接口单元7170，如在第一基本配置中那样。输出电平DAC 7152读取存储在第一设置值存储单元7130中的设置值，并基于设置值控制放大单元8117，以使得发送输出电平是适当的值。放大单元8117的功耗当发送输出电平高时大，但是发送输出电平降低以使得接收电平不是过高或过低的电平，即，是最好的电平，由此实现低功耗。
也就是说，提供管理发送功率的机制，但是该机制的用途是防止发送功率处于过高或过低的级别或者SNR(信号噪声比，信噪比或者S/N)处于过低的级别。当基于比如由于发送器和接收器的布置引起的发送距离或者发送路径状态之类的发送特性(通信环境特性)适当地管理发送输出电平时，接收电平是最小值必需的电平，且实现低功耗通信(优选地，具有较少不必要辐射的通信)。
作为用于管理发送功率的机制，从固定设置(所谓预设置)、自动控制或者设置电平的判断的观点来看可以采用各种方案，但是在实施例1中，至少采用固定设置方案。
例如，采用用于基于发送和接收(通信环境)之间的发送特性预设置发送输出电平的方案。在这种情况下，作为优选的方面，提供用于检测作为发送装置的发送芯片和作为接收装置的接收芯片之间的发送特性的状态的发送特性索引检测单元，以使得可以通过参考作为检测结果的发送特性索引信号来预设置发送芯片的发送输出电平。例如，第一设置值确定单元7110或者第二设置值确定单元7210用作发送特性索引检测单元。例如，在接收芯片中提供发送特性索引检测单元(或者，发送特性索引检测单元可以不嵌入在接收芯片中)以检测接收的无线电信号的状态，且通过参考作为检测结果的状态检测信号来预设置发送芯片的发送输出电平(确定的设置值存储在第一设置值存储单元7130中)。
如果在接收电平和SNR之间存在确定的对应关系，例如，如果当接收电平过高或过低时SNR降低，则作为判断索引的接收电平的使用等效于作为判断索引的SNR的使用。在其中在接收电平和SNR之间没有确定的对应关系的装置配置的情况下，例如，可以使用误差率作为判断索引来代替接收电平执行基于SNR的电平管理。也就是说，用于检测反映实际发送特性(比如接收电平或者SNR)的判断索引的检测机制(发送特性索引检测单元)提供于接收芯片中，且通过参考检测结果手动地设置发送侧的输出电平。替代地，如图所示，外部确定的设置值经由第一I/O接口单元7170存储在第一设置值存储单元7130中。
实施例1的方案不是使用反馈的自动控制方案，但是当预设置接收电平时参考接收侧的接收电平或者SNR作为判断索引。因为接收电平或者SNR根据比如发送距离或者发送路径状态之类的发送特性(其取决于发送器和接收器的布置)变化，不直接判断发送和接收之间的距离，但是反映实际发送特性的接收电平或者SNR用作判断索引以管理接收电平。也就是说，发送芯片具有其中发送输出电平可变的配置。发送输出电平对于低功耗降低，且通过参考根据比如发送距离或者发送路径状态(其取决于发送器和接收器的布置)之类的发送特性变化的接收电平或者SNR适当地设置发送输出电平，以使得接收状态是适当的状态。例如，因为当接收电平(即，接收强度)高时发送输出电平降低且当接收电平低时发送输出电平增加，设置发送输出电平以使得接收电平不是过高或者过低的电平，即，是最好的电平。发送输出电平设置为最小需要电平，由此使得能够以低功耗操作输出放大器并实现低功耗通信。
因为考虑通信环境(通信范围、发送路径特性等)将发送器的输出电平设置为最小需要电平，所以发送器的输出可以减小到最小电平并使用，由此减少发送输出放大器的功耗。因为以低功耗操作发送输出放大器，所以可以实现低功耗通信。因为针对接收器的输入电平是恒定电平，所以可以减轻强输入的阻抗且可以减少接收器的功耗。因为发送输出是最小需要电平，所以针对装置外的辐射也减轻。因为这种方案不是使用反馈的自动控制方案，所以用于控制(设置)输出电平的电路规模更小，且功耗低于自动控制。
在实施例1中，因为不执行反馈控制，所以不可以说根据通信环境的变化能够管理适当的电平。然而，当存在通信环境的变化时，可以通过手动地改变设置值来执行应对。
此外，在实施例1中，如图5(B)所示，在接收侧提供用于控制从放大单元8224输出的接收信号的电平的第二设置值处理单元7200A。第二设置值处理单元7200A包括用于设置放大单元8224的输出电平的输出电平DAC 7252作为第二操作控制单元7250。第二设置值处理单元7200A具有第二基本配置，但是可以包括第二设置值确定单元7210代替第二I/O接口单元7270，如在第一基本配置中那样。输出电平DAC 7252读取存储在第二设置值存储单元7230中的设置值，并基于设置值控制放大单元8224，以使得放大单元8224的输出电平(换句话说，解调功能单元8400的输入电平)是适当的值。通过这样做，可以由解调功能单元8400实现适当的解调处理，而无论在天线8236的接收电平如何。
在图5(C)所示的配置实例中，在接收芯片8002(接收装置)中提供放大单元8224、解调功能单元8400和发送环境索引检测单元8470。发送环境索引检测单元8470检测在发送芯片8001(发送装置)和接收芯片8002之间的发送环境的状态，并输出基于检测结果的发送环境索引信号。具体来说，在本实例中，假定检测接收电平。也就是说，在本实例中的发送环境索引检测单元8470构成用于检测接收电平(输入电平)的机制。发送环境索引检测单元8470执行接收电平检测以检测输入电平，并输出电平检测信号Vdet作为检测结果输出。解调功能单元8400的输入信号(即，接收信号；具体地说，放大单元8224的输出)或者由解调功能单元8400解调的基带信号(即，解调功能单元8400的输出信号)可以提供到发送环境索引检测单元8470。发送环境索引检测单元8470基于输入信号来检测输入电平。
可以基于由从发送环境索引检测单元8470输出的电平检测信号Vdet指示的接收器的输入电平来获得由于发送器和接收机之间的距离或者发送路径的衰减量，且发送器的输出电平可以设置为最优值。基于电平检测信号Vdet执行发送输出电平的反馈控制，但是在装置内或者装置之间的信号发送的情况下，一旦发送输出电平设置为最优状态，则不需要动态地、自适应地和频繁地执行反馈控制，反馈控制可以停止，且可以使用存储为最优值的设置值。与反馈控制不同，用于检测其中反映实际发送特性的判断索引的检测机制(发送特性索引检测单元)提供在接收芯片8002中，且发送芯片8001的发送输出电平可以通过参考作为检测结果的电平检测信号Vdet而设置为适当的电平(不是过低或过高的电平，即，是最好的电平)。当衰减量小时，输出电平可以减小且可以执行具有低功耗的通信。也就是说，可以由具有增益可变放大单元8117的发送芯片8001(发送器的一个实例)和具有发送环境索引检测单元8470的接收芯片8002(接收器的一个实例)来执行低功耗通信。
例如，虽然未示出，但由发送环境索引检测单元8470检测到的信息可以用于图5(A)所示的第一设置值处理单元7100A。在这种情况下，例如，当操作人员设置发送输出电平时参考由发送环境索引检测单元8470获取的检测信息(电平检测信号Vdet)。操作人员基于从发送环境索引检测单元8470输出的检测结果，经由第一I/O接口单元7170在第一设置值存储单元7130中存储允许发送芯片8001的发送输出电平为适当的电平(不是过低或过高的电平，即，是最好的电平)的设置值。
由发送环境索引检测单元8470检测的信息可以自动地用于图5(C)所示的第一设置值处理单元7100A。就配置而言，包括用于执行反馈控制的增益控制单元8090。在示出的实例中，在发送芯片8001和接收芯片8002外部提供增益控制单元8090。虽然未示出，但增益控制单元8090可以嵌入在发送芯片8001和接收芯片8002的任意一个中。在发送特性索引检测单元8470和增益控制单元8090之间的电平检测信号Vdet的发送以及在增益控制单元8090和第一设置值处理单元7100A之间的信号Gcont的发送可以是无线或者有线的发送。对于无线电发送，可以使用光和电磁波中的任意一个，且频带可以与无线电信号Sm相同或不同。
增益控制单元8090基于从发送特性索引检测单元8470输出的电平检测信号Vdet，确定允许发送芯片8001的发送输出电平是适当的电平(不是过低或过高的电平，即，是最好的电平)的设置值。确定的设置值经由第一I/O接口单元7170存储在第一设置值存储单元7130中。例如，当操作开始时，发送芯片8001(放大单元8117)以最大输出开始操作，且接收芯片8002(发送特性索引检测单元8470)检测接收信号电平并提供电平检测信号Vdet到增益控制单元8090。增益控制单元8090基于电平检测信号Vdet产生增益控制信号Gcont，以使得发送输出电平是适当的电平，并控制发送芯片8001的放大单元8117的增益。为应对通信环境的变化，可以在通信处理中在确定的时间间隔执行反馈控制。难以应对在确定的时间间隔的反馈控制，但是确定的设置值可以存储在第一设置值存储单元7130中，因此不需要将增益控制单元8090安装到产品。例如，可以在工厂交货时进行连接且可以执行调整，然后可以撤消调整。
当不应用实施例1时，发送器输出处于高恒定电平，在接收侧检测信号且在接收器中执行增益控制以获得确定的基带信号。然而，在其中通信距离短的发送和接收之间，执行不必要的高电平的通信且功耗高。不必要地耗费电源。因为接收器需要接收强的输入信号，需要良好的线性电路，且接收器的功耗增加。当发送输出大时，存在的问题在于到外部的辐射大。
另一方面，根据实施例1中的方案，发送输出电平根据发送和接收之间的发送特性而管理(设置)为适当的电平，由此解决了这种问题。此外，在接收侧中，在解调功能单元8400的前级中的放大单元8224调整输出电平为适当的。因此，即使发送输出电平过高，解调功能单元8400也可以适当地执行解调处理。具体来说，因为装置内或者装置之间的信号发送是固定位置之间或者处于已知的位置关系的信号发送(其中指定比如发送和接收之间的距离或者发送路径状态之类的发送特性)，所以容易适当地设计发送和接收之间的传播信道。由此，与一般无线电通信不同，不需要动态地、自适应地和频繁地执行用于管理无线电发送的控制器(在本实例，增益控制单元)的控制。在制造或者在设计时校准无线电发送特性，且识别各自的变型，以使得发送输出电平的设置可以经历预设置或静态控制，且可以实现总体配置的小型化或者低功耗。
[实施例2]
图6是图示实施例2的图。这里，具体来说，将关于调制功能单元和解调功能单元的第二实例和第一实例之间的差别来描述调制功能单元和解调功能单元的第二实例。另外，虽然未示出，但如上所述的实施例1应用于实施例2，以使得放大单元8117的输出电平可以由第一设置值处理单元7100A设置，且放大单元8224的输出电平可以由第二设置值处理单元7200A设置。上述情况也适用于将在之后描述的其他实施例。
实施例2是用于与发送目标信号分开地发送载波信号的系统(分离载波频率发送系统)，且其特征在于当包括用于根据从天线8136无线地发送到天线8236的发送信号的延迟量而调整从发送侧接收到的载波信号的相位的机制时，第二设置值处理单元7200B设置相位调整量。虽然未示出，但上述情况也适用于用于与发送目标数据分开地发送用于时钟恢复的时钟的系统(分离时钟发送系统)，其中根据发送数据(发送信号)的延迟量调整接收的时钟的相位。
例如，在接收侧，包括相位调整电路(移相器)的功能的相位和幅度调整单元8406提供在解调功能单元8400B中。经由电缆或者从在发送侧的发送侧本地振荡单元8304无线地提供载波信号到相位和幅度调整单元8406。另外，在接收侧，第二设置值处理单元7200B包括用于设置相位和幅度调整单元8406的(相位调整电路的)相移量的相移量DAC 7253作为第二操作控制单元7250。第二设置值处理单元7200B可以具有第二基本配置，但是可以包括第二设置值确定单元7210代替第二I/O接口单元7270，如在第一基本配置中那样。
[实施例2的操作和效果]
用于设置解调功能单元8400(的相位调整电路)中的相移量的最优值的设置值预先保持在第二设置值存储单元7230中。相移量DAC 7253读取存储在第二设置值存储单元7230中的设置值，并基于设置值控制解调功能单元8400的(相位和幅度调整单元8406的移相器的功能单元)，以使得来自相位和幅度调整单元8406的输出载波信号的相移量是适当的值。通过这样做，可以由解调功能单元8400执行适当的解调处理，而无论取决于在发送和接收之间的发送特性的信号的发送延迟量如何。也就是说，根据发送目标信号的延迟量适当地设置载波信号的相位，由此实现适当的解调处理。
[实施例3]
图7是图示实施例3的图。实施例3的特征在于当提供用于校正再现的发送目标信号的高频分量或者低频分量的功能单元(频率特性校正处理单元)时，由第一设置值处理单元7100C或者第二设置值处理单元7200C执行频率特性校正处理单元的操作设置。
例如，在图7(A)所示的实例中，当提供于解调功能单元8400的后级中的滤波处理单元8410包括波形均衡功能作为频率特性校正处理单元时，由第二设置值处理单元7200C执行均衡器的操作设置。滤波处理单元8410包括低通滤波器8412和均衡器8414。均衡器8414包括用于将减小的增益应用于接收信号的高频带例如以减少码元间干扰的均衡器(即，波形均衡)滤波器。由解调功能单元8400解调的基带信号的高频分量由低通滤波器8412除去，并由均衡器8414校正高频分量。
[实施例3的操作和效果]
实施例3的第二设置值处理单元7200C包括用于执行均衡器8414的操作设置(具体地说，分接头系数设置)的均衡器DAC 7254作为第二操作控制单元7250。第二设置值处理单元7200C具有第二基本配置，但是可以包括第二设置值确定单元7210代替第二I/O接口单元7270，如在第一基本配置中那样。均衡器8414的最优设置值(分接头系数)预先存储在第二设置值存储单元7230中。均衡器DAC 7254读取存储在第二设置值存储单元7230中的设置值，并调整设置值均衡器8414的分接头系数。
在使用毫米波段或者在毫米波段前后的波长段的装置内或者装置之间的无线电发送的情况下，即使存在反射，反射也是固定反射，可以使用小型均衡器在接收侧容易地消除其影响。可以通过预设置或者静态控制执行均衡器的设置且容易实现。
虽然已经在图7(A)中描述了其中接收侧包括波形均衡功能作为频率特性校正处理单元的情况，但是发送侧可以包括预加重单元作为频率特性校正处理单元，且预加重单元的操作可以由第一设置值处理单元7100C控制。例如，如图7(B)所示，包括预加重单元的功能的调制目标信号处理单元8301提供在调制功能单元8300A的前级(混频单元8302)。调制目标信号处理单元8301(的预加重单元)预先加重发送目标信号的高频分量并提供结果发送目标信号到调制功能单元8300。
在这种情况下，实施例3的第一设置值处理单元7100C包括用于执行调制目标信号处理单元8301的操作设置(具体地说，高频加重程度设置)的预加重DAC 7154作为第一操作控制单元7150。第一设置值处理单元7100C具有第二基本配置，但是可以包括第一设置值确定单元7110代替第一I/O接口单元7170，如在第一基本配置中那样。用于调制目标信号处理单元8301的预加重单元的最优设置值(高频加重程度)预先存储在第一设置值存储单元7130中。预加重DAC 7154读取存储在第一设置值存储单元7130中的设置值，并基于设置值调整调制目标信号处理单元8301中发送目标信号的高频分量的加重程度。另外，虽然未示出，高频加重处理单元可以提供于发送侧作为频率特性校正处理单元，并由第一设置值处理单元7100C控制，且均衡器8414可以提供于接收侧作为频率特性校正处理单元，并由第二设置值处理单元7200C控制。
[实施例4]
图8是图示实施例4的图。实施例4的特征在于回波消除器技术应用于用于执行双向通信的配置。当发送信号包含在接收信号中时，使用已知的回波消除器技术抑制回波分量。“回波消除器技术”指的是用于在从发送侧输出的信号到达输入侧时防止包括称为回波或者啸叫(以下称为回波分量)的噪声(即，用于抑制回波分量)。存在各种方案作为用于抑制回波分量的技术，但是在实施例4中，作为最简单的方案，采用从接收信号减去幅度和相位已调整的发送信号的方案。“幅度和相位调整”指的是执行调整以使得抑制(消除)已处理信号的回波分量(最优地，以使得回波分量是零)，其中输入信号的幅度和相位两者都是调整目标。虽然在实施例4中，通过“幅度和相位调整”抑制回波分量，但是本发明不必须限于此，且可以采用任意方案，只要该方案可以抑制回波分量。
对于双向通信，发送系统的功能单元和接收系统的功能单元分别提供于第一通信装置100和第二通信装置200。例如，第一通信装置100包括放大单元8117_1和天线8136_1作为发送系统的功能单元，并包括天线8236_1、放大单元8224_1和解调功能单元8400_1作为接收系统的功能单元。第二通信装置200包括放大单元8117_2和天线8136_2作为发送系统的功能单元，并包括天线8236_2、放大单元8224_2和解调功能单元8400_2作为接收系统的功能单元。另外，对于回波消除器技术的应用，第一通信装置100包括具有相位和幅度调整单元8386_1和加减单元8388_1的回波消除器单元8380_1，且第二通信装置200包括具有相位和幅度调整单元8386_2和加减单元8388_2的回波消除器单元8380_2。
回波消除器单元8380_1和回波消除器单元8380_2构成用于抑制从发送侧输出的信号当中包含在输入侧中的回波分量的回波抑制单元的一个实例。在本配置中，每个相位和幅度调整单元8386执行具有反相的输出，且加减单元8388相应地用作加法处理单元。当每个相位和幅度调整单元8386执行没有反相的输出时，加减单元8388可以相应地用作减法处理单元。每个相位和幅度调整单元8386调整由调制功能单元8300调制的信号的相位和幅度并输入到放大单元8117，并提供已调整信号到加减单元8388。加减单元8388将其幅度和相位已经由相位和幅度调整单元8386调整的发送信号与从放大单元8224输出的接收信号相加。实际上，从接收信号减去其幅度和相位已调整的发送信号，以使得消除包含在接收信号中的发送信号的分量。
[实施例4的操作和效果]
第一设置值处理单元7100D包括用于设置回波消除器单元8380_1的相位和幅度调整单元8386_1的相移量和幅度调整量的回波消除器DAC 7156作为第一操作控制单元7150。第二设置值处理单元7200D包括用于设置回波消除器单元8380_2的相位和幅度调整单元8386_2的相移量和幅度调整量的回波消除器DAC 7256作为第二操作控制单元7250。第一设置值处理单元7100D和第二设置值处理单元7200D具有第二基本配置，但是可以包括第一设置值确定单元7110代替第一I/O接口单元7170并包括第二设置值确定单元7210代替第二I/O接口单元7270，如在第一基本配置中那样。用于设置相位和幅度调整单元8386中的相移量和幅度调整量的最优值以使得可以消除包含在接收信号中的发送信号的分量的设置值预先存储在第一设置值存储单元7130和第二设置值存储单元7230中。每个回波消除器DAC7156读取存储在第一设置值存储单元7130或者第二设置值存储单元7230中的设置值，并基于设置值调整从相位和幅度调整单元8386输出的信号的相位和幅度电平(的偏移量)。
[实施例5]
图9是图示实施例5的图。实施例5的特征在于提供多个对(组)发送路径连接单元108和发送路径连接单元208因此包括毫米波信号发送路径9的多个系统。换句话说，实现多信道。另外，在实施例5中(以及将在之后描述的实施例6中)，毫米波信号发送路径9是自由空间发送路径9B，但是这不是必需的。另外，在实施例5中，MIMO(多输入多输出)处理应用为信道间的干扰的解决方案，但是实施例5不同于将在之后描述的实施例6在于在接收侧执行用于减轻干扰解决方案的要求的信号处理。“减轻用于干扰解决方案的要求”指的是不使用无线电信号屏蔽而缩短信道之间的距离或者简化干扰解决方案。
毫米波信号发送路径9的多个系统安装成不空间上干扰(没有干扰的影响)且允许在信号发送的多个系统中在相同频率或者相同时间通信。“空间干扰”指的是独立地发送信号的多个系统。这种方案被称为“空分复用”。当实现发送信道的多信道且不应用空分复用时，需要例如通过应用频分双工来将不同载波频率用于各个信道。然而，当应用空分复用时，即使使用在相同载波频率的载波信号，也可以执行发送而没有干扰的影响。在实施例5中(以及将在之后描述的实施例6中)，在各个信道当中使用公共载频，但是这不是必需的，且各个信道的载波频率可以至少处于同步关系。
这里，当应用“空分复用”时，可以在其中可以发送毫米波信号的三维空间中形成毫米波信号发送路径9的多个系统，且本发明不限于在自由空间中形成毫米波信号发送路径9的多个系统。例如，当能够发送毫米波信号(电磁波)的三维空间由电介质材料(有形材料)形成时，可以以电介质材料形成毫米波信号发送路径9的多个系统。此外，毫米波信号发送路径9的多个系统中的每一个不限于自由空间，且可以是比如电介质体发送路径或者空腔波导之类的形式。
作为用于实现多信道的方案，存在其中多个发送和接收对使用不同载波频率的所谓频分双工方案。可以通过使用不同载波频率容易地实现全双工双向性，且多个发送和接收对可以在电子装置的壳体中独立地执行通信。然而，当通过频分双工获得多信道时，需要相当地拓宽毫米波信号发送路径的总体使用频段。自由空间发送路径满足该要求，但是比如电介质体发送路径之类的有限的带宽信道不满足该要求。
同时，在装置内或者装置之间的无线电发送中，因为容易定义电路部件或者天线的布置位置，所以容易应用空分复用方案。在空分复用的情况下，存在的优点在于解决了发送带宽限制，基本上，因为各个信道(多个发送和接收对)可以使用相同的载波频率。然而，在空分复用中，信道间干扰(所谓串扰)解决方案是需要的。例如，在自由空间发送路径中，重要的是在发送天线之间(或者在接收天线之间)具有足够的距离。然而，这意味着存在信道之间的距离的限制，且当需要在窄的空间中布置多个天线对(即，发送信道)时成为问题。
作为另一干扰解决方案，例如，可以采用用于阻碍发送天线之间(或者接收天线之间)的电磁波传播的结构。此外，可以采用采用用于约束无线电信号的结构(比如电介质体发送路径或者空腔波导)以减小信道之间的距离的方案。然而，这些方案与自由空间发送路径相比增加了成本。
另一方面，已知以下技术，其中多个天线提供于发送侧和接收侧中的每一个(在发送侧和接收侧的天线的数目可以不同)，且通过使用多个天线的空分复用的MIMO方案增加发送容量。在MIMO方案中，发送侧编码并复用k个发送数据，例如，分布结果数据到M个天线，并发送数据到发送空间(也称为信道)，且接收侧经由发送空间解码由m(M≠m或者M＝m)个天线接收的接收信号以获得K个接收数据。也就是说，在MIMO方案中，发送侧分布发送数据到多个天线并发送数据，且接收侧从由多个天线通过信号处理接收的信号获得接收数据。MIMO方案是使用发送空间的发送特性的基于空分复用方案的通信方案。在MIMO方案中，可以获得在相同频率和相同时间的没有串扰的多个独立逻辑路径，可以使用相同频率同时通过无线电通信发送多个数据，且可以改进发送速度。
作为使用MIMO方案的用于数据发送的配置方案，存在比如使用信道矩阵的奇异值分解(SVD)或者唯一值分解的唯一模式发送的各种方案，但是现有方案的计算量通常很大。例如，需要执行其中在发送侧的天线的数目是M且在接收侧的天线的数目是m的m×M信道矩阵的运算以执行唯一模式发送。
作为用于使用MIMO方案减轻这种空分复用方案中的问题的方案，在实施例5(和将在之后描述的实施例6)中，在接收侧执行用于减轻干扰解决方案的要求的信号处理。基本上，如图9所示，MIMO处理单元604提供于接收侧，且从基带信号处理的方面使用干扰解决方案，以使得可以减小天线间隔。MIMO处理单元604是用于基于具有在发送和接收之间每个天线对的传递函数作为元素的信道矩阵执行矩阵运算的矩阵运算处理单元(发送特性校正单元)的一个实例。具体地说，MIMO处理单元604基于在发送侧的天线136和在接收侧的天线236之间的毫米波信号发送路径9(发送空间)的发送特性，来关于对应于多个天线136的多个发送目标信号执行校正运算。发送特性由信道矩阵表示，且关于每个信道的发送目标信号执行逆矩阵运算作为校正运算。
校正运算(逆矩阵运算)的意义是校正解调信号的发送特性，其中可以获取发送目标信号作为已处理信号而不接收发送特性的影响。当各个信道的调制方案相同时，完全消除基于由天线236接收的不必要波的解调分量。当各个信道的调制方案不同时，不完全消除不必要波分量，但是解调处理可以使得不接收不必要波分量的影响。
这里，实施例5中的MIMO处理单元604中的MIMO处理的特征在于仅发送和接收之间的直接波是目标。这显著不同于处理多个接收信号的信号处理，其中由于其中在多路径环境中(其中从发送侧发送的电磁波部分地反射或者折射)来自多个路径的相同电磁波到达接收侧的多路径解决方案，来自从相同的发送天线产生的直接波的沿着不同路径的反射波也是一个接收天线中的目标，可以正常地采用装置之间或者壳体内无线电发送的MIMO处理中的外壳的壁等。这是由于具有相对短波长的毫米波(或者微波)用于装置内或者装置之间的无线电信号通信，以使得实质上阻碍无线电发送的障碍物不存在于其中形成以空分复用应用的毫米波信号发送路径9的空间中，且在这种情况下，几乎不需要考虑反射波的效果。
在多路径环境下，当在接收侧接收来自多个路径的电磁波时，多个路径的距离不同且来自发送侧的电磁波到达接收侧所用的时间根据路径而不同。由此，这种接收侧接收多个移相的电磁波，结果，接收信号的波形失真且不可能解码信号。作为解决方案，可以应用MIMO处理。在这种情况下，考虑信道矩阵自然地适于多路径解决方案。
另一方面，实施例5或者将在之后描述的实施例6的MIMO处理不同于用于这种多路径解决方案的MIMO处理，且考虑信道矩阵不同于考虑用于多路径解决方案的信道矩阵。然而，在其中反射波丰富的环境中，可以容易地求解信道矩阵的逆矩阵，但是在其中仅存在直接波且反射波完全不存在的实时环境中，可能难以求解信道矩阵的逆矩阵。在实施例5或者6中，天线布置受限于防止难以求得信道矩阵的逆矩阵。
在这种情况下，在实施例5中，确定天线布置(发送侧和接收侧之间的每个天线间隔)以使得在MIMO处理中需要的乘法器(放大器的元件)和加法器的数目可以减小，且相应地执行在接收侧的MIMO处理。也就是说，确定天线布置以使得可以减小MIMO处理的数目，且相应地执行在其中仅直接波是目标的接收侧的MIMO处理。然而，在解调功能单元8400中是否需要正交检测或者锁定检测取决于这种关系。当正交检测或者锁定检测不必要时，可以应用包络检测或者正方形检测。设置在发送侧中每个天线136和在接收侧中每个天线236之间的距离，以便正交检测或者锁定检测不必要，以使得可以采用其中应用包络检测或者正方形检测的配置。在任意情况下，MIMO处理应用于接收侧以减轻自由空间发送路径中干扰解决方案的要求。优选地，使用信道当中的公共载频以使得在接收侧执行基带中的MIMO处理。更优选地，限制天线布置以使得可以减小MIMO处理量(逆矩阵运算量)。
另外，期望在信道当中共享载波频率，但是这不是必需的。各个信道的载波频率可以至少处于同步关系下。作为空分复用的基本考虑，通常，使用载波信号的公共(相同)频率。如果使用在发送侧的载波信号的公共频率，则载波频率的效果在各个信道中确定相同，且可以确定地和有效地执行在基带区域中的MIMO处理。当载波频率逐信道不同时，在接收侧在每个信道中提供对应于每个载波频率的解调电路或者频率选择滤波器，且装置规模变大。在这点上，当使用用于各个信道的公共载频时，获得大的优点。
图9(A)所示的第一实例是其中对于N个系统，接收侧是一个芯片的配置且发送侧对于每个系统使用容纳调制功能单元(MOD)8300的半导体芯片103的配置(称为N对1配置)。图9(B)所示的第二实例是其中接收侧是一个芯片的配置且发送侧也是一个芯片的配置的一对一配置。当采用第二实例的配置时，因为发送侧是一个芯片的配置，所以不需要对于每个系统在发送侧信号产生单元110中的调制功能单元8300包括发送侧本地振荡单元8304。也就是说，在一个系统中提供发送侧本地振荡单元8304，且由发送侧本地振荡单元8304产生的载波信号用于其他系统中的频率转换(调制)。图9(C)所示的第三实例是其中发送侧是一个芯片的配置，且接收侧对于每个系统使用一个芯片的配置(称为1对N配置)。图9(D)所示的第四实例是其中发送侧对于每个系统使用一个芯片，且接收侧也对于每个系统使用一个芯片的配置(N对N配置)。在第三或者第四实例的情况下，对于每个系统在解调功能单元(DEMOD)8400和串并行转换单元8227之间提供在全部系统当中共享的MIMO处理单元604。
即使在第一到第四实例中的任意一个中，也提供用于控制MIMO处理单元604的操作的第二设置值处理单元7200E。实施例5的第二设置值处理单元7200E包括用于执行MIMO处理单元604的操作设置(具体地说，MIMO处理中矩阵运算的系数的设置(对应于矩阵元素))的MIMO系数DAC 7257作为第二操作控制单元7250(未示出)。第二设置值处理单元7200E具有第二基本配置，但是可以包括第二设置值确定单元7210代替第二I/O接口单元7270，如在第一基本配置中那样。预先检查用于MIMO处理能够适当地消除串扰的最佳参数(将在之后描述的每个矩阵元素的值)，且值(设置值的一个实例)预先存储在第二设置值处理单元7200E的第二设置值存储单元7230中。第二操作控制单元7250读取存储在第二设置值存储单元7230中的设置值(每个矩阵元素的值)，并在MIMO处理单元604中设置设置值。
在下文中，将具体描述在接收侧的MIMO处理。为了描述的简单起见，将描述从第一通信装置100到第二通信装置200的单向通信，除非另作说明。此外，作为发送系统的芯片配置的最优形式，在一个半导体芯片103中容纳M个系统的发送侧信号产生单元110(容纳调制功能单元8300)。对于接收系统，作为最优形式，也在半导体芯片203中容纳用于M个系统的全部接收侧信号产生单元220(容纳解调功能单元8400)。也就是说，将描述从其中安装容纳M个系统的发送侧信号产生单元110的一个半导体芯片103的第一通信装置100到其中安装容纳M个系统的接收侧信号产生单元220的一个半导体芯片203的第二通信装置200的单向通信。
[应用于接收侧的MIMO处理的概述]
图10和图11是图示应用于接收侧的MIMO处理的概述的图。这里，图10是图示应用于接收侧的MIMO处理的运算的图。图11是图示应用于接收侧的基本MIMO处理运算方案的图。
在图10中，在空分复用中发送信道的数目是M，且天线136的数目和天线236的数目是M。来自在发送侧的每个天线136的毫米波信号发送到布置为面对在接收侧的天线136的天线236。在图10中，实线指示从天线136_a(a是1到M的任意一个)直接发送到布置为面对天线136_a的天线236_a的必要波。虚线指示直接从天线136_a发送到不布置为面对天线136_a的另一天线236_b(b是1到M中的任意一个，且b≠a)的不必要波(干扰波)。必要波和不必要波两者都是直接从天线136_a发送到天线236_a和天线236_b的直接波。
这里，在公式(1-1)中示出了应用于MIMO处理运算的信道矩阵H。在M×M信道矩阵H中，矩阵元素hi，j当中的i＝j元素是用于必要波的元素，且i≠j元素是用于不必要波的元素。此外，在公式(1-2)中示出了在这种情况下的接收信号r。另外，s表示发送信号且v表示噪声。
[数学式1]
如图10(B)所示，在MIMO处理单元604的接收侧的MIMO处理中，信道矩阵H的逆矩阵H-1应用于接收信号r。因此，在接收侧获得发送目标信号s(且具体地说，噪声分量H-1·v)。发送目标信号s是在调制之前的基带信号。也就是说，MIMO处理单元604中的MIMO处理是使用矩阵元素hi，j的值的矩阵运算。具体地说，基于逆矩阵H-1的MIMO处理单元604中的逆矩阵运算是关于其中必要波和不必要波混杂的接收信号的解调输出执行的叠加基于不必要波的分量和基带区域中的逆分量，以使得消除基于由在接收侧的天线236接收的不必要波的分量的处理。当应用在接收侧的解调之后在基带区域中的MIMO处理时，可以获取未受干扰波影响的发送目标信号s。因此，当通过空分复用实现复用发送时，可以减轻干扰解决方案的要求且干扰解决方案不必要，或者即使毫米波信号发送路径9是自由空间发送路径9B也可以减少干扰解决方案。为了便于说明，在图10(B)中的半导体芯片203外部示出了第二设置值处理单元7200E。
在图11中，示出了应用于接收侧的MIMO处理和载波频率之间的关系。第一通信装置100包括每个信道的混频单元8302作为调制功能单元8300。在该实例中，每个信道(系统)的混频单元8302是幅度调制方案且不采用正交调制。调制功能单元8300包括在全部信道当中共享的一个发送侧本地振荡单元8304。由发送侧本地振荡单元8304产生的载波信号用于每个信道的混频单元8302以执行调制。因为在发送侧的半导体芯片103具有一个芯片的配置，所以该配置是方便的。
第二通信装置200包括每个信道的幅度检测电路8403作为解调功能单元8400。幅度检测电路8403是简单地解调幅度调制波的幅度分量而不采用正交检测或者锁定检测的方案。例如，采用包络检测电路或者正方形检测电路。
当提供在全部信道当中共享的一个发送侧本地振荡单元8304，且由发送侧本地振荡单元8304产生的载波信号由每个信道的混频单元8302用于调制时，载波频率的效果在各个系统中相同。对于空分复用的基本优点，公共载频用于全部系统，以使得载波频率的效果在各个系统中相同，且可以在接收侧执行基带区域中的MIMO处理。
[天线布置的约束与MIMO处理量之间的关系]
在图12中，示出了天线布置的约束和MIMO处理量(逆矩阵运算量)之间的关系。在图12中，其中信道的数目是2(天线对的数目是2)的情况显示为最简单的配置。如图12(A)所示，在发送侧的半导体芯片103中提供天线136_1和天线136_2，且在半导体芯片203中提供天线236_1和天线236_2以分别直接面对天线136_1和天线136_2。天线136等效于天线8136，而天线236等效于天线8236。在下文中，上述情况也适用于其他描述。
“直接面对”指的是布置天线对以使得天线不具有取决于方向性的相位特性。换句话说，直接面对指的是来自天线136的必要波的辐射角或者对相应的天线236的入射角是零的事实。当不满足“直接面对”的关系时，可以执行基于取决于天线的方向性的相位特性的校正。在下文中，除非另作说明，假定以“直接面对”状态布置天线对。
与必要波相关的天线之间的距离是d1。也就是说，半导体芯片103的天线136_1和半导体芯片203的天线236_1之间的直接面对距离是d1，且类似地，半导体芯片103的天线136_2和半导体芯片203的天线236_2之间的直接面对距离也是d1。同时，与不必要波相关的天线之间的距离是d2。也就是说，半导体芯片103的天线136_1和半导体芯片203的天线236_2之间的距离是d2，且类似地，半导体芯片103的天线136_2和半导体芯片203的天线236_1之间的距离也是d2。从天线136_1发送的必要波由天线236_1直接接收。从天线136_2发送的必要波由天线236_2直接接收。从天线136_1发送的不必要波由天线236_2直接接收。从天线136_2发送的不必要波由天线236_1直接接收。因为“距离d1＜距离d2”，所以即使天线136_1和天线136_2的接收电平相同时，由于距离衰减，由天线236_1(或者天线236_2)接收的必要波的接收电平也高于由天线236_2(或者天线236_1)接收的不必要波的接收电平。这使得必须存在信道矩阵的逆矩阵。
MIMO处理通常要求复数运算(或者相应的处理)，造成电路规模大。另一方面，仅考虑直接波是目标时天线布置受到限制，且相应地执行信号处理以使得可以减小MIMO处理量(逆矩阵运算量)。例如，在两个信道中，在天线之间的必要波的距离d1和在天线之间的不必要波的距离d2之间的距离差(称为路径差)是Δd(＝d2-d1)，且距离衰减元素是α。在M×M信道矩阵H中，当每个矩阵元素hi，j由复数表示时，矩阵元素由实数项(cos项)和虚数项(sin项)的合成表示。在这种情况下，当以确定的条件设置路径差Δd时，信道矩阵H的每个矩阵元素hi，j仅由实数项(cos项)或者虚数项(sin项)构成。此外，由于距离衰减元素α的存在，必须获得信道矩阵H的逆矩阵H-1，且逆矩阵H-1的每个元素仅由实数项(cos项)或者虚数项(sin项)组成。例如，当正规化和考虑(normalization and consideration)用于2信道的信道矩阵H时，必要波的每个元素(1×1和2×2的每个元素)由实数项(Re＝＝1)组成，而与路径差Δd无关，且逆矩阵H-1的每个元素由实数项(Re’)组成。另一方面，不必要波的元素(1×2或者2×1的每个元素)由于路径差Δd而仅由实数项、仅由虚数项、或者由“实数项+虚数项”组成。
例如，如图12(B)所示，当满足“Δd＝(n/2+1/4)λc(n是0或者1或更大的正整数)时(称为传递条件1)，就相位而言路径差Δd是奇数倍π/2，而实数项是零。因此，元素仅由虚数项组成的(1m)，且逆矩阵H-1的每个元素仅由虚数项组成(1m’)(图12(B-1))。当不满足传递条件1时，元素由“实数项+虚数项”组成，但是当几乎满足传递条件1的关系时，实数项分量远小于虚数项分量，且元素可以被看做实质上仅由虚数项组成。也就是说，完全满足Δd＝(n/2+1/4)λc最优，但是允许与该关系略微偏离。在该公开中，“仅虚数项”包括存在这种略微偏差的情况。这里，具体地说，当n是0或者偶数时，虚数项成为“+1”因此在不必要波中，相位关于必要波转过π/2作为路径差。在这种情况下，当对应于路径差Δd的时间差是Δt而D＝exp(-jωΔt)时，“detH＝1-(α·D)2＝1-(α·-j)2＞1”，因此可能存在信道矩阵H的逆矩阵H-1。在MIMO处理中，因为“-α·D＝-j·α”，所以不必要分量就相位而言相对于必要分量是“-π/2”。同时，当n是奇数时，虚数项是“-1”因此在不必要波中，相位相对于必要波转过-π/2作为路径差。在这种情况下，因为“detH＝1-(α·D)2＝1-(α·j)2＞1”，所以可以存在信道矩阵H的逆矩阵H-1。在MIMO处理中，因为“-α·D＝j·α”，所以不必要分量就相位而言相对于必要分量是“π/2”。
在任意情况下，1×1和2×2的必要波的元素仅由实数项组成，且1×2和2×1的不必要波的元素仅由虚数项组成。由此，可以减小MIMO处理量。因为虚数项1m’(正交分量)存在，所以即使当不应用本配置实例时的调制方案例如是最初没有正交分量的调制(比如ASK方案或者BPSK方案)时，也需要正交分量解调电路(即，正交检测电路)作为解调功能单元8400。例如，在其中调制方案是BPSK方案的情况下，图12(B-2)中示出当通过应用传递条件1在接收侧执行MIMO处理时的每个信道的接收信号状态。如图所示，第一信道ch1的分量是初始必要波(用于期望信号)的一轴(one-axis)分量(Ch1_I)和由于第二信道ch2而用于不必要信号的不必要波的Q轴分量(Ch2_Q’)的合成，且由天线236_1接收。第二信道ch2的分量是初始必要波(用于期望信号)的一轴分量(Ch1_I)和由于第一信道ch1而用于不必要信号的不必要波的Q轴分量(Ch2_Q’)的合成，且由天线236_2接收。如可以从图中看到的，因为必要波和不必要波正交，所以需要正交检测电路作为解调功能单元8400。在接收侧的MIMO处理中，因为消除了表现为与期望信号正交的分量的不必要波分量，所以需要正交检测电路作为解调功能单元8400。
如图12(C)所示，当满足“Δd＝(n/2)λc”(n是等于或大于1的正整数)时(称为传递条件2)，就相位和而言路径差Δd是π的整数倍的关系，且虚数项是零。因此，元素仅由实数项(Re”)组成，且逆矩阵H-1的每个元素由实数项(Re”’)组成(图12(C-1))。当不满足传递条件2的关系时，元素由“实数项+虚数项”组成，但是当几乎满足该传递条件的关系时，虚数项分量远小于实数项分量，且元素可以被当做实质上仅由实数项组成。也就是说，最优地完全满足Δd＝(n/2)λc，但是允许与该关系略微偏离。在该公开中，“仅实数项”包括存在这种略微偏差的情况。这里，具体地说，当n是偶数时，实数项是“+1”因此，在不必要波中，相位相对于必要波转过2π，作为路径差(即，同相并具有相同极性)。在这种情况下，因为“detH＝1-(α·d) 2＝1-(α·1)2＞1”，所以可能存在信道矩阵H的逆矩阵H-1。在MIMO处理中，因为“-α·D＝-α”，所以就相对于必要分量的相位而言不必要分量是“-π”(即，同相并具有相反极性)。同时，当n是奇数时，实数项是“-1”，因此，在不必要波中，相位相对于必要波转过π，作为路径差(即，同相且具有相反极性)。在这种情况下，因为“det H＝1-(α·d) 2＝1-(α·-1)2＞1”，所以可能存在信道矩阵H的逆矩阵H-1。在MIMO处理中，因为“-α·D＝α”，所以就相对于必要分量的相位而言不必要分量是“2π”(即，同相且具有相同极性)。
在任意情况下，1×1和2×2的必要波的元素由实数项组成，且1×2和2×1的不必要波的元素仅由实数项组成。由此，可以减小MIMO处理量。在这种情况下，因为不存在虚数项(正交分量)，所以当不应用当前配置实例时的调制方案例如是最初没有正交分量的调制，比如ASK方案时，正交分量解调电路(即，正交检测电路)作为解调功能单元8400是不必要的。例如，在其中当不应用当前配置实例时的调制方案是ASK方案时，当通过应用传递条件2在接收侧执行MIMO处理时每个信道的发送信号状态如图12(C-2)所示。如图所示，第一信道ch1的分量是初始必要波(用于期望信号)的单轴分量(Ch1_I)和由于第二信道ch2而用于不必要信号的不必要波的单轴分量(Ch2_I’)的合成，且通过天线236_1接收。第二信道ch2的分量是初始必要波(用于期望信号)的单轴分量(Ch2_I)和由于第一信道ch1而用于不必要信号的不必要波的单轴分量(Ch1_I’)的合成，且通过天线236_2接收。如可以从图中看到的那样，在接收侧的MIMO处理中，可以消除表现为相对于必要波的同相分量的不必要信号分量，且不需要正交检测电路作为解调功能单元8400。
在发送侧的天线136和在接收侧的天线236之间的必要波的天线之间的距离d1与不必要波的天线之间的距离d2的差别可以设置为使得定义发送空间(在该实例中，自由空间发送路径9B)的发送特性的信道矩阵H(或者逆矩阵H-1)的不必要波的每个元素可以实质上仅由实数项或者虚数项表示。考虑基于这种路径差Δd的设置值的特性，使得天线布置满足传递条件1或者传递条件2，以使得信道矩阵的不必要波的元素可以仅由虚数项组成或者仅由实数项组成，且可以简化MIMO处理单元604中的逆矩阵运算处理。具体来说，当满足仅由实数项组成的传递条件2时，解调功能单元8400可以简单地配置而不使用正交检测电路。
[实施例5的操作和效果]
这里，每个矩阵元素hi，j的值取决于天线136和天线236之间的发送空间(毫米波信号发送路径9)的发送特性，但是因为可以考虑通信环境特性为在“装置内或者装置之间的无线电发送”中无变化，所以可以使用固定值。预先检查能够适当地消除串扰的每个矩阵元素hi，j的最优值，且在第二设置值处理单元7200E的第二设置值存储单元7230中预先保持基于该值的逆矩阵的矩阵元素(设置值的一个实例)。也就是说，在这种情况下，用于基于具有在发送与接收之间的每个天线对的传递函数作为元素的信道矩阵执行矩阵运算的设置值对应于信道矩阵的逆矩阵的矩阵元素。MIMO处理单元604读取存储在第二设置值存储单元7230中的设置值(每个矩阵元素hi，j的值)，并执行基于设置值的MIMO处理。通过这样做，在接收侧的MIMO处理单元604可以适当地消除串扰。
[实施例6]
图13是图示实施例6的图。实施例6与实施例5相同在于当实现多信道时应用MIMO处理作为对信道间的干扰的解决方案，但是不同于实施例5在于在发送侧执行用于减轻干扰解决方案的要求的信号处理。基本上，如图13所示，在发送侧中提供MIMO处理单元601，且从基带信号处理的方面使用干扰解决方案，以使得可以减小天线间隔。
MIMO处理单元601和MIMO处理单元604都是用于基于具有发送与接收之间的每个天线对的传递函数作为元素的信道矩阵的执行矩阵运算的矩阵运算处理单元(发送特性校正单元)的一个实例。具体地说，MIMO处理单元601基于在发送侧的天线136和在接收侧的天线236之间的毫米波信号发送路径9(发送空间)的发送特性，来关于对应于多个天线136的多个发送目标信号执行校正运算。发送特性由信道矩阵表示，且关于每个信道的发送目标信号执行逆矩阵运算作为校正运算。MIMO处理单元601中的MIMO处理的特征在于仅每个天线中发送与接收之间的直接波是目标。上述情况也适用于提供于接收侧的MIMO处理单元604。然而，MIMO处理单元601的校正运算(逆矩阵运算)的本质意义是对于发送预先校正发送特性以使得接收侧可以接收发送目标信号而不接收发送特性的影响。完全消除由天线236接收的不必要信号分量，且仅基于期望信号的信号分量输入到解调功能单元8400。
即使在实施例6中，优选地，也限制天线布置以防止难以获得信道矩阵的逆矩阵。在这种情况下，确定天线布置(发送侧和接收侧之间的每个天线间隔)，以使得MIMO处理中需要的乘法器(放大器的元件)和加法器的数目可以减小，且执行在发送侧的结果MIMO处理。也就是说，确定天线布置以使得可以减小MIMO处理的数目，且执行在其中仅直接波是目标的发送侧的MIMO处理。是否需要调制功能单元中的正交调制，解调方法(是否使用注入锁定方案和是否使用包络检测或者正方形检测)等取决于这种关系。在任意情况下，当MIMO处理应用于发送侧时，减轻自由空间发送路径9B中的干扰解决方案的要求，在信道当中使用公共载频以在发送侧执行基带中的MIMO处理，且限制天线布置以减小MIMO处理量(逆矩阵运算量)。
在图13(A)所示的第一实例中，对于N个系统，发送侧是一个芯片的配置，且接收侧是其中对于每个系统使用容纳解调功能单元(DEMOD)8400的半导体芯片203的配置(1对N配置)。当采用第一实例的配置时，发送侧本地振荡单元8304提供于一个系统中，及其他系统可以使用由发送侧本地振荡单元8304产生的载波信号来执行频率转换(调制)。图13(B)所示的第二实例是其中发送侧是一个芯片的配置且接收侧是一个芯片的配置的一对一配置。当采用第二实例的配置时，因为接收侧是一个芯片的配置，所以接收侧信号产生单元220中的解调功能单元8400不需要对于每个系统包括接收侧本地振荡单元8404。对于一个系统提供接收侧本地振荡单元8404，且对于其他系统，可以使用由接收侧本地振荡单元8404产生的恢复的载波信号通过锁定检测来解调接收信号。在图13(C)所示的第三实例中，接收侧是一个芯片的配置，且发送侧是其中对于每个系统使用芯片的配置(N对1配置)。在图13(D)所示的第四实例中，发送侧是其中对于每个系统使用芯片的配置，且接收侧也是其中对于每个系统使用芯片的配置(N对N配置)。在第三或者第四实例的情况下，在每个系统的调制功能单元(MOD)8300和并串行转换单元8114之间提供在全部系统当中共享的MIMO处理单元601。
在第一到第四实例的任意一个中，提供用于控制MIMO处理单元601的操作的第一设置值处理单元7100F。实施例6的第一设置值处理单元7100F包括用于执行MIMO处理单元601的操作设置(具体地说，MIMO处理中矩阵运算的系数(对应于矩阵元素)的设置)的MIMO系数DAC 7157作为第一操作控制单元7150(未示出)。第一设置值处理单元7100F采用第二基本配置，但是可以包括第一设置值确定单元7110代替第一I/O接口单元7170，如在第一基本配置中那样。预先检查能够适当地消除串扰的最优MIMO处理的参数(将在之后描述的每个矩阵元素的值)，且在第一设置值处理单元7100F的第一设置值存储单元7130中预先保存该值(设置值的一个实例)。第一操作控制单元7150读取存储在第一设置值存储单元7130中的设置值(每个矩阵元素的值)，并在MIMO处理单元601中设置该设置值。
在下文中，将具体描述在发送侧的MIMO处理。另外，在下文中，为了描述的简单起见，将描述从第一通信装置100到第二通信装置200的单向通信，除非另作说明。此外，作为发送系统的最优芯片配置，在一个半导体芯片103中容纳M个系统的发送侧信号产生单元110(容纳调制功能单元8300)。在接收系统，在分开的半导体芯片203中容纳M个系统的接收侧信号产生单元220(容纳解调功能单元8400)。也就是说，将描述从第一通信装置100到第二通信装置200的单向通信，在第一通信装置100中安装容纳M个系统的发送侧信号产生单元110的一个半导体芯片103，且在第二通信装置200中安装每个容纳一个系统的接收侧信号产生单元220的M个半导体芯片203。
[应用于发送侧的MIMO处理的概述]
图14和图15是图示应用于发送侧的MIMO处理的概述的图。这里，图14是图示应用于发送侧的MIMO处理的运算的图。图15是图示应用于发送侧的MIMO处理的基本运算方案的图。
在图14中，天线136和天线236的数目是M，以使得空分复用中发送信道的数目是M。从在发送侧的每个天线136向布置为面对天线136的在接收侧的天线236发送毫米波信号。在图14中，实线指示从天线136_a(a是1到M中的任意)直接发送到布置为面对天线136_a的天线236_a的必要波。虚线指示直接从天线136_a发送到不布置为面对天线136_a的另一天线236_b(b是1到M中的任意一个，且b≠a)的不必要波(干扰波)。必要波和不必要波的任意一个都是直接从天线136_a发送到天线236_a和天线236_b的直接波。
如可以从图10(A)和图14(A)之间的比较猜到的那样，类似于实施例5，在公式(1-1)示出了应用于MIMO处理运算的信道矩阵H。然而，因为在实施例6中在发送侧执行MIMO处理运算，所以在MIMO处理单元601中的在发送侧的MIMO处理中，信道矩阵H的逆矩阵H-1应用于发送目标信号s^(s帽)，如图14(B)所示。因此，在接收侧，获得发送目标信号s^(且具体地说，噪声v)。发送目标信号s^是输入到MIMO处理单元601的信号。如可以从此看到的那样，当MIMO处理应用于发送侧时，可以获取发送目标信号s^而不接收干扰波的影响。因此，当使用空分复用实现复用发送时，可以减轻干扰解决方案的要求，且干扰解决方案可以是不必要的，或者即使毫米波信号发送路径9是自使用空间发送路径9B也可以简化干扰解决方案。
基于逆矩阵H-1的MIMO处理单元601中的逆矩阵运算是其中当不应用实施例6时消除基于另一信道的发送目标信号(不必要信号)的不必要波动分量的处理，该发送目标信号是在接收侧由天线236与基于自己的信道的发送目标信号(期望信号)的必要波一起接收的。更具体地，逆矩阵运算是其中预先叠加基于不必要信号的不必要波分量和逆分量并作为必要波发送的处理。
在图15中，示出了应用于发送侧的MIMO处理和载波频率之间的关系。第一通信装置100在MIMO处理单元601的后级中包括用于每个信道的混频单元8302作为调制功能单元8300。在该实例中，混频单元8302示为执行正交调制，但是这不是必需的。调制功能单元8300具有在全部信道当中共享的一个发送侧本地振荡单元8304。每个信道的混频单元8302使用由发送侧本地振荡单元8304产生的载波信号以执行调制。因为在发送侧的半导体芯片103具有一个芯片的配置，所以该配置是方便的。第二通信装置200对于每个信道包括调制功能单元8300，该调制功能单元8300包括混频单元8402和接收侧本地振荡单元8404。在该实例中，混频单元8402示为执行正交检测以对应于在发送侧的正交调制。当发送侧不是正交调制时，混频单元8402可以不执行正交检测。当如上所述，提供在全部信道当中共享的一个发送侧本地振荡单元8304且每个信道的混频单元8302使用由发送侧本地振荡单元8304产生的载波信号执行调制时，载波频率的效果在各个系统中相同。公共载频用于全部系统以得到空分复用的基本优点，且载波频率的效果在各个系统中相同，这使得能够在基带中执行MIMO处理。
[实施例6的操作和效果]
类似于实施例5，每个矩阵元素hi，j的值取决于天线136和天线236之间的毫米波信号发送路径9的发送特性，但是因为可以考虑通信环境特性为在“装置内或者装置之间的无线电发送”中无变化，所以可以使用固定值。预先检查能够适当地消除串扰的每个矩阵元素hi，j的最优值，且在第一设置值存储单元7130中预先保存基于该值的逆矩阵的矩阵元素(设置值的一个实例)。也就是说，在该情况下，用于基于具有在发送与接收之间的每个天线对的传递函数作为元素的信道矩阵执行矩阵运算的设置值对应于信道矩阵的逆矩阵的矩阵元素。MIMO处理单元601读取存储在第一设置值存储单元7130中的设置值(每个矩阵元素hi，j的值)，并执行基于设置值的MIMO处理。通过这样做，可以在发送侧的MIMO处理单元601中预先校正基带信号，以使得可以在接收侧适当地消除串扰。
[实施例5和6的变型]
当天线对具有取决于方向性的相位特性时，需要考虑相位特性以及路径差Δd的影响。基本上，可以校正并考虑相位特性的影响。例如，在这种情况下，相位特性的影响可以转换为距离，且可以考虑该影响再次计算传递条件1或者传递条件2。
即使存在三个或更多信道(三个发送和接收天线对)，也可以根据双通道的情况应用考虑天线布置的约束条件。例如，即使存在三个或更多天线对，类似于两个天线对的情况，也使得路径差Δd满足传递条件1，以使得信道矩阵和逆矩阵具有仅实数项Re或者虚数项1m的分量。也就是说，在i＝j的必要波的元素由实数项Re组成，且在i≠j的不必要波的元素由虚数项1m组成。此外，即使天线对的数目是3或更多，类似于两个天线对的情况，使得路径差Δd满足传递条件2，以使得信道矩阵和逆矩阵具有仅实数项Re的分量。也就是说，在i＝j的必要波的元素由实数项Re组成，且在i≠j的不必要波的元素也由实数项Re组成。
总的来说，当信道的数目是M时，如可以从信道矩阵猜到的那样，对于任意一个传递条件1和传递条件2，在比如QPSK之类的2轴调制中需要2·M2实数倍增，且在比如ASK方案或者BPSK方案之类的1轴调制中需要M2实数倍增。这意味着当简单地应用如在两个天线的情况下的相同考虑时，在天线对的数目是3或更多的情况下，实数倍增的计算量以天线对的数目的平方增加。在3个或更多信道的情况下，基于天线布置的特性，抑制实数倍增的数目不是信道的数目的平方(可以抑制实数倍增的数目增加)。具体地说，这基于来自相邻天线的干扰波的影响最大且来自其他天线的干扰波相对小的事实。因此，考虑来自相邻天线的不必要波(干扰波)确定天线间隔，并应用于另一天线。由此，可以减小实数倍增的总量。
例如，当应用传递条件1时，对于在两端的信道之外的内部信道，可以考虑在两端的仅用于必要波的天线136的实数项和用于不必要波的天线136的虚数项。也就是说，对于第i信道，可以仅考虑从第i天线136_i到天线236_i的必要波，从第(i-1)天线136_i-1到天线236_i的不必要波，和从第(i+1)天线136_i+1到天线236_i的不必要波。由此，在信道矩阵或者逆矩阵中，在行i中，在列i中的必要波的元素由实数项组成，在列i-1和i+1中的不必要波的元素由虚数项组成，且不必要波的其他元素是零。
当应用传递条件2时，对于在两端的信道之外的内部信道，可以考虑在两端的仅用于必要波的天线136的实数项和用于不必要波的天线136的实数项。也就是说，对于第i信道，可以仅考虑从第i天线136_i到天线236_i的必要波，从第(i-1)天线136_i-1到天线236_i的不必要波，和从第(i+1)天线136_i+1到天线236_i的不必要波。由此，在信道矩阵或者逆矩阵中，在行i中，在列i中的必要波的元素由实数项组成，在列i-1和i+1中的不必要波的元素由实数项组成，且不必要波的其他元素是零。
在传递条件1和传递条件2中的任意一个中，在两端的信道中的实数倍增的数目是2，且在两端的信道之外的内部信道中的实数倍增的数目是3。与其中不应用当前方案的情况相比可以减小MIMO处理量。也就是说，在M个信道(M是等于或大于3的整数)的情况下，在传递条件1和传递条件2的任意一个中，在比如QPSK的2轴调制中实数倍增的数目是2·{2·2+(M-2)·3}，且在比如ASK方案或者BPSK方案的1轴调制中是{2·2+(M-2)·3}。这意味着可以在简单地应用与两个天线的情况相同的考虑时、在其中天线对的数目是3或更多的情况下减少实数倍增的计算量。
实施例5或者6中描述的事实已经示例性地应用于其中在发送侧的天线136和在接收侧的天线236以二维形状布置的情况。然而，实施例5或者6中的方案可以应用于其中发送和接收天线以三维形状布置的情况，以及其中发送和接收天线以二维形状布置的情况。对于从在发送侧的半导体芯片103在三维空间中在接收侧布置为面对彼此的天线之间的必要波，和在布置为面对彼此的天线之间的不必要波，可以应用如在上述二维布置中相同的考虑。即使在三维布置中，也使得必要波和不必要波之间的路径差Δd满足如上所述的传递条件1或者传递条件2，以使得可以获得如上所述的相同操作和效果。
在实施例5或者6中，关于在接收侧或者在发送侧执行基于MIMO方案的用于减轻空分复用方案中干扰解决方案的要求的信号处理的前提、并关于信道矩阵的矩阵元素hi，j的值是固定值的假设而执行的MIMO处理中的逆矩阵运算已经描述为优选的方面，但是本发明不限于此。假定参数是固定值的技术可以类似地应用于基于MIMO方案在空分复用方案中调整(校正)串扰消除量的任意方案。例如，在日本专利特开公布No.2009-272823，2009-272822和2008-124533中公开了计算天线加权系数矩阵的方案，但是天线加权系数矩阵的矩阵元素的值可以假定为固定值，然后可以执行加权矩阵运算(基于加权系数矩阵的加权处理)。在这种情况下，用于基于具有发送和接收之间的每个天线对的传递函数作为元素的信道矩阵执行矩阵运算的设置值对应于天线加权系数矩阵的矩阵元素。
[实施例7]
图16和图17是图示实施例7的图。这里，具体来说，将描述调制功能单元和解调功能单元的第三实例。这里，图16是图示包括第三实例的调制功能单元8300C(调制单元115和频率转换单元116)和提供于发送侧的外围电路的发送侧信号产生单元8110(在发送侧的通信单元)的基本配置实例。图17是图示包括第三实例的解调功能单元8400C(频率转换单元225和解调单元226)和提供在接收侧的外围电路的接收侧信号产生单元8220(在接收侧的通信单元)的基本配置实例的图。
实施例7(调制功能单元和解调功能单元的第三实例)的特征在于应用注入锁定方案。具体来说，实施例7不同于将之后描述的实施例8在于由第二设置值处理单元7200A适当地设置接收侧本地振荡单元的自激频率或者注入锁定的注入量。
为了下列理由应用注入锁定方案。也就是说，在应用毫米波段的无线电发送的情况下，当应用适合于一般户外使用的无线方案(无线电通信方案)时需要载波频率的高稳定性。这意味着需要具有高频率稳定性电路配置的复杂的振荡电路且总体装置配置变得复杂。例如，当使用在以ppm(百万分之一)的量级具有高稳定性的频率实现载波信号的外部基准部分、倍频电路、PLL电路等时，电路规模很大。此外，当由硅集成电路实现包括谐振电路(包括电感器和电容器的谐振电路)的总体振荡电路时，实际上，难以形成具有高Q值的谐振电路，且需要在集成电路外布置具有高Q值的谐振电路。
但是，当在相对短距离布置的电子装置之间或者在电子装置内使用无线方案实现高速度信号发送时，考虑在具有短波长的频带中(例如，毫米波段)，认为不适于要求高稳定性的载波频率。而是，认为通过降低载波频率的稳定性而使用具有简单电路配置的振荡电路并简化总体装置配置是好的。然而，可以仅以调制和解调方案实现简单地降低载波频率的稳定性，但是频率变化(用于发送电路的载波频率和用于接收电路的载波频率之间的差别)成为问题，且可能不能执行适当的信号发送(可能不能执行适当的解调)。
另一方面，如果应用注入锁定方案，当在装置之间或者在装置(壳体)内执行无线电信号发送时，即使用于调制的载波信号的频率的稳定性降低，也可以在接收侧适当地解调发送目标信号。因为可以降低载波信号的频率的稳定性，所以可以使用具有简单电路配置的振荡电路并可以简化总体装置配置。因为可以降低载波信号的频率的稳定性，所以可以在同一半导体基板上形成包括谐振电路(或者频率转换单元)的总体振荡电路。实现了嵌入谐振电路中的单芯片振荡电路(半导体集成电路)或者嵌入谐振电路的单芯片通信电路(半导体集成电路)。在下文中，这将具体描述。
作为与实施例1(调制功能单元和解调功能单元的第一实例)相关的问题的解决方案，第三实例的解调功能单元8400C采用注入锁定方案。注入锁定方案用作载波同步方式，以使得可以配置具有低功耗的简单电路。当使用注入锁定方案时，优选地，调制目标信号预先经历适当的校正处理以使得在接收侧促进注入锁定。典型地，抑制调制目标信号的近直流分量，然后进行调制，即，抑制(切断)低频近直流分量然后进行调制，以使得可以尽可能地减小接近载波频率fc的调制信号分量，并在接收侧促进注入锁定。在数字方案的情况下，例如，执行无DC编码以使得由于相同代码的连续而不产生直流分量。
此外，期望与调制为毫米波段的发送信号(调制信号)一起发送与用于调制的载波信号对应的基准载波频率，以用作在接收侧的注入锁定基准。基准载波信号是其频率和相位(且更优选幅度)总是恒定(无变化)的信号，其对应于从发送侧本地振荡单元8304输出的用于调制的载波信号。典型地，基准载波信号是用于调制的载波信号，但是可以至少与载波信号同步，且本发明不限于此。例如，基准载波信号是在不同频率(例如，谐波信号)或者在与用于调制的载波信号同步的相同频率的信号，但是可以是具有不同相位的信号(例如，与用于调制的载波信号正交的正交载波信号)。
在一些调制方案或者调制电路中，当载波信号包含在调制电路的输出信号中时(例如，标准幅度调制或者ASK)，可以抑制载波(例如，载波抑制方案的幅度调制，ASK或者PSK)。因此，用于从发送侧与调制为毫米波段的信号一起发送基准载波信号的电路配置可以是根据基准载波信号的类型(用于调制的载波信号是否用作基准载波信号)、调制方案或者调制电路的电路配置。
[调制功能单元：第三实例]
在图16中，示出了调制功能单元8300C和外围电路的第三实例的配置实例。调制目标信号处理单元8301提供于调制功能单元8300C的前级(混频单元8302)。图16所示的每个实例是对应于数字方案的情况的配置实例，且调制目标信号处理单元8301关于从并串行转换单元8114提供的数据执行无DC编码，比如8-9转换编码(8B/9B编码)、8-10转换编码(8B/10B编码)或者加密处理，以防止由于相同代码的连续而产生直流分量。虽然未示出，在模拟调制方案中，调制目标信号可以预先经历高通滤波处理(或者带通滤波处理)。
这里，在图16(A)所示的基本配置1中，提供基准载波信号处理单元8306和信号合成单元8308，且执行合成(混合)调制电路(第一频率转换单元)的输出信号(发送信号)和基准载波信号的操作。这是不取决于基准载波信号的类型、调制方案或者调制电路的通用方案。然而，根据基准载波信号的相位，在接收侧的解调时合成的基准载波信号可以检测为DC偏移分量，并影响基带信号的再现性。在这种情况下，在接收侧抑制直流分量。换句话说，期望即使在解调时不消除DC偏移分量也以良好的相位关系使用基准载波信号。
基准载波信号处理单元8306根据需要调整从发送侧本地振荡单元8304提供的调制载波信号的相位或者幅度，并将输出信号作为基准载波信号提供到信号合成单元8308。例如，本质上，在其中具有恒定频率或者相位的载波信号不包含在混频单元8302的输出信号中的方案(用于调制频率或者相位的方案)情况下或者当用于调制的载波信号的谐波信号或者正交载波信号用作基准载波信号时，采用基本配置1。
在这种情况下，用于调制的载波信号的谐波信号或者正交载波信号可以用作基准载波信号，且可以分开地调整发送信号和基准载波信号的幅度或者相位。也就是说，放大单元8117基于发送信号的幅度执行增益调整，且在这种情况下，同时调整基准载波信号的幅度，但是基准载波信号处理单元8306可以仅调整基准载波信号的幅度为关于注入锁定的优选的幅度。
在基本配置1中，提供信号合成单元8308以合成发送信号与基准载波信号，但是这不是必需的。如在图16(B)所示的基本配置2中那样，发送信号和基准载波信号可以经由分开的天线8136_1和8136_2且优选经由分开的毫米波信号发送路径9发送到接收侧，以使得不存在干扰。在基本配置2中，也具有总是恒定的幅度的基准载波信号可以被发送到接收侧，且就注入锁定的容易而言基本配置2是最优方案。
基本配置1和基本配置2具有的优点在于可以分开地调整用于调制的载波信号(换句话说，发送的发送信号)和基准载波信号的幅度或者相位。因此，基本配置1和基本配置2是适于通过使得携带发送目标信息的调制轴和用于注入锁定的基准载波信号的轴(基准载波轴)不同相而是具有不同相位，而防止在解调输出中产生DC偏移的配置。
当其频率或者相位总是恒定的载波信号可以包含在混频单元8302的输出信号中时，可以采用图16(C)所示的基本配置3，其中不包括基准载波信号处理单元8306和信号合成单元8308。仅由混频单元8302调制为毫米波段的发送信号可以发送到接收侧，包含在发送信号中的载波信号可以被当做基准载波信号，且另一基准载波信号不必添加到混频单元8302的输出信号并发送到接收侧。例如，在调制幅度的方案(例如，ASK方案)的情况下，可以采用基本配置3。在这种情况下，优选地，预先执行无DC处理。
但是，即使在幅度调制或者ASK中，混频单元8302也确实地实现为载波抑制方案的电路(例如，平衡调制电路或者双重平衡调制电路)，且可以与输出信号(发送信号)一起发送基准载波信号，如在基本配置1或者基本配置2中那样。
在基本配置1到3的任意一个中，可以采用从接收侧接收基于在接收侧的注入锁定检测结果的信息并调整调制载波信号的频率或者基准载波信号或毫米波(具体来说，用于在接收侧的注入信号的信号，比如基准载波信号或者发送信号)的相位的方案。从接收侧到发送侧的信息发送不必以毫米波执行，但是可以以任意方案(比如经由电缆或者无线地)执行。因为从接收侧通知用于适当地实现注入锁定的最优信息，例如，第一设置值处理单元7100G的第一设置值确定单元7110接收该信息，基于该信息确定最优设置值，并将确定的值预先保存在第一设置值存储单元7130中。第一操作控制单元7150读取存储在第一设置值存储单元7130中的设置值，并基于设置值控制发送侧本地振荡单元8304、基准载波信号处理单元8306、放大单元8117等。通过这样做，例如，发送侧可以调整载波信号电平为适当的电平，以使得接收侧可以适当地实现注入锁定。将在之后描述的在接收侧的第二设置值处理单元7200G可以直接控制在发送侧的各个功能单元(作为控制目标的一些或者全部功能单元)而不提供第一设置值处理单元7100G。
在基本配置1到3的任意一个中，通过控制发送侧本地振荡单元8304调整调制载波信号(或者基准载波信号)的频率。在基本配置1和2中，通过控制基准载波信号处理单元8306或者放大单元8117调整基准载波信号的幅度或者相位。另外，在基本配置1中，可以通过用于调整发送功率的放大单元8117调整基准载波信号的幅度，但是在这种情况下，存在的缺点在于一起调整发送信号的幅度。
在适于调制幅度的方案(模拟幅度调制或者数字ASK)的基本配置3中，调整调制目标信号的直流分量，但是通过控制调制度(调制率)调整发送信号中的载波频率分量(对应于基准载波信号的幅度)。例如，考虑调制其中直流分量添加到发送目标信号的信号的情况。在这种情况下，当调制度恒定时，控制直流分量由此调整基准载波信号的幅度。此外，当直流分量恒定时，控制调制度由此调整基准载波信号的幅度。
但是，在这种情况下，其中通过以发送目标信号调制载波信号获得的发送信号与用于调制的载波信号混合的信号仅通过仅发送从混频单元8302输出的发送信号而自动地发送到接收侧，而不使用信号合成单元8308。不可避免地，在与携带发送信号的发送目标信号的调制轴(与调制轴同相)相同的轴上携带基准载波信号。在接收侧，发送信号中的载波频率分量用作用于注入锁定的基准载波信号。另外，当考虑相位平面时，携带发送目标信息的调制轴和用于注入锁定的载波频率分量(基准载波信号)的轴同相，且在解调输出中产生由载波频率分量(基准载波信号)所引起的DC偏移。
虽然未示出，在用于调制相位或者频率的方案的情况下，仅由调制功能单元8300(例如，使用正交调制)调制(频率转换)为毫米波段的调制信号可以被发送。然而，在接收侧是否获得注入锁定，是与注入电平(输入到注入锁定方案的振荡电路的基准载波信号的幅度电平)、调制方案、数据速率、载波频率等相关，且应用范围有限。
[解调功能单元：第三实例]
在图17中，示出了解调功能单元8400C的第三实例和外围电路的配置实例。第三实例的解调功能单元8400C包括接收侧本地振荡单元8404，并提供注入信号到接收侧本地振荡单元8404以获取与在发送侧的用于调制的载波信号对应的输出信号。典型地，获取与在发送侧使用的载波信号同步的振荡输出信号。基于接收侧本地振荡单元8404的输出信号的接收的毫米波发送信号和用于解调的载波信号(恢复的载波信号)由混频单元8402倍增(锁定检测)以获取锁定检测信号。由滤波处理单元8410去除该锁定检测信号的高频分量，且获得从发送侧发送的输入信号的波形(基带信号)。其他描述与第一实例相同。
混频单元8402通过锁定检测执行频率转换(下变频和解调)。获得的优点在于例如可以通过发展为具有优良的比特误差率特性的正交检测而应用相位调制或者频率调制。
当基于接收侧本地振荡单元8404的输出信号的恢复的载波信号提供到混频单元8402以执行解调时，需要考虑相移，且必须在锁定检测系统中提供相位调整电路。例如，这是因为在接收的发送信号和由接收侧本地振荡单元8404通过注入锁定输出的振荡输出信号之间存在相位差。
在该实例中，相位和幅度调整单元8430包括用于调整注入幅度的功能单元(幅度调整单元)，以及相位调整电路的功能单元(相位调整单元)提供于解调功能单元8400C中。可以对于到接收侧本地振荡单元8404的注入信号和接收侧本地振荡单元8404的输出信号的任意一个提供相位调整单元，或者可以应用于两个信号。接收侧本地振荡单元8404和相位和幅度调整单元8430构成载波恢复单元8403，其用作在解调侧的(第二)载波信号产生单元，用于产生与调制载波信号同步的解调载波信号并提供解调载波信号到混频单元8402。
如图17中的虚线指示的那样，用于根据在发送信号中合成的基准载波信号的相位消除可以包含在锁定检测信号中的DC偏移分量的直流分量抑制单元8407(具体地说，当调制信号和基准载波信号同相时)提供于混频单元8402的后级中。直流分量抑制单元8407抑制包含在从混频单元8402输出的锁定检测信号中的不必要的直流分量(DC偏移分量)。例如，当从发送侧与调制信号一起发送基准载波信号到接收侧时，根据调制信号和基准载波信号之间的相位关系，可能在锁定检测信号中产生大的DC偏移分量。直流分量抑制单元8407用于消除DC偏移分量。
当注入信号提供到接收侧本地振荡单元8404时，可以将接收的毫米波信号作为注入信号提供到接收侧本地振荡单元8404，如在图17(A)所示的基本配置1中那样。如果预先抑制调制目标信号的低频分量(例如，执行无DC编码)，然后在发送侧进行调制，以使得在载波频率附近不存在调制信号分量，则可以使用基本配置1。
如在图17(B)所示的基本配置2中那样，可以提供频率分离单元8401以从接收的毫米波信号频率分离发送信号和基准载波信号，并将分离的基准载波信号分量作为注入信号提供到接收侧本地振荡单元8404。因为预先抑制注入锁定不必要的频率分量然后提供，容易获得注入锁定。
图17(C)所示的基本配置3对应于发送侧采用图16(B)所示的基本配置2的情况。使用分开的天线8236_1和8236_2接收发送信号和基准载波信号，并优选分离毫米波信号发送路径9以使得不存在干扰。在接收侧的基本配置3是最优方案在于具有总是恒定的幅度的基准载波信号可以提供到接收侧本地振荡单元8404，且容易获得注入锁定。
由天线8236接收的毫米波信号由未示出的分配器(分解器)提供到混频单元8402和接收侧本地振荡单元8404。接收侧本地振荡单元8404用于执行注入锁定并输出与在发送侧的用于调制的载波信号同步的恢复的载波信号。
是否在接收侧获得注入锁定(可以获取与在发送侧的用于调制的载波信号同步的恢复的载波信号)与注入电平(输入到注入锁定方案的振荡电路的基准载波信号的幅度电平)、调制方案、数据速率、载波频率等相关。此外，重要的是减少其中从发送信号中注入锁定可能的频段中的分量。对于此，期望通过在发送侧执行无DC编码，而使得发送信号的中心(平均)频率实质上与载波频率相同，且中心(平均)相位实质上与零(相位平面上的原点)相同。
虽然未示出，在其中发送侧调制相位或者频率的方案中，可以采用与基本配置1相同的配置。然而，解调功能单元8400的配置实际上是对应于相位调制或者频率调制的解调电路，比如正交检测电路。
在基本配置1到3的任意一个中，重要的是通过控制注入电压Vi或者自激的振荡频率fo来控制锁定范围，换言之，调整注入电压Vi或者自激的振荡频率fo以使得获得注入锁定。例如，提供用于执行基于混频单元8402的后级的信号(在图17的实例中，直流分量抑制单元8407的前级的信号)的处理的注入锁定控制单元8440。注入锁定控制单元8440具有用于检测指示载波恢复单元8403(接收侧本地振荡单元8404)的注入锁定状态的信息的注入锁定检测单元的功能。在本实施例中，注入锁定控制单元8440根据需要可以由第二设置值处理单元7200G配置。这将在之后具体描述。
注入锁定控制单元8440基于由混频单元8402获取的锁定检测信号(基带信号)来判断注入锁定状态，并控制作为调整目标的每个单元以使得基于判断结果获得注入锁定。在这种情况下，可以采用通过提供对控制做出贡献的信息(作为控制信息源的检测信号等，以及控制信息)到发送侧而用于在接收侧应对的方案和用于在发送侧应对的方案中的一个或两个，如由图17中的虚线指示的那样。在任意情况下，提供用于执行锁定调整以使得由接收侧本地振荡单元8404产生的用于解调的载波信号与由发送侧本地振荡单元8304产生的用于调制的载波信号同步的注入锁定调整单元。例如，基准载波信号处理单元8306或者注入锁定控制单元8440用作注入锁定调整单元。在用于在接收侧应对的方案中，因为当不以确定的强度发送毫米波信号(具体来说，基准载波信号分量)时在接收侧不能获得注入锁定，存在功耗或抗干扰力的缺点，但是存在的优点在于可以在接收侧单独应对。另一方面，在用于在发送侧应对的方案中，从接收侧到发送侧的信息发送变得必要，但是存在的优点在于，可以以最小功率使得在接收侧能够获得注入锁定，来发送毫米波信号，可以降低功耗，且可以改进抗干扰力。
当在壳体(装置)内的信号发送或者装置之间的信号发送中应用注入锁定方案时，获得以下优点。在发送侧的发送侧本地振荡单元8304可以放松用于调制的载波信号的频率的稳定性的要求。在执行注入锁定一侧的接收侧本地振荡单元8404需要具有低Q值以跟随在发送侧的频率变化。省略详细说明，但是在注入锁定方案中，Q值对锁定范围有影响，且当Q值小时，锁定范围变宽。当在CMOS上形成包括谐振电路(电感分量和电容分量)的整个接收侧本地振荡单元8404时，这是方便的。在接收侧，接收侧本地振荡单元8404可以具有小的Q值，但是上述情况也适用于在发送侧的发送侧本地振荡单元8304，且发送侧本地振荡单元8304可以具有低频稳定性和小的Q值。
进一步小型化CMOS且增加CMOS的工作频率。期望使用高载波频率来实现更宽频带中的小型发送装置。因为本实例的注入锁定方案可以放松振荡频率稳定性的要求，所以可以容易地使用高频率的载波信号。当频率高但是允许低频稳定性(换句话说，小的Q值)时，不必要使用用于载波同步的高稳定性倍频电路或者PLL电路以实现在高频率具有高稳定性的载波信号，且可以在更高的载波频率以小型电路规模简要地实现通信功能。因为接收侧本地振荡单元8404获取与在发送侧使用的载波信号同步的恢复的载波信号，并提供载波信号到混频单元8402以执行锁定检测，所以可以不在混频单元8402的前级中提供用于波长选择的带通滤波器。对于接收频率选择操作，实际上，当执行用于完全同步用于发送和接收的本地振荡电路的控制(以使得获得注入锁定)时，接收频率选择是容易的。在毫米波段中，注入锁定所用的时间与低频相比更短，且可以在短时间内完成接收频率选择操作。
因为用于发送和接收的本地振荡电路完全同步，所以消除在发送侧的载波频率的变化分量。将在之后描述的本实施例的频移方案易受相移的影响，但是当应用注入锁定方案时解决了该缺点。当与锁定检测一起应用注入锁定时，即使用于波长选择的带通滤波器不用于接收侧，当多个发送和接收对同时执行独立发送时，例如，当实现多信道或者全双工双向性时也不出现干扰。
图18是示出相位和幅度调整单元8406的配置的实例的图。这里，发送信息和基准载波信号假定为处于正交关系。其中如在图18(A)所示的第一实例中仅执行相位调整的配置和其中如在图18(B)所示的第二实例中调整相位和幅度两者的配置的任意一个可以采用为相位和幅度调整单元8406。当调整相位和幅度两者时，可以在接收侧本地振荡单元8404的注入侧或者在振荡输出执行调整。如在图18(C)所示的第三实例中，为了调整是否适当地使用注入锁定，可以在接收侧本地振荡单元8404的注入侧调整注入幅度。
图19是图示注入锁定方案应用到的发送器侧的配置实例的第一实例的图。图20是图示注入锁定方案应用到的接收器侧的配置实例的第一实例的图。第一实例是其中应用用于执行控制以使得在接收侧获得注入锁定的方案的方面。
在图19中，示出了第一实例的发送侧信号产生单元8110的配置(对应于发送侧信号产生单元110)。发送侧信号产生单元8110在未示出的并串行转换单元8114和调制函数单元8300之间包括编码单元8322、复用单元8324和波形整形单元8326。不必要包括全部功能单元，可以当需要这种功能时提供功能单元。
发送侧信号产生单元8110包括用于控制每个功能单元的注入锁定控制单元8340。当前配置的注入锁定控制单元8340采用第一设置值处理单元7100G的配置，且第一设置值确定单元7110预先确定适于注入锁定的设置值，其存储在第一设置值存储单元7130中。控制器单元8346是第一操作控制单元7150的一个实例，其基于存储在第一设置值存储单元7130中的设置值执行编码或者复用设置、波形整形设置、调制模式设置、振荡频率设置、基准载波信号的相位或者幅度的设置、放大单元8117的增益和频率特性的设置、天线特性的设置等。每个设置信息提供到相应的功能单元。注入锁定控制单元8340如第一设置值处理单元7100G那样采用第一基本配置，但是可以包括第一I/O接口单元7170代替第一设置值确定单元7110，如在第二基本配置中那样。
编码单元8322基于来自控制器单元8346的用于编码模式的设置信息，关于由未示出的并串行转换单元8114串行化的执行编码处理，比如纠错。在这种情况下，编码单元8322应用无DC编码，比如8-9转换代码或者8-10转换代码作为调制目标信号处理单元8301的功能，以使得在载波频率附近不存在调制信号分量，并促进在接收侧的注入锁定。
复用单元8324将数据分组。当在接收器侧的注入锁定检测单元以已知的模式相关性执行注入锁定检测时，复用单元8324基于来自控制器单元8346的用于锁定检测的分组的设置信息，规则地插入已知的信号波形或者已知的数据模式(例如，伪随机信号；PN信号)。
波形整形单元8326基于来自控制器单元8346的用于波形整形的设置信息，执行比如频率特性校正、预加重和频带限制之类的波形整形处理。
发送侧信号产生单元8110包括调制函数单元8300，其包括混频单元(调制电路)8302和发送侧本地振荡单元(发送侧振荡单元)8304。此外，除调制函数单元8300之外，发送侧信号产生单元8110A还包括基准载波信号处理单元8306，其包括相位和幅度调整电路8307和信号合成单元8308。在该实例中，基准载波信号处理单元8306使用从发送侧本地振荡单元8304输出的载波信号作为基准载波信号，使用相位和幅度调整电路8307来调整基准载波信号的幅度和相位，并提供结果基准载波信号到信号合成单元8308。
这里，在图19所示的配置中，发送侧本地振荡单元8304使用CMOS芯片上的谐振电路产生CMOS芯片上的用于调制的载波信号。虽然未示出，当存在用作第一通信装置100中的基准的时钟信号时，调制函数单元8300可以在发送侧本地振荡单元8304的前级中包括倍频单元8303。倍频单元8303倍增从未示出的时钟信号产生单元提供的“用作基准的时钟信号”，并提供倍增信号到发送侧本地振荡单元8304。在这种情况下，发送侧本地振荡单元8304用作同步振荡电路，并与倍增信号同步地产生用于调制的载波信号。
混频单元8302以来自波形整形单元8326的已处理输入信号调制由发送侧本地振荡单元8304产生的载波信号，并提供结果信号到信号合成单元8308。相位和幅度调整电路8307基于来自控制器单元8346的相位和幅度设置信息，来设置发送的基准载波信号的相位和幅度。
当存在一个天线8136和一个天线8236时，提供信号合成单元8308以与调制为毫米波段的调制信号一起发送基准载波信号到接收侧。当使用分开的天线发送由混频单元8302产生的调制信号和由基准载波信号处理单元8306产生的基准载波信号时，信号合成单元8308是不必要的。
当与调制为毫米波段的信号一起发送基准载波信号到接收侧时，信号合成单元8308合成由混频单元8302调制为毫米波段的调制信号与来自相位和幅度调整电路8307的基准载波信号，并将结果信号发送到放大单元8117。当仅由混频单元8302调制为毫米波段的调制信号发送到接收侧时，信号合成单元8308仅发送由混频单元8302调制为毫米波段的调制信号到放大单元8117而不执行合成处理。放大单元8117根据需要调整从信号合成单元8308接收到毫米波信号的发送输出的幅度或者频率特性，并提供结果信号到天线8136。
如从上述描述理解的那样，当与调制为毫米波段的信号一起发送基准载波信号到接收侧时，信号合成单元8308是否起作用与混频单元8302的调制方案或者电路配置相关。即使不使得信号合成单元8308起作用，也可以根据混频单元8302的调制方案或者电路配置，与调制为毫米波段的信号一起发送基准载波信号到接收侧。
在幅度调制或者ASK中，混频单元8302确实地用作载波抑制方案的调制电路，且由发送侧本地振荡单元8304产生的基准载波信号可以与混频单元8302的输出一起发送。在这种情况下，用于调制的载波信号的谐波可以用作基准载波信号，且可以分开地调整调制信号和基准载波信号的幅度。也就是说，在放大单元8117中执行基于调制信号的幅度的增益调整，且在这种情况下，同时调整基准载波信号的幅度，但是可以在相位和幅度调整电路8307仅调整基准载波信号的幅度，以使得关于注入锁定获得优选的的幅度。
在图20中，示出了接收侧信号产生单元8220的配置(对应于接收侧信号产生单元220)。解调功能单元8400、直流分量抑制单元8407、滤波处理单元8410和时钟恢复单元8420与先前描述的相同，且在这里将省略其描述。在下文中，将描述对当前配置唯一的事实。
接收侧信号产生单元8220包括用于控制每个功能单元的控制器单元8446(第二操作控制单元7250的一个实例)。此外，接收侧信号产生单元8220在解调功能单元8400的后级中包括直流分量抑制单元8407、注入锁定检测单元8442(第二设置值确定单元7210的一个实例)和第二设置值存储单元7230。控制器单元8446具有比如放大单元8224的增益和频率特性的设置、接收的基准载波信号的相位或者幅度的设置、振荡频率的设置、调制方式的设置、滤波器和均衡的设置和编码和复用的设置之类的功能。每个设置信息提供到相应的功能单元。
用于仅提取基准载波信号分量的电路(例如，带通滤波器电路)可以安装在接收侧本地振荡单元8404(例如，相位和幅度调整单元8406的前级)的注入信号侧中。在这种情况下，从接收的毫米波信号分离调制信号分量和基准载波信号分量，且仅基准载波信号分量提供到接收侧本地振荡单元8404，因此，容易获得注入锁定。
相位和幅度调整单元8406基于来自控制器单元8446的设置信息的相位和幅度，来设置接收的基准载波信号的相位和幅度。虽然图20示出了其中在接收侧本地振荡单元8404的注入信号输入端子侧布置相位和幅度调整单元8406的配置，但是可以在接收侧本地振荡单元8404和混频单元8402的信号路径上布置相位和幅度调整单元8406，或者可以使用两者。
控制器单元8446包括注入锁定调整单元的功能单元，其用于基于指示由注入锁定检测单元8442检测的注入锁定的状态的信息执行锁定调整，以使得由接收侧本地振荡单元8404产生的解调载波信号与调制载波信号同步。注入锁定检测单元8442和与控制器单元8446的注入锁定调整有关的功能单元(注入锁定调整单元)构成注入锁定控制单元8440。
这里，当前配置的注入锁定控制单元8440采用第二设置值处理单元7200G的配置，且作为第二设置值确定单元7210的一个实例的注入锁定检测单元8442在第二设置值存储单元7230中存储指示检测的注入锁定(检测结果)的状态的信息和基于该信息(检测结果)的设置值。作为第二操作控制单元7250的一个实例的控制器单元8446基于从第二设置值存储单元7230读取的设置值，来操作控制目标的每个功能单元(在该实例中，放大单元224、频率转换单元225、解调单元226等)。也就是说，注入锁定检测单元8442基于由混频单元8402获取的基带信号来判断注入锁定状态，且判断结果经由第二设置值存储单元7230通知给控制器单元8446。“注入锁定状态”指的是从接收侧本地振荡单元8404输出的输出信号(振荡电路输出)是否与在发送侧的基准载波信号同步。振荡电路输出与在发送侧的基准载波信号同步被称为“获得注入锁定”。
接收侧信号产生单元8220控制发送侧本地振荡单元8304的自激的振荡频率和导向接收侧本地振荡单元8404的注入信号的幅度(注入幅度)或者相位(注入相位)中的至少一个，以使得获得注入锁定。要控制的目标取决于装置配置，且不必控制所有元件。例如，控制器单元8446通过与注入锁定检测单元8442的检测结果交互工作来控制接收侧本地振荡单元8404的自激振荡频率以使得获得注入锁定，并控制经由相位和幅度调整单元8406导向接收侧本地振荡单元8404的注入幅度和注入相位。
例如，首先，经由毫米波信号发送路径9从发送侧发送的毫米波信号(调制信号或者基准载波信号)经由天线8236并由放大单元8224放大。放大的毫米波信号的一部分的幅度和相位由相位和幅度调整单元8406调整，然后注入接收侧本地振荡单元8404。在混频单元8402中，来自放大单元8224的毫米波信号被以来自接收侧本地振荡单元8404的输出信号(恢复的基准载波信号)频率转换为基带信号。转换后的基带信号的一部分输入到注入锁定检测单元8442，且由注入锁定检测单元8442获取用于判断接收侧本地振荡单元8404是否与在发送侧的基准载波信号同步的信息，并通知给控制器单元8446。
控制器单元8446例如，基于来自注入锁定检测单元8442的“注入锁定状态”的信息(称为注入锁定判断信息)，使用以下两个方案中的一个或者两个进行关于是否已经执行同步的判断。
1)注入锁定检测单元8442取得恢复的波形和已知的信号波形或者已知的数据模式之间的相关性，并使用该相关性结果作为注入锁定判断信息。控制器单元8446当获得强相关性时判断已经执行了同步。
2)注入锁定检测单元8442监控解调的基带信号的直流分量，并使用监控结果作为注入锁定判断信息。控制器单元8446当直流分量稳定时判断已经执行了同步。
虽然对于机制1)或2)可以采用各种方案，在这里省略详细说明。此外，除了在这里示出的1)和2)之外的机制可以考虑为关于是否执行同步的判断方案，且可以在本实施例中采用。
当控制器单元8446确定没有获得注入锁定时，控制器单元8446改变接收侧本地振荡单元8404的振荡频率设置信息或者幅度调整单元8406的相位和幅度和相位设置信息，以使得根据规定过程，获得在发送侧的用于调制的载波信号与从接收侧本地振荡单元8404输出的信号(振荡电路输出)的同步(以使得获得注入锁定)。然后，控制器单元8446迭代地执行再次判断注入锁定状态的过程直到获得良好的同步为止。
正确地执行接收侧本地振荡单元8404的注入锁定，且由混频单元8402频率转换(锁定检测)的基带信号提供到滤波处理单元8410。除低通滤波器8412之外，均衡器8414提供于滤波处理单元8410中。均衡器8414包括用于应用减小的增益到接收信号的高频带，例如，以减小码元间干扰的均衡器(即，波形均衡)滤波器。由低通滤波器8412去除基带信号的高频分量，且由均衡器8414校正高频分量。时钟恢复单元8420执行码元同步，然后基于用于编码模式的设置信息和来自控制器单元8446的复用设置来恢复初始输入信号。
进一步小型化CMOS且增加CMOS的工作频率。期望使用高载波频率来实现更宽频带中的小型发送装置。因为本实例的注入锁定方案可以放松振荡频率稳定性的要求，所以可以容易地使用高频率的载波信号。以注入锁定振荡的接收侧本地振荡单元8404需要具有低Q值以跟随发送侧的频率变化。当在CMOS上形成包括谐振电路的整个接收侧本地振荡单元8404时，这是方便的。应当理解，具有与接收侧本地振荡单元8404相同的电路配置的振荡电路可以用作发送侧本地振荡单元8304，且可以在CMOS上形成包括谐振电路的整个发送侧本地振荡单元8304。
图21到图22是图示应用注入锁定方案的发送器的配置实例的第二实例的图。图23到图24是图示应用注入锁定方案的接收器的配置实例的第二实例的图。
第二实例是其中应用用于调整发送侧的功能单元和执行控制以使得获得注入锁定的方案的方面。可以在调整发送侧的功能单元并执行控制以使得获得注入锁定时，根据要从接收侧发送到发送侧的信息或者在发送侧或者接收侧布置控制体来采用各种配置。在下文中，将描述两个典型的方案，且具体来说，仅与第一实例有差别。
图21和图23的第二实例(1)是其中注入锁定判断信息发送到发送侧且控制体处于发送侧的方面。具体地说，接收侧信号产生单元8220B_1的控制器单元8446发送由注入锁定检测单元8442获取的注入锁定判断信息到发送侧信号产生单元8110B_1的注入锁定控制单元8340。实际上，控制器单元8446仅通过注入锁定判断信息到发送侧的发送中的干涉而不变为控制体。替代地，注入锁定检测单元8442可以发送注入锁定判断信息到发送侧信号产生单元8110B_1的注入锁定控制单元8340而没有控制器单元8446的介入。
这里，当前配置的注入锁定控制单元8340采用第一设置值处理单元7100G的配置，且第一I/O接口单元7170从接收侧接收注入锁定判断信息，并在第一设置值存储单元7130中存储注入锁定判断信息。作为第一操作控制单元7150的一个实例的控制器单元8346包括用于基于指示由在接收侧的注入锁定检测单元8442检测的注入锁定的状态的信息，来执行锁定调整的注入锁定调整单元的功能单元，以使得由接收侧本地振荡单元8404产生的解调载波信号与调制载波信号同步。注入锁定检测单元8442和用于控制器单元8346的注入锁定调整的功能单元(注入锁定调整单元)构成与注入锁定控制单元8440相同的注入锁定控制单元。控制器单元8346控制发送侧本地振荡单元8304的自激的振荡频率或者毫米波信号的发送幅度(发送功率)，以使得获得注入锁定。用于关于是否获得同步的判断的方案可以与控制器单元8446的方案相同。如在第一实例中，控制器单元8346基于从第一设置值存储单元7130读取的设置值来操作控制目标的每个功能单元。
如果控制器单元8346判断未获得注入锁定，则控制器单元8346根据规定过程改变发送侧本地振荡单元8304的振荡频率设置信息或者相位和幅度调整电路8307的幅度和相位设置信息，并改变放大单元8117的增益设置信息。当采用幅度调制或者ASK方案时，可以通过控制调制度调整包含在毫米波信号中的载波信号的未调制分量的幅度。然后，控制器单元8346迭代地执行再次判断注入锁定状态的过程直到获得良好的同步为止。
同时，图22和图24的第二实例(2)是其中控制体处于接收侧，且控制命令发送给发送侧以使得从接收侧控制发送侧的配置。具体地说，控制器单元8446基于由注入锁定检测单元8442获取的注入锁定判断信息来判断已经获得了同步。如果判断未获得注入锁定，则控制调制功能单元8300和放大单元8117的控制命令发送给发送侧。也就是说，控制器单元8446直接控制调制功能单元8300和放大单元8117。换句话说，控制器单元8346执行振荡频率和调制功能单元8300的基准载波信号的相位或者幅度的每个初始设置，并执行放大单元8117的增益的初始设置，但是不执行用于改变注入锁定的设置信息的控制。
当控制器单元8446确定未获得注入锁定时，类似于第一实例的控制器单元8346，控制器单元8446根据规定过程改变发送侧本地振荡单元8304的振荡频率设置信息或者相位和幅度调整电路8307的幅度和相位设置信息，并改变放大单元8117的增益设置信息。当采用幅度调制或者ASK方案时，可以通过控制调制度来调整包含在毫米波信号中的载波信号的未调制分量的幅度。然后，控制器单元8446迭代地执行再次判断注入锁定状态的过程直到获得良好的同步为止。
这里，因为在“装置内或者装置之间的无线电发送”中通信环境无变化(固定)，所以注入锁定的参数设置可以无变化(固定)。例如，当确定存储在第一设置值存储单元7130或者第二设置值存储单元7230中的值以使得在产品交货时注入锁定状态最优时，可以基于存储在第一设置值存储单元7130或者第二设置值存储单元7230中的值在后续操作中执行注入锁定控制。不必使用第一设置值存储单元7130或者第二设置值存储单元7230执行恒定地监控并基于监控结果执行控制。因此，因为与一般无线电通信不同，控制器单元8346或者控制器单元8446中的控制不需要是动态地、自适应地和频繁地执行的，所以与一般无线电通信相比可以减小由于控制的总开销，且可以实现小尺寸、低功耗和高速度。
[注入信号和振荡输出信号之间的关系]
在图25中，示出了注入锁定中各个信号当中的相位关系。这里，基本上，注入信号(这里，基准载波信号)与用于调制的载波信号同相。
作为接收侧本地振荡单元8404的操作，可以采用注入锁定模式和放大器模式这两个模式。当采用注入锁定方案时，注入锁定模式用作基本操作，且放大器模式用于特定情况。特定情况是其中当基准载波信号用于注入信号时，用于调制的载波信号和基准载波信号在相位上不同的情况(典型地，处于正交关系)。当执行注入锁定时接收侧本地振荡单元8404的输出信号Vout(解调载波信号)和接收侧本地振荡单元8404的自激输出Vo之间的相位差是ψ，且到接收侧本地振荡单元8404的注入信号Sinj和接收侧本地振荡单元8404的自激输出Vo之间的相位差是“θ+ψ”。
当接收侧本地振荡单元8404以注入锁定模式操作时，如图所示，在接收的基准载波信号和通过注入锁定从接收侧本地振荡单元8404输出的振荡输出信号之间存在相位差。对于混频单元8402执行正交检测，需要校正该相位差。如从图25看到的，相位和幅度调整单元8406执行相位调整以使得接收侧本地振荡单元8404的输出信号与调制信号的相位一致的相移量是图25中的“θ”。换句话说，相位和幅度调整单元8406可以将当接收侧本地振荡单元8404以注入锁定模式操作时的输出信号Vout的相位偏移，以使得可以消除到接收侧本地振荡单元8404的注入信号Sinj和当执行注入锁定时的输出信号Vout之间的相位差“θ”。然而，虽然将在实施例8中描述细节，因为在输入到混频单元8402的接收信号和通过注入锁定功能输入到混频单元8402的载波信号之间存在路径差，实际上足够基于路径差来执行校正。
[注入量和自激频率的设置]
图26到图29是图示用于在实施例7中适当地设置用于注入锁定的信号的注入量的方案的图。这里，图26是示出了与注入锁定对应的调制和解调的基本配置的图。图27是示出了在来自接收侧本地振荡单元8404的自激的输出时用于调制的载波信号f1和解调载波信号之间的频率差与注入锁定中注入信号载波信号之间的相位差θ之间的关系的一个实例的图。图28是示出了注入锁定中注入信号和解调载波信号之间的相位差θ与解调输出s2的直流分量之间的关系的一个实例的图。图29是示出了接收电平(换句话说，到混频单元8402的输入电平)与锁定范围之间的关系的一个实例的图。
如图26所示，相位和幅度调整单元8406包括幅度调整单元8434，其基于放大比率(增益A)调整接收信号的大小(即，输入到混频单元8402的输入解调目标信号m2)并提供已调整信号作为注入信号到接收侧本地振荡单元8404。注入锁定控制单元8440的注入锁定检测单元8442检测解调信号s2的直流分量，并将检测结果和基于检测结果的设置值存储在第二设置值存储单元7230中。将在之后描述注入锁定检测单元8442的基于检测结果的设置值的细节。作为第二操作控制单元7250的一个实例的控制器单元8446具有用于基于从第二设置值存储单元7230a读取的设置值来控制接收侧本地振荡单元8404的自激频率的频率控制单元的功能。
如从上述描述理解的那样，当在自激时从接收侧本地振荡单元8404输出的载波信号f2(自激载波信号Vo)的频率(自激频率f2)接近在发送侧的从用于调制的发送侧本地振荡单元8304输出的调制载波信号f1的频率(调制频率f1)时，注入锁定更容易。当存在比如温度变化之类的环境变化时，调制载波信号f1的频率f1或者在自激时的载波信号f2(＝自激的载波信号Vo)的自激频率f2的变化或者接收电平(换句话说，到接收侧本地振荡单元8404的注入量)的变化发生，但是可以通过执行控制以使得在自激时的载波信号f2的自激频率f2可以接近调制频率f1来稳定锁定。
这里，如图27所示，注入锁定的载波信号f2(＝注入锁定输出Vout)和解调目标信号m2之间的相位差θ由调制载波信号f1(换句话说，输入到混频单元8402的输入解调目标信号m2)的频率f1和在来自接收侧本地振荡单元8404的自激输出时的载波信号f2的自激频率f2之间的差确定。换句话说，载波信号f2与注入锁定的解调目标信号m2的相位偏移是相位差θ，锁定范围fLOCK被表示为公式(2-1)，且相位差θ被表示为如参考文献A的公式(2-2)。在公式(2)(公式(2-1)和公式(2-2))中，Iinj表示注入信号电平(A|m2|)，Iosc表示作为注入同步振荡器的接收侧本地振荡单元8404的振荡电平(|f2|)，且Q表示接收侧本地振荡单元8404的Q值。
参考文献A：Narasimha Lanka等人，明尼阿波利斯大学，“Understanding theTransient Behavior of Injection Lock LC Oscillators”，IEEE2007定制的集成电路(CICC)
[数学式2]
[实施例7的操作和效果]
如图28所示，在解调功能单元8400中的解调处理中，由相位差θ确定解调信号s2的直流分量的大小。因此，可以看到当解调信号s2是直流分量最大时，相位差θ是“0”且去除了在来自接收侧本地振荡单元8404的自激输出时调制载波信号f1与载波信号f2之间的频率差。因此，期望控制在自激时载波信号f2的频率以使得解调输出s2的直流分量很大。
但是，如图29所示，锁定范围由于接收电平(即，输入到混频单元8402的输入解调目标信号m2的大小)而变化。具体地说，当解调目标信号m2的电平低时，对于在自激时调制载波信号f1和载波信号f2之间的频率差的相位差θ的变化很大，且当解调目标信号m2的电平高时，对于在自激时调制载波信号f1和载波信号f2之间的频率差的相位差θ的变化很小。因此，期望最优地选择在自激时载波信号f2的频率的变化量(级)，以快速地求得解调信号s2的直流分量的最大值同时保持锁定状态。
考虑上述，(控制器单元8446或者幅度调整单元8434(的频率控制单元)可以如下用作第二操作控制单元7250的一个实例。例如，可以根据|m2|预先计算最优步长(step)并存储在第二设置值存储单元7230中，且控制器单元8446的频率控制单元可以基于存储信息调整载波信号f2的自激频率f2。替代地，可以获得相位和幅度调整单元8430(的幅度调整单元8434)中的增益调整的最优值，以使得注入量恒定并存储在第二设置值存储单元7230中，且幅度调整单元8434可以基于存储的信息执行增益调整以使得注入量最优。
[实施例8]
图30到图32是图示实施例8的图。这里，图30是图示提供到混频单元8402的接收信号(即，输入到混频单元8402的解调目标信号m2)和提供到混频单元8402的解调载波信号之间的相位差的图。图31是图示提供到混频单元的接收信号和解调载波信号之间的相位差与解调信号的直流分量之间的关系的图。图32是图示用于抑制接收信号和提供到混频单元的解调载波信号之间的相位差的影响的方案的图。
实施例8的特征在于应用注入锁定，类似于实施例7，但是不同于如上所述的实施例7在于由第二设置值处理单元7200H适当地设置注入锁定的相位差。在下文中，为描述的简单起见，示出了其中未应用实施例7的形式，但是实施例8可以应用于其中采用实施例7的形式。
如实施例7中描述的那样，因为存在通过注入锁定功能输入到混频单元8402的接收信号(解调目标信号m2)和输入到混频单元8402的载波信号之间的路径差，所以如图30所示，实际上，出现对应于路径差的相位差的影响。因此，建议考虑相位差来执行校正。
这里，如图31所示，其中解调输出s2的直流分量变化的方式由于相位差而变化。例如，在图31(C)所示的实例中，相位差是零，且对于调制载波信号f1和在自激时的载波信号f2之间的频率差的直流分量的改变相对于零的频率差对称。另一方面，当相位差以正向增加时，峰值位置偏移到自激频率f2的低频侧。相对地，当相位差以负向增加时，峰值位置偏移到自激频率f2的高频侧。在任意情况下，对称性消失。
因此，例如，如图32(A)所示，可以在用于注入信号Sinj的路径和用于载波信号f2的路径中的至少一个中提供用于校正相位差的影响的相位调整单元8432作为相位和幅度调整单元8406(图32(A)示出了其中在用于载波信号f2的路径中提供相位调整单元8432的情况)。相位调整单元8432的相位校正量预先存储在第二设置值处理单元7200H的第二设置值存储单元7230中，以使得相位校正量最优，且相位调整单元8432可以基于存储的信息执行相位校正。即使在用于注入信号的路径和用于载波信号f2的路径的任意一个中，相位调整单元8432也可以对应于载波信号f2的频率f2的频段。如图32(B)所示，相位调整单元8432可以提供于导向混频单元8402的解调目标信号m2的系统中。然而，在这种情况下，相位调整单元8432需要具有与总体解调目标信号m2的频段，以及用于载波信号f2的频率f2的频段对应的宽带属性。
[实施例9]
图33是图示实施例9的通信装置的图。实施例9是其中基准信号发送装置3I应用于信号发送装置1I以构成通信装置8I的实例。
在实施例9中，参数设置的固定应用于展频码方案的无线电通信。实施例9的通信装置8I包括信号发送装置1I，其包括用于无线地发送发送目标信号的多个通信装置2I和基准信号发送装置3I。在发送侧的通信装置2I被称为发送器，在接收侧的通信装置2I被称为接收器，且发送器和接收机共同称为收发器。
信号发送装置1I使用展频码方案执行通信。发送频带是毫米波段。可以使用具有短波长(0.1到1毫米)的亚毫米波段代替毫米波段。作为代码复用方案的参考文献，可以参考参考文献B。
参考文献B：Proakis，“Digital Communications”，具体来说，Chapter 13(SpreadSpectrum Signals for Digital Communication)，McGrawHill
通信装置2I包括通信芯片8000。通信芯片8000可以是将在之后描述的发送芯片8001(TX)和接收芯片8002(RX)中的一个或两个，或者可以是其中在用于双向通信的一个芯片中包括发送芯片8001和接收芯片8002两者的功能的通信芯片。在优选的方面中，如图所示，在通信装置2I中组装通信芯片8000和基准信号接收装置7I，但是本发明不限于此。在图33的实例中，通信芯片8000和基准信号接收装置7I示为分开的功能单元，但是通信芯片8000可以包括基准信号接收装置7I的功能单元。
实施例9的基准信号发送装置3I包括用于无线地发送由通信装置2I使用的基准信号(在本实例中，作为例如用于展频码序列的定时信号的基准的信号)的基准信号发送装置5I(基准信号输出装置的一个实例)，和对于每个通信装置2I提供的基准信号接收装置7I。图33的实例示为其中在一个电子装置的壳体中容纳五个通信装置2I_1到2I_5、一个基准信号发送装置5I和四个基准信号接收装置7I_1到7I_4的实例，但是通信装置2I和基准信号接收装置7I的数目不限于该实例，且装置不必容纳在一个电子装置的壳体中。
展频码序列(展频码周期信号)是码元周期Tsym的基准时钟，且被描述为码元周期信号Sig1。码元周期信号Sig1的扩展速率是SF且展频码速率是T码片/秒(码片/s)。当执行使用展频码方案的通信时，基准信号发送装置5I发送在相同频率的基准信号(以下称为基准时钟)作为码元周期信号Sig1。
在这种情况下，在图33的实例中，因为通信装置2I之间的发送目标信号的无线电频率不同于每个通信装置2I和基准信号发送装置5I之间的基准信号的无线电频率，所以通信装置2I使用用于发送目标信号的无线电信号和基准信号的无线电信号的各自的天线(天线5400、天线7100和天线8080)，但是这不是必需的。例如，可以基于每个通信装置2I、基准信号发送装置5I和基准信号接收装置7I发送和接收同步信号的事实来使用一个公共天线。
在信号发送装置1I中，首先，基准信号发送装置5I无线地发送展频码周期的基准时钟(基准信号)，且通信装置2I(发送器和接收器)接收该基准时钟。也就是说，基准信号发送装置5I产生与展频码序列同步的基准时钟(码元周期Tsym的基准时钟：码元周期信号Sig1)，并发送与发送信号分离的基准时钟到对应于每个通信装置2I提供的基准信号接收装置7I。
对于每个通信装置2I提供的基准信号接收装置7I产生码元周期信号Sig1或者与码元周期Tsym的接收的基准时钟同步的展频码速率T码片/秒的时钟。通信装置2I与从基准信号发送装置5I(时钟发送器)发送的基准时钟同步地产生展频码序列，并基于该展频码序列执行展频处理或反向的逆展频处理。
在应用展频码方案的通信中，需要将发送侧的代码定时与接收侧的代码定时同步。当采用展频码方案以执行无线电通信时，期望在其中通信环境固定到一定程度的状态(例如，装置中的通信或者在相对短距离的装置之间的通信)中从普通户外通信考虑不同事件(event)。
例如，与比如所谓蜂窝通信的户外通信不同，存在下列特性，比如1)传播路径的情况不改变，2)在接收功率或者定时上没有(非常小)实质性变化，3)传播距离短，4)多路径的延迟扩展小，和5)在展频码中使用伪随机序列的需要低。1)到5)共同描述为“装置内或者装置之间的无线电发送”的特性。在“装置内或者装置之间的无线电发送”中，不必恒定地检查传播路径的情况，且可以使用规定展频码序列，如在通常码分复用无线电通信中那样。
由此，可以从基准信号发送装置5I向每个基准信号接收装置7I发送基准时钟，每个基准信号接收装置7I可以接收基准时钟，且每个通信装置2I可以基于由基准信号接收装置7I接收的基准时钟来产生用于码分复用处理的定时信号。通信装置2I基于预先检查的传播延迟或者其他通信环境特性执行定时校正，以获得上述代码定时同步。因为不使用比如匹配滤波器之类的复杂方案，可以减小通信装置2I的电路规模或者功耗。
另外，“装置内或者装置之间的无线电发送”可以认为是静态环境中的无线电信号发送，且通信环境特性可以认为是实质上无变化的。这指的是“因为通信环境无变化(固定)，所以参数设置也无变化(固定)”的事实。因此，例如，在产品交货时确定指示通信环境特性的参数并存储在比如存储器之类的存储装置中。在操作中，可以基于该参数执行相位校正。在当前实例的情况下，安装相位校正机制，但是恒定地监控通信环境特性并基于监控结果执行相位校正的机制是不必要的。因此，可以减小电路规模且可以降低功耗。
[通信装置的操作]
图34和图35是图示实施例9的通信装置8I的总体操作的图。这里，图34所示的第一实例是其中发送侧和接收侧中的任意一个包括使用通信芯片8000中的基准信号接收装置7I的时钟产生单元的方面，且图35所示的第二实例是其中发送侧和接收侧中的任意一个包括使用与通信芯片8000分离的基准信号接收装置7I的时钟产生单元的方面。虽然未示出，发送侧和接收侧之一可以包括使用通信芯片8000中的基准信号接收装置7I的时钟产生单元，且发送侧和接收侧的另一个包括使用与通信芯片8000分离的基准信号接收装置7I的时钟产生单元。采用BPSK作为调制方案。因为仅有的差别是时钟产生单元是否嵌入在通信芯片中，所以在下文中，将描述时钟产生单元嵌入在通信芯片8000中的第一实例。
另外，当应用于装置内(壳体中)的信号发送时，在相同壳体中容纳发送芯片8001和接收芯片8002的各个单元(且优选地，基准信号发送装置5I)。在壳体中，在作为第一信号处理单元的一个实例的代码展频处理单元8200和作为第二信号处理单元的一个实例的代码逆展频处理单元8500之间形成能够进行无线电发送的无线电信号发送路径。此外，当应用于装置之间的信号发送时，在第一电子装置的壳体中容纳发送芯片8001，且在第二电子装置的壳体中容纳接收芯片8002。优选地，在第一电子装置或者第二电子装置的壳体中容纳基准信号发送装置5I。当在确定位置布置第一电子装置和第二电子装置时，能够进行无线电发送的无线电信号发送路径形成在作为第一信号处理单元的一个实例的代码展频处理单元8200和作为第二信号处理单元的一个实例的代码逆展频处理单元8500之间。
要求基准信号REFCLK的发送芯片8001(TX)和接收芯片8002(RX)、在发送芯片8001之前包括的数据接口单元8100和在接收芯片8002之后包括的数据接口单元8600构成信号发送装置1I的基本配置。代码展频处理单元8200和调制功能单元8300提供于发送芯片8001中，解调功能单元8400和代码逆展频处理单元8500提供于接收芯片8002中。从将描述的时钟产生单元向代码展频处理单元8200和代码逆展频处理单元8500中的每一个提供码元周期信号Sig1和展频码速率信号Sig2作为基准信号REFCLK。在目前配置中，如将在之后描述的，基准信号接收装置7I用作时钟产生单元。
[数据接口单元：发送侧]
在发送侧的数据接口单元8100接收第一数据序列×1和第二数据序列×2，并将每个数据序列发送到发送芯片8001(具体来说，代码展频处理单元8200)。例如，1.25Giga比特/秒(Gbps)的数据经由数据接口单元8100提供到代码展频处理单元8200。
[代码展频处理单元]
在发送侧的代码展频处理单元8200使用从未示出的基准信号接收装置7I提供的码元周期信号Sig1和展频码速率信号Sig2，通过两个数据序列×1和数据序列×2来乘以两个正交展频码序列，将结果序列相加，并发送到调制功能单元8300。
[调制功能单元]
发送目标信号(基带信号：例如，12位图像信号)由未示出的信号产生单元转换为高速串行数据序列，并提供到调制功能单元8300。调制功能单元8300是用于基于倍增基准信号CLK2(低频基准信号)执行信号处理的的一个实例，并根据规定调制方案将作为调制信号的来自并串行转换单元的信号调制为调制的毫米波段信号。
作为调制功能单元8300，根据调制方案可以采用各种电路配置，但是，例如，可以采用包括2输入型混频单元8302(称为频率转换单元、混频器电路、乘法器等)和发送侧本地振荡单元8304(第一载波信号产生单元)的配置。混频单元8302以由发送侧本地振荡单元8304产生的载波信号Lo_TX调制从代码展频处理单元8200输出的信号。
发送侧本地振荡单元8304产生用于调制的载波信号Lo_TX(调制载波信号)。发送侧本地振荡单元8304是用于产生与由基准信号恢复单元产生的倍增基准信号CLK2同步的高频的载波信号(第二高频基准信号的一个实例)的第二高频基准信号输出单元的一个实例。发送侧本地振荡单元8304可以基于倍增基准信号CLK2_TX产生载波信号Lo_TX。发送侧本地振荡单元8304可以采用任意电路配置，但是，例如非常优选由PLL或者DLL配置。
混频单元8302将来自并串行转换单元的信号乘以(调制)由发送侧本地振荡单元8304产生的毫米波段的载波信号Lo_TX，以产生毫米波段的发送信号(调制信号)，并提供发送信号到放大单元8360。发送信号由放大单元8360放大，且从发送天线8380辐射毫米波段的无线电信号Sm。
[解调功能单元]
解调功能单元8400可以使用在根据发送侧的调制方案的范围内的各种电路配置，但是至少采用与调制功能单元8300的调制方案对应的电路配置。解调功能单元8400是用于基于倍增基准信号CLK2(低频基准信号)执行信号处理的信号处理单元的一个实例。解调功能单元8400例如包括2输入型混频单元8402和接收侧本地振荡单元8404(第二载波信号产生单元)，并使用所谓锁定检测方案执行从由天线8236接收的接收信号的信号解调。
混频单元8402以由接收侧本地振荡单元8404产生的载波信号Lo_RX解调从放大单元8460输出的信号。例如，虽然未示出，低通滤波器(LPF)可以提供于混频单元8402的后级中以消除包含在倍增输出中的谐波分量。在锁定检测方案中，由接收侧本地振荡单元8404而不是混频单元8402恢复载波，且使用恢复的载波执行解调。在使用锁定检测的通信中，发送和接收载波信号需要是已经频率锁定和相位锁定的。
接收侧本地振荡单元8404是用于产生与由基准信号恢复单元产生的倍增基准信号CLK2同步的更高频的载波信号(第二高频基准信号的一个实例)的第二高频基准信号输出单元的一个实例。接收侧本地振荡单元8404可以基于倍增基准信号CLK2_RX产生载波信号。接收侧本地振荡单元8404可以采用各种电路配置，但是非常优选例如由PLL或者DLL配置。
[代码逆展频处理单元]
在接收侧的代码逆展频处理单元8500使用从未示出的基准信号接收装置7I提供的码元周期信号Sig1和展频码速率信号Sig2，使用已知的展频码序列，检测由解调功能单元8400解调的接收信号(基带信号)中的展频码序列的定时，通过将接收信号乘以展频码序列来执行积分，并将结果信号发送到执行逆展频的数据接口单元8600。由此，在展频码方案中，需要代码同步机制。
[数据接口单元：接收侧]
在接收侧的数据接口单元8600接收从接收芯片8002(代码逆展频处理单元8500)第一数据序列D1和第二数据序列D2，并发送第一数据序列D1和第二数据序列D2到后级电路。例如，从代码展频处理单元8500提供的1.25Giga比特/秒(Gbps)的数据经由数据接口单元8600发送到后级。
[发送侧]
在发送芯片8001中，代码展频处理单元8200包括与数据序列×1对应的展频码序列产生单元8212和展频处理单元8214，且包括与数据序列×2对应的展频码序列产生单元8222和展频处理单元8224，且还包括加法单元8230。另外，发送芯片8001包括使用基准信号接收装置7I的时钟产生单元7002(第一时钟产生单元的一个实例)。时钟产生单元7002包括放大单元7202(与放大单元7200对应)、施密特触发器7402(基准信号恢复单元的一个实例)和时钟产生单元7502(与倍增基准信号输出单元的一个实例对应)。
施密特触发器7402包括用于获取基准时钟(码元周期信号Sig1)作为二进制数据的二进制化单元的功能。具体地说，施密特触发器7402对由放大单元7202放大的基准信号CLK0(基于基准信号J1)进行波形整形以获取周期Tsym的码元周期信号Sig1，并提供码元周期信号Sig1到数据接口单元8100，展频码序列产生单元8212和展频码序列产生单元8222。
时钟产生单元7502产生与从施密特触发器7402提供的码元周期信号Sig1同步的周期Tchip的基准时钟(展频码速率信号Sig2)，并提供展频码速率信号Sig2到展频处理单元8214和展频处理单元8224。码元周期信号Sig1和展频码信号Sig2的频率关系是Tsym＝SF×Tchip。由时钟产生单元7002产生的码元周期信号Sig1和展频码速率信号Sig2是用于展频码方案的无线电通信处理的第一信号处理(代码展频处理)的第一基准时钟的一个实例。
数据接口单元8100与码元周期信号Sig1同步地输出数据序列×1和数据序列×2到代码展频处理单元8200。
展频码序列产生单元8212基于从时钟产生单元7002提供的码元周期信号Sig1和展频码速率信号Sig2，将其中时钟周期与代码序列周期相同的展频码F1输出到展频处理单元8214。展频处理单元8214将经由数据接口单元8100与码元周期信号Sig1同步地提供的数据序列×1乘以从展频码序列产生单元8212提供的展频码F1以执行代码展频，并提供已处理的数据到加法单元8230。类似地，展频码序列产生单元8222基于从时钟产生单元7002提供的码元周期信号Sig1和展频码速率信号Sig2，将其中时钟周期与代码序列周期相同的展频码F1输出到展频处理单元8224。展频处理单元8224将经由数据接口单元8100与码元周期信号Sig1同步地提供的数据序列×2乘以从展频码序列产生单元8222提供的展频码F2以执行代码展频，并提供已处理的数据到加法单元8230。
[接收侧]
在接收芯片8002中，代码逆展频处理单元8500包括与恢复的数据序列D1对应的展频码序列产生单元8512和逆展频处理单元8514，且包括与恢复的数据序列D2对应的展频码序列产生单元8522和逆展频处理单元8524。接收芯片8002包括使用基准信号接收装置7I的时钟产生单元7004(第二时钟产生单元的一个实例)。时钟产生单元7004包括放大单元7204(与放大单元7200对应)，用作相位校正电路的相移单元7404(基准信号恢复单元的一个实例)和时钟产生单元7504(倍增基准信号输出单元的一个实例)。
时钟产生单元7504产生与从相移单元7404提供的码元周期信号Sig1同步的周期Tchip的基准时钟(展频码速率信号Sig2)，并提供展频码速率信号Sig2到逆展频处理单元8514和逆展频处理单元8524。码元周期信号Sig1和展频码速率信号Sig2的频率关系是Tsym＝SF×Tchip。由时钟产生单元7004产生的码元周期信号Sig1和展频码速率信号Sig2是用于展频码方案的无线电通信处理的第二信号处理(代码逆展频处理)的第二基准时钟的一个实例。
展频码序列产生单元8512基于从时钟产生单元7004提供的码元周期信号Sig1和展频码速率信号Sig2，将其中时钟周期与代码序列周期相同的展频码F3输出到逆展频处理单元8514。逆展频处理单元8514将由解调功能单元8400解调的基带乘以从展频码序列产生单元8512提供的展频码F3以执行代码逆展频，并提供已处理的数据到数据接口单元8600。类似地，展频码序列产生单元8522输出展频码F4到逆展频处理单元8524。逆展频处理单元8524将由解调功能单元8400解调的基带乘以从展频码序列产生单元8522提供的展频码F4以执行代码逆展频，并提供已处理的数据到数据接口单元8600。
数据接口单元8600使用从逆展频处理单元8514和逆展频处理单元8524提供的逆分布的已处理的数据作为数据序列D1或者数据序列D2，并输出与码元周期信号Sig1同步的数据。
虽然未示出，展频码序列产生单元8212、展频码序列产生单元8222、展频码序列产生单元8512和展频码序列产生单元8522可以包括用于存储展频码序列a{a0、a1、a2、...、aN-1}的每个值ai的多个寄存器，用于以规定值(在这里，SF)频率倍增基准时钟(在这里，码元周期信号Sig1)的乘法单元和选择单元(选择器)。来自寄存器的展频码序列a{a0、a1、a2、...、aN-1}的每个值ai输入到选择单元的每个输入端。乘法单元的输出信号作为输出开关信号提供到选择单元的控制输入端子。例如，乘法单元将在1.25GigaHz(GHz)的码元周期信号Sig1乘以4以产生在5GigaHz的输出开关信号，且提供输出开关信号到选择单元8806的控制输入端子。选择单元基于来自乘法单元的输出开关信号单元依次选择并输出来自寄存器的展频码序列a{a0、a1、a2、...、aN-1}的值ai的任意一个，以由此输出其中时钟周期(码元周期Tsym)与代码序列周期相同的展频码F@(@是1，2，3，4)。
在信号发送装置1I中，例如，扩展速率SF＝4，码片速率是5Giga码片/秒(G码片/s)，且调制方案是BPSK。因此，发送目标数据的发送速度是1.25Giga比特/秒。基准信号发送装置5发送与码元周期信号Sig1相同的在1.25GigaHz的基准信号CLK0(与基准信号J1对应)。数据接口单元8100、发送芯片8001、接收芯片8002和数据接口单元8600中的每一个与从基准信号发送装置5发送的基准信号CLK0同步地操作。
例如，在发送侧，接收基准信号CLK0，且由放大单元7202放大，并由施密特触发器7402进行波形整形，以由此获得周期Tsym的码元周期信号Sig1。另外，时钟产生单元7502产生与码元周期信号Sig1同步的周期Tchip的展频码速率信号Sig2。类似地，在接收侧，接收基准时钟(码元周期信号Sig1和展频码速率信号Sig2)，但是可以由相移7404调整基准时钟的相位。
数据接口单元8100与码元周期信号Sig1同步地输出数据序列×1和数据序列×2。展频处理单元8214和展频处理单元8224彼此同步地输出其中时钟周期与代码序列周期相同的展频码F1或者展频码。展频处理单元8214和展频处理单元8224将数据序列D1或者数据序列D2相应的展频码F1或者F2以由此执行展频。然后，调制功能单元8300执行转换为给定频率(例如，60GigaHz)的频率转换并发送。
接收芯片8002接收从发送芯片8001发送的无线电信号，解调功能单元8400将无线电信号转换为基带，且代码逆展频处理单元8500(的逆展频处理单元8514或者逆展频处理单元8524)执行逆展频。因为在这种情况下展频码序列的定时由从基准信号发送装置5到发送芯片8001或者接收芯片8002的信号传播延迟确定，所以由相移单元7404校正定时。
[实施例9的操作和效果]
当使用无线电信号执行信号发送时，可以复用并发送多个信号。作为一个实例，例如，已知用于将正交码序列乘以用于加法复用和发送的数据序列的码分复用。码分复用方案的特征在于其可以将多个数据序列复用到单个载波中。例如，通过应用码分复用方案实现使用毫米波的无线发送装置，由此实现高速数据发送。具体来说，当这种装置用于装置内(芯片之间、基板之间、模块之间等)的通信时，使用导体的发送路径是不必要的，例如可以改进基板的布置的自由度，可以减小安装成本，且可以减小例如在LVDS中值得注意的EMI问题。柔性基板具有连接器单元的可靠性的问题，但是可以通过无线电发送改善可靠性。
在装置内或者装置之间，在通信电路之间发送具有不同发送速率或数据宽度的多个信号。复用信号的方法主要包括频分复用、时分复用、空分复用和码分复用这四个方案。这里，在用于装置内或者装置之间的发送的装置中，可以使用四个复用方案中的一个或者一些。
频分双工是使用不同载波频率发送多个数据的方案，且需要准备具有不同载波频率的多个发送器和接收机。时分复用是使用多个数据的不同发送定时的发送方案，且在发送器和接收器中都需要用于定义各个数据的发送定时的机制。空分复用是经由多个隔离的传播路径发送多个数据的方案。例如，准备多个发送线且使用天线的方向性。码分复用是将正交码序列乘以数据序列以用于加法复用(addition multiplication)和发送的方案，如上所述，且可以复用具有不同发送速率的数据序列，但是需要展频码同步机制。在其中不采用实施例9的现有的展频码方案的接收器中，例如使用匹配滤波器，但是接收器变得复杂，且存在功耗或电路规模的缺点。
同时，实施例9的信号发送装置1I包括通信装置8I(其包括收发器)和基准信号发送装置3I(其包括基准信号发送装置5I和基准信号接收装置7I)。从基准信号发送装置5I发送的基准时钟提供到作为发送器的发送芯片8001，并输入到代码展频处理单元8200的展频码序列产生单元8212和展频码序列产生单元8222。类似地，在接收侧，从基准信号发送装置5I发送的作为码元周期信号Sig1和展频码速率信号Sig2的基准时钟提供到作为接收器的接收芯片8002，并输入到代码逆展频处理单元8500的展频码序列产生单元8512和展频码序列产生单元8522。
因此，由收发器处理的展频码与码元周期信号Sig1的一个周期同步。因此，在接收器中用于检测用于逆展频的代码的定时的电路，比如匹配滤波器是不必要的。也就是说，从基准信号发送装置3的基准信号发送装置5发送作为码元周期信号Sig1或者展频码速率信号Sig2的基准的基准时钟，由发送器和接收机接收基准时钟以同步展频码序列，以使得可以简化接收器的同步机制。因此，可以抑制功耗或者电路大小。例如，因为码分复用方案用于装置内发送，获得的优点在于可以复用具有不同数据速率的多个数据序列。
另外，实施例9的信号发送装置1I包括第二设置值处理单元72001。第二设置值处理单元72001包括第二I/O接口单元7270、第二设置值存储单元7230和第二操作控制单元7250。基于比如从基准信号发送装置5I到发送器(具体来说，发送芯片8001)或者接收器(具体来说，接收芯片8002)的信号传播延迟之类的通信环境特性定义的规定校正量的设置值经由第二I/O接口单元7270预先存储在第二设置值存储单元7230中。第二操作控制单元7250向相移单元7404通知(设置)校正量的存储的设置值。
相移单元7404包括用于获取基准时钟(码元周期信号Sig1)作为二进制数据的二进制化单元的功能，和用于校正获取的码元周期信号Sig1的相位的相位校正单元的功能。具体地说，相移单元7404的二进制化单元将由放大单元7204放大的基准信号CLK0进行波形整形以获取周期Tsym的码元周期信号Sig1，并提供码元周期信号Sig1到展频码序列产生单元8512、展频码序列产生单元8522和数据接口单元8600。在这种情况下，相移单元7404的相位校正单元根据从第二操作控制单元7250通知的校正量来执行相位校正。也就是说，相移单元7404根据基于通信环境特性(比如从基准信号发送装置5I到发送器(具体来说，发送芯片8001)或者接收器(具体来说，接收芯片8002)的信号传播延迟)定义的规定的校正量执行相位校正。因为其不是用于恒定地监控通信环境特性并基于监控结果执行相位校正的机制，所以可以减小电路规模并可以降低功耗。
[实施例9的变型]
作为变型，虽然未示出，但例如可以接收基准时钟代替第二数据序列×2并提供到发送芯片8001。在通信装置8I(信号发送装置1I和基准信号发送装置3I)中，基准信号发送装置5I提供在发送侧和接收侧的任意一个上的通信装置2I中，且由用于通信装置2I的振荡器(基准振荡器、本地振荡电路等)产生的信号用作发送到另一个通信装置2I的基准时钟(与基准信号J1对应)。这是当应用于与数据(发送目标信号)一起发送时钟的信号发送装置时适当的实例。在这种情况下，基准信号发送装置5I可以不包括具体来说产生基准信号J1的功能，且简单地用作用于输出基准信号的基准信号输出单元。可以实现比如上所述的实施例9中的装置更简单的装置。
例如，要发送的数据序列和与数据序列同步的基准时钟(同步时钟)输入到在发送侧上的通信装置2I的发送芯片8001。在这种情况下，输入同步时钟被直接发送到基准信号发送装置5I(其发送同步时钟)。与如上所述的实施例9不同，发送芯片8001包括除了时钟产生单元7002之外的部分，且接收芯片8002包括除了时钟产生单元7004之外的部分。基准信号接收装置7I具有与时钟产生单元7004相同的配置。在这种情况下，发送芯片8001使用同步时钟同步展频码序列，并从基准信号发送装置5I无线地发送同步时钟。在接收侧上的通信装置2I接收从基准信号发送装置5I发送的同步时钟，且接收芯片8002包括实施例9的解调功能单元8400和代码逆展频处理单元8500，并基于由基准信号接收装置7I产生的同步时钟执行逆展频处理。来自代码逆展频处理单元8500的信号和来自基准信号接收装置7I的时钟提供到数据接口单元8600。
作为另一变型，基于上述实施例9，由在发送侧和接收侧的至少一个(一个，另一个或者两个；优选两个)中的本地振荡电路(发送侧本地振荡单元8304和接收侧本地振荡单元8404)产生的载波信号与从基准信号发送装置5I发送的基准信号J1同步。也就是说，这是用于将本地振荡器与从基准信号发送装置5I发送的基准信号J1同步的方法。在该同步处理中，期望应用注入锁定方案。
虽然已经在上述实施例9中描述了与展频码序列的码片速率的定时同步，但期望还获得码分复用方案中的载频同步。虽然已经基于在接收侧通过一般方案获得载波信号同步的前提给出了实施例9中的描述，但基于从基准信号发送装置5I发送的基准信号J1执行该变型中的同步处理。在该实例中，在发送侧和接收侧两者的通信装置2I中，将本地振荡器与从基准信号发送装置5I发送的基准信号J1同步。由在发送侧的时钟产生单元7002(施密特触发器7402)或者在接收侧的时钟产生单元7004(相移单元7404)基于从基准信号发送装置5I发送的基准信号J1产生码元周期信号Sig1，但是码元周期信号Sig1用作用于每个本地振荡电路的基准时钟(例如，具有PLL配置或者注入锁定配置)。
[实施例10]
图36和图37是图示实施例10的图。这里，图36是示出实施例10应用到的信号发送装置1J的总体概述的图。图37是示出了图示从发送侧Tx和接收侧Rx中的载波的频移的频率-幅度特性实例的图。具体地说，图37(A)是图示实施例10不应用到的比较实例的图，图37(B)是图示实施例10的第一基本实例的图，且图37(C)是图示实施例10的第二基本实例的图。
在实施例10中，当实现发送数据的高速对应时应用参数设置的固定。首先，当使得发送系统和接收系统中的每一个能够进行宽带发送而不拓宽实际发送频段时，由第一设置值处理单元7100J或者第二设置值处理单元7200J执行对于发送数据的高速度的操作设置。拓宽发送系统或者接收系统的带宽或者设置载波频率的使用频带到对于发送数据的高速度具有更短波长的频带由装置配置限制。需要用于实现发送数据的高速度而不拓宽发送系统或者接收系统的带宽或者改变载波频率的使用频带的方案，但是难以满足该需要，且实施例10提供了解决方案。
在实施例10的方案中，载波频率从频带的中心偏移以实现具有与不应用实施例10的情况相同的带宽的发送和接收之间的发送特性的高速发送。换句话说，该方案对应于使用发送和接收之间的发送频率特性发送频率特性相对于载波频率的不对称性的宽带发送。作为用于从在发送和接收之间的发送频率特性的频带中心将载波频率偏移的方案，存在用于从载波频率偏移Tx(发送)频带和Rx(接收)频带中的任意一个的第一频移方案，和用于从载波频率以相同方向偏移Tx频带和Rx频带两者的第二频移方案。在任意情况下，Tx系统和Rx系统的频率特性从载波(载波)偏移以使得可以实现宽带发送。与具有与其中不应用实施例10的情况相同的带宽的发送单元和接收单元的组合相比可以获得更宽的信号频带，且可以实现高速发送。该方案作为用于以有限频带实现高数据速率的方案是非常有效的。在下文中，这种实施例10的方案被简单地称为“频移方案”。
如图36所示，用于控制作为用于在调制处理中定义载波频率的功能单元的调制功能单元8300(例如，调制功能单元8300A)的操作(具体来说，发送侧本地振荡单元8304的载波信号输出操作)的第一设置值处理单元7100J包括在发送侧中。调制功能单元8300A是信号处理单元的一个实例，发送侧本地振荡单元8304是用于产生用于调制的载波信号第一载波信号产生单元的一个实例，且混频单元8302是用于以由第一载波信号产生单元(发送侧本地振荡单元8304)产生的用于调制的载波信号来对发送目标信号进行频率转换以产生发送信号的第一频率转换单元的一个实例。第一设置值处理单元7100J将用于定义载波信号的频率从发送特性的频带中心的偏移量的设置值输入到作为信号处理单元的一个实例的调制功能单元8300(具体地说，发送侧本地振荡单元8304)。第一设置值处理单元7100J采用第二基本配置，但是可以包括第一设置值确定单元7110代替第一I/O接口单元7170，如在第一基本配置中那样。
用于控制解调功能单元8400(例如，解调功能单元8400a)的操作的第二设置值处理单元7200J包括在接收侧中，该解调功能单元8400是用于定义解调处理(具体来说，接收侧本地振荡单元8404的载波信号输出操作)中的载波频率的功能单元。解调功能单元8400A是信号处理单元的一个实例，载波恢复单元8403是用于产生用于解调的载波信号的第二载波信号产生单元的一个实例，且混频单元8402是用于以由第二载波信号产生单元(载波恢复单元8403)产生的用于解调的载波信号来对接收的发送信号进行频率转换的第二频率转换单元的一个实例。第二设置值处理单元7200J将用于定义载波信号的频率从发送特性的频带中心的偏移量的设置值输入到作为信号处理单元的一个实例的解调功能单元8400(具体地说，载波恢复单元8403)。第二设置值处理单元7200J采用第二基本配置，但是可以包括第二设置值确定单元7210代替第二I/O接口单元7270，如在第一基本配置中那样。在实施例10中，接收侧(即，解调功能单元8400A)采用锁定检测方案。接收侧可以使用锁定检测方案作为基本方案或者可以使用注入锁定。
另外，在该实例中，设置值处理单元提供于发送侧和接收侧两者，以使得用于调制的载波信号和用于解调的载波信号两者可以设置为从发送和接收之间的发送特性的频带中心偏移(即，以使得可以应用第二频移方案)，但是这不是必需的。用于调制的载波信号和用于解调的载波信号的至少一个可以设置为从发送和接收之间的发送特性的频带中心偏移。当应用第一频移方案时，使得Tx频带和频带之一的中心与载波频率一致，且仅Tx频带和Rx频带中另一个可以从载波频率偏移。例如，当仅Tx频带从载波频率偏移时，可以仅提供第一设置值处理单元7100J，且当仅Rx频带从载波频率偏移时，可以仅提供第二设置值处理单元7200J。
在使用毫米波段或者毫米波段前后的波长段(wavelength band)的装置内或者装置之间的无线电发送的情况下，例如，因为即使存在反射时，其也是固定的反射，所以包括接收频带(解调频率特性的频带)和发送频带(调制频率特性的频带)的综合发送特性，发送侧和接收侧的放大器的发送特性和发送空间的发送特性可以被处理为固定的。因此，在具有与其中不应用实施例10的情况相同的带宽的发送和接收之间的发送特性中，当载波频率根据发送特性从频带的中心偏移时，可以预先固定偏移量(设置值的一个实例)。
当设置(确定)载波频率的偏移量时，例如，可以参考模拟分析结果。在仿真中，首先，对于发送芯片(在发送侧的半导体芯片103)和接收芯片(在接收侧的半导体芯片203)中的每一个，从幅度特性的测量数据获得频率特性。例如，测量调制频率特性作为发送芯片的频率特性。
具体地说，测量点是放大单元8117的输出端，以在唯一载波频率的载波调制调制信号，且测量输出信号对载波的比率的频率特性(转换增益＝输出信号/载波[dB])，以使得可以忽略毫米波信号发送路径9的影响，即，以使得可以识别出单个发送芯片的特性。另外，可以从并串行转换单元8114的前级(例如，在例如图1中示出的LSI功能单元104)提供调制信号(发送目标信号)。
作为接收芯片的频率特性，测量转换增益的频率特性。具体地说，毫米波信号的输入点(非调幅波＝RF输入)是放大单元8224的输入端，以唯一载波频率的恢复的载波解调毫米波信号，且测量解调输出对RF输入的比率的频率特性(转换增益＝解调输出/RF输入[dB]，以使得可以忽略毫米波信号发送路径9的影响，即，以使得可以识别单一接收芯片的特性。另外，例如，测量点可以是滤波处理单元8410的输出端，以使得容易排除包含在解调输出中的直流分量或者谐波分量的影响。
从两个芯片的获得的频率特性的合成(Tx值和Rx值)得到的数据点由二次函数或者三次函数近似和外插以获得(近似)综合频率特性。当毫米波信号发送路径9的频率特性假定为在发送频带范围内平坦且无损时，可以考虑获得的综合频率特性作为从接收系统的信号输入端子(LSI功能单元104)向发送系统的信号输出端子((LSI功能单元204)指定的综合频率。然后，近似的综合频率特性由载波频率向着基带偏移。在该状态下，模拟I轴分量(同相分量)和Q轴分量(正交分量)的脉冲响应，并根据模拟结果考虑数据发送性能。此外，可以从频率特性和脉冲响应的不对称性之间的关系考虑发送数据的高速度的条件以确定频移量。为了执行高速通信，需要宽频段，但是可能难以获得宽频段。即使在这种情况下，因为实施例10的频移实质上不拓宽带宽，所以效果也是优良的。在这种情况下的综合频率特性由“Tx值和Rx值“示出，且不反映毫米波信号发送路径9的发送特性，但是实际上，因为也影响特性，所以当毫米波信号发送路径9的发送特性由TRx值示出时，总体频率特性的合成可以由“Tx值、Rx值和TRx值”示出。
例如，如图37(A)所示，比较实例是其中载波频率设置在接收频带(解调频率特性的频带)和发送频带(调制频率特性的频带)的中心的实例，类似于其中调制幅度的一般情况(例如，参见专利申请No.2005-513866)。在这种情况下，需要宽频带以执行高速通信。然而，拓宽发送系统、发送路径(与毫米波信号发送路径9对应)和接收系统的每个频带存在限制。即使载波频率的使用频带设置为具有更短波长的频带，例如，当使用亚毫米波段代替毫米波段以应对发送数据的高速度时，也难以无限地应对且装置配置受限。
同时，因为图37(B)所示的实施例10的第一基本实例是其中应用第一频移方案的实例，所以使得Rx频带的中心与载波频率ωc一致，且仅Tx频带从载波频率ωc向上偏移。虽然未示出，但可以使得Rx频带的中心与载波频率ωc一致，且仅Tx频带从载波频率ωc向下偏移。此外，虽然未示出，但可以使得Tx频带的中心与载波频率ωc一致，且仅Rx频带可以从载波频率ωc向上或者向下偏移。在实际频率布置的设置中，由发送侧本地振荡单元8304使用的载波频率的设置可以从获得的发送频带(调制频率特性的频带)的中心偏移例如测量值(measurement)。
因为图37(C)所示的实施例10的第二基本实例是其中应用第二频移方案的实例，所以Tx频带和Rx频带两者从载波频率ωc向上偏移。虽然未示出，但Tx频带和Rx频带两者可以从载波频率ωc向下偏移。另外，Tx频带和Rx频带从载波频率ωc偏移的方向需要相同。当Tx频带和Rx频带以相反方向偏移时，(几乎)不存在影响。在实际频率布置的设置中，由接收侧本地振荡单元8404使用的恢复的载波频率(即，由发送侧本地振荡单元8304使用的载波频率)的设置可以从获得的接收频带(解调频率特性的频带)的中心偏移例如测量值。
[实施例10的操作和效果]
对于以下，通过应用实施例10的第一频移方案或者第二频移方案并从载波频率的中心偏移Tx频带或者Rx频带，宽带发送变得可能。当应用实施例10的频移时，由于不对称性而主要解调虚轴分量，但是可以通过锁定检测由基带抑制该虚轴分量的影响。从频率轴的关系看，每一发送系统Tx和接收系统Rx的实质发送频带不变宽，但是从两者的合成得到的综合频带由于所谓外观折叠(folding in appearance)而扩展。从脉冲响应关系来看，因为虚轴分量的脉冲响应(在不同相位的脉冲响应)的脉冲宽度变窄，所以可以实现高速发送。因为发送系统Tx和接收系统Rx的频率特性从载波偏移，所以宽带发送变得可能而不拓宽每一发送系统Tx和接收系统Rx的实质发送频带。然而，用于锁定检测的载波频率(本地振荡频率)的虚轴分量很大。也就是说，当使用不对称的频率特性时，如在图37(B)所示的第一基本实例或者图37(C)所示的第二基本实例中，脉冲宽度变窄且可以发送高速数据，但是易于受到从用于锁定检测的本地振荡器(载波恢复单元8403)输出的恢复的载波(所谓本地振荡波)的相移的影响。
[与基准实例的比较]
在无线电通信的领域，实现高速信号发送和相应占用频带(的减少)的兼容性成为有效的装置构建所需的条件。例如，对于幅度调制的频谱，在相对于作为中心的载波频率的两个边带中保存发送目标信号的频谱。直接发送双边带同时抑制载波分量的方案是DSB(双边带抑制载波：双边带)发送，且发送上边带和下边带中的任意一个的方案是SSB(单边带抑制载波：单边带)发送。DSB发送抑制载波然后执行发送且具有优良的功效。然而，在DSB发送中，需要用于抑制载波的理想带通滤波器，且难以发送直流分量或者接近DC的低频分量。普通AM调制可以应对此，但是需要宽的占用频带。此外，类似于普通AM调制，DSB发送要求发送目标信号的带宽的两倍的带宽。SSB发送抑制载波然后执行发送且具有优良的功效，这类似于DSB。此外，SSB发送可以使用与发送目标信号的带宽相同的带宽，但是需要用于一个边带的理想的带通滤波器。
同时，作为在DSB发送和SSB发送之间下降的方案，存在VSB(残留边带)发送。在VSB发送中，其中通过平滑SSB发送所需的滤波器的截止频率特性而具有接近载波频率的流畅的截止特性的滤波器，使得AM调制的高频信号中消除的边带的频谱略微残留的VSB信号被发送。在接收侧，使用在载波频率的一部分中展现点对称截止特性的VSB滤波器接收信号。如在SSB方案中执行解调，但是当VSB滤波器的相位特性是直的时，载波的左边分量折叠并叠加在右边上，因此已解调信号具有平坦特性，以使得可以从接收信号恢复校正信号。VSB发送指的是用于使得直流分量发送和相对窄的占用频带兼容的方案。
这里，实施例10的频移方案中的频率布置可能初看起来，看起来类似于VSB发送的频率布置。然而，VSB发送要求在发送侧和接收侧两者的特定滤波器，而实施例10的频移方案不使用这种滤波器。这基于以下事实，在实施例10中，通过发送侧的放大单元8117或者接收侧的放大单元8224的使用频带的设置(频移)，来执行等效于在VSB发送中在发送和接收中的滤波处理的处理。此外，VSB发送具有保证近直流信息发送同时增加频率使用效率的目的。使用相对于载波的一个整体边带和另一边带的一部分(在载波侧)。另一方面，实施例10的频移方案通过从频带(具体地说，在发送和接收之间的发送频带：先前实例中的综合频率特性的频带)的中心偏移载波频率而使得高速发送可能，且也存在操作和效果的差异。在实施例10的VSB发送和频移方案中，频率布置仅示为外表上相同，且在VSB发送中存在用于实施例10的频移方案的技术思想，即“从发送和接收之间的发送频带的中心偏移载波频率”。
[实施例11]
实施例11是其中在以上描述的实施例中的每一个中的参数设置的固定应用于电子装置的实例。在下文中，示出了三个典型实例。
[第一实例]
图38是图示实施例11的电子装置的第一实例的图。第一实例是其中在一个电子装置的壳体中执行无线电信号发送的应用实例。第一实例是对其中安装固态成像装置作为电子装置的成像装置的应用的实例。这个类型的成像装置是市场上可买到的，例如，作为数码相机或者摄像机(录像摄像机)或者计算机的相机(网络相机)。
第一通信装置(对应于通信装置2)安装到主基板，控制电路或者图像处理电路安装到主基板，且第二通信装置(对应于通信装置2)安装到安装固态成像装置的成像基板(相机基板)。
成像基板502和主基板602布置在成像装置500的壳体590中。固态成像装置505安装在图像基板502上。例如，固态成像装置505是CCD(电荷耦合器件)(其中在图像基板502上安装固态成像装置505的驱动单元(水平驱动器或者垂直驱动器))，或者是CMOS(互补金属氧化物半导体)传感器。
用作第一通信装置的半导体芯片103安装在主基板602上，且用作第二通信装置的半导体芯片203安装在成像基板502上。虽然未示出，除固态成像装置505之外，比如成像驱动单元之类的外围电路安装在成像基板502上，且图像处理引擎、操作单元、各种传感器等安装在主基板602上。
半导体芯片103和半导体芯片203分别具有作为基准信号发送装置5的功能和作为基准信号接收装置7的功能。此外，半导体芯片103和半导体芯片203分别具有与发送芯片8001和接收芯片8002相同的功能。发送芯片8001和接收芯片8002两者的功能使得能够应对双向通信。上述情况也适用于将在之后描述的其他应用实例。
固态成像装置505或者图像驱动单元对应于第一通信装置的LSI功能单元的应用功能单元。在发送侧的信号产生单元连接到LSI功能单元，且经由发送路径连接单元与天线236连接。在与固态成像装置505分离并安装在成像基板502上的半导体芯片203中容纳信号产生单元或者发送路径连接单元。
图像处理引擎、操作单元、各种传感器等对应于第二通信装置的LSI功能单元的应用功能单元，且容纳用于处理由固态成像装置505获取的图像信号的图像处理单元。在接收侧的信号产生单元连接到LSI功能单元，并经由发送路径连接单元与天线136连接。在与图像处理引擎分离并安装在主基板602上的半导体芯片103中容纳信号产生单元或者发送路径连接单元。
在发送侧的信号产生单元例如包括复用处理单元、并串行转换单元、调制单元、频率转换单元、放大单元等，且在接收侧的信号产生单元例如包括放大单元、频率转换单元、解调单元、串并行转换单元、统一处理单元等。上述情况也适用于将在之后描述的另一应用实例。
执行天线136和天线236之间的无线电通信以使得由固态成像装置505获取的图像信号经由天线之间的无线电信号发送路径9发送到主基板602。可以对于双向通信形成该配置。例如，在这种情况下，用于控制固态成像装置505的基准时钟或者各种控制信号经由天线之间的无线电信号发送路径9发送到成像基板502。
在图38(A)和图38(B)的任意一个中，提供毫米波信号发送路径9的两个系统。类似于将在之后描述的第二实例，毫米波信号发送路径9可以是一个系统。在图38(A)中，发送路径是自由空间发送路径9B。在图38(B)中，发送路径是空腔波导9L。空腔波导9L可以具有其中周围由屏蔽包围且内部是空的结构。例如，周围由作为屏蔽的一个实例的导体MZ围绕且内部是空的。例如，导体MZ的围墙附加到主基板602以围绕天线136。在成像基板502的一侧的天线236的移动中心布置在面对天线136的位置。因为导体MZ是空的，所以不需要使用电介质材料，且可以以低成本简单地形成毫米波信号发送路径9。
在第一实例中，半导体芯片103和半导体芯片203布置在壳体中，且执行其中不改变发送单元和接收单元的布置位置的装置内通信。因为环境变为其中发送和接收之间的发送条件实质上不改变(即，固定)的环境，所以可以预先识别发送单元和接收单元之间的发送特性。例如，用于定义发送和接收操作的参数设置(比如实施例1的幅度调整)基于发送特性固定(预设)。
[第二实例]
图39是图示实施例11的电子装置的第二实例的图。第二实例是当执行在处于其中多个电子装置集成的状态中的电子装置之间的无线电信号发送时的应用实例。具体来说，其是当一个电子装置安装在另一个电子装置上时对两个电子装置之间的信号发送的应用。
例如，其典型实例是所谓IC卡或者存储卡(其中嵌入中央处理单元(CPU)、非易失存储装置(例如，闪存存储器)等)的卡型信息处理装置可以(可拆卸地)安装在在主体的一侧上的电子装置中。作为一个(第一)电子装置的一个实例的卡型信息处理装置以下称为“卡型装置”。作为主体侧的另一个(第二)电子装置在下文中被简单称为电子装置。
存储卡201B的结构实例(平面透视图和截面透视图)如图39(A)所示。电子装置101B的结构实例(平面透视图和截面透视图)如图39(B)所示。当存储卡201B插入电子装置101B的槽结构4(具体来说，开口192)中时的结构实例(截面透视图)如图39(C)所示。
形成槽结构4以使得可以从开口192插入存储卡201B(的壳体290)并固定到电子装置101B的壳体190。接收侧连接器180提供于槽结构4与存储卡201B的端子的接触位置。对于代替无线电发送的信号，连接器端子(连接器管脚)是不必要的。
如图39(A)所示，凹的柱形配置(空腔)298提供于存储卡201B的壳体290中。如图39(B)所示，凸的柱形配置(突起)198提供于电子装置101B的壳体190中。存储卡201B在基板202的一个表面中包括半导体芯片203，在基板202的表面中形成天线236。在壳体290中，在与天线236相同的表面中形成凹面配置298，且凹面配置298的一部分由包括能够进行无线电信号发送的电介质材料的电介质树脂形成。
在基板202的一侧，用于与电子装置101B连接的连接端子280提供于可以由壳体290确定的位置。存储卡201B用于低速和小容量信号或者电源，且在其一部分中包括现有的端子结构。可以是毫米波的信号发送的目标的端子分离，如由图39中的虚线指示的。
如图39(B)所示，电子装置101B在基板102的开口192的一侧的表面中包括半导体芯片103，且在基板102的一个表面中形成天线136。壳体190具有槽结构4，且形成从其插入存储卡201B的开口192。在壳体190中，在当存储卡201B插入开口192中时与凹面配置298的位置对应的部分中形成具有毫米波约束结构(波导结构)的凸面配置198，产生电介质体发送路径9A。
如图39(C)所示，槽结构4的壳体190具有机械结构以使得凸面配置198(电介质体发送路径9A)和凹面配置298以凹面和凸面形式彼此接触用于从开口192插入存储卡201B。当凹面和凸面结构相配时，天线136面对天线236，且电介质体发送路径9A布置为在天线136和天线236之间的无线电信号发送路径9。在存储卡201B中，壳体290插在电介质体发送路径9A和天线236之间，但是壳体290不对毫米波段的无线电发送具有大的影响，这是因为凹面配置298的一部分由电介质材料形成。
虽然在第二实例中，但半导体芯片103和半导体芯片203布置在各自的壳体中，即使在这种情况下，当存储卡201B安装到槽结构4并使用时，也以其中规定发送单元和接收单元的布置位置的状态执行无线电通信。类似于第一实例，因为环境是其中发送和接收之间的发送条件实质上不改变(即，固定)的环境，所以可以预先识别发送单元和接收单元之间的发送特性。基于该发送特性，例如，用于定义发送和接收操作的参数设置(比如实施例1的幅度调整)固定(预设)。
[第三实例]
图40是图示实施例11的电子装置的第三实例的图。信号发送装置1包括便携式图像再现装置201K作为第一电子装置的一个实例，且包括图像获取装置101K作为其中安装图像再现装置201K的第二(主体侧)电子装置的一个实例。在图像获取装置101K中，其中安装图像再现装置201K的安装基座5K提供于壳体190的一部分中。替代地，槽结构4可以用在第二实例中，代替安装基座5K。第三实例与第二实例的相同在于当一个电子装置安装到另一个电子装置时在两个电子装置之间无线地执行信号发送。在下文中，将描述在第三实例和第二实例之间的差别。
图像获取装置101K具有实质上长方体(箱)形状，且可以不被称为是卡型。例如，图像获取装置101K可以获取视频数据并例如对应于数字记录和再现设备或者地面电视接收器。图像再现装置201K包括用于存储从图像获取装置101K发送的视频数据的存储装置或者用于从存储装置读取视频数据并在显示单元(例如，液晶显示装置或者有机EL显示装置)上显示视频的功能单元作为应用功能单元。就结构而言，可以考虑以图像再现装置201K代替存储卡201B，且可以考虑以图像获取装置101K代替电子装置101B。
在安装基座5K以下的壳体190中容纳半导体芯片103，例如，如在第二实例(图39)中，且天线136提供于确定的位置。在壳体190面对天线136的一部分中，电介质体发送路径9A由电介质材料形成，作为无线电信号发送路径9。在安装在安装基座5K上的图像再现装置201K的壳体290中容纳半导体芯片203，例如，如在第二实例(图39)中，且天线236提供于确定的位置。在壳体290面对天线236的一部分中，无线电信号发送路径9(电介质体发送路径9A)由电介质材料形成。这与如上所述的第二实例相同。
第三实例采用壁接触方案而不是匹配结构。因为当放置图像获取装置101K接触安装基座5K的一角101a时天线136面对天线236，所以可以完全地消除未对准的影响。这种配置使得当图像再现装置201K安装在安装基座5K上时能够执行用于无线电信号发送的图像再现装置201K的对准。壳体190和壳体290插在天线136和天线236之间，但是因为使用电介质材料，所以不对毫米波段的无线电发送具有大的影响。
在第三实例中，半导体芯片103和半导体芯片203布置在各自的壳体中，类似于第二实例，但是即使在这种情况下，当图像获取装置101K安装在安装基座5K上然后使用时，在其中规定发送单元和接收单元的布置位置的状态下执行无线电通信。因为环境是其中发送和接收之间的发送条件实质上改变(即，固定)的环境，所以可以预先识别发送单元和接收单元之间的发送特性，类似于第一实例或者第二实例。基于该发送特性，例如，用于定义发送和接收操作的参数设置(比如实施例1的幅度调整)固定(预设)。
以上已经参考附图描述了本发明的优选实施例，当然本发明不限于上述实例。本领域的技术人员可以在所附权利要求的范围内找到各种替代和修改，且应当理解其将自然地归入本发明的技术范围内。
附图标记列表
1...无线发送装置，2...通信装置，3...基准信号发送装置，5...基准信号发送装置，7...基准信号接收装置，8...通信装置，7100...第一设置值处理单元，7110...第一设置值确定单元，7130...第一设置值存储单元，7150...第一操作控制单元，7170...第一I/O接口单元，7200...第二设置值处理单元，7120...第二设置值确定单元，7230...第二设置值存储单元，7250...第二操作控制单元，7270...第二I/O接口单元，8000，8001，8002...通信芯片，8300...调制功能单元，8302...混频单元，8304...发送侧本地振荡单元，8400...解调功能单元，8402...混频单元，8404...接收侧本地振荡单元。

Claims (11)

1.一种电子装置，其中：
发送单元，用于发送作为无线电信号的已处理信号，其中所述已处理信号用于发送目标信号；
接收单元，用于接收从所述发送单元发送的无线电信号；
无线电信号发送路径，用于使能布置在一个壳体中的规定位置上的所述发送单元和所述接收单元之间的无线电发送；
信号处理单元，用于基于设置值执行规定信号处理；以及
设置值处理单元，用于将用于规定信号处理的设置值输入到所述信号处理单元，
其中，所述设置值处理单元包括：
设置值确定单元，用于确定所述设置值，或者
设置值接收单元，用于从外部接收所述设置值，
存储单元，用于存储由设置值确定单元所确定的所述设置值或由设置值接收单元所接收到的所述设置值，和
操作控制单元，用于基于从所述存储单元读取的所述设置值来操作所述信号处理单元，
其中，所述发送单元和所述接收单元之间的发送特性已知，
其中，所述信号处理单元和所述设置值处理单元包括在所述发送单元的前级和所述接收单元的后级的至少一个中，并且
其中，所述无线电信号发送路径是由电介质材料形成的毫米波无线电信号发送路径，用于发送毫米波无线电信号。
2.根据权利要求1的电子装置，其中，所述设置值处理单元将与所述发送单元和所述接收单元之间的发送特性对应的用于规定信号处理的设置值输入到所述信号处理单元。
3.根据权利要求1的电子装置，其中：
所述信号处理单元包括用于执行信号处理以调整输入信号的大小并输出已调整信号的幅度调整单元，和
所述设置值处理单元将用于调整输入信号的大小的设置值输入到所述幅度调整单元。
4.根据权利要求1的电子装置，其中：
所述信号处理单元包括用于执行信号处理以调整输入信号的相位并输出已调整信号的相位调整单元，和
所述设置值处理单元将用于调整输入信号的相位的设置值输入到所述相位调整单元。
5.根据权利要求1的电子装置，其中：
所述信号处理单元包括用于校正输入信号的频率特性并输出已校正信号的频率特性校正处理单元，和
所述设置值处理单元将用于校正输入信号的频率特性的设置值输入到所述频率特性校正处理单元。
6.根据权利要求1的电子装置，其中：
所述信号处理单元包括用于抑制从发送侧输出的信号当中包含在输入侧中的回波分量的回波抑制单元，和
所述设置值处理单元将用于抑制回波分量的设置值输入到所述回波抑制单元。
7.根据权利要求1的电子装置，其中：
所述发送单元和所述接收单元每个都包括多个天线，并执行发送和接收之间的空间复用通信，
所述信号处理单元包括用于基于信道矩阵执行矩阵运算的矩阵运算处理单元，所述信道矩阵以发送和接收之间的每个天线对的传递函数作为元素，和
所述设置值处理单元将用于执行矩阵运算的设置值输入到所述矩阵运算处理单元。
8.根据权利要求1的电子装置，其中：
用于发送的信号处理单元包括用于产生用于调制的载波信号的第一载波信号产生单元和用于以由所述第一载波信号产生单元产生的用于调制的载波信号对发送目标信号进行频率转换以产生调制信号的第一频率转换单元，并发送调制信号到无线电信号发送路径，
用于接收的信号处理单元包括第二载波信号产生单元和第二频率转换单元，其中所述第二载波信号产生单元用于当注入经由所述无线电信号发送路径接收的信号时产生用于解调的载波信号，其中所述载波信号与由所述第一载波信号产生单元产生的用于调制的载波信号同步，所述第二频率转换单元用于以由所述第二载波信号产生单元产生的用于解调的载波信号，对经由所述无线电信号发送路径接收的调制信号进行频率转换，和
所述设置值处理单元将用于执行注入锁定的设置值输入到用于发送的信号处理单元和/或用于接收的信号处理单元。
9.根据权利要求1的电子装置，进一步包括：
基准信号输出单元，用于输出基准信号；和
时钟产生单元，用于基于所述基准信号与从所述基准信号输出单元输出的基准信号同步地关于展频码方案的无线电通信处理产生用于信号处理的时钟信号，
其中，所述时钟产生单元包括用于根据设置值执行相位校正的相位校正单元，
所述信号处理单元基于由所述相位校正单元经历的相位校正的时钟信号执行信号处理，和
所述设置值处理单元将用于执行相位校正的设置值输入到所述相位校正单元。
10.根据权利要求1的电子装置，其中：
所述信号处理单元包括用于产生用于调制的载波信号的第一载波信号产生单元和用于以由第一载波信号产生单元产生的用于调制的载波信号对发送目标信号进行频率转换以产生发送信号的第一频率转换单元，和/或包括用于产生用于解调的载波信号的第二载波信号产生单元和用于以由所述第二载波信号产生单元产生的用于解调的载波信号对接收的发送信号进行频率转换的第二频率转换单元，且用于调制的载波信号和用于解调的载波信号中的至少一个能够设置为从发送和接收之间的发送特性的频带中心偏移，和
所述设置值处理单元将用于定义载波信号的频率从发送特性的频带中心的偏移量的设置值输入到所述信号处理单元。
11.一种电子设备，包括：
第一电子装置，其中用于发送作为无线电信号的已处理信号的发送单元布置在一个壳体中的规定发送位置上，其中所述已处理信号用于发送目标信号；和
第二电子装置，其中用于接收从所述发送单元发送的无线电信号的接收单元布置在一个壳体中的规定接收位置上，
其中，当第一电子装置和第二电子装置布置在确定位置时，形成使能在发送单元和接收单元之间的无线电发送的无线电信号发送路径，
发送单元和接收单元之间的发送特性已知，
用于基于设置值执行规定信号处理的信号处理单元和用于将用于规定信号处理的设置值输入到所述信号处理单元的设置值处理单元包括在所述发送单元的前级和所述接收单元的后级的至少一个中，和
所述设置值处理单元包括
设置值确定单元，用于确定所述设置值，或者
设置值接收单元，用于从外部接收所述设置值，
存储单元，用于存储由设置值确定单元所确定的所述设置值或由设置值接收单元所接收到的所述设置值，和
操作控制单元，用于基于从所述存储单元读取的所述设置值来操作所述信号处理单元，
其中，所述无线电信号发送路径是由电介质材料形成的毫米波无线电信号发送路径，用于发送毫米波无线电信号。
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