CN102045137B

CN102045137B - 无线电发送系统、无线电通信装置和无线电发送方法

Info

Publication number: CN102045137B
Application number: CN201010517012.3A
Authority: CN
Inventors: 三保田宪人
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2009-10-22
Filing date: 2010-10-20
Publication date: 2015-03-25
Anticipated expiration: 2030-10-20
Also published as: US20110098010A1; JP2011109632A; US8781412B2; JP5585092B2; CN102045137A

Abstract

一种无线电发送系统，包括：多个天线对，每个天线对是一一对应的发送天线和接收天线的组合。来自多个天线对中的一个天线对的发射天线的无线电信号作为期望波直接地达到所述一个天线对的接收天线，并且来自不同于所述一个天线对的另一天线对的发射天线的无线电信号作为不必要波直接地到达所述一个天线对的接收天线。与每个天线对相对应地提供传送特性校正部分和调制功能部分，所述传送特性校正部分对与发射天线对应的发射目标信号执行基于发射天线和接收天线之间的发射空间的传送特性的校正操作，所述调制功能部分利用已经由所述传送特性校正部分校正后的校正信号调制载波信号，并且从对应的发射天线发射调制的载波信号。

Description

无线电发送系统、无线电通信装置和无线电发送方法

技术领域

本发明涉及无线电发送系统(也包括在单个外壳中实现的无线电通信装置)、发送侧无线电通信装置和无线电发送方法。具体地，本发明涉及用于使用空分复用通过无线电发送多个发送目标信号的机制。

背景技术

例如，作为实现以相对短的距离(例如，在几厘米到十几厘米内)安排的电子仪器之间或在电子仪器内的高速信号发送的方法，LVDS(低压差分信号传输)是已知的。然而，近来发送数据的容量和速度的增加已经导致问题，如功耗的增加、由于反射等的信号失真的影响的增加、不必要的辐射的增加等。例如，当在仪器内以高速(实时)发送如视频信号(包括捕获信号)或计算机图像的信号时，LVDS具有限制。

为了处理关于高速发送数据的问题，可能增加布线数以通过信号并行化减少每个信号线的发送速度。然而，这种措施导致输入/输出端子数的增加。结果，印刷基底或电缆布线复杂化，或者半导体芯片尺寸增加。此外，高速和大容量数据通过布线路由，因此所谓的电磁干扰成为问题。

LVDS或其中布线数增加的方法的问题是由于通过电线的信号发送。因此，作为解决由于通过电线的信号发送导致的问题的方法，可能通过无线电而不使用电线来发送信号。

当在发送侧和接收侧提供多个通信部分来执行复用发送时，还可能应用空分复用。然而，当应用空分复用时，还必须提供针对各信道之间的干扰的对策。作为解决该问题的一个方法，可能应用MIMO(多输入多输出)(例如，JP-A-2009-055228、JP-A-2009-049632和JP-A-2009-033588)。

JP-A-2009-055228、JP-A-2009-049632和JP-A-2009-033588意图用于关于装置内或装置间的无线电发送的在相对长距离的无线电发送，并且描述了MIMO处理结合OFDM调制方案的应用。即，JP-A-2009-055228、JP-A-2009-049632和JP-A-2009-033588中描述的MIMO处理依赖于OFDM调制方案。

发明内容

然而，考虑在装置内或装置之间相对短的距离的无线电发送，不必与OFDM调制方案一起使用MIMO处理。此外，如果缩短了波长，则还获得天线的方向性的效果，因此不必与OFDM调制方案一起使用MIMO处理。

因此，期望提供一种适于装置之间或装置内的无线电信号发送的用于MIMO处理的机制。

在本发明实施例的无线电发送系统、无线电通信装置和无线电发送方法中，首先，在电子装置的外壳内安排发送通信部分和接收通信部分。

发送通信部分利用用于调制的载波信号频率转换发送目标信号以创建调制信号，并且将创建的调制信号发送到无线电信号发送路径。接收通信部分解调通过无线电信号发送路径接收的调制信号，以获取对应于发送目标信号的输出信号。优选地，利用通过无线电信号发送路径接收的信号作为注入信号，创建与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号，并且利用用于解调的载波信号频率转换通过无线电信号发送路径接收的调制信号，以获取对应于发送目标信号的输出信号。

总而言之，在电子装置的外壳中安排的发送侧通信部分和同一(与其中安排发送侧通信部分的电子装置相同或不同)电子装置的外壳中安排的接收侧通信部分之间配置无线电信号发送路径，使得通过无线电在两个通信部分之间执行信号传输。

在根据本发明实施例的机制中，在装置内或在装置之间的无线电发送中应用空分复用。为此，发送侧无线电通信装置提供有多个发送天线，并且对应的接收侧无线电通信装置也提供有多个接收天线。发送天线和接收天线为一一对应。配置使得来自多个天线对的一个(一个：一个天线对)的发送天线的无线电信号作为期望波直接到达该一个天线对的接收天线，并且来自不同于该一个天线对的另一(另一：不限于一对)天线对的发送天线的无线电信号作为不必要波直接到达该一个天线对的接收天线。即，接收来自发送天线的期望波作为相互对应的天线之间的直接波，并且接收来自发送天线的不必要波作为相互不对应的天线之间的直接波。

发送侧无线电通信装置提供有传送特性校正部分和调制功能部分。传送特性校正部分基于发送天线和接收天线之间的发送空间的传送特性，对于对应于多个发送天线的多个发送目标信号的每个执行校正操作处理(MIMO处理)，并且将校正操作后的信号提供给调制功能部分。调制功能部分使用载波信号调制已经由传送特性校正部分校正后的校正信号，并且从对应的发送天线发送调制信号。优选地，调制具有相同载波频率的载波信号。

即，根据本发明实施例的机制具有特征在于，在对基带区域中的多个发送目标信号执行MIMO处理后，基于相同的载波信号执行调制处理。发送空间的传送特性具有特作在于，期望波和不必要波两者都被定义为从发送天线发送并直接到达接收天线的直接波，并且在传送特性校正部分中在发送侧的MIMO处理期间，执行基于定义传送特性的矩阵的逆矩阵操作。

确定天线安排以便有利于MIMO处理。作为与此有关的观点，存在规定路径差的概念、规定定义传送函数的矩阵元素的概念、在传送特性校正部分中在发送侧使用MIMO处理和调制处理执行调节的概念等，该路径差为期望波的天线间距离和不必要波的天线间距离之间的差。

在规定路径差时，当载波信号的波长为λc并且依赖于天线的方向性的相位特性为零时，作为第一种情况，路径差设为(n/2+1/4)λc，并且作为第二种情况，路径差设为(n/2)λc。当存在依赖于天线的方向性的相位特性时，通过依赖于来自发送天线的期望波或不必要波的辐射角以及对应的接收天线上的期望波或不必要波的入射角的相位特性进行校正。

如果上述第一条件用规定矩阵元素的概念替代，则假设设置路径差，使得规定传送特性的期望波的矩阵的每个元素只用实项表示，并且不必要波的每个元素只用虚项表示。如果上述第一条件用在传送特性校正部分中在发送侧通过MIMO处理和调制处理执行调节的概念替代，则这意味着关于多个发送目标信号的每个，对于期望信号(自己信道的发送目标信号)只执行实项相关的校正操作，并且对于不必要信号(另一信道的发送目标信号)只执行虚项相关的校正操作。然后，通过调制功能部分对成对的校正信号执行正交调制。

如果上述第二条件用规定矩阵元素的概念替代，则假设设置路径差，使得规定传送特性的期望波的矩阵的每个元素只用实项表示，并且不必要波的每个元素也只用实项表示。如果上述第二条件用在传送特性校正部分中在发送侧通过MIMO处理和调制处理执行调节的概念替代，则这意味着关于多个发送目标信号的每个，对于期望信号(自己信道的发送目标信号)只执行实项相关的校正操作，并且对于不必要信号(另一信道的发送目标信号)只执行实项相关的校正操作。然后，将校正信号相加，并且通过调制功能部分执行正交调制。

当考虑接收侧的解调处理时，优选使用以下四种模式之一。第一种方法应用上述第一条件，并且还对部分系统使用只调制幅度的方案并对剩余系统使用不同于只调制幅度的方案的方案。接收侧可以使用对每个发送目标信号应用注入锁定方案的方法，或者只对使用只调制幅度的方案的系统应用注入锁定方案、并且基于由使用注入锁定方案的系统创建的用于解调的载波信号对剩余系统执行解调处理的方法。

第二种方法应用上述第二条件，并且还对部分系统使用只调制幅度的方案并对剩余系统使用不同于只调制幅度的方案的方案。接收侧可以使用对每个发送目标信号应用注入锁定方案的方法，或者只对使用只调制幅度的方案的系统应用注入锁定方案、并且基于由使用注入锁定方案的系统创建的用于解调的载波信号对剩余系统执行解调处理的方法。

第三种方法应用上述第二条件，并且还对所有系统使用只调制幅度的方案。接收侧可以使用对每个发送目标信号应用注入锁定方案的方法，或者只对一定数目的系统(在小于所有系统的范围内：优选只有一个系统)应用注入锁定方案、并且基于由使用注入锁定方案的系统创建的用于解调的载波信号对剩余系统执行解调处理的方法。

第四种方法应用上述第二条件，并且还对所有系统使用只调制幅度的方案。接收侧通过包络检测或平方律检测执行解调，而不使用注入锁定方案。

因此，当使用注入锁定方案时，接收侧利用接收信号作为注入信号，创建与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号，并且使用用于解调的载波信号执行频率转换(下转换)。

尽管只发送通过发送侧的频率转换(上转换)获得的调制信号，并且调制信号被接收和用作用于创建用于解调的载波信号的注入信号，但是优选与调制信号一起还发送在调制中使用的参考载波信号，并且接收的参考载波信号在接收侧注入锁定。

在使用注入锁定方案的机制中，在上转换中使用的用于调制的载波信号可靠地与在下转换中使用的用于解调的载波信号同步。因此，即使当在放松用于解调的载波信号的频率的稳定度的状态下通过无线电执行信号发送时，也可能适当地解调发送目标信号。在下转换的情况下，容易应用同步检测，并且同步检测扩展到正交检测并被使用，使得可以应用相位调制或频率调制以及幅度调制。例如，这意味着使得调制信号正交以增加数据发送速率。

根据本发明实施例，实现了这样的机制，其中在发送侧应用MIMO处理而不组合使用OFDM调制方案，并且其适于装置之间或装置内的无线电信号的发送。在发送侧应用MIMO处理，减少了天线间隔。

期望波和不必要波两者都处理为直接波，因此可能管理关于期望波和不必要波之间的路径差，并且确定天线安排以便有利于发送侧的MIMO处理。结果，与没有应用本发明的情况相比，可能减少MIMO处理的操作规模。

如果载波信号的频率是公共的，则载波频率的效果在每个信道中可靠地相同，因此可能可靠地并有效地在基带区域中执行MIMO处理，这是优选的。此外，与每个信道具有不同载波频率的情况相比，可能减少调制或解调的电路规模。

附图说明

图1A是从功能配置的观点图示本实施例的无线电发送系统的信号接口的图。

图1B是图示信号复用的图。

图2A是图示在本实施例中使用的“空分复用”的适当条件(应用条件)的图。

图2B是示出用于“空分复用”的应用的毫米波信号发送路径的结构的概述的图像视图。

图3是图示通信处理系统中的调制功能部分和解调功能部分的第一示例的图。

图4是图示包括发送侧提供的调制功能部分和外围电路的发送侧信号创建部分的第二示例的图。

图5A是示出包括接收侧提供的第二示例的解调功能部分和外围电路的接收侧信号创建部分的配置示例的图。

图5B是图示注入锁定的相位关系的图。

图6A是图示多信道传输和空分复用之间的关系的图。

图6B是示出关于多信道传输和空分复用之间的关系用于放松干扰对策的基本机制的图。

图7是图示关于多信道传输和空分复用之间的关系用于减少电路规模的基本机制的图。

图8A是图示当载波信号和参考载波信号以相同频率同相时、ASK方案中的幅度调制信号的图。

图8B是图示ASK方案的发送功率和PSK方案的发送功率之间的关系的图。

图8C是示出当执行复用发送时用于减少发送功率的基本机制的图。

图9A是图示用于在发送侧应用的MIMO处理的操作的图。

图9B是图示用于在发送侧应用的MIMO处理的操作方法的基础的图。

图10A是图示在两个信道的情况下发送侧的MIMO处理的基础的图。

图10B是图示在两个信道的情况下在路径差和信道矩阵之间的关系的图。

图11A是图示在两个信道的情况下天线安排的约束的第一示例的图。

图11B是图示在两个信道的情况下天线安排的约束的第二示例的图。

图11C是图示当天线具有依赖于方向性的相位特性时路径差Δd的调整方法的图。

图12A是图示当天线对的数目等于或大于3时MIMO处理的应用方法的图(第一视图)。

图12B是图示当天线对的数目等于或大于3时MIMO处理的应用方法的图(第二视图)。

图12C是图示当以三维形状安排发送和接收天线时的应用方法的图。

图12D是图示当通过数字处理执行发送侧的MIMO处理时的基本配置的图。

图13A是图示第一实施例(第一示例)的发送MIMO系统的图。

图13B是图示第一实施例(第二示例)的发送MIMO系统的图。

图13C是图示第一实施例(第三示例)的发送MIMO系统的图。

图14A是图示第二实施例(第一示例)的发送MIMO系统的图。

图14B是图示第二实施例(第二示例)的发送MIMO系统的图。

图14C是图示第二实施例(第三示例)的发送MIMO系统的图。

图15A是图示第三实施例(第一示例)的发送MIMO系统的图。

图15B是图示第三实施例(第二示例)的发送MIMO系统的图。

图15C是图示在第三实施例(第一示例)的发送MIMO系统中没有反转的接收信号的相位的图。

图16是图示第四实施例的发送MIMO系统的图。

具体实施方式

此后，将参考附图详细描述本发明的实施例。当在不同实施例的各功能元件之间进行区分时，这种元件将用参考标号表示，如大写字母A、B、C......。当为了描述在各功能元件之间不进行特别区分时，这种参考标号将省略。在各附图中相同。

将按照下面的顺序提供描述。

1.通信处理系统：基础(空分复用)

2.空分复用的应用方法

3.调制和解调：第一示例(平方律检测/包络检测的应用)

4.调制和解调：第二示例(注入锁定方案的应用)

5.多信道传输和空分复用之间的关系

6.多信道传输和注入锁定之间的关系

7.多信道传输和必要的发送功率之间的关系

8.在发送侧应用的MIMO处理的概述：操作处理、与载波频率的关系、与天线安排的关系、与方向性的关系、对于三个或更多信道的应用、对于三维安排的应用、数字处理

9.发送MIMO系统：第一实施例

10.发送MIMO系统：第二实施例

11.发送MIMO系统：第三实施例

12.发送MIMO系统：第四实施例

首先，在描述本实施例的无线电发送系统时，为了方便理解该机制，将首先描述基本整体配置，然后将描述作为本实施例的无线电发送系统的特征的在发送侧应用的MIMO处理的细节。

<通信处理系统：基础>

图1A和1B是图示本实施例的无线电发送系统的图。图1A是从功能配置的观点图示本实施例的无线电发送系统1Y的信号接口的图。图1B是图示信号复用的图。

尽管将描述在本实施例的无线电发送系统中使用的载波频率在毫米波段中的情况，但是本实施例的机制不限于毫米波段，并且可以应用于具有更短波长的载波频率的情况，例如，使用亚毫米波段中的载波频率。例如，本实施例的无线电发送系统用于数字记录/再现装置、地面电视接收机、移动电话、游戏机、计算机等中。

[功能配置]

如图1A所示，配置无线电发送系统1Y，使得作为第一无线电装置的示例的第一通信装置100Y和作为第二无线电装置的示例的第二通信装置200Y通过作为无线电信号发送路径的示例的毫米波信号发送路径9链接，并且执行毫米波段中的信号发送。毫米波信号发送路径9是无线电信号发送路径的示例。发送目标信号经历适于宽带发送的频率转换，然后被发送。

本实施例的无线电发送系统1Y具有特征在于，多组发送路径链接部分108和208用于提供多个系统中的毫米波信号发送路径9。假设多个系统中的毫米波信号发送路径9提供有没有空间干扰(没有干扰的影响)，并且能够在多个系统中的信号发送时利用相同频率或同时执行通信。

“没有空间干扰”意味着多个系统中的信号可以分开发送。这种机制称为“空分复用”。对于发送信道的多信道传输，当没有应用空分复用时，应用频分复用，使得各信道必须使用不同的载波频率。同时，如果应用空分复用，则可以利用相同载波频率执行发送而没有干扰的影响。

关于“空分复用”，应当满足多个系统中的毫米波信号发送路径9在可以发送毫米波信号(电磁波)的三维空间中形成，并且不限于其中多个系统中的毫米波信号发送路径9在自由空间中形成的配置。例如，其中可以发送毫米波信号(电磁波)的三维空间由介电材料(刚性目标)形成，多个系统中的毫米波信号发送路径9可以在介电材料中形成。多个系统中的毫米波信号发送路径9的每个不限于自由空间，并且可以具有介电发送路径、空的波导等的形式。

第一通信部分(第一毫米波发送装置)和第二通信部分(第二毫米波发送装置)形成无线电发送装置(系统)。在以相对短的距离安排的第一通信部分和第二通信部分之间，发送目标信号被转换为毫米波信号，然后该毫米波信号通过毫米波信号发送路径发送。在本实施例中，术语“无线电发送”意味着发送目标信号通过无线电(在该示例中，毫米波)而不通过电线发送。

术语“相对短的距离”意味着该距离短于在广播或一般的无线电通信中使用的现场(户外)中的通信装置之间的距离，并且是使得发送范围可以基本上指定为封闭空间的程度。术语“封闭空间”意味着存在少量从空间向外泄漏的电波和存在少量从外部来到(进入)空间的电波的空间。通常，整个封闭空间由提供对电波的屏蔽的外壳(外罩)围绕。

例如，当多个电子装置组合为单体时，例如，另一电子装置(另一，不限于一个)安装在(一个)电子装置中时，存在单个电子装置的外壳内的各基底之间的通信、相同基底上的各芯片之间的通信以及各装置之间的通信。

术语“单体”通常意味着两个电子装置通过安装相互完全接触。如上所述，应当满足两个电子装置之间的发送范围可以基本上指定为封闭空间。术语“单体”包括这样的情况，其中当两个电子装置在相互分离的给定位置安排时(相对短的距离：例如，在几厘米到十几厘米内)，两个电子装置可以当作“基本上”单体。应当满足的是存在少量从由两个电子装置形成并且其中电波可以传播的空间向外泄漏的电波，并且存在少量从外部来到(进入)该空间的电波。

此后，单个电子装置的外壳内的信号发送称为外壳内信号发送，并且当多个电子装置集成(此后，也包括“基本上集成”)时的信号发送称为装置间信号发送。在外壳内信号发送的情况下，本实施例的无线电发送系统是电子装置自身。在无线电发送系统中，发送侧通信装置(通信部分：发送部分)和接收侧通信装置(通信部分：接收部分)容纳在相同外壳中，并且在各通信部分(发送部分和接收部分)之间形成无线电信号发送路径。在装置间信号发送的情况下，构造本实施例的无线电发送系统，使得发送侧通信装置(通信部分：发送部分)和接收侧通信装置(通信部分：接收部分)分别容纳在不同电子装置的外壳内，并且当两个电子装置在给定位置安排并组合为单体时，在各通信部分(发送部分和接收部分)之间形成无线电信号发送路径。

在提供有它们之间包夹的毫米波信号发送路径的通信装置的每个中，发送部分和接收部分成对安排。(一个)通信装置和另一(另一：不限于一个)通信装置之间的信号发送可以是单向的或双向的。例如，当第一通信部分在发送侧并且第二通信部分在接收侧时，发送部分安排在第一通信部分中，并且接收部分安排在第二通信部分中。当第二通信部分在发送侧并且第一通信部分在接收侧时，发送部分安排在第二通信部分中，并且接收部分安排在第一通信部分中。

假设发送部分包括例如对发送目标信号执行信号处理以创建毫米波信号的发送侧信号创建部分(信号转换部分，其将发送目标信号转换为毫米波信号)、和将由发送侧信号创建部分创建的毫米波信号链接到通过其发送毫米波信号的发送路径(毫米波信号发送路径)的发送侧信号链接部分。优选地，发送侧信号创建部分与创建发送目标信号的功能部分组合为单体。

例如，发送侧信号创建部分具有调制电路，并且该调制电路调制发送目标信号。发送侧信号创建部分频率转换已经由调制电路调制后的信号以创建毫米波信号。原理上，可能将发送目标信号直接转换为毫米波信号。发送侧信号链接部分将由发送侧信号创建部分创建的毫米波信号提供给毫米波信号发送路径。

假设接收部分包括例如接收通过毫米波信号发送路径发送的毫米波信号的接收侧信号链接部分、和对由接收侧信号链接部分接收的毫米波信号(输入信号)执行信号处理以创建正常电信号(发送目标信号)的接收侧信号创建部分(信号转换部分，其将毫米波信号转换为发送目标电信号)。优选地，接收侧信号创建部分与接收发送目标信号的功能部分组合为单体。例如，接收侧信号创建部分具有解调电路。接收侧信号创建部分频率转换毫米波信号以创建输出信号，然后解调电路解调输出信号以创建发送目标信号。原理上，可能直接将毫米波信号转换为发送目标信号。

即，采用信号接口，使得以无接触或无线方式(不通过电线发送)发送作为毫米波信号的发送目标信号。优选地，至少执行信号发送(具体地，对其必须执行高速发送或大容量发送的视频信号或高速时钟信号)，使得发送毫米波信号。总之，尽管在现有技术中已经通过电线执行信号发送，但是在本实施例中，通过毫米波信号执行信号发送。信号发送在毫米波段中执行，因此可能实现Gbps量级的高速信号发送，并且容易地限制毫米波信号的影响的范围。还获得基于该属性的效果。

优选配置信号链接部分，使得第一通信部分和第二通信部分可以通过毫米波信号发送路径发送毫米波信号。例如，可以提供天线结构(天线链接部分)，或者可以进行链接而没有天线结构。

“通过其发送毫米波信号的毫米波信号发送路径”可以是空气(air)(所谓的自由空间)，并且优选地具有这样的结构，其中发送毫米波信号，同时将毫米波信号限定在发送路径中。该属性的积极使用允许毫米波信号发送路径的路由(routing)的任意确定，如同电线。

作为毫米波限定结构(无线电信号限定结构)，例如，通常考虑所谓的波导，但是意图不在于限制本发明。例如，可以使用由能够发送毫米波信号的介电材料形成的发送路径(介电发送路径或毫米波内介电发送路径)，或者可以使用空的波导，其中形成发送路径，并且空的屏蔽材料围绕发送路径以便抑制毫米波信号的外部辐射。如果介电材料或屏蔽材料具有柔性，则变得可以路由毫米波信号发送路径。

在空气(所谓的自由空间)的情况下，每个信号链接部分具有天线结构，使得天线结构允许在短距离在空间内的信号发送。同时，当使用介电材料时，可以采用天线，但是这不是必不可少的。

[用于空分复用的应用的系统配置]

图1A示出本实施例的无线电发送系统1Y。如从空分复用的基本描述理解的，本实施例的无线电发送系统1Y包括第一通信装置100Y和第二通信装置200Y之间的多个系统中的毫米波信号发送路径9。

假设具有_(其中在1到N1的范围内)的多个信号从第一通信装置100Y朝向第二通信装置200Y发送，并且具有_(其中在1到N2的范围内)的多个信号从第二通信装置200Y朝向第一通信装置100Y发送，将进行描述。

尽管下面将描述细节，但是半导体芯片103提供有发送侧信号创建部分110和接收侧信号创建部分120，并且半导体芯片203提供由发送侧信号创建部分210和接收侧信号创建部分220。尽管图中方便地描述，但为了实现空分复用，发送侧信号创建部分110和接收侧信号创建部分220以相等数目提供给N1系统，并且发送侧信号创建部分210和接收侧信号创建部分120以相等数目提供给N2系统。

在空分复用的情况下，可以同时使用相同频带。因此，可能增加通信速度并确保双向通信的同步，其中可以同时执行等于N1信道的从第一通信装置100Y到第二通信装置200Y的信号发送和等于N2信道的从第二通信装置200Y到第一通信装置100Y的信号发送。具体地，在毫米波的情况下，因为短波长，可以预期根据距离的衰减效果，即使小的偏移(当发送信道的空间距离小时)，几乎不出现干扰，并且易于根据位置实现不同的传播信道。

如图1A所示，本实施例的无线电发送系统1Y具有数量上等于“N1+N2”系统的包括毫米波发送端子、毫米波发送路径、天线等的发送路径链接部分108和208，以及数量上等于“N1+N2”系统的毫米波发送路径9。每个部分用参考标号_(在1到N1+N2的范围内)表示。因此，可能实现全双工发送方案，其中关于发送和接收分开执行毫米波发送。

首先将具体地描述本实施例的无线电发送系统1Y的功能部分。尽管其中在半导体集成电路(芯片)中形成每个功能部分的示例将描述为最优选示例，但是这不是必不可少的。

第一通信装置100Y提供有可在毫米波段中通信的半导体芯片103，并且第二通信装置200Y也提供有可在毫米波段中通信的半导体芯片203。

毫米波段中的通信目标信号被当作必须以高速或利用大容量发送的信号，并且即使以低速或利用小容量也足够发送的其它信号或被当作直流的信号(如电源)将不转换为毫米波信号。关于不转换为毫米波信号的信号(包括电源)，利用与现有技术相同的机制进行基底之间的信号连接。转换为毫米波之前的原始发送目标电信号通称为基带信号。

[第一通信装置]

第一通信装置100Y具有可在毫米波段中通信的半导体芯片103和安装在基底102上的发送路径链接部分108。半导体芯片103是系统LSI(大规模集成电路)，其中LSI功能部分104和信号创建部分107(毫米波信号创建部分)组合为单体。尽管未示出，但是LSI功能部分104和信号创建部分107可以不组合为单体。当LSI功能部分104和信号创建部分107分开提供时，关于LSI功能部分104和信号创建部分107之间的信号发送，将存在由于通过电线的信号发送导致的问题。因此，LSI功能部分104和信号创建部分107优选组合为单体。当LSI功能部分104和信号创建部分107分开提供时，两个芯片(LSI功能部分104和信号创建部分107)安排在短的距离，布线优选提供有短的线结合长度，减少不利影响。

信号创建部分107和发送路径链接部分108配置为具有数据双向性。因此，信号创建部分107提供有发送侧信号创建部分和接收侧信号创建部分。发送路径链接部分108可以提供在发送侧和接收侧的每个上。这里，假设发送路径链接部分108用于发送和接收。

在实现“双向通信”时，当提供作为毫米波的发送信道的毫米波发送路径9用于单个信道的单纤双向发送(单个光纤)时，应用半双工方案，其应用时分双工(TDD)、频分双工(FDD)等。

然而，在时分双工的情况下，以时分方式分开执行发送和接收。为此，没有实现“双向通信的同步”(单纤同步双向发送)，其中同时执行从第一通信装置100Y朝向第二通信装置200Y的信号发送和从第二通信装置200Y朝向第一通信装置100Y的信号发送。单纤同步双向发送通过频分双工实现。

如图1B的(1)所示，频分双工使用不同的频率用于发送和接收，因此必须加宽毫米波发送路径9的发送带宽。此外，在通过频分双工实现复用发送(多信道传输)时，如图1B的(2)所示，必须通过利用不同载波频率的调制在不同频带F_的范围内执行频率转换以创建毫米波信号，并且在相同方向或相反方向上使用不同载波频率发送毫米波信号。在该情况下，当不同频率用于发送(在图中示例中，从发送侧信号创建部分110朝向接收侧信号创建部分220的系统)和接收(在图中示例中，从发送侧信号创建部分210朝向接收侧信号创建部分120的系统)时，如图1B的(3)和(4)所示，必须进一步加宽发送带宽。

从该观点，如果应用空分复用，则如图1B的(5)所示，在实现复用发送(多信道传输)以及双向通信时，相同频带可应用于每个信道，因此有利的是不存在发送带宽的限制。

尽管半导体芯片103直接安装在基底102上，但是其中半导体芯片103安装在插入器基底上以及半导体芯片103利用树脂(例如，环氧树脂)铸模的半导体封装可以安装在基底102上。即，插入器基底用作芯片安装基底，并且半导体芯片103提供在插入器基底上。对于插入器基底，优选使用板部件，其具有在预定范围内(大约2到10)的相对介电常数，并且其中例如组合热增强树脂和铜箔。

半导体芯片103连接到发送路径链接部分108。在发送路径链接部分108中，例如，应用天线结构，其包括天线链接部分、天线端子、微条线、天线等。应用在天线中直接形成芯片的技术，发送路径链接部分108可以嵌入半导体芯片103中。

LSI功能部分104执行第一通信装置100Y的主要应用控制，并且包括例如处理要发送到其它方的各种信号的电路或处理从其它方接收的各种信号的电路。

信号创建电路107(电信号转换部分)将来自LSI功能部分104的信号转换为毫米波信号，并且通过毫米波信号发送路径9执行信号发送控制。

具体地，信号创建部分107具有发送侧信号创建部分110和接收侧信号创建部分120。发送侧信号创建部分110和发送路径链接部分108形成发送部分(发送侧通信部分)，并且接收侧信号创建部分120和发送路径链接部分108构成接收部分(接收侧通信部分)。

为了通过对输入信号的信号处理创建毫米波信号，发送侧信号创建部分110具有并行-串行转换部分114、调制部分115、频率转换部分116和放大部分117。调制部分115和频率转换部分116可以统一为所谓的直接转换方案。

为了通过对由发送路径链接部分108接收的毫米波电信号的信号处理创建输出信号，接收侧信号创建部分120具有放大部分124、频率转换部分125、解调部分126和串行-并行转换部分127。频率转换部分125和解调部分126可以统一为直接转换方案。

当没有应用该配置时，在使用多个信号用于并行发送的并行接口规范的情况下，提供并行-串行转换部分114和串行-并行转换部分127，但是在串行接口规范的情况下不提供。

并行-串行转换部分114将并行信号转换为串行数据信号，并且将串行数据信号提供给调制部分115。调制部分115调制发送目标信号，并且将调制信号提供给频率转换部分116。作为调制部分115，可以使用任何设备，只要该设备至少调制发送目标信号的幅度、频率和相位之一，并且可以使用根据任意组合的方案。

在模拟调制方案的情况下，例如，存在幅度调制(AM)和矢量调制。作为矢量调制，存在频率调制(FM)和相位调制(PM)。在数字调制方案的情况下，例如，存在幅移键控(ASK)、频移键控(FSK)、相移键控(PSK)和其中调制幅度和相位的幅相移键控(APSK)。作为幅度相位调制，正交幅度调制(QAM)是代表性的。

频率转换部分116频率转换已经被调制部分115调制后的发送目标信号以创建毫米波电信号，并且将毫米波电信号提供给放大部分117。毫米波电信号指具有大约30GHz到300GHz的频率的电信号。为什么使用术语“大约”的原因是频率为这样的程度，使得获得毫米波通信的效果，下限不限于30GHz，并且上限不限于300GHz。

作为频率转换部分116，可以使用各种电路配置。例如，可以进行这样的配置，其中提供混频电路(混频器电路)和本地振荡电路。本地振荡电路创建用于调制的载波(载波信号，参考载波)。混频电路利用来自并行-串行转换部分114的信号乘以(调制)由本地振荡电路生成的毫米波段内的载波，以便创建毫米波段内的调制信号，并且将调制信号提供给放大部分117。

放大部分117放大频率转换后的毫米波电信号，并且将放大信号提供给发送路径链接部分108。放大部分117通过天线端子(未示出)连接到双向发送路径链接部分108。

发送路径链接部分108将由发送侧信号创建部分110创建的毫米波信号发送到毫米波信号发送路径9，从毫米波信号发送路径9接收毫米波信号，并且将毫米波信号输出到接收侧信号创建部分120。

发送路径链接部分108由天线链接部分构成。天线链接部分构成发送路径链接部分108的示例或一部分(信号链接部分)。在狭义上，天线链接部分指其中半导体芯片中的电子电路和芯片内部或外部安排的天线链接的部分。在广义上，天线链接部分指其中半导体芯片和毫米波信号发送路径9信号链接的部分。例如，天线链接部分至少包括天线结构。当通过时分复用执行发送和接收时，在发送路径链接部分108中提供天线切换部分(天线双工机)。

天线结构指与毫米波信号发送路径9链接的链接部分中的结构。可以使用任何天线结构，只要毫米波电信号链接到毫米波信号发送路径9。天线结构不只意味着天线。例如，天线结构包括天线端子、微条线和天线。当在同一芯片上形成天线切换部分时，天线端子和微条线(不包括天线切换部分)构成发送路径链接部分108。

发送侧天线辐射基于毫米波信号的电磁波到毫米波信号发送路径9。接收侧天线从毫米波信号发送路径9接收基于毫米波信号的电磁波。微条线链接天线端子和天线，将发送侧毫米波信号从天线端子发送到天线，并且将接收侧毫米波信号从天线发送到天线端子。

当天线用于发送和接收时，使用天线切换部分。例如，当毫米波信号发送到作为其它方的第二通信装置200Y时，天线切换部分将天线链接到发送侧信号创建部分110。当从作为其它方的第二通信装置200Y接收毫米波信号时，天线切换部分将天线链接到接收侧信号创建部分120。在与半导体芯片103分开的基底102上提供天线切换部分，但是本发明不限于此。天线切换部分可以提供在半导体芯片103中。当为发送和接收分开提供天线时，可以不提供天线切换部分。

接收侧信号创建部分120连接到发送路径链接部分108。为了通过对由发送路径链接部分108接收的毫米波电信号的信号处理创建输出信号，接收侧信号创建部分120具有放大部分124、频率转换部分125、解调部分126、串行-并行转换部分127和统一处理部分128。频率转换部分125和解调部分126可以统一为所谓的直接转换方案。

接收侧放大部分124连接到发送路径链接部分108以放大已经由天线接收后的毫米波电信号，以便将放大的信号提供给频率转换部分125。频率转换部分125频率转换放大后的毫米波电信号，并且将频率转换后的信号提供给解调部分126。解调部分126解调频率转换后的信号以获取基带信号，并且将基带信号提供给串行-并行转换部分127。

串行-并行转换部分127将串行接收数据转换为并行输出数据，并且将并行输出数据提供给LSI功能部分104。

如果半导体芯片103如上所述构成，则输入信号经历并行-串行转换并发送到半导体芯片203，并且来自半导体芯片203的接收信号经历串行-并行转换。因此，减少了毫米波转换目标信号的数量。

当第一通信装置100Y和第二通信装置200Y之间的原始信号格式是串行格式时，可以不提供并行-串行转换部分114和串行-并行转换部分127。

本实施例的无线电发送系统1Y具有特征在于，在第一通信装置100Y中，在并行-串行转换部分114和调制部分115之间，在发送侧信号创建部分110中提供由所有的N1系统共享的MIMO处理部分601。类似地，在发送侧信号创建部分210中，在并行-串行转换部分214和调制部分215之间，在第二通信装置200Y中提供由所有的N2系统共享的MIMO处理部分602。下面将描述MIMO处理部分601和602的细节。

尽管已经描述了基本配置，但这仅仅是示例。其中发送侧信号创建部分110和接收侧信号创建部分120以及发送侧信号创建部分210和接收侧信号创建部分220分别容纳在半导体芯片103和203中的形式不限于图中所示的形式。例如，系统可以使用其中发送侧信号创建部分110和接收侧信号创建部分120由一个系统容纳的只有信号创建部分107的半导体芯片103以及其中发送侧信号创建部分210和接收侧信号创建部分220由一个系统容纳的只有信号创建部分207的半导体芯片203构成。可以构成系统，其中发送侧信号创建部分110和接收侧信号创建部分120以及发送侧信号成角部分210和接收侧信号创建部分220分别容纳在半导体芯片103和203中。可以构成系统，使得根据这些修改N1＝N2＝N。

容纳在半导体芯片103和203中的功能部分不必成对地提供在第一通信装置100Y和第二通信装置200Y中，并且可以使用任意组合。例如，在第一通信装置100Y上，使用这样的形式，其中发送侧N1系统和接收侧N2系统容纳在一个芯片中。在第二通信装置200Y上，发送侧信号创建部分210和接收侧信号创建部分220可以容纳在不同的半导体芯片203中。

在该实施例中，提供MIMO处理部分601，其由每个系统的并行-串行转换部分114和调制部分115之间的所有系统共享。提供MIMO处理部分602，其由每个系统的并行-串行转换部分214和调制部分215之间的所有系统共享。关于发送系统，对N1系统或N2系统使用单个芯片是适当的。尽管关于发送系统没有排除对每个系统使用芯片，但是在该情况下，在每个系统的发送系统的芯片、和其中容纳MIMO处理部分601或602(可以容纳在发送系统的一个芯片中)使得MIMO处理部分601或602插入在并行-串行转换部分114和调制部分115之间或并行-串行转换部分214和调制部分215之间的芯片之间必须提供芯片外布线。

同时，关于接收系统，没有这种限制，因此单个芯片可用于多个系统，或者芯片可用于每个系统而没有任何问题。

各个系统的载波频率可以相同或不同。例如，在介电发送路径或空的波导的情况下，限定毫米波，防止毫米波干扰，并且即使是相同频率也没有问题。在自由空间发送路径的情况下，如果自由空间路径相互远离到一定程度，则即使为相同频率也没有问题。同时，如果自由空间发送路径在短的距离，则可以使用不同的载波频率。为了有效地在发送侧执行MIMO处理或减少解调功能部分的电路规模，载波频率优选是共同的，而不管毫米波信号发送路径9的形式(即使在自由空间发送路径中)。

例如，在实现双向通信时，除了空分复用外，可能使用执行时分复用、频分复用等的方案。作为提供单个系统中的毫米波信号发送路径9以实现数据发送和接收的方案，使用其中通过时分复用切换发送和接收的半双工方案或其中通过频分复用同时执行发送和接收的全双工方案。

然而，在时分复用的情况下，存在发送和接收不能同时执行的问题。如图1B的(1)到(3)所示，在频分复用的情况下，存在必须加宽毫米波信号发送路径9的带宽的问题。

相反，在对其应用空分复用的本实施例的无线电发送系统1Y中，在多个信号发送系统(多个信道)中可以设置相同的载波频率，并且易于再使用载波频率(在多个信道中使用相同频率)。可能同时实现信号发送和接收而不加宽毫米波信号发送路径9的带宽。如果在相同方向上利用多个发送信道同时使用相同频带，则可能增加通信速度。

当关于N(N＝N1＝N2)个基带信号毫米波信号发送路径9具有N个系统时，对于双向发送和接收，时分复用或频分复用必须用于发送和接收。相反，当应用空分复用时，使用具有2N个系统的毫米波信号发送路径9，关于双向发送和接收，可以使用具有不同系统的毫米波信号发送路径9执行发送(使用分开的发送路径)。即，当在毫米波段中存在作为通信目标的N个用于发送和接收的信号时，即使没有执行时分复用、频分复用或码分复用，也可以通过具有2N个系统的毫米波信号发送路径9发送信号。

[第二通信装置]

第二通信装置200Y包括与第一通信装置100Y相同的功能配置。各功能部分用参考标号200s表示，并且与第一通信装置100Y中的那些相同或相似的功能部分用与第一通信装置100Y相同的十位和个位的参考标号表示。发送侧信号创建部分210和发送路径链接部分208构成发送部分，并且接收侧信号创建部分220和发送路径链接部分208构成接收部分。

LSI功能部分204执行第二通信装置200Y的主要应用控制，并且包括例如处理要发送到其它方的各种信号的电路或处理从其它方接收的各种信号的电路。

[连接和工作]

在广播或无线电通信中通常使用将输入信号频率转换并发送的方法。为此，使用相对复杂的发送机或接收机，其能够处理关于以下的问题：α)通信可以执行多远(关于热噪声的S/N的问题)；β)如何处理反射或多路径；以及γ)如何抑制与其它信道的中断或干扰。相反，对于在该配置中使用的信号创建部分107和207，使用这样的信号创建部分，其在毫米波段中使用，因为短波长λ而易于再使用频率，并且适于许多外围设备之间的通信，该毫米波段是高于通常在广播或无线电通信中使用的复杂发送机和接收机的使用频率的高频波段。

在该配置中，不同于使用电线的现有技术的信号接口，如上所述，在毫米波段中执行信号发送，使得可能灵活地处理高速和大容量。例如，只有必须以高速或大容量发送的信号经历毫米波段中的通信。在任何系统配置中，通信装置100Y和200Y包括使用电线的现有技术的接口(通过端子或连接器的连接)，用于在其部分处的低速和小量的信号传输或电源。

信号创建部分107对从LSI功能部分104输入的输入信号执行信号处理以创建毫米波信号。信号创建部分107例如通过发送线(如微条线、条线、共面线、插槽线等)连接到发送路径链接部分108。创建的毫米波信号通过发送路径链接部分108提供到毫米波信号发送路径9。

发送路径链接部分108具有天线结构，并且具有将发送的毫米波信号转换为电磁波并发送电磁波的功能。发送路径链接部分108链接到毫米波信号发送路径9。通过发送路径链接部分108转换的电磁波提供到毫米波信号发送路径9的一端。第二通信装置200Y的发送路径链接部分208链接到毫米波信号发送路径9的另一端。毫米波信号发送路径9提供在第一通信装置100Y的发送路径链接部分108和第二通信装置200Y的发送路径链接部分208之间，使得毫米波段中的电磁波通过毫米波信号发送路径9传播。

第二通信装置200Y的发送路径链接部分208链接到毫米波信号发送路径9。发送路径链接部分208接收发送到毫米波信号发送路径9的另一端的电磁波，将电磁波转换为毫米波信号，并且将毫米波信号提供到信号创建部分207(基带信号创建部分)。信号创建部分207对转换的毫米波信号执行信号处理以创建输出信号(基带信号)，并将输出信号提供到LSI功能部分204。

尽管已经描述了从第一通信装置100Y朝向第二通信装置200Y的信号发送，但是可以类似地考虑从第二通信装置200Y的LSI功能部分204朝向第一通信装置100Y的情况。因此，可以双向发送毫米波信号。

与基本配置的无线电发送系统1Y比较时，首先，通过电线执行信号发送的信号发送系统具有以下问题。

i)尽管发送数据必须利用大容量和高速发送，但是对电线的发送速度和发送容量存在限制。

ii)为了处理关于发送数据的高速的问题，可能增加布线数或通过信号并行化减少每条信号线的发送速度。然而，该对策导致输入/输出端子数的增加。结果，印刷基底或电缆布线复杂化，并且连接器或电接口的物理尺寸增加。此外，这种元件的形状复杂化，可靠性劣化，并且成本增加。

iii)随着信息(如电影视频或计算机图像)量的巨大增加，基底信号的频带变宽，并且关于EMC(电磁兼容性)的显著问题出现。例如，当使用电线时，布线用作天线，导致对应于天线的调谐频率的信号的干扰。由于布线的阻抗的失配导致的反射或共振导致不必要的辐射。如果存在共振或反射，则共振或反射容易伴随辐射，并且关于EMI(电磁干扰)的问题变得严重。为了处理这种问题，电子装置的配置复杂化。

iv)如果存在反射，则除了EMC和EMI以外，由于接收侧的码元间的干扰导致的发送错误或由于中断的跳入导致的发送错误是问题。

相反，基本配置的无线电发送系统1Y利用毫米波替代使用电线执行信号发送。从LSI功能部分104到LSI功能部分204的信号被转换为毫米波信号，并且通过毫米波信号发送路径9在发送路径链接部分108和208之间发送毫米波信号。

对于无线电发送，不必注意布线形状或连接器的位置，因此在实践中对于布局没有限制。关于用毫米波的信号发送来代替的信号，可以省略布线或端子，克服了关于EMC或EMI的问题。通常，在通信装置100Y和200Y中，不存在使用毫米波导中的频率的功能部分，因此可能容易地实现针对EMC或EMI的对策。

在第一通信装置100Y和第二通信装置200Y相互靠近的状态下执行无线电发送，并且在固定位置之间或根据已知的位置关系执行信号发送。因此，获得以下的优点。

1)易于准确地设计发送侧和接收侧之间的传播信道(波导结构)。

2)密封发送侧和接收侧的发送路径链接部分的介电结构以及传播信道(毫米波信号发送路径9的波导结构)相互结合设计，因此与自由空间发送相比，具有高可靠性的满意的发送是可能的。

3)不同于一般的无线电通信，不必执行动态地、自适应地和经常地管理无线电发送的控制器(在本示例中，LSI功能部分104)的控制，与一般的无线电通信相比，可能减少根据控制的开销。结果，可以实现紧凑、低功耗和高速。

4)如果在制造或设计时校准无线电发送环境以掌握各种变化，则参考相关数据执行发送，允许高质量通信。

5)即使存在反射时，反射也是固定，因此可能利用接收侧的小的均衡器容易地消除反射的影响。均衡器的设置可以预设或在静态控制下进行，并且可以容易地实现。

利用短波长在毫米波段中执行无线电通信。因此，获得下面的优点。

a)毫米波通信采用宽的通信频带，因此可能简单地增加数据速率。

b)用于发送的频率可以与另一频带信号处理的频率分开，使得在毫米波和基带信道之间几乎不出现频率干扰。

c)因为毫米波段具有短波长，所以可能根据波长减少天线或波导结构的尺寸。此外，因为距离衰减大并且衍射小，所以容易执行电磁屏蔽。

d)在一般的现场的无线电通信的情况下，对载波的稳定度存在严格限制以便防止干扰等。为了实现这种具有高稳定度的载波，使用具有高稳定度的外部频率参考组件和倍增器(multiplier)、PLL(锁相环电路)等，导致电路规模的增加。然而，毫米波(具体地，当还执行固定位置之间或根据已知的位置关系的信号发送时)可以被容易地屏蔽，并且抑制泄漏到外部。此外，可能使用具有高稳定度的载波用于发送，并抑制电路规模的增加。当利用具有放松的稳定度的载波发送的信号通过接收侧的小电路解调时，优选使用注入锁定方案(下面将描述细节)。

尽管在本实施例中，执行毫米波段中的通信的系统图示为无线电发送系统的示例，但是应用范围不限于执行毫米波段中的通信的系统。应用低于毫米波段的频带或超过毫米波段的频带中的通信是可能的。例如，可以应用微波波段。同时，在外壳内信号发送或装置间信号发送时，从MIMO处理(逆矩阵操作处理)的使用的观点，在各种部件的每个的尺寸和波长之间的关系的背景中，使用不是特别长或特别短的毫米波段是最有效的。

<空分复用的应用方法>

图2A是图示在本实施例中使用的“空分复用”的适当条件(应用条件)的图。图2B是示出用于“空分复用”的应用的毫米波信号发送路径9的结构的概述的图(图像视图)。

[空分复用的应用条件]

图2A示出在应用空分复用时设置适当条件的方式。例如，如图2A的(1)所示，当距离为d并且波长为λ时，自由空间L的传播损失L可以表示为“L[dB]＝101og₁₀((4πd/λ)²)...(A)”。

如图2A所示，考虑两种的空分复用的通信。在图中，发送机表示为“TX”，并且接收机表示为“RX”。参考标号“_100”表示第一通信装置100Y，并且参考标号“_200”表示第二通信装置200Y。参考图2A的(2)，第一通信装置100Y包括两个系统中的发送机TX_100_1和TX_100_2，并且第二通信装置200Y包括两个系统中的接收机RX_200_1和RX_200_2。即，从第一通信装置100Y朝向第二通信装置200Y的信号发送在发送机TX_100_1和接收机RX_200_1之间以及在发送机TX_100_2和接收机RX_200_2之间执行。即，在该模式中，通过两个系统执行从第一通信装置100Y朝向第二通信装置200Y的信号发送。

参考图2A的(3)，第一通信装置100Y包括发送机TX_100和接收机RX_100，并且第二通信装置200Y包括发送机TX_200和接收机RX_200。即，从第一通信装置100Y朝向第二通信装置200Y的信号发送在发送机TX_100和接收机RX_200之间执行，并且从第二通信装置200Y朝向第一通信装置100Y的信号发送在发送机TX_200和接收机RX_100之间执行。在该模式中，不同的通信信道用于发送和接收，使得实现全双工通信，其中两方同时执行发送(TX)和接收(RX)。

当使用没有方向性的天线时，获得必须的DU[dB]所需的天线间距离d1和空间信道间隔(具体地，自由空间发送路径9B之间的分开距离)d2之间的关系通过表达式(A)变为“d2/d1＝10(DU/20)...(B)”。

例如，当DU＝20dB时，d2/d1＝10，并且d2必须大于d1的10倍。通常，因为天线具有某种程度的方向性，所以即使在自由空间发送路径9B中，也可能将d2设为更短。

例如，如果通信方的天线在短距离，则可能将每个天线的发送功率抑制低。如果发送功率足够低，并且天线对(也称为信道)可以在相互足够分开的位置处提供，则可能最小化天线对之间的干扰。具体地，在毫米波通信的情况下，因为毫米波的波长短，所以距离衰减大，并且衍射小，使得易于实现空分复用。例如，在自由空间发送路径9B中，空间信道间隔(自由空间发送路径9B之间的分开距离)d2可以设为小于天线间距离d1的10倍。

在具有毫米波限定结构的介电发送路径或空的波导的情况下，毫米波可以被限定，然后发送。因此，空间信道间隔(自由空间发送路径之间的分开距离)d2可以设为小于天线间距离d1的10倍。具体地，与自由空间发送路径9B相比，可能进一步减少信道间隔。

[用于空分复用的毫米波信号发送路径的结构示例]

图2B示出用于空分复用的毫米波发送路径的结构示例。关于发送信道的多信道传输，当没有应用空分复用时，例如，可能应用于频分复用并对于每个信道使用不同的载波频率。同时，如果应用空分复用，则甚至可以利用相同载波频率同时执行信号发送，而没有干扰的影响。

即，关于“空分复用”，应当满足多个系统中的毫米波信号发送路径9形成在可以发送毫米波信号(电磁波)的三维空间中。空分复用不限于多个系统中的自由空间发送路径9B以没有干扰的距离在自由空间中构成的情况(见图2B的(1))。

例如，如图2B的(2)所示，当多个系统中的自由空间发送路径9B在自由空间中提供时，为了抑制发送信道之间的干扰，阻碍电波传播的结构(毫米波屏蔽体MX)可以安排在各发送信道之间。毫米波屏蔽体MX可以是导体或不是。

多个系统中的毫米波信号发送路径9的每个可以作为自由空间发送路径9B传播通过外壳中的空间。同时，本发明不限于自由空间，并且可以使用毫米波限定结构。毫米波限定结构优选是波导结构，如波导、发送线、介电线或内介电(in-dielectric)，使得有效地发送毫米波段中的电磁波。

例如，如图2B的(3)所示，可以使用介电发送路径9A，其由具有在预定范围内的相对介电常数和在预定范围内的介电正切的介电材料形成。例如，介电材料填充整个外壳，使得在发送路径链接部分108和发送路径链接部分208之间安排介电发送路径9A，而不是自由空间发送路径。此外，发送路径链接部分108的天线和发送路径链接部分208的天线可以通过介电线连接以形成介电发送路径9A，该介电线是由介电材料形成的具有一定的线直径的线性部件。

术语“预定范围”意味着介电材料的相对介电常数或介电正切可以在获得该配置的效果的范围内，并且为此，可以预先设置预定值。即，可以使用介电材料，其具有到获得该配置的效果的程度的属性，并且可以发送毫米波。尽管不必清楚定义该预定范围，因为该预定范围没有根据介电材料自身定义，并且与发送路径长度或毫米波的频率有关系，作为示例，该预定范围设置如下。

为了高速在介电发送路径9A中发送毫米波信号，介电材料优选具有大约2到10(优选3到6)的相对介电常数以及大约0.00001到0.01(优选0.00001到0.001)的介电正切。作为满足这种条件的介电材料，例如，可以使用丙烯酸树脂、聚氨酯树脂、环氧树脂、硅、聚酰亚胺或氰基丙烯酸酯。介电材料的相对介电常数和介电正切的这种范围应用于该配置，除非另外说明。

当通过使用介电发送路径9A构造毫米波限定结构时，如图2B的(4)所示，可以在介电发送路径9A的外围提供由导体(如金属部件)形成的屏蔽材料(毫米波屏蔽部件MY)，以便抑制毫米波信号的外部辐射。毫米波屏蔽部件MY优选在基底上的固定电势(例如，地电势)。毫米波屏蔽部件MY由导体形成，与没有使用导体的情况下相比，可靠地屏蔽毫米波信号。

作为毫米波限定结构的另一示例，可以使用空的波导9L，其中屏蔽部件围绕外围，并且内部是空的。例如，如图2B的(5)所示，可以制作这样的结构，其中作为屏蔽部件的示例的导体围绕外围，并且内部是空的。导体MZ的外罩可以提供在相互相对安排的两个基底之一中。导体MZ的外罩和基底之间的距离L(从导体MZ的端部到相对基底的间隙的长度)设为充分小于毫米波的波长的值。外罩(屏蔽部件)由导体MZ形成，与没有使用导体的情况相比，可靠地屏蔽毫米波信号。

在图2B的(2)和(5)之间的比较中，真空波导9L类似于其中毫米波屏蔽体MX安排在自由空间发送路径9B中的结构，除了提供作为毫米波屏蔽部件的示例的导体MZ以便围绕天线。导体MZ的内部是空的，因此可以以低成本简单地构成毫米波信号发送路径9，而不使用介电材料。导体MZ优选在基底上的固定电势(例如，地电势)。

真空波导9L不限于外罩由基底上的导体MZ形成的结构。例如，如图2B的(6)所示，可以在相对厚的基底中形成孔(其可以或可以不穿过基底)，并且孔的壁可以用于外罩。孔的截面形状是任意的，如圆形、三角形或矩形。在该情况下，基底用作屏蔽部件。孔可以形成在相互相对安排的两个基底中的一个或两个中。孔的侧壁可以或可以不用覆盖导体。当孔穿过基底时，天线可以安排(附接)在半导体芯片的后表面上。当孔没有穿过基底并停止在中途(为非透孔)时，天线可以提供在孔的底部。

在介电发送路径9A和真空波导9L的情况下，毫米波通过外罩限定在介电发送路径9A或真空波导9L中。因此，可以有效发送毫米波而具有小的发送损失，抑制了毫米波的向外辐射，并且EMC对策变得容易。

作为毫米波限定结构的另一示例，当可以发送毫米波信号(电磁波)的三维空间由介电材料(刚性目标)形成时，可以形成多个系统中的分开的毫米波信号发送路径9(具体地，介电发送路径9A：在本段中，同样适用)。例如，其上安装电子电路的印刷基底可以由介电材料形成，并且印刷基底可以用作介电发送路径9A。此时，多个分开的介电发送路径9A可以形成在板上。

当应用空分复用时，可以制造系统，使得各种毫米波信号发送路径9组合，即，一部分由自由空间发送路径9B处理，并且其它部分由介电发送路径9A或真空波导9L的毫米波限定处理。

<调制和解调：第一示例>

[调制功能部分：第一示例]

图3的(1)中所示的是发送侧提供的第一示例的调制功能部分8300X的配置。发送目标信号(例如，12位图像信号)通过并行-串行转换部分114转换为高速串行数据序列，然后提供给调制功能部分8300X。

作为调制功能部分8300X，根据调制方案可以使用各种电路配置。例如，在幅度调制方案的情况下，可以使用包括混频部分8302和发送侧本地振荡部分8304的配置。在两轴相位调制方案的情况下，例如，可以使用对应于正交调制的配置。

发送侧本地振荡部分8304(第一载波信号创建部分)创建用于调制的载波信号(调制载波信号)。混频部分8302(第一频率转换部分)利用来自并行-串行转换部分8114(对应于并行-串行转换部分114)的信号乘以(调制)由发送侧本地振荡部分8304生成的毫米波导中的载波，以便创建毫米波段中的调制信号，并且将调制信号提供给放大部分8117(对应于放大部分117)。调制信号通过放大部分8117放大，然后从天线8136辐射。

[解调功能部分：第一示例]

图3的(2)中所示的是接收侧的第一示例的解调功能部分8400X的配置。对于解调功能部分8400X，根据发送侧调制方案可以使用各种电路配置。在该情况下，将对于幅度调制方案提供描述，以便对应于调制功能部分8300X的上述描述。在相位调制方案的情况下，可以使用对应于正交调制或同步检测的配置。

第一示例的解调功能部分8400X包括作为幅度检测电路的示例的两输入混频部分8402(混频器电路)，并且使用平方律检测电路，其获得与接收的毫米波信号的幅度(包络)的平方成比例的检测输出。幅度检测电路可以使用没有平方属性的简单的包络检测电路来替代平方律检测电路。在所示的示例中，在混频部分8402的后面提供滤波处理器部分8410、时钟再现部分8420(CDR：时钟数据恢复)和串行-并行转换部分8127(S-P：对应于串行-并行转换部分127)。滤波处理部分8410例如提供有低通滤波器(LPF)。

由天线8236接收的毫米波信号输入到可变增益型幅度部分8224(对应于放大部分224)，经历幅度调整，然后提供给解调功能部分8400X。经历幅度调整的接收信号同时输入到混频部分8402的两个输入端，使得创建平方信号，并将其提供给滤波处理部分8410。由混频部分8402创建的平方信号的高频带分量通过滤波处理部分8410的低通滤波器移除，使得创建从发送侧发送的输入信号的波形(基带信号)，并将其提供给时钟再现部分8420。

时钟再现部分8420(CDR)基于基带信号再现采样时钟，并且利用再现的采样时钟采样基带信号以创建接收数据序列。创建的接收数据序列提供到串行-并行转换部分8227(S-P)，并且再现并行信号(例如，12位图像信号)。作为时钟再现方案，存在各种方案，并且例如使用码元锁定方案。

[第一示例的问题]

当无线电发送系统由第一示例的调制功能部分8300X和解调功能部分8400X构成时，存在以下问题。

首先，关于振荡电路，存在以下问题。例如，在现场(室外)通信的情况下，必须考虑多信道传输。在该情况下，因为载波的频率波动分量的影响，必须提供对发送侧载波的稳定度的严格规范。在外壳内信号发送或装置间信号发送的情况下，如果在利用毫米波发送数据时在发送侧和接收侧使用在室外无线电通信中使用的普通方法，则载波必须具有稳定性，因此必须提供振荡电路，其具有大约ppm(百万分之)量级的高频率稳定度。

在实现具有高频率稳定度的载波信号时，例如，可以在硅集成电路(CMOS：互补金属氧化物半导体)上实现具有高稳定度的毫米波振荡电路。然而，因为通常用于CMOS的硅基底具有低绝缘属性，所以不容易形成具有高Q值(质量因子)的谐振电路，使得难以实现振荡电路。例如，如参考文献A中所示，当在CMOS芯片上形成电感时，Q值在大约30到40的范围内。

参考文献A：A.Niknejad，″mm-Wave Silicon Technology 60GHz andBeyond″(具体地，3.1.2Inductors，第70-71页)，ISBN 978-0-387-76558-7

因此，在实现具有高稳定度的振荡电路时，例如，可以使用这样的方法，其中在构成振荡电路的主体的CMOS的外部提供具有高Q值并以低频振荡的谐振电路(如晶体振荡器)，并且振荡输出被倍频和上升到毫米波段。然而，在实现利用通过毫米波的信号发送替代通过布线的信号发送(如LVDS(低压差分信号传输))的功能时，在所有芯片中提供这种外部谐振电路不是优选的。

如果使用如OOK(开关键控)的幅度调制方案，则应当满足在接收侧执行包络检测。因此，可以不提供振荡电路，使得可能减少谐振电路的数目。然而，如果扩展信号发送距离，则接收幅度减少。为此，在使用作为包络检测的示例的平方律检测电路的方案中，不利的是接收幅度的减少的影响显著出现，导致信号失真。换句话说，从灵敏度的观点来看，平方律检测电路是不利的。

作为实现具有高频率稳定度的载波信号的另一方法，例如，可以使用具有高稳定度的倍频器电路或PLL电路，导致电路规模增加。例如，在参考文献B中，使用推-推(push-push)振荡电路，并且消除了60GHz振荡电路，减少了电路规模。然而，在该情况下，仍然必须提供30GHz振荡电路或分频器、相位频率检测器(PFD)、外部参考(在本示例中，117MHz)等。为此，电路规模明显大。

参考文献B：″A 90nm CMOS Low-Power 60GHz Transceiver withIntegrated Baseband Circuitry″，ISSCC 2009/SESSION 18/RANGING AND Gb/sCOMMUNICATION/18.5，2009IEEE International Solid-State CircuitsConference，第314-316页

平方律检测电路从接收信号中只提取幅度分量。为此，可用的调制方案限于幅度调制方案(例如，ASK，如OOK)，并且难以使用相位或频率调制方案。如果难以使用相位调制方案，则这意味着不可能正交调制信号以增加数据发送速率。

当通过频分复用方案实现多信道传输时，在使用平方律检测电路的方案的情况下，存在以下问题。必须在接收侧在平方律检测电路之前安排带通滤波器用于频率选择，但是不容易实现紧凑尺寸的陡带通滤波器。此外，当使用陡带通滤波器时，必须提供对发送侧载波频率的稳定度的严格规范。

<调制和解调：第二示例>

图4到图5B是图示通信处理系统中的调制功能和解调功能的第二示例的图。图4是图示发送侧信号创建部分8110(发送侧通信部分)的第二示例的图，其包括发送侧的调制功能部分8300(调制部分115和215以及频率转换部分116和216)和外围电路。图5A是图示接收侧信号创建部分8220(接收侧通信部分)的配置示例的图，其包括发送侧的第二示例的解调功能部分8400(频率转换部分125和225以及解调部分126和226)以及外围电路。图5B是图示注入锁定的相位关系的图。

作为针对上述第一示例的问题的对策，第二示例的解调功能部分8400使用注入锁定方案。

当使用注入锁定方案时，优选地，预先对调制目标信号执行适当的校正处理，使得容易进行接收侧的注入锁定。通常，在抑制近直流分量的同时对调制目标信号执行调制，即，在抑制(截除)包括DC(直流)的低频带分量的同时执行调制，使得尽可能减少接近载波频率fc的调制信号分量，并且容易进行接收侧的注入锁定。在数字方案的情况下，例如，执行无DC编码以便消除由于相同代码的连续而出现的DC分量。

优选与在毫米波段中调制的信号(调制信号)一起发送参考载波信号，其与用于调制的载波信号对应地用作接收侧的注入锁定的参考。参考载波信号是这样的信号，其对应于从发送侧本地振荡部分8304输出的用于调制的载波信号的频率和相位(优选地，还有幅度)在任何时候恒定(不变)。通常，参考载波信号是用于调制的载波信号自身。参考载波信号至少与载波信号同步，但不限于此。例如，可以使用与用于调制的载波信号同步的具有不同频率的信号(例如，谐波信号)或具有相同频率和不同相位的信号(例如，与用于调制的信号正交的正交载波信号)。

在任何调制方案或调制电路中，存在其中载波信号包括在调制电路的输出信号中的情况(例如，标准幅度调制、ASK等)，或者其中抑制载波的情况(载波抑制型幅度调制、ASK、PSK等)。因此，为了与毫米波段中调制的信号一起从发送侧发送参考载波信号，根据参考载波信号的类型(用于调制的载波信号自身是否用作参考载波信号)、调制方案或调制电路使用电路配置。

[调制功能部分：第二示例]

图4示出调制功能部分8300的第二示例和外围电路的配置。在调制功能部分8300(混频部分8302)的前面提供调制目标信号处理部分8301。图4所示的每个示例示出对应于数字方案的配置示例。调制目标信号处理部分8301对从并行-串行转换部分8114提供的数据执行无DC编码，如8-9转换编码(8B/9B编码)、8-10转换编码(8B/10B编码)或扰频，以便消除由于相同代码的连续导致的DC分量的出现。尽管未示出，但是在模拟调制方案的情况下，优选对调制目标信号执行高通滤波(或带通滤波)。

在8-10转换编码的情况下，8位数据转换为10位代码。例如，作为10位代码，在1024中具有相等数量的“1”和“0”的代码用作数据代码，使得展现无DC属性。没有用作数据代码的10位代码的一部分例如用作指示空闲、分组分隔等的特殊代码。例如，在无线LAN(IEEEE802.11a)等使用扰频。

进行图4的(1)中所示的基本配置1，使得参考载波信号处理部分8306和信号合成部分8308提供来合成(混合)调制电路(第一频率转换部分)的输出信号和参考载波信号。这可以当作多功能方案，其不依赖于参考载波信号的类型、调制方案、或调制电路。然而，在接收侧解调时，根据参考载波信号的相位，合成的参考载波信号可能检测为直流偏移分量，并且可能影响基带信号的再现性。在该情况下，在接收侧采取对策，以便抑制直流分量。换句话说，参考载波信号优选具有这样的相位关系，使得在解调时不必消除直流偏移分量。

如果需要的话，则参考载波信号处理部分8306调整从发送侧本地振荡部分8304提供的调制载波信号的相位或幅度，并且将输出信号提供到信号合成部分8308作为参考载波信号。例如，在其中混频部分8302的输出信号自身不包括具有恒定频率或相位的载波信号的方案(频率或相位调制方案)的情况下，或者当用于调制的载波信号的谐波信号或正交载波信号用作参考载波信号时，使用基本配置1。

在该情况下，可能使用用于调制的载波信号的谐波信号或正交载波信号作为参考载波信号，并且分开调整调制信号和参考载波信号的幅度或相位。即，放大部分8117执行关注调制信号的幅度的增益调整，并且此时同时还调整参考载波信号的幅度。同时，参考载波信号处理部分8306可以只调整参考载波信号的幅度，使得关于注入锁定获得期望的幅度。

尽管在基本配置1中，提供信号合成部分8308来合成调制信号和参考载波信号，但是这不是必不可少的。如同图4的(2)所示的基本配置2，调制信号和参考载波信号可以通过不同的天线8136_1和8136_2(优选地，通过不同的毫米波发送路径9)发送到接收侧，使得不存在干扰。在基本配置2中，可能发送还具有恒定幅度的参考载波信号到接收侧，因此，从注入锁定的容易的观点来看，这可以当作优化方案。

在基本配置1和2的情况下，有利的是可能分开调整用于调制的载波信号(换句话说，发送的调制信号)以及参考载波信号的幅度或相位。因此，上述配置可以当作适于其中放置发送目标信息的调制轴和用于注入锁定的参考载波信号的轴(参考载波轴)异相(不同相)的情况的配置，使得在解调输出中不出现直流偏移。

当具有恒定频率或相位的载波信号包括在混频部分8302的输出信号中时，可以使用图4的(3)中所示的基本配置3，其中不提供参考载波信号处理部分8306或信号合成部分8308。应当满足只有在毫米波段中调制的调制信号通过混频部分8302发送，并且调制信号中包括的载波信号处理为参考载波信号。不必增加不同的参考载波信号到混频部分8302的输出信号并发送得到的信号到接收侧。例如，在幅度调制方案(例如，ASK方案)中，可以使用基本配置3。此时，优选执行无DC处理。

同时，在幅度调制或ASK的情况下，混频部分8302可以有效地用作载波抑制型电路(例如，平衡调制电路或双平衡调制电路)，并且如同基本配置1和2，参考载波信号也可以与输出信号(调制信号)一起发送。

在相位或频率调制方案的情况下，如图4的(4)所示的基本配置4，调制功能部分8300(其使用例如正交调制)可以只发送在毫米波段中调制(频率转换)的调制信号。然而，接收侧的注入锁定还与注入电平(输入到注入锁定型振荡电路的参考载波信号的幅度电平)、调制方案、数据速率、载波频率等有关。因此，应用范围有限。

在基本配置1到4的任何中，如图中的虚线所示，可以使用这样的机制，其中从接收侧接收基于接收侧的注入锁定检测结果的信息，并且调整调制载波信号的频率或参考载波信号或毫米波(具体地，用作接收侧的注入信号的毫米波：例如，参考载波信号或调制信号)的相位。关于从接收侧朝向发送侧的信息发送，毫米波的使用不是必不可少的，并且可以使用任意方式而不管有线或无线。

在基本配置1到4的任何中，通过控制发送侧本地振荡部分8304调整调制载波信号(或参考载波信号)的频率。

在基本配置1和2中，通过控制参考载波信号处理部分8306或放大部分8117来调整参考载波信号的幅度或相位。在基本配置1中，可以通过调整发送功率的放大部分8117来调整参考载波信号的幅度。然而，在该情况下，存在的问题在于调制信号的幅度也被调整。

在适于幅度调制方案(模拟幅度调制或数字ASK)的基本配置3中，调整关于调制目标信号的直流分量，或者通过控制调制度(调制等级(rate))来调整调制信号的载波频率分量(对应于参考载波信号的幅度)。例如，考虑这样的情况，其中调制通过将直流分量加到发送目标信号获得的信号。在该情况下，当调制度恒定时，通过控制直流分量调整参考载波信号的幅度。当直流分量恒定时，通过控制调制度调整参考载波信号的幅度。

同时，在该情况下，只有从混频部分8302输出的调制信号发送到接收侧，而不使用信号合成部分8308，使得发送这样的信号，其中通过利用发送目标信号调制载波信号获得的调制信号和用于调制的载波信号合成。必然地，参考载波信号放置在与放置调制信号的发送目标信号的调制轴相同的轴上(即，与调制轴同相)。在接收侧，调制信号的载波频率分量用于注入锁定作为参考载波信号。尽管下面将描述细节，但是当考虑相平面时，放置发送目标信息的调制轴和用于注入锁定的载波频率分量(参考载波信号)的轴同相，使得由于载波频率分量(参考载波信号)导致的直流偏移出现在解调输出中。

[解调功能部分：第二示例]

图5A示出解调功能部分8400的第二示例和外围电路的配置。第二示例的解调功能部分8400包括接收侧本地振荡部分8404，并且将注入信号提供给接收侧本地振荡部分8404以获取对应于发送侧的用于调制的载波信号的输出信号。通常，获取与在发送侧使用的载波信号同步的振荡输出信号。然后，混频部分8402将接收的毫米波调制信号和基于接收侧本地振荡输出8404的输出信号的用于解调的载波信号(解调载波信号：称为再现载波信号)相乘(对其执行同步检测)，以便获得同步检测的信号。通过滤波处理部分8410消除同步检测的信号的高频带分量，使得获得从发送侧发送的输入信号的波形(基带信号)。此后，应用与第一示例相同的描述。

混频部分8402通过同步检测执行频率转换(下转换和解调)。因此，例如比特误差率属性是优秀的，并且通过扩展到正交检测可以应用相位调制或频率调制。

在提供基于接收侧本地振荡部分8404的输出信号的再现载波信号到混频部分8402并执行解调时，必须考虑相移，并且重要的是在同步检测系统中提供相位调整电路。例如，如参考文献C中所述，这是因为通过注入锁定在接收的调制信号和从接收侧本地振荡部分8404输出的振荡输出信号之间存在相位差。

参考文献C：L.J.Paciorek，″Injection Lock of Oscillators″，Proceeding ofthe IEEE，Vol.55NO.11，1965年11月，第1723-1728页

在本示例中，在解调功能部分8400中提供相位幅度调整部分8406，其具有调整注入幅度的功能以及相位调整电路的功能。可以关于到接收侧本地振荡部分8404的注入信号之一和接收侧本地振荡部分8404的输出信号提供相位调整电路，或者可以应用到它们两者。接收侧本地振荡部分8404和相位幅度调整部分8406构成解调侧(第二)载波信号创建部分，其创建与调制载波信号同步的解调载波信号并将解调载波信号提供到混频部分8402。

如图中的虚线所示，在混频部分8402的后面提供直流分量抑制部分8407。直流分量抑制部分8407根据与调制信号合成的参考载波信号的相位(特别是当调制信号和参考载波信号同相时)，消除可能包括在同步检测的信号中的直流偏移。

参照参考文献C，当接收侧本地振荡部分8404的自由运行振荡频率为fo(ωo)时，注入信号的中心频率(在参考载波信号的情况下，参考载波信号的频率)为fi(ωi)，到接收侧本地振荡部分8404的注入电压为Vi，接收侧本地振荡部分8404的自由运行振荡电压为Vo，并且Q值(质量因子)为Q，锁定范围通过由表达式(A)规定的最大牵引频率范围Δfomax来表示。从表达式(A)可以看到Q值影响锁定范围，并且随着Q值为小，锁定范围变宽。

Δfomax＝fo/(2*Q)*(Vi/Vo)*1/sqrt(1-(Vi/Vo)^2)...(A)

从表达式(A)，可以理解通过注入锁定获取振荡输出信号的接收侧本地振荡部分8404可以与注入信号的Δfomax内的分量锁定(同步)，但是不能与Δfomax外的分量锁定，展现了带通效果。例如，当具有频带的调制信号提供到接收侧本地振荡部分8404并且通过注入锁定获得振荡输出信号时，获得与调制信号的平均频率(载波信号的频率)同步的振荡输出信号，并且移除Δfomax外的分量。

在提供注入信号到接收侧本地振荡部分8404时，如图5A的(1)所示的基本配置1，接收的毫米波信号可以提供给接收侧本地振荡部分8404作为注入信号。在该情况下，存在许多Δfomax内的调制信号的频率分量不是优选的。即，频率分量的量优选尽可能少。如果“频率分量的量优选尽可能少”，则这意味着即使在存在少量的频率分量时，也可以通过适当地调整信号输入电平或频率进行注入锁定。即，注入锁定不需要的频率分量也可以提供到接收侧本地振荡部分8404，可能难以进行注入锁定。然而，如果在预先在发送侧抑制低频带分量(无DC编码等)时调制调制目标信号，则在载波频率附近不存在调制信号分量，即使基本配置1也是可允许的。

如图5A的(2)所示的基本配置2，可以提供分频部分8401来从接收的毫米波信号频率分离调制信号和参考载波信号，并且将分离的参考载波信号提供到接收侧本地振荡部分8404作为注入信号。在预先抑制注入锁定不需要的频率分量的同时提供该信号，因此易于进行注入锁定。

图5A的(3)中所示的基本配置3对应于其中使用图4的(2)所示的基本配置2的情况。在该方案中，通过不同的天线8236_1和8236_2(优选地，通过不同的毫米波信号发送路径9)接收调制信号和参考载波信号，使得不存在干扰。在接收侧基本配置3中，也具有恒定幅度的参考载波信号可以提供到接收侧本地振荡部分8404，因此从注入锁定的容易的观点来看，这可以当作优化方案。

图5A的(4)所示的基本配置4对应于这样的情况，其中当在发送侧使用相位或频率调制时，使用图4的(4)中所示的基本配置4。尽管进行与基本配置1相同的配置，但是实际上，解调功能部分8400变为对应于相位调制或频率调制的解调电路，如正交解调电路。

通过天线8236接收的毫米波信号通过分离器(解复用器)提供到混频部分8402和接收侧本地振荡部分8404。当注入锁定起作用时，接收侧本地振荡部分8404输出与接收侧的用于调制的载波信号同步的再现载波信号。

接收侧注入锁定的可能性(可以获取与发送侧的用于调制的载波信号同步的再现载波信号的可能性)还依赖于注入电平(输入到注入锁定型振荡电路的参考载波信号的幅度电平)、调制方案、数据速率、载波频率等。所必须的是减少可注入锁定频带内的调制信号的分量。因此，优选在发送侧执行无DC编码，使得调制信号的中心(平均)频率基本上等于载波频率，并且中心(平均)相位基本上等于零(相平面上的原点)。

例如，参考文献D描述了这样的示例，其中通过BPSK(二进制相移键控)方案调制的调制信号用作注入信号。在BPSK方案中，到接收侧本地振荡部分8404的注入信号根据输入信号的码元时间T经历180度的相位改变。即使在该情况下，对于接收侧本地振荡部分8404的注入锁定，如果接收侧本地振荡部分8404的最大牵引频率范围为Δfomax，则必须码元时间T满足T＜1/(2Δfomax)。这意味着码元时间T必须设为短并具有余量。如果码元时间T尽可能短，则这意味着数据速率增加。这可用于高速数据传送的目的。

参考文献D：P.Edmonson等人，″Injection Locking Techniques for a 1-GHzDigital Receiver Using Acoustic-Wave Devices″，IEEE Transactions onUltrasonics，Ferroelectrics，and Frequency Control，Vol.39，No.5，1992年9月，第631到637页

参考文献E描述了这样的示例，其中通过8PSK(8相移键控)方案调制的调制信号用作注入信号。参考文献E还描述，如果注入电压或参考频率在相同条件下，则随着数据速率高，易于进行注入锁定。这可用于高速数据传送的目的。

参考文献E：Tarar，M.A.；Zhizhang Chen，″A Direct Down-ConversionReceiver for Coherent Extraction of Digital Baseband Signals Using the InjectionLocked Oscillators″，Radio and Wireless Symposium，2008IEEE，Volume，Issue，2008年1月22-24日，第57到60页

在基本配置的1到4的任何中，通过基于表达式(A)控制的注入电压Vi或自由运行振荡频率fo来控制锁定范围。换句话说，重要的是调整注入电压Vi或自由运行振荡频率fo使得进行注入锁定。例如，在混频部分8402的后面(在图中示例中，在直流分量抑制部分8407的后面)提供注入锁定控制部分8440，以基于通过混频部分8402获取的同步检测信号(基带信号)确定注入锁定的状态，并且基于确定结果控制作为调整目标的每个部分，使得进行注入锁定。

此时，可以使用在接收侧采取行动的方法、和如图中虚线所示的提供传导到控制的信息(控制信息和作为控制信息的基础的检测信号)到发送侧并在发送侧采取行动的方法中的一种或两种。从功耗或抗干扰的观点来看，在接收侧采取行动的方法具有困难，因为可能存在这样的情况，其中如果没有用一定强度发送毫米波信号(具体地，参考载波信号分量)，则在接收侧没有进行注入锁定，但是该方法的优点在于可能在接收侧单独采取行动。

相反，根据在发送侧采取行动的方法，尽管必须从接收侧发送信息到发送侧，但是可能用经历接收侧的注入锁定的最小功率发送毫米波信号，以便减少功耗并改进抗干扰。

在外壳内信号发送或装置间信号发送的情况下，如果应用注入锁定方案，则获得下面的优点。发送侧本地振荡部分8304可以放松对用于调制的载波信号的频率的稳定度的规范。如从表达式(A)明显的，在其中进行注入锁定的接收侧本地振荡部分8404中，Q值必须低，以便遵循发送侧频率波动。

当包括谐振电路(电感元件和电容元件)的整个接收侧本地振荡部分8404形成在CMOS上时，这是可用的。在接收侧，接收侧本地振荡部分8404可以具有低Q值。同样应用于发送侧本地振荡部分8304。发送侧本地振荡部分8304可以具有低的频率稳定度和低Q值。

CMOS的微型化在将来进一步进步，并且操作频率进一步增加。在高频带中实现紧凑发送系统时，必须使用高载波频率。在本示例的注入锁定方案中，可能放松对振荡频率的稳定度的规范，因此可能容易地使用具有更高频率的载波信号。

如果即使在高频的情况下频率稳定度也可以低(换句话说，Q值可以低)，则这意味着在高频的情况下实现具有高稳定度的载波信号时，不必使用具有高稳定度的倍频电路或用于载波锁定的PLL电路，因此即使在更高载波频率的情况下也可能简单地实现小电路规模的通信功能。

获取与发送侧的接收侧本地振荡部分8404使用的载波信号同步的再现载波信号，并且将其提供到混频部分8402，并且执行同步检测。因此，在混频部分8402的前面可能不提供用于波长选择的带通滤波器。关于接收频率的选择工作，实际上，优选执行控制，使得发送和接收本地振荡电路完全同步(即，进行注入锁定)，使得易于选择接收频率。在毫米波段的情况下，与低频相比，注入锁定所需的时间短，使得可以在段时间内完成接收频率的选择工作。

因为发送和接收本地振荡电路完全同步，所以发送侧载波频率的波动分量被抵消，确保各种调制方案(如相位调制)的应用。例如，在数字调制的情况下，存在已知的相位调制，如QPSK(正交相移键控)调制或16QAM(正交幅度调制)。在这些相位调制方案中，在基带信号和载波之间执行正交调制。利用输入信号作为I相和Q相基带信号执行正交调制。即，分别利用I相信号和Q相信号调制I轴和Q轴载波信号。注入锁定可应用于正交调制方案(如QPSK或16QAM)以及如参考文献E中描述的8PSK调制，使得调制信号正交以增加数据发送速率。

如果应用注入锁定，则与同步检测结合，即使在接收侧没有使用用于波长选择的带通滤波器时，干扰也几乎不影响通过多个发送和接收对的同步和分开的发送，如多信道传输或全双工双向性。

[注入信号和振荡输出信号之间的关系]

图5B示出注入锁定中信号之间相位关系。这里，作为基本配置，将描述这样的情况，其中注入信号(在该情况下，参考载波信号)和用于调制的载波信号同相。

关于接收侧本地振动部分8404的工作，可以使用注入锁定模式和放大器模式两种模式。当使用注入锁定方案时，注入锁定模式用作基本工作，并且放大器模式在特殊情况下使用。特殊情况指这样的情况，其中当参考载波信号用作注入信号时，用于调制的载波信号和参考载波信号不同相(通常，具有正交关系)。

当接收侧本地振动部分8404正在以自由运行方式输出振荡输出信号Vo的同时执行注入锁定模式时，如图中所示，在接收的参考载波信号Sinj和通过注入锁定从接收侧本地振动部分8404输出的振荡输出信号Vout之间存在相位差。必须校正该相位差，以便在混频部分8402中执行正交检测。如从图中理解的，当相位幅度调整部分8406执行相位调整，使得调制信号SI基本上与接收侧本地振动部分8404的输出信号同相时，相位偏移量为“θ-φ”。

换句话说，相位幅度调整部分8406可以偏移相位，以便抵消当接收侧本地振荡部分8404正在注入锁定模式中工作时的输出信号Vout和当利用到接收侧本地振荡部分8404的注入信号Sinj进行注入锁定时的输出信号Vout的相位之间的相位差“θ-φ”。到接收侧本地振荡部分8404的注入信号Sinj和接收侧本地振荡部分8404的自由运行输出Vo之间的相位差为θ。当进行注入锁定时的接收侧本地振荡部分8404的输出信号和接收侧本地振荡部分8404的自由运行输出Vo之间的相位差为φ。

<多信道传输和空分复用之间的关系>

图6A和6B是图示多信道传输和空分复用之间的关系以及针对干扰的对策的基本原理的图。图6A是图示多信道传输和空分复用之间的关系的图。图6B是示出关于多信道传输和空分复用之间的关系用于放松对干扰对策的基本机制的图。

作为实现多信道传输的方法，如参考图1A到2A所述，可以应用空分复用。此外，如图6A的(1)所示，可以使用具有不同载波频率的发送和接收对。即，通过频分复用实现多信道传输。

如果使用不同的载波频率，则可能容易地实现全双工双向性，并且实现这样的情形，其中多个半导体芯片(一组发送侧信号创建部分110和接收侧信号创建部分220，或一组发送侧信号创建部分210和接收侧信号创建部分120)在电子装置的外壳内分开执行通信。

[问题]

例如，如图6A的(2)到(4)所示，描述了两个发送和接收对同时和分开执行通信的情况。在图中，Δ1、Δ2、Δ3和Δ4是暂时波动的频率分量。

如图6A的(2)所示，当应用平方律检测方案时，如上所述，在频分复用方案的多信道传输的情况下，必须提供用于接收侧的频率选择的带通滤波器(BPF)。不容易实现紧凑尺寸的陡带通滤波器，并且必须提供带通滤波器以便改变选择的频率。因为平方律检测方案只提取幅度信息，所以调制方案限于ASK、OOK等，并且难说正交调制信号以增加数据发送速率。

当在接收侧不提供用于载波锁定的PLL以便减少尺寸时，例如，如图6A的(3)所示，可以通过对IF(中频)的下转换执行平方律检测。在该情况下，增加块以执行到足够高的IF的频率转换，使得可能选择要接收的信号而没有RF频带中的带通滤波器。同时，在该情况下，必须提供执行频率转换到IF频带的电路或IF频带中的带通滤波器，使得电路复杂化很多。还存在在接收侧的下转换期间暂时波动的频率分量(频率波动分量Δ)的影响，以及发送侧的频率波动分量Δ。为此，调制方案限于提取幅度信息使得频率波动分量Δ的影响可以忽略的方案(例如，ASK、OOK等)。

相反，如图6A的(4)所示，如果应用注入锁定方案，则发送侧本地振荡部分8304和接收侧本地振荡部分8404完全同步，使得可能容易地实现各种调制方案。不必提供用于载波锁定的PLL，减少了电路尺寸并使得易于选择接收频率。此外，可以通过使用具有小于低频的时间常数的谐振电路实现毫米波段中的振荡电路，与低频相比缩短了注入锁定所需的时间，并且实现了高速发送。如上所述，如果应用注入锁定方案，则与利用普通基带信号的芯片之间的信号发送相比，可能容易地增加发送速度并减少输入/输出端子的数量。可能在芯片上构成紧凑的毫米波天线，并且在从芯片提取信号时提供显著高的自由度。此外，发送侧频率波动分量Δ通过注入锁定抵消，实现各种调制，如相位调制(例如，正交调制)。

在通过频分复用实现多信道传输时，在接收侧，再现与发送侧用于调制的载波信号同步的信号，并且通过同步检测执行频率转换。因此，即使在存在载波信号的频率波动Δ时，也可能恢复发送的信号而不受频率波动的影响(所谓的干扰的影响)。如图6A的(4)所示，在频率转换电路(下转换器)的前面可以不提供用作频率选择滤波器的带通滤波器。

同时，如果以此方式通过频分复用使用多信道传输，则如从参考图1B的频分复用的描述将理解的，必须加宽整个毫米波信号发送路径9的使用频带。尽管自由空间发送路径9B可以处理这种需要，但是具有有限带宽的发送路径(如介电发送路径9A)有问题。

在装置内或装置间无线电发送的情况下，易于应用空分复用，并且在各个信道中使用相同的载波频率，减轻了对发送带宽的限制。同时，在空分复用的情况下，必须提供针对干扰的对策，如参考图2B所述。例如，在图2B的(1)所示的自由空间发送路径9B中，重要的是发送(接收)天线处于足够的距离。然而，这意味着对信道间距离有限制，并且当必须在窄的空间内安排多个天线对(发送信道)时有问题。

作为针对干扰的另一对策，例如，如图2B的(2)所示，可以使用这样的结构，其阻碍发送(接收)天线之间的电波传播。如图2B的(3)到(6)所示，可以使用如介电发送路径9A或空的波导9L的限定结构以缩短信道间距离。然而，这些方法具有关于与自由发送空间9B相比成本增加的问题。

[针对问题的对策的原理]

在本实施例的无线电发送系统1中，当通过空分复用实现复用发送时，即使在毫米波信号发送路径9为自由空间发送路径9B时，也建议这样的系统，其能够放松对针对干扰的措施的要求度。如果“放松对针对干扰的措施的要求度”，则这意味着可能在没有毫米波屏蔽体MX的情况下缩短信道间距离，或者可能减少针对干扰的措施。

尽管图1A所示基本概念，如图6B所示，在发送侧提供MIMO处理部分601和602以从基带信号处理的观点进行针对干扰的措施，缩窄了天线间隔。

MIMO处理部分601和602是发送特性校正部分的示例，其对于对应多个天线136(发送天线)的多个发送目标信号的每个执行基于天线136和天线236(接收天线)之间的毫米波信号发送路径9(发送空间)的传送特性的校正操作。传送特性由信道矩阵表示，并且作为校正操作，对于每个信道的发送目标信号执行逆矩阵操作。

校正操作(逆矩阵操作)的内在含义在于在预先校正的传送特性量的情况下发送并且允许接收侧在没有传送特性的影响的情况下接收发送目标信号。天线236接收的不必要信号的分量被完全抵消，并且只有基于期望信号的信号分量输入到解调功能部分8400。

本实施例的MIMO处理部分601和602中的MIMO处理具有特征在于，只对每个天线中的发送和接收之间的直接波执行MIMO处理。这显著不同于以下的信号处理，其中在正常的装置内或装置间无线电发送的MIMO处理的情况期间，从发送侧发送的电波由于外壳中的组件或壁而反射和散射，并且对于当来自多个路径的相同电波到达接收侧时针对多路径的对策，单个接收天线处理多个接收信号，包括通过与来自相同发送天线的直接波不同的路径的反射波。

这是因为在装置内或装置间的无线电信号发送中使用具有相对短的波长的毫米波(或微波)。并且在对其应用空分复用的、其中形成毫米波信号发送路径9的空间内没有实际上干扰无线电发送的障碍物可以存在。在该情况下，可以说不必考虑反射波的影响。

在多路径环境下，如果在接收侧接收来自多个路径的电波，则由于多个路径之间的距离的差，电波从发送侧到接收侧的时间在各路径之间不同。为此，在接收侧接收具有偏移的相位的多个电波，结果，接收信号的波形可能失真，并且信号不能被解码。作为针对这些问题的对策，可能应用MIMO处理。在该情况下，信道矩阵的构思当然变为适于针对多路径的对策。

然而，在本实施例的MIMO处理中，不同于用于针对多路径的对策的这种MIMO处理，信道矩阵的概念不同于针对多路径的对策的信道矩阵。

在存在大量反射波的环境下，易于求解信道矩阵的逆矩阵。同时，在只有直接波存在并且没有反射波存在的实际环境下，可能难以获得信道矩阵的逆矩阵。在本实施例中，天线安排限制为易于获得信道矩阵的逆矩阵。

此时，尽管下面将描述细节，但是在本实施例中，确定天线安排(发送侧和接收侧的天线之间的间隔)，使得MIMO处理所需的倍增器(放大器的元件)和加法器的数量可以减少，并且根据天线安排执行发送侧的MIMO处理。即，确定天线安排，使得可以减少MIMO处理的次数，并且只对根据天线安排的直接波执行发送侧的MIMO处理。

调制功能部分中的正交调制的必然性、解调方法(注入锁定方案、或包络检测或平方律检测)等依赖于上述关系。

在任何情况下，MIMO处理应用于发送侧以放松使用自由空间发送路径9B时对针对干扰的对策的要求。在各信道中使用共同的载波频率，使得在发送侧的基带中执行MIMO处理。限制天线安排以减少MIMO处理的量(逆矩阵操作的量)。

尽管在下面描述的实施例中，在各信道中使用共同的载波频率，但这不是必不可少的。应当满足各信道的载波频率至少同步。作为空分复用的基本概念，通常，载波信号的频率是共同的(相等)。如果各发送侧载波信号的频率共同，则每个信道中的载波信号的效果是可靠地相等，可靠地并有效地在基带区域中执行MIMO处理。当各信道之间的载波频率不同时，在接收侧，必须提供对策，例如，必须为每个信道提供解调电路或对应于每个载波频率的频率选择滤波器，导致系统规模的增加。从该观点，各信道的载波频率是共同的是显著有利的。

MIMO处理通常伴随复杂的数字运算(或对应的处理)，导致电路规模的增加。相反，天线安排限制为关注只有直接波将经历处理的点，并且根据天线安排执行处理，减少MIMO处理量(逆矩阵操作量)。

当使用第一示例配置时，发送侧具有单芯片配置，因此发送侧信号创建部分110中的调制功能部分8300不必按系统包括发送侧本地振荡部分8304。上述配置可用于应用与下面所述的用于减少注入锁定电路的数量的对策相同的机制。即，发送侧本地振荡部分8304可以只为单个系统提供，并且在剩余系统中，可以利用由发送侧本地振荡部分8304创建的载波信号执行频率转换(调制)。

在图6B的(1)中所示的第一示例中，关于N个系统，发送侧具有单芯片配置，并且接收侧具有这样的配置，使得容纳解调功能单元8400(DEMOD)的半导体芯片203由系统使用(1到N配置)。然而，当MIMO处理应用于发送侧时，这不必提供。

例如，在图6B的(2)中所示的第二示例中，发送侧具有单芯片配置，并且接收侧也具有单芯片配置，即，进行1到1配置。当使用第二示例的配置时，接收侧具有单芯片配置。因此，接收侧信号创建部分220中的解调功能单元8400不必按系统提供有接收侧本地振荡部分8404。当应用与下面描述的用于减少注入锁定电路的数量的对策相同的机制时，上面的配置是可用的。即，可以只为单个系统提供接收侧本地振荡部分8404，接收信号可以通过与由接收侧本地振荡部分8404创建的再现载波信号的同步检测来解调。

在图6B的(3)中所示的第三示例中，接收侧具有单芯片配置，并且发送侧具有使得不同芯片用于各系统的配置(N到1配置)。在图6B的(4)所示的第四示例中，发送侧具有使得不同芯片用于各系统的配置，并且接收侧也具有使得不同芯片用于各系统的配置(N到N配置)。在第三示例或第四示例中，在每个信道的调制功能部分8300(MOD)和并行-串行转换部分8114之间提供MIMO处理部分601，以便由所有系统共享。

<多信道传输和注入锁定之间的关系>

图7是图示关于多信道传输和注入锁定之间的关系用于减少电路规模的基本机制的图。

在实现复用发送(多信道传输)时，存在另一问题，即当通过使用注入锁定方案实现多信道传输时，在该状态下，注入锁定电路必须由接收侧的信道准备。

在本实施例的无线电发送系统1中，可以构成系统，使得当在应用MIMO处理的情况下在接收侧存在多个系统时，优选地，在利用注入锁定方案的情况下，即使当没有按系统准备注入锁定电路时，也没有麻烦发生。关于上述方法的基本概念，如图7的(1)所示，为了减少接收侧的注入锁定电路的数量，至少一个系统不用使用注入锁定方案，替代所用系统使用注入锁定方案。在没有使用注入锁定方案的系统中，通过使用与由本地振荡部分8304和8404的每个创建的载波信号同步的载波信号执行调制或解调(在接收侧执行同步检测)。

尽管优选进行单芯片配置，使得各发送侧信号创建部分110容纳在相同芯片中，但这不是必不可少的。类似地，尽管优选进行单芯片配置，使得各接收侧信号创建部分220容纳在相同芯片中，但这不是必不可少的。同时，当考虑载波信号fo的布线长度时，发送侧和接收侧优选具有单芯片配置。

图7的(2)是图示图7的(1)的配置的修改的图。该修改具有特征在于，“尽管在接收侧没有按系统准备注入锁定，并且注入锁定电路具有多个系统，而不是单个系统”。参考图7的(1)，当接收侧具有多个系统时，尽管只有一个系统对应于注入锁定，并且所有剩余系统基于一个系统中通过注入锁定获取的再现载波信号执行同步检测，但这不是必不可少的。

总之，可以进行配置，使得具有注入锁定电路的系统的数目少于接收侧的系统数目，并且关于不具有注入锁定电路的系统，基于通过注入锁定获取的再现载波信号执行同步检测。即，当接收侧的系统数目为P并且具有注入锁定电路的系统数目为Q时，可以进行系统配置，以便满足关系P＞Q，并且关于“P-Q”个系统，可以基于通过注入锁定获取的再现载波信号执行同步检测。在该情况下，完成系统，使得“当使用注入锁定方案并且接收侧具有多个系统时，不按系统提供注入锁定电路”。

例如，在图7的(2)所示的配置中，按照3个信道划分6个信道。然而，在第一到第三信道中(具有参考标号_1到_3的系统)，只有一个系统(具有参考标号_1的系统)对应于注入锁定，并且在第四到第六信道中(具有参考标号_4到_6的系统)，只有一个系统(具有参考标号_4的系统)对应于注入锁定。

在该示例中，优选地，进行单芯片配置，使得接收侧的第一到第三信道的发送侧信号创建部分110容纳在相同芯片中，并且进行单芯片配置，使得接收侧的第四到第六信道的发送侧信号创建部分110容纳在相同芯片中。关于对应的接收侧，优选地，进行单芯片配置，使得接收侧的第一到第三信道的接收侧信号创建部分220容纳在相同芯片中，并且进行单芯片配置，使得接收侧的第四到第六信道的接收侧信号创建部分220容纳在相同芯片中。当然，这不是必不可少的。

从具有注入锁定电路的系统的数目小于信道的总数以实现紧凑的系统配置的观点，进行优化配置，使得只有一个系统具有注入锁定电路。然而，当在其它系统中基于通过注入锁定获取的再现载波信号增加用于同步检测的、用于再现载波信号的布线长度时，在布局方面，使得只有一个系统具有注入锁定电路的配置不一定是合适的。在这种情况下，图7的(2)所示的配置是有效的。

<多信道传输和必须的发送功率之间的关系>

图8A到8C是菟丝花多信道传输和必须的发送功率之间的关系的图。图8A是图示当载波信号和参考载波信号在具有相同频率的情况下同相时、ASK方案中的幅度调制信号的图。图8B是图示ASK方案的发送功率和PSK方案的发送功率之间的关系的图。图8C是示出在执行复用发送时用于减少发送功率的基本机制的图。

在实现复用发送(多信道传输)时，存在必须的发送功率增加的另一问题。例如，如从注入锁定的上述描述理解的，注入锁定对于装置内或装置间无线电信号发送是有效的。此外，当使用注入锁定方案时，从接收侧的锁定的容易的观点来看，幅度调制方案(如ASK方案)适于用作调制方案。例如，如果ASK方案用于注入锁定，则不必提供滤波器，简化了接收电路的配置并减少了接收特性的劣化。然而，幅度调制方案(ASK方案是幅度调制方案的示例)具有比其它调制方案高的发送功率。此后，将参考附图描述这点。

[对于幅度调制信号]

在ASK方案中，利用发送目标信号调制载波信号的幅度。应当满足在由I轴和Q轴表示的相平面上使用I轴信号和Q轴信号之一，并且调制信号的信号幅度在0到+F的范围内。利用0和+F的两个值执行调制的情况最简单，并且当调制度为100％时，调制方案变为OOK。“F”被归一化并当作“1”，因此实现二值ASK。

考虑这样的情况，其中具有与用于调制的载波信号相同频率和相位的信号用作参考载波信号。例如，如图8A的(1)所示，信息在放置在I轴上的同时可以被发送，并且参考载波信号与信息同相(I轴)。

当用于调制的载波信号和参考载波信号同相时，例如，可以使用下面的方法。

图8A的(2)所示的第一示例是应用图4的(1)所示的基本配置1的方法的示例。发送目标信号a(t)和载波信号c(t)＝cosωt提供给混频部分8302。混频部分8302利用通过使用平衡调制电路或双平衡调制电路抑制的载波信号执行幅度调制，以创建d(t)＝a(t)cosωt，并将d(t)＝a(t)cosωt提供给信号合成部分8308。发送目标信号a(t)具有0和+1的值。参考载波信号处理部分8306将从发送侧本地振荡部分8404输出的载波信号c(t)＝cosωt的幅度调制为Co(在0到1的范围内)，并且将得到的信号提供给信号合成部分8308作为参考载波信号e(t)＝Co cosωt。信号合成部分8308执行信号合成，即，d(t)+e(t)，以创建发送信号f(t)。Co＝0等效于100％调制。

图8A的(3)所示的第二示例和图8A的(4)所示的第三示例是应用图4的(3)所示的基本配置3的方法的示例。对于混频部分8302，使用电路配置，使得不应用载波信号抑制，并且利用通过将直流分量b0加到发送目标信号b(t)获得的信号g(t)执行幅度调制，以创建h(t)＝g(t)cosωt。发送目标信号b(t)具有-1和+1的两个值。

关于调制度(调制比率)，存在这样的概念，当载波信号的幅度为Vc并且发送目标信号的幅度为Vs时，其利用值Ma＝Vs/Vc采取行动，以及这样的概念，当作为幅度调制的结果(幅度调制波)的最大幅度为x并且最小幅度为y时，其利用值M＝(x-y)/(x+y)采取行动。在本说明书中，假设使用前者，并且发送目标信号b(t)的幅度B对应于调制度(调制比率)。

在图8A的(3)所示的第二示例中，直流分量b0为常数(＝1)，并且通过控制在范围0到1内的调制度B来调整参考载波信号的幅度(在b(t)＝-1的时段内的幅度)。假设放大部分8117的放大比率为1倍。

在图8A的(4)所示的第三示例中，描述了这样的情况，其中关于在图8A的(3)中所示的第二示例中的50％调制时的状态，通过调整放大部分8117的放大比率获得与100％调制时相同的信号质量。在第二示例中，b(t)＝-1的时段中的幅度和b(t)＝+1的时段中的幅度之间的差是调制信息。在100％调制时的调制信息为2.0，并且在50％调制时的调制信息为1.0。在该状态下，在50％调制时的信号质量减少小于100％调制时的信号质量。为了50％调制时的信号质量等于100％调制时的信号质量，应当满足放大部分8177的放大比率为2倍。在该情况下，b(t)＝-1的时段中的幅度变为1.0，并且b(t)＝+1的时段中的幅度变为3.0。

图8A的(4)中所示的第三示例的波形状态可以通过设置调制度B为“1”并控制直流分量b0在1到2的范围内(在该情况下，设为“2”)，以便调整参考载波信号的幅度(在b(t)＝-1的时段中的幅度)，即使在第二示例中(或第三示例)放大部分8117的放大比率为1倍。在处理调制度的上述方式方面，该模式可以当作调制度为100％。

在第一到第三示例的任何中，当信息只放置在I轴上的同时被发送时，参考载波信号与信息同相(I轴)。在该状态下，如从图8A的(5)理解的，直流偏移分量出现在接收侧。

例如，在第一示例中，如果在I轴作为实数分量并且Q轴作为虚数分量的情况下发送目标信号a(t)的幅度设为0和+1，则接收的信号点移动到I轴上的0和+1。如果参考载波信号放置在I轴上，则信号点变为“0+Co”和“+1+Co”，结果，放置+Co的直流分量。

在第二或第三示例中，如果发送目标信号b(t)设为-1和+1，则接收的信号点移动到I轴上的-1和+1。如果参考载波信号放置在I轴上，则信号点变为“-1+Co”和“+1+Co”，结果，放置+Co的直流分量。当应用BPSK时，通过预先的信号处理来处理调制目标信号，使得参考信号波放置在I轴上，然后执行调制。该构思等效于ASK。

为了解决该问题，如图5A所示，在接收侧提供直流分量抑制部分8407以控制直流偏移分量。然而，存在的问题是必须根据由于装置的不同变化导致的直流偏移的大小进行各个调整，并且存在温度漂移的影响。

作为解决该问题而不在接收侧提供直流分量抑制部分8407的方法，参考载波信号可以放置在不同于放置发送信息的相位轴(调制信号的相位轴)的相位轴(优选地，离调制信号的相位轴最远的相位轴)上，然后发送。

例如，在发送信息放置在I轴和Q轴之一上的ASK模式中，在发送侧，可能使得参考载波信号和调制信息正交。即，使用I轴和Q轴之一，替代I相位信号和Q相位信号的两轴信息，对另一轴不执行调制，并且不调制信号用作参考载波信号。

发送信息(调制)和参考载波信号之间的关系、以及I轴和Q轴可以反转。例如，在发送侧，发送信息可以放置在I轴上，并且参考载波信号可以放置在Q轴上。相反，发送信息可以放置在Q轴上，并且参考载波信号可以放置在I轴上。

[对于发送功率]

同时，在幅度调制方案中，存在的问题在于发送功率高于其它调制方案，而不管调制轴和参考载波信号的信号轴之间的关系。在实现多信道传输时(在执行复用发送时)，必须的发送功率的增加明显出现，并且存在对解决该问题的需要。

例如，图8B示出ASK方案(100％调制/50％调制)和BPSK方案的调制信号的示例以及必须的发送功率的关系。

如图8B的(1)所示，当BPSK幅度为a时，获得信号点之间相同距离(相同误码率)所需的发送功率用表达式(B-1)表示，相反，为了获得与BPSK相同的信号质量，在ASK方案(100％调制)中，如图8B的(2)所示，最大幅度变为2a，并且所需的发送功率用表达式(B-2)表示。因此，在ASK方案(100％调制)中，发送功率必须变为BPSK方案中的两倍。

类似地，在ASK方案(50％调制)中，如图8B的(3)所示，最大幅度变为a，并且所需的发送功率用表达式(B-3)表示。因此，在ASK方案(50％调制)中，发送功率必须变为BPSK方案中的五倍。

如从这里理解的，为了获得相同信号质量，在ASK中，必须的发送功率增加的高于BPSK中，而不管调制度。当信道数通过复用发送增加时，这导致显著问题。

如果ASK应用于所有系统并且信道数通过复用发送增加，则与BPSK方案应用于所有系统并且信道数通过复用发送增加的情况相比，必须的发送功率的差增加。具体地，如果调制比率低，则功率差显著出现。

尽管ASK(100％和50％)和BPSK相互比较，但是本发明不限于BPSK，对于其它PSK(如QPSK或8PSK)或幅度调制方案(如QAM)，为了获得相同质量，ASK的幅度调制等具有高发送功率。与频率调制方案相比，替代相位调制方案，只调制幅度的方案具有高发送功率。

因此，在本实施例中，考虑在复用发送时必须的发送功率的减少。利用从上面描述的简单思考，为了获得相同信号质量，只调制幅度的方案必须具有比不同于只调制幅度的方案的方案高的发送功率。因此，首先考虑不同于只调制幅度的方案的方案用于所有系统。然而，从注入锁定的容易的观点，只调制幅度的方案是有利的，并且不优选使用不同于只调制幅度的方案的方案。

为此，在本实施例中，只调制幅度的方案和不同方案混合，替代使用不同于只调制幅度的方案的方案。关于不同于只调制幅度的方案的方案，从“获得相同信号质量的观点”，使用这样的方案，其具有比只调制幅度的方案低的发送功率。作为信号质量的特定指标，可以使用特定指标，如错误率。

作为不同于只调制幅度的方案的方案，存在只调制相位的方案、调制幅度和相位的方案和只调制频率的方案。从电路配置的简单性的观点，可能按照只调制相位的方案、调制幅度和相位的方案以及只调制频率的方案的顺序增加使用优先级。例如，当考虑数字调制时，优选使用PSK、QAM等。

例如，如图8C的(1)所示，当使用注入锁定方案并且执行多个发送时，从注入锁定的容易的观点，单个信道使用只调制幅度的方案(ASK是代表示例)，并且剩余系统使用不同的调制方案(不同于只调制幅度的方案的方案)。在通常示例中，单个信道通过ASK自画像发送，并且其它信道通过具有低的必须的发送功率的BPSK执行发送。因此，当通过空分复用或频分复用执行复用发送时，可能在使用注入锁定方案的同时抑制必须的发送功率的增加。

优选地，为了实现注入锁定电路的数量的减少，通过单个系统(或小于接收侧的系统数量的数量的系统)进行注入锁定，并且在剩余系统中，通过使用与注入锁定同步的载波信号(在空分复用中，在极端情况下为相同频率)执行调制和解调。当然，与用于减少注入锁定电路的数量的机制的组合不是必不可少的，并且接收侧的所有系统可以各自使用注入锁定方案。

当只考虑必须的发送功率的减少时，所有系统可以使用不同于只调制幅度的方案的方案。然而，当还使用注入锁定方案时，从注入锁定的容易的观点，至少一个系统可以使用只调制幅度的方案。

图8C的(2)是图示图8C的(1)的修改的图。该修改具有特征在于，在复用发送时，“尽管不对所有系统执行幅度调制，但是对多个系统而不是单个系统执行幅度调制”。尽管在图8C的(1)中，在复用发送时，只有一个系统使用幅度调制方案，并且所有剩余系统使用不同于只调制幅度的方案的方案，但这不是必不可少的。

总之，应当满足在复用发送时使用幅度调制方案的信道数量小于信道的总数，并且关于不使用幅度调制方案的系统，使用不同于幅度调制方案的相位调制方案(例如，PSK)或幅度相位调制方案(例如，QAM)。即，当信道总数为S并且使用幅度调制方案的信道数量为T时，进行系统配置，以便满足关系S＞T，并且关于“S-T”信道，可以使用不同于幅度调制方案的调制方案。在该情况下，构成系统，使得“在复用发送时，尽管不对所有系统执行幅度调制，但一部分系统使用具有比幅度调制方案低的必须的发送功率的调制方案(相位调制、幅度相位调制等)”。

例如，在图8C的(2)所示的配置中，按照3个信道划分6个信道。然后，关于第一到第三信道(具有参考标号_1到_3的系统)，只有一个系统(具有参考标号_1的系统)使用ASK方案并对应于注入锁定。关于第四到第六信道(具有参考标号_4到_6的系统)，只有一个系统(具有参考标号_4的系统)使用ASK方案并对应于注入锁定。关于不使用ASK方案的剩余系统，使用BPSK方案，其具有比ASK方案低的必须的发送功率。

从在应用注入锁定方案的同时使用具有高必须的发送功率的幅度调制方案(例如，ASK)的系统数量小于信道总数以便减少必须的发送功率的观点，进行优化配置，使得只有一个系统使用幅度调制方案。然而，当考虑与注入锁定方案的组合，以及当在其它系统中基于通过注入锁定获取的再现载波信号增加用于同步检测的、用于再现载波信号的布线长度时，在布局方面，使得只有一个系统使用ASK方案并具有注入锁定电路的配置不一定是合适的。在这种情况下，图8C的(2)所示的配置是有效的。

此后，将关注MIMO处理详细描述执行MIMO处理的本实施例的无线电发送系统1。除非另外说明，为了描述的简化，将描述从第一通信装置100朝向第二通信装置200的单向通信。关于发送系统的芯片配置，作为优化形式，将描述这样的情况，其中M个系统中的发送侧信号创建部分110(容纳调制功能部分8300)容纳在单个半导体芯片103中。关于接收系统，将描述这样的情况，其中M个系统中的接收侧信号创建部分220(容纳解调功能部分8400)分别容纳在各半导体芯片203中。即，将描述从安装容纳M个系统中的发送侧信号创建部分110的单个芯片103的第一通信装置100朝向第二通信装置200的单向通信，在第二通信装置200上安装M个半导体芯片203，其每个容纳单个系统中的接收侧信号创建部分220。

<用于发送侧应用的MIMO处理的概述>

图9A到12D是图示在发送侧应用的MIMO处理的概述的图。图9A是图示在发送侧应用的MIMO处理的操作的图。图9B是图示在发送侧应用的MIMO处理的操作方法的基础的图。图10A是图示在两个信道的情况下在发送侧的MIMO处理的基础的图。图10B是图示在两个信道的情况下在路径差和信道矩阵之间的关系的图。图11A是图示在两个信道的情况下的天线安排的限制的第一示例的图。图11B是图示在两个信道的情况下的天线安排的限制的第二示例的图。图11C是图示当天线具有依赖于方向性的相位特性时路径差Δd的调整(校正)方法的图。图12A和12B是图示当天线对的数量等于或大于3时的MIMO处理的应用方法的图。图12C是图示当发送和接收天线以三维形状安排时的应用方法的图。图12D是图示当通过数字处理执行发送侧的MIMO处理时的基本配置的图。

[MIMO处理的操作]

图9A图示在本实施例中应用的MIMO处理的操作方法的概念。在图中，天线136或236的数量是M，使得空分复用中发送信道的数量可以是M。从发送侧的每个天线136朝向与天线136相对安排的接收侧的天线236发送毫米波信号。

在图9A中，实线表示从天线136_a直接传送到与天线136_a相对安排的天线236_a的期望波。虚线表示从天线136_a直接传送到没有与天线136_a相对安排的天线236_b的不必要波(干扰波)。期望波和不必要波的任一实从天线136_a直接传送到天线236_a和236_b的直接波。

应用于MIMO处理的信道矩阵H用表达式(1-1)表示。在M行和M列的信道矩阵H中，矩阵元素hi，j中具有i＝j的元素是关于期望波(自己信道的无线电信号)的元素，并且具有i≠j的元素是关于不必要波(其它信道的无线电信号)的元素。此时的接收信号r用表达式(1-2)表示。应当注意，s表示发送信号，并且v表示噪声。

如图9A的(2)所示，关于MIMO处理部分601中的发送侧的MIMO处理，信道矩阵H的逆矩阵H^-1(也称为发送加权矩阵)乘以发送目标信号s^(对s弯曲(circumflex))。结果，在接收侧，获得发送目标信号s^(+噪声v)。发送目标信号s^是输入MIMO处理部分601的信号。

如从上面的描述理解的，如果在发送侧应用MIMO处理，则可能获取不受干扰波影响的发送目标信号s^。结果，在通过空分复用实现复用发送时，即使在毫米波信号发送路径9是自由空间发送路径9B时，也可能放松对针对干扰的对策的要求度，并且不必提供或可能减少针对干扰的对策。

当没有应用本实施例时，基于MIMO处理部分601中的逆矩阵H^-1的逆矩阵操作变为这样的处理，其中基于由不同的接收侧天线236接收的发送目标信号(不必要信号)的不必要波的分量与基于自己信道的发送目标信号(期望信号)的期望波被抵消。具体地，逆矩阵操作变为这样的操作，其中基于不必要信号的不必要波的分量和反分量预先叠加，以便然后作为期望波发送。

[发送侧应用的MIMO处理和载波频率之间的关系]

图9B示出发送侧应用的MIMO处理和载波频率之间的关系。第一通信装置100按信道在MIMO处理部分601的后面提供有用作调制功能部分8300的混频部分8302。尽管在该示例中，混频部分8302执行正交调制，但这不是必不可少的。调制功能部分8300具有单个发送侧本地振荡部分8304，其有所有信道共享。每个信道的混频部分8302使用由发送侧本地振荡部分8304创建的载波信号来执行调制。该配置是可用的，因为发送侧半导体芯片103具有单芯片配置。

第二通信装置200按信道提供有解调功能部分8400，其包括混频部分8402和接收侧本地振荡部分8404。在该示例中，混频部分8402执行正交检测以便对应发送侧的正交调制。如果发送侧没有执行正交调制，则混频部分8402可以不执行正交检测。

如上所述，提供由所有信道共享的单个发送侧本地振荡部分8304，并且每个信道的混频部分8302使用由发送侧本地振荡部分8304创建的载波信号来执行调制。因此，每个信道中的载波频率的效果相同。为了利用空分复用的基本优点，如果共同的载波频率用于所有系统，则载波频率的效果相同，因此在基带中执行MIMO处理。

[天线安排的限制和MIMO处理量之间的关系]

图10A到11B示出天线安排的限制和MIMO处理量(逆矩阵操作量)之间的关系。

例如，图10A示出存在两个信道(两个天线对)作为最简单配置的情况。如图10A的(1)所示，发送侧半导体芯片103以距离G提供有天线136_1和136_2。半导体芯片203_1提供有与天线136_1相对的天线236_1，并且半导体芯片203_2提供有与天线136_2相对的天线236_2。天线236_1和236_2也以距离G提供。天线136等效于天线8136，并且天线236等效于天线8236。此后，同样对其它描述使用。

术语“相对”意味着安排天线对，使得各天线不具有依赖于方向性的相位特性。换句话说，术语“相对”意味着来自天线136的期望波的辐射角或对应的天线236上的入射角为零。下面将描述术语“相对”和依赖于天线的方向性的相位特性的细节。此后，除非另外说明，假设天线对在各天线相互相对的状态下安排。

与期望波有关的天线间距离为d1。即，半导体芯片103的天线136_1和半导体芯片203的天线236_1之间的相对距离为d1。类似地，半导体芯片103的天线136_2和半导体芯片203的天线236_2之间的相对距离为d1。同时，与不必要波有关的天线间距离为d2。即，半导体芯片103的天线136_1和半导体芯片203的天线236_2之间的相对距离为d2。类似地，半导体芯片103的天线136_2和半导体芯片203的天线236_1之间的相对距离为d2。

从天线136_1发送的直接波由天线236_1直接接收。从天线136_2发送的直接波由天线236_2直接接收。从天线136_1发送的不必要波由天线236_2直接接收。从天线136_2发送的不必要波由天线236_1直接接收。

因为距离d1＜距离d2，所以即使天线136_1和136_2在相同的发送电平，由于距离衰减，由天线236_1(236_2)接收的直接波的接收电平大于由天线236_2(236_1)接收的不必要波的接收电平。这导致信道矩阵的逆矩阵必然存在。

通常，在MIMO处理中，必须执行复数操作(或对应的处理)，导致电路规模的增加。例如，如图10A的(1)所示，当存在两个天线对时，使用图10A的(2)所示的一般电路配置。如QPSK等，当执行两轴调制(I分量和Q分量的调制)时，如果没有设置下面描述的路径条件，则实数乘法必须执行16次(＝2·2·2^2)，并且加法必须执行12次。在三个信道的情况下，实数乘法必须执行2·2·3^2次。通常，在M个信道的情况下，实数乘法必须执行2·2·M^2次。如ASK方案、BPSK方案等，当执行一轴调制时，在M个信道的情况下，实数乘法必须执行2·M^2次。

图10B示出关于期望波的天线间距离d1和不必要波的天线间距离d2之间的距离差Δd(＝d2-d1：称为路径差Δd)和当存在两个信道(两个天线对)时的信道矩阵之间的关系的基本项目。

图10B的(1)示出从发送侧的两个天线136_1和136_2朝向接收侧的两个天线236_1和236_2的期望波和不必要波之间的关系。实线表示期望波，并且虚线表示不必要波。图10B的(2)示出关于相位信道矩阵H或逆矩阵H^-1的元素的实项(cos项)的情形。图10B的(3)示出示出关于相位信道矩阵H或逆矩阵H^-1的元素的虚项(sin项)的情形。

两个发送信号是S1(t)＝A1·exp(jωt)和S2(t)＝A2·exp(jωt)。不必要波关于期望波的距离衰减元素是α(0≤α＜1)。载波信号的频率为fo，并且载波信号的波长是λc。期望波的发送和接收天线之间的距离d1为“d”，并且不必要波的发送和接收天线之间的距离d2为“d+Δd”。“Δd”指期望波和不必要波之间的到达距离差(路径差)，并且用时间替换为Δt。

通过合成来自与天线236_1相对的天线136_1的期望波和来自不与天线236_1相对的天线136_2的不必要波，获得接收侧天线236_1的接收信号R1(t)，并且用表达式(2-1)表示。通过合成来自与天线236_2相对的天线136_2的期望波和来自不与天线236_2相对的天线136_1的不必要波，获得接收侧天线236_2的接收信号R2(t)，并且用表达式(2-2)表示。

\begin{matrix} \begin{matrix} R 1 (t) = S 1 (t) + α \cdot S 2 (t - Δt) \\ = S 1 (t) + α \cdot {A 2 e}^{jω (t - Δt)} \\ = S 1 (t) + α \cdot S 2 (t) \cdot e^{- jωΔt} \end{matrix}\} (2 - 1) \\ \begin{matrix} R 2 (t) = α \cdot S 1 (t - Δt) + S 2 (t) \\ = α \cdot {A 1 e}^{jω (t - Δt)} + S 2 (t) \\ = α \cdot S 1 (t) \cdot e^{- jωΔt} + S 2 (t) \end{matrix}\} (2 - 2) \end{matrix}\} - - - (2)

在表达式(1)和(2)中，如果e(-jωΔt)用“D”(＝cosωΔt-jsinωΔt)替代，则获得表达式(3-1)和(3-2)。

\begin{matrix} \begin{matrix} R 1 = S 1 + α \cdot D \cdot S 2 \\ R 2 = α \cdot D \cdot S 2 + S 1 \end{matrix}\} (3 - 2) \\ (\begin{matrix} R 1 \\ R 2 \end{matrix}) = (\begin{matrix} 1 & α \cdot D \\ α \cdot D & 1 \end{matrix}) \cdot (\begin{matrix} S 1 \\ S 2 \end{matrix})} - - - (3 - 2) \end{matrix}\} - - - (3)

然后，从表达式(3-2)获得用表达式(4-1)表示的信道矩阵H以及用表达式(4-2)表示的逆矩阵H^-1。在表达式(4-2)中，建立关系detH＝1-(α·D)^2。

\begin{matrix} H = (\begin{matrix} 1 & α \cdot D \\ α \cdot D & 1 \end{matrix}) . . . (4 - 1) \\ H^{- 1} = \frac{1}{\det H} (\begin{matrix} 1 & - α \cdot D \\ - α \cdot D & 1 \end{matrix}) . . . (4 - 2) \\ \det H = 1 - α^{2} \cdot D^{2} \end{matrix}\} - - - (4)

在该情况下，如果对路径差Δd设置预定条件，则信道距离H的每个元素只包括实项(cos项)或虚项(sin项)。在存在距离衰减元素α的情况下，确定地找到信道距离H的逆矩阵H^-1，并且逆矩阵H^-1的每个元素只包括实项(cos项)或虚项(sin项)。

例如，当存在两个信道时，归一化并考虑信道矩阵H，期望波的元素(第一行和第一列中的元素以及第二行和第二列中的元素)包括实项(＝1)，而不管路径差Δd。相反，由于路径差Δd，不必要波的元素(第一行和第二列中的元素以及第二行和第一列中的元素)只包括实项、只包括虚项或“实项+虚项”。

例如，当满足关系“Δd＝(n/2+1/4)λc”(其中n为0或等于或大于1的正整数)时，在相位方面，路径差Δd是π/2的奇数倍，并且实项(cos项)变为零。因此，相关元素只包括虚项(sin项)。如果存在与路径条件1的关系的偏移，则相关项包括“实项+虚项”。同时，当近似路径条件1的关系时，实项分量的数量比虚项分量的数量小得多，并且相关元素基本上被当作只包括虚项。即，尽管在优化状态下完全满足关系Δd＝(n/2+1/4)λc，但当存在与该关系的稍微偏移时，也没有问题。在本说明书中，术语“只有虚项”包括存在这种稍微偏移的情况。

具体地，当n是0或偶数时，虚项变为“+1”。因此，由于路径差，不必要波的相位关于期望波旋转π/2。此时，因为建立关系“detH＝1-(α·D)^2＝1-(α·-j)^2＞1”，所以信道距离H的逆矩阵H^-1可以存在。在发送侧MIMO处理中，因为建立关系“-α·D＝-j·α”，所以在相位方面不必要分量关于期望波变为“-π/2”。

同时，当n为奇数时，虚项变为“-1”。因此，由于路径差，不必要波的相位关于期望波旋转π/2。此时，因为建立关系“detH＝1-(α·D)^2＝1-(α·j)^2＞1”，所以信道距离H的逆矩阵H^-1可以存在。在发送侧MIMO处理中，因为建立关系“-α·D＝j·α”，所以在相位方面不必要分量关于期望波变为“π/2”。

当满足关系“Δd＝(n/2)λc”(其中n为0或等于或大于2的正整数)时，在相位方面，路径差Δd是π的整数倍，并且虚项(sin项)变为零。因此，相关元素只包括实项。如果存在与路径条件2的关系的偏移，则相关项包括“实项+虚项”。同时，当近似路径条件2的关系时，虚项分量的数量比实项分量的数量小得多，并且相关元素基本上被当作只包括实项。即，尽管在优化状态下完全满足关系Δd＝(n/2)λc，但当存在与该关系的稍微偏移时，也没有问题。在本说明书中，术语“只有实项”包括存在这种稍微偏移的情况。

具体地，当n是奇数时，实项变为“+1”。因此，由于路径差，不必要波的相位关于期望波旋转2π(即，同相并且相同极性)。此时，因为建立关系“detH＝1-(α·D)^2＝1-(α·1)^2＞1”，所以信道距离H的逆矩阵H^-1可以存在。在发送侧MIMO处理中，因为建立关系“-α·D＝-α”，所以在相位方面不必要分量关于期望波变为“-π”(即，同相并且相同极性)。

同时，当n为奇数时，实项变为“-1”。因此，由于路径差，不必要波的相位关于期望波旋转π(即，变为同相并且具有相同极性)。此时，因为建立关系“detH＝1-(α·D)^2＝1-(α·-1)^2＞1”，所以信道距离H的逆矩阵H^-1可以存在。在发送侧MIMO处理中，因为建立关系“-α·D＝α”，所以在相位方面不必要分量关于期望波变为“2π”(即，同相并且相同极性)。

即，应当满足设置天线136(发送天线)和天线236(接收天线)之间的期望波的天线间距离d1和不必要波的天线间距离d2之间的差，使得规定自由发送路径9B的传送特性的信道距离(或逆矩阵H^-1)的不必要波的每个元素可以基本上只由实项或虚项表示。

在本实施例中，关注基于路径差Δd的设置值的特征，确定天线安排，使得满足路径条件1或路径条件2。当这出现时，信道距离H中的不必要波的每个元素可以当作只包括虚项或实项。结果，可能简化发送侧MIMO处理部分601中的逆矩阵操作处理。具体地，当每个元素被当作只包括实项时，可以构成调制功能部分8300而不使用正交调制电路。

[路径条件1的情况]

图11A示出当存在两个信道时(两个天线对)对本实施例的天线安排的限制的第一示例(称为第一示例的天线安排)。确定第一示例的天线安排，使得路径差Δd满足路径条件1。即，确定天线安排，使得期望波的天线间距离d1和不必要波的天线间距离d2之间的距离差Δd(路径差Δd)近似关系“Δd＝(n/2+1/4)λc”。

当路径差Δd满足路径条件1时，如参考图10B所述，如图11A的(1-2)所示，信道距离H只包括实项Re或虚项Im，并且逆矩阵H^-1也只包括实项Re’或虚项Im’。即，第一行和第一列以及第二行和第二列中的期望波的元素只包括实项，并且第一行和第二列以及第二行和第一列中的不必要波的元素只包括虚项。为此，可能减少MIMO处理量。

因为存在虚项Im’(正交分量)，所以即使在没有应用本实施例的调制方案执行没有原始伴随正交分量的调制时，如ASK方案或BPSK方案，也必须提供正交分量调制电路作为调制功能单元8300。

图11A的(1-3)示出关于当没有应用本实施例的调制方案是BPSK方案时，当在路径条件1下执行MIMO处理时在每个信道中的发送信号的状态。如图中所示，第一信道ch1的分量通过合成期望波的I轴分量(Ch1_I)和通过第二信道ch2的不必要波的Q轴分量(Ch2_Q’)而获得，并从天线136_1发送。第二信道ch2的分量通过合成期望波的I轴分量(Ch2_I)和通过第一信道ch1的不必要波的Q轴分量(Ch1_Q’)而获得，并从天线136_2发送。如从图中理解的，期望信号的校正分量(Ch1_Re’，Ch2_Re’)的调制信号(Ch1_I，Ch2_I)和不必要波的调制信号(Ch2_Q’，Ch1_Q’)正交。因此，必须提供正交调制电路作为调制功能部分8300。

图11A的(2)示出对应于图11A的(1-3)的第一示例的MIMO处理部分601A和随后电路(调制功能部分8300、放大部分8117和天线136)。

MIMO处理部分601A通过模拟处理执行逆矩阵操作处理，并且包括四个乘法器612、614、616和618。乘法器612将变为期望信号的第一信道ch1的分量乘以(放大)逆矩阵的第一行和第一列中的分量(实项Re’)。乘法器614将关于第一信道ch1变为不必要分量的第二信道ch2的分量乘以(放大)逆矩阵的第一行和第二列中的分量(虚项Im’)。乘法器616将关于第二信道ch2变为不必要分量的第一信道ch1的分量乘以(放大)逆矩阵的第二行和第一列中的分量(虚项Im’)。乘法器618将变为期望信号的第二信道ch2的分量乘以(放大)逆矩阵的第二行和第二列中的分量(实项Re’)。当矩阵的分量为负的时，执行反相放大。

调制功能部分8300包括创建对所有信道共同的载波信号的发送侧本地振荡部分8304，并且还包括按信道的正交调制电路8360。每个正交调制电路8360具有调制I轴分量的混频部分8302_I、调制Q轴分量的混频部分8302_Q、将载波信号的相位偏移90度(π/2)的相位偏移器8362(相位偏移部分的示例)以及加法器8364。来自发送侧本地振荡部分8304的载波信号提供到混频部分8302_I。来自发送侧本地振荡部分8304的载波信号在相位偏移器8362已经将其相位偏移π/2后提供到混频部分8302_Q。

在第一信道的正交调制电路8360中，从乘法器612输出的信号Ch1_Re’输入到混频部分8302_I，并且从乘法器614输出的信号Ch2_Im’输入到混频部分8302_Q。在第二信道的正交调制电路8360中，从乘法器618输出的信号Ch2_Re’输入到混频部分8302_I，并且从乘法器616输出的信号Ch2_Im’输入到混频部分8302_Q。即，对于每个发送信道，调制功能部分8300对期望信号的实项相关的校正信号(校正分量)以及不必要信号的虚项相关的校正信号(校正分量)执行正交调制。

第一信道的加法器8364合成关于从混频部分8302_I输出的期望信号的I轴的校正分量(Ch1_Re’)的调制信号Ch1_I和关于通过第二信道Ch2的不必要信号的Q轴的校正分量(Ch2_Im’)的调制信号Ch2_Q’。结果，通过合成期望信号和不必要信号的校正分量并调制合成的信号而获得的调制信号Ch1_ADD从天线136_1发送。类似地，第二信道的加法器8364合成关于从混频部分8302_I输出的期望信号的I轴的校正分量(Ch2_Re’)的调制信号Ch1_I和关于通过第一信道Ch1的不必要信号的Q轴的校正分量(Ch1_Im’)的调制信号Ch1_Q’。结果，通过合成期望信号和不必要信号的校正分量并调制合成的信号而获得的调制信号Ch2_ADD从天线136_2发送。

如上所述，当没有应用本实施例的调制方案是BPSK方案时，如果存在两个信道，则应用路径条件1，并且在发送侧执行MIMO处理。在MIMO处理部分601A的逆矩阵操作中，实数乘法执行四次，并且加法的次数变为零。与没有应用本实施例的路径条件1的情况相比，可能将实数乘法的次数减半，并且不必提供加法器。在一轴调制的情况下，如ASK或BPSK，可能将实数乘法的次数减少到1/4。

[路径条件2的情况]

图11B示出当存在两个信道时(两个天线对)对本实施例的天线安排的限制的第二示例(称为第二示例的天线安排)。确定第二示例的天线安排，使得路径差Δd满足路径条件2。即，确定天线安排，使得期望波的天线间距离d1和不必要波的天线间距离d2之间的距离差Δd(路径差Δd)近似关系“Δd＝(n/2)λc”。

当路径差Δd满足路径条件2时，如参考图10B所述，如图11B的(1-2)所示，信道距离H只包括实项Re或Re”，并且逆矩阵H^-1也只包括实项实项Re或Re”’。即，第一行和第一列以及第二行和第二列中的期望波的元素只包括实项，并且第一行和第二列以及第二行和第一列中的不必要波的元素也只包括实项。为此，可能减少MIMO处理量。

在该情况下，因为不存在虚项(正交分量)，如果在没有应用本实施例的调制方案执行没有原始伴随正交分量的调制时，如ASK方案或BPSK方案，不必提供正交分量调制电路作为调制功能单元8300。

图11B的(1-3)示出关于没有应用本实施例的调制方案是BPSK方案的情况，当应用路径条件2并执行MIMO处理时在每个信道中的发送信号的状态。如图中所示，第一信道ch1的分量从天线136_1发送，作为关于(期望信号的)I轴的原始校正分量(Ch1_Re’)和关于通过第二信道ch2的不必要信号的I轴的校正分量(Ch2_Re”’)的合成分量的调制信号Ch1_ADD。第二信道ch2的分量从天线136_2发送，作为关于(期望信号的)I轴的原始校正分量Ch2_Re’和关于通过第一信道ch1的不必要信号的I轴的校正分量(Ch1_Re”’)的合成分量的调制信号Ch2_ADD。如从图中理解的，期望信号的校正分量(Ch1_Re’，Ch2_Re’)的调制信号(Ch1_I，Ch2_I)和不必要波的校正分量(Ch2_Re”’，Ch1_Re”’)的调制信号(Ch1_I’，Ch2_I’)同相。因此，不必提供正交调制电路作为调制功能部分8300。

图11B的(2)示出对应于图11B的(1-3)的第二示例的MIMO处理部分601B和随后电路(调制功能部分8300、放大部分8117和天线136)。

MIMO处理部分601B通过模拟处理执行逆矩阵操作处理，并且包括四个乘法器622、624、626和628以及两个加法器625和629。乘法器622将变为期望信号的第一信道ch1的分量乘以(放大)逆矩阵的第一行和第一列中的分量(实项Re’)。乘法器624将关于第一信道ch1变为不必要分量的第二信道ch2的分量乘以(放大)逆矩阵的第一行和第二列中的分量(实项Re”’)。乘法器626将关于第二信道ch2变为不必要分量的第一信道ch1的分量乘以(放大)逆矩阵的第二行和第一列中的分量(实项Re”’)。乘法器628将变为期望信号的第二信道ch2的分量乘以(放大)逆矩阵的第二行和第二列中的分量(实项Re’)。当矩阵的分量为负的时，执行反相放大。

加法器625将从乘法器622输出的信号Ch1_Re’和从乘法器624输出的信号Ch1_Re”’相加。加法器629将从乘法器626输出的信号Ch2_Re’和从乘法器628输出的信号Ch2_Re”’相加。即，加法器625和629的每个将期望信号的实项相关的校正信号和不必要信号的实项相关的校正信号相加，并且将相加的信号提供到调制功能部分8300。

调制功能部分8300包括按信道的创建载波信号的发送侧本地振荡部分8304，并且还包括按信道的正交调制电路8360。载波信号从发送侧本地振荡部分8304提供到混频部分8302。

从加法器625输出的相加信号Ch1_Re’+Ch1_Re”’输入到第一信道的混频部分8302，并且从加法器629输出的相加信号Ch2_Re’+Ch2_Re”’输入到第二信道的混频部分8302。即，对于每个发送信道，调制功能部分8300调制期望信号的实项相关的校正信号和不必要信号的实项相关的校正信号。

如上所述，当没有应用本实施例的调制方案是BPSK方案时，并且在存在两个信道时，应用路径条件2，并且在发送侧执行MIMO处理。在MIMO处理部分601B的逆矩阵操作中，实数乘法执行四次，并且加法执行两次。与没有应用本实施例的路径条件2的情况相比，可能将实数乘法的次数减半，并且减少加法次数。在一轴调制的情况下，如ASK或BPSK，可能将实数乘法的次数减少到1/4。在调整功能部分8300中，不必提供正交分量调制电路，因此，与应用路径条件1的情况相比，简化了发送侧电路配置。

[对于依赖于方向性的相位特性]

图11C示出当天线具有依赖于方向性的相位特性时的对策。已经对于“相对”状态参考图10A到11B提供了描述，其中安排天线对，使得天线不具有依赖于方向性的相位特性。相反，当天线对具有依赖于方向性的相位特性фa时，必须考虑相位特性фa以及路径差Δd。基本上，可能如下校正相位特性фa的影响。

在图11C中，θ1是对应于来自第一信道的天线136_1的期望波的辐射角的天线236_1上的入射角(构成第一天线对)。θ1也是对应于来自第二信道的天线136_2的期望波的辐射角的天线236_2上的入射角(构成第二天线对)。θ1具有接近0的值。同时，θ2是对应于来自第一信道的天线136_2的不必要波的辐射角的天线236_1上的入射角。因为θ1接近0，所以θ2也是对应于来自第二信道的天线136_1的不必要波的辐射角的天线236_2上的入射角。

尽管省略用于导出表达式的详细过程的描述，但是如果在距离方面转换相位特性фa的影响量，则影响量用表达式(5-1)表示。如果考虑该影响量再次计算路径条件1，则获得表达式(5-2)。如果考虑该影响量再次计算路径条件2，则获得表达式(5-3)。在任何情况下，要理解通过相位特性фa的影响量校正路径差Δd。

[应用于三个或更多信道]

图12A到12B示出当存在三个或更多天线对时的对策。即使在存在三个或更多天线对时，类似于存在两个天线对的情况，使得路径差Δd满足路径条件1，信道矩阵和逆矩阵包括只具有实项或虚项的分量。即，期望波的具有i＝j的元素变为实项Re，并且不必要波的具有i≠j的元素变为虚项Im。

如图12B所示，即使在存在三个或更多天线对时，类似于存在两个天线对的情况，使得路径差Δd满足路径条件2，信道矩阵和逆矩阵包括只具有实项的分量。即，期望波的具有i＝j的元素变为实项Re，并且不必要波的具有i≠j的元素变为实项Re。在图12B中，环形组合变为限制的考虑。

通常，在M个信道的情况下，如从信道矩阵推测的，在路径条件1和2的任何下，在两轴调制的情况下，如QPSK，实数乘法必须执行2·M^2次。在一轴调制的情况下，如ASK方案或BPSK方案，实数乘法必须执行M^2次。这意味着，当存在三个或更多天线对时，如果照原样简单应用与两个信道的情况相同的构思，则实数乘法的运算量增加到天线对的数量的平方。

在本实施例中，当存在三个或更多天线对时，基于天线安排的特征进行配置，使得实数乘法的次数不变为信道数量的平方(抑制实数乘法的次数的增加)。具体地，关注来自相邻天线的干扰波的影响最大，并且来自其它天线的干扰波的影响相对小。因此，考虑来自相邻天线的不必要波确定天线间隔，并且应用于其它天线。

以此方式，例如，当应用路径条件1时，在不包括在两端的天线的中间天线中，应当满足只有期望波的天线136的实项和在两侧的不必要波的天线136的虚项被考虑。即，关注第i信道，只有从第i天线136_i朝向天线236_i的期望波、从第(i-1)天线136_i-1朝向天线236_i的不必要波和从第(i+1)天线136_i+1朝向天线236i的不必要波被考虑。为此，关于信道矩阵或逆矩阵，在第I行中，第I列中的期望波的元素为实项，并且在第(I-1)列和(I+1)列中的不必要波的元素是虚项。不必要波的其它元素变为零。

当应用路径条件2时，在不包括在两端的天线的中间天线中，应当满足只有期望波的天线136的实项和在两侧的不必要波的天线136的实项被考虑。即，关注第i信道，只有从第i天线136_i朝向天线236_i的期望波、从第(i-1)天线136_i-1朝向天线236_i的不必要波和从第(i+1)天线136_i+1朝向天线236_i的不必要波被考虑。为此，关于信道矩阵或逆矩阵，在第I行中，第I列中的期望波的元素为实项，并且在第(I-1)列和(I+1)列中的不必要波的元素也是实项。不必要波的其它元素变为零。

在路径条件1和2的任何下，在两端的信道中，实数乘法的次数为2。在不包括在两端的天线的中间天线中，实数乘法的次数为3。因此，与不应用该方法的情况相比，可能减少MIMO处理量。

即，在M(M为等于或大于3的整数)个信道的情况下，在路径条件1和2的任何下，在两轴调制的情况下，如QPSK，实数乘法执行2·{2·2+{(M-2)·3}}次。在一轴调整的情况下，如ASK方案或BPSK方案，实数乘法执行{2·2+{(M-2)·3}}次。这意味着，当存在三个或更多天线对时，与照原样简单应用与两个信道的情况相同的构思的情况相比，可能减少实数乘法的运算量。

[应用于三维安排]

图12C是图示当在以三维形状安排发送和接收天线时在发送侧应用参考图9A到12B描述的MIMO处理的应用方法的图。

如图12C的(1)所示，参考图9A到12B描述的细节是当发送侧天线136和接收侧天线以二维形状安排时的应用示例。

然而，本实施例的用于减少发送侧的MIMO处理量的机制不限于发送和接收天线以二维形状安排的情况。例如，如图12C的(2)所示，同样对于发送和接收天线以三维形状安排的情况。

例如，参考图12C的(2)，发送侧半导体芯片103以距离G提供有七个天线136_1到136_7，并且半导体芯片236_分布提供有对应于天线136_的天线236_。天线236_也以距离G提供。

尽管在图中只示出七个期望波从发送侧半导体芯片103朝向接收侧的七个半导体芯片203_1到203_7，相互相对安排的天线之间的不必要波可以与二维安排相同。在三维安排中，期望波和不必要波之间的路径差Δd满足路径条件1或路径条件2，使得获得与上面描述相同的优点。

关于半导体芯片103的每个天线136安排半导体芯片203的每个天线236的位置基本上在与半导体芯片103(每个天线136)的平面平行的平面上。由天线136或天线236形成的最小单元是正三角形。

当考虑期望波和来自两侧的相邻天线的不必要波(干扰波)时，如图12C的(2)所示，关注三维应用的信道矩阵以成为正六边形。例如，在正六边形的中心的天线136_1和236_1之间的空间被当作期望波的信道。即，期望波从在发送侧的正六边形的中心的天线136_1朝向在类似地接收侧的正六边形的中心的天线236_1发送。此时，变为天线236_1的不必要波的分析目标的相邻天线是安排在正六边形的顶点处的天线136_2到136_7。

[数字MIMO处理]

图12D示出当通过数字处理执行发送侧MIMO处理时的基本方法。当设置天线安排以便满足路径条件1时的图11A的(2)所示的配置或设置天线安排以便满足路径条件2时的图11B的(2)所示的配置指示这样的情况，其中MIMO处理部分601(601A，601B)对应于模拟处理。

然而，MIMO处理部分601中的逆矩阵操作不限于提出的模拟电路。如果处理速度不低，则可以通过数字信号处理执行逆矩阵操作。在该情况下，从MIMO处理部分601输出的经历MIMO处理(逆矩阵操作处理)的数字信号可以转换为模拟信号，并且模拟信号可以提供给调制功能部分8300。

例如，图12D的(1)示出这样的示例，其中处理对应于路径条件1的图11A的(2)，并且图12D的(2)示出这样的示例，其中处理对应于路径条件2的图11B的(2)。在任何情况下，DA转换器630(DAC)插入MIMO处理部分601和调制功能部分8300之间。其它部分不变。

<发送MIMO：第一实施例>

图13A到13C是图示参考图9A到12D描述的在发送侧应用的MIMO处理的特定应用示例的第一示例(称为第一实施例的发送MIMO系统)。这里，假设“不必要波只到达相邻天线”。

第一实施例的发送MIMO系统3A具有特征在于在接收侧应用注入锁定。考虑在复用发送时减少必要的发送功率，在M个系统中只有一个系统(第一信道Ch1)使用只调制幅度的方案(在该情况下，ASK方案)，并且所有剩余的系统使用不同于只调制幅度方案的方案(在该情况下，BPSK方案)。

在图13A所示的第一示例的发送MIMO系统3A_1中，关于M个系统，发送侧具有单芯片配置，并且接收侧具有1到N配置，使得按系统使用半导体芯片203。在接收侧，注入锁定按系统应用于接收信号。因为假设“不必要波只到达相邻天线”，所以类似于第一示例，基础在于两个信道之间的对应关系。

同时，图13B所示的第二示例的发送MIMO系统3A_2具有1到1配置，使得发送侧具有单芯片配置，并且接收侧也具有单芯片配置，即，进行1对1配置。在接收侧，使用一个ASK系统(第一信道Ch1)，并且在所有剩余系统中，基于通过ASK系统的注入锁定获取的再现载波信号执行同步检测。即使在假设“不必要波只到达相邻天线”时，因为利用ASK方案的信道进行注入锁定，所以不同于第一示例，可以任意设置BPSK信道的数量。

图13C所示的第三示例的发送MIMO系统3A_3具有这样配置，使得在使用第一示例的构思的同时信道数量增加。同时“不必要波只到达相邻天线”的假设不破坏，安排ASK方案的信道，使得根据ASK方案的调制信号到达所有天线236。具体地，可以进行三信道配置作为基本元件，使得BPSK方案的信道安排在ASK方案的信道的两侧，并且基本元件可以重复安排。

关于天线安排，安排天线136和236，使得路径差Δd满足路径条件1，即，近似路径差Δd＝(n/2+1/4)λc的关系。关于信号分量，只有期望分量输入到接收侧。因为应用路径条件1，所以图11A的(2)中所示的第一示例的MIMO处理部分601A用作MIMO处理部分601。如果完全满足路径差Δd＝(n/2+1/4)λc的关系，则因为在发送侧应用的MIMO处理不必要波的分量不被接收侧天线236接收。然而，当存在偏移时，检测到一些不必要波的分量。当存在依赖于方向性的相位特性时，如上所述安排天线136和236，使得路径差Δd近似表达式(5-2)的关系。

在接收侧注入锁定的情况下，对输入信号的平均值进行同步。因此，利用ASK载波信号分量的同步，可以解调各个接收信号。同时在图13A的(1)所示的第一示例或图13C所示的第三示例中，在不同于没有应用ASK方案(应用BPSK方案)的信道的信道中，BPSK信号分量和ASK载波信号分量之间的信号关系正交(具有π/2的相位差)。为此，提供相位偏移器8462将通过注入锁定创建的再现载波信号偏移90度(π/2)。将控制信号O/E提供到相位偏移器8462来基于规定路径条件1的“n”控制相位偏移方向。

关于路径差Δd＝(n/2+1/4)λc的关系，如图13A的(2)所示，当n为奇数或偶数时，接收信号中的BPSK信号分量和ASK载波信号分量之间的相位关系变为+90度(+π/2)或变为-90度(-π/2)。

当在发送侧对信号分量执行MIMO处理时，不对载波分量执行MIMO处理。因此，关于信号分量，不必要波的信号分量不出现在接收侧天线236中。期望波的信号分量不经历相位旋转，并且出现在天线236中。

载波分量出现在接收侧天线236中，并且此时载波分量的相位依赖于发送距离。与天线236中出现的载波的相位比较，存在对应于发送距离的差(即，路径差Δd)的相位差。

具体地，当n为奇数(ODD)时，如图13A的(2-1)所示，在不同于第一信道的信道中，ASK载波信号分量关于I轴方向上的BPSK信号出现在Q轴的负方向上。同时，当n为偶数(EVEN)时，如图13A的(2-2)所示，在不同于第一信道的信道中，ASK载波信号分量关于I轴方向上的BPSK信号出现在Q轴的正方向上。

因此，相位偏移器8362必须根据n是奇数或偶数，切换-90度(-π/2)或+90度(+π/2)。实际上，因为当提供天线时知道天线数量为奇数或偶数，所以可以说只需要选择任何一个，而不是根据控制信号切换。

<发送MIMO：第二实施例>

图14A到14C是图示参考图9A到12D描述的在发送侧应用的MIMO处理的特定应用示例的第二示例(称为第一实施例的发送MIMO系统)。这里，也假设“不必要波只到达相邻天线”。

第二实施例的发送MIMO系统具有特征在于在接收侧应用注入锁定。考虑在复用发送时减少必要的发送功率，在M个系统中只有一个系统(第一信道Ch1)使用只调制幅度的方案(在该情况下，ASK方案)，并且所有剩余的系统使用不同于只调制幅度方案的方案(在该情况下，BPSK方案)。

在图14A所示的第二示例的发送MIMO系统3B_1中，关于M个系统，发送侧具有单芯片配置，并且接收侧具有1到N配置，使得按系统使用半导体芯片203。在接收侧，注入锁定按系统应用于接收信号。因为假设“不必要波只到达相邻天线”，所以类似于第一示例，基础在于两个信道之间的对应关系。

同时，在图14B所示的第二示例的发送MIMO系统3B_2中，发送侧具有单芯片配置，并且接收侧也具有单芯片配置，即，进行1到1配置。在接收侧，使用一个ASK系统(第一信道Ch1)，并且在所有剩余系统中，基于通过ASK系统获取的再现载波信号执行同步检测。即使在假设“不必要波只到达相邻天线”时，因为利用ASK方案的信道进行注入锁定，所以不同于第一示例，可以任意设置BPSK信道的数量。

图14C所示的第三示例的发送MIMO系统3B_3具有这样配置，使得在使用第一示例的构思的同时信道数量增加。同时“不必要波只到达相邻天线”的假设不破坏，安排ASK方案的信道，使得根据ASK方案的调制信号到达所有天线236。具体地，可以进行三信道配置作为基本元件，使得BPSK方案的信道安排在ASK方案的信道的两侧，并且基本元件可以重复安排。

关于天线安排，安排天线136和236，使得路径差Δd满足路径条件2，即，近似路径差Δd＝(n/2)λc的关系。关于信号分量，只有期望分量输入到接收侧。因为应用路径条件2，所以图11B的(2)中所示的第二示例的MIMO处理部分601B用作MIMO处理部分601。如果完全满足路径差Δd＝(n/2)λc的关系，则因为在发送侧应用的MIMO处理不必要波的分量不被接收侧天线236接收。然而，当存在偏移时，检测到一些不必要波的分量。当存在依赖于方向性的相位特性时，如上所述安排天线136和236，使得路径差Δd近似表达式(5-3)的关系。

在接收侧注入锁定的情况下，对输入信号的平均值进行同步。因此，利用ASK载波信号分量的同步，可以解调各个接收信号。同时，在图14A的(1)所示的第一示例或图14C所示的第三示例中，在不同于没有应用ASK方案(应用BPSK方案)的信道的信道中，BPSK信号分量和ASK载波信号分量同相；然而，符号受到规定路径条件2的“n”的影响。因此，在混频部分8402的后面提供切换解调输出的信号的符号切换部分8464(符号设置部分的示例)。将控制信号O/E提供到符号切换部分8464来基于规定路径条件2的“n”控制解调信号的符号。

在路径差Δd＝(n/2)λc的关系的情况下，如图14A的(2)所示，当n为奇数或偶数时，接收信号中的BPSK信号分量和ASK载波信号分量出现在I轴的负侧或I轴的正侧。出现在I轴的负侧意味着接收信号(包络)变为负的。具体地，当n为奇数(ODD)时，如图14A的(2-1)所示，在不同于第一信道的信道中，BPSK信号分量和ASK载波信号分量出现在I轴的负侧。这意味着，当n为奇数时，接收信号的相位反相。因此，必须反相解调输出的符号。同时，当n为偶数(EVEN)时，如图14A的(2-2)所示，BPSK信号分量和ASK载波信号分量出现在I轴的正侧。

因此，符号切换部分8464必须根据n是奇数或偶数，在正和负之间切换解调输出的符号。实际上，因为当提供天线时知道天线数量为奇数或偶数，所以可以说只需要选择任何一个，而不是根据控制信号切换。

<发送MIMO：第三实施例>

图15A到15C是图示参考图9A到12D描述的在发送侧应用的MIMO处理的特定应用示例的第三示例(称为第三实施例的发送MIMO系统)。

第三实施例的发送MIMO系统具有特征在于在接收侧应用注入锁定。此外，考虑在接收侧注入锁定的容易，所有M个系统都使用只调制幅度的方案(在该情况下，ASK方案)。因为所有信道使用ASK方案，所以可以任意设置信道数量。

在图15A所示的第一示例的发送MIMO系统3C_1中，关于M个系统，接收侧具有单芯片配置，并且接收侧具有1到N配置，使得按系统使用半导体芯片203。在接收侧，注入锁定按系统应用于接收信号。

同时，在图15B所示的第二示例的发送MIMO系统3C_2中，发送侧具有单芯片配置，并且接收侧也具有单芯片配置，即，进行1到1配置。在接收侧，使用一个ASK系统(第一信道Ch1)，并且在所有剩余系统中，基于通过ASK系统的注入锁定获取的再现载波信号执行同步检测。可以混合下面的系统：其中基于通过注入锁定的接收信号创建与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号、并且通过利用用于解调的载波信号的频率转换解调接收的调制信号的系统；以及其中基于通过频率转换的注入锁定创建的用于解调的载波信号来频率转换接收的调制信号并对其解调的系统。使用注入锁定的信道数不限于一个系统，并且可以是多个，只要信道数量小于信道的总数。

在接收侧注入锁定的情况下，对输入信号的平均值进行同步。因此，利用ASK载波信号分量的同步，可以解码各个接收信号。在图15A的(1)所示的第一示例中，如图15A的(2)所示，两个ASK载波信号的和的分量的符号不受规定路径条件2的“n”的影响。这意味着接收信号的相位不反相(不变为负)，而不管“n”是奇数或偶数。因此，不同于第二实施例(第一示例)，不必提供符号切换部分8464。

参考图15C，将提供这样的描述，关于如果设置天线安排，使得所有系统为ASK，并且路径差Δd满足路径条件2，则接收信号的相位不反转(不变为负)，而不管“n”是奇数或偶数。

要发送的信号(发送目标信号S^(对s弯曲))和信道矩阵H如表达式(6-1)所述来定义。在指示以ASK方案执行发送并且接收信号(包络)不变为负的情况下，考虑发送信号的(包络)在ASK方案中不变为负的点，并且可以只考虑信道矩阵H的a为负的情况。

信道矩阵H的逆矩阵H^-1由表达式(6-2)表示，并且发送信号s由表达式(6-3)表示。当a为负时，发送信号s的最小值smin如表达式(6-4)所述。

对于ASK调制，发送信号s’不必是负的，因此必须给出对应于发送信号s的最小值smin的偏移。该偏移可以设置为例如图8A的(3)和(4)中的bo。在偏移后的发送信号s’(ASK调制波的包络)由表达式(6-5)表示。对应于偏移后的发送信号s’的接收信号r用表达式(6-6)表示。因为发送信号s1和s2具有“-s”的最小值，从表达式(6-6)理解接收信号r恒定地不变为负。

<发送MIMO：第四实施例>

图16是图示参考图9A到12D描述的在发送侧应用的MIMO处理的特定应用示例的第四示例(称为第四实施例的发送MIMO系统)。参考图16，关于M个系统，发送侧具有单芯片配置，并且接收侧具有1到N配置，使得按系统使用半导体芯片203。同时，接收侧可以具有单芯片配置，即，可以进行1到1配置。

第四实施例的发送MIMO系统3D具有特征在于，在接收侧解调功能部分8400应用包络检测或平方律检测，替代注入锁定。此外，使用这样的方案(在该情况下，ASK方案)，其中考虑与包络检测或平方律检测结合，对于所有的M系统只调制幅度。ASK方案应用于所有信道，因此可以任意设置信道数量。

关于天线安排，安排天线136和236，使得路径差Δd满足路径条件2，即，近似路径差Δd＝(n/2)λc的关系。因为应用路径条件2，所以图11B的(2)中所示的第二示例的MIMO处理部分601B用作MIMO处理部分601。

关于信号分量，只有期望分量输入到接收侧。如果完全满足路径差Δd＝(n/2)λc的关系，则因为在发送侧应用的MIMO处理不必要波的分量不被接收侧天线236接收。然而，当存在偏移时，检测到一些不必要波的分量。当存在依赖于方向性的相位特性时，如上所述安排天线136和236，使得路径差Δd近似表达式(5-3)的关系。

如在第三实施例中所述，如果所有系统使用ASK，并且设置天线安排使得路径差Δd满足路径条件2，如图16的(2)所示，则两个ASK载波信号的和的分量的符号不受规定路径条件2的“n”的影响。不管“n”是奇数或偶数，接收信号的相位不反相。因此，及时在应用包络检测或平方律检测时，保持幅度信息，并且可以解调各个接收信号。

本申请包含涉及分别于2009年10月22日和2010年1月21日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2009-243107和JP 2010-0111360中公开的主题，在此通过引用并入其全部内容。

本领域技术人员应当理解，依赖于设计需求和其它因素可以出现各种修改、组合、子组合和更改，只要它们在权利要求或其等效物的范围内。

Claims

1.一种无线电发送系统，包括：

多个天线对，每个天线对是一一对应的发送天线和接收天线的组合，

其中，配置所述系统，使得来自多个天线对中的一个天线对的发送天线的无线电信号作为期望波直接地达到所述一个天线对的接收天线，并且来自不同于所述一个天线对的另一天线对的发送天线的无线电信号作为不必要波直接地到达所述一个天线对的接收天线，

与每个天线对相对应地提供传送特性校正部分和调制功能部分，

所述传送特性校正部分对与发送天线对应的发送目标信号执行基于发送天线和接收天线之间的发送空间的传送特性的校正操作，以及

所述调制功能部分利用已经由所述传送特性校正部分校正后的校正信号调制载波信号，并且从对应的发送天线发送调制的载波信号，

其中，关于多个发送目标信号的每个，所述传送特性校正部分对期望信号只执行实项相关的校正操作，并且对不必要信号只执行虚项相关的校正操作，并且将期望信号的实项相关的校正信号和不必要信号的虚项相关的校正信号成对地提供到所述调制功能部分，并且关于多个发送目标信号的每个，所述调制功能部分对从所述传送特性校正部分成对地提供的期望信号的实项相关的校正信号和不必要信号的虚项相关的校正信号进行正交调制。

2.一种无线电发送系统，包括：

其中，关于多个发送目标信号的每个，所述传送特性校正部分对期望信号只执行实项相关的校正操作，并且对不必要信号也只执行实项相关的校正操作，将期望信号的实项相关的校正信号和不必要信号的实项相关的校正信号相加，并且将相加的信号提供到所述调制功能部分，以及关于多个发送目标信号的每个，所述调制功能部分调制从所述传送特性校正部分提供的期望信号的实项相关的校正信号和不必要信号的实项相关的校正信号的相加的信号。

3.如权利要求1或2所述的无线电发送系统，

其中，设置作为发送天线和接收天线之间的期望波的天线间距离和不必要波的天线间距离之间的差的路径差，使得规定传送特性的期望波的矩阵的每个元素只用实项表示，并且规定传送特性的不必要波的矩阵的每个元素只用实项或虚项表示。

4.如权利要求1或2所述的无线电发送系统，

其中，当在调制功能部分中使用的载波信号的波长为λc，并且依赖于天线的方向性的相位特性为零时，作为发送天线和接收天线之间的期望波的天线间距离和不必要波的天线间距离之间的差的路径差设为(n/2+1/4)λc，其中n是0或等于或大于1的正整数，以及

当从所述一个天线对的发送天线到所述一个天线对的接收天线的辐射角为θ1，从另一天线对的发送天线到所述一个天线对的接收天线的辐射角为θ2，并且依赖于天线的方向性的相位特性为φa(θ1)和φa(θ2)时，路径差通过-((φa(θ2)-φa(θ1))/π)λc校正。

5.如权利要求1或2所述的无线电发送系统，

其中，当在调制功能部分中使用的载波信号的波长为λc，并且依赖于天线的方向性的相位特性为零时，作为发送天线和接收天线之间的期望波的天线间距离和不必要波的天线间距离之间的差的路径差设为(n/2)λc，其中n是等于或大于1的正整数，以及

6.如权利要求3所述的无线电发送系统，

其中，设置路径差，使得规定传送特性的不必要波的矩阵的每个元素只用虚项表示。

7.如权利要求3所述的无线电发送系统，

其中，设置路径差，使得规定传送特性的不必要波的矩阵的每个元素只用实项表示。

8.如权利要求1或2所述的无线电发送系统，

其中，所述调制功能部分对天线对中的多个发送目标信号的系统的一部分使用只调制幅度的方案，并且对剩余系统使用不同于只调制幅度的方案的方案，以及

所述无线电发送系统还包括：

解调功能部分，其关于多个发送目标信号的每个，通过基于接收信号的注入锁定，创建与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号，并且利用用于解调的载波信号通过频率转换解调接收的调制信号；以及

相移部分，其关于使用不同于调制幅度的方案的方案的系统，偏移用于解调的载波信号的相位，并且将相移的载波信号提供到对应的解调功能部分。

9.如权利要求1或2所述的无线电发送系统，

所述无线电发送系统还包括解调功能部分，其关于多个发送目标信号中使用只调制幅度的方案的系统，通过基于接收信号的注入锁定，创建与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号，并且利用用于解调的载波信号通过频率转换解调接收的调制信号，并且关于不使用注入锁定方案的系统，利用由使用注入锁定方案的系统创建的用于解调的载波信号通过频率转换解调接收的调制信号。

10.如权利要求1或2所述的无线电发送系统，

其中，所述调制功能部分对天线对中的多个发送目标信号的系统的一部分使用只调制幅度的方案，并且对剩余系统使用不同于只调制幅度的方案的方案，

接收侧无线电通信装置包括：

符号设置部分，其关于使用不同于调制幅度的方案的方案的系统，设置从解调功能部分输出的输出信号的符号。

11.如权利要求1或2所述的无线电发送系统，

其中，所述调制功能部分对天线对中的多个发送目标信号的系统的一部分使用只调制幅度的方案，并且对剩余系统使用不同于只调制幅度的方案的方案，并且

接收侧无线电通信装置包括：

解调功能部分，其关于多个发送目标信号中使用只调制幅度的方案的系统，通过基于接收信号的注入锁定，创建与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号，并且利用用于解调的载波信号通过频率转换解调接收的调制信号，并且关于不使用注入锁定方案的系统，基于由使用注入锁定方案的系统创建的用于解调的载波信号，通过频率转换解调接收的调制信号。

12.如权利要求1或2所述的无线电发送系统，

其中，所述调制功能部分对多个发送目标信号的所有系统使用只调制幅度的方案，并且

接收侧无线电通信装置包括：

解调功能部分，其关于多个发送目标信号的每个，通过基于接收信号的注入锁定，创建与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号，并且利用用于解调的载波信号通过频率转换解调接收的调制信号。

13.如权利要求1或2所述的无线电发送系统，

接收侧无线电通信装置包括：

解调功能部分，其混合其中通过基于接收信号的注入锁定创建与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号并且利用用于解调的载波信号通过频率转换解调接收的调制信号的系统、以及其中基于由注入锁定创建的用于解调的载波信号通过频率转换解调接收的调制信号的系统。

14.如权利要求1或2所述的无线电发送系统，

接收侧无线电通信装置包括：

解调功能部分，其对接收的调制信号执行包络检测或平方律检测。

15.如权利要求1或2所述的无线电发送系统，

其中，在调制功能部分中使用的载波信号的频率对于所有系统是共同的。

16.一种用于包括多个天线对的系统的无线电通信装置，每个天线是一一对应的发送天线和接收天线的组合，所述装置包括：

传送特性校正部分，其关于对应于发送天线的发送目标信号的每个，基于发送天线和接收天线之间的发送空间的传送特性执行校正操作，其中配置发送天线，使得来自多个天线对中的一个天线对的发送天线的无线电信号作为期望波直接地达到所述一个天线对的接收天线，并且来自不同于所述一个天线对的另一天线对的发送天线的无线电信号作为不必要波直接地到达所述天线对的接收天线，

其中，与每个天线对对应地提供调制功能部分，以便利用已经被所述传送特性校正部分校正后的校正信号调制载波信号，并且从对应的发送天线发送调制信号，

17.一种用于包括多个天线对的系统的无线电通信装置，每个天线是一一对应的发送天线和接收天线的组合，所述装置包括：

18.一种无线电发送方法，包括以下步骤：

提供多个天线对，每个天线对是一一对应的发送天线和接收天线的组合；

允许通过空分复用执行无线电发送，使得来自多个天线对中的一个天线对的发送天线的无线电信号作为期望波直接地达到所述一个天线对的接收天线，并且来自不同于所述一个天线对的另一天线对的发送天线的无线电信号作为不必要波直接地到达所述一个天线对的接收天线；以及

对与发送天线对应的发送目标信号的每个执行基于发送天线和接收天线之间的发送空间的传送特性的校正操作，利用校正后的校正信号调制载波信号，并且从对应的发送天线发送调制信号，

19.一种无线电发送方法，包括以下步骤：