CN103780295B - 无线传送系统 - Google Patents

Abstract

这里公开了一种无线传送系统，该系统包括：多个天线对，每个所述天线对由互相对应的传送天线和接收天线的组合形成，并且被排列为使得从所述多个天线对中的一个天线对的传送天线传送的无线信号作为期望波直接到达所述一个天线对的接收天线，而从所述多个天线对中与所述一个天线对不同的一个不同天线对的传送天线传送的无线信号作为非必要波直接到达所述一个天线对的接收天线，其中所述多个天线被布置在封闭空间中。

Description

无线传送系统

交叉参考

本申请是申请日为2010年9月21日、发明名称为“无线传送系统、无线通信装置以及无线传送方法”、申请号为201010294387.8的发明申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及无线传送系统(也包括在一个壳体中实施的无线通信装置)、用于接收侧的无线通信装置以及无线通信方法。更具体地，本发明涉及一种机制，其中，应用空分复用来无线地传送多个传送对象信号。

背景技术

例如，作为用于实施部署在相对较短的范围(例如，在几厘米至十几厘米之内)中的不同电子设备之间、或者电子设备内部的高速信号传送的技术，LVDS(低压差分信令)是公知的。然而，随着近来传送信息量的进一步增加以及传送速度的进一步提高，功耗的增加、由反射导致的信号失真的影响等的增加、不必要的辐射的增加等已经成为问题。例如，LVDS达到了在设备中(实时地)高速传送诸如视频信号(包括图像拾取信号)、计算机图像等的信号的极限。

作为针对传送数据的速度的提高的问题的对策，提高配线(wiring)线路的数目、以通过并行的信号传送来降低每一个信号线的传送速度可以是可行的办法。然而，刚刚描述的对策导致了输入和输出端子的数目的增加。结果，需要印刷板或电缆配线方案复杂化、半导体芯片尺寸的增加等。此外，因为沿着配线系统高速传送大量数据，所以电磁场干扰的问题发生。

包含在LVDS或增加配线线路的数目的技术中的所有问题都是由信号通过电配线线路的传送导致的。因此，作为解决由信号沿着电配线线路传送导致的问题的方法，去除用于信号传送的电配线线路可以是可行的办法。

而且，应用空分复用可以是可行的办法，其中，在传送侧和接收侧上提供多个通信单元来执行双工传送。然而，在应用空分复用的情况下，需要信道间的干扰对策。应用MIMO(多输入多输出)系统作为用于解决上述问题的技术(例如，参考日本专利公表公报No.2009-055228、日本专利公表公报No.2009-049632以及日本专利公表公报No.2009-33588，下文中，分别作为专利文献1至3引用)可以是可行的办法。

专利文献1至3针对关于设备内部或不同设备之间的无线通信的相对长范围的无线传送，并公开了与OFDM调制方法结合的MIMO处理的应用。换句话说，在专利文献1至3中公开的MIMO处理依赖于OFDM调制方法。

发明内容

然而，在意在设备内部或不同设备之间的相对短范围的无线传送的情况中，认为并不总是有必要与OFDM调制方法一起使用MIMO处理。此外，如果波长变短，则获得天线的方向性的效果。因此，认为最终不需要与OFDM调制方法一起使用MIMO处理。

因此，期望提供一种无线传送系统、无线通信装置以及无线通信方法，其中，合适地将MIMO处理应用于设备内部或不同设备之间的无线信号传送。

在根据本发明的实施例的无线传送系统、无线通信设备和无线通信方法中，在电子设备的壳体中排列了用于传送的通信单元和用于接收的通信单元。

用于传送的通信单元利用用于调制的载波信号频率转换传送对象信号以产生调制信号，并用信号将所产生的调制信号传送到无线信号传送信道。优选地，用于传送的通信单元调制相同载频的载波信号。用于接收的通信单元解调通过无线信号传送路径接收的调制信号，以获得对应于传送对象信号的输出信号。优选地，用于接收的通信单元使用通过无线信号传送路径接收的信号作为注入信号，以产生与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号。然后，用于接收的通信单元利用用于解调的载波信号频率转换通过无线信号传送路径接收的调制信号，以获得对应于传送对象信号的输出信号。

简而言之，无线信号传送路径被配置在排列在电子设备的壳体中的用于传送侧的通信单元、以及类似地排列在可以与其中排列了传送侧的通信单元的电子设备相同或不同的电子设备的壳体中的接收侧的通信单元之间。然后，在两个通信单元之间通过无线执行信号传送。

这里，在根据本发明的机制中，空分复用被应用于设备内或设备之间的无线传送中。因此，多个传送天线被提供在传送侧上的无线通信装置上，并且，多个接收天线也被提供在接收侧上的相应无线通信装置上，使得传送天线和接收天线以1对1对应的关系互相对应。在每对对应的天线之间，从传送天线辐射的期望波被接收天线作为直接波接收。然而，在那些不互相对应的传送和接收天线之间，从传送天线辐射的非必要波被接收天线在为直接波接收。

此外，接收侧上的无线通信装置包括解调功能单元和传送特性校正单元。解调功能单元解调由接收天线接收的调制信号。对于解调处理，采用至少同步检测。如果调制是正交调制，则正交检测被用于解调处理。传送特性校正单元基于由调制功能单元解调、并各自对应于接收天线的解调信号，执行基于传送天线与接收天线之间的传送空间的传送特性的校正计算处理，即，MIMO处理，以获得对应于传送对象信号的输出信号。

简而言之，对应于本发明的机制的特征在于：由接收天线接收的期望波和非必要波的调制信号(即期望波和非必要波的合成波)首先被解调，然后被进行基带域中的MIMO处理。此外，在根据本发明的机制中，处理传送空间的传送特性，使得期望波和非必要波两者都被定义为从传送天线发射并到达接收天线的直接波，并且，在通过传送特性校正单元进行的接收侧上的MIMO处理中，执行基于定义传送特性的矩阵的逆矩阵计算。

这里，天线排列被确定，使得对MIMO处理方便。作为该实例中的观点，存在定义作为期望波的天线间距离与非必要波的天线间距离之间的差的路径差的方法、规定定义传输函数的矩阵元素的另一方法、以及定义通过传送特性校正单元进行的传送侧上的解调处理和MIMO处理的再一方法。

在规定路径差的情况下，如果载波信号的波长由λc表示，并且依赖于天线的方向性的相位特性由0表示，则将路径差设置为(n/2+1/4)λc作为第一条件，并且将路径差设置为(n/2)λc作为第二条件。当发现依赖于天线的方向性的相位特性时，相位特性被校正依赖于期望波或非必要波从传送天线的辐射角、以及向对应的接收天线的入射角的量。

如果上述的第一条件被替代到规定矩阵元素的方法中，则这表示路径差被设置为使得规定传送特性的矩阵中的期望波的元素仅由实数项表示，而非必要波的元素仅由虚数项表示。另一方面，如果第一条件被替代到通过传送特性校正单元进行的接收侧上的解调处理和MIMO处理规定矩阵元素的方法中，则通过正交检测执行由接收天线接收的接收信号的解调。此外，在传送特性校正中，对于接收天线的每个信道，仅为来自通过正交检测调制的调制信号中的期望信号的成分执行关于实数项的校正计算。同时，仅为对应于与期望信号的成分正交的非必要信号的成分执行关于虚数项的校正计算。然后，将关于用于期望信号的实数项的校正信号以及关于用于非必要信号的成分的虚数项的校正信号相加，以获得对应于传送对象信号的输出信号。

如果上述的第二条件被替代到规定矩阵元素的方法中，则这表示路径差被设置为使得规定传送特性的矩阵中的期望波的元素仅由实数项表示，而非必要波的元素也仅由实数项表示。另一方面，如果第一条件被替代到通过传送特性校正单元进行的接收侧上的解调处理和MIMO处理规定矩阵元素的方法中，则首先执行由接收天线接收的接收信号的同步检测，以在不执行正交检测的情况下执行调制。然后，在传送特性校正中，对于接收天线的每个信道，为由同步检测解调的解调成分执行关于对应于期望信号的实数项的校正计算、以及关于对应于非必要信号的实数项的校正计算。然后，将关于对应于期望信号的实数项的校正信号以及关于对应于非必要信号的实数项的校正信号相加，以获得对应于传送对象信号的输出信号。

如果还考虑接收侧上的解调处理，则优选地采用以下技术之一。根据第一技术，应用上述的第一条件，并且为某些信道采用仅调制幅度的方法，而为其余信道采用除了仅调制幅度的方法之外的方法。在接收侧上，应该采用以下技术之一：注入锁定方法被应用于每个传送对象信号；注入锁定方法仅被应用于应用了仅调制幅度的方法的一个信道，而在其余信道中，基于由采用注入锁定方法的信道产生的用于解调的载波信号执行解调处理。

根据第二技术，采用上述第二条件，并且，为某些信道采用仅调制幅度的方法，而为其余信道采用除了仅调制幅度的方法之外的方法。在接收侧上，应该采用以下技术之一：注入锁定方法被应用于每个传送对象信号；注入锁定方法被应用于应用了仅调制幅度的方法的一个或多个信道，而在其余信道中，基于由采用注入锁定方法的信道产生的用于解调的载波信号执行解调处理。

根据第三个技术，应用上述第二条件，并且，为所有信道采用仅调制幅度的方法。在接收侧上，应该采用以下技术之一：注入锁定方法被应用于每个传送对象信号；注入锁定方法仅被应用于少于总信道数的信道(优选为一个)，而在其余信道中，基于由采用注入锁定方法的信道中的任一个产生的用于解调的载波信号来执行解调处理。

顺便提及，在采用注入锁定方法的情况中，在接收侧上，所接收的信号被用作注入信号，以产生与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号。然后，使用用于解调的载波信号来执行频率转换，即下转换(down conversion)。

虽然可以用信号传送接收侧上的由频率转换或下转换获得的调制信号、使得由接收侧接收的解调信号被用作注入信号来产生用于解调的载波信号，但优选地，用于调制的基准载波信号也与调制信号一起被用信号传送，使得在接收侧上，注入信号被用于注入锁定到所接收的基准载波信号中。

在采用注入锁定方法的机制中，用于上转换(up conversion)的用于调制的载波信号与用于下转换的用于解调的载波信号被确定地置入互相同步的状态中。因此，即使用于调制的载波信号的频率的稳定性被缓和来通过无线执行信号传送，传送对象信号也可以被合适地解调。在下转换中，可以容易地应用同步检测。通过使用为同步检测发展的正交检测，不仅可以应用幅度调制还可以应用相位调制和频率调制。这表示：例如通过正交化调制信号，可以提高数据传输速率。

利用本发明的实施例，在不一起使用OFDM调制方法的情形下实施了其中在接收侧上应用MIMO处理的、适用于不同设备之间或设备内的无线信号传送的机制。通过将MIMO处理应用到接收侧，可以减小天线距离。

因为期望波和非必要波两者都被处理为直接波，所以，可以管理关于期望波和非必要波的路径差，并且，可以确定天线排列，使得对于接收侧上的MIMO处理方便。因此，与不应用本发明的替代情况比较，可以减少MIMO处理的计算规模。

优选地，公共频率被用于载波信号。如果使用公共频率，则因为信道中的载频的影响变得彼此确实相同，所以可以确实而高效地执行基带域中的MIMO处理。此外，与为不同信道使用不同载频的替代情况相比，可以减小用于调制和解调的电路规模。

本发明的以上和其它的特征和优点将从以下与附图一起的描述和所附权利要求中变得明显，在附图中，通过类似的附图标记表示类似的部分或元素。

附图说明

图1是示出本发明的实施例的无线传送系统的信号接口的功能配置的框图；

图2A至图2E是示出信号的复用的图解视图；

图3A至图3C是示出实施例中采用的空分复用的合适的条件或应用条件的示意图；

图4A至图4F是示出用于应用空分复用的毫米波信号传送路径的一般结构的示意图；

图5A和图5B是示出通信处理信道中的调制功能单元和解调功能单元的第一示例的框图；

图6A至图6D是示出由在传送侧上提供的调制功能单元与调制功能单元的外围电路结构的传送侧信号产生器的第二示例的图解视图；

图7A至图7D是示出由在接收侧上提供的第二示例的解调功能单元与解调功能单元的外围电路结构的接收侧信号产生器的配置示例的框图；

图8是示出注入锁定的相位关系的图解视图；

图9A至图9D是示出多信道与空分复用之间的关系的图解视图；

图10A至图10D是示出在多信道与空分复用之间的关系中用于获得干扰对策的缓和的基本机制的框图；

图11A和图11B是示出用于在多信道与空分复用之间的关系中获得电路规模的减小的基本机制的框图；

图12A至12E是示出ASK方法中载波信号与基准载波信号两者都具有相同频率和相同相位的情况下的幅度调制信号的图解视图；

图13A至图13C是示出ASK方法和PSK方法之间的传送功率的关系的图解视图；

图14A与图14B是示出在执行复用传送的情况下用于获得传送功率的降低的基本机制的框图；

图15A和图15B是示出应用到接收侧的MIMO处理的计算的图解视图；

图16是示出应用到接收侧的MIMO处理的计算方法的基础的图解视图；

图17A和图17B是分别示出在包括两个信道的情况下接收侧上的MIMO处理的基础的示意图与图解视图；

图18A至图18C是示出在包括两个信道的情况下路径差与信道矩阵之间的关系的图解视图；

图19A至图19D是示出在包括两个信道的情况下天线排列的限制条件的第一示例的图解视图；

图20A至图20D是示出在包括两个信道的情况下天线排列的限制条件的第二示例的图解视图；

图21是示出在天线具有依赖于方向性的相位特性的情况下路径差的调节方法的示意图；

图22和图23是示出对于其中包括三个或更多天线对的情形的MIMO处理的应用方法的图解视图；

图24A和图24B是示出对于其中三维地排列传送和接收天线的情形的应用方法的示意图；

图25A和图25B是示出其中通过数字处理执行接收侧上的MIMO处理的基本配置的框图；

图26A和图26B是示出第一实施例的接收MIMO系统的第一示例的图解视图；

图27A至图27C是示出第一实施例的接收MIMO系统的第二示例的图解视图；

图28是示出第一实施例的接收MIMO系统的第三示例的图解视图；

图29A和图29B是示出第二实施例的接收MIMO系统的第一示例的图解视图；

图30A至图30C是示出第二实施例的接收MIMO系统的第二示例的图解视图；

图31是示出第二实施例的接收MIMO系统的第三示例的图解视图；

图32A至图32C是示出第三实施例的接收MIMO系统的第一示例的图解视图；以及

图33是示出第三实施例的接收MIMO系统的第二示例的图解视图。

具体实施方式

下面，参照附图详细描述本发明的实施例。当在不同实施例之间区分功能元件时，将诸如A、B、C、…的英文大写字母的参考字符应用到功能元素上，并且，当在不特别区分这些功能元件的情况下描述实施例时，省略这些参考字符。参考字符的省略类似地应用于附图。

需要注意，以下列顺序描述本发明：

1.通信处理信道：基础(空分复用)

2.空分复用的应用技术

3.调制和解调：第一示例(平方检测和包络检测的应用)

4.调制和解调：第二示例(注入锁定方法的应用)

5.多信道传送和空分复用之间的关系

6.多信道传送和注入锁定之间的关系

7.多信道传送和所需要的传送功率之间的关系

8.应用到接收侧的MIMO处理的概述：计算处理、与载频的关系、与天线排列的关系、与方向性的关系、对三个或更多信道的应用，对三维排列的应用、数字处理

9.接收MIMO系统：第一实施例

10.接收MIMO系统：第二实施例

11.接收MIMO系统：第三实施例

首先，当描述当前实施例的无线传送系统时，为了帮助理解当前实施例的机制，首先描述基本的通用配置。此后，描述应用到接收侧的MIMO处理的细节，其中接收侧是当前实施例的无线传送系统中的特征部分。

<通信处理信道：基础>

图1至图2E示出了当前实施例的无线传送系统。具体地，图1从功能配置的角度示出了当前实施例的无线传送系统1Y的信号接口。图2A至2E示出了信号的复用。

虽然用于下面描述的当前实施例的无线传送系统的载频是毫米波段中的频率，但当前实施例的机制不仅可以应用于其中使用毫米波段的载频的情况，而且可以应用于其中使用更短波长段(例如亚毫米波段之类)中的载频的另一情况。当前实施例的无线传送系统被用于例如数字记录和再现装置、地面波电视接收器、便携电话机、游戏机以及计算机。

[功能配置]

如图1所示，配置无线传送系统1Y，使得作为第一无线装置的示例的第一通信装置100Y与作为第二无线装置的示例的第二通信装置200Y通过毫米波信号传送路径9互相连接，并且使用毫米波段执行信号传送。毫米波信号传送路径9是无线信号传送路径的示例。将传送对象的信号频率转换为适合于宽带传送的毫米波段的信号，并传送所得到的信号。

当前实施例的无线传送系统1Y的特征在于：通过使用多个成对的传送连接器108和208，包括了多个诸如毫米波信号传送路径9的信道。安装多个毫米波信号传送路径9的信道，使得它们空间上不互相干扰或者不受干扰影响，并且，可以沿着多个信道使用相同的频率同时执行通信用于信号传送。

术语“无空间干扰”表示多个信道的信号被可以互相独立地传送。下文将用于此的机制称为“空分复用”。当意在将多信道用于传送信道时，如果不应用空分复用，则必须应用频分复用，从而为不同的信道使用不同的载频。然而，如果应用空分复用，则即使在使用相同载频的情况下，也可以不受干扰影响地实施传送。

“空分复用”可以是任何在可以传送作为电磁波的毫米波信号的三维空间中形成多个信道的毫米波信号传送路径9的方法。特别地，该方法不限于在自由空间中多个信道的毫米波信号传送路径9的配置。例如，在从作为实体的介电材料配置可以传送作为电磁波的毫米波信号的三维空间的情况中，可以在介电材料中形成多个信道的毫米波信号传送路径9。此外，多个信道的毫米波信号传送路径9中的每个不限于自由空间，而是可以具有介电传送路径、空心波导等形式。

根据第一通信单元或第一毫米波传送装置、以及第二通信单元或第二毫米波传送装置，来配置无线传送装置或系统。此外，在部署在相对短的范围中的第一通信单元和第二通信单元之间，通过毫米波信号传送路径传送被转换为毫米波信号的传送对象的信号。术语“无线传送”在当前实施例中表示传送对象的信号不沿着电配线线路而是通过无线(在当前示例中，通过毫米波)的传送。

术语“相对短的范围”表示比在野外(field)或室外的、用于广播或常规无线通信的通信装置之间的距离短的范围，并且所述传送范围可以是可以被规定为封闭空间的范围。术语“封闭空间”表示某状态中的空间，在该状态中，电波从空间的内部向空间的外部的泄漏极少，并且从空间的外部到达或者进入空间的内部的电波极少。典型地，术语“封闭空间”表示整个空间被具有针对无线电波的屏蔽效果的壳体或外壳包围的状态。

例如，无线传送可以是一个电子设备的壳体中的板间(inter-board)通信、相同板上的芯片间通信、以及多个电子装置被集成在一个外壳(其中一个电子设备装配在其它电子设备上)的情况中的装置间通信。

虽然所述“集成”典型地表示两个电子设备通过它们之间的装配而互相完全接触的状态，但其也可以是两个电子设备之间的传送范围可以基本规定为封闭空间的状态。还包括了外壳，其中两个电子设备以互相略微分开的状态被部署在预定位置，即，在相对短的范围中，例如，在几厘米至十几厘米之内，并且可以认为电子设备基本互相集成。简单地说，集成表示任何其中无线电波从根据两个电子设备配置的空间的内部向外部泄漏极少、并且其中电波可以传播以及相反地电波极少地从空间的外部到达或侵入空间的内部的状态。

下文，将一个电子设备的外壳中的信号传送称为壳体内信号传送，并且，将多个电子设备被集成(在以下描述中包括“基本集成”)的状态中的信号传送称为设备间信号传送。在壳体内信号的情况中，传送侧上的通信装置或通信单元或传送器、以及接收侧上的通信装置或通信单元或接收器被容纳在同一壳体中，并且，当前实施例的无线传送系统是电子设备自身，其中，在通信单元之间或传送器和接收器之间形成无线信号传送路径。另一方面，在设备间信号传送的情况中，传送侧上的通信装置或通信单元或传送器以及接收侧上的通信装置或通信单元或接收器被容纳在互相不同的电子设备的单独壳体中。此外，当所述两个电子设备被排列和集成在确定的位置而使得当前实施例的无线传送系统被构建时，在所述两个电子设备中通信单元之间、或传送器和接收器之间形成无线信号传送路径。

在越过毫米波信号传送路径提供的通信装置中，以互相成对和连接的关系部署传送器和接收器。可以单向地(即，在一个方向上)执行一个通信装置和另一通信装置之间的信号传送，或者可以双向地执行它。例如，在第一通信单元用作传送侧上的装置、以及第二通信单元用作接收侧上的装置的情况下，传送器被部署在第一通信单元中，接收器被部署在第二通信单元中。在第二通信单元用作传送侧上的装置、以及第一通信单元用作接收侧上的装置的情况下，传送器被部署在第二通信单元中，接收器被部署在第一通信单元中。

例如，传送器包括：传送侧上的信号产生器，用于对传送对象的信号执行信号处理以产生毫米波信号，即，用于将传送对象的电信号转换为毫米波信号的信号转换器；以及传送侧上的信号连接器，用于将由传送侧上的信号产生器所产生的毫米波信号与用于传送毫米波信号的传送路径或毫米波信号传送路径连接。优选地，与用于产生传送对象的信号的功能单元集成地提供传送侧上的信号产生器。

例如，传送侧上的信号产生器包括调制电路，并且，调制电路调制传送对象的信号。传送侧上的信号产生器对被调制电路调制的信号执行频率转换，以产生毫米波信号。作为原则，将传送对象的信号直接转换为毫米波可以是可行的办法。传送侧上的信号连接器将由传送侧上的信号产生器产生的毫米波信号提供给毫米波信号传送路径。

另一方面，例如，接收器包括：接收侧上的信号连接器，用于接收通过毫米波信号传送路径传送到那里的毫米波信号；以及接收侧上的信号产生器，用于对由接收侧上的信号连接器接收的毫米波信号或输入信号执行信号处理，以产生作为传送对象的信号的常规电信号，即，用于将毫米波信号转换为传送对象的电信号的信号转换器。优选地，与用于接收传送对象的信号的功能单元集成地提供接收侧上的信号产生器。例如，接收侧上的信号产生器包括解调电路，并对毫米波信号执行频率转换，以产生输出信号。然后，解调电路解调输出信号，以产生传送对象的信号。作为原则，将毫米波信号直接转换为传送对象的信号可以是可行的办法。

具体地，当设法实施信号接口时，使用毫米波信号以非接触和无线缆的方式传送传送对象的信号，即，不使用电配线线路传送。优选地，使用毫米波信号执行至少信号传送，特别是需要高速和大量数据传送的图像信号的传送、或者高速时钟信号的传送等。具体地，在当前实施例中，使用毫米波信号执行过去通过电配线线路执行的信号传送。通过使用毫米波段执行信号传送，可以实施Gbps量级上的高速信号传送，并且可以容易地限制毫米波信号具有影响的范围，而且还获得由刚刚描述的特征引起的效果。

这里，可以配置信号连接器，使得第一通信单元和第二通信单元可以通过毫米波信号传送路径传送毫米波信号。例如，信号连接器可以单独地包括例如天线结构或天线连接器，或者可以被配置来使得在不包括天线结构的情况下执行信号的连接。

虽然可以从空中(即，从自由空间)配置“用于传送毫米波信号的毫米波信号传送路径”，但优选地，毫米波信号传送路径包括用于在将毫米波信号限制在传送路径中的同时传送毫米波信号的结构。如果正面地利用刚刚描述的特征，则可以随意地确定毫米波信号传送路径的布局，例如，如同电配线线路那样。

虽然，例如，典型地考虑波导管的结构作为如上所述的这种毫米波限制结构或无线信号限制结构，但本发明不限于此。例如，可以应用从能够传送毫米波信号的介电材料配置的结构(下文称为介电传送路径或毫米波介电传送路径)、或者空心波导，该空心波导构成传送路径，且其中以环绕传送路径的方式提供了用于抑制外部毫米波信号的辐射的屏蔽材料，且屏蔽材料的内部是空心的。通过对介电材料或屏蔽材料提供灵活性(flexibility)，可以实施毫米波信号传送路径的布局。

顺便提及，在被称为自由空间的空中的情况中，每个信号连接器包括天线结构，从而，通过天线结构执行短范围空间中的信号传送。另一方面，在使用从介电材料配置的装置的情况下，虽然可以应用天线结构，但其并不是必须的。

[应用了空分复用的系统配置]

图1示出了根据当前实施例的无线传送系统1Y。参照图1，如可以从有关之前给出的空分复用的基本描述中认识到的，本发明的无线传送系统1Y包括在第一通信装置100Y和第二通信装置200Y之间插入的多个信道的毫米波信号传送路径9。

这里，多个不同信号_@(@为1至N1)被从第一通信装置100Y传送到第二通信装置200Y，并且另外的多个不同信号_@(@为1至N2)被从第二通信装置200Y传送到第一通信装置100Y。

虽然在下文描述细节，但半导体芯片103包括传送侧信号产生单元110和接收侧信号产生单元120，并且，另一半导体芯片203包括传送侧信号产生单元210和接收侧信号产生单元220。虽然图1中给出了方便起见的图示，但为N1个信道中的每个提供传送侧信号产生单元110和接收侧信号产生单元220，或者，换句话说，提供N1个这种传送侧信号产生单元110和N1个这种接收侧信号产生单元220，并且，为N2个信道中的每个提供传送侧信号产生单元210和接收侧信号产生单元120，或者换句话说，提供N2个这种传送侧信号产生单元210和N2个这种接收侧信号产生单元120。

因为空分复用允许同时使用相同的频带，所以可以提高通信速度，以及可以确保双向通信的同时性，其中，双向通信包括用于从第一通信装置100Y向第二通信装置200Y的N1个信道的信号传送、以及用于从第二通信装置200Y向第一通信装置100Y的N2个信道的信号传送。特别地，毫米波的波长较短，且可以预期由于距离造成的衰减效应。此外，甚至在偏离较小的情况下，即，甚至在传送信道之间的空间距离较短的情况下，干扰也不大可能发生，并且可以容易地实施依据该位置而互相不同的传播信道。

如图1所示，当前实施例的无线传送系统1Y包括“N1+N2”个信道的传送路径连接器108和208，以及“N1+N2”个信道的毫米波信号传送路径9，每个连接器包括毫米波传送端子、毫米波传送路径、天线等。每个参考字符具有后缀“_@”(@为1至N1+N2)因此，可以实施全双工传送系统，其中，为传送和接收独立地执行毫米波传送。

首先，具体地描述在当前实施例的无线传送系统1Y中提供的功能元件。需要注意，虽然在半导体集成电路或芯片上形成功能元件的示例中给出以下描述，但这并不必须。

在第一通信装置100Y中提供可以执行毫米波通信的半导体芯片103，并且还在第二通信装置200Y中提供可以执行毫米波通信的半导体芯片203。

这里，仅使得要求以高速并大量地传送的信号成为利用毫米波段的通信的对象，而不使其它可以以低速和小量传送的信号或者可以认为是诸如电源的直流的信号成为转换为毫米波信号的对象。包括电源的不成为转换为毫米波信号的对象的信号使用类似于传统机制的机制在板之间连接。下文中，将转换为毫米波之前的传送对象的原始电信号统称为基带信号。

[第一通信装置]

第一通信装置100Y包括板102、装配在板102上并能够执行毫米波段通信的半导体芯片103、以及装配在板102上的传送路径连接器108。半导体芯片103是系统LSI(大规模集成电路)，其中集成了LSI功能单元104和作为毫米波信号产生单元的信号产生单元107。虽然未示出，但还可以以别的方式配置LSI功能单元104和信号产生单元107，使得它们不被集成。在作为分离单元形成LSI功能单元104和信号产生单元107的情况中，因为可能从通过用于它们之间的信号传送的电配线线路的信号传送中出现问题，所以优选地作为单个集成单元形成它们。在作为分离单元形成它们的情况下，优选地，在短距离上部署LSI功能单元104和信号产生单元107的两个芯片，以最小化线长度，从而最小化可能的负面影响。

信号产生单元107和传送路径连接器108被配置为具有数据的双向性。在这一点上，信号产生单元107包括传送侧上的信号产生单元和接收侧上的信号产生单元。虽然可以分离地提供这种传送路径连接器108用于传送侧和接收器，但这里使用单个传送路径连接器108用于传送和接收两者。

为了实施“双向通信”，在其中使用了一个信道或核的毫米波传送信道的毫米波信号传送路径9的单核(single-core)双向通信的情况中，应用其中应用了时分复用(TDM)的半双工系统、频分复用(FDM)等。

然而，在时分复用的情况中，由于时分地执行了传送和接收的分离，所以，未实施“双向通信的同时性”，即“单核同时双向传送”，其中，同时执行从第一通信装置100Y向第二通信装置200Y的信号传送、以及从第二通信装置200Y向第一通信装置100Y的信号传送。通过频分复用实施单核同时双向传送。

由于频分复用为传送和接收使用不同的频率，如图2A所示，所以，毫米波信号传送路径9必须具有比较大的传送带宽。此外，为了通过频分复用实施多路复用传送，即多信道传送，必须使用用于调制的不同载频，以将各个信号的频率转换为不同频带F_@内的频率，以产生毫米波信号，并且在相同的方向或相反的方向上传送互相具有不同载频的毫米波信号，如图2B所示。在此实例中，其中，为对于从传送侧信号产生单元110侧到接收侧信号产生单元220侧的信道的传送(在所示示例中)、以及对于从传送侧信号产生单元210侧到接收侧信号产生单元120侧的另一信道的接收(在所示示例中)使用不同的频率，此情况下，必须进一步增大传送带宽，如图2C和2D所示。

在这一点上，如果应用空分复用，则不仅对于双向通信的实施而且对于多路复用传送(即，多信道传送)的实施，可以将相同的频带应用于这些信道。因此，具有对传送带宽没有限制的优点。

半导体芯片103可以不直接装配在板102上，而是可以形成为半导体封装，其中，半导体芯片103被装配在中间板(interposed board)上，并使用诸如环氧树脂的树脂而被铸模，并且同样地装配在板102上。具体地，中间板被用作芯片装配板，并且在中间板上提供半导体芯片103。可以使用具有固定范围内(诸如约从2至10的范围)的相对介电常数的薄片组件形成中间板，并且从例如热强化的树脂和铜箔的组合形成中间板。

半导体芯片103连接到传送路径连接器108。从天线结构形成每个传送路径连接器108，天线结构包括例如天线连接单元、天线端子、微带线、天线等。需要注意，还可以应用直接在芯片上形成天线使得还在半导体芯片103中合并传送路径连接器108的技术。

LSI功能单元104执行第一通信装置100Y的主要应用控制，并且包括例如用于处理要被传送到对方的各种信号的电路、以及用于处理从对方接收的各种信号的电路。

信号产生单元107或电信号转换单元将来自LSI功能单元104的信号转换为毫米波信号，并通过毫米波信号传送路径9执行毫米波信号的信号传送控制。

具体地，信号产生单元107包括传送侧信号产生单元110和接收侧信号产生单元120。传送侧信号产生单元110和传送路径连接器108互相合作以形成传送单元，即传送侧上的通信单元。同时，接收侧信号产生单元120和传送路径连接器108互相合作以形成接收单元，即接收侧上的通信单元。

传送侧信号产生单元110包括并行-串行转换器114、调制器115、频率转换器116、以及放大器117，以便执行输入信号的信号处理，来产生毫米波信号。需要注意，可以将调制器115和频率转换器116形成为直接转换类型的单元。

接收侧信号产生单元120包括放大器124、频率转换器125、解调器126以及串行-并行转换器127，以执行由传送路径连接器108接收的毫米波电信号的信号处理来产生输出信号。可以将频率转换器125和解调器126形成为直接转换类型的单元。

在未应用当前配置的情况下，对于其中多个信号被用于并行传送的并行接口规范(specifications)，提供并行-串行转换器114和串行-并行转换器127但对于串行接口规范来说不需要它们。

并行-串行转换器114将并行信号转换为串行数据信号，并将串行数据信号提供给调制器115。调制器115调制传送对象信号，并将调制的传送对象信号提供给频率转换器116。调制器115基本可以是其中至少以幅度、频率和相位之一调制传送对象信号，或者可以以它们的任意组合调制传送对象信号的类型。

例如，在模拟调制的情况中，例如可以有幅度调制(AM)和矢量调制。作为矢量调制，可以有频率调制(FM)和相位调制(PM)。在数字调制的情况中，例如可以有幅移键控(ASK)、频移键控(FSK)、相移键控(PSK)、以及调制幅度和相位的幅相移键控(APSK)。作为幅度相位调制，正交幅度调制(QAM)是代表。

频率转换器116在通过调制器115的调制之后频率转换传送对象信号，以产生毫米波电信号，并将毫米波电信号提供给放大器117。毫米波电信号是具有基本在30GHz到300GHz范围内的频率的电信号。使用“基本”的原因在于所述频率可以是获得毫米波通信的效果的任何频率，下限不限于30GHz，上限也不限于300GHz。

虽然频率转换器116可以呈现各种电路结构，但例如，其可以具有包括混频电路(即，混频器电路)和本地振荡电路的配置。本地振荡电路产生要被用于调制的载频，即载波信号或基准载波。混频电路将由本地振荡电路产生的毫米波段中的载波乘以来自并行-串行转换器114的信号，或者利用来自并行-串行转换器114的信号调制由本地振荡电路产生的毫米波段中的载波，以产生毫米波段中的调制信号，并将调制信号提供给放大器117。

放大器117在频率转换之后放大毫米波的电信号，并将放大的电信号提供给传送路径连接器108。放大器117通过未示出的天线端子连接到双向传送路径连接器108。

传送路径连接器108将由传送侧信号产生单元110产生的毫米波信号传送到毫米波信号传送路径9，并且从毫米波信号传送路径9接收毫米波信号，并将所接收的毫米波信号输出到接收侧信号产生单元120。

根据天线连接单元来配置传送路径连接器108。天线连接单元构成传送路径连接器108或信号连接单元的示例或一部分。狭义地讲，天线连接单元是将半导体芯片中的电子电路与部署在芯片内部或外部的天线连接的模块，并且，广义地讲，是将半导体芯片与毫米波信号传送路径9进行信号连接的模块。例如，天线连接单元至少包括天线结构。此外，在时分复用被应用到传送和接收的情况下，在传送路径连接器108中提供天线切换单元，即天线共享单元。

天线结构是在至毫米波信号传送路径9的连接单元中的结构，并且仅在其将毫米波段中的电信号连接到毫米波信号传送路径9的情况下可以是任何结构，而不表示天线本身。例如，天线结构被配置为包括天线端子、微带线路(microstrip line)、以及天线。在在相同芯片中形成天线切换单元的情况中，除了天线切换单元之外的天线端子和微带线构成传送路径连接器108。

传送侧上的天线向毫米波信号传送路径9辐射基于毫米波信号的电磁波。同时，接收侧上的天线从毫米波信号传送路径9接收毫米波的电磁波。微带线将天线端子与天线互连，并且，将传送侧上的来自天线端子的毫米波信号传送到天线，而将接收侧上的来自天线的毫米波信号传送到天线端子。

在为传送和接收公共地使用天线的情况下使用天线切换单元。例如，当毫米波信号的信号要被传送到作为对方的第二通信装置200Y侧时，天线切换单元将天线连接到传送侧信号产生单元110。另一方面，当要接收来自作为对方的第二通信装置200Y的毫米波信号时，天线切换单元将天线连接到接收侧信号产生单元120。虽然在板102上与半导体芯片103分离地提供了天线切换单元，但天线切换单元的位置不限于此，还可以以其它的式在半导体芯片103中提供天线切换单元。在互相分离地提供用于传送和接收的天线的情况下，可以省略天线切换单元。

接收侧信号产生单元120连接到传送路径连接器108。接收侧信号产生单元120包括放大器124、频率转换器125、解调器126和串行-并行转换器127以及单一化(unification)处理单元128，以执行用于由传送路径连接器108接收的毫米波的电信号的信号处理来产生输出信号。需要注意，频率转换器125和解调器126可以被形成为直接转换类型的单元。

接收侧上的放大器124连接到传送路径连接器108，并且，放大被天线接收之后的毫米波的电信号、以及将放大的电信号提供给频率转换器125。频率转换器125对放大的毫米波电信号进行频率转换，并将频率转换后的信号提供到解调器126。解调器126解调频率转换后的信号，以获得基带信号，并将基带信号提供给串行-并行转换器127。

串行-并行转换器127将串行接收数据转换为并行输出数据，并将并行输出数据提供给LSI功能单元104。

在半导体芯片103被以上述方式配置的情况下，对输入信号进行并行到串行的转换，并将所得到的串行信号传送到半导体芯片203。同时，对来自半导体芯片203侧的接收信号进行串行到并行的转换。从而，减少了毫米波转换对象的信号的数量。

在第一通信装置100Y与第二通信装置200Y之间的原始信号传送是串行传送的情况下，不需要提供并行-串行转换器114和串行-并行转换器127。

当前实施例的无线传送系统1Y的特征之一在于：在第一通信装置100Y中，在接收侧信号产生单元120中的解调器126和串行-并行转换器127之间提供了公共地用于所有N1个信道的MIMO处理器603。类似地，在第二通信装置200Y中，在解调器226和串行-并行转换器227之间提供了公共地用于所有N2个信道的MIMO处理器604。下文描述MIMO处理器603和604的细节。

虽然这里描述了基本配置，但这仅是个示例，而且，在半导体芯片103和203中分别容纳传送侧信号产生单元110、接收侧信号产生单元120、传送侧信号产生单元210和接收侧信号产生单元220的形式并不限于上文参照图1所描述的形式。例如，可以使用仅包括容纳传送测信号产生单元110和接收侧信号产生单元120的一个信道的信号产生单元107的半导体芯片103、以及仅包括容纳传送侧信号产生单元210和接收侧信号产生单元220的一个信道的信号产生单元207的半导体芯片203，来配置系统。此外，可以在各不相同的半导体芯片103和203中容纳传送侧信号产生单元110、接收侧信号产生单元120、传送侧信号产生单元210和接收侧信号产生单元220，来配置系统。依赖于这样的修改，系统可以被配置为满足N1=N2=N。

不需要以第一通信装置100Y侧与第二通信装置200Y之间的成对关系容纳应该容纳在半导体芯片103和203中的功能单元，而是可以以任意的组合容纳它们。例如，第一通信装置100Y可以被形成为使得在一个芯片中容纳用于传送侧上的N1个信道和接收侧上的N2个信道的功能单元，而第二通信装置200Y侧被配置为使得在这样的互相不同的半导体芯片203中容纳传送侧信号产生单元210和接收侧信号产生单元220。

顺便提及，因为在当前实施例中，在信道的解调器126和串行-并行转换器127之间提供了共用于所有信道的MIMO处理器603，并且在信道的解调器226和串行-并行转换器227之间提供了共用于所有信道的MIMO处理器604，所以，对于接收系统优选地使用单独容纳用于N1个信道和N2个信道的功能单元的芯片。虽然不排除为接收系统中的每个信道使用一个芯片，但在该实例中，在用于接收系统的各个信道的芯片与容纳MIMO处理器603和604(其可以被容纳在接收系统的芯片中的一个中)的芯片之间，需要芯片之外的配线线路，以将MIMO处理器603和604插入在解调器126和串行-并行转换器127之间、或者解调器226和串行-并行转换器227之间。

另一方面，就传送系统而言，不适用这样的限制，因此，是在一个芯片中还是在各不相同的芯片中容纳多个信道的功能单元不产生基本问题。然而，优选地，在一个芯片中容纳多个信道的功能单元，以为不同信道的载波信号使用共同的或相同的频率。

信道的载频可以互相相同或不同。例如，在使用介电传送路径或空心波导的情况下，因为毫米波被限制在它们内部，所以可以防止毫米波干扰。因此，即使在使用相同频率的情况下也没有问题。另一方面，在自由空间传送路径的情况中，如果频率空间传送路径互相隔开一定距离，则在使用相同频率的情况下没有问题。然而，在频率空间传送路径被隔开很小距离的情况下，应该使用不同的频率。然而，为了有效地执行MIMO处理或最小化接收侧上的解调功能单元的电路规模，优选地，使用共同的载频，而不考虑毫米波信号传送路径9的形式，即，即使在毫米波信号传送路径9是自由空间传送路径的情况下也是如此。

例如，为了实施双向通信，除了空分复用之外，时分复用和频分复用也是可用的。作为用于使用一个信道的毫米波信号传送路径9实施数据传送和接收的方法，采用其中通过时分复用切换传送和接收的半双工方法和其中通过频分复用同时执行传送和接收的全双工方法之一。

然而，时分复用具有不能同时执行传送和接收的问题。此外，如从图2A至2C看出，频分复用具有毫米波信号传送路径9必须具有大频率带宽的问题。

相比之下，在应用空分复用的当前实施例的无线传送系统1Y中，可以将相同的载频设置应用到多个信号传送信道中，即，应用到多个信道中。从而，有助于重用载频，即，为多个信道使用相同的频率。甚至在毫米波信号传送路径9不具有大带宽的情况下，也可以同时实施信号的传送和接收。如果在相同的方向上和相同的频带中同时使用多个传送信道，则可以获得通信速度的提高。

在使用N个信道的毫米波信号传送路径9用于N(N=N1=N2)个基带信号的情况下，为了实现双向传送和接收，必须将时分复用或频分复用应用到传送和接收。相比之下，在空分复用的应用中，使用2N个信道的毫米波信号传送路径9，因此，还就双向传送和接收而言，可以使用不同信道的毫米波信号传送路径9，即，使用互相完全独立的传送路径，来执行传送。简而言之，在使用毫米波段中的通信对象的N个信号用于传送和接收的情况下，即使在不执行诸如时分复用、频分复用或码分复用的复用处理的情况下，也可以通过2N个信道的各个毫米波信号传送路径9传送N个不同的信号。

[第二通信装置]

第二通信装置200Y包括一般类似于第一通信装置100Y的功能配置的功能配置。通过百位是2的方式的附图编号来表示第二通信装置200Y的每个功能单元，并且由包括与第一通信装置100Y中的数字相同的十位和个位数字的附图编号，来表示类似于第一通信装置100Y的功能单元的功能单元。从传送侧信号产生单元210和传送路径连接器208形成传送单元，并且从接收侧信号产生单元220和传送路径连接器208形成接收单元。

LSI功能单元204执行第二通信装置200Y的主要应用控制，并且其包括例如用于处理要被传送到对方的各种信号的电路、以及用于处理从对方接收的各种信号的另一电路。

[连接和操作]

一般在广播和无线通信中使用频率转换和传送输入信号的技术。在这样的应用中，使用可以处理如下问题的相对复杂的传送器、接收器等，所述问题为：α)在什么范围中可以执行通信(关于热噪声的信噪比的问题)；β)如何处理反射和多路径传送；以及γ)如何抑制扰动以及与其它信道的干扰。相比之下，在毫米波段中使用在当前配置中使用的信号产生单元107和207，毫米波段是比在广播和无线通信中流行使用的复杂传送器和接收器中使用的频率高的频率。因此，因为波长λ较小，所以可容易地重用频率，因此，使用适用于互相相邻定位的许多装置之间通信的信号产生器。

利用当前配置，与利用电配线线路的现有信号接口不同，使用如上所述的毫米波段执行信号传送，以灵活地处理高速传送和大量数据传送。例如，仅使得需要高速传送或大量数据传送的信号成为毫米波段中的通信的对象。取决于系统配置，通信装置100Y和200Y包括通过现有电配线线路的接口，即，通过端子和连接器(connector)的接口，用于低速传送或小量数据传送或电源的信号。

信号产生单元107执行用于从LSI功能单元104输入的输入信号的信号处理，以产生毫米波信号。信号产生单元107通过传送路径(例如，微带线、带线(strip line)、共面线或槽线之类)连接到传送路径连接器108，从而将所产生的毫米波信号通过传送路径连接器108提供给毫米波信号传送路径9。

传送路径连接器108具有天线结构，并具有将传送到那里的毫米波信号转换为电磁波并发出电磁波的信号的功能。传送路径连接器108被连接到毫米波信号传送路径9，使得由传送路径连接器108转换的电磁波被提供给毫米波信号传送路径9的一个端部。第二通信装置200Y侧上的传送路径连接器208被连接到毫米波信号传送路径9的另一端。因为毫米波信号传送路径9被提供在第一通信装置100Y侧的传送路径连接器108与第二通信装置200Y侧的传送路径连接器208之间，所以，毫米波段中的电磁波被传播到毫米波信号传送路径9。

第二通信装置200Y侧的传送路径连接器208连接到毫米波信号传送路径9。传送路径连接器208接收被传送到毫米波信号传送路径9的另一端的电磁波，将电磁波转换为毫米波段的信号，并将毫米波段的信号提供给作为基带信号产生单元的信号产生单元207。信号产生单元207执行用于所转换的毫米波信号的信号处理以产生输出信号，即基带信号，并将所产生的输出信号提供给LSI功能单元204。

虽然在前面的描述中，从第一通信装置100Y向第二通信装置200Y执行信号传送，但也类似地执行从第二通信装置200Y的LSI功能单元204向第一通信装置100Y的信号传送。因此可以双向地传送毫米波信号。

这里，与基本配置的无线传送系统1Y相比，通过电配线线路执行信号传送的信号传送系统具有以下问题。

i)虽然要求大量的数据传送和传送数据的高速传送，但电配线线路的传送速度和传送容量具有限制。

ii)为了处理获得传送数据的高速传送的问题，增加配线线路的数目以实现传送数据的并行传送而同时降低每一个信号线的传送速度可以是可以的对策。然而，此对策增加了输入和输出端子的数目。结果，需要印刷板或电缆配线方案复杂化、连接器单元和电接口的物理尺寸的增加等。这复杂化了所述元件的形状，导致诸如元件的稳定性的破坏以及成本增加的问题。

iii)因为基带信号的频带的带宽随着电影图像或计算机图像的信息量的显著增加一起增加，所以，EMC(电磁兼容)的问题变得更明显。例如，在使用电配线线路的情况下，配线线路用作天线，并且对应于天线的调谐频率的信号遭受干扰。此外，由配线线路的阻抗失配导致的反射或谐振引起不必要的辐射。因为采取针对这种问题的对策，所以电子设备的配置被复杂化。

iv)除EMC之外，如果存在反射，则由接收侧上的码元之间的干扰引起的传送错误、或由扰动的跳入引起的传送错误也成为问题。

同时，基本配置的无线传送系统1Y不使用电配线线路而是使用毫米波来执行信号传送。要从LSI功能单元104传送到LSI功能单元204的信号被转换为毫米波信号，其被通过传送路径连接器108和208之间的毫米波信号传送路径9传送。

因为毫米波信号传送是无线传送，所以，不必要考虑配线线路形状、或连接器的位置，因此，对布局的限制的问题不经常发生。因为可以省略用于传送被转变为通过毫米波的信号传送的信号的配线线路和端子，所以，消除了EMC的问题。一般地，因为通信装置100Y和200Y不包括使用毫米波段的频率的任何其它功能单元，所以，可以容易地实施针对EMC的对策。

因为第一通信装置100Y和第二通信装置200Y之间的传送是它们互相靠近定位的状态中的无线传送，并因此是固定位置之间、或在已知的位置关系下的信号传送，所以获得以下优点。

1）容易合适地设计传送侧和接收侧之间的传播信道或波导结构。

2）通过设计包含传送侧和接收侧以及传播信道(即，毫米波信号传送路径9的波导结构)的传送路径连接器的介电结构，可以获得通过自由空间传送的高可靠性的良好传送。

3）因为还不需要与常规无线通信一样动态地、自适应地或频繁地执行用于管理无线传送的控制器(对应于当前实施例中的LSI功能单元104)的控制，所以，相比于常规无线通信，可以减少由控制导致的开销。结果，可以预期微型化、功耗的降低以及速度的提高。

4）如果在生产或设计时校准无线传送环境、以掌握每个单独产品的差异(dispersion)等，则可以通过参照差异等数据来执行传送，而预期高质量的通信。

5）即使在存在反射的情况下，因为这是固定的反射，所以，可以通过接收侧的小均衡器(equalizer)容易地消除反射的影响。而且，可以通过预设或静态控制来执行均衡器的设置，并可以容易地实现这一点。

此外，因为使用其中波长较短的毫米波段中的无线通信，所以，可以预期以下优点。

a）因为通过毫米波通信可以确保较宽的通信带宽，所以，可以简单地使用高数据速率。

b）可以将要被用于传送的频率与用于不同基带信号处理的频率间隔开，因此，毫米波与基带信号之间的频率干扰更不易于发生。

c）因为毫米波段中的波长较短，所以，可以使依赖于波长的天线和波导结构较小。此外，因为距离衰减较大、并且衍射较小，所以，可容易地进行电磁屏蔽。

d）在普通的室外无线通信中，为了防止干扰等，载波的稳定性受到严格的约束。为了实现具有如此高稳定性的载波，使用具有高稳定性的外部频率基准部件和乘法电路或PLL(锁相环电路)等。这使电路规模很大。然而，可以容易地阻挡毫米波，并防止其泄漏到外部，特别是对于固定位置之间或在已知位置关系中的信号传送。为了在接收侧上使用小电路来解调使用稳定性被缓和的载波传送的信号，优选地采用下文详细描述的注入锁定方法。

虽然在当前实施例的描述中，描述在毫米波段中执行通信的系统作为无线传送系统的示例，然而，其应用范围不限制于使用毫米波用于通信的系统。可选地，可以应用低于毫米波段或相反地高于毫米波段的频率带中的通信。例如，可以应用微波波段。然而，在采用MIMO处理(即，逆矩阵计算处理)用于壳体内的信号通信或不同设备之间的信号传送的情况下，使用在各种组件的尺寸与波长之间的关系中波长不过度长也不过度短的毫米波段被认为最有效。

<空分复用的应用技术>

图3A至图3C示出了当前实施例中所采用的“空分复用”的合适的条件，即应用条件。图4A至图4C示出了用于应用“空分复用”的毫米波信号传送路径9的结构的概要。

[空分复用的合适条件]

图3A至图3C具体地示出了设定应用空分复用的合适条件的方式。例如，自由空间的传播损耗可以由“L[dB]=10log₁₀((4πd/λ)²)…(A)”表示，如图3A所示，其中，d是距离，λ是波长。

如图3A至图3C所示，考虑了两种空分复用。在图3A至3C中，传送器由“TX”表示，接收器由“RX”表示。参考字符“_100”表示第一通信装置100Y侧，而“_200”表示第二通信装置200Y侧。参照图3B，第一通信装置100Y包括两个信道的传送器TX_100_1和TX_100_2，并且，第二通信装置200Y包括两个信道的接收器RX_200_1和RX_200_2。具体地，在传送器TX_100_1与接收器RX_200_1之间、以及在传送器TX_100_2与接收器RX_200_2之间，执行从第一通信装置100Y侧向第二通信装置200Y侧的信号传送。换句话说，通过这两个信道执行从第一通信装置100Y侧向第二通信装置200Y侧的信号传送。

同时，参照图3C，第一通信装置100Y包括传送器TX_100与接收器RX_100，同时，第二通信装置200Y包括传送器TX_200与接收器RX_200。具体地，在传送器TX_100与接收器RX_200之间执行从第一通信装置100Y侧向第二通信装置200Y侧的信号传送，并且在传送器TX_200与接收器RX_100之间执行从第二通信装置200Y侧向第一通信装置100Y侧的信号传送。使用不同的信道用于传送和接收，并且可以通过全双工传送执行从和向所述两个装置的数据传送(TX)和接收(RX)。

这里，在天线不具有方向性的情况下，根据表达式(A)，通过“d₂/d₁=10^DU/20…(B)”，给出获得必要的DU[dB](即，期望波与非必要波之间的必要比例)所必需的天线间距离d₁和空间信道距离d₂(具体地，自由空间传送路径9B之间的空间距离)之间的关系。

例如，如果DU=20dB，则d₂/d₁=10，并且，空间信道距离d₂必定是天线间距离d₁的十倍长。因为通常天线具有一定的方向性，所以，即使在自由空间传送路径9B的情况下，空间信道距离d₂也可以被设得更短。

例如，如果至通信对方的天线的距离较短，则可以将用于天线的传送功率抑制得较低。如果传送功率足够低，并且可以在互相充分隔开的位置处安装天线对(也被称为信道)，则可以将成对的天线之间的干扰抑制得足够低。具体地，在毫米波通信中，因为毫米波的波长较短，所以，距离衰减很大而且衍射较小，因此可以容易地实现空分复用。例如，甚至利用自由空间传送路径9B的情况下，也可以将空间信道距离d₂(即，自由空间传送路径9B之间的空间距离)设定得比天线间距离d₁的十倍小。

在具有毫米波限制结构的介电传送路径或空心波导的情况中，因为可以在其被限制在内部的同时传送毫米波，所以，可以将空间信道距离d₂(即，自由空间传送路径之间的空间距离)设定得比天线间距离d₁的十倍短。特别地，与自由空间传送路径9B相比，可以进一步降低信道距离。

[用于空分复用的毫米波信号传送路径的结构的示例]

图4A至4F示出了用于空分复用的毫米波信号传送路径的结构的几个示例。当意在增加传送信道的数目时，在不应用空分复用的情况下，例如应用频分复用来在不同信道间使用不同的载频可以是可行的办法。然而，如果应用空分复用，则即使使用相同的载频，也可以执行同时的信号传送而不受干扰的影响。

特别地，仅在可以通过其传送毫米波信号或电磁波的三维空间中形成多个信道的独立毫米波信号传送路径9的情况中，可以使用任何结构实现“空分复用”。因此，该结构不限于特定结构，其中，在自由空间中形成多个信道的自由空间传送路径9B，使得它们互相隔开不发生干扰的距离(参照图4A)。

例如，如图4B所示，当在自由空间中提供多个信道的自由空间传送路径9B的情况下，可以在每个相邻的传送信道之间排列用于妨碍(disturb)无线电波的传播的结构(即，毫米波阻碍体MX)，以抑制传送信道之间的干扰。毫米波阻碍体MX可以是、也可以不是导体。

可以将多个信道的毫米波信号传送路径9中的每个配置为自由空间传送路径9B，使得信号例如在壳体中的空间中传播。然而，不一定需要自由空间，而可以替代地使用毫米波限制结构。优选地，从波导管的波导结构、传送路径、介电线路或介电组件的内部形成毫米波限制结构，以使其具有高效地传送毫米波段中的电磁波的特征。

例如，可以采用如图4C中所示的那种介电传送路径9A，其被配置为包括具有固定范围内的相对介电常数和固定范围内的介电损耗因数(dielectric loss tangent)的介电材料。例如，如果介电材料充满整个壳体，则在传送路径连接器108和传送路径连接器208之间部署介电传送路径9A而非自由空间传送路径。或者，可以通过将传送路径连接器108的天线与传送路径连接器208的天线通过作为从介电材料形成的并具有一定直径的线组件的介电线路互相连接，来配置介电传送路径9A。

“固定范围”可以是相对介电常数或介电损耗因数的任何范围，在所述范围中，可以获得当前配置的效果，并且，相对介电常数或介电损耗因数可以具有此范围内的值。简而言之，介电材料可以是能够传送毫米波并具有利用其可以获得当前配置的效果的特征的任何材料。因为当前配置的效果不仅依赖于介电材料本身，还涉及传送路径长度或毫米波的频率，所以，不一定能够明确地确定相对介电常数或介电损耗因数。然而，作为示例，可以以以下方式确定它们。

为了允许在介电传送路径9A中以高速传送毫米波信号，介电材料的相对介电常数优选为约2至10，并且更优选的为约3至6，而且介电材料的介电损耗常数优选为0.00001至0.01，更优选地为约0.00001至0.001。作为满足如上给出的那种条件的介电材料，可以有基于丙烯酸树脂、基于聚氨酯树脂、基于环氧树脂、基于硅树脂、基于聚酰亚胺、以及基于氰基丙烯酸酯的材料。除非另有说明，在当前配置中类似地应用如上给出的介电材料的相对介电常数和介电损耗常数的范围。

在毫米波限制结构中配置介电传送路径9A的情况下，可以在介电传送路径9A的外围上提供用于抑制毫米波信号的外部辐射的金属组件等的介电屏蔽组件(即，毫米波阻碍体MY)来抑制毫米波的外部辐射，如图4D所示。优选地，在电路板上将毫米波阻碍体MY设定到固定电位，例如地电位之类。在从导体形成毫米波阻碍体MY的情况下，可以比不从导体形成毫米波阻碍体MY的情况以更高程度的确定性确保屏蔽性能。

作为毫米波限制结构的另一示例，可使用其外围被屏蔽组件环绕并具有空心结构的空心波导9L。例如，如图4E中所示，空心波导9L被构造为使得其外围被作为屏蔽组件的示例并且为空心的导体MZ环绕。环绕导体MZ可以被提供在以互相相对关系布置的两个板中的任一个上。环绕导体MZ与板之一之间的传播距离L，更具体地，从导体MZ的一端至相对板的间隔的长度，被设置为相对于毫米波的波长而足够低的值。在环绕屏蔽组件被形成为导体MZ的情况下，可以比不从导体形成情况以更高程度的确定性确保屏蔽性能。

如果图4B与图4E相比，则空心波导9L具有类似于自由空间传送路径9B的结构，其中，毫米波阻碍体MX被部署在自由空间传送路径9B中，但空心波导9L与自由空间传送路径9B的不同点在于：以环绕天线的方式提供作为毫米波屏蔽组件的示例的导体MZ。因为导体MZ的内部是空心的，所以，没有必要使用介电材料，并且，可以简单而容易地以低成本配置毫米波信号传送路径9。优选地，导体MZ被设置为固定电位，例如板上的地电位之类。

空心波导9L的配置不限制于从板上的导体MZ形成包围的配置，而是可以将空心波导9L配置为使得在相当厚的板中形成可以是或不是通孔的孔，使得孔的壁面被用作包围。孔可以具有任意的剖面形状，如环形、三角形或四角形。在该实例中，板用作屏蔽组件。可以在在互相相对地部署的一对板的一个或两个中形成孔。孔的侧壁可以用或不用介电组件覆盖。在孔被形成为通孔的情况下，应该在半导体芯片的后表面上部署天线或将天线附接到该后表面。在孔不被形成为通孔而是底部孔或盲孔的情况下，天线应该安装在孔的底部上。

因为介电传送路径9A和空心波导9L通过它们的包围将毫米波限制在其中，所以，它们可以获得这样的优点：可以以相对低的损耗高效地传送毫米波；毫米波的外部辐射被抑制；以及可以相对容易地采取EMC对策。

作为毫米波限制结构的再一示例，其中，从作为实体的介电材料配置传送作为电磁信号的毫米波信号的三维空间，在介电材料上形成多个信道的独立毫米波信号传送路径9，具体地，介电传送路径9A(这类似地应用在此段中)。例如，从介电材料构造其上装配电子电路部件的印刷板、并将该印刷板用作介电传送路径9A可以是可行的办法。在此示例中，在板上形成多个独立的介电传送路径9A可以是可行的办法。

在应用空分复用的情况下，采用包括各种类型的毫米波信号传送路径9的系统配置可以是可行的办法，所述毫米波信号传送路径9被组合为使得一个毫米波信号传送路径9被形成为自由空间传送路径9B，并且另一毫米波信号传送路径9被形成为具有类似介电传送路径9A或空心波导9L的毫米波限制结构。

<调制和解调：第一示例>

图5A和图5B示出了通信处理信道中调制功能单元和解调功能单元的第一示例。

[调制功能单元：第一示例]

图5A示出了提供在传送侧的第一示例的调制功能单元8300X的配置。传送对象的信号(例如，12位的图像信号)被并行-串行转换器8114转换为高速串行数据串，并被提供给调制功能单元8300X。

调制功能单元8300X可以依照调制方法采用各种电路结构。然而，例如，如果采用调制幅度的方法，则调制功能单元8300X应被配置为使其包括混频器8302和传送侧本地振荡器8304。在在两个轴上调制相位的方法中，调制功能单元8300X应该被配置为例如准备好正交调制。

用作第一载波信号产生单元的传送侧本地振荡器8304产生要被用于调制的载波信号，即调制载波信号。用作第一频率转换器的混频器8302将由传送侧本地振荡器8304产生的毫米波段中的载波乘以来自对应于并行-串行转换器114的并行-串行转换器8114的信号，或者通过来自对应于并行-串行转换器114的并行-串行转换器8114的信号调制由传送侧本地振荡器8304产生的毫米波段的载波，以产生毫米波段的调制信号。调制信号被提供给对应于放大器117的放大器8117。通过放大器8117放大调制信号，并将其从天线8136辐射。

[解调功能单元：第一示例]

图5B示出了在接收侧提供的第一示例的解调功能单元8400X的配置。虽然解调功能单元8400X可以具有各种对应于接收侧上的调制方法的范围内的电路结构，但这里假定解调功能单元8400X采用应用于调制幅度的方法以对应于上文给出的调制功能单元8300X的描述的情况。在采用调制相位的方法的情况中，解调功能单元8400X应被配置为准备好正交检测或同步检测。

第一示例的解调功能单元8400X包括混频器8402或2输入型的混频器电路作为幅度检测电路的示例，并且使用平方律(suqare-law)检测电路，从平方律检测电路可以获得与所接收的毫米波信号的包络的幅度的平方成比例地增加的检测输出。需要注意，使用不具有平方特性的简单包络检测电路取代平方律检测电路作为幅度检测电路可以是可行的办法。在混频器8402的后级上提供滤波处理器8410、作为时钟数据恢复(CDR)单元的时钟恢复单元8420、以及对应于串行-并行转换器127的串行-并行转换器(S-P)8127。滤波处理器8410包括例如低通滤波器(LPF)。

由天线8236接收的毫米波接收信号被输入给可变增益型放大器8224中，其对应于放大器224，并且通过其可以对毫米波接收信号执行幅度调节。放大器8224的输出信号被提供给解调功能单元8400X。具体地，来自放大器8224的幅度调节后的接收信号被同时输入到混频器8402的两个输入端子，通过其产生平方信号。平方信号被提供给滤波处理器8410。滤波处理器8410的低通滤波器从由混频器8402产生的平方信号中去除高频成分，以产生从传送侧传送的输入信号的波形，即基带信号。基带信号被提供给时钟恢复单元8420。

滤波处理器8410(CDR)基于基带信号恢复采样时钟，并利用恢复的采样时钟对基带信号采样，以产生接收数据串。所产生的接收数据串被提供给串行-并行转换器8227(S-P)，通过其恢复并行信号(例如，12位的图像信号)。虽然可以有各种方法用于时钟恢复，但例如采用码元同步方法。

[第一示例的问题]

在从第一示例的调制功能单元8300X和解调功能单元8400X配置无线传送系统的情况中，其具有以下难点。

首先，以下难点关于振荡电路而出现。例如，在室外通信中，必须考虑多信道传送。在该实例中，所需要的用于传送侧的载波的稳定性的规范很严格，这是因为稳定性被载波的频率变化成分影响。在壳体中的信号传送或不同设备之间的信号传送中使用毫米波的数据传送中，如果试图在传送侧上和接收侧上使用如室外无线通信中的所使用的普通技术，则载波需要稳定性。因此，需要用于具有频率稳定性值在ppm(parts per million，百万分之几)量级上的高稳定性的毫米波的振荡电路。

为了实施具有高频稳定性的载波信号，例如在硅集成电路(CMOS：互补金属氧化物半导体)上实施用于具有高稳定性的毫米波的振荡电路可以是可行的办法。然而，因为用于普通CMOS器件的硅衬底具有低绝缘特性，所以，难以形成具有高Q值(质量因子)的储能电路(tank circuit)，因此，具有高频稳定性的载波信号的实施是困难的。例如，在CMOS芯片上形成电感的情况下(例如，如在A.Niknejad,“mm-Wave Silicon Technology60GHz andBeyond”(具体地，3.1.2电感，pp.70-71)，ISBN978-0-387-87558-7(下文称为参考文献A))，Q值变为约30至40。

因此，为了实施具有高稳定性的振荡电路，采用在CMOS器件之外使用石英振荡器等提供高Q值的储能电路的技术可以是可行的办法，在该技术中，振荡电路的主要部分被配置为使得储能电路以低频振荡，并倍增储能电路的振荡输出，直到它的频率落入毫米波带宽内。然而，不优选为所有芯片提供这种外部储能电路以实施利用通过毫米波的信号传送取代通过配线线路的信号传送(诸如LVDS(低压差分信令))的功能。

如果使用类似OOK(开关键控)来调幅的方法，则因为仅必须在接收侧上执行包络检测，所以不需要振荡电路，并因此可以减少储能电路的数目。然而，当信号传送距离变长时，接收幅度降低，并且在使用平方律检测电路的方法被用作包络检测电路的情况下，接收幅度的降低的影响变得显著，并且信号失真变得具有不利影响。换句话说，平方律检测电路在灵敏度方面具有劣势。

作为另一用于实施具有高频稳定性的载波信号的技术，使用例如具有高稳定性的倍频电路或PLL电路可以是可行的办法。然而，这增加了电路规模。例如，“A90nm CMOS Low-Power60GHz Transceiver with Integrated Baseband Circuitry,”ISSCC2009/SESSION18/RANGING AND Gb/s COMMUNICATION/18.5,2009IEEE International Solid-State Circuits Conference,pp.314-316(下文称为参考文献B)公开了使用推-推(push-push)振荡电路并同时去除60GHz振荡电路以减小电路规模的技术。然而，该技术仍然需要30GHz的振荡电路和分频器、相位频率检测电路(相位频率检测器：PFD)、外部基准(在所公开的技术中为117MHz)等。因此电路规模显然很大。

因为平方律检测电路可以从接收信号中仅提取幅度成分，所以，可以使用的调制方法限制于诸如类似OOK的ASK的调幅的方法，而难以采用调相或调频的方法。难以采用相位调制的方法导致不可能将调制信号转换为正交信号以提高数据传送速率的事实。

此外，在设法使用频分复用方法实施多信道传送的情况下，平方律检测电路的使用导致以下难点。虽然必须在平方律检测电路的前级部署用于接收侧上的频率选择的带通滤波器，但并不容易实施小的陡峭的带通滤波器。此外，在使用陡峭的带通滤波器的情况下，所需要的用于传送侧上的载频的稳定性的规范也变得严格。

<调制和解调：第二示例>

图6A至图8示出了通信处理信道中的调制功能和解调功能的第二示例。具体地，图6A至图6D示出了传送侧信号产生单元8110的第二示例，其是传送侧的通信单元，从在传送侧上提供的调制功能单元8300、以及调制功能单元8300的外围电路配置它，并且，调制功能单元8300包括调制器115和215、以及频率转换器116和216。图7A至图7D示出了接收侧信号产生单元8220的配置的示例，其是接收侧上的通信单元，并且，从在接收侧上提供的第二示例的解调功能单元8400、以及解调功能单元8400的外围电路配置它，并且，解调功能单元8400包括频率转换器125和225以及解调器126和226。图8示出了注入锁定中的相位关系。

作为针对上述第一示例的问题的对策，第二示例的解调功能单元8400采用注入锁定方法。

在采用注入锁定方法的情况中，优选地，对调制对象信号预先执行合适的校正处理，以帮助接收侧上的注入锁定的应用。典型地，在抑制了其在DC附近的成分之后，对调制对象信号进行调制。特别地，通过在抑制或截断了包括DC成分的其低频成分之后，对调制对象信号进行调制，载频fc附近的调制信号成分被最小化，由此帮助接收侧上的注入锁定。在数字方法的情况中，执行无DC的编码，以去除例如由相同码的连续出现而产生的DC成分。

优选地，与在毫米波段中调制的信号一起(即，与调制信号一起)，用信号传送(signal)用作用于接收侧上的注入锁定的基准的、对应于用于调制的载波信号的基准载波信号。基准载波信号具有固定的频率和固定的相位，并优选地具有固定的幅度，所述频率、相位和幅度对应于从传送侧本地振荡器8304输出的并用于调制的载波信号的频率、相位和幅度，并且基准载波信号典型地是用于调制的载波信号本身。然而，仅基准载波信号必须至少与载波信号保持同步，并且，基准载波信号不限于上述信号。例如，可以使用与用于调制的载波信号同步的不同频率的信号，例如更高阶的谐波信号、或具有相同频率但具有不同相位的信号，例如与用于调制的载波信号正交的正交载波信号。

取决于调制方法或调制电路，可以有两种情况，包括：一种情况，其中，调制电路的输出信号本身包括载波信号，例如，如在标准调幅或ASK中；以及另一情况，其中，载波被抑制，例如，在载波抑制类型的调幅、ASK或PSK中。因此，要被采用来将基准载波信号与来自传送侧的在毫米波段中调制的信号一起用信号传送的电路结构取决于基准载波信号的类型，即，取决于用于调制的载波信号本身是否应该被用作基准载波信号，还取决于调制方法或调制电路。

[调制功能电路：第二示例]

图6A至图6D示出了调制功能单元8300和外围电路的第二示例的配置。参照图6A至6D，调制对象信号处理器8301被提供在调制功能单元8300的前级上，具体地，在混频器8302的前级上。图6A至图6D具体地示出了与数字类型匹配的不同配置示例。参照图6A至图6D，调制对象信号处理器8301执行关于从并行-串行转换器8114提供的数据的无DC的编码(如8-9转换编码(8B/9B编码)、8-10转换编码(8B/10B编码))或扰频处理，以去除由相同码的连续出现而导致的DC成分的出现。虽然未示出，但在模拟调制中，应该预先对调制对象信号施加旁路滤波处理或带通滤波处理。

在8-10转换编码中，8位的数据被转换为10位的数据。例如，从1024个不同码的10位码之中，采用包括互相相同的或接近相同的数目的“1”和“0”的码作为数据码，使得它们具有无DC的特性。所述10位码中的某些未被采用作为这种数据码的码被用作例如指示空闲状态或分组分隔符的特定码。在例如无线LAN(IEEE802.11a)中使用扰频处理。

图6A中示出的基本配置1包括基准载波信号处理器8306以及信号组合单元8308，并执行用作第一频率转换电路的调制电路的输出信号(即，调制信号)与基准载波信号的组合。该基本配置可以被认为是不受基准载波信号、调制方法或调制电路的类型影响的通用配置。然而，取决于基准载波信号的相位，组合的基准载波信号有时被检测为在接收侧上调制时的DC偏置成分，并且，具有对基带信号的恢复的影响。在该实例中，在接收侧上采取用于抑制DC成分的对策。换句话说，基准载波信号应该具有DC偏置成分不需要在调制时去除的相位关系。

基准载波信号处理器8306在场合要求时调节从传送侧本地振荡8304提供到这里的调制载波信号的相位和幅度，并将所得到的信号作为基准载波信号提供给信号组合单元8308。例如，在下述情况下采用当前的基本配置1：在混频器8302的输出信号自身基本不包括频率和相位始终固定的载波信号的方法的情况下，即，在其中调制频率和/或相位的方法的情况下；或者，在用于调制的载波信号的谐波信号或正交载波信号被用作基准载波信号的情况下。

在此实例中，用于调制的载波信号的谐波信号或正交载波信号可以被用作基准载波信号，并且，可以独立地调节调制信号和基准载波信号的幅度和相位。换句话说，虽然放大器8117执行关注调制信号的幅度的增益调节，并且也同时因此调节基准载波信号的幅度，但可以通过基准载波信号处理器8306仅可以调节基准载波信号的幅度，从而可以获得用于注入锁定的优选幅度。

虽然基本配置1包括信号组合单元8308来组合调制信号与基准载波信号，但其并不是必须的，可以优选地通过不同的毫米波信号传送路径9从不同的天线8136_1和8136_2将调制信号和基准载波信号传送到接收侧，使得可以不发生干扰，如图6B中所示的基本配置2那样。在基本配置2中，可以将幅度通常也固定的基准载波信号用信号传送到接收侧，并且，从有助于注入锁定的观点看，可以认为基本配置2是最优的配置。

基本配置1和2的优点在于可以独立地调节用于调制的载波信号(或者，换句话说，要被用信号传送的调制信号)与基准载波信号的幅度和相位。因此，它们可以被认为适合于使传送对象信息要置于其上的调制轴与要被用于注入锁定的基准载波信号的轴(即基准载波轴)的相位不为相同的相位而是互相不同的相位，从而DC偏置可以不出现在解调输出中。

在混频器8302的输出信号自身可以包括频率和相位始终固定的载波信号的情况下，可以采用图6C中所示的不包括任何基准载波信号处理器8306和信号组合单元8308的基本配置3。仅必须将被混频器8302在毫米波段中调制的调制信号用信号传送到接收侧，以及处理包括在调制信号中的作为基准载波信号的载波信号。因此，不必要额外地将基准载波信号加入到混频器8302的输出信号中，以及将所得到的信号传送到接收侧。例如，在调幅的方法(例如ASK方法之类)的情况中，可以采用此基本配置3。此时，优选地，对基准载波信号执行无DC处理。

然而，在幅度调制或ASK中，混频器8302也被肯定地(positively)形成为载波抑制型的电路，例如平衡调制电路或双平衡调制电路之类，从而也将基准载波信号与载波抑制型的电路的输出信号(即，调制信号)一起传送，正如基本配置1或2的情况。

需要注意，同样，关于调制相位或频率的方法，仅用信号传送通过调制功能单元8300被调制(频率转换)为毫米波段的信号的调制信号可以是可行的办法，其使用例如正交调制，如图6D中所示的基本配置4的情况。然而，是否可以在接收侧上建立注入锁定还涉及输入到注入锁定类型的振荡电路的基准载波信号的注入电平(即幅度电平)、调制方法、数据速率、载波频率等。因此，上述的可能对策在应用范围上受到限制。

在所有基本配置1至4中，都可以采用在接收侧上接收基于注入锁定检测的结果的信息并调节调制载频的相位或毫米波的相位的机制，所述毫米波被具体地用于接收侧上的注入信号(例如，基准载波信号或调制信号之类)或基准载波信号的注入信号。并非必须使用毫米波执行从接收侧向传送侧的信息的传送，而是可以通过无论有线还是无线传送的任意方法执行这种传送。

在所有基本配置1至4中，传送侧本地振荡8304被控制来调节调制载波信号和基准载波信号的频率。

在基本配置1和2中，基准载波信号处理器8306或放大器8117被控制来调节基准载波信号的幅度或相位。需要注意，虽然在基本配置1中通过调节传送功率的放大器8117调节基准载波信号的幅度可以是可行的办法，但在该情况中，存在着调制信号的幅度也被一起调节的难点。

在适用于调幅(诸如模拟幅度调制或数字ASK)的方法的基本配置3中，要么调节关于调制对象信号的DC成分，要么控制调制度来调节调制信号中的载频成分，其对应于基准载波信号的幅度。例如，研究这样的情况，其中，调制对应于被加入了DC成分的传送对象信号的信号。在该实例中，在调制度固定的情况下，DC成分被控制来调节基准载波信号的幅度。另一方面，在DC成分固定的情况下，调制度被控制来调节基准载波信号的幅度。

然而，在此实例中，不需要使用信号组合单元8308，但是，仅仅在仅将从混频器8302输出的调制信号用信号传送到接收侧的情况下，将调制信号作为在其中混合了通过利用传送对象信号调制载波信号而获得的调制信号与用于调制的载波信号的信号自动输出。基准载波信号不可避免地被置于与调制信号的传送对象信号被置于其上的调制轴相同的轴上。换句话说，将基准载波信号与调制轴同相地传送。在接收侧上，调制信号中的载频成分被用作用于注入锁定的基准载波信号。虽然下文描述细节，但当在相位平面上观看时，传送对象信息被置于其上的调制轴以及要被用于注入锁定的载频成分(即基准载波信号)的轴具有相同的相位，并且，来自载频成分或基准载波信号的DC偏置出现在解调输出中。

[调制功能单元：第二示例]

图7A至图7D示出了解调功能单元8400以及外围电路的第二示例的配置。参考图7A至图7D，第二示例的解调功能单元8400包括接收侧本地振荡器8404，注入信号被提供给本地振荡器8404，以获取对应于用于传送侧上的调制的载波信号的输出信号。典型地，与用在传送侧上的载波信号同步的振荡输出信号被获取。然后，基于接收侧本地振荡器8404的输出信号，由混频器8402将所接收的毫米波调制信号与用于调制的载波信号(其是调制载波信号，并且下文称为恢复的载波信号)相乘，或者对其进行同步检测，以获取同步检测信号。此同步检测信号被滤波处理器8410进行高频成分去除，以获得从传送侧传送的输入信号的基带信号的波形。

在混频器8402执行频率转换(即，下转换或解调)的情况下，例如通过同步检测可以获得这样的优点：获得很好的误码特性；以及，如果同步检测被扩展到正交检测，则可以应用相位调制或频率调制。

当基于接收侧本地振荡8404的输出信号的恢复的载波信号要被提供到混频器8402并被其解调时，必须考虑相位偏离，以及必须在同步检测系统中提供相位调节电路。这是因为，所接收的调制信号与要从接收侧本地振荡器8404通过注入锁定输出的振荡输出信号之间具有相位差，如在L.J.Paciorek,“Injection Lock of Oscillators,”Proceedingof the IEEE,Vol.55,No.11,1965年11月，pp.1723-1728(下文称为参考文献C)中所公开的。

在当前示例中，不仅具有相位调节电路的功能而且具有调节注入幅度的功能的相位幅度调节器8406被提供在解调功能单元8400中。相位调节电路可以被提供来用于至接收侧本地振荡器8404的任何注入信号以及接收侧本地振荡器8404的输出信号，或者可以被用于它们两者。接收侧本地振荡器8404与相位幅度调节器8406合作，以配置解调侧上的载波信号产生单元，即第二载波信号产生单元，其产生与调制载波信号同步的解调载波信号，并将解调载波信号提供给混频器8402。

如图7A至图7D中的虚线所指示，在混频器8402的后级提供DC成分抑制器8407。DC成分抑制器8407去除DC偏置成分，所述DC偏置成分可能响应于组合到调制信号中的基准载波信号的相位而被包括在同步检测信号中，特别是当调制信号和相位载波信号在同相状态下时。

这里，如果基于参考文献C，接收侧本地振荡器8404的自由运行振荡频率由fo(ωo)表示，注入信号的中心频率(在基准载波信号的情况中，其频率)由fi(ωi)表示，至接收侧本地振荡器8404的注入电压由Vi表示，接收侧本地振荡器8404的自由运行振荡电压由Vo表示，以及，Q值，即质量因子，由Q表示，则在锁定范围由最大牵引(pull-in)频率范围Δfomax表示的情况下，其由以下表达式(A)定义：

Δfomax=fo/(2*Q)*(Vi/Vo)*1/sqrt(1-(Vi/Vo)^2)…(A)

根据表达式(A)，可以认识到，Q值具有对锁定范围的影响，并随着Q值降低，锁定范围扩展。

根据表达式(A)，可以认识到，虽然由注入锁定而获取振荡输出信号的接收侧本地振荡器8404可以被与注入信号中的最大牵引频率范围Δfomax中的成分锁定或与其同步，但其不能被与最大牵引频率范围Δfomax之外的任何其它成分锁定，并且具有带通效应。例如，在具有频带的调制信号被提供到接收侧本地振荡器8404，以通过注入锁定从接收侧本地振荡器8404获得振荡输出信号的情况下，获得与调制信号的平均频率(即，与载波信号的频率)同步的振荡输出信号，同时移除了最大牵引频率范围Δfomax之外的任何其它成分。

这里，当注入信号将被提供到接收侧本地振荡器8404时，与在上文参照图7A描述的基本配置1的情况中一样，将所接收的毫米波信号作为注入信号提供到接收侧本地振荡器8404可以是可行的办法。在该实例中，在最大牵引频率范围Δfomax中存在调制信号的许多频率成分不是优选的，而优选的是更少的频率成分存在。优选的是更少的频率成分存在的表述的原因基于这样的事实：即使某些频率成分存在，但如果信号输入电平或频率被调节，则注入锁定是可以的。简而言之，因为对于注入锁定来说不必要的频率成分也可能被提供到接收侧本地振荡器8404，所以，担心难以建立注入锁定。然而，如果传送侧在其预先通过无DC编码等抑制了调制对象信号的低频成分、使得无调制信号成分存在于载频附近之后对调制对象信号进行调制，则可以使用基本配置1。

此外，与在上文参照图5B描述的基本配置2的情况中一样，提供频率分离器8401使得调制信号和基准载波信号与所接收的毫米波信号频率分离，并且将分离的基准载波信号成分作为注入信号提供给接收侧本地振荡器8404可以是可行的办法。因为在预先抑制了对于注入锁定来说不必要的频率成分之后提供注入信号，所以可以容易地建立注入锁定。

图7C中所示的基本配置3对应于其中传送侧采用如图6B中所示的基本配置2的配置。在基本配置3中，通过不同的天线8236_1和8236_2接收调制信号和基准载波信号，优选地，通过不同的毫米波信号传送路径9，使得不会发生干扰。在接收侧的基本配置3中，可以将幅度也固定的基准载波信号提供给接收侧本地振荡器8404，因此，从有助于建立注入锁定的观点看，接收侧的基本配置3被认为是最佳系统。

图7D中所示的基本配置4对应于其中传送侧采用上文参照图6D所描述的基本配置4的情况，其中，传送侧被配置为调制相位或频率。虽然接收侧的基本配置4与基本配置1在配置上类似，但解调功能单元8400的配置实际上是诸如正交检测电路的准备好用于相位调制或频率调制的解调电路。

通过未示出的分配器或分支滤波器将由天线8236接收的毫米波信号提供给混频器8402与接收侧本地振荡器8404。因为注入锁定起作用，所以接收侧本地振荡器8404输出与传送侧上用于调制的载波信号同步的恢复的载波信号。

这里，是否可以在接收侧上建立注入锁定，即是否可以获得与传送侧上用于调制的载波信号同步的恢复的载波信号，还取决于注入电平(即，要被输入到注入锁定类型的振荡电路的基准载波信号的幅度电平)、调制方法、数据速率、载频等。此外，必须降低来自调制信号的频带中的可注入锁定的成分的数量。在这一点上，优选地，在传送侧上将调制信号转换为无DC的码，从而调制信号的中心或平均频率基本等于载频，并且，中心或平均相位基本等于0，即等于相位平面的原点。

例如，P.Edmonson等,“Injection Locking Techniques for1-GHz DigitalReceiver Using Acoustic-Wave Devices,”IEEE transactions on Ultrasonics,Ferroelectrics,and Frequency Control,Vol.39,No.5,1992年9月,pp.631-637(下文称为参考文献D)公开了其中由BPSK(二进制相移键控)方法调制的调制信号本身被用作注入信号的示例。在BPSK方法中，至接收侧本地振荡器8404的注入信号响应于输入信号的码元时间T而经历180度的相位变化。在这种情况中，为了通过接收侧本地振荡器8404建立注入锁定，在接收侧本地振荡器8404的最大牵引频率范围由Δfomax表示的情况中，码元时间T必须满足T<1/(2Δfomax)。虽然这表示必须通过容限将码元时间T设置得较短，但最好以此方式使码元时间T较短表示最好提高数据速率，而且，这对于针对高速数据传输的应用很方便。

同时，Tarar M.A.;Zhizhang Chen,“A Direct Down-Conversion Receiver forCoherent Extraction of Digital Baseband Signals Using the Injection LockedOscillators,”Radio and Wireless Symposium,2008IEEE,Volum,Issue,22-24,2008年1月,pp.57-60(下文称为参考文献E)公开了其中由8PSK(8相移键控)方法调制的调制信号本身被用作注入信号的示例。在参考文献E中，也描述了：如果注入电压和载频的条件相同，则更高的数据速率有助于注入锁定。此同样对于针对高速数据传输的应用很方便。

在基本配置1至4中的任一个中，可以通过基于表达式(A)控制注入电压Vi或自由运行振荡频率fo来控制锁定范围。换句话说，必须调节注入电压Vi或自由运行振荡频率fo，以便可以建立注入锁定。例如，在混频器8402的后级(在图7A至图7D中所示的示例中，在DC成分抑制器8407的后级)提供注入锁定控制器8440，从而基于由混频器8402获得的同步检测信号(其为基带信号)决定注入锁定的状态，并且，基于决定的结果控制调节的对象的成分，使得可以建立注入锁定。

因此，采用包括在接收侧上处理控制的技术、以及在传送侧上处理控制(通过将控制所必需的信息提供到传送侧，所述信息不仅包括控制信息，还包括从其中获取控制信息的检测信号等)的技术的技术中的一个或两者。在接收侧上处理控制的技术具有功耗和抗干扰特性方面的难点，因为，如果不以一定程度的强度传送毫米波信号(具体地，其基准载波信号成分)，则不能在接收侧上建立注入锁定。然而，该技术的优点在于：仅接收侧才可以处理控制。

相比之下，虽然在传送侧上处理控制的技术需要从接收侧向传送侧的信息的传送，但其具有这样的优点：可以以可以在接收侧上建立注入锁定的最低功率传送毫米波信号；以及可以降低功耗；并且提高了抗干扰特性。

在注入锁定方法被应用到壳体内的信号传送或不同设备之间的信号传送中的情况下，可以获得以下优点。对于传送侧本地振荡器8304，可以缓和所需要的用于要被用于调制的载波信号的频率稳定性的规范。正如从上文给出的表达式(A)中所显而易见的，执行注入锁定侧上的接收侧本地振荡器8404必须具有接收侧本地振荡器8404可以追随(followup)传送侧上的频率变化的低Q值。

这在包括具有电感元件和电容元件的储能电路的整个接收侧本地振荡器8404都形成在CMOS器件上的情况下很方便。虽然接收侧上的接收侧本地振荡器8404可以具有低Q值，但这也类似地应用于传送侧上的传送侧本地振荡器8304。特别地，传送侧本地振荡器8304可以具有低频稳定性和低Q值。

估计将来CMOS器件的改进将进一步前进，并且它们的操作频率将进一步提高。为了实施更高频带中的小尺寸传送系统，要求使用高载波频率。因为当前示例的注入锁定方法可以缓和所需要的用于振荡频率稳定性的规范，所以，可以容易地使用更高频率的载波信号。

频率稳定性可以较低，或者换句话说，虽然频率较高但Q值可以较低，这表示：为了实现频率较高且稳定性也较高的载波信号，必须使用高稳定性的倍频电路、用于载波同步的PLL电路或类似电路。因此，即使频率更高，也可以简单而容易地利用小电路规模实施通信功能。

因为接收侧本地振荡器8404获取了与在传送侧上使用的载波信号同步的恢复的载波信号，并且将所恢复的载波信号提供给混频器8402，以执行同步检测，所以，不需要在混频器8402的前级提供用于波长选择的带通滤波器。接收频率的选择操作事实上用来执行导致用于传送和接收的本地振荡电路互相完全同步(即，使建立注入锁定成为可能)的控制。因此，接收频率的选择很容易。在使用毫米波段信号的情况中，注入锁定所需要的时间也可以比其中使用更低频率的情况短。因此，可以在短时间内完成接收频率的选择操作。

因为用于传送和接收的本地振荡电路互相完全同步，所以，传送侧上的载波频率的变化成分被消除，并因此可以容易地使用诸如相位调制的各种调制方法。例如，在数字调制中，诸如QPSK(正交相移键控)调制和16QAM(正交幅度调制)的相位调制被广泛公知。相位调制方法涉及基带信号和载波之间的正交调制。在正交调制中，输入数据被转换为I相和Q相的基带信号，正交调制被应用到所述基带信号上。具体地，分别利用I相信号和Q相信号单独地调制I轴和Q轴上的载波信号。注入锁定不仅可以被应用于如参考文献E所公开的8PSK调制中，还可以被应用于如QPSK或16QAM的正交调制方法中，并且，调制信号可以被转换为正交信号以提高数据传送速率。

如果应用了注入锁定，则在一起使用同步检测的情况下，即使在多个传送和接收对同时执行独立的传送的情况下，也将更不易于具有干扰的问题的影响，即使在接收侧上未使用用于波长选择的带通滤波器也是如此，正如执行多信道传送或全双工双向传送的情况那样。

[注入信号与振荡输出信号之间的关系]

图8图示了注入锁定中的信号的相位关系。具体地，图8示出了注入信号(这里为基准载波信号)与用于调制的载波信号同相的基本相位关系。

接收侧本地振荡器8404可以在两个模式中操作，包括注入锁定模式和放大器模式。在采用注入锁定方法的情况下，注入锁定模式被采用为基本操作模式，但在特殊情况下，使用放大器模式。特殊情况是这样的情况，其中，在基准载波信号被用作注入信号的情况下、用于调制的载波信号和基准载波信号具有互相不同的相位(典型地，具有互相正交的相位)。

当接收侧本地振荡器8404在注入锁定模式中操作、同时其在自由运行状态中并输出自由运行振荡输出信号Vo时，所接收的基准载波信号Sinj以及从接收侧本地振荡器8404通过注入锁定输出的振荡输出信号Vout之间具有相位差。为了使混频器8402以正交方式检测基准载波信号Sinj，必须校正该相位差。如可以从图8所看出的，相位幅度调节器8406所执行的使得接收侧本地振荡器8404的振荡输出信号Vout可以与调制信号SI处于同相状态的相位调节的相移量是，如图8所示。

换句话说，相位幅度调节器8406应该执行相位移动，使得当接收侧本地振荡器8404在注入锁定模式中操作时的接收侧本地振荡器8404的振荡输出信号Vout的相位、与当基准载波信号Sinj被用于接收侧本地振荡器8404的注入锁定时振荡输出信号Vout的相位之间的相位差可以被消除。顺便提及，至接收侧本地振荡器8404的基准载波信号Sinj与接收侧本地振荡器8404的自由运行振荡输出信号Vo之间的相位差是θ，以及当应用注入锁定时的接收侧本地振荡器8404的振荡输出信号Vout与接收侧本地振荡器8404的自由运行振荡输出信号Vo之间的相位差是Φ。

<多信道传送与空分复用之间的关系>

图9A至图10D示出了多信道传送与空分复用之间的关系、以及干扰对策的基本原理。具体地，图9A至图9D示出了多信道传送与空分复用之间的关系。同时，图10A至图10D示出了在多信道传送与空分复用之间的关系中用于获得干扰对策的缓和的基本机制。

作为用于获得多信道传送的技术之一，应用如上文参照图1至4F描述的空分复用可以是可行的办法。然而，如图9A所示，在通信传送和接收对之间使用不同的载波频率可以也是可行的办法。即，可以由频分复用实现多信道传送。

而且，如果使用不同的载波频率，则可以容易地实现全双工双向传送，并且，也可以实现这样的情形：多个半导体芯片(如一组传送侧信号产生单元110与接收侧信号产生单元220、以及一组传送侧信号产生单元210与接收侧信号产生单元120)在电子设备的壳体内互相独立地通信。

[问题]

这里，假定两个传送和接收对彼此同时且彼此独立地通信，如图9B至9D所示。在图9B至9D中，Δ1、Δ2、Δ3与Δ4表示随时间波动的频率成分。

这里，如果应用平方检测方法，如图9B所示，则需要用于接收侧上的频率选择的带通滤波器(BPF)，以获得频分复用方法中的多信道传送，如上文所述。然而，实现小尺寸的陡峭带通滤波器并不容易，而且需要可变带通滤波器，以改变所选择的频率。因为平方检测方法仅可以提取幅度信息，所以，可应用的调制方法被限制于ASK、OOK等，而且难以使调制信号处于正交、以提高数据传送速率。

在为了微型化而未在接收侧上提供用于载波同步的PLL的情况下，例如，将下转换应用到中频(IF)中来执行平方检测可以是可行的办法，如图9C所示。在该实例中，可以在没有RF频带的带通滤波器的情况下、通过额外地提供用于将频率转换为足够高的中频的模块，来选择要被接收的信号。然而，这需要用于将频率转换为IF频带的电路、用于IF频带的带通滤波器等，并且，通过所述电路完成电路系统。不仅传送侧上的频率变化成分Δ、而且在接收侧上的下转换中随时间变化的频率成分(频率变化成分Δ)都有影响。因此，仅可以应用提取幅度信息的调制方法(例如ASK或OOK之类)，使得可以忽略频率变化成分Δ的影响。

相比之下，如果应用注入锁定方法，如图9D所示，则因为传送侧本地振荡器8304和接收侧本地振荡器8404互相完全同步，所以，可以容易地实现各种调制方法。而且，不需要用于载波同步的PLL，电路规模可以较小，以及有助于接收频率的选择。此外，因为可以使用具有比应用较低频率的情况低的时间常数的储能电路来实现用于毫米波段的振荡电路，所以，也可以使注入锁定所需要的时间比应用较低频率的情况短。因此，用于毫米波段的振荡电路可以适用于高速传送。在该方式中，通过应用注入锁定方法，可以容易地提高传送速度，并且，与在芯片之间通过基带信号的常规信号传送相比，可以减少输入/输出端子的数量。而且，可以在芯片上配置小天线用于毫米波，此外，可以对从芯片中提取信号的方法提供非常高的自由度。此外，因为传送侧上的频率变化成分Δ被注入锁定消除，所以，可以应用诸如相位调制(例如正交调制之类)的各种调制方法。

而且，在通过频分复用实现多信道传送的情况下，如果接收侧恢复了与传送侧上用于调制的载波信号同步的信号，并通过同步检测执行了频率转换，则即使载波信号遭受频率变化Δ，传送信号也可以被恢复而不受频率变化Δ的影响(即，被干扰影响)。如图9D所示，作为频率选择滤波器的带通滤波器不必须被置于频率转换电路(下转换器)的前级。

然而，如果在此方式中基于频分复用采用多信道配置，则如可以从上文参照图2A至2E所给出的频分复用的描述中认识到，必须确保相当大的使用频带用于整个毫米波信号传送路径9。这对带宽受限制的传送路径(如介电传送路径9A)产生了问题，然而，自由空间传送路径9B可以满足此要求。

同时，可以容易地将空分复用应用到设备内或不同设备之间的无线通信中，并且，因为可以在不同信道之间使用相同的载频，所以存在消除了对传送带宽的限制的优点。然而，对于空分复用，需要如上文参照图4A至4F所描述的干扰对策。例如，对于如上文参照图4A所述的那种自由空间传送路径9B，必须在传送(接收)天线之间确保足够的距离。然而，这表示存在对信道间的距离的限制，并且产生了必须在有限空间中部署大量天线对(传送信道)的问题。

作为用于干扰对策的另一技术，采用防止无线电波在传送(接收)天线之间传播的结构(如，例如图4B中所示)可以是可行的办法。而且，采用如介电传送路径9A或空心波导9L的限制结构(如上文参照图4C至4F所描述)来减小信道之间的距离可以是可行的办法。然而，这些技术具有比自由空间传送路径9B需要更高的成本的难点。

[针对问题的对策的原理]

因此，建议当前实施例的无线传送系统1作为这样的系统，其即使在形成毫米波信号传送路径9作为自由空间传送路径9B以通过空分复用实现复用传送的情况中，也可以缓和对干扰对策的需要的程度。“缓和对干扰对策的需要的程度”表示：其使得能够在没有毫米波阻碍体MX的情况下降低信道之间的距离，或者可以缓和干扰对策。

基本概念是：通过在接收侧上提供MIMO处理器603和604来从基带信号处理的方面采取干扰对策，使降低信道之间的距离成为可能。

MIMO处理器603和604是传送特性校正单元的示例，其基于天线136和天线236(接收天线)之间的、用于与多个天线136(传送天线)相对应的多个传送对象信号中每个的毫米波信号传送路径9(传送空间)的传送特性，来执行校正计算。传送特性由信道矩阵表示，并且作为校正计算，为信道的传送对象信号执行逆矩阵计算。

校正计算(逆矩阵计算)的重要性在于：使获取传送对象信号成为可能，其中，通过校正解调信号的传送特性，传送特性的影响被从所述传送对象信号中消除，作为处理过的信号。在用于信道的调制方法互相相同的情况下，完全消除基于由天线236接收的非必要波的解调成分。在用于信道的调制方法互不相同的情况下，虽然非必要波的成分未被完全消除，但可以通过解调处理的处理而防止非必要波成分的影响。

这里，当前实施例中的MIMO处理器603和604的MIMO处理的特征在于其是仅意在用于每个天线的传送和接收之间的直接波的MIMO处理。这与用于无线传送的、可以在不同的设备之间或壳体内执行的普通MIMO处理很不相同，其中：普通MIMO处理成为处理多个接收信号的信号处理。这是因为，作为用于多路径传送(从传送侧传送的无线电波被壳体中的部件、壁等反射或衍射，因此相同的无线电波从多个不同的路由到达接收侧)的对策，一个接收天线处理包括沿着与传送从相同传送天线发射的直接波的路由不同的不同路由传送的反射波的多个接收信号。

这是因为，在具有相对短的波长的毫米波(或微波)被用在设备内或不同设备之间的无线信号传送的情况下，可以基本上消除对形成应用了空分复用的毫米波信号传送路径9的空间中的无线传送的阻碍，并且在该情况中，几乎不需要考虑反射波的影响。

如果在多路径环境中、在接收侧接收到来自多个路径的无线电波，则因为路径之间的距离不同，所以，无线电波从传送侧到达接收侧所需要的时间在不同路径之间不同。因此，接收侧接收到具有互相偏离的相位的多个无线电波。结果，接收信号的波形失真，导致接收不到信号的可能性。作为针对此的对策，应用MIMO处理可以是可行的办法。在该实例中，信道矩阵的方法也变得符合多路径对策。

然而，当前实施例中的MIMO处理与刚描述的用于多路径对策的MIMO处理不同，而且，信道矩阵的方法也与用于多路径对策的不同。

然而，虽然很容易求解在反射波大量存在的环境中的信道矩阵的逆矩阵，但存在难以获得真实环境中的信道矩阵的逆矩阵的可能性，在真实环境中，仅存在直接波而没有反射波。在当前实施例中，限制天线排列，以防止它变得难以获得信道矩阵的逆矩阵。

因此，虽然下文描述细节，但在当前的实施例中，天线排列(传送侧和接收侧上的天线之间的距离)可以被设置为预定的距离，从而可以减少MIMO处理中所需要的乘法器(放大器的部件)和加法器的数量，并且与所述设置一致地设置接收侧上的MIMO处理。换句话说，天线排列被确定为使得可以减少MIMO处理的数量，并且依照天线排列，仅对直接波执行接收侧上的MIMO处理。

所描述的关系对在解调功能单元8400中是否需要正交检测具有影响。如果不需要正交检测，则可以在配置中简化解调功能单元8400。

总之，通过将MIMO处理应用到接收侧，缓和了对应用自由空间传送路径9B情况中的干扰对策的要求。此外，通过在不同信道间共同地使用载频，使得可以在接收侧上执行基带中的MIMO处理，并通过限制天线排列，减少了MIMO处理量(逆矩阵计算量)。

虽然在下文所描述的实施例中，使用了每个信道共同的载频，但这并不必须，不过，至少每个信道的载频必须处于互相同步的关系。空分复用的基本方法通常使不同信道中的载频互相共用(或相同)。如果共同的频率被应用到传送侧上的载波信号中，则因为载频的影响在每个信道之间一定相同，所以，一定可以高效地执行基带域中的MIMO处理。在载频在不同的信道之间不同的情况下，在接收侧上需要为每个信道提供对应于每个载频的解调器或频率选择滤波器的对策，这导致系统规模的增加。在这些点上，信道之间共同载频的使用体现了重大的优点。

MIMO处理通常需要复数处理(或相应的处理)，并增加了电路规模。相比之下，通过注意到仅直接波被确定为处理的对象的事实而限制天线排列，以及通过执行与天线排列相一致的信号处理，可以减少MIMO计算量(逆矩阵计算量)。

在采用第一示例的配置的情况中，因为接收侧具有单芯片配置，所以，接收侧信号产生单元220中的解调功能单元8400并不必须包括用于各个信道的接收侧本地振荡器8404，并且这对于与下文描述的用于注入锁定电路的数量的降低的对策的情况中的机制类似的机制的应用很方便。特别地，仅为一个信道提供接收侧本地振荡器8404，并且，在其它信道中，由接收侧本地振荡器8404产生的恢复的载波信号被用于执行频率转换(解调和同步检测)。

虽然在图10A所示的第一示例中，接收侧具有用于N个信道的单芯片配置，但传送侧具有其中将将调制功能单元8300(MOD)容纳在其中的半导体芯片103用于每个信道的配置。因此，图10A中所示的第一示例具有N:1的配置。然而，在MIMO处理被用于接收侧的情况中，这并非必需的要求。

例如，图10B中所示的第二示例具有1:1的配置，其中，接收侧具有单芯片配置，而且，传送侧也具有单芯片配置。在采用第二示例的配置的情况下，因为传送侧具有单芯片配置，所以，传送侧信号产生单元110中的调制功能单元8300不必要为每个信道包括传送侧本地振荡器8304。这对于与下文描述的注入锁定电路的数量的降低对策的情况中的机制类似的机制的应用很方便。特别地，应该仅为一个信道提供传送侧本地振荡器8304，并且在剩余信道中，由传送侧本地振荡器8304产生的载波信号本身应被用于执行频率转换(调制)。

图10C中所示的第三示例具有1:N的配置，其中，传送侧具有单芯片配置，而接收侧具有为每个信道使用一个芯片的配置。图10D中所示的第四示例具有N:N的配置，其中传送侧为每个信道使用一个芯片，并且接收侧也为每个信道使用一个芯片。在第三或第四示例中，在各个信道的解调功能单元8400(DEMOD)与串行-并行转换器8277之间提供被所有信道共同使用的MIMO处理器604。

<多信道传送与注入锁定之间的关系>

图11A和图11B示出了用于在多信道传送与注入锁定之间的关系中获得电路规模减小的基本机制。

当意在实施多路复用传送(多信道传送)时，作为另一问题，存在这样的难点：例如，当采用注入锁定方法实现多信道传送时，如果不采取对策，则接收侧必须为每个信道准备注入锁定电路。

因此，在当前实施例的无线传送系统1中，与MIMO处理的应用一起，还考虑到：如果在采用注入锁定方法的情况下接收侧优选地包括多个信道，则信道应该没有问题，即使未为每个信道准备注入锁定电路也是如此。作为刚刚描述的技术的基本方法，为了获得接收侧上的注入锁定电路的数目的降低，并非所有信道都采用注入锁定方法，而是至少一个信道不采用注入锁定方法，如图11A所示。在不采用注入锁定方法的每个信道中，由本地振荡器8304和8404产生的并且与所述载波信号同步的载波信号被用于执行调制和解调(或者，在接收侧执行同步检测)。

虽然传送侧上的传送侧信号产生单元110具有单芯片配置，其中它们被容纳在同一芯片中，但这并不必须。类似地，虽然接收侧上的接收侧信号产生单元220具有单芯片配置，其中它们被容纳在同一芯片上，但这也不必须。然而，在考虑用于自由运行振荡频率fo的配线线路长度的情况下，传送侧和接收侧两者都优选地具有单芯片配置。

图11B示出了对图11A中所示的系统的修改。此修改的特征在于：“虽然未为接收侧的每个信道准备一个注入锁定电路，但并非为一个信道而是为多个信道提供所述注入锁定电路”。在图11A中，在接收侧包括多个信道的情况下，仅一个信道为注入锁定准备好，并且，在所有其它信道中，基于所述一个信道通过注入锁定获得的恢复的载波信号，为每个信道执行同步检测，但这并不必须。

简而言之，仅需要准备了注入锁定电路的信道的数目比接收侧上的信道的数目小，并且，未准备注入锁定电路的其它信道应被配置为使得它们基于通过注入锁定获得的恢复的载波信号执行同步检测。简而言之，在接收侧上的信道的数目由P表示、并且准备了注入锁定电路的那些信道的数目由Q表示的情况下，系统应被配置为满足P>Q的关系。此外，对于剩余的“P-Q”个信道，应该基于通过注入锁定获得的恢复的载波信号执行同步检测。而且，在该实例中，系统被配置为：“在采用注入锁定的方法的情况下，如果接收侧具有多个信道，则不为每个信道准备注入锁定电路。”

例如，在图11B中所示的配置中，6个信道被分为每组3个信道的两组，并且，从第一至第三信道中(从具有参考字符_1至_3的信道中)，仅一个信道(参考字符_1的信道)为注入锁定准备好。另一方面，从第四至第六信道中(从具有参考字符_4至_6的信道中)，仅一个信道(参考字符_4的信道)为注入锁定准备好。

在当前示例中，优选地，第一至第三信道的传送侧信号产生单元110具有单芯片配置，其中，它们被容纳在同一芯片中，并且，优选地，第四至第六信道的传送侧信号产生单元110具有单芯片配置，其中，它们被容纳在同一芯片中。而且，在相应的接收侧上，优选地，第一至第三信道的接收侧信号产生单元220具有单芯片配置，其中，它们被容纳在同一芯片中，并且，优选地，第四至第六信道的接收侧信号产生单元220具有单芯片配置，其中，它们被容纳在同一芯片中。本质上，这种配置并不必须。

为了使具有注入锁定电路的信道的数目比信道总数小、以使系统配置紧凑，最佳配置为：仅一个信道具有注入锁定电路。然而，在考虑用于在另一信道中基于通过注入锁定获得的恢复的载波信号执行注入锁定的、用于恢复的载波信号的配线线路长度的情况下，就布局而言，仅一个信道具有注入锁定电路的配置可能不合适。在这种情况中，图11B中所示的配置是有效的。

<多信道传送与所需要的传送功率之间的关系>

图12A至14B示出了多信道传送与所需要的传送功率之间的关系。具体地，图12A至12E示出了ASK方法中的载波信号与基准载波信号具有相同频率和相同相位情况下的幅度调制信号。图13A至图13C示出了ASK方法和PSK方法之间的传送功率的关系。图14A与图14B示出了用于在执行复用传送情况下获得传送功率降低的基本机制。

当试图实施复用传送(多信道传送)的情况下，还存在所需要的传送功率的提高的问题。例如，如可以从关于注入锁定的之前描述中认识到，注入锁定对于设备内或不同设备间的无线信号传送有效。此外，在采用注入锁定方法的情况下，从在接收侧上建立的容易度角度看，调幅的方法(如ASK方法)作为调制方法是合适的。例如，如果ASK方法被用于注入锁定，则存在这样的优点：接收电路的配置被简化为不再需要滤波器；以及接收特性更不易于恶化。然而，调幅的方法(其包括ASK方法)比其它调制方法表现了更高的传送功率。下面参照图12A至14B描述这一点。

[幅度调制信号]

在ASK方法的情况中，利用传送对象信号调制载波信号的幅度。应该考虑：在由I轴和Q轴表示的相位平面上使用I相信号和Q相信号之一，并且在0至+F的范围内给出调制信号的信号幅度。带有0和+F两个值的调制是最简单的调制，并且在调制度是100%的情况下，该调制变为OOK。考虑“F”的归一化变为“1”，并且实现二进制值的ASK。

这里，检查其中具有与用于调制的载波信号的频率和相位相同的频率和相位的信号被用作基准载波信号的情况。例如，如在图12A中所示，当意在传送位于I轴上的信息时，基准载波信号也位于相同的相位中(在I轴上)。

顺便提及，在使用于调制的载波信号与基准载波信号的相位为相同相位的情况下，例如可以采用以下技术。

图12B中所示的第一示例是用于应用图6A中所示的基本配置1的技术的示例。传送对象信号a(t)和传送信号c(t)=cosω被提供给混频器8302。混频器8302使用平衡调制电路或双平衡调制电路来执行载波抑制的幅度调制，以产生载波信号d(t)=a(t)cosωt，并将载波信号d(t)=a(t)cosωt提供给信号组合单元8308。传送对象信号a(t)是0和+1的二进制信号。基准载波信号处理器8306将从传送侧本地振荡器8304输出的载波信号c(t)=a(t)cosωt的幅度控制到Co(在0到1的范围内)，以产生基准载波信号e(t)=Cocosωt，并将基准载波信号e(t)提供给信号组合单元8308。信号组合单元8308执行d(t)+e(t)的信号组合，以产生传送信号f(t)。Co=0等效于100%的调制。

图12C中所示的第二示例和图12D中所示的第三示例是图6C中所示的应用基本结构3的技术的示例。混频器8302具有其中未应用载波抑制的幅度调制的电路结构，并利用通过将DC成分b0加到传送对象信号b(t)上而获得信号g(t)执行幅度调制，以产生信号h(t)=g(t)cosωt。传送对象信号b(t)可以呈现-1和+1两个值。

关于调制度(百分比调制)，有两个方法可用，包括：利用值Ma=Vs/Vc处理它的方法，其中，Vc是载波信号的幅度，Vs是传送对象信号的幅度；以及利用值M=(x-y)/(x+y)处理它的另一方法，其中，x和y分别是幅度调制的结果(幅度调制波)的最大值和最小值。在当前说明书中，采用前者，因此，传送对象信号b(t)的幅度B对应于调制度(百分比调制)。

这里，在图12C中所示的第二示例中，在DC成分b0被固定为1的同时，在从0至1的范围内控制调制度B，以调节基准载波信号的幅度(在b(t)=-1的周期内的幅度)。由放大器8117调节的放大因子是一倍。

图12D中所示的第三示例是这样的情况，其中，关于在图12C中所示的第二示例中的50%调制中的状态，通过放大器8117调节放大因子来获得与100%调制时相同的信号质量。在第二示例中，b(t)=-1的周期内的幅度与b(t)=+1的周期内幅度之间的差是调制信息，并且在100%调制时，调制信息是2.0，但在50%调制时，调制信息是1.0。因此，如果不采取对策，则50%调制时的信号质量比100%调制时恶化。为了将50%调制时的信号质量提高到与100%调制时相同的水平上，放大因子应被放大器8117提高到两倍。在此情况中，b(t)=-1的周期内的幅度变为1.0，并且b(t)=+1的周期内的幅度变为3.0。

需要注意，甚至在第二示例或第三示例中的放大器8117的放大因子是一倍的情况下，也可以通过将调制度B控制到“1”并且在从1至2的范围内控制DC成分b0(在此实例中，到“2”)，以调节基准载波信号的幅度(即，b(t)=-1的周期内的幅度)，来产生图12D中所示的第三示例的波形状态。在此模式中，根据上述调制度的处理的方式，可以认为调制度是100%。

在全部第一至第三示例中，当设法传送仅位于一个轴上的信息时，基准载波信号也具有相同的相位，即I轴。在此示例中，如可以从图12E认识到的，DC偏置成分出现在接收侧上。

例如，如果假定I轴表示实数成分，Q轴表示虚数成分，并且在第一示例中，传送对象信号a(t)的幅度在0和+1之间变化，则接收信号点在I轴上的变为0和+1。如果基准载波信号也位于I轴上，则信号点变为“0+Co”与“+1+Co”。结果，对应于+Co的DC成分被放置。

如果在第二示例或第三示例中，传送对象信号b(t)呈现为-1和+1，则接收信号点变为I轴上的-1和+1。如果基准载波也类似地位于I轴上，则信号点变为“-1+Co”与“+1+Co”。结果，对应于+Co的DC成分被放置。这是这样的方法，其中，在应用BPSK的情况下，调制对象信号在被信号处理预先处理之后也被调制，使得基准载波被置于I轴上以使BPSK等效于ASK。

为了解决此问题，提供DC成分抑制器8407用于在接收侧上抑制DC偏置成分可以是可行的办法。然而，此办法存在如下缺陷：不同设备之间的差异不同，并且，需要依照DC偏置的幅度的单独调节；以及DC偏置成分的这种抑制受温度偏移的影响。

作为不在接收侧上提供DC成分抑制器8407的情况下解决此问题的方法，将基准载波信号放置在与放置传送信息不同的相轴上(即与调制信号的相轴不同，优选地，在分开最大的相上)可以是可行的办法。

例如，在其中传送信息仅被置于I轴和Q轴之一上的ASK模式的情况中，在传送侧上使基准载波信号与调制信息互相正交可以是可行的办法。换句话说，取代执行I相信号和Q相信号的双轴调制，仅I轴和Q轴之一被用于信号传送，而另一个保持在非调制状态，并且，非调制信号被用作基准载波信号。

上述的传送信息或调制信息与基准载波信号之间的关系以及I轴与Q轴之间的关系可以被反转。例如，在传送侧上，传送信息位于I轴侧上，而基准载波信号位于Q轴侧上。相反地，传送信息可以被设置到Q轴侧，而基准载波信号被设置到I轴侧。

[传送功率]

另一方面，无论信号的调制轴与基准载波信号的轴具有哪种关系，调制幅度的方法都具有传送功率比任何其它调制方法高的难点。在意在获得多信道传送或复用传送的情况下，所需要的传送功率的增加显著地出现。因此，要求对此问题的解决方案。

例如，图13A至13C示出了ASK方法(100%调制与50%调制)与BPSK方法的调制信号的示例、以及所需要的传送功率的关系。

在BPSK的幅度由a表示的情况下，获得相同信号点距离(相同的ber)所必需的传送功率由表达式(B-1)表示，如图13A中所示。相比之下，为了获得与通过BPSK的信号质量相同的信号质量，根据ASK方法(100%调制)，最大幅度是2a，并且，所需要的传送功率由表达式(B-2)表示，如在图13B中所示。因此，在ASK方法(100%调制)中，需要像BPSK方法的功率的两倍那么高的传送功率。

类似地，在ASK方法(50%调制)中，载波量变为最大幅度是3a的情况，并且，所需要的传送功率由表达式(B-3)表示，如图13C中所示。因此，在ASK方法(50%调制)中，需要高达BPSK方法的功率的5倍的传送功率。

如可以从此认识到的，为了获得相同的信号质量，不论调制度如何，ASK均需要比BPSK方法更高的传送功率。当用于复用传送的信道增加时，这产生更显著的问题。

如果所有信号都被利用ASK通过复用传送传送来增加信道数量，则与其中所有信号都被利用BPSK通过复用传送传送来增加信道的数量的可替代情况相比，所需要的传送功率上的差别增加。特别地，如果调制率低，则功率差显著地出现。

虽然这里进行ASK(100%和50%)与BPSK之间的比较，但不仅在与BPSK、而且与任何其它诸如QPSK或8PSK的PSK、或者与诸如QAM的幅度相位调制方法的关系中，为了获得相同的质量，诸如ASK的幅度调制需要高传送功率。不仅与调相的方法相比、而且与调频的方法相比，仅调制幅度的方法表现出高传送功率。

因此，在当前实施例中，意在获得复用传送时所需要的传送功率的降低。根据从前面的描述的简单推测，为了获得相同的信号质量，因为仅调制幅度的方法需要比除仅调制幅度的方法之外的任何其它方法所需要的功率更高的传送功率，所以，使用除仅调制幅度的方法之外的任何其它方法来形成所有信道可以是第一可行的办法。然而，仅在注入锁定的建立的方便性方面，仅调制幅度的方法就更有优势，而且，使用除仅调制幅度的方法之外的任何其它方法来形成所有信道并不优选。

因此，在当前实施例中，并不使用除仅调制幅度的方法之外的任何其它方法形成所有信道，而是在混合状态中使用仅调制幅度的方法与某些其它方法，此外，在“获得相同信号质量”的同时，采用通过其的传送功率可以比通过仅调制幅度的方法更低的方法。作为用于信号质量的标准，可以采用诸如错误率的公知标准。

作为不是仅调制幅度的方法的方法，可以有仅调制相位的方法、调制幅度和相位两者的另一方法、仅调制频率的再一方法等。然而，从电路结构的简单性和容易度的角度，应该以仅调制相位的方法、调制幅度和相位两者的方法以及仅调制频率的方法的顺序确定用于选择的优先级。例如，当意在数字调制时，优选地采用PSK或QAM。

例如，在采用注入锁定方法的情况下，在复用传送时，采用仅调制幅度且通过其可以容易地建立注入锁定的方法(典型地，ASK)用于一个信道，并且对于其它信道，采用除仅调制幅度的方法之外的任何其它调制方法，如图14A中所示。作为典型的示例，ASK被一个信道用于传送，而需要低传送功率的BPSK被其它信道用于传送。结果，在通过空分复用、频分复用等执行复用传送的情况下，可以抑制所需要的传送功率的提高，而同时保持使用注入锁定方法。

优选地，为了获得注入锁定电路的数目的减少，将注入锁定应用于一个信道或比接收侧的信道数少的数目的信道，同时与注入锁定同步的载波信号被用于执行调制和解调。在该实例中，在空分复用中，在极端情况中，载波信号可以具有相同的频率。本质上，使用与用于获得注入锁定电路的数目的降低的机制的组合并不必须，而接收侧的所有信道可以单独地采用注入锁定方法。

顺便提及，在仅意在降低所需要的传送功率的情况下，将除仅调制幅度的方法之外的任何其它方法应用到所有信道可以是可行的办法。然而，在意在与注入锁定方法一起使用的情况中，仅调制幅度的方法应该被应用到至少一个信道中，因为其可以容易地建立注入锁定。

图14B示出了对应于图14A的修改。此修改的特征在于，在复用传送时，“虽然幅度调制不被应用到所有信道，但不是一个而是多个信道采用幅度调制”。虽然在图14A中，在复用传送时，仅一个信道采用幅度调制方法并且所有剩余信道采用除幅度调制方法之外的任何其它方法，但这并不必须。

简而言之，只有采用幅度调制方法的信道数比复用传送时的总信道数小才是必须的，并且那些未采用幅度调制方法的信道可以采用除幅度调制方法之外的相位调制方法(例如PSK之类)、或者幅度相位调制方法(例如QAM之类)。具体地，在信道总数由S表示、那些采用幅度调制的信道的数目由T表示的情况下，应该采用满足S>T的关系的系统配置，并且对于剩余的“S-T”个信道，应该采用除幅度调制之外的任何其它调制方法。而且，在此情况中，系统具有如下的配置：其中，“在复用传送时，不是所有的信道采用幅度调制，但某些信道采用其所需要的传送功率比幅度调制方法的低的调制方法，诸如相位调制或幅度相位调制。”

例如，在如图14B中所示的配置中，六个信道被分为每组3个信道的两组，并且从第一至第三信道中，即从具有参考字符_1至_3的信道中，仅一个信道(即参考字符_1的信道)为ASK方法和注入锁定准备好。另一方面，从第四至第六信道中，即从具有参考字符_4至_6的信道中，仅一个信道(即参考字符_4的信道)为ASK方法和注入锁定准备好。未采用ASK方法的剩余信道采用比ASK方法需要更低的所需要的传送功率的BPSK方法。

在当前示例中，优选地，在传送侧上的第一至第三信道的传送侧信号产生单元110具有单芯片配置，其中，它们被容纳在同一芯片中，并且，优选地，第四至第六信道的传送侧信号产生单元110具有单芯片配置，其中它们被容纳在同一芯片中。而且，在相应的接收侧上，优选地，第一至第三信道的接收侧信号产生单元220具有单芯片配置，其中它们被容纳在同一芯片中，并且，优选地，第四至第六信道的接收侧信号产生单元220具有单芯片配置，其中它们被容纳在同一芯片中。实质上，这种配置并不必须。

为了使那些采用需要更高的所需要的传送功率的幅度调制方法(例如ASK之类)的信道的数目小于信道总数，以减小复用传送时所需要的总传送功率，仅一个信道具有幅度调制方法是最佳配置。然而，例如，在考虑与注入锁定方法一起使用的情况下，如果考虑用于基于通过另一信道中的注入锁定获得的恢复的载波信号执行同时检测的、用于恢复的载波信号的配线线路长度，则在布局方面，仅一个信道使用ASK方法并且具有注入锁定电路的配置可能不合适。在这种情况中，图14B中所示的配置是有效的。

下面，描述执行MIMO处理的当前实施例的无线传送系统1，特别关注MIMO处理。需要注意，除非另有说明，描述从第一通信装置100向第二通信装置200的单向传送用于简化的描述。此外，假定传送系统具有最佳形式的芯片配置，其中，具有每个都容纳调制功能单元8300的M个信道的传送侧信号产生单元110被容纳在一个半导体芯片103中。而且，接收系统具有最佳形式的芯片配置，其中，具有每个都容纳解调功能单元8400的M个信道的接收侧信号产生单元220中的所有都被容纳在一个半导体芯片203中。简而言之，从包含一个容纳M个信道的传送侧信号产生单元110的半导体芯片103的第一通信装置100向包含一个容纳M个信道的接收侧信号产生单元220的半导体芯片203的第二通信装置200执行通信。

<应用到接收侧的MIMO处理的概述>

图15A至图25B示出了应用到接收侧的MIMO处理的概述。具体地，图15A和图15B示出了应用到接收侧的MIMO处理的计算。图16示出应用到接收侧的MIMO处理的计算技术的基础。图17A和图17B示出使用两个信道的情况下接收侧上的MIMO处理的基础。图18A至图18C示出使用两个信道的情况下路径差与信道矩阵之间的关系。图19A至图19D以及图20A至图20D分别示出了使用两个信道的情况下用于天线排列的限制条件的第一和第二示例。图21示出了天线具有依赖于方向性的相位特性的情况下路径差的调节或校正方法。图22和图23示出了使用三个或更多天线对的情况下的MIMO处理的应用技术。图24A和图24B示出对于其中用于传送和接收的天线被三维地排列的情况的MIMO处理的应用技术。图25A和图25B图示其中通过数字处理执行接收侧上的MIMO处理的基本配置。

[MIMO处理的计算]

图15A和图15B示出了当前实施例中应用的MIMO处理的计算方法的方法。在图15A和图15B中，为了在空分复用中使用M个传送信道，使用M个天线136和236。毫米波信号被从传送侧上的每个天线136传送到接收侧上的以与天线136的相对关系部署的天线236。

参照图15A和图15B，实线指示从天线136_1直接传送到部署在与天线136_1的相对关系中的天线236_1的期望波。同时，虚线指示从天线136_1传送到不是以与天线136_1的相对关系部署的另一天线236_2的非必要波或干扰波。期望波与非必要波两者分别是从天线136_1直接传送到天线236_1和236_2的直接波。

这里，应用于MIMO处理的计算的信道矩阵H由下文给出的表达式(1-1)表示。在具有M行和M列的信道矩阵H中，来自矩阵元素hi,j中的i=j的元素是有关期望波的元素，并且，i≠j的元素是有关非必要波的元素。此外，此时，接收信号r由下文给出的表达式(1-2)表示。在表达式(1-2)中，s表示传送信号，v表示噪声。

如从图15B可见，在通过MIMO处理器604的接收侧上的MIMO处理中，信道矩阵H的逆矩阵H^-1(也被称为接收信号加权矩阵)被乘以接收信号r。结果，在接收侧上，获得了传送对象信号s(+噪声成分H^-1·v)。传送对象信号s是调制前的基带信号。

如可以从此认识到的，如果在接收侧上的解调之后在基带域中应用MIMO处理，则可以获得没有干扰波的影响的传送对象信号s。结果，在意在通过空分复用实施复用传送的情况下，甚至在毫米波信号传送路径9被形成为自由空间传送路径9B的情况下，也可以缓和对干扰对策的需要的程度，并且可以去除干扰对策。可选地，可以缓和干扰对策。

基于逆矩阵H^-1，通过MIMO处理器604的逆矩阵计算是在期望波和非必要波的接收信号的解调输出上叠加基于由接收侧上的天线236接收的非必要波的成分的基带域中的逆成分的处理，从而可消除基于非必要波的成分。

[应用到接收侧的MIMO处理与载频之间的关系]

图16示出了应用到接收侧的MIMO处理与载频之间的关系。参照图16，第一通信装置100包括调制功能单元8300，调制功能单元8300顺次包括用于各个信道的多个混频器8302。虽然在所示的示例中，用于每个信道的混频器8302执行正交调制，但其并不必须。调制功能单元8300还包括公用于所有信道的单个传送侧本地振荡器8304。由传送侧本地振荡器8304产生的载波信号自身被信道的混频器8302用于执行调制。此配置是方便的，因为传送侧上的半导体芯片103具有单芯片配置。

第二通信装置200包括解调功能单元8400，解调功能单元8400顺次包括用于各个信道的多个混频器8402。解调功能单元8400还包括共用于所有信道的单个接收侧本地振荡器8404。接收侧本地振荡器8404恢复与在传送侧上使用的载波信号的频率同步的载波信号。此配置是方便的，因为接收侧上的半导体芯片203具有单芯片配置。需要注意，原则上，可以为每个信道提供接收侧本地振荡器8404，并且这表示可以为每个信道提供接收侧上的半导体芯片203。

在当前示例中，混频器8402被配置为执行对应于传送侧上的正交调制的正交检测。原则上，如果传送侧不使用正交调制，则混频器8402可以不执行正交检测。然而，在当前实施例中，在接收侧被配置为在基带域中执行MIMO处理的情况中，即使传送侧不使用正交调制，依据用于期望波与非必要波的天线之间的距离的预设值，混频器8402有时也被配置为执行正交检测。混频器8402应用至少同步检测来执行解调。

如果公用于所有信道的单个传送侧本地振荡器8304被提供，并且由传送侧本地振荡器8304产生的载波信号被所述信道的混频器8302用于执行调制，则载波信号的影响在不同信道之间相同。通过使用公用于所有信道的载频以获得空分复用的大多数基本优点，载频的影响在不同码元之间变得相同，并因此，在接收侧上可以在基带域中执行MIMO处理。

[对天线排列的限制与MIMO处理量之间的关系]

图17A至图20D示出了对天线排列的限制与MIMO处理量(即，逆矩阵计算量)之间的关系。

例如，图17A和图17B示出了准备好用于包括两个天线对的两个信道的最简单的配置。首先参照图17A，传送侧上的半导体芯片103包括互相隔开距离G的天线136_1和136_2，并且，在半导体芯片203_1上以面对天线136_1的关系提供天线236_1，同时，在另一半导体芯片203_2上以面对天线136_2的关系提供另一天线236_2。而且，天线236_1与天线236_2也被部署为互相隔开距离G。需要注意，天线136等同于天线8136，同时天线236等同于天线8236。这也类似地应用于以下描述。

术语“面对”表示成对的天线被部署为使得它们不具有依赖于方向性的相位特性。换句话说，“面对”表示来自天线136的期望波的辐射角与入射到对应的天线236的期望波的入射角为0。下文描述此“面对”的细节、依赖天线的方向性的相位特性等。在以下描述中，除非另有说明，否则假定成对的天线被部署在“面对”的状态。

天线之间涉及期望波的距离由d1表示。具体地，半导体芯片103的天线136_1与半导体芯片203的天线236_1之间的面对距离是d1。类似地，半导体芯片103的天线136_2与半导体芯片203的天线236_2之间的面对距离也是d1。另一方面，天线之间涉及非必要波的距离是d2。具体地，半导体芯片103的天线136_1与半导体芯片203的天线236_2之间的面对距离是d2。类似地，半导体芯片103的天线136_2与半导体芯片203的天线236_1之间的面对距离也是d2。

从天线136_1传送的期望波被天线236_1直接接收。从天线136_2传送的期望波被天线236_2直接接收。从天线136_1传送的非必要波被天线236_2直接接收。从天线136_2传送的非必要波被天线236_1直接接收。

因为距离d1<距离d2，所以，即使天线136_1和136_2的传送电平相同，由于距离衰减，被天线236_1或236_2接收的期望波的接收电平也高于被天线236_2或236_1接收的非必要波的接收电平。这也构成没有例外地存在信道矩阵的逆矩阵的事实的因素。

MIMO处理一般需要复数计算或对应于这种复数计算的处理，并且这增加了电路规模。例如，在其中如图17A中所示地提供两个天线对的情况中，采用意在通用的那种电路配置，如图17B所示。在如同在QPSK中那样执行双轴调制，即I成分和Q成分的调制的情况下，如果不执行下文描述的路径条件设置，则需要16(=2·2·2²)次实数乘法，以及需要12次加法。如果使用三个信道，则需要2·2·3²次实数乘法，并且，一般地，如果使用M个信道，则需要2·2·M²次实数乘法。在单轴调制，正如在ASK方法或BPSK方法中的情况下，如果使用M个信道，则需要2·M²次实数乘法。

图18A至图18C示出了使用两个信道(即，两个天线对)的情况下的期望波的天线间距离d1与非必要波的天线间距离d2之间的距离差Δd(=d2-d1：下文称为路径差Δd)与信道矩阵之间的关系的基本问题。

图18A示出了接收侧上的两个天线236_1和236_2处的来自于传送侧上的两个天线136_1和136_2的期望波与非必要波之间的关系，并且，实线指示期望波，而虚线指示非必要波。图18B示出了信道矩阵H和该信道矩阵的逆矩阵H^-1的元素的实数项(cos项)在相位关系方面的情形。图18C示出了信道矩阵H和该信道矩阵H的逆矩阵H^-1的元素的虚数项(sin项)在相位关系方面的情形。

两个传送信号由S1(t)=A1·e^jwt和S2(t)=A2·e^jwt表示。非必要波相对于期望波的距离衰减因子由α表示，其中，0≤α<1。载波信号的频率由fo表示，载波信号的波长由λc表示。期望波的传送和接收天线距离d1由“d”表示，非必要波的传送和接收空间信道距离d2由“d+Δd”表示。“Δd”是期望波与非必要波之间的范围差或路径差，其被转换为时间，且由Δt表示。

接收侧上的天线236_1的接收信号R1(t)是来自相对的天线136_1的期望波与来自不与天线236_1相对的天线136_2的非必要波的组合，并且由下面给出的表达式(2-1)表示。天线236_2的接收信号R2(t)是来自相对的天线136_2的期望波与来自不与天线236_2相对的天线136_1的非必要波的组合，并且由下面给出的表达式(2-2)表示。

如果利用“D”(=cosωΔt-jsinωΔt)取代表达式(2-1)与(2-2)中的e^-jωΔt，则分别获得下面给出的表达式(3-1)与(3-2).

然后，从表达式(3-2)获得由表达式(4-1)表示的信道矩阵H以及由表达式(4-2)表示的逆矩阵H^-1。在表达式(4-2)中，detH=1-(α·D)²。

在此实例中，如果为路径差Δd设置固定的条件，则信道矩阵H的每个元素仅包括实数项(cos项)或虚数项(sin项)。此外，由于距离衰减元素α的存在，所以，信道矩阵H的逆矩阵H^-1永远被确定，并且，逆矩阵H^-1的每个元素也仅包括实数项(cos项)或虚数项(sin项)。

例如，在归一化使用两个信道的情况下的信道矩阵H的情况下，期望波的元素(在第一列的第一行中或第二列的第二行中)是实数项(=1)，而不论路径差Δd。相比之下，取决于路径差Δd，非必要波的元素(在第二列的第一行中或第一列的第二行中)是仅实数项、仅虚数项以及“实数项+虚数项”之一。

例如，在满足“Δd=(n/2+1/4)λc(n是0或等于或高于1的正整数)”(下文称为路径条件1)的情况下，路径差Δd具有其相位等于π/2的奇数倍的关系，并且，因为实数项(cos项)变为等于0，所以，路径差Δd仅有虚数项(sin项)。如果路径差Δd偏离路径条件1的关系，则元素变为由“实数项和虚数项”表示。然而，如果路径差Δd接近于路径条件1的关系，则实数项成分相对于虚数项成分小得多，并因此基本可以认为是仅包括虚数项。换句话说，虽然最佳的是完全满足Δd=(n/2+1/4)λc，但即使路径差Δd从路径条件1的关系偏离一点，也没有问题。在当前的说明书中，术语“仅虚数项”意在包括路径差Δd从路径条件1的关系具有某些偏离的情况。

这里，具体地，在n是0或偶数的情况下，虚数项变为“+1”，因此，非必要波由于路径差而在相位上相对于期望波旋转π/2。此时，因为“detH=1-(α·D)²=1-(α·-j)²>1”，所以，信道矩阵H的逆矩阵H^-1可以存在。因为在传送侧上的MIMO处理中，“-α·D=-j·α”，所以，使非必要成分相对于期望成分具有“-π/2”的相位。

另一方面，在n是奇数的情况下，因为虚数项变为“-1”，所以，非必要波由于路径差在相位上相对于期望波旋转-π/2。此时，因为“detH=1-(α·D)²=1-(α·-j)²>1”，所以，信道矩阵H的逆矩阵H^-1可以存在。因为在传送侧上的MIMO处理中，“-α·D=j·α”，所以，使非必要成分相对于期望成分具有“π/2”的相位。

另一方面，在满足“Δd=(n/2)λc(n是等于或大于1的正整数)”(下文称为路径条件2)的情况下，路径差Δd具有等于π的整数倍的相位，并且因为虚数项(sin项)变为等于0，所以仅实数项保留。如果路径差Δd偏离路径条件2的关系，则元素变为由“实数项和虚数项”表示。然而，如果路径差Δd接近于路径条件2的关系，则虚数项成分相对于实数项成分小得多，因此基本可以认为是仅包括实数项。换句话说，虽然最佳的是完全满足Δd=(n/2)λc，但即使路径差Δd从路径条件2的关系偏离一点，也没有问题。在当前的说明书中，术语“仅实数项”意在包括路径差Δd从路径条件2的关系具有某些偏离的情况。

这里，具体地，在n是偶数的情况下，实数项变为“+1”，因此，非必要波由于路径差在相位上相对于期望波旋转2π。此时，因为“detH=1-(α·D)²=1-(α·1)²>1”，所以信道矩阵H的逆矩阵H^-1可以存在。因为在传送侧上的MIMO处理中“-α·D=-α”，所以非必要成分相对于期望成分具有“-π”的相位，即，具有相反极性的相同相位。

另一方面，在n是奇数的情况下，因为实数项变为“-1”，所以，非必要波在相位上相对于期望波旋转π，即，变得具有相反极性的相同相位。此时，因为“detH=1-(α·D)²=1-(α·-1)²>1”，所以，信道矩阵H的逆矩阵H^-1可以存在。因为在传送侧上的MIMO处理中“-α·D=α”，所以，非必要成分相对于期望成分具有“2π”的相位，即变得具有相同极性的相同相位。

简而言之，作为传送天线的天线136与作为接收天线的天线236之间的期望波的天线间距离d1与非必要波的天线间距离d2之间的差应被设置为使得定义自由空间传送路径9B的传送特性的信道矩阵H(以及该信道矩阵H的逆矩阵H^-1)中的非必要波的每个元素基本可以仅由实数项或虚数项表示。

在当前实施例中，注意到如上所述的那种基于路径差Δd的预设值的特征，将天线排列确定为满足路径条件1或路径条件2。通过该配置，信道矩阵的非必要波的每个元素可以仅包括虚数项或实数项。结果，可以简化通过MIMO处理器604的逆矩阵计算处理。特别地，在每个元素仅包括实数项的情况下，可以在不使用正交检测电路的情况下配置解调功能单元8400。

[路径条件1]

图19A-图19D示出了在使用两个信道或两个天线对的情况下，对当前实施例中的天线排列的限制条件的第一示例。需要注意，该示例在下文中被称为第一示例的天线排列。第一示例的天线排列被配置为使得路径差Δd满足上文描述的路径条件1。换句话说，期望波的天线间距离d1与非必要波的天线间距离d2之间的路径差Δd被设置为接近“(n/2+1/4)λc”的关系。

在路径差Δd满足路径条件1的情况下，如上参照图18A至图18C所述，信道矩阵H包括仅实数项Re或仅虚数项Im的元素，如图19B所示，并且，信道矩阵H的逆矩阵H^-1也包括仅实数项Re’或仅虚数项Im’的元素。换句话说，第一列中的第一行以及第二列中的第二行中的期望波的元素仅包括实数项，并且第二列中的第一行以及第一列中的第二行中的非必要波的元素仅包括虚数项。因此，可以减小MIMO处理量。

需要注意：因为虚数项Im’(正交成分)存在，所以，即使不应用当前实施例的情况下的调制方法是原始地不包括正交成分的调制，例如ASK方法或BPSK方法，也需要用于正交成分的解调电路(即，正交检测电路)作为解调功能单元8400。

图19C示出了在应用路径条件1执行MIMO处理的情况下，在不应用当前实施例的情况下的调制方法是BPSK方法时的各个信道的接收信号的状态。如图19C所示，第一信道ch1的成分被天线236_1接收为原始期望值(即用于期望信号的期望波)的I轴成分(Ch1_I)与用于起源于第二信道ch2的非必要信号的非必要波的Q轴成分(Ch2_Q’)的合成信号。第二信道ch2的成分被天线236_2接收为用于期望信号的原始期望波的I轴成分(Ch2_I)与用于起源于第一信道ch1的非必要信号的非必要波的Q轴成分(Ch1_Q’)的合成信号。如可以从图19C中认识到，因为期望波和非必要波互相正交，所以，解调功能单元8400需要正交检测电路。因为在接收侧上的MIMO处理中，作为对期望信号的正交成分出现的非必要波的成分被消除，所以解调功能单元8400需要正交检测电路。

图19D示出对应于图19C的第一示例的MIMO处理器604A以及包括天线236、放大器8224和解调功能单元8400的前级电路。

解调功能单元8400包括为了产生载波信号而对信道公共提供的接收侧本地振荡器8404、以及为每个信道提供的正交检测电路8460。每个正交检测电路8460包括用于解调I轴成分的混频器8402_I、用于解调Q轴成分的混频器8402_Q、以及作为用于将恢复的载波信号的相位移动90度(即π/2)的相移单元的示例的移相器8462。将恢复的载波信号从接收侧本地振荡器8404提供给混频器8402_I。在其被移相器8462移动π/2之后，将恢复的载波信号从接收侧本地振荡器8404提供给混频器8402_Q。解调功能单元8400为每个传送信道执行对关于期望信号的接收信号或期望波、以及关于非必要信号的接收信号或非必要波的正交检测。结果，各自地为每个信道解调了期望信号和非必要信号。

用于第一信道的正交检测电路8460类似地将混频器8402_I的解调输出提供给滤波处理器8410_I，并且将混频器8402_Q的解调输出提供给滤波处理器8410_Q。从滤波处理器8410_I输出作为期望成分的第一信道ch1的解调信号CH1_I，并且从滤波处理器8410_Q输出作为第一信道的非必要成分的第二信道ch2的解调信号CH2_Q’。

而且，用于第二信道的正交检测电路8460将混频器8402_I的解调输出提供给滤波处理器8410_I，并且将混频器8402_Q的解调输出提供给滤波处理器8410_Q。从滤波处理器8410_I输出作为期望成分的第二信道ch2的解调信号CH2_I，并且从滤波处理器8410_Q输出作为第二信道的非必要成分的第一信道ch1的解调信号CH1_Q’。

MIMO处理器604A通过模拟处理执行逆矩阵计算处理，并且包括四个乘法器612、614、616和618、以及两个加法器615和619。将从第一信道的滤波处理器8410_I输出的解调信号CH1_I输入到乘法器612，并且，将从第二信道的滤波处理器8410_Q输出的解调信号CH1_Q’输入到乘法器614。将从第一信道的滤波处理器8410_Q输出的解调信号CH2_Q’输入到乘法器616，并且，将从第二信道的滤波处理器8410_I输出的解调信号CH2_I输入到乘法器618。

乘法器612将期望信号的第一信道ch1的解调信号CH1_I乘以逆矩阵的第一列中的第一行中作为实数项Re’的元素，或利用该元素将其放大。乘法器614将第二信道ch2的非必要信号的第一信道ch1的解调信号CH1_Q’乘以逆矩阵的第二列中的第一行中作为虚数项Im’的元素，或利用该元素将其放大。乘法器616将第一信道ch1的非必要信号的第二信道ch2的解调信号CH2_Q’乘以逆矩阵的第一列中的第二行中作为虚数项Im’的元素，或利用该元素将其放大。乘法器618将期望信号的第二信道ch2的解调信号CH2_I乘以逆矩阵的第二列中的第二行中作为实数项Re’的元素，或利用该元素将其放大。需要注意，如果矩阵的元素是负的，则先将其取反再将其放大。

加法器615和619中的每个将作为自身信道中的期望波接收和解调的自身信道(即用于加法器自身的信道)的信号与作为另一信道中的非必要波接收和解调的自身信道的信号相加。通过这样的相加，获得了自身信道的期望波的解调成分和认为是基于另一信道中的非必要波的非必要成分的另一解调成分。

具体地，加法器615将被接收为期望波并被用于自身信道的信号处理解调的第一信道的信号CH1_Re’与被接收为非必要波并被用于第二信道的信号处理解调的第一信道的信号CH1_Im’相加。通过此相加，自身信道的期望波的解调成分Ch1_Re’与认为是基于另一信道中的非必要波的非必要信号的解调成分CH1_Im’被组合，来获得第一信道的传送对象信号。

类似地，加法器619将被接收为期望波并被用于自身信道的信号处理解调的第二信道的信号CH2_Re’与被接收为非必要波并被用于第一信道的信号处理解调的第二信道的信号CH2_Im’相加。通过此相加，自身信道的期望波的解调成分Ch2_Re’与认为是基于另一信道中的非必要波的非必要信号的解调成分CH2_Im’被组合，来获得第二信道的传送对象信号。

在此方式中，如果在不应用当前实施例的情况中的调制方法是PBSK方法，并且天线数是2，则通过在应用路径条件1的接收侧上执行MIMO处理，在逆矩阵计算中必须通过MIMO处理器604A执行的实数计算的次数是4，并且加法器的数目是2。因此，可以相对于不应用当前实施例的路径条件1的情况，将实数乘法的次数降到1/4，以及降低加法器的数目。

[路径条件2]

图20A至图20D示出了使用两个信道或两个天线对的情况下，对当前实施例中的天线排列的限制条件的第二示例。需要注意，该示例在下文中被称为第二示例的天线排列。第二示例的天线排列被配置为使得路径差Δd满足上文描述的路径条件2。具体地，第二示例的天线排列被配置为使得期望波的天线间距离d1与非必要波的天线间距离d2之间的距离差或路径差Δd可以接近“(n/2)λc”的关系。

在路径差Δd满足路径条件2的情况下，如上参照图18A至图18C所述，信道矩阵H包括仅实数项Re或Re’’的元素，如图20B所示。而且，信道矩阵H的逆矩阵H^-1也包括仅实数项Re’或Re’’’的元素。换句话说，第一列中的第一行以及第二列中的第二行中的期望波的元素仅包括实数项，并且，第二列中的第一行以及第一列中的第二行中的非必要波的元素也仅包括实数项。因此，可以减小MIMO处理量。

在此实例中，因为没有虚数项(即，无正交成分)存在，所以，如果不应用当前实施例的情况下的调制方法是原始地不包括正交成分的调制，例如ASK方法或BPSK方法，则在解调功能单元8400中不需要用于正交成分的解调电路，即，正交检测电路。

图20C示出了在应用路径条件2执行MIMO处理的情况下，在不应用当前实施例的情况下的调制方法是BPSK方法时的各个信道的传送信号的状态。如图20C所示，第一信道ch1的成分被天线236_1接收为原始期望值(即用于期望信号的期望波)的I轴成分(Ch1_I)与用于起源于第二信道ch2的非必要信号的非必要波的I轴成分(Ch2_I’)的合成信号。第二信道ch2的成分被天线236_2接收为用于期望信号的原始期望波的I轴成分(Ch2_I)与用于起源于第一信道ch1的非必要信号的非必要波的I轴成分(Ch1_I’)的合成信号。如可以从图20C中认识到，在接收侧上的MIMO处理中，仅必须消除作为关于期望波的同相成分出现的非必要成分的成分，并且解调功能单元8400不需要正交检测电路。

图20D示出对应于图20C的第二示例的MIMO处理器604B以及包括天线236、放大器8224和解调功能单元8400的前级电路。

解调功能单元8400包括为了产生载波信号而对信道公共提供的接收侧本地振荡器8404。恢复的载波信号被从接收侧本地振荡器8404提供给每个信道的混频器8402。解调功能单元8400为每个传送信道同步地检测关于期望波的信号、以及关于非必要信号的信号。

用于第一信道的混频器8402将期望信号的第一信道ch1以及非必要信号的第二信道ch2的解调输出提供给滤波处理器8410。从滤波处理器8410输出期望信号的第一信道ch1的解调信号CH1_I与非必要信号的第二信道ch2的成分CH2_I’的合成成分。

而且，用于第二信道的混频器8402类似地将期望信号的第二信道ch2以及非必要信号的第一信道ch1的解调输出提供给滤波处理器8410。从滤波处理器8410输出期望信号的第二信道ch2的成分CH2_I与非必要信号的第一信道ch1的成分CH1_I’的合成成分。

MIMO处理器604B通过模拟处理执行逆矩阵计算处理，并且包括四个乘法器622、624、626和628、以及两个加法器625和629。从第一信道的滤波处理器8410输出的解调信号CH1_I+CH2_I’被输入到乘法器622和626，并且从第二信道的滤波处理器8410输出的解调信号CH2_I+CH1_I’被输入到乘法器622和628。

乘法器622将解调信号CH1_I+CH2_I’乘以逆矩阵的第一列中的第一行中的元素(其是实数项Re’)或利用该元素将其放大。乘法器624将解调信号CH2_I+CH1_I’乘以逆矩阵的第二列中的第一行中的元素(其是实数项Re’’’)或利用该元素将其放大。乘法器626将解调信号CH1_I+CH2_I’乘以逆矩阵的第一列中的第二行中的元素(其是实数项Re’’’)或利用该元素将其放大。乘法器628将解调信号CH2_I+CH1_I’乘以逆矩阵的第二列中的第二行中的元素(其是实数项Re’)或利用该元素将其放大。需要注意，如果矩阵的元素是负的，则先将其取反再放大。

加法器625和629中的每个将对于被接收为期望波并在自身信道中解调的自身信道的解调信号与被接收为非必要波并在自身信道中解调的用于另一信道的解调信号的合成成分的增益R’校正量、以及对于被接收为期望波并在另一信道中解调的另一信道的解调信号与被接收为非必要波并在另一信道中解调的自身信道的解调信号的合成成分的增益R’’’校正量相加。通过这样的加法，被自身信道的解调处理解调的另一信道的解调成分被消除，以获得用于自身信道的传送对象信号。

具体地，加法器625将从乘法器622输出的信号CH1_Re’+Ch2_Re’与从乘法器624输出的信号CH2_Re’’’+Ch1_Re’’’相加。通过此相加，消除了基于来自第二信道的非必要波的干扰成分，并且获得了第一信道的传送对象信号。

类似地，加法器629将从乘法器628输出的信号CH2_Re’+Ch1_Re’与从乘法器626输出的信号CH1_Re’’’+Ch2_Re’’’相加。通过此相加，消除了基于来自第一信道的非必要波的干扰成分，并且获得了第二信道的传送对象信号。

在此方式中，如果在不应用当前实施例的情况中的解调方法是PBSK方法，并且天线数是2，则通过应用路径条件2在接收侧上执行MIMO处理，在逆矩阵计算中必须通过MIMO处理器604B执行的实数计算的次数是4，并且加法器的数目是2。因此，与不应用当前实施例的路径条件2的情况相比，可将实数乘法的次数降为1/4，以及减小加法器的数目。解调功能单元8400不需要用于正交成分的解调电路，即正交检测电路，而且与应用路径条件1的情况相比简化了接收侧上的电路结构。

[取决于方向性的相位特性]

图21示出了天线具有依赖方向性的相位特性的情况下的对策方法。在图17A至图20D中，天线对被排列在互相“面对”的关系中，从而天线可以没有依赖于方向性的相位特性。相比之下，在天线对具有依赖于方向性的相位特性的情况下，不仅必须考虑路径差Δd的影响还必须考虑相位特性的影响。基本上，应该以以下方式消除相位特性的影响。

在图21中，参考字符θ1表示第一信道的期望波入射到天线236_1上的入射角，其对应于来自天线136_1的期望波的辐射角，天线136_1因此与天线236_1合作以形成第一天线对。角θ1还是第二信道的期望波入射到天线236_2上的入射角，其对应于来自天线136_2的期望波的辐射角，天线136_2因此与天线236_2合作以形成第二天线对。这里，角θ1具有接近于0的值。同时，参考符号θ2表示第一信道的非必要波入射到天线236_1上的入射角，其对应于来自天线136_2的非必要波的辐射角。此外，因为角θ1接近于0，所以角θ2也是第二信道的非必要波入射到天线236_2上的入射角，其对应于来自天线136_1的非必要波的辐射角。

虽然忽略了表达式的推导处理的详细描述，但，如果相位特性的影响量被转换为距离并由距离表示，则其由表达式(5-1)给出。此外，如果利用纳入考虑的影响量重新计算路径条件1，则其可以由下面给出的表达式(5-2)表示。如果利用考虑到影响量而重新计算路径条件2，则其可以由下面给出的表达式(5-3)表示。在所有情况中，校正了相位特性的影响量。

将相位差的影响量转换为距离：

[三个或更多信道的应用]

图22和图23示出了在包括三个或更多天线对的情况下的对策方法。在天线对的数量增加到三个或更多的情况下，如果路径差Δd被设置为满足路径条件1，则信道矩阵和信道矩阵的逆矩阵包括仅实数项或仅虚数项的元素，与包括两个天线对的情况类似。具体地，其中i=j的期望波的元素仅包括实数项Re，而其中i≠j的非必要波的元素仅包括虚数项Im。

此外，如图23中所示，甚至在包括三个或更多天线对的情况下，如果路径差Δd被设置为满足路径条件2，则信道矩阵和信道矩阵的逆矩阵变为仅包括实数项，与包括两个天线对的情况类似。具体地，其中i=j的期望波的元素仅包括实数项Re，而且，其中i≠j的非必要波的元素也仅包括实数项Re。由图23中的椭圆所表示的组合表示限制条件的考虑对象。

一般地，在信道数为M的情况下，如可以从信道矩阵中所预见的，关于路径条件1和2两者，在诸如QPSK的双轴调制中，必须执行2·M²次实数乘法，并且在诸如ASK方法或BPSK方法的单轴调制中，必须执行M²次实数乘法。这表示：在天线对的数量是三个或更多个的情况下，如果简单地原样地应用类似于天线对的数量是两个的情况中的方法，则实数计算的计算量与天线对的数目的平方成比例地增加。

因此，在当前实施例中，在天线对的数目是三个或更多的情况下，基于上述的天线排列的特征采取对策，使得实数计算的次数可以不与信道的数目的平方成正比地增加，即，可以抑制实数计算的次数的增加。具体地，关注来自相邻的天线的干扰波的影响最大以及来自其它天线的干扰波的影响相对较小的事实。由此，考虑来自相邻天线的非必要波或干扰波确定天线距离，并还将其应用到其它天线。

通过该对策，例如，在应用路径条件1的情况下，关于除相对端信道之外的内部信道，仅必须考虑期望波的天线136的实数项与关于位于天线136的相对侧上的那些非必要波的天线136的虚数项。具体地，当关注第i信道时，仅应该考虑从第i天线136_i到天线236_i的期望波和从第i-1天线136_i-1到天线236_i的非必要波、以及从第i+1天线136_i+1到天线236_i的非必要波。因此，在信道矩阵和信道矩阵的逆矩阵中的第i行中，第i列中的期望波的元素变为实数项，并且，第i-1列和第i+1列中的非必要波的元素变为虚数项，而非必要波的其它元素变为0。

在应用路径条件2的情况下，关于除相对端信道之外的内部信道，仅必须考虑关于期望波的天线136的实数项与关于位于天线136的相对侧上的那些非必要波的天线136的实数项。具体地，当关注第i信道时，仅必须考虑从第i天线136_i到天线236_i的期望波和从第i-1天线136_i-1到天线236_i的非必要波、以及从第i+1天线136_i+1到天线236_i的非必要波。因此，在信道矩阵和信道矩阵的逆矩阵中的第i行中，第i列中的期望波的元素变为实数项，并且第i-1列和第i+1列中的非必要波的元素也变为实数项，而非必要波的其它元素变为0。

关于路径条件1和2两者，用于相对端信道的实数乘法的次数是2，并且用于除相对端信道之外的内部信道的实数乘法的次数是3。因此，与不应用当前技术的情况相比，可减小MIMO处理量。

具体地，在信道数是M，M是大于或等于3的整数的情况下，在路径条件1和2两者的情况中，实数计算的次数：在诸如QPSK的双轴调制的情况中，为2·{2·2+(M-2)·3}；而在诸如ASK方法或BPSK方法的单轴调制的情况中，为{2·2+(M-2)·3}。这表示：在天线对的数量是3或更多的情况下，与简单而原样地应用类似天线对的数目是2的情况中的方法的情况相比，可减少实数计算的计算量。

[三维排列的应用]

图24A和图24B示出了将应用于上文参照图15A至图23所描述的接收侧的MIMO处理应用到其中三维地排列传送和接收天线的情况中的应用技术。

上文参照图15A至图23所描述的事物是对其中两维地排列传送侧上的天线136和接收侧上的天线236的情况的应用示例。

然而，当前实施例中的用于降低接收侧上的MIMO处理量的机制不仅可以应用到其中两维地排列传送和接收天线的情况，而可以应用到其中三维地排列传送和接收天线的另一情况，如图24B所示。

例如，在图24B中，在传送侧上的半导体103上互相隔开距离G地排列了七个天线136_1至136_7，并且在半导体芯片203_@上与天线136_@面对地提供了天线236_@。而且，以互相隔开距离G的关系提供天线236_@。

虽然在图24B中，仅示出了从传送侧上的半导体芯片103到接收侧上的半导体芯片203的期望波，但就不互相面对地部署的那些天线之间的非必要波而言，可以应用与上文描述的两维排列的情况类似的方法。而且，在三维排列中，可以通过将期望波和非必要波的路径差Δd设置为满足上述的路径条件1或路径条件2而获得与上文描述类似的操作和效果。

顺便提及，半导体芯片203的天线236相对于半导体芯片103的天线136所排列的地点基本位于平行于半导体芯片103的(即，天线136的)平面的平面上。从天线136或天线236形成的最小单元是正三角形。

在考虑来自相对侧上的天线的、紧挨期望波的非必要波或干扰波的情况下，关注如图24B中所示的正六边形的状态，研究要被应用于三维的信道矩阵。例如，假定由正六边形中心处的天线136_1和236_1提供期望波的信道。换句话说，从传送侧上的正六边形的中心处的天线136_1向接收侧上的正六边形的中心处的天线236_1传送期望波。此时，构成去往天线236_1的非必要波的分析对象的相邻天线是排列在正多边形的顶点上的天线136_2至136_7。

[数字MIMO处理]

图25A和图25B示出了其中通过数字处理执行接收侧上的MIMO处理的基本技术。在图19D中所示的其中天线排列被设置为满足路径条件1的配置以及图20D中所示的其中天线排列被设置为满足路径条件2的配置中，MIMO处理器604(604A和604B)准备好用于模拟处理。

然而，并不必须由模拟电路执行通过MIMO处理器604的逆矩阵计算，而是可以在处理速度没有问题的情况下通过数字信号处理执行。在该情况中，在解调处理之后从解调功能单元8400中输出的、或在LPF处理之后从滤波处理器8410输出的模拟信号，在其被转换为数字信号之后应被提供给MIMO处理器604。

然而，图25A示出了用于图19D的准备好用于路径条件1的配置的对策的示例，图25B示出了用于图20D的准备好用于路径条件2的配置的对策的示例。在所述两个示例中，AD转换器632(ADC)被插入在滤波处理器8410与MIMO处理器604之间。未对其它部分施加改变。虽然未示出，但如果LPF处理也被以数字方式执行，则AD转换器632应被插入在解调功能单元8400与滤波处理器8410之间。

<接收MIMO系统：第一实施例>

图26A至图28示出了应用到上文参照图15A至图25B所描述的接收侧的MIMO处理的具体应用的第一示例。该第一示例在下文中被称为第一实施例的接收MIMO系统。这里，假定“非必要波仅到达相邻天线”。

第一实施例的接收MIMO系统4A的特征在于：注入锁定被应用在接收侧上。此外，考虑获得双工传送时所需要的传送功率的降低，从M个信道中，仅一个信道(第一信道ch1)被用于仅调制幅度的方法，这里为ASK方法，而所有剩余信道被用于除仅调制幅度的方法之外的任何其它方法，这里为BPSK方法。

此外，图26A和图26B中所示的第一示例的接收MIMO系统4A_1具有一对一的配置，其中，传送侧具有单芯片配置，同时接收侧也具有单芯片配置，并且在接收侧上，ASK被应用于一个信道(第一信道ch1)，而所有剩余信道基于由ASK的信道通过注入锁定获得的恢复的载波信号执行同步检测。虽然预先假设了“非必要波仅从相邻天线到达”，但因为注入锁定由ASK方法的信道建立，所以与下文描述的第二示例不同，可以任意地设置BPSK方法的信道数。

另一方面，图27A至图27C所示的第二示例的接收MIMO系统4A_2具有1对N的配置，其中，在包括M个信道的同时，传送侧具有单芯片配置，并且接收侧为每个信道使用半导体芯片203。此外，在接收侧，注入锁定被应用于每个信道的接收信号。因为预先假定了“非必要波仅从相邻天线到达”，所以，第二示例的接收MIMO系统4A_2基于包括两个信道的配置，如第二示例的情况。

图28中所示的第三示例的接收MIMO系统4A_3被配置为采用第二示例的方法的同时增加信道数目。虽然保持“非必要波仅从相邻天线到达”的预先假设，但ASK方法的信道被排列为使得ASK方法的调制信号到达所有天线236。具体地，其中BPSK方法的信道被部署在ASK方法的信道的相对侧上的三信道配置被确定为基本元素，并且这样的基本元素应被重复地排列。

此外，天线排列被设置为使得路径差Δd满足路径条件1。具体地，天线136和236被排列为使得可以逼近路径差的关系Δd=(n/2+1/4)λc。需要注意，在路径差Δd具有依赖方向性的相位特性的情况下，天线136和236被排列为使得可以逼近表达式(5-2)的关系，如上所述。

因为应用路径条件1，所以上文参照图19D描述的第一示例的MIMO处理器604A被用作MIMO处理器604。

在接收侧上的注入锁定的情况中，在混合状态中接收ASK波和BPSK波的信道与输入信号的平均值同步，并因此与ASK的载波信号成分同步。结果，可以解调各自的接收信号。

然而，在上文参照图27A描述的第二示例中，除未应用ASK方法(但应用了BPSK方法)的第一信道之外，被接收为期望波的BPSK的信号成分以及被接收为非必要波的ASK的载波信号成分具有正交关系，即具有两者间π/2的相位差。因此，提供了用于将由注入锁定产生的恢复的载波信号(即,与被接收为非必要波的ASK的载波信号成分同步的载波信号)的相位移动90度(即π/2)的移相器8462。用于基于定义路径条件1的“n”而控制相移方向的控制信号O/E被提供给移相器8462。

在路径差Δd=(n/2+1/4)λc的关系中，所接收的信号的BPSK的信号成分与ASK的载波信号成分之间的相位关系变为+90度(即+π/2)还是-90度(即，-π/2)被n是奇数还是偶数影响，如图27B和图27C。

具体地，在n是奇数的情况下，因为，由于存在3π/2的相位延迟、所以虚数项或sin项是负的(如图18C所示)，所以，在除第一信道之外的信道中，相对于I轴方向上的BPSK的信号成分，ASK的载波信号成分出现在Q轴的负方向上，如在图27B中所示。

另一方面，在n是偶数的情况下，因为，由于存在π/2的相位延迟、所以虚数项或sin项是正的(如图18C所示)，所以，在除第一信道之外的信道中，相对于I轴方向上的BPSK的信号成分，ASK的载波信号成分出现在Q轴的正方向上，如在图27C中所示。

因此，通过移相器8462进行的相移必须响应于n是奇数还是偶数而在-90度(即-π/2)与+90度(即+π/2)之间切换。顺便提及，因为事实上在天线的安装阶段知道n是奇数还是偶数，所以，预先选择奇数或偶数之一来形成天线而不是通过控制信号切换。

<接收MIMO系统：第二实施例>

图29A-图30B示出了应用到上文参照图15A至图25B描述的接收侧的MIMO处理的具体应用的第二示例。该第二示例在下文中被称为第二实施例的接收MIMO系统。而且这里假定“非必要波仅到达相邻天线”。

第二实施例的接收MIMO系统4B的特征在于：注入锁定被应用在接收侧。此外，考虑获得双工传送时所需要的传送功率的降低，从M个信道中，仅一个信道(第一信道ch1)被用于仅调制幅度的方法，这里为ASK方法，而所有剩余信道被用于除仅调制幅度的方法之外的任何其它方法，这里为BPSK方法。

此外，图29A和图29B中所示的第一示例的接收MIMO系统4B_1具有一对一的配置，其中，传送侧具有单芯片配置，同时接收侧也具有单芯片配置，并且在接收侧上，ASK被应用于一个信道(第一信道ch1)，而所有剩余信道基于由ASK的信道通过注入锁定获得的恢复的载波信号执行同步检测。虽然预先假设了“非必要波仅从相邻天线到达”，但因为注入锁定由ASK方法的信道建立，所以与下文描述的第二示例不同，可以任意地设置BPSK方法的信道数。

另一方面，图30A至图30C所示的第二示例的接收MIMO系统4B_2具有1对N的配置，其中，在包括M个信道的同时，传送侧具有单芯片配置，并且接收侧为每个信道使用半导体芯片203。此外，在接收侧上，注入锁定被应用于每个信道的接收信号。因为预先假定了“非必要波仅从相邻天线到达”，所以，第二示例的接收MIMO系统4B_2基于包括两个信道的配置，如第二示例的情况那样。

图14B中所示的第三示例的接收MIMO系统4B_3被配置为在采用第二示例的方法的同时增加信道数目。虽然保持“非必要波仅从相邻天线到达”的预先假设，但ASK方法的信道被排列为使得ASK方法的调制信号到达所有天线236。具体地，其中BPSK方法的信道被部署在ASK方法的信道的相对侧上的三信道配置被确定为基本元素，并且这样的基本元素被重复地排列。

此外，天线排列被设置为使得路径差Δd满足路径条件2。具体地，天线136和236被排列为使得可以逼近路径差的关系Δd=(n/2)λc。需要注意，在路径差Δd具有依赖方向性的相位特性的情况下，天线136和236被排列为使得可以逼近表达式(5-3)的关系，如上所述。

因为应用路径条件2，所以上文参照图20D描述的第二示例的MIMO处理器604B被用作MIMO处理器604。

在接收侧上的注入锁定的情况中，与输入信号的平均值建立同步，并因此与ASK的载波信号成分同步。结果，可以解调各自的接收信号。

然而，在上文参照图30A描述的第二示例中，除未应用ASK方法(但应用了BPSK方法)的第一信道之外，互相在同相关系中的BPSK的信号成分与ASK的载波信号成分的符号被定义路径条件2的“n”影响。因此，在混频器8402的后级上提供了用于切换解调输出的符号的符号切换单元8464，其是符号设置单元的示例。用于基于定义路径条件2的“n”控制解调信号的符号的控制信号O/E被提供给符号切换单元8464。

在路径差Δd=(n/2)λc的关系中，所接收的信号的BPSK的信号成分与ASK的载波信号成分出现在I轴的正侧还是I轴的负侧被n是奇数还是偶数影响，如图30B所示。

具体地，在n是奇数的情况下，因为，由于存在π的相位延迟或相位被取反所以实数项或cos项是负的(如图18B所示)，所以，在除第一信道之外的信道中，BPSK的信号成分和ASK的载波信号成分出现在I轴的负侧上，如在图30B中所示。因为这表示当n是奇数时所接收信号的相位被取反，所以必须对解调输出的符号取反。

另一方面，在n是偶数的情况下，因为实数项或cos项是正的，如图18B所示，即，没有相位延迟或相位被保持，所以，BPSK的信号成分和ASK的载波信号成分出现在I轴的正侧上，如在图30C中所示。

因此，符号切换单元8464必须依照n是奇数还是偶数而在正负之间切换解调输出的符号。顺便提及，因为实际上在天线的安装阶段知道n是奇数还是偶数，所以预先选择奇数或偶数之一来形成天线而不是通过控制信号切换。

<接收MIMO系统：第三实施例>

图32A至图33示出了应用到上文参照图15A至图25B描述的接收侧的MIMO处理的具体应用的第三示例。该第三示例在下文中被称为第三实施例的接收MIMO系统。

在第三实施例的接收MIMO系统4C中，注入锁定被应用在接收侧上。此外，考虑在接收侧上建立注入锁定的容易性，所有M个信道被用于仅调制幅度的方法，这里为ASK方法。因为所有信道都使用ASK方法，所以可以任意地设置信道数。

此外，图32A中所示的第一示例的接收MIMO系统4C_1具有一对一的配置，其中，传送侧具有单芯片配置，同时接收侧也具有单芯片配置，并且在接收侧上，ASK被应用于一个信道(例如，第一信道ch1)，而所有剩余信道基于由ASK的信道通过注入锁定获得的恢复的载波信号执行同步检测。需要注意，接收MIMO系统4C_1仅必须以混合状态包括：信道，其中基于接收信号通过注入锁定而产生与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号，并且利用用于解调的载波信号来频率转换所接收的调制信号以解调调制信号；以及信道，其中基于由注入锁定产生的用于解调的载波信号来频率转换并解调所接收的调制信号。此外，采用注入锁定的信道数可以不是一个而是小于信道总数的多个。

另一方面，图33所示的第二示例的接收MIMO系统4C_2具有1对N的配置，其中，在包括M个信道的同时，传送侧具有单芯片配置，并且接收侧为每个信道使用半导体芯片203。此外，在接收侧上，注入锁定被应用于每个信道的接收信号。

此外，天线排列被设置为使得路径差Δd满足路径条件2。具体地，天线136和236被排列为使得可以逼近路径差的关系Δd=(n/2)λc。需要注意，在路径差Δd具有依赖方向性的相位特性的情况下，天线136和236被排列为使得可以逼近表达式(5-3)的关系，如上所述。

因为应用路径条件2，所以上文参照图20D描述的第二示例的MIMO处理器604B被用作MIMO处理器604。

在接收侧上的注入锁定的情况中，与输入信号的平均值建立同步，并因此与ASK的载波信号成分同步。结果，可以解调各自的接收信号。

需要注意，如可以从图18A至图18C中推测的，所接收的合成信号的平均电平的幅度受n是奇数还是偶数影响。

具体地，在n是奇数的情况下，因为，由于存在π的相位延迟或相位被取反所以实数项或cos项是负的如图18B所示，所以，非必要波出现为与必要波相反的相位，如在图32B中所示。因此，ASK的有效载波信号成分在电平上下降。换句话说，由接收侧上的天线236接收的合成信号的平均值降低，并且注入锁定变得更少可能被建立。

另一方面，在n是偶数的情况下，因为实数项或cos项是正的，如图18B所示，即，没有相位延迟或相位被保持，所以，非必要波与期望波出现为相同的相位，如在图32C中所示。因此，ASK的有效载波信号成分增加。换句话说，由接收侧上的天线236接收的合成信号的平均值提高，并且注入锁定变得更可能被建立。

此外，关于期望波与非必要波的ASK的载波信号的相位关系，依据“n”是奇数还是偶数，来控制载波信号具有相反的相位关系还是相同的相位关系。然而，载波信号的和的符号不受定义路径条件2的“n”的影响。这是因为，即使它们具有互相相反的相位关系，非必要波也具有比期望波小的电平，并且，载波信号的和永远为正。

在此方式中，在第三实施例中，更优选n是偶数的情况，即Δd=mλc，其中m是等于或大于1的整数的情况，因为，合成信号的平均值更高，而且可以更容易地建立注入锁定。

需要注意，如从图32B所示，在“n”是奇数并且载波信号互相具有相反的相位关系的情况下，因为接收侧上的天线236处的期望波和非必要波的合成信号的相位可能被取反，所以接收侧信号可能变得类似BPSK。例如，为了帮组理解，假定OOK作为ASK的示例。在期望波为“1”的情况下，非必要波电平低于期望波电平，因此，即使非必要波是“1”，接收信号的相位也不被取反。然而，当期望波为“0”时，如果非必要波是“1”，则接收信号的相位被取反。然而，因为利用解调功能单元8400执行同步检测，所以可以毫无问题地解调期望波和非必要波的合成信号。

本申请包含有关在2009年9月29日提交到日本专利局的日本优先权专利申请JP2009-223682中公开的对象，并通过引用将其全文合并到这里。

本领域的技术人员应该理解，根据设计需要等因素可以出现各种修改、组合、子组合以及改变，而它们仍在所附权利要求或它们的等价物的范围中。

Claims (16)

1.一种无线传送系统，包括：

多个天线对，每个所述天线对由互相对应的传送天线和接收天线的组合形成，并且被排列为使得从所述多个天线对中的一个天线对的传送天线传送的无线信号作为期望波直接到达所述一个天线对的接收天线，而从所述多个天线对中与所述一个天线对不同的一个不同天线对的传送天线传送的无线信号作为非必要波直接到达所述一个天线对的接收天线；

对应于每个所述天线对而提供的解调功能单元，用于解调由所述接收天线接收的调制信号；以及

传送特性校正单元，用于基于由对应于所述接收天线的所述解调功能单元解调的解调信号，来执行基于所述传送天线与所述接收天线之间的传送空间的传送特性的校正计算，以获得对应于传送对象信号的输出信号，

其中所述多个天线被布置在封闭空间中，并且

其中，该无线信号为毫米波信号，并且

其中，设置路径差为使得：定义所述传送特性的矩阵的所述期望波的每个元素能够仅由实数项表示，而定义所述传送特性的矩阵的所述非必要波的每个元素能够仅由实数项或仅由虚数项表示，其中，每个所述路径差是所述传送天线与所述接收天线之间的所述期望波的天线间距离以及所述非必要波的天线间距离之间的差，并且

其中，在所述解调功能单元中使用的载波信号的波长由λc表示、并且依赖天线的方向性的相位特性由0表示的情况下，作为所述传送天线与所述接收天线之间的所述期望波的天线间距离以及所述非必要波的天线间距离之间的差的所述路径差被设置为(n/2+1/4)λc，n是0、或者等于或大于1的正整数；或者

在从所述一个天线对的传送天线向所述一个天线对的接收天线的辐射角由θ1表示、并且从所述一个不同天线对的传送天线向所述一个天线对的接收天线的另一辐射角由θ2表示、并且依赖各个天线的方向性的相位特性由和表示的情况下，所述路径差被校正

2.一种无线传送系统，包括：

多个天线对，每个所述天线对由互相对应的传送天线和接收天线的组合形成，并且被排列为使得从所述多个天线对中的一个天线对的传送天线传送的无线信号作为期望波直接到达所述一个天线对的接收天线，而从所述多个天线对中与所述一个天线对不同的一个不同天线对的传送天线传送的无线信号作为非必要波直接到达所述一个天线对的接收天线；

对应于每个所述天线对而提供的解调功能单元，用于解调由所述接收天线接收的调制信号；以及

传送特性校正单元，用于基于由对应于所述接收天线的所述解调功能单元解调的解调信号，来执行基于所述传送天线与所述接收天线之间的传送空间的传送特性的校正计算，以获得对应于传送对象信号的输出信号，

其中所述多个天线被布置在封闭空间中，并且

其中，该无线信号为毫米波信号，并且

其中，设置路径差为使得：定义所述传送特性的矩阵的所述期望波的每个元素能够仅由实数项表示，而定义所述传送特性的矩阵的所述非必要波的每个元素能够仅由实数项或仅由虚数项表示，其中，每个所述路径差是所述传送天线与所述接收天线之间的所述期望波的天线间距离以及所述非必要波的天线间距离之间的差，并且

其中，在所述解调功能单元中使用的载波信号的波长由λc表示、并且依赖天线的方向性的相位特性由0表示的情况下，作为所述传送天线与所述接收天线之间的所述期望波的天线间距离以及所述非必要波的天线间距离之间的差的所述路径差被设置为(n/2)λc，n是0、或者等于或大于1的正整数；或者

在从所述一个天线对的传送天线向所述一个天线对的接收天线的辐射角由θ1表示、并且从所述一个不同天线对的传送天线向所述一个天线对的接收天线的另一辐射角由θ2表示、并且依赖各个天线的方向性的相位特性由和表示的情况下，所述路径差被校正

3.根据权利要求1或2所述的无线传送系统，其中，该多个天线对排列在电子设备的壳体中。

4.根据权利要求1或2所述的无线传送系统，其中，该接收天线排列在不同于排列了传送天线的壳体的另一壳体中。

5.根据权利要求1或2所述的无线传送系统，其中，在该天线对中传送天线和接收天线之间的距离小于十厘米。

6.根据权利要求1或2所述的无线传送系统，其中，该毫米波信号经由介电材料传送。

7.根据权利要求1或2所述的无线传送系统，其中，所述解调功能单元通过由多个接收天线接收的接收信号的正交检测，来执行解调；并且

所述传送特性校正单元针对所述多个接收天线的每个信道，执行仅关于由所述解调功能单元通过所述正交检测解调的解调信号中的期望波的成分的实数项的校正计算，执行仅关于对应于与所述期望波的成分正交的非必要波的成分的虚数项的校正计算，并且，将关于所述期望波的实数项的校正信号、以及关于与关于不同的接收天线的信道的期望波的成分正交的非必要波的成分的虚数项的校正信号相加，以获得对应于所述传送对象信号的输出信号。

8.根据权利要求1或2所述的无线传送系统，其中，所述解调功能单元通过由多个接收天线接收的接收信号的同步检测，来执行解调；并且

所述传送特性校正单元针对所述多个接收天线的每个信道，对于由所述解调功能单元通过同步检测解调的解调成分，执行关于与所述期望波相对应的实数项的校正计算、以及关于与所述非必要波相对应的实数项的校正计算，并且，将关于与所述期望波相对应的实数项的校正信号、以及关于与关于不同的接收天线的信道的非必要波相对应的实数项的校正信号相加，以获得对应于所述传送对象信号的输出信号。

9.根据权利要求1所述的无线传送系统，其中，对应于每个所述天线对而提供用于利用所述传送对象信号调制载波信号、并从相应的传送天线传送所调制的载波信号的调制功能单元，并且，用于多个传送对象信号的所述天线对的至少一个信道的所述调制功能单元采用仅调制所述传送对象信号的幅度的方法，而其余信道的所述调制功能单元采用除了仅调制所述幅度的方法之外的方法；并且

采用仅调制所述传送对象信号的幅度的方法的信道中的所述解调功能单元通过基于接收信号的注入锁定，来产生与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号，利用所述用于解调的载波信号来对所接收的调制信号进行频率转换，并解调所述调制信号；不采用所述注入锁定方法的信道中的所述解调功能单元基于在采用所述注入锁定方法的信道中产生的用于解调的载波信号，对所接收的调制信号进行频率转换，并解调所述调制信号。

10.根据权利要求1所述的无线传送系统，其中，对应于每个所述天线对而提供用于利用所述传送对象信号调制载波信号、并从相应的传送天线传送所调制的载波信号的调制功能单元，并且，用于多个传送对象信号的所述天线对的至少一个信道的所述调制功能单元采用仅调制所述传送对象信号的幅度的方法，而其余信道的所述调制功能单元采用除了仅调制所述幅度的方法之外的方法；

所述解调功能单元针对所述多个传送对象信号的每个，通过基于接收信号的注入锁定来产生与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号，利用用于解调的载频对所接收的调制信号进行频率转换，并解调所述调制信号；

所述无线传送系统还包括为采用除了仅调制所述幅度的方法之外的方法的每个信道提供的移相器，用于移动所述用于解调的载波信号的相位，并将移相之后的用于调制的载波信号提供给对应的解调功能单元。

11.根据权利要求2所述的无线传送系统，其中，对应于每个所述天线对而提供用于利用所述传送对象信号调制载波信号、并从相应的传送天线传送所调制的载波信号的调制功能单元，并且，用于多个传送对象信号的所述天线对的至少一个信道的所述调制功能单元采用仅调制所述传送对象信号的幅度的方法，而其余信道的所述调制功能单元采用除了仅调制所述幅度的方法之外的方法；并且

对于所述多个传送对象信号，采用仅调制所述传送对象信号的幅度的方法的信道中的所述解调功能单元通过基于接收信号的注入锁定，来产生与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号，利用所述用于解调的载波信号来对所接收的调制信号进行频率转换，并解调所述调制信号；不采用所述注入锁定方法的信道中的所述解调功能单元基于在采用所述注入锁定方法的信道中产生的用于解调的载波信号，对所接收的调制信号进行频率转换，并解调所述调制信号。

12.根据权利要求2所述的无线传送系统，其中，对应于每个所述天线对而提供用于利用所述传送对象信号调制载波信号、并从相应的传送天线传送所调制的载波信号的调制功能单元，并且，用于多个传送对象信号的所述天线对的至少一个信道的所述调制功能单元采用仅调制所述传送对象信号的幅度的方法，而其余信道的所述调制功能单元采用除了仅调制所述幅度的方法之外的方法；

所述解调功能单元针对所述多个传送对象信号的每个，通过基于接收信号的注入锁定来产生与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号，利用用于解调的载频对所接收的调制信号进行频率转换，并解调所述调制信号；

所述无线传送系统还包括在采用除了仅调制所述幅度的方法之外的方法的信道上提供的符号设置单元，用于设置从所述解调功能单元输出的输出信号的符号。

13.根据权利要求2所述的无线传送系统，其中，对应于每个所述天线对而提供用于利用所述传送对象信号调制载波信号、并从相应的传送天线传送所调制的载波信号的调制功能单元，并且，用于多个传送对象信号的所有信道的所述调制功能单元采用仅调制所述传送对象信号的幅度的方法；并且

所述解调功能单元以混合状态包括：信道，用于通过基于接收信号的注入锁定来产生与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号，利用所述用于解调的载波信号对所接收的调制信号进行频率转换，然后解调频率转换后的调制信号；以及另一信道，用于基于由所述注入锁定产生的用于解调的载波信号，对所接收的调制信号进行频率转换，并解调频率转换后的调制信号。

14.根据权利要求13所述的无线传送系统，其中，按照单个信道，通过注入锁定来产生所述用于解调的载波信号。

15.根据权利要求2所述的无线传送系统，其中，对应于每个所述天线对而提供用于利用所述传送对象信号调制载波信号、并从相应的传送天线传送所调制的载波信号的调制功能单元，并且，用于多个传送对象信号的所有信道的所述调制功能单元采用仅调制所述传送对象信号的幅度的方法；并且

接收侧上的无线通信装置的每个所述解调功能单元针对所述多个传送对象信号的每个，通过基于接收信号的注入锁定产生与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号，利用所述用于解调的载波信号对所接收的调制信号进行频率转换，并解调频率转换后的调制信号。

16.根据权利要求1或2所述的无线传送系统，其中，被所述解调功能单元使用的载波信号具有对所有信道公共的频率。