JP5973396B2 - 無線通信装置、及び信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信装置、及び信号処理方法に関する。

近年、限られた周波数帯域でギガビット級の高速無線通信を実現することが求められている。その実現方法の一つに、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）伝送技術がある。ＭＩＭＯ伝送技術では、複数の送信アンテナから同一時間、同一周波数で異なる信号を送信し、送信アンテナと受信アンテナとの間のマルチパス環境を利用することによって、受信側で信号処理により各信号を分離し、復号する。これにより、使用周波数帯域を広げることなく、送受アンテナ素子数に応じて通信速度を向上することができる。

一般的なＭＩＭＯ伝送はマルチパス環境が前提とされている。マルチパス環境でない場合、複数の伝搬経路がほぼ等しくなり、空間相関が大きくなるため信号分離が困難になりチャネル容量が減少する。しかし、送信アンテナと受信アンテナとが近接したマルチパス環境でない近距離通信においても、非特許文献１に示されているようにＭＩＭＯのアレーアンテナの素子間隔と送信アンテナと受信アンテナとの間の距離を適切に設定することにより、空間相関を小さくしてＭＩＭＯ伝送技術が適用可能となる。以下、近距離通信におけるＭＩＭＯ伝送を近距離ＭＩＭＯと呼称する。

図３は、近距離ＭＩＭＯにおけるアンテナ素子の配置例を示す図である。同図に示す配置例において、送信側のアンテナ素子数と受信側のアンテナ素子数とは、いずれもＭ個（Ｍは、Ｍ≧２の正整数）である。これら送信側のアンテナ素子Ｔｘ_ｊ（ｊは、１≦ｊ≦Ｍの正整数）は、平面ＰＴ上に配置され、また、受信側のアンテナ素子Ｒｘ_ｉ（ｉは、１≦ｉ≦Ｍの正整数）は、平面ＰＲ上に配置されており、受信側のアンテナ素子は送信側のアンテナ素子に対向した位置に配置されている。平面ＰＴと平面ＰＲとの距離が通信距離であり、通信距離をＤとする。また、送信側のアンテナ素子間の間隔、及び受信側のアンテナ素子間の間隔をｄとする。以下では、Ｍ＝２の場合、すなわち２×２（２入力２出力）近距離ＭＩＭＯの場合について説明する。

図４は、従来のディジタル数値演算回路によるウェイト演算回路９１を用いた２×２近距離ＭＩＭＯ無線通信装置９の構成を示すブロック図である。同図に示す無線通信装置９は、送信側のアンテナ素子Ｔｘ_１及びＴｘ_２としてのアンテナ１１−１及び１１−２から送信された信号ｓ_１及びｓ_２を、受信側のアンテナ素子Ｒｘ_１及びＲｘ_２としてのアンテナ２１−１及び２１−２で受信した信号から信号ｓ’_１及びｓ’_２を取得する。アンテナ１１−１及び１１−２は送信側のアレーアンテナを構成し、アンテナ２１−１及び２１−２は受信側のアレーアンテナを構成している。

無線通信装置９は、前述のアンテナ２１−１及び２１−２、直交復調器２２−１及び２２−２、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ：Analog-Digital Converter）２３−１〜２３−４、複素合成器２５−１及び２５−２、並びに、ウェイト演算回路９１を備えている。

直交復調器２２−１は、局部発振器２２１、９０度移相器２２２、並びに、混合器２２３及び２２４を備えている。局部発振器２２１は、送信側の無線通信装置から送信された信号を所定のベースバンド周波数にダウンコンバートする際に用いる局部発振信号を生成する。９０度移相器２２２は、局部発振器２２１が生成した局部発振信号の位相を９０度ずらして混合器２２３に入力する。混合器２２３は、アンテナ２１−１において受信された受信信号ｒ_１と、９０度移相された局部発振信号とを合成して受信信号ｒ_１をダウンコンバートする。混合器２２３は、ダウンコンバートにより得られた信号を直交成分のベースバンド信号として出力する。混合器２２４は、受信信号ｒ_１と局部発振信号とを合成して受信信号ｒ_１をダウンコンバートする。混合器２２４は、ダウンコンバートにより得られた信号を同相成分のベースバンド信号として出力する。

直交復調器２２−２は、直交復調器２２−１と同じ構成を有しており、アンテナ２１−２において受信された受信信号ｒ_２を入力し、受信信号ｒ_２をダウンコンバートして同相成分及び直交成分それぞれのベースバンド信号を出力する。

アナログ・ディジタル変換器２３−１は、直交復調器２２−１が出力する同相成分のベースバンド信号をディジタル信号に変換して複素合成器２５−１に出力する。アナログ・ディジタル変換器２３−２は、直交復調器２２−１が出力する直交成分のベースバンド信号をディジタル信号に変換して複素合成器２５−１に出力する。

アナログ・ディジタル変換器２３−３は、直交復調器２２−２が出力する同相成分のベースバンド信号をディジタル信号に変換して複素合成器２５−２に出力する。アナログ・ディジタル変換器２３−４は、直交復調器２２−２が出力する直交成分のベースバンド信号をディジタル信号に変換して複素合成器２５−２に出力する。

複素合成器２５−１は、アナログ・ディジタル変換器２３−１から出力されるディジタル化された同相成分のベースバンド信号を複素数の実部とし、アナログ・ディジタル変換器２３−２から出力されるディジタル化された直交成分のベースバンド信号を複素数の虚部とした複素信号を合成してウェイト演算回路９１に出力する。

複素合成器２５−２は、アナログ・ディジタル変換器２３−３から出力されるディジタル化された同相成分のベースバンド信号を複素数の実部とし、アナログ・ディジタル変換器２３−４から出力されるディジタル化された直交成分のベースバンド信号を虚部とした複素信号を合成してウェイト演算回路９１に出力する。

ここで、送信側のアンテナ１１−１及び１１−２から送信される信号と、無線通信装置９のアンテナ２１−１及び２１−２において受信される信号との関係を示すチャネル行列Ｈを次式（１）とすると、受信信号ｒ_１及びｒ_２は次式（２）で表される。

ただし、式（１）におけるｈ_ｉｊ（ｉ，ｊは、それぞれ２以下の正整数）は、送信アンテナ素子Ｔｘ_ｊから受信アンテナ素子Ｒｘ_ｉへのチャネル応答値である。式（２）において、ｓ_ｊは送信アンテナ素子Ｔｘ_ｊから送信される信号であり、ｒ_ｉは受信アンテナ素子Ｒｘ_ｉで受信される信号であり、ｎ_ｉは受信信号に含まれる雑音成分である。

無線通信装置９において、受信信号に対する信号分離のための受信ウェイト行列Ｗを次式（３）のように表すと、ウェイト演算回路９１から出力される信号ｓ'_１及びｓ’_２は次式（４）で表される。

ただし、ｗ_ｉｊ（ｉ，ｊはそれぞれ２以下の正整数）は、送信アンテナ素子Ｔｘ_ｉから送信されたデータ系列に対応するデータ系列ｓ’_ｉを抽出するために、受信アンテナ素子Ｒｘ_ｊで受信した信号に対して乗算するウェイトである。ウェイトｗ_ｉｊは、一般的に複素数のディジタル信号である。

ウェイト演算回路９１は、複素乗算器９１１〜９１４、並びに、複素加算器９１５及び９１６を備えている。複素乗算器９１１は、複素合成器２５−１が合成した複素数のディジタル信号に対してウェイトｗ_１１を乗算して複素加算器９１５に出力する。複素乗算器９１２は、複素合成器２５−１が合成した複素数のディジタル信号に対してウェイトｗ_１２を乗算して複素加算器９１５に出力する。複素乗算器９１３は、複素合成器２５−１が合成した複素数のディジタル信号に対してウェイトｗ_２１を乗算して複素加算器９１６に出力する。複素乗算器９１４は、複素合成器２５−２が合成した複素数のディジタル信号に対してウェイトｗ_２２を乗算して複素加算器９１６に出力する。

複素加算器９１５は、複素乗算器９１１における乗算結果と複素乗算器９１２における乗算結果とを加算し、加算結果を信号ｓ'_１として出力する。複素加算器９１６は、複素乗算器９１３における乗算結果と複素乗算器９１４における乗算結果とを加算し、加算結果を信号ｓ'_２として出力する。

一方、特許文献１には、アンテナ素子間隔をチャネル容量が最大となる最適素子間隔ｄ_ｏｐｔにした場合、ウェイト演算回路をアナログ回路で合成できることが示されている。２×２近距離ＭＩＭＯでは、各チャネルの位相差θ_Ｈ＝ｔａｎ^−１（ｈ_２１／ｈ_１１）＝ｔａｎ^−１（ｈ_１２／ｈ_２２）が９０度になるアンテナ素子間隔の場合にチャネル容量が最大となる。ウェイトを決定する信号処理方法としてゼロフォーシング（ＺＦ：Zero forcing）を用いた場合の最適素子間隔ｄ_ｏｐｔにおけるウェイト行列Ｗ_ＺＦは次式（５）で表される。

式（５）において、非対角項では虚部の大きさが実部の大きさよりも十分に大きく、かつ非対角項の絶対値と対角項の絶対値とがほぼ等しいことから、ウェイト行列Ｗ_ＺＦは次式（６）で近似することができる。

式（６）のウェイト行列Ｗ_ＺＦはアナログ回路で構成できる。図５は、従来のアナログ回路によるウェイト演算回路９２を用いた近距離ＭＩＭＯ無線通信装置９Ａの構成を示すブロック図である。同図に示す無線通信装置９Ａは、無線通信装置９（図４）と同様に、送信側の無線通信装置のアンテナ１１−１及び１１−２から送信された信号ｓ_１及びｓ_２を、自装置のアンテナ２１−１及び２１−２で受信した信号から信号ｓ’_１及びｓ’_２を取得する。

無線通信装置９は、アンテナ２１−１及び２１−２、アナログ回路によるウェイト演算回路９２、直交復調器２２−１及び２２−２、アナログ・ディジタル変換器２３−１〜２３−４、並びに、複素合成器２５−１及び２５−２を備えている。なお、図４に示した無線通信装置９と同じものには同じ符号を付して、その説明を省略する。

ウェイト演算回路９２は、９０度移相器９２１及び９２２、並びに、合成器９２３及び９２４を備えている。９０度移相器９２１は、アンテナ２１−２において受信された受信信号ｒ_２の移相を９０度ずらして合成器９２３に出力する。９０度移相器９２２は、アンテナ２１−１において受信された受信信号ｒ_１の移相を９０度ずらして合成器９２４に出力する。合成器９２３は、９０度移相器９２１の出力と受信信号ｒ_１とを合成して直交復調器２２−１に出力する。合成器９２４は、９０度移相器９２２の出力と受信信号ｒ_２とを合成して直交復調器２２−２に出力する。

ウェイト演算回路９２では、前述のように構成されたアナログ回路により、受信信号ｒ_１及びｒ_２が信号分離され、信号分離により得られる２つの信号が直交復調器２２−１及び２２−２に出力される。信号分離により得られた２つの信号のうち一方の信号は、直交復調器２２−１において同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）との直交した２信号のペースバンド信号に変換される。信号分離により得られた２つの信号のうち他方の信号は、直交復調器２２−２において同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）との直交した２信号のベースバンド信号に変換される。

直交復調器２２−１において得られた同相信号と直交信号とを含むベースバンド信号は、アナログ・ディジタル変換器２３−１及び２３−２によりディジタル信号に変換された後、ディジタル化された同相信号を複素数の実部とし、ディジタル化された直交信号を複素数の虚部とした複素信号ｓ’_１に複素合成器２５−１において変換される。直交復調器２２−２において得られた同相信号と直交信号とを含むベースバンド信号は、アナログ・ディジタル変換器２３−３及び２３−４によりディジタル信号に変換にされた後、ディジタル化された同相信号を複素数の実部とし、ディジタル化された直交信号を複素数の虚部とした複素信号ｓ'_２に複素合成器２５−２において変換される。

無線通信装置９Ａでは、複素合成器２５−１及び２５−２から出力される信号ｓ’_１及びｓ’_２に対する復調や復号化等の処理が行われる。

特開２０１３−０５５６０４号公報

本間、西森、関、溝口、「近傍ＭＩＭＯ通信における伝送容量の評価」、信学技報、Ａ・Ｐ２００８−１２５、２００８年１１月

図４に示す従来のディジタル数値演算回路によるウェイト演算回路９１では、演算負荷の大きい乗算器が多く必要となる。例えば、複素数Ｘ（＝Ｘ_Ｒ＋ｊＸ_Ｉ）と複素数Ｃ（＝Ｃ_Ｒ＋ｊＣ_Ｉ）とを乗算して複素数Ｙ（＝Ｙ_Ｒ＋ｊＹ_Ｉ）になるとすると、次式（７）で表される。なお、ｊは虚数単位を示す。

式（７）にも表れているように、１個の複素乗算器は４個の実数の乗算器を含み構成される。送受信アンテナ素子数がＭ個である場合、ウェイト演算回路９１ではＭ^２個の複素乗算器が必要であり、４Ｍ^２個の実数の乗算器を含み構成されることになる。従って、送受信アンテナ素子数が増えると、冪乗で急速に必要となる乗算器の数が増えて演算負荷が大きくなるという問題がある。

一方で、図５に示したアナログ回路によるウェイト演算回路９２では、アナログ回路の不完全性が問題となる。特に９０度移相器は、広帯域な特性を得ることが難しく、広帯域な変調信号に対して良好な特性を得ることが難しいという問題がある。

上記事情に鑑み、本発明は、演算負荷の増加を抑えつつ、広帯域な変調信号に対して良好な特性を得ることができる無線通信装置、及び信号処理方法を提供することを目的としている。

本発明の一態様は、２つのアンテナ素子を有する第１のアレーアンテナから送信された送信信号を受信する２つのアンテナ素子を有する第２のアレーアンテナを備え、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である無線通信装置であって、前記第２のアレーアンテナに含まれる前記アンテナ素子のうち、一方のアンテナ素子で受信した信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第１のベースバンド信号に変換する第１の直交復調部と、前記第２のアレーアンテナに含まれる前記アンテナ素子のうち、他方のアンテナ素子で受信した信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第２のベースバンド信号に変換する第２の直交復調部と、前記第１のベースバンド信号の同相信号をディジタル信号に変換して出力する第１のアナログ・ディジタル変換部と、前記第１のベースバンド信号の直交信号をディジタル信号に変換して出力する第２のアナログ・ディジタル変換部と、前記第２のベースバンド信号の同相信号をディジタル信号に変換して出力する第３のアナログ・ディジタル変換部と、前記第２のベースバンド信号の直交信号をディジタル信号に変換して出力する第４のアナログ・ディジタル変換部と、前記第１のアナログ・ディジタル変換部の出力から前記第４のアナログ・ディジタル変換部の出力を減算した結果を実部とし、前記第２のアナログ・ディジタル変換部の出力と前記第３のアナログ・ディジタル変換部の出力とを加算した結果を虚部とした複素数の第１の出力信号、及び、前記第３のアナログ・ディジタル変換部の出力から前記第２のアナログ・ディジタル変換部の出力を減算した結果を実部とし、前記第４のアナログ・ディジタル変換部の出力と前記第１のアナログ・ディジタル変換部の出力とを加算した結果を虚部とした複素数の第２の出力信号を算出するウェイト演算部とを備えることを特徴とする無線通信装置である。

また、本発明の一態様は、２つのアンテナ素子を有する第１のアレーアンテナから送信された送信信号を受信する２つのアンテナ素子を有する第２のアレーアンテナを備え、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である無線通信装置であって、前記第２のアレーアンテナに含まれるアンテナ素子のうち、一方のアンテナ素子で受信した信号をディジタル信号に変換して出力する第１のアナログ・ディジタル変換部と、前記第２のアレーアンテナに含まれるアンテナ素子のうち、他方のアンテナ素子で受信した信号をディジタル信号に変換して出力する第２のアナログ・ディジタル変換部と、前記第１のアナログ・ディジタル変換部が出力するディジタル信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第１のベースバンド信号に変換する第１の直交復調部と、前記第２のアナログ・ディジタル変換部が出力するディジタル信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第２のベースバンド信号に変換する第２の直交復調部と、前記第１のベースバンド信号の同相信号から前記第２のベースバンド信号の直交信号を減算した結果を実部とし、前記第１のベースバンド信号の直交信号と前記第２のベースバンド信号の同相信号とを加算した結果を虚部とした複素数の第１の出力信号、及び、前記第２のベースバンド信号の同相信号から前記第１のベースバンド信号の直交信号を減算した結果を実部とし、前記第２のベースバンド信号の直交信号と前記第１のベースバンド信号の同相信号とを加算した結果を虚部とした複素数の第２の出力信号を算出するウェイト演算部とを備えることを特徴とする無線通信装置である。

また、本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を有する第１のアレーアンテナから送信された送信信号を受信する複数のアンテナ素子を有する第２のアレーアンテナを備え、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である無線通信装置であって、前記第２のアレーアンテナに含まれるアンテナ素子で受信した受信信号それぞれを互いに直交する同相信号と直交信号からなる一組のディジタル信号に変換する直交復調部と、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である場合に得られるウェイト行列であって要素それぞれが１、−１、ｊ（虚数単位）、又は−ｊのいずれかであるウェイト行列と、前記受信信号それぞれから得られた一組のディジタル信号の同相信号を実部、直交信号を虚部とする複素数との積を算出することにより、前記送信信号それぞれに対応する信号を算出する信号分離を行うウェイト演算部とを備え、前記ウェイト演算部は、前記一組のディジタル信号で表される複素数と前記ウェイト行列との積を算出する際、前記要素が１であるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数を変更せず、前記要素が−１であるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数の実部、虚部の符号を変更し、前記要素がｊであるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数の実部と虚部とを入れ替えた上で実部の符号を変更し、前記要素が−ｊであるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数の実部と虚部とを入れ替えた上で虚部の符号を変更し、実部同士、虚部同士の加算を行うことを特徴とする無線通信装置である。

また、本発明の一態様は、２つのアンテナ素子を有する第１のアレーアンテナから送信された送信信号を受信する２つのアンテナ素子を有する第２のアレーアンテナを備え、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である無線通信装置における信号処理方法であって、前記第２のアレーアンテナに含まれる前記アンテナ素子のうち、一方のアンテナ素子で受信した信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第１のベースバンド信号に変換する第１の直交復調ステップと、前記第２のアレーアンテナに含まれる前記アンテナ素子のうち、他方のアンテナ素子で受信した信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第２のベースバンド信号に変換する第２の直交復調ステップと、前記第１のベースバンド信号の同相信号をディジタル信号に変換して出力する第１のアナログ・ディジタル変換ステップと、前記第１のベースバンド信号の直交信号をディジタル信号に変換して出力する第２のアナログ・ディジタル変換ステップと、前記第２のベースバンド信号の同相信号をディジタル信号に変換して出力する第３のアナログ・ディジタル変換ステップと、前記第２のベースバンド信号の直交信号をディジタル信号に変換して出力する第４のアナログ・ディジタル変換ステップと、前記第１のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果から前記第４のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果を減算した結果を実部とし、前記第２のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果と前記第３のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果とを加算した結果を虚部とした複素数の第１の出力信号、及び、前記第３のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果から前記第２のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果を減算した結果を実部とし、前記第４のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果と前記第１のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果とを加算した結果を虚部とした複素数の第２の出力信号を算出するウェイト演算ステップとを有することを特徴とする信号処理方法である。

また、本発明の一態様は、２つのアンテナ素子を有する第１のアレーアンテナから送信された送信信号を受信する２つのアンテナ素子を有する第２のアレーアンテナを備え、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である無線通信装置における信号処理方法であって、前記第２のアレーアンテナに含まれるアンテナ素子のうち、一方のアンテナ素子で受信した信号をディジタル信号に変換して出力する第１のアナログ・ディジタル変換ステップと、前記第２のアレーアンテナに含まれるアンテナ素子のうち、他方のアンテナ素子で受信した信号をディジタル信号に変換して出力する第２のアナログ・ディジタル変換ステップと、前記第１のアナログ・ディジタル変換ステップにおいて出力されるディジタル信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第１のベースバンド信号に変換する第１の直交復調ステップと、前記第２のアナログ・ディジタル変換ステップにおいて出力されるディジタル信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第２のベースバンド信号に変換する第２の直交復調ステップと、前記第１のベースバンド信号の同相信号から前記第２のベースバンド信号の直交信号を減算した結果を実部とし、前記第１のベースバンド信号の直交信号と前記第２のベースバンド信号の同相信号とを加算した結果を虚部とした複素数の第１の出力信号、及び、前記第２のベースバンド信号の同相信号から前記第１のベースバンド信号の直交信号を減算した結果を実部とし、前記第２のベースバンド信号の直交成分と前記第１のベースバンド信号の同相信号とを加算した結果を虚部とした複素数の第２の出力信号を算出するウェイト演算ステップとを有することを特徴とする信号処理方法である。

また、本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を有する第１のアレーアンテナから送信された送信信号を受信する複数のアンテナ素子を有する第２のアレーアンテナを備え、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である無線通信装置における信号処理方法であって、前記第２のアレーアンテナに含まれるアンテナ素子で受信した受信信号それぞれを互いに直交する同相信号と直交信号からなる一組のディジタル信号に変換する直交復調ステップと、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である場合に得られるウェイト行列であって要素それぞれが１、−１、ｊ（虚数単位）、又は−ｊのいずれかであるウェイト行列と、前記受信信号それぞれから得られた一組のディジタル信号の同相信号を実部、直交信号を虚部とする複素数との積を算出することにより、前記送信信号それぞれに対応する信号を算出する信号分離を行うウェイト演算ステップとを備え、前記ウェイト演算ステップでは、前記一組のディジタル信号で表される複素数と前記ウェイト行列との積を算出する際、前記要素が１であるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数を変更せず、前記要素が−１であるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数の実部、虚部の符号を変更し、前記要素がｊであるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数の実部と虚部とを入れ替えた上で実部の符号を変更し、前記要素が−ｊであるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数の実部と虚部とを入れ替えた上で虚部の符号を変更し、実部同士、虚部同士の加算を行うことを特徴とする信号処理方法である。

本発明により、アレーアンテナの各アンテナ素子で受信した信号に対する信号分離の演算をディジタルの加減算で行うことができるので、演算負荷の増加を抑えつつ、広帯域な変調信号に対して良好な特性を得ることが可能となる。

本発明に係る第１の実施形態における近距離ＭＩＭＯの無線通信装置２の構成を示すブロック図である。 第２の実施形態における近距離ＭＩＭＯの無線通信装置２Ａの構成を示すブロック図である。 近距離ＭＩＭＯにおけるアンテナ素子の配置例を示す図である。 従来のディジタル数値演算回路によるウェイト演算回路９１を用いた２×２近距離ＭＩＭＯ無線通信装置９の構成を示すブロック図である。 従来のアナログ回路によるウェイト演算回路９２を用いた近距離ＭＩＭＯ無線通信装置９Ａの構成を示すブロック図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態における無線通信装置、及び信号処理方法を説明する。なお、各図面において、同一又は対応する構成には同一の符号を付している。また、以下の説明では、２×２近距離ＭＩＭＯの場合について説明する。

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明に係る第１の実施形態における近距離ＭＩＭＯの無線通信装置２の構成を示すブロック図である。同図に示すように、無線通信装置２は、アンテナ２１−１及び２１−２、直交復調器２２−１及び２２−２、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）２３−１〜２３−４、ウェイト演算回路２４、並びに、複素合成器２５−１及び２５−２を備えている。なお、図４に示した無線通信装置９における同一又は対応する構成についての説明を省略する。

ウェイト演算回路２４は、２つの減算器２４１及び２４３、並びに、２つの加算器２４２及び２４４を備えている。減算器２４１は、アナログ・ディジタル変換器２３−１の出力からアナログ・ディジタル変換器２３−４の出力を減算して複素合成器２５−１に出力する。加算器２４２は、アナログ・ディジタル変換器２３−２の出力とアナログ・ディジタル変換器２３−３の出力とを加算して複素合成器２５−１に出力する。減算器２４３は、アナログ・ディジタル変換器２３−３の出力からアナログ・ディジタル変換器２３−４の出力を減算して複素合成器２５−２に出力する。加算器２４４は、アナログ・ディジタル変換器２３−１の出力とアナログ・ディジタル変換器２３−４の出力とを加算して複素合成器２５−２に出力する。

無線通信装置２において、アンテナ２１−１において受信された受信信号ｒ_１は、直交復調器２２−１により同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）との互いに直交した２信号を含むベースバンド信号に変換される。また、アンテナ２１−２において受信された受信信号ｒ_２は、直交復調器２２−２により同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）との直交した２信号を含むベースバンド信号に変換される。

直交復調器２２−１及び２２−２において変換された２組の２信号のベースバンド信号は、アナログ・ディジタル変換器２３−１〜２３−４によりディジタル信号に変換される。このとき、同相信号（Ｉ信号）を複素数のディジタル信号の実部とし、直交信号（Ｑ信号）を複素数のディジタル信号の虚部とする。

ウェイト演算回路２４において、２組の複素数のディジタル信号の一方のディジタル信号の実部から他方のディジタル信号の実部を減算して、減算結果を出力信号の実部としている。また、２組の複素数のディジタル信号の一方のディジタル信号の虚部と他方のディジタル信号の虚部とを加算して出力信号の虚部としている。

ここで、アナログ・ディジタル変換器２３−１が出力する信号をｒ_１Ｒｅとし、アナログ・ディジタル変換器２３−２が出力する信号をｒ_１Ｉｍとし、アナログ・ディジタル変換器２３−３が出力する信号をｒ_２Ｒｅとし、アナログ・ディジタル変換器２３−４が出力する信号をｒ_２Ｉｍとする。また、減算器２４１が出力する信号をｓ’_１Ｒｅとし、加算器２４２が出力する信号をｓ’_１Ｉｍとし、減算器２４３が出力する信号をｓ’_２Ｒｅとし、加算器２４４が出力する信号をｓ’_２Ｉｍとする。このとき、ウェイト演算回路２４における処理は、次式（８）及び次式（９）で表される。

式（８）、式（９）をまとめると次式（１０）になる。

式（１０）は、近距離ＭＩＭＯの信号分離を示す式（４）に、ウェイトを決定する信号処理方法としてゼロフォーシングを用いた場合の最適素子間隔ｄ_ｏｐｔにおけるウェイト行列Ｗ_ＺＦである式（６）を用いた場合と等しい。すなわち、チャネル容量が最大になる最適素子間隔ｄ_ｏｐｔに送信側及び受信側のアンテナ素子間隔が設定されたときには、加算器と減算器のみで構成したウェイト演算回路２４によって近距離ＭＩＭＯの信号分離ができることを示している。

ウェイト演算回路２４における信号分離で得られた２信号のディジタル信号（ｓ’_１Ｒｅ，ｓ’_１Ｉｍ）は、複素合成器２５−１において、信号ｓ’_１Ｒｅを実部とし、信号ｓ’_１Ｒｅを虚部とした複素数のディジタル信号ｓ’_１に合成される。また、ウェイト演算回路２４における信号分離で得られた２信号のディジタル信号（ｓ’_２Ｒｅ，ｓ’_２Ｉｍ）は、複素合成器２５−２において、信号ｓ’_２Ｒｅを実部とし、信号ｓ’_２Ｉｍを虚部とした複素数のディジタル信号ｓ’_２に合成される。無線通信装置２では、複素合成器２５−１及び２５−２から出力される信号ｓ'_１及びｓ’_２に対する復調や復号化等の処理が行われる。

Ｍ×ＭのＭＩＭＯの無線通信装置におけるウェイト演算回路の比較を表１に示す。表１は、ウェイト演算回路の構成における回路規模を示す図である。本実施形態におけるウェイト演算回路２４は、乗算器を用いない構成であるため演算負荷を抑えることができ、またアナログ回路を用いない構成であるため広帯域な変調信号に対しても良好な特性を得ることができる。すなわち、高精度かつ低演算量のウェイト演算回路を構成することができる。

＜第２の実施形態＞
図２は、第２の実施形態における近距離ＭＩＭＯの無線通信装置２Ａの構成を示すブロック図である。同図に示すように無線通信装置２Ａは、アンテナ２１−１及び２１−２、アナログ・ディジタル変換器２３−１及び２３−２、ディジタル演算回路による直交復調器２６−１及び２６−２、ウェイト演算回路２４、並びに、複素合成器２５−１及び２５−２を備える。なお、図１に示した無線通信装置２における同一又は対応する構成についての説明を省略する。

本実施形態の直交復調器２６−１及び２６−２は、第１の実施形態における直交復調器２２−１及び２２−２がアナログ信号を処理するのに対して、ディジタル信号を処理する。直交復調器２６−１は、数値制御オシレータ（ＮＣＯ：Numerical Controlled Oscillator）２６１、９０度移相器２６２、並びに、混合器２６３及び２６４を備えている。数値制御オシレータ２６１は、予め定められた周期及び振幅の正弦波のディジタル信号を生成し、当該信号を局部発振信号として出力する。
９０度移相器２６２は、数値制御オシレータ２６１が出力する局部発振信号の位相を９０度ずらして混合器２６３に入力する。

混合器２６３は、９０度移相された局部発振信号とアナログ・ディジタル変換器２３−１において受信信号ｒ_１をディジタル化して得られた信号とを混合して当該信号をダウンコンバートする。混合器２６３は、ダウンコンバートにより得られた信号を直交信号（Ｑ信号）としてウェイト演算回路２４に出力する。混合器２６４は、数値制御オシレータ２６１が出力する局部発振信号と、アナログ・ディジタル変換器２３−１において受信信号ｒ_１をディジタル化して得られた信号と混合して当該信号をダウンコンバートする。混合器２６４は、ダウンコンバートにより得られた信号を同相信号（Ｉ信号）としてウェイト演算回路２４に出力する。

直交復調器２６−２は、直交復調器２６−１と同様の構成を有しており、アナログ・ディジタル変換器２３−２において受信信号ｒ_２をディジタル化して得られた信号を入力し、当該信号をダウンコンバートして同相信号と直交信号とからなる１組のベースバンド信号をウェイト演算回路２４に出力する。

ディジタル数値演算を行う直交復調器２６−１及び２６−２は、前述の構成を有することにより、直交精度の不完全性のない高精度の１組のベースバンド信号を得ることができる。ただし、本実施形態においては、アナログ・ディジタル変換器２３−１及び２３−２に対しては、動作速度の高速性が要求されることになる。

無線通信装置２Ａにおいて、アンテナ２１−１で受信された受信信号ｒ_１は、アナログ・ディジタル変換器２３−１によりディジタル信号に変換され、直交復調器２６−１に入力される。受信信号ｒ_１をディジタル化した信号は、直交復調器２６−１においてダウンコンバートされ、同相信号と直交信号との１組のベースバンド信号に変換されてウェイト演算回路２４に入力される。

また、アンテナ２１−２で受信された受信信号ｒ_２は、アナログ・ディジタル変換器２３−２によりディジタル信号に変換され、直交復調器２６−２に入力される。受信信号ｒ_２をディジタル化した信号は、直交復調器２６−２においてダウンコンバートされ、同相信号と直交信号との直交した２信号のベースバンド信号に変換されてウェイト演算回路２４に入力される。

ウェイト演算回路２４に入力される２組のベースバンド信号のうち、ベースバンド信号の同相信号は複素数のディジタル信号の実部として、ベースバンド信号の直交信号は複素数のディジタル信号の虚部として扱われる。ウェイト演算回路２４では入力される２組のベースバンド信号の一方のベースバンド信号の実部から他方のベースバンド信号の虚部を減算して、出力する２組の信号の一方の実部とする。また、２組のベースバンド信号の一方のベースバンド信号の虚部と他方のベースバンド信号の実部とを加算して、出力する２組の信号の一方の虚部とする。

ウェイト演算回路２４の動作は第１の実施形態と同じであり、送信側及び受信側のアンテナ素子間隔ｄを最適素子間隔ｄ_ｏｐｔに設定したときには、加算器と減算器のみで構成したウェイト演算回路２４によって近距離ＭＩＭＯの信号分離ができる。すなわち、本実施形態の無線通信装置２Ａにおいても、ウェイト演算回路２４では乗算器を用いず、かつアナログ回路を用いないため、演算負荷を抑えることができ、広帯域な変調信号に対しても良好な特性を得ることができる。すなわち、高精度かつ低演算量のウェイト演算回路を構成することができる。

また、本実施形態における無線通信装置２Ａでは、直交復調器２６−１及び２６−２が受信信号のダウンコンバートと同相信号及び直交信号とへの変換をディジタル信号処理として行っている。これにより、広帯域に亘って安定した特性を得ることが容易になり、第１の実施形態の無線通信装置２に比べ、広帯域な変調信号に対して更に良好な特性を得ることができる。

＜第３の実施形態＞
第１及び第２の実施形態において示したウェイト演算回路２４では、２×２の近距離ＭＩＭＯの信号分離を行う構成について説明したが、２×２の近距離ＭＩＭＯの信号分離以外であってもよい。第３の実施形態では、４×４の近距離ＭＩＭＯの信号分離を行うウェイト演算回路の構成について説明する。

４×４の近距離ＭＩＭＯに対してウェイトを決定する信号処理方法としてゼロフォーシングを用いた場合の最適素子間隔ｄ_ｏｐｔにおけるウェイト行列Ｗ_ＺＦの近似式が特許文献１に開示されている。これを次式（１１）に示す。

式（１１）におけるウェイト行列Ｗ_ＺＦの各要素ｗ_ｉｊ（ｉ，ｊは、それぞれ４以下の正整数）は、送信アンテナ素子Ｔｘ_ｉから送信されるデータ系列に対応するデータ系列ｓ’_ｉを抽出するために、受信アンテナ素子Ｒｘ_ｊで受信した信号に対して乗算するウェイトを示す。複素数Ｘ＝Ｘ_Ｒ＋ｊＸ_Ｉに虚数単位ｊを掛けるとｊＸ＝−Ｘ_Ｉ＋ｊＸ_Ｒとなることから、複素数Ｘに虚数単位ｊを掛ける演算は実部と虚部とを入れ替えた上で実部の符号を変更することに等しい。また、複素数Ｘに１を掛ける演算は実部、虚部ともに変更しないことに等しく、複素数Ｘに−１を掛ける演算は実部、虚部ともに符号を変更することに等しい。

従って、送信側及び受信側のアンテナ素子間隔ｄを最適素子間隔ｄ_ｏｐｔに設定した場合には、受信アンテナ素子で受信された受信信号から得られる同相信号と直交信号との直交した２信号のディジタル化されたベースバンド信号を複素数として扱い、式（１１）に基づいて前述の演算を行うことにより、４×４の近距離ＭＩＭＯの信号分離を行うことができる。すなわち、ウェイト演算回路は、ベースバンド信号からなるベクトルと式（１１）の行列との積を算出することにより、送信側のアンテナ素子それぞれから送信された信号に対応する信号を算出することができる。

例えば、式（１１）右辺のウェイト行列Ｗ_ＺＦの１行目（１，ｊ，ｊ，−１）は、送信アンテナ素子Ｔｘ_１から送信されるデータ系列に対応するデータ系列ｓ’_１を抽出するウェイトを示している。１行目（１，ｊ，ｊ，−１）に基づいて前述の演算を行うと、受信アンテナ素子Ｒｘ_１で受信した信号に対しては実部、虚部ともに変更なし、受信アンテナ素子Ｒｘ_２で受信した信号に対しては実部と虚部とを入れ替えた上で実部の符号を変更、受信アンテナ素子Ｒｘ_３で受信した信号に対しては実部と虚部とを入れ替えた上で実部の符号を変更、受信アンテナ素子Ｒｘ_４で受信した信号に対しては実部、虚部ともに符号の変更を行い、これら４つの複素数の実部同士、虚部同士を加算することになる。

すなわち、４×４の近距離ＭＩＭＯの無線通信装置において用いられるウェイト演算回路も、第１及び第２の実施形態におけるウェイト演算回路２４と同様に、加算器と減算器のみで構成することができる。このように、本実施形態のウェイト演算回路は、加算器と減算器のみのディジタル数値演算回路で構成することができ、乗算器を用いない構成であるため、演算負荷を抑えることができる。また、アナログ回路を用いずに構成できるため、帯域特性によらず精度の高いウェイト演算を行うことができる。

また、２×２又は４×４以外の近距離ＭＩＭＯの無線通信装置において用いられるウェイト演算回路を、本実施形態のウェイト演算回路や、第１及び第２の実施形態のウェイト演算回路２４のように構成することにより、アンテナの数を増やしても演算負荷の急激な増加を抑えることができ、広帯域な変調信号に対しても良好な特性を得ることができる。

上述した各実施形態における無線通信装置をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによってウェイト演算回路などを実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、更に前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

２、２Ａ、９、９Ａ…無線通信装置
１１−１、１１−２…アンテナ
２１−１、２１−２…アンテナ
２２−１、２２−２…直交復調器
２３−１、２３−２、２３−３、２３−４…アナログ・ディジタル変換器
２４…ウェイト演算回路
２５−１、２５−２…複素合成器
２６−１、２６−２…直交復調器
９１、９２…ウェイト演算回路
２２１…局部発振器
２２２…９０度移相器
２２３、２２４…混合器
２４１、２４３…減算器
２４２、２４４…加算器
２６１…数値制御オシレータ
２６２…９０度移相器
２６３、２６４…混合器
９１１、９１２、９１３、９１４…複素乗算器
９１５、９１６…複素加算器
９２１、９２２…９０度移相器
９２３、９２４…合成器

Claims (6)

1. ２つのアンテナ素子を有する第１のアレーアンテナから送信された送信信号を受信する２つのアンテナ素子を有する第２のアレーアンテナを備え、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である無線通信装置であって、
   前記第２のアレーアンテナに含まれる前記アンテナ素子のうち、一方のアンテナ素子で受信した信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第１のベースバンド信号に変換する第１の直交復調部と、
   前記第２のアレーアンテナに含まれる前記アンテナ素子のうち、他方のアンテナ素子で受信した信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第２のベースバンド信号に変換する第２の直交復調部と、
   前記第１のベースバンド信号の同相信号をディジタル信号に変換して出力する第１のアナログ・ディジタル変換部と、
   前記第１のベースバンド信号の直交信号をディジタル信号に変換して出力する第２のアナログ・ディジタル変換部と、
   前記第２のベースバンド信号の同相信号をディジタル信号に変換して出力する第３のアナログ・ディジタル変換部と、
   前記第２のベースバンド信号の直交信号をディジタル信号に変換して出力する第４のアナログ・ディジタル変換部と、
   前記第１のアナログ・ディジタル変換部の出力から前記第４のアナログ・ディジタル変換部の出力を減算した結果を実部とし、前記第２のアナログ・ディジタル変換部の出力と前記第３のアナログ・ディジタル変換部の出力とを加算した結果を虚部とした複素数の第１の出力信号、及び、前記第３のアナログ・ディジタル変換部の出力から前記第２のアナログ・ディジタル変換部の出力を減算した結果を実部とし、前記第４のアナログ・ディジタル変換部の出力と前記第１のアナログ・ディジタル変換部の出力とを加算した結果を虚部とした複素数の第２の出力信号を算出するウェイト演算部と
   を備えることを特徴とする無線通信装置。
2. ２つのアンテナ素子を有する第１のアレーアンテナから送信された送信信号を受信する２つのアンテナ素子を有する第２のアレーアンテナを備え、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である無線通信装置であって、
   前記第２のアレーアンテナに含まれるアンテナ素子のうち、一方のアンテナ素子で受信した信号をディジタル信号に変換して出力する第１のアナログ・ディジタル変換部と、
   前記第２のアレーアンテナに含まれるアンテナ素子のうち、他方のアンテナ素子で受信した信号をディジタル信号に変換して出力する第２のアナログ・ディジタル変換部と、
   前記第１のアナログ・ディジタル変換部が出力するディジタル信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第１のベースバンド信号に変換する第１の直交復調部と、
   前記第２のアナログ・ディジタル変換部が出力するディジタル信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第２のベースバンド信号に変換する第２の直交復調部と、
   前記第１のベースバンド信号の同相信号から前記第２のベースバンド信号の直交信号を減算した結果を実部とし、前記第１のベースバンド信号の直交信号と前記第２のベースバンド信号の同相信号とを加算した結果を虚部とした複素数の第１の出力信号、及び、前記第２のベースバンド信号の同相信号から前記第１のベースバンド信号の直交信号を減算した結果を実部とし、前記第２のベースバンド信号の直交信号と前記第１のベースバンド信号の同相信号とを加算した結果を虚部とした複素数の第２の出力信号を算出するウェイト演算部と
   を備えることを特徴とする無線通信装置。
3. 複数のアンテナ素子を有する第１のアレーアンテナから送信された送信信号を受信する複数のアンテナ素子を有する第２のアレーアンテナを備え、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である無線通信装置であって、
   前記第２のアレーアンテナに含まれるアンテナ素子で受信した受信信号それぞれを互いに直交する同相信号と直交信号からなる一組のディジタル信号に変換する直交復調部と、
   前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である場合に得られるウェイト行列であって要素それぞれが１、−１、ｊ（虚数単位）、又は−ｊのいずれかであるウェイト行列と、前記受信信号それぞれから得られた一組のディジタル信号の同相信号を実部、直交信号を虚部とする複素数との積を算出することにより、前記送信信号それぞれに対応する信号を算出する信号分離を行うウェイト演算部と
   を備え、
   前記ウェイト演算部は、
   前記一組のディジタル信号で表される複素数と前記ウェイト行列との積を算出する際、
   前記要素が１であるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数を変更せず、
   前記要素が−１であるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数の実部、虚部の符号を変更し、
   前記要素がｊであるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数の実部と虚部とを入れ替えた上で実部の符号を変更し、
   前記要素が−ｊであるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数の実部と虚部とを入れ替えた上で虚部の符号を変更し、
   実部同士、虚部同士の加算を行う
   ことを特徴とする無線通信装置。
4. ２つのアンテナ素子を有する第１のアレーアンテナから送信された送信信号を受信する２つのアンテナ素子を有する第２のアレーアンテナを備え、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である無線通信装置における信号処理方法であって、
   前記第２のアレーアンテナに含まれる前記アンテナ素子のうち、一方のアンテナ素子で受信した信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第１のベースバンド信号に変換する第１の直交復調ステップと、
   前記第２のアレーアンテナに含まれる前記アンテナ素子のうち、他方のアンテナ素子で受信した信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第２のベースバンド信号に変換する第２の直交復調ステップと、
   前記第１のベースバンド信号の同相信号をディジタル信号に変換して出力する第１のアナログ・ディジタル変換ステップと、
   前記第１のベースバンド信号の直交信号をディジタル信号に変換して出力する第２のアナログ・ディジタル変換ステップと、
   前記第２のベースバンド信号の同相信号をディジタル信号に変換して出力する第３のアナログ・ディジタル変換ステップと、
   前記第２のベースバンド信号の直交信号をディジタル信号に変換して出力する第４のアナログ・ディジタル変換ステップと、
   前記第１のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果から前記第４のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果を減算した結果を実部とし、前記第２のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果と前記第３のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果とを加算した結果を虚部とした複素数の第１の出力信号、及び、前記第３のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果から前記第２のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果を減算した結果を実部とし、前記第４のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果と前記第１のアナログ・ディジタル変換ステップの変換結果とを加算した結果を虚部とした複素数の第２の出力信号を算出するウェイト演算ステップと
   を有することを特徴とする信号処理方法。
5. ２つのアンテナ素子を有する第１のアレーアンテナから送信された送信信号を受信する２つのアンテナ素子を有する第２のアレーアンテナを備え、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である無線通信装置における信号処理方法であって、
   前記第２のアレーアンテナに含まれるアンテナ素子のうち、一方のアンテナ素子で受信した信号をディジタル信号に変換して出力する第１のアナログ・ディジタル変換ステップと、
   前記第２のアレーアンテナに含まれるアンテナ素子のうち、他方のアンテナ素子で受信した信号をディジタル信号に変換して出力する第２のアナログ・ディジタル変換ステップと、
   前記第１のアナログ・ディジタル変換ステップにおいて出力されるディジタル信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第１のベースバンド信号に変換する第１の直交復調ステップと、
   前記第２のアナログ・ディジタル変換ステップにおいて出力されるディジタル信号を互いに直交する同相信号と直交信号とを含む第２のベースバンド信号に変換する第２の直交復調ステップと、
   前記第１のベースバンド信号の同相信号から前記第２のベースバンド信号の直交信号を減算した結果を実部とし、前記第１のベースバンド信号の直交信号と前記第２のベースバンド信号の同相信号とを加算した結果を虚部とした複素数の第１の出力信号、及び、前記第２のベースバンド信号の同相信号から前記第１のベースバンド信号の直交信号を減算した結果を実部とし、前記第２のベースバンド信号の直交信号と前記第１のベースバンド信号の同相信号とを加算した結果を虚部とした複素数の第２の出力信号を算出するウェイト演算ステップと
   を有することを特徴とする信号処理方法。
6. 複数のアンテナ素子を有する第１のアレーアンテナから送信された送信信号を受信する複数のアンテナ素子を有する第２のアレーアンテナを備え、前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である無線通信装置における信号処理方法であって、
   前記第２のアレーアンテナに含まれるアンテナ素子で受信した受信信号それぞれを互いに直交する同相信号と直交信号からなる一組のディジタル信号に変換する直交復調ステップと、
   前記第１のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔及び前記第２のアレーアンテナにおけるアンテナ素子の間隔が前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとの間のチャネル容量を最大にする間隔である場合に得られるウェイト行列であって要素それぞれが１、−１、ｊ（虚数単位）、又は−ｊのいずれかであるウェイト行列と、前記受信信号それぞれから得られた一組のディジタル信号の同相信号を実部、直交信号を虚部とする複素数との積を算出することにより、前記送信信号それぞれに対応する信号を算出する信号分離を行うウェイト演算ステップと
   を備え、
   前記ウェイト演算ステップでは、
   前記一組のディジタル信号で表される複素数と前記ウェイト行列との積を算出する際、
   前記要素が１であるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数を変更せず、
   前記要素が−１であるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数の実部、虚部の符号を変更し、
   前記要素がｊであるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数の実部と虚部とを入れ替えた上で実部の符号を変更し、
   前記要素が−ｊであるとき、前記一組のディジタル信号で表される複素数の実部と虚部とを入れ替えた上で虚部の符号を変更し、
   実部同士、虚部同士の加算を行う
   ことを特徴とする信号処理方法。

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