JP4653413B2 - 移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ受信装置および移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ送信装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力信号にウェイト係数の重み付けを行い直交復調を施すウェイト乗算直交復調器、入力信号に直交変調を施しウェイト係数の重み付けを行うウェイト乗算直交変調器、およびこれらを用いたアレイアンテナ装置に関する。

移動無線通信システムの基地局では、複数のアンテナで受信されたそれぞれの信号の振幅と位相を変化させた上で加算合成することによって指向性を調整する、アレイアンテナ受信装置が広く用いられている。この装置では、受信指向性を電波環境に応じて適応的に変化させ、妨害波の到来方向を回避して所望波の到来方向へ指向性を持たせることが可能となる。信号の振幅と位相を変化させる処理は、信号を複素ベクトルで表現した場合、複素係数の乗算で表現することができる。当該複素係数はウェイト係数と称され、当該係数を乗ずるのに対応する処理を、ウェイトによる重み付けを施す処理と称する。

一般に、基地局の受信装置は無線周波数帯の信号を中間周波数帯に周波数変換した後、直交復調器によって同位相成分と直交位相成分を抽出して２チャンネルからなるベースバンド信号を出力する構成がとられる。ウェイトによる重み付けは、無線周波数帯または中間周波数帯で行うよりも、周波数の低いベースバンド帯で行う方が、要素回路で生じる誤差が小さくなる。そこで従来、アレイアンテナ受信装置３は図１３のように構成されていた。

アンテナ１０で受信された信号は受信機１２において中間周波数帯に周波数変換され増幅された後、ウェイト乗算直交復調器１０１に入力される。ウェイト乗算直交復調器１０１は、直交復調器２４とウェイト乗算器１１６によって構成される。直交復調器２４はローカル信号発生器２６、乗算器２０、ローパスフィルタ２８およびπ／２移相器１８を備え、入力信号とローカル信号との乗算およびフィルタ処理によりＩ信号、Ｑ信号からなる２チャンネルのベースバンド信号を出力する。直交復調器２４が出力するベースバンド信号は、４つの乗算器２０と２つの加算器２２を備えるウェイト乗算器１１６に入力され、ウェイトによる重み付けが施されたベースバンド信号がウェイト乗算器１１６から出力される。複数のアンテナ１０で受信された信号から得られた複数のベースバンド信号は、加算器２２によって合成され、信号処理部へ入力される。

移動無線通信システムの基地局では、アレイアンテナ送信装置も同様に用いられる。送受信に対して同一の指向性を有するというアンテナの相反性から、アレイアンテナ受信装置３に用いられる技術は、アレイアンテナ送信装置にそのまま適用することができる。
図１４には、アレイアンテナ送信装置４の従来からの一般的な構成を示す。信号処理部からの信号に対し、ベースバンド帯においてウェイトによる重み付けがなされ、直交変調および無線周波数帯への周波数変換がなされた後アンテナ１０に送信波が供給される。

この構成においてベースバンド信号は、ウェイト乗算直交変調器１０２に入力される。ウェイト乗算直交変調器１０２はウェイト乗算器１１６と直交変調器３０によって構成される。ウェイト乗算器１１６は４つの乗算器２０と２つの加算器２２を備え、入力されたベースバンド信号に対してウェイトによる重み付けを施す。ウェイト乗算器１１６が出力した信号は、直交変調器３０に入力され中間周波数帯での直交変調が施される。直交変調器３０はローカル信号発生器２６、乗算器２０およびπ／２移相器１８を備え、ベースバンド信号とローカル信号との乗算によりＩ信号を同相成分、Ｑ信号を直交成分とする直交変調信号を出力する。当該信号は送信機３４に入力され、無線周波数帯に周波数変換され増幅された後、アンテナ１０から送信される。

ここで説明したような、ベースバンド帯で重み付けを行うアレイアンテナ装置については、特開平１０−１２６１３８号公報、および特開平１０−３４１２００号公報に開示されている。

特開平１０−１２６１３８号公報 特開平１０−３４１２００号公報

従来の構成におけるウェイト乗算直交復調器１０１では、回路規模が大きくなるという問題があった。例えば図１３に示すウェイト乗算器１１６では、４つの乗算器２０および２つの加算器２２が必要とされる。このように多くの回路要素が必要とされるのは、ベースバンド帯での信号が２チャンネルであり、それぞれのチャンネルに対してウェイト係数を掛け合わせねばならないためである。

そこで、中間周波数帯における直交変調信号に対してウェイトによる重み付けを施す構成とすれば、直交変調信号が１系統の信号であることから、乗算器２０の数を削減することができる可能性がある。しかしながら、中間周波数帯でこの処理を行う場合は、処理精度が劣化するという問題が懸念されていたため、具体的にこれを実現する回路構成が見いだされていないのが現状であった。この現状は、ウェイト乗算直交変調器１０２とを備える送信装置についても同様であった。

しかし、今日の回路技術においては、ディジタルクロック信号の高速化ならびに周波数精度向上および電子デバイスの周波数特性の改善がなされていることから、特にディジタル回路によって構成するのに適したものでありさえすれば、中間周波数帯における直交変調信号に対してウェイトによる重み付けを施す構成を実現することができ、回路規模を縮小することができるものと考えられる。

本発明はこのような課題に対してなされたものであり、直交復調器または直交変調器を備えた信号処理装置であって、直交変調信号に対するウェイトによる重み付けを実現することで、回路規模を縮小したウェイト乗算復調器およびウェイト乗算変調器を提供する。

本発明は、複数のアンテナを備え、各アンテナの受信信号の振幅または位相を調整することによって受信指向性が定められる移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ受信装置において、各アンテナに対応して設けられ、対応するアンテナの受信信号をディジタルサンプリングし、当該受信信号の値がディジタルサンプリングされたディジタル信号を出力するＡ／Ｄ変換器と、各Ａ／Ｄ変換器に対応して設けられ、対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号に第１ウェイト係数を乗じた信号と、当該出力信号の位相をπ／２推移させ第２ウェイト係数を乗じた信号とを加算して出力するウェイト乗算部と、各ウェイト乗算部に対応して設けられ、対応するウェイト乗算部の出力信号から同相成分信号および直交成分信号を抽出して出力する直交復調器と、各直交復調器が出力する同相成分信号を加算合計して出力し、各直交復調器が出力する直交成分信号を加算合計して出力する加算合計部と、を備え、各Ａ／Ｄ変換器は、ｎを２以上の整数として、処理対象信号の搬送波周波数の２ⁿ倍の周波数でサンプリングを行い、各ウェイト乗算部は、対応するＡ／Ｄ変換器のサンプリング時間間隔の２^n-2倍の時間だけ信号を遅延させる遅延器を備え、対応するＡ／Ｄ変換器が出力するディジタルサンプリングされた信号の位相を、当該遅延器を用いてπ／２推移させ、前記移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ受信装置は、さらに、各アンテナおよび各Ａ／Ｄ変換器に対応して設けられ、対応するアンテナで受信された無線受信信号の周波数を当該無線受信信号の周波数より低い中間周波数に変換し、対応するＡ／Ｄ変換器に出力する受信機を備えることを特徴とする。

また、本発明に係る移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ受信装置においては、各アンテナは、ＱＰＳＫ方式の直交変調信号を受信することが好適である。

また、本発明は、複数のアンテナを備え、各アンテナの送信信号の振幅または位相を調整することによって送信指向性が定められる移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ送信装置において、同相成分信号および直交成分信号を含む共通の入力信号に対してそれぞれが直交変調を行い、ディジタルサンプリングされたディジタル直交変調信号をそれぞれが出力する複数の直交変調器と、各直交変調器に対応して設けられ、対応する直交変調器の出力信号に第１ウェイト係数を乗じた信号と、当該出力信号の位相をπ／２推移させ第２ウェイト係数を乗じた信号とを加算して出力するウェイト乗算部と、各ウェイト乗算部に対応して設けられ、対応するウェイト乗算部の出力信号をアナログ信号に変換して出力するＤ／Ａ変換器と、各Ｄ／Ａ変換器および各アンテナに対応して設けられ、対応するＤ／Ａ変換器の出力信号の周波数を当該出力信号の周波数より高い無線周波数に変換し、対応するアンテナに出力する送信機と、を備え、各アンテナは、前記送信機によってその周波数が無線周波数に変換された、対応するＤ／Ａ変換器の出力信号を送信し、各直交変調器は、ｎを２以上の整数として、自らの搬送波周波数の２ⁿ倍の周波数でサンプリングされたディジタル直交変調信号を出力し、各ウェイト乗算部は、前記直交変調信号のサンプリング時間間隔の２^n-2倍の時間だけ信号を遅延させる遅延器を備え、前記ディジタル直交変調信号の位相を、当該遅延器を用いてπ／２推移させることを特徴とする。

また、本発明に係る移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ送信装置においては、前記直交変調器は、ＱＰＳＫ方式のディジタル直交変調信号を出力することが好適である。

本発明によれば、直交変調信号に対するウェイトの重み付けを行い、重み付けに係る乗算器および加算器２２の個数を削減し、回路規模を縮小したウェイト乗算直交復調器およびウェイト乗算直交変調器を実現することができる。これによって、回路規模を縮小したアレイアンテナ送受信装置を実現することができる。

また、本発明に係るウェイト乗算直交復調器の構成を利用して、回路規模を縮小したトランスバーサルフィルタを実現することができる。

本発明の第１の実施形態について説明する。図１はアレイアンテナ受信装置３の構成を示す。各アンテナ１０で受信された信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器１４においてディジタル信号に変換された後、ウェイト乗算直交復調器１に入力される。ウェイト乗算直交復調器１では、各アンテナ１０で受信された信号に対しウェイトによる重み付けを施し、ベースバンド信号を出力する。受信指向性は、各アンテナ１０で受信された信号に施すウェイト重み付けの係数を変化させることで調整される。

ウェイト乗算直交復調器１はウェイト乗算器１６と直交復調器２４とを備えディジタル回路で構成される。ウェイト乗算器１６は、入力された信号にウェイト係数W_Iを乗じたものと、入力された信号の位相をπ／２だけ推移し、ウェイト係数W_Qを乗じたものとを足し合わせて出力する。ウェイト係数の乗算は乗算器２０によって、π／２の位相推移はπ／２移相器１８によって行われる。図１３に示す従来の構成のウェイト乗算器１１６では４つの乗算器２０と２つの加算器２２が用いられていたのに対し、図１のウェイト乗算部では２つの乗算器２０と１つの加算器２２が用いられているのみであり、回路規模が大幅に縮小されていることがわかる。またπ／２位相推移は、ディジタル回路におけるサンプリング間隔単位での遅延処理に帰着されるため、簡単な構成で実現することができる。ウェイト乗算器１６が出力する信号は直交復調器２４に入力される。この直交復調器２４の構成は、図１３に示す従来の構成と同様である。

次に、ウェイト乗算直交復調器１の動作について説明する。ウェイト乗算直交復調器１ではディジタル信号が扱われるが、ここでは説明を簡単にするため時間tに対して連続な信号が扱われるものとする。このように仮定しても、ディジタル回路の動作は、１の離散時間に対して１の物理量が対応するものと考えればよいため動作説明の上での一般性は失われない。

まず、直交復調器２４の動作について説明する。いま、直交復調器２４にはAsin(wt+φ(t))で表されるＱＰＳＫ方式の信号が入力されるものとする。wは変調信号の搬送波の角周波数であり、搬送波周波数は数１０ＭＨｚから１ＧＨｚ未満の中間周波数帯を想定している。また、φ(t)はＱＰＳＫのシンボル位相であり、シンボル周期ごとに離散的な値を呈する。例として、φ(t)が図２（ａ）のように−π／４、＋３π／４、−π／４、＋π／４、−３π／４のように変化する場合を考えると、Ｉ信号およびＱ信号は図２（ｂ）のように変化する。図２（ｂ）中kは比例定数である。ここで＋kA/√2を１に、−kA/√2を０に対応させることで、１シンボル周期ごとに２ビットのディジタル信号が得られることとなる。なお、直交復調器２４の出力にはローパスフィルタ２８が設けられており、直交復調の過程で発生する搬送波周波数の２倍の周波数成分を除去している。ここで、wtによる位相回転を考慮しないで、φ(t)を以て表される変調信号の複素ベクトルの動きを示したものが図２（ｃ）である。また、このときの直交変調信号のＩ信号およびＱ信号の値をＩ−Ｑ平面にプロットした点の動きを示したものが図２（ｄ）である。このように直交復調器２４は、変調波のＱＰＳＫによる位相変化を表すベクトルをそのままＩ−Ｑ平面上に写像するよう、Ｉ信号およびＱ信号を出力するものであるといえる。

以上の動作を踏まえた上で、ウェイト乗算直交復調器１の動作について説明する。いま、ウェイト乗算直交復調器１にBsin(wt+φ(t))で表される信号が入力されると、回路構成からわかるように、以下の式で表される信号がウェイト乗算器１６から出力され直交復調器２４に入力される。
（数１）S(t)=W_IBsin(wt+φ(t))+W_QBsin(wt+φ(t)+π/2) （１）

ここで、φ(t)がπ／４の値をとった場合について考える。（１）式第１項の複素ベクトルは図３（ａ）のａ点で表される。また、（１）式第２項の複素ベクトルは、第２項が第１項に対して振幅をW_Q/W_I倍し移相をπ／２だけ推移させたものであるため図３（ａ）のｂ点で表される。図２（ｃ）と図２（ｄ）に示される複素平面とＩ−Ｑ平面との対応関係から、（１）式第１項による直交復調器２４出力への寄与は図３（ｂ）のｃ点で、第２項による直交復調器２４出力への寄与は図３（ｂ）のｄ点で表される。直交復調器の線形性により、（１）式で表される信号が入力された場合の出力は、図３（ｂ）のｃ点とｄ点の位置座標を加算することで得られ、ｅ点で表される。すなわち、Ｉ信号の値はｅ点のＩ座標を以て、Ｑ信号の値はｅ点のＱ座標を以て表される。

以上のことから、Bsin(wt+φ(t))、φ(t)=π／４で表される信号がウェイト乗算直交復調器１に入力されたときは、Ｉ−Ｑ平面上で長さL₁が、
（数２）L₁=kB(W_I ²+W_Q ²)^1/2 （２）
であり位相角ψ₁が、
（数３）ψ₁=π／４+tan^-1(W_Q/W_I) （３）
であるベクトルとなるよう、Ｉ信号およびＱ信号が出力されることが示された。

次に、（２）式および（３）式で表されるベースバンド信号が、従来の構成におけるウェイト乗算直交復調器１０１において得られるものと同一であることを示す。図１３の直交復調器２４にBsin(wt+φ(t))の信号が入力され、φ(t)がπ／４の値をとったときに直交復調器２４から出力されるＩ₀信号およびＱ₀信号を図４（ａ）に示す。Ｉ₀信号とＱ₀信号のそれぞれの大きさは等しくkB/√2である。図１３のウェイト乗算回路が出力するＩ信号はＩ₀信号をW_I倍し、Ｑ₀信号を−W_Q倍して加算し出力したものである。また、Ｑ信号はＩ₀信号をW_Q倍し、Ｑ₀信号をW_I倍して加算し出力したものである。この演算は、Ｉ₀信号およびＱ₀信号を複素数I₀+jQ₀とし、重み付け係数を複素数W_I+jW_Qとした場合にこれらを乗算して実部をＩ信号に、虚部をＱ信号とした結果に等しい。これは、（I₀+jQ₀)×(W_I+jW_Q)=I₀W_I-Q₀W_Q+j(I₀W_Q+Q₀W_I)から明らかである。ここでＩ−Ｑ平面は複素平面ではないが、これをＩ−Ｑ平面を複素平面であるとみなすことでこのような計算が可能となる。このようにして求めた信号をＩ−Ｑ平面上に表すと図４（ｃ）のｈ点のようになる。ｈ点を表すベクトルの長さL₂は（I₀+jQ₀)×(W_I+jW_Q)の大きさに等しく、
（数４）L₂=kB(W_I ²+W_Q ²)^1/2 （４）
となる。また、ｅ点を表すベクトルの位相角ψ₂は（I₀+jQ₀)×(W_I+jW_Q)の複素平面上での位相角に等しく、I₀+jQ₀の位相角とW_I+jW_Qの位相角の和である。すなわち、
（数５）ψ₂=π／４+tan^-1(W_Q/W_I) （５）
である。（２）式と（４）式、および（３）式と（５）式はそれぞれ一致しており、図３（ｂ）のｅ点と、図４（ｃ）のｈ点とを比較してみるとこれらは互いに一致している。以上のことから、同一の変調信号を入力した場合、図１の構成で得られるＩ信号およびＱ信号と図１３の構成で得られるＩ信号およびＱ信号は一致し、図１の構成と図１３の構成では全く同様のウェイトによる重み付けおよび直交復調処理が行われることが示された。

なお、ここではφ(t)がπ／４の値をとった場合について説明したが、より一般的にφ(t)の値はＱＰＳＫ方式においてとり得る値、すなわち相対的にπ／２間隔で定められたシンボル周期ごとに変化する４種の離散値となる。φ(t)がπ／４以外の値をとった場合については、図３および図４のベクトルをπ／４との差分だけ位相を回転させて考えればよい。例えば、φ(t)が３π／４である場合、図３（ｂ）のベクトルをπ／２だけ反時計回りに回転させれることで出力されるＩ信号およびＱ信号のＩ−Ｑ平面上での値を知ることができる。

以上の説明では、時間を連続量tで表した。これをディジタル回路における動作に置き換えた場合、時間はディジタルサンプリング間隔をΔtとして、t=nΔtとして表される。すなわち、n番目のサンプリング時間に対応する時間はnΔtであり、tの代わりにnΔtと置き換えて１つのnに対応する物理量を把握すればよい。

次に、図１３におけるπ／２移相器１８を実現する構成について説明する。直交変調信号をディジタル化する場合、搬送波周波数に対して２ⁿ倍（ｎは２以上の整数）のサンプリングを行うことが回路構成上好適である。この場合、直交変調信号の１周期中に２ⁿ個のサンプル点が含まれる。π／２は４分の１周期であるため、π／２の位相差は２^n-2Δtで表される。例えば、４倍サンプリングであればｎ＝２であり、１Δtがπ／２に相当し、８倍サンプリングであればｎ＝３であり、２Δtがπ／２に相当する。この様子を示したものが図５（ａ）および図５（ｂ）である。また、図６にはπ／２移相器１８の具体的な構成を示す。入力される直交変調信号は、サンプリングクロック信号に基づいてサンプリング間隔ごとに振幅が摘出され、２^n-2Δtの遅延を受けて極性が反転された値が出力される。ここで、入出力信号として周期信号を考えた場合、極性反転は移相がπ推移することに相当し、図６のπ／２移相器はπ／２進相器であるとみなすことができる。

なお、無線システムの周波数構成によっては、計算上移相推移の符号を反転、すなわち遅相器を構成せねばならない場合がある。たとえば、受信機１２において無線周波数帯から中間周波数に周波数変換するためのローカル信号周波数が、受信周波数よりも高いものであるか、低いものであるかによってシンボル位相の変化方向が反転するため、移相推移の符号もまた反転させなければならない。しかしながら、このような場合であっても回路構成に大きな変更を加える必要はなく、図６において極性反転を行わない構成としたり、ウェイト係数W_Iとウェイト係数W_Qを入れ替えて入力するだけでよい。

次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図７はアレイアンテナ送信装置４を示す。入力された送信ベースバンド信号は、ウェイト乗算直交変調器２で、直交変調およびウェイトによる重み付けが施される。それぞれのウェイト乗算直交変調器２が出力する信号は、Ｄ／Ａ変換器３２によってアナログ信号に変換された後、アンテナ１０から送信される。送信指向性は、ウェイト乗算直交変調器２それぞれにおいて施されるウェイトによる重み付けの係数を変化させることで調整することができる。

ウェイト乗算直交変調器２は直交変調器３０とウェイト乗算器１６とを備え、ディジタル回路で構成される。直交変調器３０の構成は、図１４に示す従来の構成と同様である。図７中のウェイト乗算器１６は、図１中のウェイト乗算器１６と全く同様の構成であり、直交変調器３０の出力に接続される。入力された信号にウェイト係数W_Iを乗じたものと、入力された信号の位相をπ／２だけ推移させ、ウェイト係数W_Qを乗じたものとを足し合わせて出力する。ウェイト係数の乗算は乗算器２０によって、π／２の位相推移はπ／２移相器１８によって施される。図１４に示す従来の構成のウェイト乗算器１１６では４つの乗算器２０と２つの加算器２２が用いられていたのに対し、図７のウェイト乗算部では２つの乗算器２０と１つの加算器２２が用いられているのみであり、回路規模が大幅に縮小されていることがわかる。またπ／２位相推移は、ディジタル回路におけるサンプリング間隔単位での遅延処理に帰着され、簡単な構成で実現できる。

次に、図７の構成が図１４に示す従来の構成と全く同一の動作を行うことを示す。従来の構成の直交変調器３０に図４（ａ）のｆ点で表される信号が入力されると、図４（ｂ）のＩ−Ｑ平面上のｇ点で表される重み付け係数との複素乗算が施され、出力には図８の複素平面上でのｐ点を終点とする複素ベクトルで表される直交変調信号が現れる。一方、図のウェイト乗算直交変調器２に図４（ａ）のｆ点で表される信号が入力されると、直交変調器３０出力には図９の複素平面上でのｑ点を終点とする複素ベクトルで表される直交変調信号が現れる。ウェイト乗算器１６ではこの直交変調信号にW_Iの係数を乗じたｒ点で表される信号および位相をπ／２推移させ、W_Qの係数を乗じたｕ点で表される信号が出力される。出力信号はこれらの和であり、これを表したものが図９のｖ点を終点とする複素ベクトルで表される信号である。この複素ベクトルは図８のｐ点を終点とする複素ベクトルと一致する。以上のことから、図７の構成のウェイト乗算直交変調器２は、従来構成のものと同一の動作をすることが示された。

ここで、直交変調器３０には直交復調器２４に用いられた搬送波の２倍の周波数成分を抑制するためのローパスフィルタ２８が設けられていないが、Ｉ信号およびＱ信号の振幅と、出力される直交変調信号の位相の対応関係に違いをもたらすものではない。

次に、本発明の第３の実施形態について説明する。図１０は、第１の実施形態におけるアレイアンテナ受信装置３と、第２の実施形態におけるアレイアンテナ送信装置４を用いたアダプティブアレイアンテナ送受信装置５を示す。送受信機４０には図１４の送信機３４と図１３の受信機１２が備えられており、送信受信の動作に応じていずれかが選択される。また、送受信機４０は、アレイアンテナ受信装置３またはアレイアンテナ送信装置に送受切り換えスイッチ３６を介して接続され、送信受信の動作に応じていずれかに接続される。受信ベースバンド信号と、サブ受信系が受信した信号はアダプティブ処理部３８に入力され、ウェイト係数が決定される。起動時においては、アダプティブアレイアンテナ送受信装置５は受信状態にあり、ウェイトは初期値に設定されている。ウェイト係数は、受信されたベースバンド信号とあらかじめ定められている参照信号との誤差が小さくなるよう最適化される。最適化は、当該誤差、サブ受信系で受信された信号および現時点でのウェイト係数などを用いるＬＭＳ、ＲＬＳなどの周知のアルゴリズムに従って行われる。本実施形態におけるアダプティブアレイアンテナ送受信装置５では、このように最適化決定されたウェイト係数を送信時においても用いる。

次に本発明の第４の実施形態について説明する。図１１は本発明に係るウェイト乗算直交復調器１をトランスバーサルフィルタ６に適用したものである。これは、複素ウェイト係数W_Ii+jW_Qi（ｉ＝０、１、２・・・Ｌ−１）をタップ係数として、ベースバンド信号を変調信号のシンボル周期ごとに重み付け加算するものである。

従来の構成では、図１５に示すようにシンボル遅延器４４を隔ててタップ係数乗算を行うウェイト乗算器１１６が設けらている構成となっていた。入力には直交復調器２４が設けられ、Ａ／Ｄ変換器１４から出力された直交変調信号があらかじめ直交復調された上でトランスバーサルフィルタ１０６に入力される。シンボルごとのタップ係数乗算、すなわちウェイトによる重み付けは４つの乗算器２０と２つの加算器２２で行われる。

図１１に示す第４の実施形態における構成は、直交復調する前にシンボルごとにウェイトによる重み付けを行い、乗算器２０と加算器２２の数を削減するものである。各重み付けは本発明に係るウェイト乗算器１６によって行われる。

直交変調信号は、Ａ／Ｄ変換器１４により変調周波数の２ⁿ倍の周波数でサンプリングされ、トランスバーサルフィルタ６に入力される。２^n-2単位時間遅延器４６はフィルタを構成するに必要な個数だけ連結され、入力されたディジタル直交変調信号をサンプルクロックごとに図１１中右方向へ順次遅延していく。ここで、２^n-2単位時間遅延器４６は図６に示すπ／２移相器において極性反転を行わないものとすることで構成することができる。

２^n-2単位時間遅延器４６は図１１のように縦続接続され、ベースバンド信号の１シンボルに相当する遅延を実現する個数を隔てて、２^n-2単位時間遅延器４６にタップを設けることでウェイト乗算直交復調器１が接続される。２^n-2単位時間は位相にしてπ／２に相当するため、ウェイト乗算直交復調器１に接続される２つのタップのうち右側のものから出力される信号ついては、左側のタップから出力される信号に対してπ／２の位相遅延がある。

次に具体的な動作について説明する。変調信号が入力されると、図１１中左から０番目のウェイト乗算直交復調器１では、ウェイト係数W_I0および−W_Q0による重み付けがなされ、その信号が出力される。ここでウェイト係数W_Q0の極性を変更させているのは、ウェイト乗算器１６を構成するためにはπ／２進相が要されるところ、２^n-2単位時間遅延器４６はπ／２遅相を施すものであり、ウェイト係数の極性反転を以てπ／２進相を実現するためである。以下同様に、図１１中左からｉ番目のウェイト乗算直交復調器１では、ウェイト係数W_Iiよび−W_Qiによる重み付けがなされ、その信号が出力される。各部の演算処理はサンプルクロックごとに行われる。

図１２には、図１１に示すトランスバーサルフィルタ６を利用した適応等化器７の構成を示す。適応等化器７に入力されたディジタル変調信号は、トランスバーサルフィルタ６および入力側の直交復調器２４に入力される。トランスバーサルフィルタ６は、上述したようなシンボル周期間隔ごとのウェイトによる重み付けを行い、フィルタ処理を行う。当該フィルタ処理は、タップ係数計算部４２により計算されたタップ係数を用いることで、適応等化を行う処理となる。タップ係数は、入力信号を直交復調した信号と、適応等化器７の出力信号とを用いたＭＭＳＥなどの周知のアルゴリズムによってタップ係数計算部４２において計算される。

本発明に係るウェイト乗算直交復調器１およびウェイト乗算直交変調器２は、デジタル回路で構成される。ディジタル回路は入力されたディジタル信号を、それによって表された２進数に対する演算処理を施した上でディジタル信号として出力するものであり、演算処理は２進数の加算、減算、桁のシフト等に帰着される。２進数の演算処理は、各計算ステップ毎にスイッチング回路を対応付けた論理回路によって構成することが可能である。

また、論理回路に代えてＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）によって構成することもできる。ＤＳＰはあらかじめ作成されたプログラムによって動作する、基本的な演算処理を行う回路を備えたものである。乗算器と加減算器で構成される高速な積和演算器を有しており、各種の命令を原則として１命令１ステップで実行できるように構成されている。ＤＳＰを動作させるためにはプログラムが必要であり、各回路の動作に応じたプログラムは周知の技術によって作成される。

以上の説明では、変調信号の方式としてＱＰＳＫ方式を例としてとりあげた。しかしながら、本発明は直交変復調を行う方式であれば適用可能である。また、アレイアンテナ送受信装置、トランスバーサルフィルタに限らず、直交変復調を行いかつウェイト
による重み付けを行うような装置であれば広く適用可能であることはいうまでもない。

本発明に係るアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。 シンボル位相、ベースバンド信号、変調信号複素ベクトルの動きおよびＩ−Ｑ信号の動きを示す図である。 本発明に係るウェイト乗算直交復調器で扱う信号の様子を示す図である。 従来の構成でのウェイト乗算直交復調器で扱う信号の様子を示す図である。 信号のサンプリングを示す図である。 π／２移相器の構成を示す図である。 本発明に係るアレイアンテナ送信装置の構成を示す図である。 従来の構成でのウェイト乗算直交変調器で扱う信号の様子を示す図である。 本発明に係るウェイト乗算直交変調器で扱う信号の様子を示す図である。 本発明に係るアダプティブアレイアンテナ送受信装置の構成を示す図である。 本発明に係るトランスバーサルフィルタの構成を示す図である。 本発明に係るトランスバーサルフィルタを利用した適応等化器の構成を示す図である。 従来のアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。 従来のアレイアンテナ送信装置の構成を示す図である。 従来のトランスバーサルフィルタの構成を示す図である。

符号の説明

１、１０１ ウェイト乗算直交復調器、２、１０２ ウェイト乗算直交変調器、３ アレイアンテナ受信装置、４ アレイアンテナ送信装置、５ アダプティブアレイアンテナ送受信装置、６、１０６ トランスバーサルフィルタ、７ 適応等化器、１０ アンテナ、１２ 受信機、１４ Ａ／Ｄ変換器、１６、１１６ ウェイト乗算器、１８ π／２移相器、２０ 乗算器、２２ 加算器、２４ 直交復調器、２６ ローカル信号発生器、２８ ローパスフィルタ、３０ 直交変調器、３２ Ｄ／Ａ変換器、３４ 送信機、３６ 送受切り換えスイッチ、３８ アダプティブ処理部、４０ 送受信機 ４２ タップ係数計算部、４４ シンボル遅延器、４６ ２^n-2単位時間遅延器。

Claims (4)

1. 複数のアンテナを備え、
   各アンテナの受信信号の振幅または位相を調整することによって受信指向性が定められる移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ受信装置において、
   各アンテナに対応して設けられ、対応するアンテナの受信信号をディジタルサンプリングし、当該受信信号の値がディジタルサンプリングされたディジタル信号を出力するＡ／Ｄ変換器と、
   各Ａ／Ｄ変換器に対応して設けられ、対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号に第１ウェイト係数を乗じた信号と、当該出力信号の位相をπ／２推移させ第２ウェイト係数を乗じた信号とを加算して出力するウェイト乗算部と、
   各ウェイト乗算部に対応して設けられ、対応するウェイト乗算部の出力信号から同相成分信号および直交成分信号を抽出して出力する直交復調器と、
   各直交復調器が出力する同相成分信号を加算合計して出力し、各直交復調器が出力する直交成分信号を加算合計して出力する加算合計部と、
   を備え、
   各Ａ／Ｄ変換器は、
   ｎを２以上の整数として、処理対象信号の搬送波周波数の２ⁿ倍の周波数でサンプリングを行い、
   各ウェイト乗算部は、
   対応するＡ／Ｄ変換器のサンプリング時間間隔の２^n-2倍の時間だけ信号を遅延させる遅延器を備え、
   対応するＡ／Ｄ変換器が出力するディジタルサンプリングされた信号の位相を、当該遅延器を用いてπ／２推移させ、
   前記移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ受信装置は、さらに、
   各アンテナおよび各Ａ／Ｄ変換器に対応して設けられ、対応するアンテナで受信された無線受信信号の周波数を当該無線受信信号の周波数より低い中間周波数に変換し、対応するＡ／Ｄ変換器に出力する受信機を備えることを特徴とする移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ受信装置。
2. 請求項１に記載の移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ受信装置において、
   各アンテナは、ＱＰＳＫ方式の直交変調信号を受信することを特徴とする移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ受信装置。
3. 複数のアンテナを備え、
   各アンテナの送信信号の振幅または位相を調整することによって送信指向性が定められる移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ送信装置において、
   同相成分信号および直交成分信号を含む共通の入力信号に対してそれぞれが直交変調を行い、ディジタルサンプリングされたディジタル直交変調信号をそれぞれが出力する複数の直交変調器と、
   各直交変調器に対応して設けられ、対応する直交変調器の出力信号に第１ウェイト係数を乗じた信号と、当該出力信号の位相をπ／２推移させ第２ウェイト係数を乗じた信号とを加算して出力するウェイト乗算部と、
   各ウェイト乗算部に対応して設けられ、対応するウェイト乗算部の出力信号をアナログ信号に変換して出力するＤ／Ａ変換器と、
   各Ｄ／Ａ変換器および各アンテナに対応して設けられ、対応するＤ／Ａ変換器の出力信号の周波数を当該出力信号の周波数より高い無線周波数に変換し、対応するアンテナに出力する送信機と、
   を備え、
   各アンテナは、
   前記送信機によってその周波数が無線周波数に変換された、対応するＤ／Ａ変換器の出力信号を送信し、
   各直交変調器は、
   ｎを２以上の整数として、自らの搬送波周波数の２ⁿ倍の周波数でサンプリングされたディジタル直交変調信号を出力し、
   各ウェイト乗算部は、
   前記直交変調信号のサンプリング時間間隔の２^n-2倍の時間だけ信号を遅延させる遅延器を備え、
   前記ディジタル直交変調信号の位相を、当該遅延器を用いてπ／２推移させることを特徴とする移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ送信装置。
4. 請求項３に記載の移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ送信装置において、
   前記直交変調器は、ＱＰＳＫ方式のディジタル直交変調信号を出力することを特徴とする移動無線通信システム基地局用アレイアンテナ送信装置。

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