CN102195511A - 功率转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种功率转换器(1)。在功率转换器(1)中，电压指令信号偏移部分(652)偏移第一工作指令信号，使得与施加到第一绕组系(18)的电压有关的第一工作中心值与可能的工作范围的输出中心值相比向下偏移。电压指令信号偏移部分(652)还偏移第二工作指令信号，使得与施加到第二绕组系(19)的电压有关的第二工作中心值与所述输出中心值相比向上偏移。第一和第二工作中心值从所述输出中心值的第一和第二偏移量根据振幅变化。因此，电容器(50)的纹波电流可以减小，并且可以使开关元件之间热损失的差异最小化。

Description

功率转换器
技术领域
本发明涉及用于多相旋转电机的功率转换器。
背景技术
通过部分脉宽调制(pulse width modulation，PWM)控制电流以驱动多相旋转电机的技术在相关技术领域中是已知的。例如，如果多相旋转电机是三相马达，则将三角波等的PWM基准信号与分别施加到其三相绕组的电压相关的电压基准信号进行比较，并且通过接通和断开反相器的开关元件控制流过该三相马达的电流。
如果该反相器连接到电容器，那么当没有电流流入该反相器时，随着电流从电源流入该电容器，该电容器被充电。另一方面，当电流流入该反相器时，随着电流从该电容器流入该反相器，该电容器被放电。在PWM控制中，在一个PWM周期期间，该电容器在充电和放电之间交替改变，电容器电流被脉冲化。流过该电容器的电流脉冲被称为纹波电流。当电容器电流被脉冲化时，产生噪声或者电容器产生热。另外，施加到该反相器的电压的波动可导致反相器电流的不良可控性。
为了避免上述问题，JP2001-197779A公开了一种技术，其中基于预存储的映射数据，对两组桥电路之间的多个开关元件的开关时序施加相位差，使得相加后的电容器电流的波形接近平滑波形，以减小纹波电流。另外，JP2007-306705A公开一种技术，其中如果在PWM放大器中连接两个轴，则将用于一个轴的电压指令偏置至Vcc/4(Vcc是电源电压)，同时将用于另一个轴的电压指令偏置至-Vcc/4，以减小纹波电流。
然而，在JP2001-197779A公开的技术中由于基于调制比和功率因子对开关时序施加相位差，因而需要延迟电路。另外，该技术需要以短的时间间隔检测多个线路中的电流，这可导致控制电路的沉重的操作负荷。
在JP2007-306705A公开的技术中，例如，如果存在两个反相器系统，则这两个反相器系统之一的电压指令被偏置到电源电压的1/4上部分。当指令电压被向上(更高)偏置时，在高电位的开关元件处于接通状态的时间长于在低电位的开关元件处于接通状态的时间。另一方面，对于另一个反相器系统，电压指令被偏置到电源电压的1/4下部分。当指令电压被向下(更低)偏置时，在低电位的开关元件处于接通状态的时间长于在高电位的开关元件处于接通状态的时间。如果流过在高电位的开关元件的电流的累积值显著不同于流过在低电位的开关元件的电流的累积值，则可能导致高电位的开关元件和低电位的开关元件之间热损失不同。这种高电位的开关元件和低电位的开关元件之间热损失的不同需要边际热设计或非对称热辐射设计。另外，这种热损失的不同可能在高电位的开关元件和低电位的开关元件中要求额外的元件，这可导致成本升高。
发明内容
本发明的目的是提供一种功率转换器，其能够减小电容器的纹波电流，同时抑制开关元件之间热损失的不同。
用于多相旋转电机的功率转换器包括两个绕组系。每一个绕组系由对应于该电机的一相的绕组构成。该功率转换器包括两个反相器电路、一个电容器和一个控制电路。这两个反相器电路每个具有对应于所述绕组系的每一相的开关元件。该电容器连接到所述反相器电路。所述控制电路基于与施加到所述绕组系的电压相关的电压指令信号和PWM基准信号控制开关元件的接通/断开。所述控制电路还包括振幅计算部分和偏移量计算部分。振幅计算部分计算电压指令信号的振幅。偏移量计算部分计算第一偏移量和第二偏移量。第一偏移量表示与施加到所述绕组系中的一个绕组系的电压相关的电压指令信号的中心值从可能的工作(duty)范围的输出中心值的偏移量，以允许电压指令信号的中心值从输出中心值向下偏移。第二偏移量表示与施加到所述绕组系的另一个绕组系的电压相关的电压指令信号的中心值从所述输出中心值的偏移量，以允许电压指令信号的中心值从输出中心值向上偏移。第一偏移量和第二偏移量随振幅计算部分计算出的振幅而变化。
附图说明
通过以下对照附图进行的详细说明，本发明的上述和其它目的、特征和优点将更加明显。在附图中：
图1是示出根据本发明第一实施例的功率转换器的示意性电路图；
图2是示出根据本发明第一实施例的控制电路的框图；
图3是示出根据本发明第一实施例的工作计算器的电路图；
图4A和图4B是示出PWM控制的时间图；
图5是示出根据PWM控制产生的电压矢量图案的表格；
图6是示出在PWM控制的情况下的电容器电流的时间图；
图7A和图7B分别是示出电容器充电电流和电容器放电电流的电路图；
图8A和图8B是示出在工作指令信号偏移的情况下的电容器电流的时间图；
图9A和图9B是示出在工作指令信号偏移的情况下的开关元件的接通/断开时间的时间图；
图10A至图10C是示出根据本发明第一实施例的工作指令信号偏移处理的时间图；
图11A至图11D是示出在根据本发明第一实施例的工作指令信号偏移处理中流过U1线圈的电流的时间图；
图12A至图12D是示出在根据本发明第一实施例的工作指令信号偏移处理中流过U2线圈的电流的时间图；
图13是示出根据本发明第二实施例的中性点电压控制器的电路图；
图14A和图14B是示出根据本发明第二实施例的调制处理的时间图；
图15A至图15C是示出根据本发明第二实施例的工作指令信号偏移处理的时间图；
图16A和图16B是示出根据本发明第三实施例的调制处理的时间图；
图17A至图17C是示出根据本发明第三实施例的工作指令信号偏移处理的时间图；
图18A和图18B是示出根据本发明第四实施例的调制处理的时间图；
图19A至图19C是示出根据本发明第四实施例的工作指令信号偏移处理的时间图；
图20A和图20B是示出根据本发明第五实施例的调制处理的时间图；
图21A至图21C是示出根据本发明第五实施例的工作指令信号偏移处理的时间图；
图22A至图22C是示出根据本发明第六实施例的工作指令信号偏移处理的时间图；
图23是示出根据本发明的改进的工作指令信号的偏移方向变化的时间图；
图24A至图24F是示出根据本发明实施例的电流检测器的设置位置的改进的电路图；
图25A和图25B是示出根据本发明的改进的存在多个旋转电机的情况的电路图；
图26A至图26D是示出第一参考例子中U相电流的时间图；
图27A至图27D是示出第二参考例子中第一系统的U相电流的时间图；以及
图28A至图28D是示出第二参考例子中第二系统的U相电流的时间图。
具体实施方式
将参考附图描述根据示范性实施例的功率转换器。在以下实施例中，所有附图中相同或类似的构件由相同的参考标号来表示。
第一实施例
如图1中所示，功率转换器1被提供用于驱动和控制马达10，马达10是多相旋转电机。例如，将功率转换器1应用于电控转向助力系统(electric power steering system，EPS)，以与马达10一起辅助车辆的转向操作。
马达10是三相无刷马达并且具有转子和定子(二者均未示出)。作为盘状构件的转子，具有附着有永磁体的表面，并且具有磁极。定子容纳并可旋转地支撑转子。定子具有以预定的角度间隔径向向内凸出的多个凸出部，这些凸出部缠有U1线圈11、V1线圈12、W1线圈13、U2线圈14、V2线圈15和W2线圈16。U1线圈11、V1线圈12和W1线圈13构成第一绕组系18。U2线圈14、V2线圈15和W2线圈16构成第二绕组系19。第一绕组系18和第二绕组系19由此提供两组绕组。马达10提供有位置传感器69，用于检测转子的旋转位置。
功率转换器1包括第一反相器电路20、第二反相器电路30、电流检测器电路40、电容器50、控制电路60、电池70等。在第一实施例中，第一反相器电路20和第二反相器电路30提供两个反相器。
第一反相器电路20是三相反相器并且包括六个桥接的开关元件21至26，开关元件21至26用于切换第一绕组系18中的U1线圈11、V1线圈12和W1线圈13的电连接。开关元件21至26是场效应晶体管，具体来说是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。开关元件21至26简称为FET 21至26。
三个FET 21至23的漏电极分别连接到电池70的正极。FET 21至23的源电极分别连接到FET 24至26的漏电极。FET 24至26的源电极连接到电池70的负极。
FET 21和FET 24对之间的节点连接到U1线圈11的一端。FET 22和FET 25对之间的节点连接到V1线圈12的一端。FET 23和FET 26对之间的节点连接到W1线圈13的一端。
与第一反相器电路20类似，第二反相器电路30是三相反相器并且包括六个桥接的开关元件31至36，开关元件31至36用于切换第二绕组系19中的U2线圈14、V2线圈15和W2线圈16的电连接。与开关元件21至26类似，开关元件31至36是FET。开关元件31至36简称为FET 31-36。
FET 31至33的漏电极分别连接到电池70的正极。FET 31至33的源电极分别连接到FET 34至36的漏电极。FET 34至36的源电极连接到电池70的负极。
FET 31和FET 34对之间的节点连接到U2线圈14的一端。FET 32和FET 35对之间的节点连接到V2线圈15的一端。FET 33和FET 36对之间的节点连接到W2线圈16的一端。
FET 21至23和FET 31至33是高电位侧的开关元件，称之为高侧FET。FET 24至26和FET 34至36是低电位侧的开关元件，称之为低侧FET。根据需要，将一起描述与称为U1高侧FET 21的状态相对应的相位和反相器电路。
电流检测器电路40包括U1电流检测器41、V1电流检测器42、W1电流检测器43、U2电流检测器44、V2电流检测器45和W2电流检测器46。U1电流检测器41插在FET 21和FET 24之间的节点与U1线圈11之间，并检测流过U1线圈11的电流。V1电流检测器42插在FET 22和FET 25之间的节点与V1线圈12之间，并检测流过V1线圈12的电流。W1电流检测器43插在FET 23和FET 26之间的节点与W1线圈13之间，并检测流过W1线圈13的电流。U2电流检测器44插在FET 31和FET 34之间的节点和U2线圈14之间，并检测流过U2线圈14的电流。V2电流检测器45插在FET 32和FET 35之间的节点与V2线圈15之间，并检测流过V2线圈15的电流。W2电流检测器46插在FET 33和FET 36之间的节点与W2线圈16之间，并检测流过W2线圈16的电流。
电流检测器41至46中的每一个都使用霍尔元件来检测磁通量。由电流检测器41至46中的每一个检测的电流的检测值经过模拟/数字转换(AD值)并且存储在构成控制电路60的寄存器中。该寄存器同时从电流检测器41至46获取AD值。同时，获取由位置传感器69检测到的马达10的旋转位置θ。在图1中，为了简洁和清晰，省略了从电流检测器电路40和位置传感器69到控制电路60的控制线路。
电容器50与电池70、第一反相器电路20和第二反相器电路30并联连接，并且累积电荷以辅助向FET 21至26和31至36提供电功率或者抑制噪声成分，如浪涌电流等。
控制电路60被配置成控制功率转换器1并且包括微型计算机67、寄存器(未示出)、驱动器电路68等。图2和图3中示出控制电路60的细节。如图2中所示，控制电路60包括三相到两相的转换器(3/2转换器)62、控制器63、两相到三相的转换器(2/3转换器)64、工作计算器65、三角波比较器66等。
将参考图2和图3简要说明控制电路60的控制处理。在以下说明中，假定稍后描述的第一工作指令信号D11和第二工作指令信号D12的相工作是Du、Dv和Dw。
三相到两相的转换器62读取由电流检测器41至43检测到的并存储在寄存器中的AD值，并基于读取的AD值计算U1线圈11的电流值Iu、V1线圈12的电流值Iv和W1线圈13的电流值Iw。另外，三相到两相的转换器62基于计算出的三相电流值Iu、Iv和Iw以及由位置传感器69检测到的马达10的旋转位置θ计算d轴电流检测值Id和q轴电流检测值Iq。
控制器63执行电流反馈控制操作，以从d轴指令电流值Id*、q轴指令电流值Iq*、d轴电流检测值Id和q轴电流检测值Iq计算d轴指令电压值Vd*和q轴指令电压值Vq*。更具体来说，控制器63计算d轴指令电流值Id*和d轴电流检测值Id之间的电流偏差ΔId和q轴指令电流值Iq*和q轴电流检测值Iq之间的电流偏差ΔIq，并计算指令电压Vd*和Vq*，以将电流偏差ΔId和ΔIq收敛到零，从而跟随指令电流值Id*和Iq*。
两相到三相的转换器64基于由控制器63计算出的指令电压Vd*和Vq*以及马达10的旋转位置θ计算三相指令电压值Vu*、Vv*和Vw*。
在图3中所示的工作计算器65中，振幅计算器651计算指令电压的振幅，偏移量计算器652基于由振幅计算器651计算出的指令电压振幅计算三相指令电压值的偏移量。工作计算器65基于三相指令电压值Vu*、Vv*和Vw*、由偏移量计算器652计算出的偏移量以及电容器电压Vc计算U相工作Du、V相工作Dv和W相工作Dw，然后将计算出的相工作Du、Dv和Dw存入寄存器。另外，为了计算相工作Du、Dv和Dw，在将三相指令电压值Vu*、Vv*和Vw*转换为工作之后，可以计算偏移量，也可以执行稍后描述的通过调制处理进行的中性点电压操作，或者在执行中性点电压操作之后，可以将三相指令电压值Vu*、Vv*和Vw*转换为工作。
三角波比较器66通过比较作为三角波的载波信号的PWM基准信号与相工作信号(相工作)Du、Dv和Dw而输出FET 21至26和FET 31至36的接通/断开信号。在本实施例中，在微型计算机67内的电路中执行三角波比较器66的处理。可以通过软件或硬件来执行该处理。
振幅计算器651对应于振幅计算部分，偏移量计算器652对应于偏移量计算部分。三相指令电压值Vu*、Vv*和Vw*及从三相指令电压值Vu*、Vv*和Vw*计算出的相工作Du、Dv、Dw对应于电压指令信号。在以下说明中，将省略与从三相指令电压值Vu*、Vv*和Vw*到相工作Du、Dv和Dw的转换处理有关的解释，将主要描述相工作Du、Dv和Dw。
驱动第一反相器电路20的第一工作指令信号D11包括三个正弦波信号、与施加到U1线圈11的电压有关的U相工作Du 11、与施加到V1线圈12的电压有关的V相工作Dv 11以及与施加到W1线圈13的电压有关的W相工作Dw 11。驱动第二反相器电路30的第二工作指令信号D12包括三个正弦波信号、与施加到U2线圈14的电压有关的U相工作Du 12、与施加到V2线圈15的电压有关的V相工作Dv 12以及与施加到W2线圈16的电压有关的W相工作Dw 12(参见图8A、8B和图10A至图10C等)。
接下来，关于在第一反相器电路20中不执行中性点电压操作的例子描述PWM控制。
如图4A中所示，将PWM基准信号P与相工作Du 11、Dv 11和Dw 11进行比较，以产生FET 21至26的接通/断开信号。在本实施例中，在PWM基准信号P超过(高于)相工作Du 11、Dv 11和Dw 11的时间间隔中，高侧FET 21至23处于断开状态，对应的低侧FET 24至26处于接通状态。在PWM基准信号P小于(低于)相工作Du 11、Dv 11和Dw 11的时间间隔中，高侧FET 21至23处于接通状态，对应的低侧FET 24至26处于断开状态。也就是说，高侧FET 21至23和低侧FET 24至26按对具有相反的接通/断开关系。
更具体来说，例如在时间间隔K1中，PWM基准信号P低于由实线表示的U相工作Du 11并且高于由虚线表示的V相工作Dv 11和由长短虚线表示的W相工作Dw 11。因此，对于U相来说，高侧FET 21处于接通状态，低侧FET 24处于断开状态。对于V相和W相来说，高侧FET 22和23处于断开状态，低侧FET 25和26处于接通状态。
电压矢量图案是表示六个FET 21至26中处于接通状态的任意三个FET的图案。图5示出电压矢量图案V0至V7。具体地，对于电压矢量V0，低侧FET 24至26都被接通。对于电压矢量V7，高侧FET 21至23都被接通。因此，电压矢量V0和V7是零电压矢量，对它们来说，没有电压施加到第一绕组系18。另一方面，电压矢量V1至V6是有效的(起作用的)电压矢量，对它们来说，有电压施加到第一绕组系18。
将参考图6、图7A和图7B以举例的方式描述在执行PWM控制时流过电容器50的电流的第一工作指令信号D11。为了简洁，在图7A和图7B中所示的电路图中未示出电流检测器电路40、第二反相器电路30等。
如图6的(a)至(c)中所示，当PWM基准信号P高于相工作Du11、Dv11和Dw11时，对应的高侧FET(H-FET)21至23处于断开状态并且对应的低侧FET 24至26处于接通状态。当PWM基准信号P低于相工作Du11、Dv11和Dw11时，对应的高侧FET 21至23处于接通状态并且对应的低侧FET 24至26处于断开状态。
在所有高侧FET 21至23或所有低侧FET 24至26都被接通的零电压矢量中，电流从电池70流入电容器50，因此电容器50被充电。例如，如图7A中所示，当低侧FET 24至26处于接通状态时，来自电池60的电流不流入第一反相器电路20并且再生的电流Ir流入第一绕组系18。另外，如符号Ic所表示的，来自电池70的电流作为充电电流流入电容器50，因此电容器50被充电。
在高侧FET 21至23中的一个或两个FET处于接通状态的有效电压矢量中，电流从电容器50流入第一反相器电路20，因此电容器50被放电。例如，如图7B中所示，当高侧FET 21和低侧FET 25和26处于接通状态时，来自电池70的电流流入第一反相器电路20。另外，如符号If所表示的，放电电流从电容器50流入第一反相器电路20，然后电容器50被放电。
回到图6，参考PWM基准信号P、第一工作指令信号D11和电容器50的充电状态(C)和放电状态(D)之间的关系，在PWM基准信号P高于或低于所有相的第一工作指令信号D11的时间间隔内电容器50被充电。另一方面，在PWM基准信号P在第一工作指令信号D11中的时间间隔内电容器50被放电。在图6中所示的例子中，当基准信号P位于谷侧或峰侧时电容器50被充电，当PWM基准信号P处于二者之间时电容器50被放电。因此，如图6的(d)中所示，在PWM的一个周期中，电容器50在充电(C)和放电(D)之间交替改变。如图6(e)中所示，这使电容器电流脉冲化。
在第一实施例中，通过根据电压指令信号的振幅，将关于施加到第一绕组系18的电压的第一工作指令信号D11(从可被输出的可能的工作范围的中心向下偏移降低)，并将关于施加到第二绕组系19的电压的第二工作指令信号D12从可能的工作范围的中心向上偏移(升高)，来减小电容器50的纹波电流。第一工作指令信号D11对应于向下偏移的电压指令信号，第二工作指令信号D12对应于向上偏移的电压指令信号。
将参考图8A和图8B描述当工作指令信号D11和D12分别从可能的工作范围的输出中心值Rc(图8A和图8B中未示出，参见图10A至图10C)向下和向上偏移时提供的电容器电流。图8A示出第一工作指令信号D11向下偏移，图8B示出当第二工作指令信号D12向上偏移时获得的电容器电流。
如图8A中所示，当第一工作指令信号D11向下偏移时，在PWM基准信号P的峰侧的电容器50的充电时间相对较长，并且电容器50的放电时间偏向一个PWM周期的谷侧。另一方面，如图8B中所示，当第二工作指令信号D12向上偏移时，在PWM基准信号P的峰侧的电容器50的充电时间相对较短，并且电容器50的放电时间相对偏向一个PWM周期的中心。在PWM基准信号的谷侧的充电时间相对较长。
也就是说，当工作指令信号向上和向下偏移时，有效电压矢量的生成时序不同于零电压矢量的生成时序。因此，如果PWM基准信号P没有相差，则可以通过向下偏移第一工作指令信号D11和向上偏移第二工作指令信号D12来减小电容器50的纹波电流。另外，当工作指令信号D11和D12的振幅较小时，如果第一工作指令信号D11和第二工作指令信号D12被偏移而没有重叠，则电容器50在一个反相器电路中被充电而在另一个反相器电路中被放电。
另外，即使当工作指令信号D11和D12从可能的工作范围的中心向下和向上偏移时，如果线电压没有改变，那么施加到两绕组系18和19的电压也不变。
然而，如果工作指令信号D11和D12的中心值偏离输出中心值Rc，那么高侧FET处于接通状态的时间不同于低侧FET处于接通状态的时间。
如图9A中所示，当第一工作指令信号D11向下偏移时，W1低侧FET26处于接通状态的时间长于W1高侧FET 23处于接通状态的时间。这同样适用于U1低侧FET 24和U1高侧FET 21以及V1低侧FET 25和V1高侧FET 22。
另一方面，如图9B中所示，当第二工作指令信号D12向上偏移时，U2高侧FET 31处于接通状态的时间长于U2低侧FET 34处于接通状态的时间。这同样适用于V2高侧FET 32和V2低侧FET 35以及W2高侧FET 33和W2低侧FET 36。
当从可能的工作范围的中心的偏移量增加时，高侧FET处于接通状态的时间和低侧FET处于接通状态的时间之间的差增加。由于如果高侧FET处于接通状态的时间不同于成对的低侧FET处于接通状态的时间，则累积电流量改变，所以高侧FET的热损失不同于低侧FET的热损失。
在本实施例中，通过向下偏移第一工作指令信号D11并且向上偏移第二工作指令信号D12来减小电容器50的纹波电流。另外，通过根据第一工作指令信号D11和第二工作指令信号D12的振幅改变它们的偏移量，FET之间的热损失的差别被抑制到较小。
电压指令信号如图10A、图10B和图10C中所示被偏移。
在第一实施例中，可能的工作范围是电源电压的0％至100％，并且可能的工作范围的输出中心值Rc是电源电压的50％。另外，电池70的电压是12V，可能的工作范围在电压方面是0V至12V，并且输出中心值Rc对应于6V。另外，PWM基准信号P的频率是20kHz。与第一反相器电路20的驱动有关的PWM基准信号和与第二反相器电路30的驱动有关的PWM基准信号P是相同的三角波信号或具有相同相位的三角波信号。另外，第一工作指令信号D11具有与第二工作指令信号D12相同的振幅。
如图10A中所示，如果第一工作指令信号D11的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第一工作指令信号D11的第一工作中心值Dc11向下偏移使得第一工作指令信号D11的最大值Dmax11对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D11的最小值Dmin11等于或高于可能的工作范围的下限Rmin，则第一工作指令信号D11的第一工作中心值Dc11从输出中心值Rc向下偏移使得最大值Dmax11对应于输出中心值Rc。
另一方面，如果第二工作指令信号D12的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第二工作指令信号D12的第二工作中心值Dc12向上偏移使得第二工作指令信号D12的最小值Dmin12对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D12的最大值Dmax12等于或小于可能的工作范围的上限Rmax，则第二工作指令信号D12的第二工作中心值Dc12从输出中心值Rc向上偏移使得最小值Dmin12对应于输出中心值Rc。
如图10B中所示，如果第一工作指令信号D11和第二工作指令信号D12每一个的振幅都是可能的工作范围的25％，那么当第一工作中心值Dc11向下偏移使得第一工作指令信号D11的最大值Dmax11对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D11的最小值Dmin11对应于可能的工作范围的下限Rmin。此时，第一工作中心值Dc11关于输出中心值Rc向下偏移可能的工作范围的25％。也就是说，该点处的第一工作中心值Dc11是Rc-25％＝25％。
另外，当第二工作中心值Dc12向上偏移使得第二工作指令信号D12的最小值Dmin12对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D12的最大值Dmax12对应于可能的工作范围的上限Rmax。此时，第二工作中心值Dc12关于输出中心值Rc向上偏移可能的工作范围的25％。也就是说，该点处的第二工作中心值Dc12是Rc+25％＝75％。
如图10C中所示，如果第一工作指令信号D11的振幅高于可能的工作范围的25％，那么当第一工作中心值Dc11向下偏移使得第一工作指令信号D11的最大值Dmax11对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D11的最小值Dmin11小于可能的工作范围的下限Rmin。如果第一工作指令信号D11超出可能的工作范围，则输出电压失真。因此，如果第一工作指令信号D11的振幅高于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第一工作指令信号D11的中心值Dc11偏移使得第一工作指令信号D11的最大值Dmax11对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D11的最小值Dmin11小于可能的工作范围的下限Rmin，则第一工作中心值Dc11偏移使得第一工作指令信号D11的最小值Dmin11对应于可能的工作范围的下限Rmin。
另外，如果第二工作指令信号D12的振幅高于可能的工作范围的25％，那么当第二工作中心值Dc12向上偏移使得第二工作指令信号D12的最小值Dmin12对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D12的最大值Dmax12大于可能的工作范围的上限Rmax。如果第二工作指令信号D12超出可能的工作范围，则输出电压失真。因此，如果第二工作指令信号D12的振幅高于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第二工作指令信号D12的中心值Dc12偏移使得第二工作指令信号D12的最小值Dmin12对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D12的最大值Dmax12大于可能的工作范围的上限Rmax，则第二工作中心值Dc12偏移使得第二工作指令信号D12的最大值Dmax12对应于可能的工作范围的上限Rmax。
如果第一工作指令信号D11的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加第一工作中心值Dc11向下偏移以远离输出中心值Rc。另外，如果第一工作指令信号D11的振幅大于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加第一工作中心值Dc11从当第一工作指令信号D11的振幅是可能的工作范围的25％时的第一工作中心值Dc11向靠近输出中心值Rc的方向偏移。
如果第二工作指令信号D12的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加第二工作中心值Dc12向上偏移以远离输出中心值Rc。另外，如果第二工作指令信号D12的振幅大于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加第二工作中心值Dc12从当第二工作指令信号D12的振幅是可能的工作范围的25％时的第二工作中心值Dc12向靠近输出中心值Rc的方向偏移。
也就是说，在第一实施例中，第一工作中心值Dc11的偏移量(在图10A至10C中由符号“M11”表示)和第二工作中心值Dc12的偏移量(在图10A至10C中由符号“M12”表示)可以根据工作指令信号D11和D12每一个的振幅改变。当工作指令信号D11和D12每一个的振幅等于或小于可能的工作范围的25％时，该配置尤其有效。
在此，假定工作指令信号D11和D12每一个的振幅是12.5％并且PWM基准信号P的频率是20kHz。
振幅为12.5％的第一工作指令信号D11的第一工作中心值Dc11从输出中心值Rc向下偏移12.5％，使得最大值Dmax11对应于输出中心值Rc。另外，振幅为12.5％的第二工作指令信号D12的第二工作中心值Dc12从输出中心值Rc向上偏移12.5％，使得最小值Dmin12对应于输出中心值Rc。
在此，图11A至图11D中示出流过U1线圈11的电流，图12A至图12D中示出流过U2线圈14的电流。
如图11A中所示，根据基于第一工作指令信号D11和PWM基准信号P的PWM控制，流过U1线圈11的电流Iu1可基本上具有正弦波。另外，由于即使当第一工作指令信号D11从输出中心值Rc偏移时线电压也不改变，所以如图26A中的第一参考例子中所示，当工作指令信号没有偏移时，流过U1线圈11的电流基本上对应于U相电流。
图11B至图11D中示出由图11A中的符号E1表示的区域的细节。图11A中所示的正弦U相电流从如图11B中所示的连续矩形波产生。图11B中所示的矩形波是如图11C中所示的流过U1低侧FET(L-FET)24的电流与如图11D中所示的流过U1高侧FET(H-FET)21的电流的结合。
在第一实施例中，由于第一工作指令信号D11向下偏移，所以在第一反相器电路20中，低侧FET 24至26具有比高侧FET 21至23更长的导电时间和更大的累积电流值。具体地，对于一个电角度周期，U1高侧FET 21的累积电流值是293.5mA·sec，并且U1低侧FET 24的累积电流值是484.7mA·sec。另外，V1高侧FET 22的累积电流值和W1高侧FET23的累积电流值大约等于U1高侧FET 21的累积电流值，并且V1低侧FET 25的累积电流值和W1低侧FET 26的累积电流值大约等于U1低侧FET 24的累积电流值。
如图12A中所示，根据基于第二工作指令信号D12和PWM基准信号P的PWM控制，流过U2线圈14的电流基本上具有正弦波。另外，由于即使当第二工作指令信号D12从输出中心值Rc偏移时线电压也不改变，所以如图26A中所示，当工作指令信号没有偏移时，流过U2线圈14的电流基本上对应于U相电流。
图12B中示出由图12A中的符号E2表示的区域的细节。图12C中示出流过U2低侧FET 34的电流，图12D中示出流过U2高侧FET 31的电流。
在第一实施例中，由于第二工作指令信号D12向上偏移，所以在第二反相器电路30中，高侧FET 31至33具有比低侧FET 34至36更长的导电时间和更大的累积电流值。具体地，对于一个电角度周期，U2高侧FET 31的累积电流值是485.2mA·sec，并且U2低侧FET 34的累积电流值是293.1mA·sec。另外，V2高侧FET 32的累积电流值和W2高侧FET 33的累积电流值大约等于U2高侧FET 31的累积电流值，并且V2低侧FET 35的累积电流值和W2低侧FET 36的累积电流值大约等于U2低侧FET 34的累积电流值。
在此，将参考图26A至图26D、图27A至图27D和图28A至图28D描述参考例子中的U相电流。
图26A中所示的第一参考例子表示第一工作中心值和第二工作中心值没有从输出中心值偏移时的U相电流。在第一参考例子中，由于第一工作指令信号与第二工作指令信号相同，所以描述由第一工作指令信号驱动和控制的第一反相器电路20。
根据基于第一工作指令信号和PWM基准信号的PWM控制，流过U1线圈11的电流具有如图26A中所示的正弦波。图26B中示出由图26A中符号E3表示的区域的细节。图26C中示出流过U1低侧FET 24的电流，图26D中示出流过U1高侧FET 21的电流。
在第一参考例子中，由于工作指令信号没有偏移，所以如图26B至图26D中所示，高侧FET 21至23具有与低侧FET 24至26基本相同的导电时间和累积电流值。具体地，对于一个电角度周期，流过U1高侧FET21的电流的累积值和流过U1低侧FET 24的电流的累积值都是389.0mA·sec。在该例子中，由于第一工作中心值没有从输出中心值偏移，所以流过高侧FET 21至23的电流的累积值大约等于流过低侧FET 24至26的电流的累积值。高侧FET 21至23中的热损失不同于低侧FET 24至26中的热损失。类似地，由于第二工作中心值没有从输出中心值偏移，所以流过高侧FET 31至33的电流的累积值大约等于流过低侧FET 34至36的电流的累积值。高侧FET 31至33中的热损失不同于低侧FET 34至36中的热损失。
第一工作中心值和第二工作中心值都不从输出中心值Rc偏移。因此，第一反相器电路20中有效电压矢量和零电压矢量的生成时序与第二反相器电路30中的相符合，这导致电容器50的纹波电流没有减小。
接下来，在图27A至图27D和图28A至图28D中示出第二参考例子。图27A至图27D示出第一工作指令信号从输出中心值向下偏移可能的工作范围的25％(-25％偏移)的情况下的U相电流。图28A至图28D示出第二工作指令信号D12从输出中心值向上偏移可能的工作范围的25％(+25％偏移)的情况下的U相电流。
在第二参考例子中，由于第一工作指令信号从输出中心值向下偏移，并且第二工作指令信号从输出中心值向上偏移，所以第一反相器电路20中有效电压矢量和零电压矢量的生成时序偏离第二反相器电路30中有效电压矢量和零电压矢量的生成时序，这导致电容器的纹波电流的减小。
如图27A和图28A中所示，由于即使当工作指令信号从输出中心值偏移时线电压也不改变，所以流过U1线圈11和U2线圈14的电流基本上对应于如图26A中所示工作指令信号没有偏移时的U相电流。
图27B中示出由图27A中的符号E4表示的区域的细节。图27C中示出流过U1低侧FET 24的电流，图27D中示出流过U1高侧FET 21的电流。
在第二参考例子中，由于第一工作指令信号D11向下偏移25％，所以如图27B至图27D中所示，U1低侧FET 24的导电时间长于U1高侧FET 21的导电时间，因此U1低侧FET 24的累积电流值大于U1高侧FET 21的累积电流值。更具体来说，对于一个电角度周期，流过U1低侧FET 24的电流的累积值是583.5mA·sec，流过U1高侧FET 21的电流的累积值是194.9mA·sec。在该例子中，由于第一工作中心值从输出中心值的偏移量较大，为-25％，所以流过U1高侧FET 21至23的电流的累积值显著不同于流过U1低侧FET 24至26的电流的累积值。因此，高侧FET 21至23中的热损失不同于低侧FET 24至26中的热损失。
图28B中示出由图28A中的符号E5表示的区域的细节。图28C中示出流过U2低侧FET 34的电流，图28D中示出流过U2高侧FET 31的电流。
如图28B至图28D中所示，U2高侧FET 31的导电时间长于U2低侧FET 34的导电时间，因此U2高侧FET 31的累积电流值大于U2低侧FET 34的累积电流值。更具体来说，对于一个电角度周期，流过U2高侧FET 31的电流的累积值是583.9mA·sec，流过U2低侧FET 34的电流的累积值是194.9mA·sec。在该例子中，由于第二工作中心值从输出中心值的偏移量很大，为+25％，所以流过高侧FET 31至33的电流的累积值显著不同于流过低侧FET 34至36的电流的累积值。因此，高侧FET 31至33中的热损失显著不同于低侧FET 34至36中的热损失。
另一方面，在第一实施例中，如图10A至图10D、图11A至图11D和图12A至图12D中所示，工作指令信号D11和D12的偏移量随它们的振幅而变化。也就是说，当工作指令信号D11和D12每一个的振幅较小时，将偏移量设置得较小。因此，与第二参考例子相比较，通过将FET 21至26之间以及FET 31至36之间累积电流值的差抑制得较小，电容器50的纹波电流被减小并且热损失差被抑制到较小。
如上面详细描述的，基于与施加到两个绕组系18和19的电压有关的工作指令信号D11和D12及PWM基准信号P而控制FET 21至26和FET 31至36的接通/断开切换。计算第一工作中心值Dc11从输出中心值Rc的偏移量M11，使得与施加到第一绕组系18的电压有关的第一工作指令信号D11的中心值Dc11处于可能的工作范围的输出中心值Rc的下部。另外，计算第二工作中心值Dc12从输出中心值Rc的偏移量M12，使得与施加到第二绕组系19的电压有关的第二工作指令信号D12的中心值Dc12处于输出中心值Rc的上部。第一偏移量M11和第二偏移量M12响应于幅度而变化。
在本实施例中，由于第一工作指令信号D11向下偏移，并且第二工作指令信号D12向上偏移，所以第一反相器电路20中的电容器50的充电和放电时序和第二反相器电路30中的电容器50的充电和放电时序可以被延迟，从而减小电容器50的纹波电流。另外，在第一实施例中，可以在不向与两个反相器电路20和30的驱动有关的PWM基准信号提供相差的情况下减小电容器50的纹波电流。这导致控制电路60的负载的减小。
另外，由于第一偏移量M11和第二偏移量M12根据振幅而变化，所以通过将高侧FET 21至23和低侧FET 24至26之间以及高侧FET 31至33和低侧FET 34至36之间的接通/断开时间的差别抑制得较小来减小电容器50的纹波电流和热损失差。
在第一实施例中，计算第一偏移量M11，使得第一工作指令信号D11的最大值Dmax11对应于输出中心值Rc。另外，计算第二偏移量M12，使得第二工作指令信号D12的最小值Dmin12对应于输出中心值Rc。工作指令信号D11和D12的中心值Dc11和Dc12从输出中心值Rc的较小偏移量M11和M12提供高侧FET 21至23和低侧FET 24至26之间和高侧FET31至33和低侧FET 34至36之间较小的接通时间和断开时间差异以及较小的热损失差异。在第一实施例中，尽管第一工作指令信号D11向下偏移并且第二工作指令信号D12向上偏移以减小电容器50的纹波电流，但是根据工作指令信号的振幅确定工作指令信号的偏移量M11和M12，使得工作指令信号D11和D12集中在输出中心值Rc上。这允许高侧FET 21至23和低侧FET 24至26之间以及高侧FET 31至33和低侧FET 34至36之间接通时间的差异尽可能小。这导致较小的热损失差异。
如果将第一工作指令信号D11的最大值Dmax11设置为输出中心值Rc时，第一工作指令信号D11的最小值Dmin11小于可能的工作范围的下限Rmin，则计算第一偏移量M11，使得第一工作指令信号D11的最小值Dmin11对应于可能的工作范围的下限Rmin。另外，如果将第二工作指令信号D12的最小值Dmin12设置为输出中心值Rc时，第二工作指令信号D12的最大值Dmax12大于可能的工作范围的上限Rmax，则计算第二偏移量M12，使得第二工作指令信号D12的最大值Dmax12对应于可能的工作范围的上限Rmax。这可防止输出电压失真。
在第一实施例中，将输出中心值Rc设置为50％。因此，接通/断开反相器电路20和30中的FET 21至26和31至36的切换时序是一致的。这导致控制电路60的操作负载减小。另外，第一和第二工作指令信号D11和D12是正弦波信号以便于PWM控制。
第二实施例
图13、14A、14B和15A至15C中示出本发明的第二实施例。
如图13中所示，工作计算器65除了振幅计算器651和偏移量计算器652以外还包括调制器653。调制器653执行调制处理以调制基准正弦波的波形。调制器653对应于调制部分。
在第二实施例中，执行图14A和14B中所示的超工作修正处理(over-duty correction)，作为调制器653中的调制处理。在超工作修正处理中，针对图14A中所示的基准正弦波，从所有相中减去超出基准最大值Smax和基准最小值Smin的量。这导致图14B中所示的超工作修正后的波形。另外，在第二实施例中，修正之前的基准正弦波的振幅是修正之后工作指令信号的振幅的
Figure BSA00000450197100181
倍。
另外，从工作指令信号的最大值减去调制后的工作指令信号的最小值算出的相减值除以2算得的值被称为工作指令信号的振幅。另外，调制之后的电压指令信号简称为工作指令信号。将基于类似于第一实施例的工作指令信号给出以下说明。这同样适用于以后的实施例。
在第二实施例中，类似于第一实施例，通过向下偏移第一工作指令信号D21并且向上偏移第二工作指令信号D22来减小电容器50的纹波电流。另外，通过根据第一工作指令信号D21和第二工作指令信号D22的振幅而改变它们的偏移量将FET之间的热损失的差别抑制到更小。
具体地，如图15A中所示，如果第一工作指令信号D21的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第一工作中心值Dc21偏移使得第一工作指令信号D21的最大值Dmax21对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D21的最小值Dmin21等于或大于可能的工作范围的下限Rmin，则第一工作中心值Dc21向下偏移，使得第一工作指令信号D21的最大值Dmax21对应于输出中心值Rc。另一方面，如果第二工作指令信号D22的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第二工作中心值Dc22偏移使得第二工作指令信号D22的最小值Dmin22对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D22的最大值Dmax22等于或小于可能的工作范围的上限Rmax，则第二工作中心值Dc22向上偏移，使得第二工作指令信号D22的最小值Dmin22对应于输出中心值Rc。
如图15B中所示，如果第一工作指令信号D21的振幅是可能的工作范围的25％，那么当第一工作中心值Dc21偏移使得第一工作指令信号D21的最大值Dmax21对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D21的最小值Dmin21对应于可能的工作范围的下限Rmin。另外，如果第二工作指令信号D22的振幅是可能的工作范围的25％，那么当第二工作中心值Dc22偏移使得第二工作指令信号D22的最小值Dmin22对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D22的最大值Dmax22对应于可能的工作范围的上限Rmax。
如图15C中所示，如果第一工作指令信号D21的振幅大于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第一工作中心值Dc21偏移使得第一工作指令信号D21的最大值Dmax21对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D21的最大值Dmax21小于可能的工作范围的下限Rmin，则第一工作中心值Dc21偏移使得第一工作指令信号D21的最小值Dmin21对应于可能的工作范围的下限Rmin。另外，如果第二工作指令信号D22的振幅大于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第二工作中心值Dc22偏移使得第二工作指令信号D22的最小值Dmin22对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D22的最大值Dmax22大于可能的工作范围的上限Rmax，则第二工作中心值Dc22偏移使得第二工作指令信号D22的最大值Dmax22对应于可能的工作范围的上限Rmax。
也就是说，如果第一工作指令信号D21的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第一工作中心值Dc21向下偏移以远离输出中心值Rc。另外，如果第一工作指令信号D21的振幅大于可能的工作范围的25％，则第一工作中心值Dc21向靠近输出中心值Rc的方向偏移。
另外，如果第二工作指令信号D22的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第二工作中心值Dc22向上偏移以远离输出中心值Rc。另外，如果第二工作指令信号D22的振幅大于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第二工作中心值Dc22向靠近输出中心值Rc的方向偏移。
也就是说，在本实施例中，第一工作中心值Dc21从输出中心值Rc的偏移量M21和第二工作中心值Dc22从输出中心值Rc的偏移量M22可以根据振幅变化。
因此，第二实施例具有与第一实施例相同的优点。另外，针对基准正弦波信号执行从所有相减去超出基准最大值Smax和基准最小值Smin的量的超工作修正处理，作为调制前的正弦波信号。这导致电压使用效率的提高。
第三实施例
图16A、16B和17A至17C中示出本发明的第三实施例。
在第三实施例中，类似于第二实施例，工作计算器65包括调制器653，调制器653执行调制处理以调制基准正弦波的波形。
在第三实施例中，进行图16A和16B中所示的最大-最小工作均衡处理，作为调制器653中的调制处理。在该处理中，基于以下等式计算U相工作Du、V相工作Dv和W相工作Dw。在以下等式中，Du’、Dv’和Dw’分别是调制前的U相、V相和W相工作。Dmax和Dmin分别是调制前每一相的工作的最大值和最小值。
Du＝Du′-(Dmax-Dmin)/2...(1)
Dv＝Dv′-(Dmax-Dmin)/2...(2)
Dw＝Dw′-(Dmax-Dmin)/2...(3)
图16B中示出基于上面的等式(1)至(3)计算出的修正后的工作指令信号的波形。
在第三实施例中，类似于第一实施例，通过向下偏移第一工作指令信号D31并向上偏移第二工作指令信号D32来减小电容器50的纹波电流。另外，通过根据第一工作指令信号D31和第二工作指令信号D32的振幅而改变它们的偏移量，将FET之间的热损失差异抑制到更小。
具体地，如图17A中所示，如果第一工作指令信号D31的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第一工作中心值Dc31偏移使得第一工作指令信号D31的最大值Dmax31对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D31的最小值Dmin31等于或大于可能的工作范围的下限Rmin，则第一工作中心值Dc31向下偏移使得第一工作指令信号D31的最大值Dmax31对应于输出中心值Rc。另一方面，如果第二工作指令信号D32的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第二工作中心值Dc32偏移使得第二工作指令信号D32的最小值Dmin32对应于输出中心值Rc时第二工作指令信号D32的最大值Dmax32等于或小于可能的工作范围的上限Rmax，则第二工作中心值Dc32向上偏移使得第二工作指令信号D32的最小值Dmin32对应于输出中心值Rc。
如图17B中所示，如果第一工作指令信号D31的振幅是可能的工作范围的25％，那么当第一工作中心值Dc31偏移使得第一工作指令信号D31的最大值Dmax31对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D31的最小值Dmin31对应于可能的工作范围的下限Rmin。另外，如果第二工作指令信号D32的振幅是可能的工作范围的25％，那么当第二工作中心值Dc32偏移使得第二工作指令信号D32的最小值Dmin32对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D32的最大值Dmax32对应于可能的工作范围的上限Rmax。
如图17C中所示，如果第一工作指令信号D31的振幅大于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第一工作中心值Dc31偏移使得第一工作指令信号D31的最大值Dmax31对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D31的最小值Dmin31小于可能的工作范围的下限Rmin，则第一工作中心值Dc31偏移使得第一工作指令信号D31的最小值Dmin31对应于可能的工作范围的下限Rmin。另外，如果第二工作指令信号D32的振幅大于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第二工作中心值Dc32偏移使得第二工作指令信号D32的最小值Dmin32对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D32的最大值Dmax32大于可能的工作范围的上限Rmax，则第二工作中心值Dc32偏移使得第二工作指令信号D32的最大值Dmax32对应于可能的工作范围的上限Rmax。
也就是说，如果第一工作指令信号D31的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第一工作中心值Dc31向下偏移以远离输出中心值Rc。另外，如果第一工作指令信号D31的振幅大于可能的工作范围的25％，则第一工作中心值Dc31向靠近输出中心值Rc的方向偏移。
另外，如果第二工作指令信号D32的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第二工作中心值Dc32向上偏移以远离输出中心值Rc。另外，如果第二工作指令信号D32的振幅大于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第二工作中心值Dc32向靠近输出中心值Rc的方向偏移。
也就是说，在第三实施例中，第一工作中心值Dc31从输出中心值Rc的偏移量M31和第二工作中心值Dc32从输出中心值Rc的偏移量M32可以根据振幅变化。
因此，第三实施例具有与第一实施例相同的优点。另外，还执行针对调制前的正弦波信号计算最大工作和最小工作之间的平均值并从所有相减去该平均值的最大-最小均衡处理。这导致电压使用效率的提高。
第四实施例
图18A、18B和19A至19C中示出本发明的第四实施例。
在第四实施例中，类似于第二和第三实施例，工作计算器65包括调制器653，调制器653执行调制处理以调制基准正弦波的波形。
在第四实施例中，执行图18A和18B中所示的低均匀两相调制(lower uniform two-phase modulation)处理，作为调制器653中的调制处理。在该处理中，针对图18A中所示的基准正弦波，从所有相减去最小相的工作和基准最小值Smin之间的差，使得最小相的工作对应于基准最小值Smin。图18B中示出低均匀两相调制之后的波形。
在第四实施例中，类似于第一实施例，通过向下偏移第一工作指令信号D41并向上偏移第二工作指令信号D42来减小电容器50的纹波电流。另外，通过根据第一工作指令信号D41和第二工作指令信号D42的振幅改变它们的偏移量，将FET之间的热损失差异抑制到更小。
具体地，如图19A中所示，如果第一工作指令信号D41的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第一工作中心值Dc41偏移使得第一工作指令信号D41的最大值Dmax41对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D41的最小值Dmin41等于或大于可能的工作范围的下限Rmin，则第一工作中心值Dc41向下偏移使得第一工作指令信号D41的最大值Dmax41对应于输出中心值Rc。另一方面，如果第二工作指令信号D42的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第二工作中心值Dc42偏移使得第二工作指令信号D42的最小值Dmin42对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D42的最大值Dmax42等于或小于可能的工作范围的上限Rmax，则第二工作中心值Dc42向上偏移使得第二工作指令信号D42的最小值Dmin42对应于输出中心值Rc。
如图19B中所示，如果第一工作指令信号D41的振幅是可能的工作范围的25％，那么当第一工作中心值Dc41偏移使得第一工作指令信号D41的最大值Dmax41对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D41的最小值Dmin41对应于可能的工作范围的下限Rmin。另外，如果第二工作指令信号D42的振幅是可能的工作范围的25％，那么当第二工作中心值Dc42偏移使得第二工作指令信号D42的最小值Dmin42对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D42的最大值Dmax42对应于可能的工作范围的上限Rmax。
如图19C中所示，如果第一工作指令信号D41的振幅大于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第一工作中心值Dc41偏移使得第一工作指令信号D41的最大值Dmax41对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D41的最小值Dmin41小于可能的工作范围的下限Rmin，则第一工作中心值Dc41偏移使得第一工作指令信号D41的最小值Dmin41对应于可能的工作范围的下限Rmin。另外，如果第二工作指令信号D42的振幅大于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第二工作中心值Dc42偏移使得第二工作指令信号D42的最小值Dmin42对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D42的最大值Dmax42大于可能的工作范围的上限Rmax，则第二工作中心值Dc42偏移使得第二工作指令信号D42的最大值Dmax42对应于可能的工作范围的上限Rmax。
也就是说，如果第一工作指令信号D41的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第一工作中心值Dc41向下偏移以远离输出中心值Rc。另外，如果第一工作指令信号D41的振幅大于可能的工作范围的25％，则第一工作中心值Dc41向靠近输出中心值Rc的方向偏移。
另外，如果第二工作指令信号D42的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第二工作中心值Dc42向上偏移以远离输出中心值Rc。另外，如果第二工作指令信号D42的振幅大于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第二工作中心值Dc42向靠近输出中心值Rc的方向偏移。
也就是说，在第四实施例中，第一工作中心值Dc41从输出中心值Rc的偏移量M41和第二工作中心值Dc42从输出中心值Rc的偏移量M42可以根据振幅而变化。
因此，第四实施例具有与第一实施例相同的优点。另外，还执行从所有相减去最小相的工作和基准最小值的之间的差的低均匀两相调制处理，使得调制前的正弦波信号中的最小工作对应于基准最小值Smin。这导致电压使用效率的提高。
第五实施例
图20A、20B和21A至21C中示出本发明的第五实施例。
在第五实施例中，类似于第二至第四实施例，工作计算器65包括调制器653，调制器653执行调制处理以调制基准正弦波的波形。
在第四实施例中，执行图20A和20B中所示的高均匀两相调制处理(upper uniform two-phase modulation)，作为调制器653中的调制处理。在该处理中，针对图20A中所示的基准正弦波，将最大相的工作和基准最大值Smax之间的差与所有相相加，使得最大相的工作对应于基准最大值Smax。图20B中示出高均匀两相调制之后的波形。
在第四实施例中，类似于第一实施例，通过向下偏移第一工作指令信号D51并向上偏移第二工作指令信号D52来减小电容器50的纹波电流。另外，通过根据第一工作指令信号D51和第二工作指令信号D52的振幅而改变它们的偏移量，将FET之间的热损失差异抑制到更小。
具体地，如图21A中所示，如果第一工作指令信号D51的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第一工作中心值Dc51偏移使得第一工作指令信号D51的最大值Dmax51对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D51的最小值Dmin51等于或大于可能的工作范围的下限Rmin，则第一工作中心值Dc51向下偏移使得第一工作指令信号D51的最大值Dmax51对应于输出中心值Rc。另一方面，如果第二工作指令信号D52的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第二工作中心值Dc52偏移使得第二工作指令信号D52的最小值Dmin52对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D52的最大值Dmax52等于或小于可能的工作范围的上限Rmax，则第二工作中心值Dc52向上偏移使得第二工作指令信号D52的最小值Dmin52对应于输出中心值Rc。
如图21B中所示，如果第一工作指令信号D51的振幅是可能的工作范围的25％，那么当第一工作中心值Dc51偏移使得第一工作指令信号D51的最大值Dmax51对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D51的最小值Dmin51对应于可能的工作范围的下限Rmin。另外，如果第二工作指令信号D52的振幅是可能的工作范围的25％，那么当第二工作中心值Dc52偏移使得第二工作指令信号D52的最小值Dmin52对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D52的最大值Dmax52对应于可能的工作范围的上限Rmax。
如图21C中所示，如果第一工作指令信号D51的振幅大于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第一工作中心值Dc51偏移使得第一工作指令信号D51的最大值Dmax51对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D51的最小值Dmin51小于可能的工作范围的下限Rmin，则第一工作中心值Dc51偏移使得第一工作指令信号D51的最小值Dmin51对应于可能的工作范围的下限Rmin。另外，如果第二工作指令信号D52的振幅大于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第二工作中心值Dc52偏移使得第二工作指令信号D52的最小值Dmin52对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D52的最大值Dmax52大于可能的工作范围的上限Rmax，则第二工作中心值Dc52偏移使得第二工作指令信号D52的最大值Dmax52对应于可能的工作范围的上限Rmax。
也就是说，如果第一工作指令信号D51的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第一工作中心值Dc51向下偏移以远离输出中心值Rc。另外，如果第一工作指令信号D51的振幅大于可能的工作范围的25％，则第一工作中心值Dc51向靠近输出中心值Rc的方向偏移。
另外，如果第二工作指令信号D52的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第二工作中心值Dc52向上偏移以远离输出中心值Rc。另外，如果第二工作指令信号D52的振幅大于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第二工作中心值Dc52向靠近输出中心值Rc的方向偏移。
也就是说，在第五实施例中，第一工作中心值Dc51从输出中心值Rc的偏移量M51和第二工作中心值Dc52从输出中心值Rc的偏移量M52可以根据振幅而变化。
因此，本实施例具有与第一实施例相同的优点。另外，还执行将最大相的工作和基准最大值之间的差与所有相相加的高均匀两相调制处理，使得调制前的正弦波信号中的最大工作对应于基准最大值Smax。这导致电压使用效率的提高。
第六实施例
图22A至图22C中示出本发明的第六实施例。
在第六实施例中，类似于第二至第五实施例，工作计算器65包括调制器653，调制器653执行调制处理以调制基准正弦波的波形。
在第六实施例中，作为调制器653中的调制处理，针对驱动第一反相器电路20的指令电压，执行图18A和18B中所示的低均匀两相调制处理，并且针对驱动第二反相器电路30的指令电压，执行图20A和20B中所示的高均匀两相调制处理。
在第六实施例中，类似于第一实施例，通过向下偏移第一工作指令信号D61并向上偏移第二工作指令信号D62来减小电容器50的纹波电流。另外，通过根据第一工作指令信号D61和第二工作指令信号D62的振幅而改变它们的偏移量，将FET之间的热损失差异抑制到更小。
具体地，如图22A中所示，如果第一工作指令信号D61的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第一工作中心值Dc61偏移使得第一工作指令信号D61的最大值Dmax61对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D61的最小值Dmin61等于或大于可能的工作范围的下限Rmin，则第一工作中心值Dc61向下偏移使得第一工作指令信号D61的最大值Dmax61对应于输出中心值Rc。另一方面，如果第二工作指令信号D62的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第二工作中心值Dc62偏移使得第二工作指令信号D62的最小值Dmin62对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D62的最大值Dmax62等于或小于可能的工作范围的上限Rmax，则第二工作中心值Dc62向上偏移使得第二工作指令信号D62的最小值Dmin62对应于输出中心值Rc。
如图22B中所示，如果第一工作指令信号D61的振幅是可能的工作范围的25％，那么当第一工作中心值Dc61偏移使得第一工作指令信号D61的最大值Dmax61对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D61的最小值Dmin61对应于可能的工作范围的下限Rmin。另外，如果第二工作指令信号D62的振幅是可能的工作范围的25％，那么当第二工作中心值Dc62偏移使得第二工作指令信号D62的最小值Dmin62对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D62的最大值Dmax62对应于可能的工作范围的上限Rmax。
如图22C中所示，如果第一工作指令信号D61的振幅大于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第一工作中心值Dc61偏移使得第一工作指令信号D61的最大值Dmax61对应于输出中心值Rc时，第一工作指令信号D61的最小值Dmin61小于可能的工作范围的下限Rmin，则第一工作中心值Dc61偏移使得第一工作指令信号D61的最小值Dmin61对应于可能的工作范围的下限Rmin。另外，如果第二工作指令信号D62的振幅大于可能的工作范围的25％，也就是说，如果当第二工作中心值Dc62偏移使得第二工作指令信号D62的最小值Dmin62对应于输出中心值Rc时，第二工作指令信号D62的最大值Dmax62大于可能的工作范围的上限Rmax，则第二工作中心值Dc62偏移使得第二工作指令信号D62的最大值Dmax62对应于可能的工作范围的上限Rmax。
也就是说，如果第一工作指令信号D61的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第一工作中心值Dc61向下偏移以远离输出中心值Rc。另外，如果第一工作指令信号D61的振幅大于可能的工作范围的25％，则第一工作中心值Dc61向靠近输出中心值Rc的方向偏移。
另外，如果第二工作指令信号D62的振幅等于或小于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第二工作中心值Dc62向上偏移以远离输出中心值Rc。另外，如果第二工作指令信号D62的振幅大于可能的工作范围的25％，则随着振幅增加，第二工作中心值Dc62向靠近输出中心值Rc的方向偏移。
也就是说，在第六实施例中，第一工作中心值Dc61从输出中心值Rc的偏移量M61和第二工作中心值Dc62从输出中心值Rc的偏移量M62可以根据振幅而变化。
因此，第六实施例具有与第一实施例相同的优点。另外，针对第一工作指令信号D61执行从所有相减去最小相的工作和基准最小值Smin之间的差的低均匀两相调制处理，使得调制前的正弦波信号中的最小相的工作对应于基准最小值Smin。另外，针对第二工作指令信号D62执行将最大相的工作和基准最大值Smax之间的差与所有相相加的高均匀两相调制处理，使得调制前的正弦波信号中的最大相的工作对应于基准最大值Smax。这导致电压使用效率的提高。
本发明不局限于上述实施例，而且应该理解，在不偏离本发明的精神和范围的情况下，可以进行如下各种修改。
(a)电压指令信号偏移方向的改变
尽管在上述实施例中举例说明了与第一反相器电路的驱动和控制有关的第一工作指令信号从输出中心值向下偏移并且与第二反相器电路的驱动和控制有关的第二工作指令信号从输出中心值向上偏移，然而，电压指令信号的偏移方向可以彼此逆转。
另外，在一变形例中，可以每经过预定时间段切换一次与第一反相器电路的驱动和控制有关的电压指令信号的偏移方向和与第二反相器电路的驱动和控制有关的电压指令信号的偏移方向。
在图23中，与第一反相器电路的驱动和控制有关的第一工作指令信号D71由实线表示，与第二反相器电路的驱动和控制有关的第二工作指令信号D72由虚线表示。如图23中所示，在时间段T1期间，由向下偏移的第一工作指令信号D71驱动和控制第一反相器电路，由向上偏移的第二工作指令信号D72驱动第二反相器电路。在时间段T1之后的时间段T2期间，由向上偏移的第一工作指令信号D71驱动和控制第一反相器电路，由向下偏移的第二工作指令信号d72驱动和控制第二反相器电路。另外，在时间段T2之后的时间段T3期间，与时间段T1相同，由向下偏移的第一工作指令信号D71驱动和控制第一反相器电路，由向上偏移的第二工作指令信号D72驱动第二反相器电路。
采用这种方式，两个(第一和第二)时间段以预定的时间间隔交替。在第一时间段期间，以基于从输出中心值Rc向下偏移的第一偏移量确定的第一工作指令信号D71的中心值驱动和控制第一反相器电路，并且以基于从输出中心值Rc向上偏移的第二偏移量确定的第二工作指令信号D72的中心值驱动和控制第二反相器电路。在第二时间段期间，以基于从输出中心值Rc向上偏移的第二偏移量确定的第一工作指令信号D71的中心值驱动和控制第一反相器电路，并且以基于从输出中心值Rc向下偏移的第一偏移量确定的第二工作指令信号D72的中心值驱动和控制第二反相器电路。这涉及以预定的时间间隔改变与驱动各反相器电路有关的工作指令信号的偏移方向。这允许通过将开关元件之间的接通时间的差异最小化来使累积电流值均衡化并且使开关元件之间的热损失的偏差最小化。时间段T1和T3对应于第一时间段，时间段T2对应于第二时间段。另外，第一反相器电路对应于一个反相器电路，第二反相器电路对应于另一个反相器电路。另外，第一工作指令信号D71对应于第一电压指令信号，第二工作指令信号D72对应于第二电压指令信号。
然而，当工作指令信号的偏移方向如上所述地周期性改变时，由于工作指令信号的不连续性可能产生噪声。例如，如果将该工作转换器应用于如电控转向助力系统(EPS)等设备，那么可以设置改变偏移方向的时间段以提供感觉不到该噪声的频率，或者可以改变偏移方向的变化周期。
另外，在针对偏移方向改变的时间段期间，基于开关元件的累积电流值，如果开关元件的累积电流值超过预定值，则可以改变工作指令信号的偏移方向。也就是说，以基于从输出中心值Rc向下偏移的第一偏移量确定的第一工作指令信号的中心值驱动和控制第一反相器电路，并且以基于从输出中心值Rc向上偏移的第二偏移量确定的第二工作指令信号的中心值驱动和控制第二反相器电路。另外，如果流过某些开关元件的电流的累积值超过预定值，则以基于从输出中心值Rc向上偏移的第二偏移量确定的第一工作指令信号的中心值驱动和控制第一反相器电路，并且以基于从输出中心值Rc向下偏移的第一偏移量确定的第二工作指令信号的中心值驱动和控制第二反相器电路。这允许通过使开关元件之间的接通时间差异最小化来均衡累积电流值并使开关元件之间热损失的偏差最小化。另外，由于当基于累积电流值而改变工作指令信号的偏移方向时变化频率不是恒定的，所以可以抑制由偏移方向的改变引起的噪声。
这种偏移方向的改变可以应用于任一上述实施例。
(b)电流检测器电路的位置
图24A至图24F示出电流检测器电路的位置。图24A至图24F仅示出第一反相器电路20和对应于第一反相器电路20的第一绕组系18而没有示出第二反相器电路30和对应于第二反相器电路30的第二绕组系19。
如图24A中所示，可以将电流检测器41至43设置在低侧FET 24至26的接地侧。如图24B中所示，没有W1电流检测器43，U1电流检测器41可以设置在U低侧FET 24和地之间，V1电流检测器42可以提供在U低侧FET 25和地之间。如在该例子中，即使取消n相电流检测器中的一个，也可以根据与电源电流的差异检测所有相的电流。例如，可以检测三个相电流检测器中两个的相电流，可以检测四个相电流检测器中三个的相电流，可以检测五个相电流检测器中四个的相电流，等等。另外，可以取消用于多个电流检测器的任意相。
如图24C中所示，可以将电流检测器41至43设置在高侧FET 21至23的电源侧。如图24D中所示，可以取消图24C例子中的W1电流检测器43。如图24B中示出了取消n相电流检测器中的一个。
如图24E中所示，可以将电流检测器41至43设置在高侧FET 21至23和低侧FET 24至26之间的各节点与对应的绕组11至13之间。如图24F中所示，可以取消图24E例子中的W1电流检测器43。如图24B中示出了取消n相电流检测器中的一个。
(c)电流检测器电路的类型
如果电流检测器电路设置在图24E和图24F中所示的位置处，则优选使用霍尔元件作为电流检测器。如果电流检测器电路设置在图24A至图24D中所示的位置处，则可以用分流电阻器代替霍尔元件作为电流检测器。
例如对于图4A和图4B中所示的PWM基准信号的峰侧，如果在图24A或图24B中所示的位置处设置分流电阻器作为电流检测器，则由于当所有低侧FET 24至26接通时流过电流检测器41至43的电流(称为峰侧电流)等于流过绕组18的电流，所以可以检测峰侧电流作为绕组电流。另一方面，对于PWM基准信号的谷侧，当所有低侧FET 24至26都断开时流过电流检测器41至43的电流(称为谷侧电流)用于基于分流电阻器或放大器电路的温度变化而修正绕组电流。
也就是说，如果使用分流电阻器作为电流检测器，用于PWM基准信号的峰侧和谷侧，则需要确保所有低侧FET 24至26都接通的时间段或者所有低侧FET 24至26都断开的时间段。另外，如果由分流电阻器检测电流，则需要确保悬挂(rigging)收敛时间(例如，4.5μsec)，即，不执行FET的接通/断开切换的保持时间。因此，对于电流检测器电路，可以基于检测电流所用的时间而确定可能的工作范围。
另外，如果不需要修正绕组电流，那么可以仅基于检测电流检测器电路中的电流所用的时间确定可能的工作范围的上限。
另外，对于PWM基准信号的谷侧，如果在图24C或图24D中所示的位置处设置分流电阻器作为电流检测器，那么由于当所有高侧FET 21至23都接通时流过电流检测器41至43的谷侧电流等于流过绕组18的电流，则检测谷侧电流作为绕组电流。在此情况下，如果不需要修正绕组电流，则可以仅基于检测电流检测器电路中的电流所用的时间而确定可能的工作范围的下限。
因此，可以根据电流检测器电路正确地检测流过绕组的电流。
另外，需要靴绊(bootstrap)式栅极驱动器电路在每个预定时间周期接通所有的低侧FET 24至26。这不允许将可能的工作范围的上限设置为100％。因此，可以基于棚极驱动器电路的配置而确定可能的工作范围的上限。
(d)其它变形例
尽管在上述实施例中描述了如图25A中示意性示出的两条反相器电路驱动一个马达10，但是如图25B中示意性示出的，这两条反相器电路还可以配置成分别驱动不同的马达。例如，第一反相器电路120可以驱动第一马达110，而第二反相器电路130可以驱动第二马达111。
尽管在上述实施例中描述了所有多相旋转电机都是马达，但是它们不局限于此，也可以是发电机。此外，多相旋转电机不局限于EPS，也可以用于EPS以外的多种不同的应用，包括例如电动车窗等。

Claims (16)

1.一种用于多相旋转电机(10)的功率转换器，所述多相旋转电机包括两个绕组系(18、19)，每个绕组系由对应于所述多相旋转电机的每一相的绕组(11-13、14-16)构成，所述功率转换器包括：
两个反相器电路(20、30)，每个反相器电路具有对应于所述绕组系的每一相的开关元件(21-26、31-36)；
电容器(50)，其连接到所述反相器电路；以及
控制电路(60)，其基于与施加到所述绕组系的电压有关的电压指令信号和脉宽调制基准信号控制所述开关元件的接通/断开，
其中所述控制电路(60)包括：
振幅计算部分(651)，用于计算所述电压指令信号的振幅；以及
偏移量计算部分(652)，用于计算第一偏移量和第二偏移量，所述第一偏移量表示与施加到所述绕组系中的一个绕组系的电压有关的电压指令信号的中心值从可能的工作范围的输出中心值的偏移量，以允许所述电压指令信号的中心值与所述输出中心值相比向下偏移；并且所述第二偏移量表示与施加到所述绕组系中的另一个绕组系的电压有关的电压指令信号的中心值从所述输出中心值的偏移量，以允许所述电压指令信号的中心值从所述输出中心值向上偏移，并且
其中所述第一偏移量和所述第二偏移量根据由所述振幅计算部分计算出的振幅而变化。
2.根据权利要求1所述的功率转换器，其中：
所述偏移量计算部分(652)计算所述第一偏移量，以允许从所述输出中心值向下偏移的所述电压指令信号的最大值对应于所述输出中心值。
3.根据权利要求2所述的功率转换器，其中：
所述偏移量计算部分(652)计算所述第一偏移量，用于如果当向下偏移的所述电压指令信号的最大值对应于所述输出中心值时提供的所述电压指令信号的最小值小于所述可能的工作范围的下限，则允许所述电压指令信号的最小值对应于所述可能的工作范围的下限。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换器，其中：
所述偏移量计算部分(652)计算所述第二偏移量，以允许从所述输出中心值向上偏移的所述电压指令信号的最小值对应于所述输出中心值。
5.根据权利要求4所述的功率转换器，其中：
所述偏移量计算部分(652)计算所述第二偏移量，用于如果当向上偏移的所述电压指令信号的最小值对应于所述输出中心值时提供的所述电压指令信号的最大值大于所述可能的工作范围的上限，则允许所述电压指令信号的最大值对应于所述可能的工作范围的上限。
6.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换器，其中：
所述输出中心值是50％。
7.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换器，还包括：
电流检测器电路(40)，其被提供用于分别检测流过所述绕组系的电流，
其中基于在所述电流检测器电路中检测电流所用的时间而确定所述可能的工作范围的上限和下限中的至少一个。
8.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换器，其中：
所述控制电路(60)被配置成：
以基于所述第一偏移量而确定的作为施加到所述一个绕组系的电压指令信号的第一电压指令信号的中心值来驱动和控制一个反相器电路(20)，并且以基于所述第二偏移量而确定的作为施加到所述另一个绕组系的电压指令信号的第二电压指令信号的中心值来驱动和控制第二反相器电路(30)；以及
如果流过所述开关元件中任一个开关元件的电流的累积值超过预定值，则以基于所述第一偏移量而确定的所述第二电压指令信号的中心值来驱动和控制所述第二反相器电路，以基于所述第二偏移量而确定的所述第一电压指令信号的中心值来驱动和控制所述第一反相器电路。
9.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换器，其中：
所述控制电路(60)被配置成在第一时间段和第二时间段之间交替工作，其中在所述第一时间段，以基于所述第一偏移量而确定的作为施加到所述一个绕组系的电压指令信号的第一电压指令信号的中心值来驱动和控制所述第一反相器电路并且以基于所述第二偏移量而确定的作为施加到所述另一个绕组系的电压指令信号的第二电压指令信号的中心值来驱动和控制所述第二反相器电路；在所述第二时间段，以基于所述第二偏移量而确定的所述第一电压指令信号的中心值来驱动和控制所述第一反相器电路并且以基于所述第一偏移量而确定的所述第二电压指令信号的中心值来驱动和控制所述第二反相器电路。
10.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换器，其中：
所述电压指令信号是正弦波信号。
11.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换器，其中：
所述控制电路(60)包括调制部分(653)，其用于从正弦波信号调制所述电压指令信号。
12.根据权利要求11所述的功率转换器，其中：
所述调制部分(653)从调制之前的正弦波信号的所有相减去超过基准最大值和基准最小值的量。
13.根据权利要求11所述的功率转换器，其中：
所述调制部分(653)计算对于正弦波信号的最大工作和最小工作之间的平均值，并从所有相减去该平均值。
14.根据权利要求11所述的功率转换器，其中：
所述调制部分(652)从所有相减去最小相的工作和基准最小值之间的差，使得调制之前的正弦波信号的最小工作对应于所述基准最小值。
15.根据权利要求11所述的功率转换器，其中：
所述调制部分(652)将所述最大相的工作和基准最大值之间的差加到所有相，使得调制之前的正弦波信号中的最大工作对应于所述基准最大值。
16.根据权利要求11所述的功率转换器，其中：
所述调制部分(652)被配置成：
从所有相减去所述最小相的工作和基准最小值之间的差，使得调制之前的正弦波信号中的所述最小相的工作对应于从所述输出中心值向下偏移的所述电压指令信号的基准最小值；并且
将所述最大相的工作和基准最大值之间的差加到所有相，使得调制之前的正弦波信号中的所述最大相的工作对应于从所述输出中心值向上偏移的所述电压指令信号的基准最大值。
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