CN102006264A - 无线传输系统、无线通信设备和无线通信方法 - Google Patents

Abstract

一种无线传输系统，包括：用于传输的通信单元；以及用于接收的通信单元。所述用于传输的通信单元和用于接收的通信单元容纳在同一电子装置的外壳中，或者用于传输的通信单元容纳在第一电子装置的外壳中而用于接收的通信单元容纳在第二电子装置的外壳中，并且当第一电子装置和第二电子装置在给定位置布置以相互集成时，在第一电子装置中的用于传输的通信单元和第二电子装置中的用于接收的通信单元之间，形成允许用于传输的通信单元和用于接收的通信单元之间的无线信息传输的无线信号传输路径。所述用于传输的通信单元包括第一载波信号生成单元和第一频率转换器。所述用于接收的通信单元包括第二载波信号生成单元和第二频率转换器。

Description

无线传输系统、无线通信设备和无线通信方法

技术领域

本发明涉及无线传输系统、无线通信设备和无线通信方法。

背景技术

例如，低压差分信号传输(LVDS)已知为用于实现以相对短的距离(例如，在几厘米到十几厘米内)布置的各个电子装置之间的高速信号传输以及电子装置中高速信号传输的技术。然而，随着近来传输数据的传输速度和大小的进一步增加、功耗的增加、由于反射的信号失真的影响的增加等，不必要的辐射的增加等等成为问题。例如，在装置中的例如视频信号(包括成像信号)和计算机图像信号的高速(实时)传输的情况下，LVDS的性能正达到极限。

将可能增加线的数目以及并行化信号传输从而减少每一条信号线的传输速度，以便处理增加传输数据的传输速度时的问题。然而，该措施导致输入/输出端子的数目增加。结果，要求印刷板和电缆线的复杂性增加、半导体芯片大小的增加等。此外，因为高速、大型数据通过线来路由，所以所谓的电磁干扰成为问题。

LVDS和增加线数的技术的问题两者都归因于通过电线的信号传输。因此，作为用于解决归因于通过电线的信号传输的问题的技术，已经提出通过无线传输替代电线来传输信号的技术(例如，参考日本专利公开No.2005-204221(以下，专利文献1)、日本专利公开No.2005-223411(以下，专利文献2)、日本专利公开No.Hei 10-256478(以下，专利文献3)和美国专利No.5754948)(以下，专利文献4))。

专利文献1和2提出通过无线传输来执行外壳内的信号传输，并且采用超宽波段(UWB)通信系统。专利文献3和4示出使用毫米波波段中的载波频率。

发明内容

然而，在专利文献1和2的UWB通信系统中载波频率低。因此，该系统不适于用于例如视频信号传输的高速通信。此外，该系统具有如大的天线尺寸的尺寸问题。此外，在传输中使用的频率接近其它基带信号的处理的频率。因此，该系统还涉及无线信号和基带信号之间容易出现干扰的问题。此外，当载波频率低时，传输易受装置中的驱动系统噪声的影响，并且必需针对其的措施。

另一方面，如果如专利文献3和4中所述使用在对应于更短波长的毫米波波段中的载波频率，则可以解决天线尺寸和干扰的问题。

在采用对其应用毫米波波段的无线传输的情况下，如果使用如在一般露天区域(户外区域)中使用的无线系统的无线系统(无线通信技术)，则要求载波频率具有高稳定性。这意味着必需具有高频率稳定性但是具有复杂电路配置的振荡器电路，并且意味着系统配置作为整体也变得复杂。

例如，如果使用外部基本部分、频率倍增电路、PLL电路等以便实现具有其稳定性高达ppm(百万分之几)量级的频率的载波信号，则电路规模变得更大。此外，在尝试通过硅集成电路实现包括谐振电路(tank circuit)(由电感器和电容器构成的共振电路)的振荡器电路的整体的情况下，实际上，难以形成具有高品质因子的谐振电路，因此，具有高品质因子的谐振电路必须布置在集成电路外部。

然而，在考虑通过对应于更短波长(例如，毫米波波段)的频带实现以相对短的距离布置的各个电子装置之间以及电子装置中的无线高速信号传输的情况下，要求载波频率具有高稳定性看起来不是明智的。相反，考虑放松载波频率的稳定性从而使用具有简单电路配置的振荡器电路并整体上简化系统配置看起来更好。

然而，尽管依赖于调制/解调系统，但是如果简单放松载波频率的稳定性，则可能的频率变化(传输电路使用的载波频率和接收电路使用的载波频率之间的差)将成为问题，并且可能不能执行正确的信号传输(信号不能正确解调)。

需要本发明提供一种机制，其在放松各个电子装置之间和装置中的无线信号传输的载波频率的稳定性的同时允许正确的信号传输。

在根据本发明的模式的无线传输系统、无线通信设备和无线通信方法中，首先，用于传输的通信单元和用于接收的通信单元布置在电子装置的外壳中。

在用于传输的通信单元和用于接收的通信单元之间构造允许无线信息传输的无线信号传输路径。该无线信号传输路径可以是空气(air)(所谓的自由空间)。然而，优选的是该无线信号传输路径是具有波导结构的传输路径，其传输无线信号同时将该无线信号限定在传输路径中。

在一些情况下，无线传输系统由多个电子装置的组合形成，电子装置每个包括传输侧通信单元和/或接收侧通信单元，使得传输侧和接收侧可以形成一对。在其它情况下，配置一个电子装置以便包括传输侧和接收侧通信单元，并且该一个电子装置自身用作无线传输系统。配置该无线通信设备以便包括传输侧或接收侧通信单元。例如，无线通信设备作为半导体集成电路提供，并且安装在电子装置的电路板上。

用于传输的通信单元通过调制载波信号执行传输对象信号的频率转换以生成调制信号，并且将生成的调制信号发送到无线信号传输路径。用于接收的通信单元通过使用经由无线信号传输路径接收的信号作为注入信号，生成与调制载波信号锁定的解调载波信号，并且通过经由解调载波信号执行经由无线信号传输路径接收的调制信号的频率转换，解调传输对象信号。

实际上，在布置在电子装置的外壳中的传输侧通信单元和类似地布置在电子装置(该电子装置可以与布置传输侧通信单元的电子装置相同或不同)的外壳中的接收侧通信单元之间构造无线信号传输路径，并且在两个通信单元之间执行无线信号传输。

在该无线信号传输中，在本发明的模式的机制中，接收侧使用接收信号作为注入信号来生成与调制载波信号锁定的解调载波信号，并且通过经由使用解调载波信号执行频率转换(下转换)解调传输对象信号。

传输侧可以只发送通过频率转换(上转换)获得的调制信号，并且接收的调制信号可以用作用于生成解调载波信号的注入信号。然而，优选的是用于调制的参考载波信号也和调制信号一起发送，并且接收侧视图利用接收的参考载波信号实现注入锁定。

本发明的模式的机制提供这样的状态，其中用于上转换的调制载波信号和用于下转换的解调载波信号确定地相互锁定。因此，即使在调制载波信号的频率的稳定性放松的情况下执行无线信号传输，也可以正确解调传输对象信号。

在下转换中，同步检测的使用是容易的。通过扩展使用用于正交检测的同步检测，不仅幅度调制而且相位调制和频率调制也可以采用。这意味着例如通过使得调制信号为正交可以增强数据传输速率。

根据本发明的模式，在各个装置之间或装置(外壳)中的无线信号传输中，即使放松调制载波信号的频率的稳定性，也可以在接收侧正确解调传输对象信号。

因为可以放松载波信号的频率的稳定性，所以可以使用具有简单电路配置的振荡器电路，并且还可以简化作为整体的系统配置。

因为可以放松载波信号的频率的稳定性，所以包括谐振电路(和频率转换器)的振荡器电路的整体可以形成在同一半导体基底上。实现了包括内置谐振电路的单芯片振荡器电路(半导体集成电路)和包括内置谐振电路的单芯片通信电路(半导体集成电路)。

附图说明

图1A是用于在功能配置方面说明无线传输系统的信号干扰的图；

图1B1到1B3是用于说明无线传输系统中的信号复用的图；

图2A和2B是用于说明通信处理系统中的调制功能单元和解调功能单元的比较示例的图；

图3A到3D是用于说明本发明各实施例的调制功能单元及其外围电路的基本配置示例的图；

图4A1到4A4是用于说明各实施例的解调功能单元及其外围电路的基本配置示例的图；

图4B是用于说明注入锁定的相位关系的图；

图5A1到5A5是用于说明当载波信号和参考载波信号具有相同频率和相同相位时的解调处理的基础的图；

图5B1到5B4是用于说明当载波信号和参考载波信号具有相同频率和正交关系的相位时的解调处理的基础的图；

图5C1到5C3是用于说明当载波信号和参考载波信号具有相同频率和正交关系的相位时的解调处理的电路配置的基础的图；

图6A1和6A2是用于说明当载波信号和参考载波信号具有相同频率和正交关系的相位时的解调处理的特定示例的第一图；

图6B1和6B2是用于说明当载波信号和参考载波信号具有相同频率和正交关系的相位时的解调处理的特定示例的第二图；

图6C1到6C3是用于说明当载波信号和参考载波信号具有相同频率和正交关系的相位时的解调处理的特定示例的第三图；

图6D1和6D2是用于说明当载波信号和参考载波信号具有相同频率和正交关系的相位时的解调处理的特定示例的第四图；

图7A是用于说明根据本发明第一实施例的、采用注入锁定系统的传输器侧的配置示例的图(第一示例)；

图7B是用于说明根据本发明第一实施例的、采用注入锁定系统的传输器侧的配置示例的图(第二示例)；

图8是用于说明根据本发明第一实施例的、采用注入锁定系统的接收器侧的配置示例的图；

图9A是用于说明根据本发明第二实施例的、采用注入锁定系统的传输器侧的配置示例的图(第一示例)；

图9B是用于说明根据本发明第二实施例的、采用注入锁定系统的传输器侧的配置示例的图(第二示例)；

图10A是用于说明根据本发明第二实施例的、采用注入锁定系统的接收器侧的配置示例的图(第一示例)；

图10B是用于说明根据本发明第二实施例的、采用注入锁定系统的接收器侧的配置示例的图(第二示例)；

图11A和11B是用于说明振荡器电路的电路配置和CMOS上的电感器电路的布局模式示例的图；

图11C到11E是用于说明CMOS上的电感器电路的布局模式示例的细节的图；

图12A到12D是用于说明多信道传输和注入锁定之间的关系的图；

图13A1到13A5是用于说明各实施例的无线传输路径结构的第一示例的图；

图13B1到13B3是用于说明各实施例的无线传输路径结构的第二示例的图；

图13C1到13C3是用于说明各实施例的无线传输路径结构的第三示例的图；

图14是用于说明各实施例的无线传输系统的第一应用示例的图；

图15是用于说明各实施例的无线传输系统的第二应用示例的图；

图16A是用于说明各实施例的无线传输系统的第三应用示例(配置1-1)的图；

图16B是用于说明各实施例的无线传输系统的第三应用示例(配置1-2)的图；

图16C是用于说明各实施例的无线传输系统的第三应用示例(配置2)的图；

图17A是用于说明各实施例的无线传输系统的第四应用示例(配置1)的图；以及

图17B是用于说明各实施例的无线传输系统的第四应用示例(配置2)的图。

具体实施方式

以下，将参照附图详细描述本发明的各实施例。

将按照以下顺序进行描述。

1.通信处理系统：基础

2.调制和解调：比较示例

3.调制和解调：基础(注入锁定系统的使用)

4.参考载波信号的相位和解调处理之间的关系

5.注入锁定系统：第一实施例

6.注入锁定心跳：第二实施例

7：振荡器电路的配置示例

8.多信道传输和注入锁定之间的关系

9.传输路径结构(用于外壳中和安装的/加载的各个装置之间的传输)

10.系统配置：第一应用示例(单个信道)

11.系统配置：第二应用示例(广播通信)

12.系统配置：第三应用示例(频分复用：两个信道)

13.系统配置：第四应用示例(频分复用：全双工双向通信)

<通信处理系统：基础>

图1A到1B3是用于说明根据本发明实施例的无线传输系统的图。具体地，图1A是用于在功能配置方面说明无线传输系统1的信号干扰的图。图1B1到1B3是用于说明无线传输系统1中的信号复用的图。

在下面的描述中，毫米波波段中的载波频率用作各实施例的无线传输系统中使用的载波频率。然而，各实施例的机制不仅可以用于毫米波波段中的载波频率，而且可用于例如对应于更短波长的次毫米波波段。各实施例的无线传输系统例如在数字记录/再现设备、地面电视接收设备、蜂窝电话设备、游戏机和计算机中使用。

[功能配置]

如图1A所示，配置无线传输系统1，使得作为第一无线装置的一个示例的第一通信设备100和作为第二无线装置的一个示例的第二通信设备200经由毫米波信号传输路径9相互耦合，并且在毫米波波段中执行信号传输。毫米波信号传输路径9是无线信号传输路径的一个示例。作为传输对象的信号被频率转换为适于宽带传输的毫米波波段，然后传输。

无线传输设备(系统)通过第一通信单元(第一毫米波传输设备)和第二通信单元(第二毫米波传输设备)构造。在以相对短的距离布置的第一通信单元和第二通信单元之间，在传输对象信号被转换为毫米波信号后，该毫米波信号经由毫米波信号传输路径传输。各实施例中的“无线传输”意味着传输对象信号不通过一般的电线(简单的有线线路)传输，而通过无线(在本示例中，通过毫米波)传输。

“相对短的距离”指比在广播和一般无线通信中使用的露天区域(户外区域)中的通信设备之间的距离短的距离，并且可以是任何距离，只要它具有使得传输范围基本上可以指定为封闭空间的长度。“封闭空间”指处于这种状态的空间，其中从空间内部向外部的电波的泄漏小，并且从外部进入空间的内部的电波的到达(进入)也小。典型地，“封闭空间”处于这样的状态，其中空间整体被具有阻挡电波的效果的外壳(容器)围绕。

这种状态下的通信的示例包括一个电子装置的外壳中的各板之间的通信和同一板上各芯片之间的通信、以及处于多个电子装置被集成的状态(如一个电子装置安装在另一电子装置上的状态)下的各电子装置之间的通信。

“集成”状态的典型示例是其中两个电子装置通过安装而进入完全相互接触的状态。然而，“集成”状态不限于此，只要它是两个电子装置之间的传输范围基本上可以指定为如上所述的封闭空间的状态。“集成”状态还包括这样的情况，其中两个电子装置相互分离一些(相对短的距离：例如，在几厘米到十几厘米)布置在给定位置，并且可以当作是“基本上”集成。也就是说，通信状态可以是任何状态，只要从空间内部到外部的电波的泄漏小并且从外部到空间内部的电波的到达(进入)也小，该空间通过两个电子装置形成并允许电波传播通过它。

以下，在一个电子装置的外壳中的信号传输将称为外壳中信号传输，并且在多个电子装置集成(以下，“集成”也包括“基本集成”)的状态下的信号传输将称为装置间信号传输。在外壳中信号传输的情况下，各实施例的无线传输系统用作电子装置自身，在各实施例的无线传输系统中，传输侧的通信设备(通信单元：传输单元)和接收侧的通信设备(通信单元：接收单元)容纳在同一外壳中，并且在各通信单元(传输单元和接收单元)之间形成无线信号传输路径。在装置间信号传输的情况下，传输侧的通信设备(通信单元：传输单元)和接收侧的通信设备(通信单元：接收单元)容纳在不同电子装置的外壳中，并且在两个电子装置中的各通信单元(传输单元和接收单元)之间形成无线信号传输路径，并且当两个电子装置布置在给定位置以便集成时，构成各实施例的无线传输系统。

在如此提供以便包夹毫米波信号传输路径的通信设备中，组合布置一对传输单元和接收单元。一个通信设备和另一通信设备之间的信号传输可以是单向(单个方向)传输或双向传输。例如，当第一通信单元用作传输侧并且第二通信单元用作接收侧时，传输单元布置为第一通信单元并且接收单元布置为第二通信单元。当第二通信单元用作传输侧并且第一通信单元用作接收侧时，传输单元布置为第二通信单元并且接收单元布置为第一通信单元。

例如，传输单元包括：传输侧信号生成单元，其对传输对象信号执行信号处理以生成毫米波信号(信号转换器，其将作为传输对象的电信号转换为毫米波信号)；以及传输侧信号耦合器，其将由传输侧信号生成单元生成的毫米波信号耦合到传输毫米波信号的传输路径(毫米波信号传输路径)。优选的是传输侧信号生成单元与生成传输对象信号的功能单元集成。

例如，传输侧信号生成单元具有调制器电路，并且该调制器电路调制传输对象信号。传输侧信号生成单元对通过调制器电路的调制得到的信号执行频率转换，以生成毫米波信号。原理上，直接将传输对象信号转换为毫米波信号也将是可能的。传输侧信号耦合器将由传输侧信号生成单元生成的毫米波信号提供给毫米波信号传输路径。

例如，接收单元包括：接收侧信号耦合器，其接收通过毫米波信号传输路径传输的毫米波信号；以及接收侧信号生成单元，其对由接收侧信号耦合器接收的毫米波信号(输入信号)执行信号处理，以生成正常电信号(传输对象信号)(信号转换器，其将毫米波信号转换为作为传输对象的电信号)。优选的是接收侧信号生成单元与接收传输对象信号的功能单元集成。例如，接收侧信号生成单元具有解调器电路。接收侧信号生成单元执行毫米波信号的频率转换以生成输出信号，此后解调器电路解调输出信号以生成传输对象信号。原理上，直接将毫米波信号转换为传输对象信号也将是可能的。

也就是说，在进行信号接口时，通过关于传输对象的毫米波信号，通过无接触、无线缆系统执行传输(该传输不是通过电线的传输)。优选的是通过至少关于信号传输(具体地，对其要求高速传输和大容量传输的视频信号、高速时钟信号等)的毫米波信号执行传输。实际上，传统上通过电线执行的信号传输在本实施例中通过毫米波信号来执行。在毫米波波段中执行信号传输使得可能实现Gbps量级的高速信号传输。此外，可以容易地限制毫米波信号的范围，并且还实现归因于该属性的效果。

各个信号耦合器可以是任何单元，只要它们允许第一通信单元和第二通信单元经由毫米波信号传输路径传输毫米波信号。例如，它们可以是具有天线结构的单元(天线耦合器)或可以是允许耦合而不具有天线结构的单元。

“传输毫米波信号的毫米波信号传输路径”可以是空气(所谓的自由空间)。然而，优选它是具有传输毫米波信号同时将毫米波信号限定在传输路径中的结构的传输路径。通过积极利用该属性，毫米波信号传输路径的路线(route)可以任意安放，例如如同电线的情况下。

具有这种结构的传输路径的典型示例将是所谓的波导管。然而，传输路径不限于此。例如，优选的是通过使用能够传输毫米波信号的电介质材料形成的传输路径(将称为电介质传输路径和电介质传输路径中的毫米波)，并且优选的是通过形成传输路径并提供抑制毫米波信号的外部辐射并且以围绕传输路径的方式在内部具有空心的阻断材料而获得的空心波导路径。允许电介质材料和阻断材料具有柔性允许毫米波信号传输路径的路线安排。

如果传输路径是空气(所谓的自由空间)，则每个信号耦合器具有天线结构，并且信号通过该天线结构在短距离的空间内传输。如果采用由电介质材料构成的传输路径，则每个信号耦合器不必具有天线结构，尽管它可以具有天线结构。

下面将具体地描述各实施例的无线传输系统1的机制。其中在半导体集成电路(芯片)中形成每个功能单元的示例用作下面描述的最优选示例。然而，采用该示例不是必须的。

在第一通信设备100中提供能够进行毫米波波段通信的半导体芯片103，并且在第二通信设备200中提供能够进行毫米波波段通信的半导体芯片203。

在实施例中，只有对其要求高速传输和大容量传输的信号被视为毫米波波段中的通信的对象，而低速、小容量传输对其足够的其它信号和可以当作DC信号的信号(如电源信号)不被视为转换为毫米波信号的对象。对不被视为转换为毫米波信号的对象的这些信号(包括电源信号)，各板之间的信号连接通过类似于现有技术的机制的机制来进行。转换为毫米波信号前的作为传输对象的原始电信号将统称为基带信号。

[第一通信设备]

在第一通信设备100中，能够进行毫米波波段通信的半导体芯片103和传输路径耦合器108安装在板102上。半导体芯片103是通过将LSI功能单元104与信号生成单元107(毫米波信号生成单元)集成而获得的系统LSI(大规模集成)电路。尽管图中未示出，但是采用其中LSI功能单元104和信号生成单元107不集成的配置也是可能的。然而，如果它们是分离的单元，则归因于它们之间通过电线的信号传输的问题将可能出现。因此，优选的是它们集成构造。如果它们构造为分离的单元，则优选通过以短距离布置两个芯片(LSI功能单元104和信号生成单元107)并在各芯片之间提供其接线长度尽可能短的布线来减少不利影响。

配置信号生成单元107和传输路径耦合器108以便具有数据双向性。为此，在信号生成单元107中提供传输侧信号生成单元和接收侧信号生成单元。在该配置中传输路径耦合器108用于传输和接收两者，尽管可以在传输侧和接收侧提供不同的耦合器。

这里所示的“双向通信”是单光纤双向通信，其中用作毫米波的传输信道的毫米波信号传输路径9的数量为1(单光纤)。为了实现该传输，采用对其应用时分复用(TDM)的半双工系统、频分复用(FDM，见图1B1到1B3)或其它系统。

在时分复用的情况下，以时分方式分离传输和接收，因此“双向传输的同时性(单光纤同时双向传输)”，即，同时执行从第一通信设备100到第二通信设备200的信号传输和从第二通信设备200到第一通信设备100的信号传输不能实现。单光纤同时双向传输通过频分复用实现。然而，在频分复用中，如图1B1所示，不同频率用于传输和接收，因此毫米波信号传输路径9的传输带宽需要变宽。

替代将半导体芯片103直接安装在板102上，通过将半导体芯片103安装在插入器(interposer)基底上并通过树脂(例如，环氧树脂)制模半导体芯片103而获得的半导体封装可以安装在板102上。即，插入器基底用作用于芯片安装的基底，并且半导体芯片103提供在插入器基底上。作为插入器基底，可以使用薄板(sheet)部件，其具有在一定范围内(大约2到10)的相对介电常数，并通过组合例如热增强树脂和铜箔而获得。

半导体芯片103连接到传输路径耦合器108。对于传输路径耦合器108，例如采用包括天线耦合器、天线端子、微带(microstrip)线、天线等的天线结构。通过使用芯片中直接形成天线的技术还在半导体芯片103中并入传输路径耦合器108也是可能的。

LSI功能单元104负责第一通信设备100的主要应用控制，并且包括例如用于处理期望传输到对应部分的各种信号的电路和用于处理从对应部分接收的各种信号的电路。

信号生成单元107(电信号转换器)将来自LSI功能单元104的信号转换为毫米波信号，并控制经由毫米波信号传输路径9的信号传输。

具体地，信号生成单元107具有传输侧信号生成单元110和接收侧信号生成单元120。传输单元(传输侧通信单元)通过传输侧信号生成单元110和传输路径耦合器108形成。接收单元(接收侧通信单元)通过接收侧信号生成单元120和路径耦合器108形成。

传输侧信号生成单元110具有复用处理器113、并-串转换器114、调制器115、频率转换器116和放大器117，以便对输入信号执行信号处理以生成毫米波信号。调制器115和频率转换器116可以集成到基于所谓的直接转换系统的单元中。

接收侧信号生成单元120具有放大器124、频率转换器125、解调器126、串-并转换器127和解复用处理器128，以便对通过传输路径耦合器108接收的毫米波电信号执行信号处理以生成输出信号。频率转换器125和解调器126可以集成到基于所谓的直接转换系统的单元中。

如果没有应用各实施例，则为基于使用多个信号用于并行传输的并行接口的装置提供并-串转换器114和串-并转换器127，但是对于基于串行接口的装置不是必须的。

如果来自LSI功能单元104的信号包括作为毫米波波段中的通信对象的多种信号(定义为N1)，则复用处理器113执行复用处理，如时分复用、频分复用或码分复用，从而将多种信号合成为一个信道上的信号。例如，复用处理器113将对其要求高速传输和大容量传输的多种信号合成为一个信道上的信号作为通过毫米波传输的对象。

在时分复用和码分复用的情况下，复用处理器113提供在并-串转换器114的前一级，并且将多种信号合成为一个信道上的信号以将该信号提供给并-串转换器114。在时分复用的情况下，提供切换开关用于将各种信号_@(@表示1到N)提供给并-串转换器114，以此方式使得为多种信号_@细分时间。

在频分复用的情况下，需要通过用不同载波频率调制信号以将信号转换为相互不同的频带F_@范围内的频率来生成毫米波信号，并且通过使用各自不同的载波频率获得的这些毫米波信号需要在相同方向或相对方向传输。为此，例如如果如图1B2所示在相同方向上传输毫米波信号，则为多种信号_@的每个提供并-串转换器114、调制器115、频率转换器116和放大器117，并且在每个放大器117的后一级提供加法处理器作为复用处理器113。此外，在从频率复用处理得到的频带F_1+……+F_N中的毫米波电信号提供给传输路径耦合器108。如果通过使用各自不同的载波频率获得的毫米波信号在相同方向上传输，如图1B2所示，则使用所谓的组合器作为加法处理器。

如从图1B2明显的，在通过其将多个信道上的信号合成为一个信道上的信号的频分复用中，需要加宽传输带宽。如图1B3所示，在使用通过频分复用将多个信道上的信号合成为一个信道上的信号和其中不同频率用于传输和接收的全双工系统的两种方案的情况下，传输带宽需要进一步加宽。

并-串转换器114将并行信号转换为串行数据信号，并且将串行数据信号提供给调制器115。调制器115调制传输对象信号，并且将得到的信号提供给频率转换器116。调制器115可以是任何单元，只要它通过传输对象信号调制幅度、频率和相位的至少一个，并且也可以采用这些因素的任何组合的系统。

模拟调制系统的示例包括幅度调制(AM)和矢量调制。矢量调制包括频率调制(FM)和相位调制(PM)。数字调制系统的示例包括幅移键控(ASK)、频移键控(FSK)、相移检控(PSK)以及其中调制幅度和相位的幅相移键控(APSK)。APSK的代表性示例是正交幅度调制(QAM)。

频率转换器116对通过调制器115的调制得到的传输对象信号执行频率转换以生成毫米波电信号，并将该毫米波电信号提供给放大器117。毫米波电信号指具有在大约30GHz到300GHz的范围内的一定频率的电信号。添加词语“大约”是基于这样的事实，即频率可以是任何频率，只要它是获得通过毫米波通信的效果的频率，并且该频率的下限和上限分别不限于30GHz和300GHz。

频率转换器116可以采用各种电路配置。例如，可以采用包括混频电路(混频器电路)和本地振荡器电路的配置。本地振荡器电路生成用于调制的载波(载波信号、参考载波)。混频电路将由本地振荡器电路生成的毫米波波段中的载波乘以(调制)来自并-串转换器114的信号，以生成毫米波波段中的调制信号，并将调制信号提供给放大器117。

放大器117放大从频率转换得到的毫米波电信号，并将放大信号提供给传输路径耦合器108。放大器117经由天线端子(未示出)连接到双向传输路径耦合器108。

传输路径耦合器108将由传输侧信号生成单元110生成的毫米波信号传输到毫米波信号传输路径9，并且从毫米波传输路径9接收毫米波信号以将其输出到接收侧信号生成单元120。

传输路径耦合器108由天线耦合器形成。天线耦合器用作传输路径耦合器108(信号耦合器)或传输路径耦合器108的一部分的示例。狭义上天线耦合器指耦合半导体芯片中的电子电路和芯片内部或外部布置的天线的部分，广义上指用于半导体芯片和毫米波信号传输路径9之间的信号耦合的部分。例如，天线耦合器至少包括天线结构。在通过时分复用执行传输和接收的情况下，传输路径耦合器108提供有天线切换部分(天线共享部分)。

天线结构指具有毫米波信号传输路径9的耦合器中的结构。天线结构意味着不仅天线自身，而且可以是任何结构，只要它将毫米波段中的电信号耦合到毫米波信号传输路径9。例如，天线结构包括天线端子、微带线和天线。如果在同一芯片中形成天线切换部分，则作为不同于天线切换部分的部分的天线端子和微带线用作传输路径耦合器108。

传输侧天线发射基于毫米波信号的电磁波到毫米波信号传输路径9。接收侧天线从毫米波信号传输路径9接收基于毫米波信号的电磁波。微带线互连天线端子和天线。微带线将传输侧毫米波信号从天线端子传输到天线，并且将接收侧毫米波信号从天线传输到天线端子。

当在传输和接收中共享天线时，使用天线切换部分。例如，在将毫米波信号传输到作为对应部分的第二通信设备200中，天线切换部分将天线连接到传输侧信号生成单元110。在从作为对应部分的第二通信设备200接收毫米波信号中，天线切换部分将天线连接到接收侧信号生成单元120。天线切换部分提供在与半导体芯片103分离的板102上。然而，天线切换部分不限于此，而是可以提供在半导体芯片103中。如果分离地提供用于传输和接收的天线，则天线切换部分可以省略。

用作毫米波的传播路径的毫米波信号传输路径9可以具有这样的配置，以便通过例如作为自由空间传输路径中的外壳中的空间传播毫米波。此外，优选毫米波信号传输路径9由波导结构(如波导管)、传输线、电介质线或电介质的组件形成，并且具有有效传输毫米波波导中的电磁波的特性。例如，优选毫米波信号传输路径9形成为包含电介质材料的电介质传输路径9A，该电介质材料具有一定范围内的相对介电常数和一定范围内的介电损耗正切。例如，通过用电介质材料填充外壳的整个内部，在传输路径耦合器108和传输路径耦合器208之间布置电介质传输路径9A而不是自由空间传输路径。此外，通过用电介质线互连传输路径耦合器108的天线和传输路径耦合器208的天线来形成电介质传输路径9A也是可能的，该电介质线是由电介质材料构成的并具有一定的线直径的线性部件。

“一定范围”可以包括任意预定值，只要该范围内的电介质材料的相对介电常数和介电损失正切使得实现各实施例的效果。也就是说，电介质材料可以是任何材料，只要它具有使得实现各实施例的效果并可以传输毫米波的特性。电介质材料的特性的各值的一个示例如下，尽管各值可不必明确定义，因为各值不能只依赖于电介质材料来确定，而是还与传输路径长度和毫米波的频率有关系。

为了以高速在电介质传输路径9A中传输毫米波信号，优选将电介质材料的相对介电常数设为大约2到10(优选3到6)，并且将其介电损失正切设为0.00001到0.01(优选0.00001到0.001)。作为满足这种调节的电介质材料，可以使用例如由丙烯酸树脂、聚氨酯树脂、环氧树脂、有机硅树脂、聚茚树脂、氰基丙烯酸酯树脂或液晶聚合物构成的材料。

电介质材料的相对介电常数和介电损失正切的这种范围对各实施例中的那些相似，除非进行特别标注。作为具有将毫米波信号限定在传输路径中的这种配置的毫米波信号传输路径9，可以采用其中用阻断材料围绕传输路径而其内部是空心的空心波导路径来代替电介质传输路径9A。

接收侧信号生成单元120连接到传输路径耦合器108。接收侧放大器124连接到传输路径耦合器108，并且放大由天线接收的毫米波电信号以将放大的信号提供给频率转换器125。频率转换器125对从放大得到的毫米波电信号执行频率转换，并且将从频率转换得到的信号提供给解调器126。解调器126解调从频率转换得到的信号以获取基带信号，并将其提供给串-并转换器127。

串-并转换器127将串行接收数据转换为并行输出数据，并将其提供给解复用处理器128。

解复用处理器128对应于复用处理器113，并且将合并为一个信道的信号分离为多种信号_@(@表示1到N)。例如，解复用处理器128将合并为一个信道上的信号分离为各个分离信号，并且将该信号提供给LSI功能单元104。

如果各信号通过频分复用合并为一个信道上的信号，则必须接收从频分复用处理得到的频带F_1+……+F_N中的毫米波电信号，以将该信号分离为各个分离信号，并且在相同方向上传输各信号以处理每个频带F_@的信号。为此，如图1B2所示，为多种信号_@的每个提供放大器224、频率转换器225、解调器226和串-并转换器227，并且在每个放大器224的前一级提供频率分离器作为解复用处理器128。此外，从分离得到的各个频带F_@中的毫米波电信号提供到对应频带F_@的信道。如果通过各个不同的载波频率的毫米波信号的复用而获得的信号被分离为各个分离信号，如图1B2所示，则使用所谓的分解器(splitter)作为频率分离器。图1B2所示的频分复用系统的使用形式用于这样的系统，其中使用多组传输单元和接收单元，并且各信号在相同方向上传输，使得各组使用不同的载波频率。然而，频分复用复用系统的使用形式不限于此。例如，执行全双工双向通信也是可能的，其中在图1A中，第一通信设备100中的传输侧信号生成单元110和第二通信设备200中的接收侧信号生成单元220的一组使用第一载波频率，并且第一通信设备100中的接收侧信号生成单元120和第二通信设备200中的传输侧信号生成单元210的一组使用第二载波频率，并且各组在相互相对的方向上同时执行信号传输。在该情况下，允许到两个设备的同时信号传输的所谓循环器用作图1A中的传输路径耦合器108和208的天线切换部分。

还可能采用这样的形式，其中使用大量的传输单元和接收单元组，并且各组使用相互不同的载波频率，并且组合相同方向和不同方向。在此情况下，可以采用这样的配置，其中在图1B2中，循环器用于传输路径耦合器108和208，并且使用复用处理器113和213以及解复用处理器128和228。

如果半导体芯片103这样配置，则通过对输入信号执行并-串转换以传输信号到半导体芯片203并对来自半导体芯片203的接收信号执行串-并转换，减少了作为转换为毫米波的对象的信号数。

如果第一通信设备100和第二通信设备200之间的原始信号传输基于串行格式，则不必提供并-串转换器114和串-并转换器127。

[第二通信设备]

第二通信设备200基本上具有与第一通信设备100的功能配置类似的功能配置。其中对各个功能单元给出其百位数字为2的参考标号。此外，对与第一通信设备100中的功能单元相同/相似的功能单元给出具有与第一通信设备100中的功能单元的那些具有相同十位数字和个位数字的参考标号。传输单元通过传输侧信号生成单元210和传输路径耦合器208形成，并且接收单元通过接收侧信号生成单元220和传输路径耦合器208形成。

LSI功能单元204负责第二通信设备200的主要应用控制，并且包括例如用于处理期望传输到对应部分的各种信号的电路和用于处理从对应部分接收的各种信号的电路。

[连接和操作]

执行输入信号的频率转换然后执行信号传输的技术通常在广播和无线通信中使用。为了这些使用目的，使用发射机、接收机等，其可以处理例如以下问题并且因此比较地复杂：α)通信能够执行多远(针对热噪声的S/N问题)；β)如何处理反射和多路径；以及γ)如何抑制阻塞和与另一信道的干扰。相反，各实施例中使用的信号生成单元107和207使用毫米波波段，其是比通常在广播和无线通信中使用的复杂的发射机、接收机等使用的频率更高的频率的频带，因此波长λ更短。因此，允许频率的容易的再使用和适于在近场中的大量设备当中的通信的各单元用作信号生成单元107和207。

与采用电线的现有信号接口不同，各实施例可以通过如上所述执行毫米波波段中的信号传输，灵活地处理对高速传输和大容量传输的要求。例如，只有对其要求高速传输和大容量传输的信号被当作毫米波波段中的通信的对象。此外，依赖于系统配置，通信设备100和200部分地包括传统的电线接口(通过端子和连接器连接)，用于低速、小容量信号和电源。

信号生成单元107对来自LSI功能单元104的输入信号执行信号处理以生成毫米波信号。信号生成单元107通过传输线(如微带线、带线、共面线或插槽线)连接到传输路径耦合器108，并且生成的毫米波信号经由传输路径耦合器108提供到毫米波信号传输路径9。

传输路径耦合器108具有天线结构，并且具有将传输的毫米波信号转换为电磁波并发出电磁波的功能。传输路径耦合器108耦合到毫米波信号传输路径9，并且从通过传输路径耦合器108的转换得到的电磁波提供到毫米波信号传输路径9的一端。毫米波信号传输路径9的另一端耦合到第二通信设备200的传输路径耦合器208。通过在第一通信设备100的传输路径耦合器108和第二通信设备200的传输路径耦合器208之间提供毫米波信号传输路径9，毫米波波段中的电磁波在毫米波信号传输路径9中传播。

第二通信设备200的传输路径耦合器208耦合到毫米波信号传输路径9。传输路径耦合器208接收传输到毫米波信号传输路径9的另一端的电磁波，并且将电磁波转换为毫米波信号以将其提供到信号生成单元207(基带信号生成单元)。信号生成单元207对转换的毫米波信号执行信号处理以生成输出信号(基带信号)，并将其提供到LSI功能单元204。

尽管上面的描述涉及从第一通信设备100到第二通信设备200的信号传输，但是同样方式也应用于从第二通信设备200中的LSI功能单元204到第一通信设备100的信号传输，并且毫米波信号可以双向传输。

其中经由电线执行信号传输的信号传输系统具有以下问题。

i)尽管要求传输数据的大容量、高速传输，但是对于电线的传输速度和传输容量存在限制。

ii)为了解决增加传输数据的传输速度的问题，可能增加线数和并行化信号传输，从而减少每一个信号线的传输速度。然而，该措施导致输入/输出端子的数目增加。结果，要求印刷板和电缆线的复杂度增加，连接器部分和电接口的物理尺寸增加等。因此，这些组件的形状变得更复杂，并且这些组件的可靠性降低，使得成本问题增加等问题出现。

iii)当基带信号的频带随着相机视频、计算机图像等的数据大小的显著增加而变宽时，电磁兼容性(EMC)的问题变得更明显。例如，如果使用电线，则线用作天线，并且出现对对应于天线的调谐频率的信号的干扰。此外，归因于线的阻抗的失配等的反射和共振也导致不需要的辐射。如果存在共振和反射，则它们容易伴随有辐射，并且电磁感应干扰(EMI)的问题也变得严重。为了解决这些问题，电子装置的配置变得更复杂。

iv)除了EMC和EMI，如果存在反射，则由于码元之间的干扰的传输错误以及由于障碍物干扰的传输错误也变为接收侧的问题。

相反，各实施例的无线传输系统1通过毫米波而不通过电线执行信号传输。从LSI功能单元104朝向LSI功能单元204的信号被转换为毫米波信号，并且该毫米波信号经由毫米波传输路径9，在传输路径耦合器108和208之间传输。

由于无线传输，不必注意连接器的线形状和位置，因此对于布局的许多限制没有出现。对其用通过毫米波的传输代替信号传输的信号具有短的波长，并且波长的范围也被限制。因此，可以容易地解决EMC和EMI的问题。通常，使用毫米波波段中的频率的另一功能单元不存在于通信设备100和200的内部，因此可以容易地实现针对EMC和EMI的措施。

因为各实施例中的信号传输是在第一通信设备100和第二通信设备200相互接近的状态下的无线传输，并且是固定位置之间以及具有已知的位置关系的信号传输，所以获得以下优点。

1)易于适当地设计传输侧和接收侧之间的传播信道(波导结构)。

2)通过与传播信道(毫米波信号传输路径9的波导结构)结合设计密封传输侧和接收侧的传输路径耦合器的电介质结构，实现与自由空间传输相比具有更高可靠性的有利传输。

3)与一般无线通信不同，也不需要动态地和适应性地频繁执行用于管理无线传输的控制器(在本示例中，LSI功能单元104)的控制。因此，与一般无线通信相比，可以减少由于控制的开销。结果允许容量减少、功耗降低和速度增加。

4)如果在制造或设计时校正了无线传输环境并掌握了各个变化等，则通过参考各个变化的数据的传输允许更高质量的通信。

5)即使存在反射，因为反射是固定反射，所以通过使用小的均衡器可以在接收侧容易地移除其影响。均衡器的设置也通过预设或静态控制许可，并且均衡器的实现是容易的。

此外，因为各实施例中的信号传输基于具有短波长的毫米波的波段中的无线通信，所以实现以下优点。

a)在毫米波通信中可以确保宽的通信波段，因此可以容易实现高数据速率。

b)用于传输的频率可以与用于其它基带信号的处理的频率分离，因此毫米波和基带信号的频率之间的干扰难以出现。

c)因为毫米波具有短波长，所以可以减少依赖于波长定义的天线和波导结构的大小。

d)在普通的户外区域中的无线通信中，存在对载波的稳定性的严格限制，以便防止干扰等。为了实现这种具有高稳定性的载波，使用具有高稳定性的外部频率基础部分、倍增器电路、PLL(锁相环电路)等，使得电路规模变得更大。然而，在毫米波的情况下(特别是在还使用固定位置之间和具有已知的位置关系的信号传输时)，可以容易地阻断毫米波，并且防止其泄漏到外部。因此，在传输中可以使用具有低稳定性的载波，因此可以抑制电路规模的增加。优选采用注入锁定系统(稍后将描述其细节)，以便用于接收侧解调通过小的电路、通过具有放松的稳定性的载波传输的信号。

示例了其中在毫米波波段中执行通信的系统作为各实施例的无线传输系统的一个示例。然而，其应用范围不限于其中在毫米波波段中执行通信的系统。其波长长于毫米波的波长的厘米波(优选接近毫米波的波)可以使用，或者相反其波长短于毫米波的波长的亚毫米波(优选接近毫米波的波)可以使用。然而，在外壳内信号传输和装置间信号传输中采用注入锁定系统以及在CMOS芯片上形成包括谐振电路的振荡器电路的整体的方面，使用毫米波波段是最有效的。

<调制和解调：比较示例>

图2A和2B是用于说明通信处理系统中的调制功能单元和解调功能单元的比较示例的图。

[调制功能单元：比较示例]

图2A示出在传输侧提供的比较示例的调制功能单元8300X的配置。作为传输对象的信号(例如，12位图像信号)通过并-串转换器8114转换为高速串行数据序列，并且提供给调制功能单元8300X。

调制功能单元8300X可以采用依赖于调制系统的各种电路配置。例如，如果调制系统是调制幅度和/或相位的系统，则调制功能单元8300X可以采用包括混频器8302和传输侧本地振荡器8304的配置。

传输侧本地振荡器8304(第一载波信号生成单元)生成用于调制的载波信号(调制载波信号)。混频器8302(第一频率转换器)将由传输侧本地振荡器8304生成的毫米波波段中的载波乘以(调制)来自并-串转换器8114(对应于并-串转换器114)的信号，以生成毫米波波段中的调制信号，并将其提供给放大器8117(对应于放大器117)。调制信号由放大器8117放大，并从天线8136辐射。

[解调功能单元：比较示例]

图2B示出在接收侧提供的比较示例的解调功能单元8400X的配置。解调功能单元8400X可以采用依赖于传输侧的调制系统的范围内的各种电路配置。下面描述基于这样的假设，即其中采用调制幅度和/或相位的系统使得可以确保与调制功能单元8300X的上述描述一致。

比较示例的解调功能单元8400X包括两输入混频器8402(混频器电路)，并且使用平方检测电路，其获得与接收的毫米波信号的幅度的平方(其包络)成比例的检测输出。使用不具有平方特性的简单包络检测电路代替平方检测电路也将是可能的。在图中所示的示例中，在混频器8402的下一级提供滤波处理器8410、时钟再现器8420(时钟数据恢复(CDR))和串-并转换器8227(S-P，对应于串-并转换器127)。在滤波处理器8410中，例如提供低通滤波器(LPF)。

由天线8236接收的毫米波信号输入到可变增益放大器8224(对应于放大器224)以经历幅度调整，然后提供给解调功能单元8400X。从幅度调整得到的接收信号同时输入混频器8402的两个输入端子，使得生成平方信号以提供给滤波处理器8410。通过滤波处理器8410中的低通滤波器从由混频器8402生成的平方信号移除了高频分量。从而，生成从传输侧发送的输入信号(基带信号)的波形以提供给时钟再现器8420。

时钟再现器8420(CDR)基于该基带信号再现采样时钟，并且通过再现的采样时钟采样基带信号，从而生成接收数据序列。生成的接收数据序列提供给串-并转换器8227(S-P)，使得再现并行信号(例如，12位图像信号)。各种系统可用作时钟再现的系统。例如，采用了码元同步系统。

[比较示例的问题]

在通过使用比较示例的调制功能单元8300X和解调功能单元8400X构造无线传输系统的情况下，存在以下缺点。

首先，关于振荡器电路存在以下缺点。例如，在露天区域(户外区域)通信中需要考虑多信道传输。在该情况下，通信受到载波的频率变化分量影响，因此对传输侧的载波稳定性的要求规范严格。如果使用，则在传输侧和接收侧，在户外区域中的无线通信中使用的普通技术尝试用于外壳中信号传输和装置间信号传输中的通过毫米波的数据传输，要求载波具有高稳定性，并且必须其频率稳定性为ppm(百万分之几)量级的毫米波振荡器电路。

为了实现具有高频率稳定性的载波信号，例如，在硅集成电路(互补金属氧化物半导体(CMOS))上实现高稳定性毫米波振荡器电路将是可能的。然而，用于普通CMOS的硅基底具有低的绝缘属性。因此，不能容易地形成具有高品质因子的谐振电路，并且因此实现是不容易的。例如，如果在CMOS芯片上形成电感，则其品质因子大约为30到40，如A.Niknejad，“mm-Wave Silicon Technology 60GHz and Beyond”(特别是3.1.2，感应器，第70和71页)，ISBN 978-0-387-76558-7(以下称为参考文献A)所示。

因此，为了实现高稳定性振荡器电路，例如，采用以下技术将是可能的。具体地，通过使用在其上形成振荡器电路的主体部分的CMOS外部的石英振荡器等，提供具有高品质因子的谐振电路，并且该谐振电路以低频振荡。此外，该振荡输出被倍增以上升到毫米波波段中的频率。然而，在所有芯片中提供这种外部谐振电路以便实现由通过毫米波的信号传输替代通过线的信号传输(如低电压差分信号传输(LVDS))的功能不是优选的。

如果使用像开关键控(OOK)的调制幅度的系统，则在接收侧执行包络检测是足够的。因此，振荡器电路不是必须的，并且可以减少谐振电路的数目。然而，如果信号传输距离变长，则接收幅度变小。在使用平方检测电路作为包络检测的一个示例的系统中，接收幅度的减少的影响显著，并且信号失真变得影响传输。因此，该系统是不利的。换句话说，平方检测电路在灵敏度方面是不利的。

作为用于实现其频率稳定性高的载波信号的另一技术，例如，将可能使用具有高稳定性的倍频电路、PLL电路等。然而，该技术导致电路规模的增加。例如，在“A 90nm CMOS Low-Power 60GHz Tranceiver with Integrated Baseband Circuitry”，ISSCC 2009/SESSION 18/RANGING AND Gb/s COMMUNICATION/18.5，2009年IEEE国际固态电路会议，第314页到316页(以下称为参考文献B)中公开的技术中，通过使用双推(push-push)振荡器电路消除了60GHz分频器以减少功耗。然而，即使在该技术中，30GHz振荡器电路和分频器、相位频率检测电路(相位频率检测器(PFD))、外部参考(在该示例中为117MHz)等也是必须的。因此，显然电路规模大。

因为平方检测电路可以从接收信号只提取幅度分量，所以可以使用的调制系统限于调制幅度的系统(例如，如OOK的ASK)，并且难以采用调制相位或频率的系统。采用相位调制系统的困难导致不能通过使得调制信号正交来增强数据传输速率的缺点。

此外，在通过频分复用系统实现多信道传输的情况下，使用平方检测电路的系统具有以下缺点。接收侧的用于频率选择的带通滤波器需要布置在平方检测电路的前一级。然而，不容易实现具有小尺寸的锐利的带通滤波器。此外，如果使用锐利的带通滤波器，则关于传输侧的载波频率的稳定性要求规范也变得严格。

[调制和解调：基础]

图3A到图4B是用于说明通信处理系统中的调制功能和解调功能的基本配置的图。具体地，图3A到3D是用于说明传输侧提供的由各实施例的调制功能单元8300(调制器115和215以及频率转换器116和216)构成的传输侧信号生成单元8110及其外围电路的基本配置示例的图。图4A1到4A4是用于说明接收侧提供的由各实施例的解调功能单元8400(频率转换器125和225以及解调器126和226)构成的接收侧信号生成单元8220及其外围电路的基本配置示例的图。图4B是用于说明注入锁定的相位关系的图。

作为针对上述比较示例中的问题的措施，各实施例的解调功能单元8400采用注入锁定系统。

在采用注入锁定系统的情况下，优选预先对调制对象信号执行适当的校正处理，以便便利接收侧的注入锁定。典型地，在对调制对象信号抑制近DC(直流)分量后调制调制对象信号，即，在抑制(截除)DC附近的低频分量后调制调制对象信号，使得接近载波频率fc的调制信号分量可以变得尽可能小，并且可以便利接收侧的注入锁定。即，优选不仅抑制DC而且抑制DC附近的分量。例如，在数字系统的情况下，执行无DC编码以便消除由于相同码元的连续导致的DC分量的出现。

优选还与调制为毫米波信号的信号(调制信号)一起发出参考载波信号，其对应于用于调制的载波信号并用作接收侧注入锁定的基础。参考载波信号是对应于从传输侧本地振荡器8304输出并用于调制的载波信号的信号。参考载波信号的频率和相位(优选地，以及幅度)总是恒定(不可变)。典型地，参考载波信号是用于调制的载波信号自身。然而，参考载波信号不限于此，只要它与载波信号同步。例如，参考载波信号可以是与用于调制的载波信号同步并具有另一频率的信号(例如，谐波信号)。可替代地，它可以是具有相同频率但是具有另一相位的信号(例如，与用于调制的载波信号正交的正交载波信号)。

依赖于调制系统和调制器电路，在一些情况下(例如，标准幅度调制或ASK)，载波信号包括在来自调制器电路的输出信号自身中，而在其它情况下(例如，基于载波抑制系统的幅度调制、ASK或PSK)，载波被抑制。因此，用于从传输侧与调制为毫米波信号的信号一起还发出参考载波信号的电路采用依赖于参考参考载波信号的种类(是否使用用于调制的载波信号自身作为参考载波信号)、调制系统和调制器电路的电路配置。

[调制功能单元]

图3A到3D示出调制功能单元8300及其外围电路的基本配置。在调制功能单元8300(混频器8302)的前一级提供调制对象信号处理器8301。图3A到3D所示的各个示例是用于数字系统的配置示例。调制对象信号处理器8301对从并-串转换器8114提供的数据执行无DC编码，如8-9转换编码(8B/9B编码)、8-10转换编码(8B/10B编码)或扰频处理，以便消除由于相同码元的连续导致的DC分量的出现。尽管图中未示出，优选在模拟调制系统中对调制对象信号执行高通滤波处理(或带通滤波处理)。

在8-10转换编码中，8位数据转换为10位代码。例如，其中数字“1”和数字“0”相互尽可能靠近的数据代码用作1024种10位代码中的10位代码，从而允许数据具有无DC特性。没有用作数据代码的10位代码的部分用作例如指示空闲、分组定界符等的特定代码。关于扰频处理，例如，10GBase-X族(IEEE802.3ae等)中采用的64B/66B是已知的。

在图3A所示的基本配置1中，提供参考载波信号处理器8306和信号组合器8308，并且执行组合(混合)调制器电路(第一频率转换器)的输出信号(调制信号)和参考载波信号的操作。可以说，该系统是独立于参考载波信号的种类、调制系统和调制器电路的多功能系统。然而，依赖于参考载波信号的相位，在接收侧解调时，可能将组合的参考载波信号检测为直流偏移分量，并且影响基带信号的再现性。在该情况下，在接收侧采取用于抑制直流分量的措施。换句话说，优选使得参考载波信号具有这样的相位关系，使得在解调时直流偏移分量不必移除。

参考载波信号处理器8306根据需要调整从传输侧本地振荡器8304提供的调整载波信号的相位和幅度，并且将其输出信号作为参考载波信号提供给信号组合器8308。例如，在其中其频率和相位总是恒定的载波信号基本上不包括在混频器8302的输出信号自身中的系统(其中调制频率或相位的系统)的情况下，或者在使用用于调制的载波信号的谐波信号或正交载波信号作为参考载波信号的情况下，采用该基本配置1。

在该配置中，用于调制的载波信号的谐波信号或正交载波信号可以用作参考载波信号，并且调制信号和参考载波信号的幅度和相位可以相互分离地调整。具体地，在关注调整信号的幅度的情况下，放大器8117执行增益调整，并且同时同步地调整参考载波信号的幅度。然而，只有参考载波信号的幅度可以通过参考载波信号处理器8306调整，使得参考载波信号在注入锁定方面可以具有优选幅度。

尽管在基本配置1中提供信号组合器8308来组合调制信号和参考载波信号，但这不是必须的。如图3B所示的基本配置2，调制信号和参考载波信号可以经由各个不同的毫米波信号传输路径9，从不同的天线8136_1和8136_2分别发送到接收侧，优选没有冲突的出现。在基本配置2中，其幅度总是恒定的参考载波信号可以发送到接收侧。因此，可以说，该系统在注入锁定的实现的容易度方面是优化系统。

基本配置1和2具有这样的优点，即用于调制的载波信号(换句话说，要发出的调制信号)和参考载波信号的幅度和相位可以相互分离地调整。因此，可以说，这些配置适于使得在其上携带传输对象信息的调制轴和用于注入锁定的参考载波信息的轴(参考载波轴)不同相，而是具有不同相位，从而防止解调输出中的直流偏移分量的出现。

如果其频率和相位总是恒定的载波信号可以包括在混频器8302的输出信号自身中，则可能采用图3C所示的基本配置3，其不包括参考载波信号处理器8306和信号组合器8308。只有通过混频器8302调制到毫米波信号的调制信号可以发送到接收侧，并且调制信号中包括的载波信号可以当作参考载波信号。不需要将其它参考载波信号增加到混频器8302的输出信号并发送得到的信号到接收侧。例如，在调制幅度(例如，ASK系统)的系统的情况下可以采用该基本配置3。在该情况下，优选执行无DC处理。

然而，同样在采用幅度调制或ASK时，可以积极地采用载波抑制系统的电路(例如，平衡调制器电路或双平衡调制器电路)作为混频器8302，使得参考载波信号还可以与混频器8302的输出信号(调制信号)一起发送，如同基本配置1和2。

同样在调制相位或频率的系统的情况下，只发出通过调制功能单元8300(使用例如正交调制)调制到(频率转换到)毫米波信号的调制信号也将是可能的，如图3D所示的基本配置4。然而，注入电平(输入到注入锁定系统的振荡器电路的参考载波信号的幅度电平)、调制系统、数据速率、载波频率等与是否能在接收侧实现注入锁定也有关系。因此，对该配置的应用范围有限制。

基本配置1到4全部可以采用基于接收侧的注入锁定的检测结果从接收侧接收信息的机制，如图中的点线所示，并且调整调制载波信号的频率和毫米波(特别是用于接收侧的注入锁定的波：例如参考载波信号或调制信号)和参考载波信号的相位。通过毫米波将信息从接收侧传输到传输侧不是必须的，而是可以采用任何系统，不管该系统是基于有线传输或无线传输。

在全部的基本配置1到4中，通过传输侧本地振荡器8304的控制调整调制载波信号(和参考载波信号)的频率。

在基本配置1和2中，通过参考载波信号处理器8306的控制和放大器8117，调整参考载波信号的幅度和相位。在基本配置1中通过调整传输功率的放大器8117调整参考载波信号的幅度也将是可能的。然而，该情况包括调制信号的幅度也一起被调整的缺点。

在适于调制幅度(模拟幅度调制或数字ASK)的基本配置3中，调制信号中的载波频率分量(等效于参考载波信号的幅度)通过调整调制对象信号的直流分量或控制调制指数(调制比)来调整。例如，假设调制从将直流分量加到传输对象信号得到的信号。在该情况下，如果调制指数保持恒定，则通过控制直流分量调整参考载波信号的幅度。如果直流分量保持恒定，则通过控制调制指数调整参考载波信号的幅度。

然而，在该情况下，不需要使用信号组合器8308，而是仅仅通过只将从混频器8302输出的调制信号发出到接收侧，自动发出从调制信号和用于调制的载波信号的混合得到的信号，该调制信号通过将载波信号用传输对象信号调制而获得。必然地，参考载波信号携带在与其上携带调制信号的传输对象信号的调制轴相同(即，同相)的轴上。在接收侧，调制信号中的载波频率分量用作用于注入锁定的参考载波信号。如后面详细描述的，在相平面上，其上携带传输对象信息的调制轴和用于注入锁定的载波频率分量(参考载波信号)的轴同相，并且归因于载波频率分量(参考载波信号)的直流偏移分量在解调输出中出现。

[解调功能单元]

图4A到4A4示出解调功能单元8400及其外围电路的基本配置。各实施例的解调功能单元8400包括接收侧本地振荡器8404，并且通过将注入信号提供给接收侧本地振荡器8404，获取对应于用于传输侧的调制的载波信号的输出信号典型地，解调功能单元8400获取与在传输侧使用的载波信号锁定的振荡输出信号。随后，解调功能单元8400通过混频器8402，基于接收侧本地振荡器8404的输出信号将接收的毫米波调制信号和用于解调的载波信号(解调载波信号：称为再现载波信号)相乘(执行同步检测)，从而获取同步检测信号。通过滤波处理器8410从该同步检测信号移除高频分量，从而获得从传输侧发送的输入信号(基带信号)的波形。随后操作与比较示例中的操作相同。

混频器8402通过同步检测执行频率转换(下转换，解调)，从而实现例如以下优点，即位误差率特性优秀，并且通过扩展到正交检测可以使用相位调制和频率调制。

对于通过将基于接收侧本地振荡器8404的输出信号的再现载波信号提供到混频器8402的解调，需要考虑相位偏移，并且在同步检测系统中提供相位调整电路是至关重要的。这是因为在接收的调制信号和通过注入锁定从接收侧本地振荡器8404输出的振荡输出信号之间存在相位差，如例如L.J.Paciorek，“Injection Lock of Oscillatiors”，Proceeding of the IEEE，Vol.55NO.11，1965年11月，第1723到1728页(以下称为参考文献C)中描述的。

在该示例中，在解调功能单元8400中提供相位幅度调整器8406，其不仅具有相位调整电路的功能还具有调整注入幅度的功能。可以为到接收侧本地振荡器8404的注入信号或接收侧本地振荡器8404的输出信号提供相位调整电路。可替代地，可以为它们两者提供。通过接收侧本地振荡器8404和相位幅度调整器8406，配置解调侧(第二)载波信号生成单元，其生成与调整载波信号锁定的解调载波信号并将其提供给混频器8402。

如图中点线所示，在混频器8402的后一级提供直流分量抑制器8407。直流分量抑制器8407移除同步检测信号中可能包括的直流偏移分量，该同步检测信号依赖于与调制信号结合的参考载波信号的相位(具体地，当调制信号和参考载波信号同相时)。

根据参考文献C，如果锁定范围用最大获取频率范围Δfomax表示，则锁定范围由表达式(A)定义。在表达式(A)中，接收侧本地振荡器8404的自由运行振荡频率定义为fo(ωo)，注入信号的中心频率(在参考载波信号的情况下，参考载波信号的频率)定义为fi(ωi)，则到接收侧本地振荡器8404的注入电压定义为Vi，接收侧本地振荡器8404的自由运行振荡电压定义为Vo，并且品质因子定义为Q。从表达式(A)，证明品质因子对锁定范围有影响，并且较低的品质因子提供较宽的锁定范围。

Δfomax＝fo/(2*Q)*(Vi/Vo)*1/sqrt(1-(Vi/Vo)^2)    ...(A)

从表达式(A)，可以理解通过注入锁定获取振荡输出信号的接收侧本地振荡器8404可以与注入信号Δfomax内的分量锁定，但不能与Δfomax外的分量锁定，因此，接收侧本地振荡器8404具有带通效果。例如，在将具有频率范围的调制信号提供给接收侧本地振荡器8404以通过注入锁定获得振荡输出信号的情况下，获得与调制信号的平均频率(载波信号的频率)锁定的振荡输出信号，并且移除Δfomax外的分量。

作为将注入信号提供给接收侧本地振荡器8404的方式，如图4A1所示的基本配置1中，将接收的毫米波信号提供给接收侧本地振荡器8404作为注入信号将是可能的。在该情况下，优选Δfomax内的频率分量很少。该表述基于这样的事实，即使稍微存在在Δfomax内的频率分量时，如果适当调整信号输入电平和频率，则注入锁定也是可能的。也就是说，因为对注入锁定不必要的频率分量也可以提供到接收侧本地振荡器8404，所以将难以实现注入锁定。然而，即使在基本配置1的情况下也没有问题，只要在传输侧预先对调制对象信号(通过无DC编码等)抑制低频分量以便防止调制信号分量存在于载波频率附近后执行调制。

此外，如图4A2中的基本配置2所示，提供频率分离器8401以执行将接收的毫米波信号频率分离为调制信号和参考载波信号的频率分离、并且将分离的参考载波信号分量提供给接收侧本地振荡器8404作为注入信号也是可能的。因为在预先抑制对注入锁定不必要的频率分量后提供信号分量，所以可以容易地实现注入锁定。

图4A3所示的基本配置3对应于其中传输侧采用图3B所示的基本配置2的情况。具体地，该配置基于这样的系统，其中调制信号和参考载波信号经由各个不同的毫米波信号传输路径9分别由不同的天线8236_1和8236_2接收，优选没有干扰的出现。在接收侧的基本配置3中，其幅度总是恒定的参考载波信号可以提供给接收侧本地振荡器8404。因此，可以说该配置在实现注入锁定的容易度方面是优化系统。

图4A4所示的基本配置4对应于其中传输侧基于调制相位或频率的系统并且具有图3D所示的基本配置4的情况。尽管该配置类似于基本配置1，但是实践中解调功能单元8400具有与相位调制或频率调制兼容的解调器电路(如正交检测电路)的配置。

天线8236接收的毫米波信号通过分离器(解复用器)(未示出)提供给混频器8402和接收侧本地振荡器8404。由于注入锁定的功能，接收侧本地振荡器8404输出与用于传输侧的调制的载波信号锁定的再现载波信号。

注入电平(输入到注入锁定系统的振荡器电路的参考载波信号的幅度电平)、调制系统、数据速率、载波频率等与是否能在接收侧实现注入锁定(可以获取与传输侧的用于调制的载波信号锁定的再现载波信号)也有关系。此外，使得调制信号在注入锁定是可能的这种频带外也至关重要。为此，优选对传输侧执行无DC编码，使得调制信号的中心(平均)频率可以几乎等于载波频率，并且中心(平均)相位可以几乎等于零(相平面的原点)。

例如，在P.Edmonson等人的“Injection Locking Techniques for a 1-GHz Digital Receiver Using Acoustic-Wave Devices”，IEEE Transactions on Ultrasonics，Ferroelectrics，and Frequency Control，Vol.39，No.5，1992年9月，第631到637页(以下称为参考文献D)中公开了这样的示例，其中通过二进制相移键控(BPSK)系统的调制获得的调制信号自身用作注入信号。在BPSK系统中，依赖于输入信号的码元时间T，在到接收侧本地振荡器8404的注入信号中出现180度的相位改变。为了使得接收侧本地振荡器8404即使在该情况下也能实现注入锁定，例如如果接收侧本地振荡器8404的最大获取频率范围宽度定义为Δfomax，则码元时间T需要满足关系T＜1/(2Δfomax)。这意味着码元时间T必须设置充分短。越短的码元时间T越优选的事实意味着越高的数据速率越优选。这对瞄准高速数据传送的使用目的是方便的。

此外，在Tarar，M.A.；Zhizhang Chen的“A Direct Down-Conversion Receiver for Coherent Extraction of Digital Baseband Signals Using the Injection Locked Oscillators”，Radio and Wireless Symposium，2008 IEEE，Volume，Issue，22-24，2008年1月，第57到60页(以下称为参考文献E)中公开了这样的示例，其中通过8相移键控(8PSK)的调制获得的调制信号自身用作注入信号。该参考文献E还显示如果注入电压和载波频率相同，则越高的数据速率使得越容易实现注入锁定。这对瞄准高速数据传送的使用目的也是方便的。

在全部的基本配置1到4中，通过基于表达式(A)控制注入电压Vi和自由运行振荡频率fo，控制锁定范围。换句话说，调整注入电压Vi和自由运行振荡频率fo使得可以实现注入锁定是至关重要的。例如，在混频器8402的下一级(在图中示例中，在直流分量抑制器8407的下一级)提供注入锁定控制器8440，并且基于由混频器8402获取的同步检测信号(基带信号)确定注入锁定的状态。基于确定结果，控制作为调整对象的各个单元，使得可以实现注入锁定。

在该情况下，可能采用其中接收侧起作用的技术、和其中将有助于控制的信息(不仅控制信息，而且用作控制信息基础的感测信号等)提供到传输侧(如图中点线所示)并且传输侧起作用的技术的任一或两者。其中接收侧起作用的技术涉及功耗和干扰容限方面的缺点，因为其中除非以相当高强度传输毫米波信号(具体地，参考载波信号分量)否则出现不能在接收侧实现注入锁定的情形。然而，该技术具有的优点是可以只通过接收侧执行反应。

相反，其中传输侧起作用的技术具有的优点是可以以必须的最小功率传输毫米波信号以允许接收侧的注入锁定的实现，因此可以减少功耗并且增强干扰容限，尽管需要从接收侧到传输侧的信息传输。

通过在外壳内信号传输和装置间信号传输中采用注入锁定系统实现以下优点。传输侧本地振荡器8304可以放松用于调制的载波信号的频率的稳定性的要求规范。注入锁定侧的接收侧本地振荡器8404需要具有低品质因子以便能够跟随传输侧的频率变化，如从表达式(A)明显的。

这对于在CMOS上形成包括谐振电路(电感组件和电容组件)的接收侧本地振荡器8404的整体的情况是方便的。在接收侧，接收侧本地振荡器8404可以具有低品质因子。该点也应用于传输侧的传输侧本地振荡器8304。传输侧本地振荡器8304可以具有低频率稳定性并可以具有低品质因子。

CMOS的微型化在将来将进一步进步，并且其操作频率将进一步上升。为了实现更宽带的小型传输系统，期望使用高载波频率。本示例的注入锁定系统可以放松关于振荡频率的稳定性的要求规范，因此允许容易地使用具有更高频率的载波信号。

因为尽管频率高但是频率稳定性可以低(换句话说，品质因子可以低)，因此不需要使用具有高稳定性的倍频电路、用于载波同步的PLL电路等来实现具有高频率和高稳定性的载波信号。即使在更高载波频率的情况下，也可以利用小的电路规模简单实现通信功能。

接收侧本地振荡器8404获取与在传输侧使用的载波信号锁定的再现载波信号，并且将其提供给混频器8402以执行同步检测。因此，在混频器8402的前一级不需要提供用于波长选择的带通滤波器。实际上，执行使得传输和接收本地振荡器电路相互完全锁定的控制作为选择接收频率的操作是足够的，因此接收频率的选择容易。在毫米波波段的情况下，与较低的频带相比，注入锁定所需的时间更短。因此，可以在短时间内完成选择接收频率的操作。

因为传输和接收本地振荡器电路相互完全锁定，所以抵消了传输侧的载波频率的变化分量。因此，可以容易地采用如相位调制的各种调制系统。例如，作为数字调制，如正交移相键控(QPSK)调制和16正交幅度调制(16QAM)调制的相位调制是众所周知的。在这些相位调制系统中，在基带信号和载波之间执行正交调制。在正交调制中，使输入数据呈现I相和Q相基带信号，并且执行调制。也就是说，分别通过I相信号和Q相信号，对I轴和Q轴上的各个载波信号分开执行调制。注入锁定不但可以应用于如参考文献E中描述的8PSK调制系统，而且可应用于如QPSK或16QAM的正交调制系统，并且通过使得调制信号正交可以增强数据传输速率。

如果采用注入锁定，则由于与同步检测结合，所以即使在多个传输/接收对同时执行独立传输的情况下，如其中执行多信道传输或全双工双向传输的情况下，传输也几乎不受干扰问题的影响，而不用在接收侧使用用于波长选择的带通滤波器。

[注入信号和振荡输出信号之间的关系]

图4B示出注入锁定中各个信号之间的相位关系。在图4B中，作为基本相位关系，示出了其中注入信号(在该示例中为参考载波信号)和用于调制的载波信号相互同相的关系。

作为接收侧本地振荡器8404的操作模式，可以采用两种模式，注入锁定模式和放大器模式。当采用注入锁定模式时，注入锁定模式用作基本操作，并且放大器模式用于特殊情况。特殊情况是这样的情况，其中参考载波信号用作注入信号，并且用于调制的载波信号和参考载波信号的相位相互不同(典型地，为正交关系)。

当接收侧本地振荡器8404在注入锁定模式中操作时，如图中所示，由于注入锁定，在接收的参考载波信号SQ和从接收侧本地振荡器8404输出的振荡输出信号SC之间存在相位差。为了通过混频器8402执行正交检测，需要校正该相位差。如从图中明显的，当通过相位幅度调整器8406执行接收侧本地振荡器8404的输出信号的相位调整、使得接收侧本地振荡器8404的输出信号的相位基本上对应于调制信号SI的相位时，接收侧本地振荡器8404的输出信号的相移量为图中的

换句话说，相位幅度调整器8406以此方式偏移在接收侧本地振荡器8404在注入锁定模式中操作时获得的输出信号Vout的相位，使得到接收侧本地振荡器8404的注入信号Sinj和注入锁定的输出信号Vout之间的相位差被抵消。到接收侧本地振荡器8404的注入信号Sinj和接收侧本地振荡器8404的自由运行输出Vo之间的相位差为θ，并且接收侧本地振荡器8404的注入锁定输出信号Vout和接收侧本地振荡器8404的自由运行输出Vo之间的相位差为

[参考载波信号的相位和解调处理之间的关系]

图5A1到5C3是用于说明参考载波信号的相位和解调处理之间的关系的图。具体地，图5A1到5A5是用于说明当载波信号和参考载波信号具有相同频率和相同相位时的解调处理的基础的图。图5B1到5B4是用于说明当载波信号和参考载波信号具有相同频率和正交关系的相位时的解调处理的基础的图。图5C1到5C3是示出其电路配置的基础的图。

如果采用注入锁定系统，则优选对应于(至少同步于)用于调制的载波信号的参考载波信号也与通过将由处理的输入信号调制载波信号获得的调制信号一起发送到接收侧。典型地，具有与用于调制的载波信号的频率相同频率的信号用作参考载波信号。依赖于如何设置用于调制的载波信号和参考载波信号之间的相位关系，在接收侧的解调时出现不必要的分量(具体地，直流偏移分量)。关于这点，下面将进行关于当具有与用于调制的载波信号的频率相同频率的信号用作参考载波信号时、参考载波信号的相位和解调处理之间的关系的描述。

在ASK系统中，载波信号的幅度通过传输对象信号调制。可以考虑使用I相信号和Q相信号之一，并且在由I轴和Q轴表示的相平面上在0到+F的范围内给出调制信号的信号幅度。其中利用0和+F的二进制值执行调制的情况最简单，并且等效于当调制指数为100％时的OOK。通过归一化“F”可以当作“1”，使得实现二进制ASK。

下面将考虑这样的情况，其中具有与用于调制的载波信号的频率和相位相同的频率和相同的相位的信号用作参考载波信号。例如，当信息在I轴上携带并传输时，如图5A1所示，还使得参考载波信号同相(I轴)。

如果使得用于调制的载波信号和参考载波信号相互同相，例如可以采用下面的技术。

图5A2所示的第一示例是使用图3A所示的基本配置示例1的技术的一个示例。传输对象信号a(t)和载波信号c(t)＝cosωt提供给混频器8302。平衡调制器电路和双平衡调制器电路用作混频器8302，并且执行载波抑制的幅度调制从而生成信号d(t)＝a(t)cosωt，并将其提供给信号组合器8308。传输对象信号a(t)取0和+1的二进制值。参考载波信号处理器8306设置Co(在0到1的范围内)作为从传输侧本地振荡器8304输出的载波信号c(t)＝cosωt的幅度，并且将得到的信号作为参考载波信号e(t)＝Cocosωt提供给信号组合器8308。信号组合器8308执行d(t)+e(t)的信号组合，从而生成传输信号f(t)。当Co＝0时，调制等效于100％调制。

图5A3所示的第二示例和图5A4所示的第三示例是其中使用图3C所示的基本配置3的技术的示例。对其没有应用载波抑制的电路配置用作混频器8302，并且通过由将直流分量b0加到传输对象信号b(t)获得的信号g(t)执行幅度调制，从而生成信号h(t)＝g(t)cosωt。传输对象信号b(t)取-1和+1的二进制值。传输对象信号b(t)的幅度B等效于调制指数(调制比率)。

在图5A3所示的第二示例中，调制指数B保持恒定(＝1)，并且参考信号的幅度(在b(t)＝-1时的时段期间的幅度)通过控制在1到2的范围内的直流分量b0来调整。在图5A4所示的第三示例中，直流分量b0保持恒定(＝1)，并且参考载波信号的幅度(在b(t)＝-1时的时段期间的幅度)通过控制调制指数B在0到1的范围内来调整。

在所有的第一到第三示例中，当信息仅仅携带在I轴上并且要传输时，还使得参考载波信号同相(I轴)。在该情况下，直流偏移分量出现在接收侧，如从图5A5明显的。

例如，如果在第一示例中I轴定义为实分量的轴并且Q轴定义为虚分量的轴、并且传输对象信号a(t)的幅度设为0到+1，则接收信号点绘制在I轴的0和+1处。如果参考载波信号也携带在I轴上，则信号点绘制在“0+Co”和“+1+Co”。即，作为结果携带+Co的直流分量。

如果在第二示例和第三示例中传输对象信号b(t)设为-1和+1，则接收信号点绘制在I轴的-1和+1处。如果参考载波也携带在I轴上，则信号点绘制在“-1+Co”和“+1+Co”。即，作为结果携带+Co的直流分量。这些示例基于这样的概念，即，在采用BPSK的情况下，在预先通过信号处理处理了调制对象信号后，通过执行调制使得该BPSK等效于ASK，使得参考载波也可以携带在I轴上。

为了解决该问题，在接收侧提供用于抑制直流分量的直流分量抑制器8407将是可能的，如图4A1到4A4所示。然而，存在装置之间的变化，因此依赖于直流偏移的幅度的个体调整是必须的，并且存在直流分量抑制器8407受温度漂移的影响的缺点。

作为用于解决该问题而不用在接收侧提供直流分量抑制器8407的方法，在不同于(优选地，最远离)其上携带传输信息并发送信号的相位轴(调制信号的相位轴)的相位轴上携带参考载波信号将是可能的。

例如，在ASK模式的情况下，其中传输信息仅仅携带在I轴和Q轴之一上，在传输侧使得调制信息和参考载波信号正交将是可能的。具体地，替代利用I轴信号和Q轴信号执行两轴调制，只有I轴和Q轴之一用于信号传输，而另一个被当作非调制轴，并且非调制信号用作参考载波信号。

在传输信息(调制信息)和参考载波信号之间I轴和Q轴的关系可以相反。例如，在传输侧传输信息可以携带在I轴上，而参考载波信号可以携带在Q轴上。相反，传输信息可以携带Q轴上，而参考载波信号可以携带在I轴上。在图5B1到5B4所示的示例中，传输信息携带在I轴上，而参考载波信号携带在Q轴上。

如图5B2所示，为I轴提供混频器8302_I用于传输信号。传输对象信号a(t)提供到混频器8302_I。参考载波信号处理器8306具有用于参考载波信号的Q轴的混频器8302_Q和作为用于使得载波信号在混频器8302_IQ的前一级处正交的功能单元的90度移相器8309。可以使得相位幅度调整电路8307用作90度移相器8309。直流分量Co提供到混频器8302_Q。

在接收侧，基于接收侧本地振荡器8404的输出信号的再现载波信号提供到混频器8402，并且与接收的I轴调制信号相乘(执行同步检测)，从而恢复I轴基带信号。此时，执行相位调整，使得基于接收侧本地振荡器8404的输出信号的再现载波信号的相位几乎对应于I轴调制信号的相位。只要相位最终几乎相互相等，就可以如上所述在接收侧本地振荡器8404的前一级或后一级执行相位调整。

如果使得调制信号(载波信号)和参考载波信号是正交关系，则如何获得基于接收侧本地振荡器8404的输出信号的再现载波信号与注入幅度有关系。广泛来说，考虑相位偏移的方式依赖于接收侧本地振荡器8404的注入锁定正常运行或注入锁定不工作因此接收侧本地振荡器8404以放大器模式操作而不同。

例如，如果注入幅度设为小(使用微弱注入信号)使得接收侧本地振荡器8404的注入锁定可以正常运行，则基于通过注入锁定获得的接收侧本地振荡器8404的输出信号Vout(振荡输出信号SC)获取再现载波信号。尽管“注入幅度设为小(使用微弱注入信号)”，但是如果注入信号太弱，则注入锁定导致失败。因此，需要具有适当电平的输入，使得注入锁定可以正常运行。在该情况下，从接收侧本地振荡器8404获得基于Q轴的参考载波信号SQ的振荡输出信号SC。然而，如图4B所示，由于注入锁定，在接收的参考载波信号SQ和从接收侧本地振荡器8404输出的振荡输出信号SC之间存在相位差。此外，在用作到接收侧本地振荡器8404的注入信号的Q轴参考载波信号和其上携带传输对象信号的调制轴(I轴)之间存在90度的相位差。

结果，通过相位幅度调整器8406执行以使得接收侧本地振荡器8404的输出信号的相位几乎对应于调制信号SI的相位的相位调整的相位偏移量，等于通过将与其上携带传输对象信息的调制轴的相位差(在本示例的情况下为90度)加到图4B中的

获得的相位差。如图5B3所示，通过相互幅度调整器8406执行相位调整，使得接收侧本地振荡器8404的输出信号的相位几乎对应于调制信号SI的相位，从而获得再现载波信号SR，并且该再现载波信号SR提供给混频器8402。

通过由混频器8402将该再现载波信号SR和接收的I轴调制信号SI相乘(执行同步检测)，恢复了I轴基带信号。从而，获得没有直流偏移分量的基带信号。

如果注入幅度设为大(使用强注入信号)，则接收侧本地振荡器8404的注入锁定模式不运行，但是接收侧本地振荡器8404以放大器模式操作。在该情况下，当接收侧本地振荡器8404以放大器模式工作时，相位幅度调整器8406以这样的方式偏移参考载波信号分量的输出信号的相位，使得与其上携带传输对象信息的调制轴的相位差被抵消。在本示例中，在I轴上携带传输对象信息，而在Q轴上携带参考载波信号，因此两个轴之间的相位差为90度。

因此，如图5B4所示，从放大器模式中的接收侧本地振荡器8404输出的输出信号的Q轴参考载波信号分量的相位被偏移90度，以便与I轴调制信号的相位对应，从而获得再现载波信号SR，并且该再现载波信号SR提供给混频器8402。通过由混频器8402将该再现载波信号SR与接收的I轴调制信号SI相乘(执行同步检测)，恢复了I轴基带信号。从而，获得没有直流偏移分量的基带信号。

因为在参考载波信号SQ(＝Cosin(ωt+θ))和调制信号SI(＝a(t)cos(ωt+θ))之间存在90度的相位差，所以可以通过将参考载波信号SQ的相位偏移90度来抑制基带信号的直流分量。例如，如果参考载波携带在Q轴上，则信号点绘制在“+1+jCo”和“0+jCo”。如果只提取I轴分量，则信号点绘制在“0”和“1”。因此，获得其中不携带直流分量的结果。如果在从放大器模式中的接收侧本地振荡器8404输出的输出信号对应于Q轴上的参考载波信号SQ的情况执行同步检测，则只能获得Q轴分量。因此，以此方式将相位偏移90度，从而允许I轴分量的实现。

因此，作为解调系统的电路配置，如图5C1所示的只执行相位调整的电路配置和如图5C2所示的调整相位和幅度两者的电路配置是可能的。在调整相位和幅度两者的情况下，可能采用其中它们在接收侧本地振荡器8404的注入侧被调整的配置和其中它们在接收侧本地振荡器8404的振荡输出侧被调整的配置的任何。此外，如图5C3所示，注入幅度可以在接收侧本地振荡器8404的注入侧调整，以便关于是否允许注入锁定正常运行进行调整。

[在正交关系的情况下的解调处理的特定示例]

图6A1到6D2是用于说明当载波信号和参考载波信号具有相同频率和正交关系的相位时的解调处理的特定示例的图。作为接收侧本地振荡器8404，使用稍后描述的差分负电阻振荡器电路8500。

图6A1示出在其自由运行振荡中的接收侧本地振荡器8404的输出信号的频谱示例。从该图中，表示接收侧本地振荡器8404以60GHz振荡，并且还产生强的二次谐波。关于当包括I轴分量(调制信号)和Q轴分量(参考载波信号)的信号Sinj注入该状态下的接收侧本地振荡器8404时接收侧本地振荡器8404的输出信号Vout的行为进行了仿真。

在图5B2所示的电路中，M序列(2^11-1)的数据信号用于I轴，并且直流分量用于Q轴，并且通过它们的每个的上转换到60GHz频带获得的信号Sinj用作到接收侧本地振荡器8404的注入信号。图6A2示出注入信号的规范。图6B1示出用作注入信号的基带I、Q信号的波形示例。图6B2示出其频谱示例。通过电流源，将通过该注入信号乘以比例因子获得的电流注入到接收侧本地振荡器8404。

图6C1到6D2示出当包括I轴分量(调制信号)和Q轴分量(参考载波信号)的信号Sinj注入接收侧本地振荡器8404时、接收侧本地振荡器8404的输出信号的行为。为了分析接收侧本地振荡器8404的输出信号Vout，通过使用图6C1所示的正交检测电路，将输出信号下转换为I信号和Q信号。

图6C2示出当设置注入幅度使得接收侧本地振荡器8404的注入锁定正常运行时、输出信号Vout的频谱示例。在该示例中，比例因子设为10^-4。图6C3示出从通过使用图6C1所示的正交检测电路的下转换得到的、此时的I信号和Q信号的示例。

信号注入从0.5纳秒开始，并且在大约4纳秒后实现注入锁定。如刚刚描述的，这证明如果注入信号弱，则注入锁定正常运行，从而I轴调制信号分量获得主要通过接收侧本地振荡器8404的带通效果移除的锁定范围Δfomax。

通过调整由于基于Q轴参考载波信号SQ的注入锁定获得的振荡输出信号SC的相位使得该相位可以对应于I轴调制信号SI的相位，并且通过将得到的信号作为再现载波信号SR提供给混频器8402来执行同步检测，获得没有直流偏移分量的基带信号。

图6D1示出当注入幅度设为大使得接收侧本地振荡器8404的注入锁定不能运行但是接收侧本地振荡器8404可以以放大器模式操作时、输出信号Vout的频谱示例。在该示例中，比例因子设为5×10^-3。图6D2示出从通过使用图6C1所示的正交检测电路的下转换得到的、此时的I信号和Q信号的示例。

信号注入从0.5纳秒开始，并且在大约4纳秒后实现注入锁定。如果注意到输出信号Vout的频谱，则证明在注入锁定模式中没有获得振荡输出信号，而是接收侧本地振荡器8404以放大器模式操作，其中注入信号实际上照原样输出。证明当接收侧本地振荡器8404以放大器模式操作时，除了基波，还生成强的二次谐波。如刚刚描述的，如果注入信号强，则注入锁定模式没有运行，而是接收侧本地振荡器8404以放大器模式操作，因此I轴调制信号分量和Q轴参考载波信号分量的每个实际上照原样输出。然而，即使在这种放大器模式中，也获得与由传输侧本地振荡器8304生成的用于调制的I轴载波信号同步的Q轴参考载波信号对应的输出信号。

因此，通过调整对应于Q轴参考载波信号SQ的放大器模式中的输出信号SA的相位使得该相位可以对应于I轴调制信号SI的相位，并且通过将得到的信号作为再现载波信号SR提供给混频器8402来执行同步检测，获得没有直流偏移分量的基带信号。因为I轴和Q轴之间的相位差为90度，所以通过将通过输出信号SA的相位向I轴侧偏移90度获得的信号作为再现的载波信号SR提供给混频器8402来执行同步检测，可以抑制基带信号中的直流分量。

接着，下面将进行关于当在从第一通信设备100到第二通信设备200的毫米波信号的传输中采用注入锁定系统时、传输侧(传输侧信号生成单元110)和接收侧(接收侧信号生成单元220)的详细示例的描述。

<注入锁定系统：第一实施例>

图7A和图7B是用于说明根据本发明第一实施例的、采用注入锁定系统的传输器侧的配置示例的图。图8是用于说明根据本发明第一实施例的、采用注入锁定系统的接收器侧的配置示例的图。第一实施例的无线传输系统1A通过图7A和7B所示的第一实施例的传输侧信号生成单元8110A和图8所示的第一实施例的接收侧信号生成单元8220A的组合来配置。第一实施例涉及采用这样的系统的配置，在该系统中，在接收侧执行用于允许注入锁定的实现的控制。

[传输侧的配置示例]

图7A示出第一实施例的传输侧信号生成单元8110A_1(对应于传输侧信号生成单元110和210)的配置(第一示例)。图7B示出第一实施例的传输侧信号生成单元8110A_2(对应于传输侧信号生成单元110和210)的配置(第二示例)。在第一示例中给出参考标号“_1”，并且在第二示例中给出参考标号“_2”。当进行描述而不需要在第一和第二示例中区分时，省略这些参考标号。

在并-串转换器8114(未示出)和调制功能单元8300之间，第一实施例的传输侧信号生成单元8110A包括编码器8322、复用器8324和波形整形器8326。传输侧信号生成单元8110A不必包括这些功能单元。这些功能单元在它们需要时提供。

传输侧信号生成单元8110A包括控制器8346以控制各个功能单元。尽管提供控制器8346不是必须的，但是该功能通常存在于最近的各种系统的板或CMOS芯片上。控制器8346具有用于编码和复用的设置、波形整形的设置、调制模式的设置、振荡频率的设置、参考载波信号的相位和幅度的设置、放大器8117的增益和频率特性的设置、天线的特性的设置等的功能。各条设置信息提供给对应的功能单元。

编码器8322基于来自控制器8346的编码模式的设置信息，对通过并-串转换器8114(未示出)串行化的数据执行如误差校正的编码处理。此时，编码器8322应用作为调制对象信号处理器8301的功能的无DC编码，如8-9转换编码或8-10转换编码，从而防止接近载波频率的调制信号分量的存在，并且便利接收侧的注入锁定。

复用器8324将数据转为分组。如果接收侧的注入锁定检测器基于与已知模式的相关检测到注入锁定，则复用器8324基于来自控制器8346的用于注入锁定的分组的设置信息，周期性地插入已知的信号波形或已知的数据模式(例如，伪随机信号：PN信号)。

波形整形器8326基于来自控制器8346的波形整形的设置信息执行波形整形处理，如频率特性校正、预强调和频带限制。

传输侧信号生成单元8110A包括调制功能单元8300，其具有混频器8302(调制器电路)和传输侧本地振荡器8304(传输侧振荡器)。此外，传输侧信号生成单元8110A除了调制功能单元8300外还包括参考载波信号处理器8306，其具有相位幅度调整电路8307和信号组合器8308。在该示例中，参考载波信号处理器8306将从传输侧本地振荡器8304输出的载波信号自身当作参考载波信号。参考载波信号处理器8306通过相位幅度调整电路8307调整参考载波信号的幅度和相位，并且将得到的信号提供给信号组合器8308。

在图7A所示的第一示例中，传输侧本地振荡器8304通过使用CMOS芯片上的谐振电路，生成用于CMOS芯片上的调制的载波信号。

图7B所示的第二示例是其中可以用作基础的时钟信号存在于第一通信设备100中的配置示例。在该示例中，调制功能单元8300_2包括在传输侧本地振荡器8304的前一级的倍频器8303。倍频器8303将从时钟信号生成器(未示出)提供的“可以用作基础的时钟信号”倍增，并且将倍增信号提供给传输侧本地振荡器8304。第二示例中的传输侧本地振荡器8304是同步振荡器电路，并且生成与倍增信号同步的、用于调制的载波信号。

混频器8302用来自波形整形器8326的处理后的输入信号调制由传输侧本地振荡器8304生成的载波信号，并将得到的信号提供给信号组合器8308。相位幅度调整电路8307基于来自控制器8346的相位和幅度的设置信息设置要传输的参考载波信号的相位和幅度。

提供信号组合器8308以在天线8136和8236每个的数目为1时，将参考载波信号与调制为毫米波信号的调制信号一起发送给接收侧。如果通过不同天线传输由混频器8302生成的调制信号和由参考载波信号处理器8306生成的参考载波信号，则信号组合器8308不是必须的。

如果参考载波信号还与调制为毫米波信号的信号一起发送到接收侧，则信号组合器8308执行组合通过混频器8302调制为毫米波信号的调制信号和来自相位幅度调整电路8307的参考载波信号的处理，并且将得到的信号传递给放大器8117。如果只将通过混频器8302调制为毫米波信号的调制信号发送到接收侧，则信号组合器8308不执行组合处理，而是只将通过混频器8302调制为毫米波信号的调制信号传递给放大器8117。放大器8117根据需要调整从信号组合器8308接收的毫米波信号的频率特性和传输输出的幅度，并且将得到的信号提供给天线8136。

如从上面的描述理解的，在还将参考载波信号与调制为毫米波信号的信号一起发送到接收侧的情况下，调制系统和混频器8302的电路配置也与是否使得信号组合器8308运行有关系。依赖于调制系统和混频器8302的电路配置，即使没有信号组合器8308的运行，将参考载波信号与调制为毫米波信号的信号一起发送到接收侧也是可能的。

在幅度调制和ASK中，载波抑制系统的调制器电路可以积极地用作混频器8302，并且由传输侧本地振荡器8304生成的参考载波信号也可以与混频器8302的输出一起传输。在该情况下，用于调制的载波信号的谐波可以用作参考载波信号，并且调制信号和参考载波信号的幅度可以相互分开地调整。具体地，在关注调制信号的幅度的情况下，在放大器8117中执行增益调整，并且同时也在此时调整参考载波信号的幅度。然而，只有参考载波信号的幅度可以通过相位幅度调整电路8307调整，使得可以在注入锁定方面获得优选的幅度。

[接收侧的配置示例]

图8示出第一实施例的接收侧信号生成单元8220A(对应于接收侧信号生成单元120和220)的配置。第一实施例的接收侧信号生成单元8220A包括控制器8446以控制各个功能单元。接收侧信号生成单元8220A包括在解调功能单元8400的后一级的直流分量抑制器8407和注入锁定检测器8442。

尽管提供控制器8446不是必须的，但是类似于控制器8346，在最近的各种系统中的板或CMOS芯片上通常存在该功能。控制器8446具有用于放大器8224的增益和频率特性的设置、接收的参考载波信号的相位和幅度的设置、振荡频率的设置、调制模式的设置、滤波和均衡的设置、编码和复用的设置等的功能。各条设置信息提供给对应的功能单元。

解调功能单元8400包括混频器8402(解调电路)、接收侧本地振荡器8408(接收侧振荡器电路)和相位幅度调整器8406。

在注入信号到接收侧本地振荡器8404的一侧(例如，在相位幅度调整器8406的前一级)布置用于只提取参考载波信号分量的电路(带通滤波器电路等)也将是可能的。通过采用该配置，调制信号分量和参考载波信号分量与接收的毫米波信号分离，并且只有参考载波信号分量提供给接收侧本地振荡器8404，使得便利注入锁定。

相位幅度调整器8406基于来自控制器8446的相位和幅度的设置信息，设置接收的参考载波信号的相位和幅度。尽管该图示出其中相位幅度调整器8406布置在注入信号到接收侧本地振荡器8404的输入端子的一侧的配置，但是可以采用其中相位幅度调整器8406布置在接收侧本地振荡器8404和混频器8402之间的信号路径上的配置，或者可替代地可以采用两种配置。

直流分离抑制器8407抑制从混频器8402输出的同步检测信号中包括的不需要的直流分量(直流偏移分量)。例如，在还将参考载波信号与调制信号一起从传输侧传输到接收侧的情况下，依赖于调制信号和参考载波信号之间的相位关系，在同步检测信号中可能出现大的直流偏移分量。直流分量抑制器8407起作用来移除该直流偏移分量。

控制器8446包括注入锁定调整器的功能部分，该注入锁定调整器基于指示由注入锁定检测器8442检测的注入锁定的状态的信息执行锁定调整，使得由接收侧本地振荡器8404生成的解调载波信号可以与调制载波信号锁定。注入锁定控制器8440由注入锁定检测器8442和与控制器8446中的注入锁定调整有关的功能部分(注入锁定调整器)配置。

注入锁定检测器8442基于由混频器8402获取的基带信号确定注入锁定的状态，并且将确定结果通知给控制器8446。尽管该图示出其中检测直流分量抑制器8407的输出信号的配置，但是也可以采用其中检测直流分量抑制器8407的输入侧的配置。

“注入锁定的状态”指与从接收侧本地振荡器8404输出的输出信号(振荡器电路输出)是否与传输侧的参考载波信号锁定有关的状态。其中振荡器电路输出和传输侧的参考载波信号相互锁定的状态也将表示为“实现了注入锁定”。

接收侧信号生成单元8220A控制接收侧本地振荡器8404的自由运行振荡频率和到接收侧本地振荡器8404的注入信号的幅度(注入幅度)和相位(装入相位)的至少一个，使得可以实现注入锁定。要控制哪个因素取决于系统配置，并且不需要控制所有因素。

例如，为了实现注入锁定，控制器8446与通过注入锁定检测器8442的检测结果相关联地、经由相位幅度调整器8406控制接收侧本地振荡器8404的自由运行振荡频率，并且控制到接收侧本地振荡器8404的注入信号的注入幅度和注入相位。

例如，首先，经由毫米波信号传输路径9从传输侧发送的毫米波信号(调制信号和参考载波信号)通过天线8236，并且通过放大器8224放大。部分放大的毫米波信号在其幅度和频率通过相位幅度调整器8406调整后，注入到接收侧本地振荡器8404。混频器8402通过来自接收侧本地振荡器8404的输出信号(再现载波信号)，执行来自放大器8224的毫米波信号到基带信号的频率转换。部分转换的基带信号输入到注入锁定检测器8442，并且通过注入锁定检测器8442获取用于确定接收侧本地振荡器8404是否与传输侧的参考载波信号锁定的信息，并将其通知给控制器8446。

基于来自注入锁定检测器8442的关于“注入锁定的状态”的信息(称为注入锁定确定信息)，控制器8446通过使用下面两种技术的任一或两者来确定是否实现了锁定。

1)注入锁定检测器8442取得恢复的波形和已知的信号波形以及已知的数据模式之间的关联，并且采用关联结果作为注入锁定确定信息。当获得强关联时，通过控制器8446确定实现了锁定。

2)注入锁定检测器8442监视解调的基带信号的直流分量，并且采用监视结果作为注入锁定确定信息。当直流分量稳定时，通过控制器8446确定实现了锁定。

尽管这里省略了其详细描述，但是各种技术将可用作上述技术1)和2)的机制。此外，除了技术1)和2)以外的其他技术也将可能作为用于确定是否实现了锁定的技术，并且这些技术也可用于本实施例。

如果通过控制器8446确定没有实现注入锁定，则根据预定过程，控制器8446改变对接收侧本地振荡器8404的振荡频率的设置信息和对相位幅度调整器8406的幅度和相位的设置信息，使得传输侧用于调制的载波信号和从接收侧本地振荡器8404输出的信号(振荡器电路输出)可以相互锁定(可以实现注入锁定)。此后，控制器8446再次重复确定注入锁定状态的过程，直到实现了有利的锁定。

作为接收侧本地振荡器8404的正确注入锁定和混频器8402的频率转换(同步检测)的结果获得的基带信号提供给滤波处理器8410。在滤波处理器8410中，除了低通滤波器8412外还提供均衡器8414。例如，均衡器8414具有均衡器(例如，波形均衡)滤波器，其将对应于降低的增益增加到接收的信号的高频带，以便减少码间干扰。

基带信号的高频分量被低通滤波器8412移除，并且其高频分量通过均衡器8414校正。

时钟再现器8420具有码元同步器8422、解码器8424和解复用器8426。解码器8424对应于编码器8322，并且解复用器8426对应于复用器8324。它们的每个执行与传输侧的那些相反的处理。时钟再现器8420通过码元同步器8422执行码元同步，此后基于来自控制器8446的编码模式的设置信号和复用的设置信息恢复原始输入信号。

CMOS的微型化在将来将进一步进步，并且其操作频率将进一步上升。为了实现更高频带中的小型传输系统，期望使用高载波频率。本示例的注入锁定系统可以放松关于振荡频率的稳定性的要求规范，因此允许容易地使用更高的载波频率。通过注入锁定振荡的接收侧本地振荡器8404需要具有这种低的质量因子，以便能够跟随传输侧的频率变化，如从表达式(A)明显的。这对于在CMOS上形成包括谐振电路的接收侧本地振荡器8404的整体的情况是方便的。当然，具有类似于接收侧本地振荡器8404的电路配置的电路配置的振荡器电路可以用作传输侧本地振荡器8304，并且可以在CMOS上形成包括谐振电路的传输侧本地振荡器8304的整体。

<注入锁定系统：第二实施例>

图9A和9B是用于说明根据本发明第二实施例的、采用注入锁定系统的传输器侧的配置示例的图。图10A和10B是用于说明根据第二实施例的、采用注入锁定系统的接收器侧的配置示例的图。

第二实施例涉及采用这样的系统的配置，在该系统中，通过调整传输侧的功能单元执行用于允许注入锁定的实现的控制。取决于什么信息要从接收侧发送到传输侧用于通过调整传输侧的功能单元执行用于允许注入锁定的实现的控制以及主要控制实体是否布置在传输侧或接收侧，第二实施例可以采用各种配置。在下面，关于各种配置中的两种代表性示例，将只描述与第一实施例的差别。

第二实施例(第一示例)的无线传输系统1B_1通过图9A所示的第二实施例(第一示例)的传输侧信号生成单元8110B_1和图10A所示的第二实施例(第一示例)的接收侧信号生成单元8220B_1的组合配置。第二实施例(第二示例)的无线传输系统1B_2通过图9B所示的第二实施例(第二示例)的传输侧信号生成单元8110B_2和图10B所示的第二实施例(第二示例)的接收侧信号生成单元8220B_2的组合配置。

第二实施例的第一示例涉及这样的配置，其中注入锁定确定信息发送到传输侧，并且主要控制实体布置在传输侧。具体地，接收侧信号生成单元8220B_1中的控制器8446将通过注入锁定检测器8422获取的注入锁定确定信息发送给传输侧信号生成单元8110B_1中的控制器8346。控制器8446只介入注入锁定确定信息到传输侧的传输，并且不用作实际情况中的主要控制实体。注入锁定检测器8442可以将注入锁定确定信息直接发送给传输侧信号生成单元8110B_1中的控制器8346，而不用控制器8446的介入。

控制器8346包括注入锁定调整器的功能部分，该注入锁定调整器基于指示由接收侧的注入锁定检测器8442检测的注入锁定的状态的信息执行锁定调整，使得由接收侧本地振荡器8404生成的解调载波信号可以与调制载波信号锁定。类似于注入锁定控制器8440的注入锁定控制器由注入锁定检测器8442和与控制器8346中的注入锁定调整有关的功能部分(注入锁定调整器)配置。

控制器8346控制传输侧本地振荡器8304的自由运行振荡频率和毫米波信号的传输幅度(传输功率)，使得可以实现注入锁定。类似于用于控制器8446的技术的技术可用用作用于确定是否实现锁定的技术。

如果通过控制器8346确定没有实现注入锁定，则根据预定过程，控制器8346改变对传输侧本地振荡器8304的振荡频率的设置信息和对相位幅度调整电路8307的幅度和相位的设置信息，并且改变对放大器8117的增益的设置信息。如果采用幅度调制或ASK系统，则毫米波信号中包括的载波信号的非调制分量的幅度可以通过控制调制指数来调整。此后，控制器8346重复确定注入锁定状态的过程，直到实现有利的锁定。

第二实施例的第二示例涉及这样的配置，其中主要控制实体布置在接收侧，并且通过发送控制命令到传输侧来从接收侧控制传输侧。具体地，控制器8446基于通过注入锁定检测器8442获取的注入锁定确定信息，确定是否实现了锁定。如果确定没有实现注入锁定，则控制器8446发送用于控制调制功能单元8300和放大器8117的控制命令到传输侧。也就是说，控制器8446直接控制调制功能单元8300和放大器8117。换句话说，控制器8346没有执行用于改变涉及注入锁定的各条设置信息的控制，尽管它执行了用于调制功能单元8300的参考载波信号的相位和幅度以及振荡频率的初始设置，并且执行了放大器8117的增益的初始设置。

如果通过控制器8446确定没有实现注入锁定，则根据预定过程，控制器8446改变传输侧本地振荡器8304的振荡频率的设置信息和相位幅度调整电路8307的相位和幅度的设置信息，并且改变放大器8117的增益的设置信息，类似于第一示例的控制器8346。如果采用幅度调制或ASK系统，则毫米波信号中包括的载波信号的非调制分量的幅度可以通过控制调制指数来调整。此后，控制器8446重复确定注入锁定状态的过程，直到实现有利的锁定。

<振荡器电路的配置示例>

图11A到11E是用于说明用作传输侧本地振荡器8304和接收侧本地振荡器8404的振荡器电路的配置示例的图。图11A示出振荡器电路的电路配置示例。图11B示出CMOS上的电感器电路的布局模式示例。图11C到11E是用于说明CMOS上的电感器电路的布局模式示例的细节的图。

这里示出的振荡器电路是具有由一般的电感器和电容器构成的谐振电路(LC共振电路)的差分负电阻振荡器电路8500，并且包括谐振电路的所有构成元件(振荡元件)形成在同一半导体基底(硅基底)上。

差分负电阻振荡器电路8500包括电流源8510、由一对交叉耦合的差分晶体管(晶体管8522_1和8522_2)形成的负电阻电路8520、以及由LC电路(电感器电路8532和电容器电路8534)形成的谐振电路8530。

晶体管8522_1和8522_2的各个源极共同连接到电流源8510的输出端。晶体管8522_1的栅极连接到晶体管8522_2的漏极，并且晶体管8522_2的栅极连接到晶体管8522_1的漏极，使得形成交叉耦合的配置。

电感器电路8532连接在晶体管8522_1和8522_2的各个漏极和电源Vdd之间。

电感器电路8532由晶体管8522_1侧的电感组件8532L_1和电阻组件8532R_1的串联电路和晶体管8522_2侧的电感组件8532L_2和电阻组件8532R_2的串联电路表示。电容器电路8534连接在晶体管8522_1和8522_2的漏极之间。电感组件8532L是通过绕组产生的感应组件，并且电阻组件8532R等效于其损失(串联电阻元件)。

电感器电路8532布置在隔离层上，该隔离层隔离与其上形成传输侧信号生成单元8110、接收侧信号生成单元8220等的CMOS的芯片相同的芯片上的振荡元件，如电流源8510、负电阻电路8520和电容器电路8534。也就是说，包括谐振电路8530的差分负电阻振荡器电路8500的整体与传输侧信号生成单元8110和接收侧信号生成单元8220集成到一个芯片。

电容器电路8534由晶体管8522_1侧的电容器组件8534C_1和电导组件8534R_1的并联电路以及晶体管8522_2侧的电容器组件8534C_2和电导组件8534R_2的并联电路表示。电容器组件8534C例如是利用通过跨越二极管施加反向偏置电压在各端子之间生成的电容性组件的元件，并且变容二极管(可变电容二极管、变容二极管)等用作电容器组件8534C。电导组件8534R是变容二极管的损失组件。

负电阻电路8520和谐振电路8530(电感器电路8532和电容器电路8534)之间的连接节点a和b用作差分负电阻振荡器电路8500的信号输出端子，并且通过差分信号连接到混频器8402。此外，连接节点a和b还用作注入信号的输入端子。经由电流源进行注入信号到连接节点a和b的输入。

如果注入信号的中心频率与调制信号的载波频率相同，则连接节点a和b的输出信号用作到混频器8402的再现载波信号(经由相位幅度调整器8406，依赖于配置)。如果用于调制的载波信号的第N次谐波用作参考载波信号，则通过将连接节点a和b的输出信号频率划分为1/N获得的信号用作到混频器8402的再现载波信号(经由相位幅度调整器8406，依赖于配置)。

在差分负电阻振荡器电路8500中，晶体管8522_1和8522_2交替导通和截止，从而使得由电流源8510限制的电流流到漏极侧。因为谐振电路8510(共振电路)提供在漏极侧，所以差分负电阻振荡器电路8500以由谐振电路8530中包括的电感器电路8532和电容器电路8534的元件常数限定的共振频率执行自由运行振荡，即使没有对其提供注入信号。例如，差分负电阻振荡器电路8500的自由运行振荡频率可以通过调整电容器电路8534中包括的变容二极管的反向偏置电压来调整。

在图11B所示的电感器电路8532的布局模式示例中，通过金属层模式，在在多层中以螺旋方式形成具有基本上为八角形形状的线环模式，从而形成一对其圈数为n的基本上圆形的线圈。例如，如果电源Vdd侧和连接节点a和b侧跨越该圆形布置在相对侧，则通过2n层获得其圈数为n的线圈。圆形线圈8550之一由电感组件8532L_1和电阻组件8532R_1的串联电路表示，并且另一个由电感组件8532L_2和电阻组件8532R_2的串联电路表示。

该图示出n＝1.5的情况。在用于形成线圈8550的线层中，其中布置电源Vdd的引出模式(lead-out pattern)的层被当作最顶层(例如，第九线层)，并且其中布置连接节点a和b的引出模式的层被当作最底层(例如，第七线层)。此外，还使用这些层之间的一层(例如，第八线层)。从而，形成1.5圈线圈8550_1(电感组件8532L_1和电阻元件8532R_1的串联电路)和1.5圈线圈8550_2(电感组件8532L_2和电阻元件8532R_2的串联电路)。

如图11B所示，整体上线圈8550_1和8550_2处于双螺旋状态(通过组合外部线环模式和内部线环模式获得的状态)。具体地，如下进行晶体管8522_1侧的线圈8550_1的螺旋。螺旋线从第九线层中的电源引出模式开始，并且通过第九线层中的外部线环模式8552_91逆时针地围绕圆连续地行进一半，以经由触孔8554引线到第八线层(图11C)。然后，螺旋线通过第八线层中的内部线环模式8552_82逆时针地围绕圆行进一半，以经由触孔8555引线到第七线层(图11D)。然后，螺旋线通过第七线层中的外部线环模式8552_71(在线环模式8552_91下面形成)逆时针地围绕圆行进一半，以引线到连接节点a(图11E)。

如下进行晶体管8522_2侧的线圈8550_2的螺旋。螺旋线从第九线层中的电源引出模式开始，并且通过第九线层中的外部线环模式8552_92逆时针地围绕圆连续地行进一半，以经由触孔8556引线到第八线层(图11C)。然后，螺旋线通过第八线层中的内部线环模式8552_81逆时针地围绕圆行进一半，以经由触孔8555引线到第七线层(图11D)。然后，螺旋线通过第七线层中的外部线环模式8552_72(在线环模式8552_92下面形成)逆时针地围绕圆行进一半，以引线到连接节点b(图11E)。

如果磁导率定义为μ，圈数定义n，并且半径定义为r，则圆形线圈的电感组件8532L_1和8532L_2的电感值L可以近似为“μ·(n^2)·r”，如Thomas Lee的“The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits”(特别是“4.5.1 SPIRAL INDUCTORS”，第136到137页)，ISBN 0-521-83539-9(以下称为参考文献F)所示。

串联连接到图11A和11B所示的电感组件8532L_1和8532L_2的电阻组件8532R_1和8532R_2的电阻值R极大地取决于图11C到11E所示的圆形线圈(金属层模式)的线宽W。因为线的电阻值R基本上与线宽成反比，所以线宽W需要设为大，以使得电感器具有高品质因子。

当构造其品质因子高(即，电阻组件8532R_1和8532R_2的电阻值R小)的电感器以使得载波具有高稳定性时，线宽W大，并且可以以相同半径r提供的圈数n小。相反，如果可以允许大的电阻值R，则相同的电感值L可以通过设置线宽W小而具有小尺寸(半径r)的电感器来实现。基于注入锁定的方法通过接收侧具有低品质因子的小电路，利用放松稳定性有效地解调由载波传输的信号。

为什么可以使用“小电路”的原因不仅是因为品质因子可以低，而且因为由于毫米波波段的使用，载波频率可以高达几十GHz，因此用于实现期望的阻抗的电容器电路8534的电容值C和电感器电流8532的电感值L可以与频率成比例地减少。此外，可以使用“小电路”的因素还包括这样的事实，即，在通过使用电感器和电容器构造用于共振的谐振电路8530的情况下，如果增加频率，则谐振电路8530可以利用更小的电感值和电容值实现。

由于上述原因，包括谐振电路8530的所有振荡元件可以通过使用上述差分负电阻振荡器电路8500作为传输侧本地振荡器8304和接收侧本地振荡器8404形成在具有CMOS配置的半导体芯片上。可以形成传输侧本地振荡器8304和接收侧本地振荡器8404而不用在半导体芯片外提供谐振电路。实现了具有内置谐振电路的单芯片振荡器电路(半导体集成电路(IC))。

传输侧本地振荡器8304可以与包括混频器8302的传输侧信号生成单元110和210中的其他传输侧功能单元集成到一个芯片，并且可以提供为用于传输的无线通信设备(半导体集成电路)。接收侧本地振荡器8404可以与包括混频器8402的接收侧信号生成单元120和220中的其他接收侧功能单元集成到一个芯片，并且可以提供为用于接收的无线通信设备(半导体集成电路)。此外，这些用于传输和接收的无线通信设备(半导体集成电路)还可以相互集成到一个芯片中，并且可以提供为用于双向通信的无线通信设备(半导体集成电路)。实现了具有内置谐振电路的单芯片通信电路(IC)。

<多信道传输和注入锁定之间的关系>

图12A到12D是用于说明多信道传输和注入锁定之间的关系的图。如图12A所示，对于多信道传输，不同的载波频率被不同对的通信传输器和接收器使用。也就是说，通过频分复用实现多信道传输。通过使用不同的载波频率，还可以容易地实现全双工双向传输，并且实现其中多个半导体芯片(即，传输侧信号生成单元110和接收侧信号生成单元120)在成像设备的外壳内相互独立地通信的情况也是可能的。

例如，下面将考虑这样的情况，其中两对传输器和接收器同时执行独立的传输，如图12B到12D所示。如果如图12B所示采用平方检测系统，则接收侧用于频率选择的代替滤波器(BPF)对于通过也在上面描述的频分复用系统的多信道传输是必须的。不容易实现具有小尺寸的锐带通滤波器，并且改变选择的频率必须可变带通滤波器。因为传输受传输侧暂时变化频率分量(频率变化分量Δ)影响，所以调制系统限于允许忽略频率变化分量Δ的影响的调制系统(例如OOK)，并且还难以使得调制信号正交以增强数据传输速率。

如果为了尺寸减少在接收侧不提供用于载波同步的PLL，则在下转换到中频(IF)后执行平方检测将是可能的，例如如图12C所示。在该情况下，通过增加用于频率转换到足够高IF的块，可以选择要接收的信号而不用带通滤波器。然而，电路相应地变得更复杂。传输不仅受传输侧的频率变化分量Δ的影响，而且受接收侧下转换中暂时变化频率分量(频率变化分量Δ)影响。因此，调制系统限于其中提取幅度信息使得可以忽略频率变化分量Δ的影响调制系统(例如，ASK或OOK)。

相反，如果如图12D所示采用注入锁定系统，则传输侧本地振荡器8304和接收侧本地振荡器8404相互完全锁定，因此可以容易地实现各种调制系统。用于同步的PLL也不是必须的，并且电路规模也可以小，并且接收频率的选择也更容易。此外，毫米波波动的振荡器电路可以通过使用谐振电路实现，该谐振电路的时间常数与低频比更小，因此注入锁定要求的时间与低频比也更短。因此，该系统适于高速传输。如刚刚描述的，通过采用注入锁定系统，传输速度可以容易地增加，并且输入/输出端子数与通过普通基带信号的芯片间传输相比可以减少。还可以在芯片上形成用于毫米波的小天线，并且还可以为从芯片的信号提取的方式给出非常大的灵活性。此外，因为传输侧的频率变化分量Δ通过注入锁定被抵消，所以允许各种调制系统，如相位调制(例如，正交调制)。

即使在实现通过频分复用的多信道传输时，接收侧也可以通过再现与用于传输侧的调制的载波信号锁定的信号并通过同步检测执行频率转换，恢复传输信号而不受载波信号的频率变化Δ的影响。如图12D所示，用作频率选择滤波器的带通滤波器不必布置在频率转换电路(下转换器)的前一级。

<传输路径结构>

[第一示例]

图13A1到13A5是用于说明各实施例的无线传输路径结构的第一示例的图。第一示例的传输路径结构是这样的应用示例，其中在一件电子装置的外壳内通过毫米波执行信号传输。在该应用示例中，包括固态成像设备的成像设备用作电子装置。

该成像设备具有这样的系统配置，其中第一通信设备100安装在其上安装控制电路、图像处理电路等的主板上，并且第二通信设备200安装在其上安装固体成像设备的成像板上。在图13A1到13A5中，示出了成像设备500示意性剖面图，其中关注各板之间的信号传输，并且相应地省略了与毫米波信号传输没有关系的部件的图形表示。

在成像设备500的外壳590中，布置成像板502和主板602。固态成像设备505布置在成像板502上。例如，固态成像设备505是电荷耦合器件(CCD)，并且其驱动部分(水平驱动器和垂直驱动器)也安装在成像板502上。可替代地，固态成像设备505是互补金属氧化物半导体(CMOS)传感器。

第一通信设备100(半导体芯片103)安装在用于执行与成像板502的信号传输的主板602上，在成像板502上安装固态成像设备505。第二通信设备200(半导体芯片203)安装在成像板502上。如上所述，在半导体芯片103和203中，提供信号生成单元107和207以及传输路径耦合器108和208。

尽管图中未示出，固态成像设备505和成像驱动器安装在成像板502上。尽管图中未示出，图像处理器引擎安装在主板602上。操作单元和各种传感器(未示出)连接到主板602。主板602可以经由外部接口(未示出)连接到个人计算机和外围设备(如打印机)。在操作单元中，例如提供电源开关、设置转盘、推动转盘(jog dial)、确定开关、变焦开关、释放开关等。

固态成像设备505和成像驱动器等效于无线传输系统1中的LSI功能单元204的应用功能部分。信号生成单元207和传输路径耦合器208可以容纳在不同于固态成像设备505的半导体芯片的半导体芯片203中，或者可以与固态成像设备505和成像驱动器集成地构造。如果它们提供为分开的单元，则这些单元和固态成像设备505之间(例如，各半导体芯片之间)的信号传输将可能涉及归因于通过电线的信号传输的问题。因此，优选集成地构造这些单元。该应用示例基于这样的假设，即这些单元在不同于固态成像设备505和成像驱动器的半导体芯片的半导体芯片203中。天线236可以布置为芯片外的贴片天线(patch antenna)，或者可以形成为芯片内的反F天线。在毫米波通信中，因为毫米波的波长短至几毫米，所以天线也具有几平方毫米量级的小尺寸，并且即使在小的地方中，如成像设备500中的区域中，可以容易地设置贴片天线。

图像处理引擎等效于无线传输系统1中的LSI功能单元104的应用功能部分。用于处理由固态成像设备505获得的成像信号的图像处理器容纳在图像处理引擎中。信号生成单元107和传输路径耦合器108可以容纳在不同于图像处理引擎的半导体芯片的半导体芯片103中，或者可以与图像处理引擎集成构造。如果它们作为分开的单元提供，则这些单元和图像处理引擎之间(各半导体芯片之间)的信号传输将可能涉及归因于通过电线的信号传输的问题。因此，优选集成地构造这些单元。该应用示例基于这样的假设，即这些单元在不同于图像处理引擎的半导体芯片的半导体芯片103中。天线136可以布置为芯片外的贴片天线，或者可以形成为芯片内的反F天线。

除了图像处理器外，图像处理引擎中还可以容纳控制电路(如包括中央处理单元(CPU)、存储器单元(工作存储器、程序ROM等)等的相机控制器)、控制信号生成单元等。相机控制器将程序ROM中存储的程序读出到工作存储器中，并且根据程序控制图像设备500中的各个单元。

相机控制器基于来自操作单元的各个开关的信号控制成像设备500的整体，并且通过控制电源单元将电力提供给各个单元。此外，相机控制器经由外部接口执行与外围装置的通信，如图像数据的传送。

相机控制器执行与拍摄有关的顺序控制。例如，相机控制器经由同步信号生成单元和成像驱动器控制固态成像设备505的成像操作。同步信号生成单元生成信号处理必须的基本同步信号。成像驱动器接收由同步信号生成单元生成的同步信号和来自相机控制器的控制信号，以生成用于驱动固态成像设备505的详细定时信号。

从驱动固态成像设备505发送到图像处理引擎的图像信号(成像信号)可以是模拟信号或数字信号。在数字信号的情况下，如果驱动固态成像设备505不包括AD转换器，则不管它是CCD或CMOS，都将AD转换器安装在成像基底502上。

除了驱动固态成像设备505外，信号生成单元207和传输路径耦合器208也安装在成像板502上，以实现无线传输系统1。类似地，信号生成单元107和传输路径耦合器108安装在主板602上以实现无线传输系统1。成像板502上的传输路径耦合器208和主板602上的传输路径耦合器108通过毫米波信号传输路径9相互耦合。从而，在成像板502上的传输路径耦合器208和主板602上的传输路径耦合器108之间执行毫米波波段中的双向信号传输。

如果单向传输足够，则信号生成单元107和传输路径耦合器108布置在传输侧，并且信号生成单元208和传输路径耦合器208布置在接收侧。例如，在只传输通过驱动固态成像设备505获取的成像信号的情况下，成像板502用作传输侧并且主板602用作接收侧。在只传输用于控制驱动固态成像设备505的信号(例如，高速主时钟信号、控制信号、同步信号)的情况下，主板602用作传输侧并且成像板502用作接收侧。

由于两个天线136和236之间的毫米波通信，通过驱动固态成像设备505获取的图像信号携带在毫米波上，并且经由天线136和236之间的毫米波传输路径9传输给主板602。用于控制固态成像设备505的各种控制信号携带在毫米波上，并且经由天线136和236之间的毫米波传输路径9传输给主板602。

毫米波信号传输路径9可以具有其中布置天线136和236以便相互相对的形式以及其中布置天线136和236以便沿着板的平面方向相互偏移的形式的任一。在其中布置天线136和236以便相互相对的形式中，例如使用贴片天线，其在垂直板的方向上具有方向性。在布置天线136和236以便沿着板的平面方向相互偏移的形式中，例如使用双极天线、Yagi-Uda天线或反F天线，其在板的平面方向上具有方向性。

每个毫米波信号传输路径9可以是如图13A所示的自由空间传输路径9B。然而，优选毫米波信号传输路径9是如图13A2和13A3所示的那些的介电传输路径9A或如图13A4和13A5所示的那些的空心波导路径9L。

如果采用自由空间传输路径9B并且相互接近地提供多个信道的毫米波信号传输路径9，则优选在各信道之间布置禁止电波传播的结构(毫米波阻断材料MY)，以便抑制各个信道的各对天线之间的干扰。毫米波阻断材料MY可以布置在主板602和成像板502的任一上，或者可以布置在它们两者上。是否布置毫米波阻断材料MY可以取决于信道之间的空间距离和干扰度来决定。因为干扰度也与传输功率有关，所以通过综合考虑空间距离、传输功率和干扰度来做出决定。

为了提供介电传输路径9A，例如通过软的(柔性的)电介质材料(如图1A所示的有机硅树脂)来将天线136和236互联将是可能的。介电传输路径9A可以被阻断材料(例如，电导体)围绕。为了利用电介质材料的柔性，优选阻断材料也具有柔性。尽管各天线通过介电传输路径9A连接，但是介电传输路径9A可以如电线一样行进，因为其材料是软的。

作为介电传输路径9A的另一示例，如图13A所示，介电传输路径9A可以固定在主板602上的天线136上，并且成像板502上的天线236可以布置在与介电传输路径9A接触的位置。相反，介电传输路径9A可以固定在成像板502上。

作为空心波导路径9L，使用由阻断材料围绕并在内部具有空心的结构。例如，如图13A4所示，使用由作为阻断材料的一个示例的电导体MZ围绕并在内部具有空心的结构。例如，电导体MZ的外罩以围绕天线136的方式附接在主板602上。成像板502上的天线236的运动中心布置在与天线136相对的位置。因为电导体MZ的内部是空心的，所以不需要使用电介质材料，并且毫米波信号传输路径9可以以低成本简单地形成。

电导体MZ的外罩可以提供在主板602或成像板502上。在任一情况下，在电导体MZ的外罩和成像板502或主板602之间的距离L(从电导体MZ的端部到相对板的间隙的长度)设为远远小于毫米波的波长的值。阻断材料(外罩：电导体MZ)的大小和形状设为这样的大小和平面形状，使得天线136和236的相对范围(opposition range)存在于外罩(电导体MZ)内。只要该条件满足，电导体MZ的平面形状可以是任何形状，如圆形、三角形或矩形。

空心波导路径9L不限于通过在板上由电导体MZ形成外罩而获得的空心波导路径。例如，如图13A5所示，可以通过在具有相对大的厚度的板中提供通孔或不通孔并利用孔的壁作为外罩，获得空心波导路径。在该情况下，板用作阻断材料。孔可以提供在成像板502和主板602的任一中，或者可以提供在它们两者中。孔的侧壁可以由电导体覆盖或者不覆盖。在后者情况下，由于板和空气之间的相对介电常数的比率，毫米波被反射以在孔中密集分发。如果板被孔完全穿透，则天线136和236布置(附接)在半导体芯片103和203的背面。如果板没有被孔完全穿透而是孔的形成在中间停止(形成不通孔)，则天线136和236提供在孔的底部。

孔的部分的大小和形状设为这样的大小和平面形状，使得天线136和236的相对范围存在于用作外罩的板侧壁内。只要满足该条件，孔的剖面形状可以是任何形状，如圆形、三角形或矩形。

当第一通信设备100和第二通信设备200布置在一件电子装置(在该示例中为成像设备500)中并在它们之间执行毫米波信号传输时，如果采用自由空间传输路径9B作为毫米波信号传输路径9，则担心外壳中部件的反射的影响。具体地，如果采用注入锁定系统，则与不采用该系统的情况相比，传输功率通常要高，因此预期归因于反射的干扰和多路径将变得严重。相反，如果采用具有毫米波限定结构(波导路径结构)的毫米波信号传输路径9(如介电传输路径9A或空心波导路径9L)，则传输不受外壳中部件的反射的影响。此外，因为从一个天线136发出的毫米波信号可以限定在毫米波信号传输路径9中并且传输到另一天线236，所以发出的电波的浪费小，因此即使在采用注入锁定系统时，传输功率也可以设为低。

[第二示例]

图13B1到13B3是用于说明各实施例的无线传输路径结构的第二示例的图。第二示例的传输路径结构时这样的应用示例，其中在多件电子装置相互集成的状态下，通过毫米波在各件电子装置之间执行信号传输。例如，该第二示例是当一件电子装置安装在另一件电子装置上(例如，在主体侧)时在两件电子装置之间的信号传输的应用。

例如，存在这样的系统，其中允许以所谓的IC卡和存储卡为代表的卡型信息处理设备(可拆卸地)安装在主体侧的电子装置中，在该卡型信息处理设备中，并入中央处理单元(CPU)、非易失性存储设备(例如，闪存)等。以下，作为一件(第一)电子装置的一个示例的卡型信息处理设备也将称为“卡设备”。以下，主体侧的另一件(第二)电子装置也将简称为电子装置。

电子装置101A和存储卡201A之间的插槽结构4A是用于允许存储卡201A附接到电子装置101A以及从电子装置101A拆卸的结构，并且具有用于电子装置101A和存储卡201A的固定器的功能。

如图13B2所示，插槽结构4A具有这样的配置，以便允许存储卡201A(其外壳290)经由开口192插入电子装置101A的外壳190中以及从外壳190移除、并且固定到外壳190。板102利用支持器191的介入，附接到开口192(在外部)的相对侧的外壳190的一个表面。

接收侧的连接器提供在与插槽4A中的存储卡201A的端子接触的位置。连接器端子(连接器管脚)对于由毫米波传输替代的信号不是必须的。

在电子装置101A(插槽结构4A)中提供用于由毫米波传输替代的信号的连接器端子也将是可能的。在该情况下，如果插入插槽结构4A中的存储卡201A是对其没有应用第二示例的毫米波传输路径结构的现有卡，则可以利用现有的技术通过电线执行信号传输。

电子装置101A和存储卡201A具有凹凸形状配置作为装配结构。在该示例中，如图13B2所示，在电子装置101A的外壳190中提供具有圆柱形形状的凸形配置198A(突出)。此外，如图13B1所示，在存储卡201A的外壳290中提供具有圆柱形形状的凹形配置298A(凹坑)。也就是说，如图13B3所示，在外壳190中，当存储卡201A插入外壳190中时，图形配置198A提供在对应于凹形配置298A的位置的部分。

基于该配置，当存储卡201A安装在插槽结构4A中时，存储卡201A的固定和对准同时执行。凹形和凸形的大小设为这样的大小，使得即使当凹形和凸形之间的装配涉及齿隙时，天线136和236也从不脱离阻断材料(外罩：导体144)。凹凸形配置的平面形状是如图所示的圆形不是必须的，但是平面形状可以是任何形状，如三角形或矩形。

例如，存储卡201A的结构示例(平面透视图和截面透视图)如图13B1所示。存储卡201A具有板202的一个表面上的半导体芯片203，其包括信号生成单元207(毫米波信号转换器)。半导体芯片203提供有毫米波传输/接收端子232，用于与毫米波信号传输路径9耦合。在板202的一个表面上，形成通过板模式连接到毫米波传输/接收端子232和天线236(在图中为贴片天线)的毫米波传输路径234。传输路径耦合器208由毫米波传输/接收端子232、毫米波传输路径234和天线236配置。

贴片天线在普通方向上不具有形状方向性。因此，只要有些大的区域确保为天线136和236之间的重叠部分的区域，即使在天线136和236布置的有一些偏离时，对天线136和236的接收灵敏度也没有影响。在毫米波通信中，因为毫米波的波长短至几毫米，所以天线也具有几平方毫米量级的小尺寸，并且即使在小的地方，如在小的存储卡201A的区域中，也可以容易地设置贴片天线。

如果天线136和236形成在半导体芯片103和203中，则要求更小的天线，如反F天线。反F天线是非定向的。换句话说，它部件在板的厚度(垂直于板)方向上，而且在板的平面方向上具有方向性。因此，优选通过进行改进(如为用于与毫米波信号传输路径9耦合的传输路径耦合器108和208提供反射板)来增强传输效率。

外壳290用作保护板202的盖子，并且凹形配置298A的至少一部分由包含介电材料的介电树脂构成，该介电材料具有这样的相对介电常数以便允许毫米波传输。作为凹形配置298A的介电材料，例如，使用由丙烯酸树脂、聚氨酯树脂或环氧树脂构成的部件。外壳290的凹形配置298A的至少一部分的介电材料还用作毫米波介电传输路径。

在外壳290中，凹形配置298A形成在与天线236相同的表面上。凹形配置298A将存储卡201A固定到插槽结构4A，并且执行对准，用于利用插槽结构4A中包括的毫米波信号传输路径9的毫米波传输的耦合。

沿着板202的一侧，在外壳290上的预定位置提供用于通过外壳290上的预定地方连接到电子装置101A的连接端子280(信号管脚)。在第一实施例的情况下，存储卡201A部分具有用于低速、小容量信号和电源的现有端子结构。因为时钟信号和多个数据信号被当作通过毫米波的信号传输的对象，所以用于这些信号的端子被移除，如图中的点线所示。

在图13B2中示出电子装置101A的结构示例(平面透视图和剖面透视图)。电子装置101A具有板102的一个表面上(在开口192侧)的半导体芯片103，其包括信号生成单元107(毫米波信号转换器)。半导体芯片203提供有毫米波传输/接收端子132，用于与毫米波信号传输路径9耦合。在板102的一个表面上，形成通过板模式连接到毫米波传输/接收端子132和天线136(在图中为贴片天线)的毫米波传输路径134。传输路径耦合器108由毫米波传输/接收端子132、毫米波传输路径134和天线136配置。

在外壳190中，存储卡201A插入和移除的开口192形成为插槽结构4A。

在外壳190中形成凸形配置198A，使得具有毫米波限定结构(波导路径结构)的毫米波信号传输路径9可以形成在当存储卡201A插入开口192时对应于凹形配置298A的位置的部分。在本示例中，形成凸形配置198A，以便通过在具有圆柱形形状的导体144中形成其内部填有介电材料的介电波导管142用作介电传输路径9A。凸形配置198A固定布置，使得介电波导管142的中心对应于传输路径耦合器108的天线136。作为凹形和凸形之间的装配结构，提供介电波导管142作为用于加强天线136和236之间的耦合的结构。

提供介电波导管142不是必须的。毫米波信号传输路径9可以由外壳190和290的介电材料自身形成。此外，介电传输路径9A可以用空心波导路径9L代替，该空心波导路径9L被阻断材料围绕并在内部具有空心。例如，通过形成其内部为空的(空心)状态的圆柱形导体144来提供空心波导路径9L。同样利用具有这种结构的空心波导路径9L，毫米波通过具有外罩功能的导体144限定在空心波导路径9L中，这提供毫米波的传输损失小并且毫米波可以有效传输、抑制了毫米波的外部辐射以及便利EMC对抗的优点。

确定介电波导管142的参数(如直径、长度和材料)以便允许毫米波的有效传输。优选材料是介电材料(如由上述丙烯酸树脂、聚氨酯树脂、环氧树脂、有机硅树脂、聚酰胺树脂或氰基丙烯酸酯树脂构成的材料)，其相对介电常数大约为2到10(优选3到6)，并且其介电损失因数大约为0.00001到0.01(优选0.00001到0.001)。通过将毫米波信号限定在介电传输路径9A中，传输效率可以提高，并且可以执行通过毫米波的信号传输而没有不方便。在一些情况下，通过适当地选择材料消除了提供导体144的需要。

设计导体144的直径以便匹配存储卡201A的凹形配置198A的直径。导体144还用作阻断材料以抑制传输到介电波导管142的毫米波的外部辐射。

在图13B3中示出了当存储卡201A插入插槽结构4A(具体地，开口192)时的结构示例(截面剖视图)。如图中所示，具有插槽结构4A的外壳190具有这样的机械结构，使得凸形配置198A(介电传输路径9A)和凹形配置298A响应于存储卡201A从开口192插入，以凹凸方式相互接触。当凹形结构和凸形结构相互装配时，天线136和236相互相对，并且介电传输路径9A布置为天线136和236之间的毫米波信号传输路径9。

通过上述配置，实现了存储卡201A和插槽结构4A的装配。此外，实现用于毫米波传输的耦合的介电传输路径9A的对准，使得在天线136和236之间可以有效地传输毫米波信号。

具体地，传输路径耦合器108(具体地，天线耦合器)布置在电子装置101A中的凸形配置198A的部分，并且传输路径耦合器208(具体地，天线耦合器)布置在存储卡201A中的凹形配置298A的部分。布置这些耦合器，使得当凹形和凸形部分相互装配时传输路径耦合器108和208的毫米波传输特性变高。

由于这种配置，当存储卡201A安装在插槽结构4A中时，存储卡201A的固定和用于毫米波信号传输的对准可以同时执行。在存储卡201A中，外壳290介入介电传输路径9A和天线236之间。然而，这对毫米波传输没有大的影响，因为凹形配置298A的部分的材料是介电材料。这点也应用于这样的情况下，其中在凸形配置198A的部分不提供介电波导管142，而是将外壳190的介电材料留在该部分。通过各个外壳190和290的介电材料，在天线136和236之间配置毫米波信号传输路径9(介电传输路径9A)。

第二示例的毫米波传输路径结构采用这样的配置，其中当存储卡201A安装在插槽结构4A中时，使得包括介电波导管142的介电传输路径9A介入传输路径耦合器108和208(具体地，天线136和236)之间。通过将毫米波信号限定在介电传输路径9A中，可以增加高速信号传输的效率。

作为另一种思考方式，形成毫米波传输路径9，使得天线136和236在不同于用于卡安装的插槽结构4A的装配结构的部分(凸形配置198和凹形配置298)的地方相互相对也是可能的。然而，该情况涉及位置未对准的影响。相反，通过在用于卡安装的插槽结构4A的装配结构中提供毫米波传输路径9，可以安全地消除位置未对准的影响。

具体地，通过使用本配置示例中的装配结构(插槽结构4A)构造具有毫米波限定结构(波导路径结构)的毫米波信号传输路径9(在该示例中，介电传输路径9A)。因此，毫米波传输不受外壳和其他部件的反射的影响，并且从一个天线136发出的毫米波信号可以限定在介电传输路径9A中并传输到另一天线236。因此，即使在采用注入锁定系统时，发出的电波的浪费也小，因此传输功率可以设为低。

[第三示例]

图13C1到13C3是用于说明各实施例的无线传输路径结构的第三示例的图，具体地，用于说明电子装置的修改示例。无线传输系统1包括作为第一电子装置的一个示例的便携式图像再现设备201K，并且包括作为其上安装图像再现设备201K的第二(主体侧)电子装置的一个示例的图像获取设备101K。在图像获取设备101K中，在外壳190的部分中提供其上安装图像再现设备201K的放置平台5K。替代放置平台5K，可以如同第二示例采用插槽结构4A。第三示例与第二示例的传输路径结构相同在于：当一件电子装置安装到另一件电子装置上时，基于毫米波波段的无线传输在两件电子装置之间执行信号传输。在下面，将关注与第二示例的差别进行描述。

图像获取设备101K具有基本上为矩形立体(盒)形，并且不是卡设备。图像获取设备101K是例如获取运动图像数据的设备，如数字记录/再现设备盒地面电视接收机。在图像再现设备201K中，存储从图像获取设备101K传输的运动图像数据的存储设备和从存储设备读出运动图像数据并在显示单元上再现运动图像的功能单元提供为应用功能单元205。在结构方面，可以考虑存储卡201A被图像再现设备201K替换，并且电子装置101A被图像获取设备101K替换。

在放置平台5K的外壳190中，容纳半导体芯片102，并且天线136提供在某个位置，类似于毫米波传输路径结构的第二示例(图13B1到13B3)。在与天线136相对的外壳190的部分，提供介电波导管142，其具有由介电材料构成的介电传输路径9A作为其内部传输路径，并且导体144围绕介电传输路径9A。提供介电波导管142(介电传输路径9A)不是必须的，而是毫米波信号传输路径9可以由外壳190的介电材料自身形成。这些点与上述其他结构示例的那些相同。可以采用下面的配置。多个天线136以平面方式并列。此外，在实际信号传输前，用于测试的毫米波信号从图像再现设备201K的天线236发出，并且选择具有最高接收灵敏度的天线136。

在安装到放置平台5K上的图像再现设备201K的外壳290中，容纳半导体芯片203，并且天线236提供在某个位置，类似于毫米波传输路径结构的第二示例(图13B1到13B3)。在与天线236相对的外壳290的部分，通过介电材料配置毫米波信号传输路径9(介电传输路径9A)。这些点与上述第二示例的毫米波传输路径的那些相同。

基于这种配置，当图像再现设备201K安装在放置平台5K上时，可以执行用于图像再现设备201K的毫米波信号传输的对准。尽管外壳190和290介入在天线136和236之间，但是这对毫米波传输没有大的影响，因为外壳190和290由介电材料构成。

第三示例的毫米波传输路径结构没有采用装配结构的概念，而是采用壁对接系统。具体地，当放置图像再现设备201K以便大约依靠放置平台5K的角101A时，使得天线136和236相互相对。这可以安全地消除位置未对准的影响。

第三示例的毫米波传输路径结构采用这样的配置，其中当图像再现设备201K安装在放置平台5K上的规定位置时，使得介电传输路径9A介入传输路径耦合器108和208(具体地，天线136和236)之间。通过将毫米波信号限定在介电传输路径9A中，可以增强高速信号传输的效率。毫米波传输不受外壳和其他部件的反射的影响。此外，从一个天线136发出的毫米波信号可以限定在介电传输路径9A中并传输到另一天线236。因此，即使在采用注入锁定系统时，发出的电波的浪费也小，因此传输功率可以设为低。

[系统配置：第一应用示例]

图14是用于说明各实施例的无线传输系统1的第一应用示例的图。第一应用示例是这样的示例，其中通过采用上述注入锁定系统，在一件电子装置的外壳内通过CMOS工艺形成的两个半导体芯片103A和203A之间，或者在多件电子装置之间，在毫米波波段中执行信号传输。

第一通信设备100A的外壳190A和第二通信设备200A的外壳290A的外部形状不限于立方形(矩形立体)，而是可以是球形、圆柱、半圆柱或椭圆柱。在一个外壳中的信号传输的情况下，例如，可以认为半导体芯片103A和半导体芯片203A安装在同一板上。可替代地，可以认为第一通信设备100A的外壳190A也用作第二通信设备200A的外壳290A。在包括第二通信设备200A的电子装置放置在包括第一通信设备100A的电子装置上的状态下的装置间的通信的情况下，可以认为第一通信设备100A的外壳190A和第二通信设备200A的外壳290A在图中点线部分相互接触。

外壳190A和290A等效于例如数字记录/再现设备、地面电视接收机、相机、硬盘设备、游戏机、计算机和无线通信设备的装备(外部)壳。

例如，在无线通信系统1中，为了传输对其要求高速、大容量传输的信号(如相机视频信号或计算机图像信号)，利用30GHz到300GHz的载波频率f1将该信号转变为毫米波波段中的传输信号Sout_1，并且在毫米波信号传输路径9_1中传输该传输信号Sout_1。

毫米波信号传输路径9_1由外壳190A和290A内的自由空间、自由空间内构造的介电传输路径或波导管和/或波导路径形成。波导路径包括插槽线和/或微带线。毫米波信号传输路径9_1可以是任何，只要它可以传输毫米波传输信号Sout_1。外壳190A和290A内打包的介电物质自身(如树脂部件)也用作毫米波信号传输路径9_1。

因为毫米波可以容易地阻断，并且不容易泄露到外部，所以可以使用其稳定性低的、具有载波频率f1的载波信号。这也导致半导体芯片103A和203A之间的传播信道的设计的灵活性的增加。例如，通过设计通过使用介电材料结合传播信道密封半导体芯片103A和203A的密封部件(包装)，可以执行与自由空间中的毫米波信号传输相比具有更高可靠性的有利的信号传输。

例如，通过采用作为外壳190A和290A内的环境的自由空间，可以在天线136A和236A之间形成自由空间传输路径。可替代地，外壳190A和290A的内部的整体可以用如树脂部件的介电材料填充。在这些情况下，优选外壳190A和290A是例如其外部六个表面由金属板围绕的屏蔽壳、或通过用树脂部件覆盖该屏蔽壳的内部以便防止毫米波波段中的传输信号Sout_1泄露到外部而获得的壳。可替代地，外壳190A和290A可以是其外部六个表面由树脂部件围绕的壳或通过用金属部件屏蔽该壳的内部而获得的壳。在任何速率，存在当采用注入锁定系统时将传输幅度设置为壁不采用装入锁定系统时大的趋势。因此，考虑这点，优选采用屏蔽技术。

优选采用作为外壳190A和290A的内部的环境的自由空间，并且在天线136A和236A之间提供介电传输路径、空心波导路径、波导管结构等，从而形成毫米波限定结构(波导路径结构)，其在将毫米波信号限定在传输路径中的同时传输它。如果采用毫米波限定结构，则在天线136A和236A之间可以安全地传输毫米波波导中的信号，而不受外壳190A和290A的反射的影响。此外，从天线136A发出的毫米波信号(传输信号Sout_1)可以限定在毫米波信号传输路径9_1中并传输到天线236A。因此，可以减少浪费，因此可以抑制传输功率。即使在采用注入锁定系统时，传输功率也可以设为相当低，因此没有将电磁感应干扰(EMI)给到外部。这允许省略用于外壳190A和290A的金属屏蔽结构的提供。

半导体芯片103A包括调制功能单元8300(混频器8302和传输侧本地振荡器8304)和放大器8117。放大器8117连接到用作传输路径耦合器108的部分的天线136A。半导体芯片103A将传输对象信号SIN_1转换(调制)为毫米波信号，并且从天线136A发出传输信号Sout_1。

半导体芯片203A包括放大器8224、解调功能单元(混频器8402和接收侧本地振荡器8404)和低通滤波器8412。放大器8224连接到用作传输路径耦合器208的部分的天线236A。半导体芯片203A从通过天线236A接收的信号Sin_1(对应于Sout_1)恢复传输对象信号SOUT_1。也就是说，半导体芯片103A和203A经由天线136A和236A之间的毫米波信号传输路径9_1，执行毫米波波段中的信号传输。

作为用于毫米波的天线136A和236A，在半导体芯片103A和203A上可以形成超小天线元件，因为毫米波的波长短。因为天线136A和236A的大小可以减少，所以对从天线136A辐射传输信号Sout_1的方式和从天线236A提取接收信号Sin_1的方式也给出相当大的灵活性。

对于传输侧半导体芯片103A和接收侧半导体芯片203A两者，包括谐振电路的传输侧半导体芯片103A和接收侧半导体芯片203A的整体如上所述形成在同一芯片上，而不用使用如现有技术系统中的外部谐振电路的外部谐振电路。例如，传输侧半导体芯片103A基于传输对象信号SIN_1，通过ASK系统调制由传输侧本地振荡器8304生成的具有载波频率f1的载波信号，从而对毫米波传输信号Sout_1执行频率转换。

例如，接收侧半导体芯片203A使用从传输侧半导体芯片103A发送的毫米波信号(传输信号Sout_1＝接收信号Sin_1)作为到接收侧本地振荡器8404的注入信号，并且接收侧本地振荡器8404基于注入信号获取再现载波信号。混频器8402通过使用再现载波信号解调接收信号Sin_1。使得解调的信号通过低通滤波器8412，从而恢复对应于传输对象信号SIN_1的传输对象信号SOUT_1。

指定(典型地，固定)外壳190A中半导体芯片103A和外壳290A中半导体芯片203A的放置位置，因此，可以预先指定两个半导体芯片之间的位置关系和两个半导体芯片之间的传输信道的环境条件(例如，反射条件)。因此，传输侧和接收侧之间的传播信道的设计是容易的。此外，如果通过使用介电材料结合传播信道设计用于密封传输侧和接收侧的密封结构，则可以执行与自由空间传输相比具有更高可靠性的有利的传送。

与一般的无线通信不同，传播信道的环境不经常改变，并且用于允许通过上述控制器8346和8446实现注入锁定的控制不需要经常动态地和自适应地执行。因此，与一般的无线通信相比，由于控制的开销可以减少。这有助于具有小尺寸和低功耗的、执行高速和大容量信号传输的无线传输系统1的实现。

如果在生产或设计时校准无线传输环境并且掌握个体变化，则控制器8346和8446可以参考个体变化的数据进行各种设置，使得可以实现注入锁定。重复注入锁定状态的确定以及响应于确定改变各种设置值不是必须的，并且用于允许注入锁定的实现的各种设置是容易的。

<系统配置：第二应用示例>

图15是用于说明各实施例的无线传输系统1的第二应用示例的图。第二应用示例是这样的示例，其中通过采用上述注入锁定系统，在一件电子装置的外壳内通过CMOS工艺形成的三个半导体芯片103B、203B_1和203B_2之间，或者在多件电子装置之间，在毫米波波段中执行信号传输。第二应用示例与第三应用示例的差别在于执行一到二传输。典型地，差别是从一个传输侧半导体芯片103B到两个接收侧半导体芯片203B_1和203Bb_2执行广播(多播)通信。尽管在图中接收侧半导体芯片的数目为2，但是接收侧半导体芯片的数目可以是3或更多。使用的载波频率f2在30GHz到300GHz的毫米波波段中。下面将描述与第一应用示例的差别。

在一个外壳内的信号传输的情况下，例如可以认为半导体芯片103B和半导体芯片203B_1和203B_2安装在同一板上。可替代地，可以认为第一通信设备100B的外壳190B也用作第二通信设备200B_1和200B_2的外壳290B_1和290B_2。在包括两个第二通信设备200B_1和200B_2的电子装置放置在包括第一通信设备100B的电子装置上的状态下的装置间信号传输的情况下，可以认为第一通信设备100B的外壳190B和第二通信设备200B_1和200B_2的外壳290B_1和290B_2在图中点线部分相互接触。

例如，传输侧半导体芯片103B基于传输对象信号SIN_2，通过ASK系统调制由传输侧本地振荡器8304生成的具有载波频率f2的载波信号，从而对毫米波传输信号Sout_2执行频率转换。传输信号Sout_2经由天线136B提供给毫米波信号传输路径9_2，并且到达两个接收侧天线236B_1和236B_2。例如，接收侧半导体芯片203B_1和203B_2使用使用从传输侧半导体芯片103B发送的毫米波信号(传输信号Sout_2＝接收信号Sin_2)作为到接收侧本地振荡器8404的注入信号，并且接收侧本地振荡器8404基于注入信号获取再现载波信号。混频器8402通过使用再现载波信号解调接收信号Sin_2。使得解调的信号通过低通滤波器8412，从而恢复对应于传输对象信号SIN_2的传输对象信号SOUT_2。

以此方式，在第二应用示例中，通过用作一到二传输信道的毫米波信号传输路径9_2，在传输侧半导体芯片103B和接收侧半导体芯片203B_1和203B_2之间实现了广播通信。

<系统配置：第三应用示例>

图16A到16是用于说明各实施例的无线传输系统1的第三应用示例的图。第三应用示例涉及这样的配置，其中N个(N是等于或大于2的正整数)传输单元布置在传输侧并且M个(N是等于或大于2的正整数)接收单元布置在接收侧，并且各组传输单元和接收单元通过使用各个不同的载波频率执行传输。也就是说，执行频分复用传输，其通过使用多个不同载波频率传输相互不同的信号。下面的描述将处理两信道通信，其中为了简化描述使用了载波频率f1和f2。

图16A和16B所示的第三应用示例(配置1-1和1-2)是这样的示例，其中传输侧和接收侧全部使用各自不同的天线，并且无线传输系统1通过组合上述第一应用示例和第二应用示例的配置来构造。这些配置具有这样的形式，其中半导体芯片的每个被当作传输侧或接收侧的半导体芯片，并且对每个半导体芯片的位置基本上没有限制。相反，在图16C所示的第三应用示例(配置2)中，传输侧和接收侧两者使用共同的天线。

在第三应用示例(配置1-1和1-2)中，在采用第一应用示例的配置的部分中使用的载波频率f1在30GHz到300GHz的毫米波波段中，并且在采用第二应用示例的配置的部分中使用的载波频率f2也在30GHz到300GHz的毫米波波段中。然而，载波频率f1和f2相互远离到各个调制信号不相互干扰的程度。下面将描述与第一和第二应用示例的差别。

在一个外壳中的信号传输的情况下，例如可以认为半导体芯片103A和103B和半导体芯片203A、203B_1和203B_2安装在同一板上。

在装置间信号传输的情况下，如图16A所示的第三应用示例(配置1-1)，可以认为包括第二通信设备200C的电子装置放置在包括第一通信设备100C的电子装置上，第二通信设备200C中容纳半导体芯片203A、203B_1和203B_2，在第一通信设备100C中容纳半导体芯片103A和103B，并且例如第一通信设备100C的外壳190C和第二通信设备200C的外壳290C在图中的点线部分相互接触。

此外，如图16B所示的第三应用示例(配置1-2)，可以认为包括第二通信设备200C的电子装置放置在包括第一通信设备100C的电子装置上，第二通信设备200C中容纳半导体芯片103B和203A，在第一通信设备100C中容纳半导体芯片103A、203B_1和203B_2，并且例如第一通信设备100C的外壳190C和第二通信设备200C的外壳290C在图中的点线部分相互接触。相同的思考方式也可以应用于第三应用示例(配置2)，尽管没有对其进行具体描述。

在第三应用示例(配置1-2)中，传输和接收侧的天线通过单个毫米波信号传输路径9_3耦合。在功能方面，第一通信信道通过采用第一应用示例配置的部分中的毫米波信号传输路径9_1形成，并且第二通信信道通过采用第二应用示例配置的部分中的毫米波信号传输路径9_2形成。因为单个毫米波信号传输路径9_3，例如，毫米波信号传输路径9_1中的载波频率f1的电波可能传输到毫米波信号传输路径9_2，并且毫米波信号传输路径9_2中的载波频率f2的电波可能传输到毫米波信号传输路径9_1。

在采用第一应用示例配置的部分中，通过使用载波频率f1，经由毫米波信号传输路径9_1在半导体芯片103A和203A之间执行毫米波波段中的信号传输。在采用第二应用示例配置的部分中，通过使用载波频率f2(≠f1)，经由毫米波信号传输路径9_2在半导体芯片103B和半导体芯片203B_1和203B_2之间执行毫米波波段中的广播通信。也就是说，在第三应用示例中，一对一和一对二传输系统以混合方式存在。在该情况下，通过为每个通信信道设置不同的载波频率f1和f2，实现了每个信号传输二不受干扰的影响。

例如，假设如图16A的点线所示，当半导体芯片203B_1接收载波频率f2的传输信号Sout_2(＝接收信号Sin_2)并且与载波频率f2注入锁定时，载波频率f1的传输信号Sout_1也到达半导体芯片203B_1。在该情况下，半导体芯片203B_1不与载波频率f1注入锁定。因此，即使通过使用再现载波信号并使得到的信号通过低通滤波器8412，通过执行同步检测在半导体芯片203B_1中解调处理载波频率f1的传输信号Sout_1，也从不恢复传输对象信号SIN_1的分量。也就是说，当半导体芯片203B_1与载波频率f2注入锁定时，即使半导体芯片203B_1接收载波频率f1的调制信号，半导体芯片203B_1也不受载波频率f1的分量的干扰的影响。

此外，假设如图16A的点线所示，当半导体芯片203A接收载波频率f1的传输信号Sout_1(＝接收信号Sin_1)并且与载波频率f2注入锁定时，载波频率f2的传输信号Sout_2也到达半导体芯片203A。在该情况下，半导体芯片203A不与载波频率f2注入锁定。因此，即使通过使用再现载波信号并使得到的信号通过低通滤波器8412，通过执行同步检测在半导体芯片203A中解调处理载波频率f2的传输信号Sout_2，也从不恢复传输对象信号SIN_2的分量。也就是说，当半导体芯片203A与载波频率f1注入锁定时，即使半导体芯片203A接收载波频率f2的调制信号，半导体芯片203A也不受载波频率f2的分量的干扰的影响。

在第三应用示例(配置2)中，N个传输侧信号生成单元110容纳在一个(传输侧)半导体芯片103中，并且M个接收侧信号生成单元220容纳在另一个(接收侧)半导体芯片203中。该配置具有这样的形式，其中通过采用频分复用允许从各个传输侧信号生成单元110到各个接收侧信号生成单元220的相同方向的同时信号传输。传输单元和接收单元的每个采用上述注入锁定系统。

例如，第一和第二传输侧信号生成单元110_1和110_2布置在第一通信设备100C中，并且第一、第二和第三接收侧信号生成单元220_1、220_2和220_3布置在第二通信设备200C中。第一传输侧信号生成单元110_1和第一接收侧信号生成单元220_1的组使用第一载波频率f1，并且第二传输侧信号生成单元110_2和第二和第三接收侧信号生成单元220_2和220_3的组使用第二载波频率f2(≠f1)。

由各个传输侧信号生成单元110_1和110_2生成的载波频率f1和f2的毫米波信号通过作为复用处理器113的一个示例的组合器合成为一个信道上的信号。该信号经由传输路径耦合器108的天线136在毫米波信号传输路径9中传输。接收侧的天线236接收在毫米波信号传输路径9中传输的毫米波信号，并且接收的信号通过作为解复用器处理器228的一个示例的分离器分开为三个信道上的信号。这些信号提供给各个接收侧信号生成单元220_1、220_2和220_3。

接收侧信号生成单元220_1生成与用于传输侧信号生成单元110_1的调制的载波频率f1的载波信号注入锁定的再现载波信号，并且解调载波频率f1的接收毫米波信号。接收侧信号生成单元220_2和220_3生成与用于传输侧信号生成单元110_2的调制的载波频率f2的载波信号注入锁定的再现载波信号，并且解调载波频率f2的接收毫米波信号。

在第三应用示例(配置2)中，通过这种机制，通过使用两个载波频率f1和f2，可以实现用于在相同方向上传输相互不同的信号的频分复用传输，而不出现干扰问题，类似于第三应用示例(配置1-1和1-2)。

<系统配置：第四应用示例>

图17A和17B是用于说明各实施例的无线传输系统的第四应用示例。第四应用示例涉及这样的配置，其中传输单元和与传输单元相同数目的接收单元布置在一对半导体芯片中用于双向通信，并且各组传输单元和接收单元使用各自不同的载波频率，从而执行全双工双向通信。下面的描述将处理双信道通信，其中为了简化描述，载波频率f1用于一个方向上的通信，并且载波频率f2用于该一个方向的相对方向上的通信。载波频率f1在30GHz到300GHz的毫米波波段中，并且载波频率f2也在30GHz到300GHz的毫米波波段中。然而，载波频率f1和f2相互远离，使得各个调制信号相互不干扰。

在图17A所示的第四应用示例(配置1)中，传输侧和接收侧全部使用各自不同的天线。相反，在图17B所示的第四应用示例(配置2)中，用于双向通信的每个半导体芯片使用共同的天线。

在一个外壳中的信号传输的情况下，可以认为半导体芯片103D和半导体芯片203D安装在同一板上。在装置间信号传输的情况下，如图17A所示，可以认为包括第二通信设备200D的电子装置放置在包括第一通信设备100D的电子装置上，第二通信设备200D中容纳半导体芯片203D，在第一通信设备100D中容纳半导体芯片103D，并且例如第一通信设备100D的外壳190D和第二通信设备200D的外壳290D在图中的点线部分相互接触。相同的思考方式也可以应用于第四应用示例(配置2)，尽管没有对其进行具体描述。

在第四应用示例(配置1)中，传输和接收侧的天线通过单个毫米波信号传输路径9_4耦合。在功能方面，第一通信信道通过毫米波信号传输路径9_1形成，并且用于在第一通信信道的相对方向上的传输的第二通信信道通过毫米波信号传输路径9_2形成。因为单个毫米波信号传输路径9_4，例如，毫米波信号传输路径9_1中的载波频率f1的电波可能传输到毫米波信号传输路径9_2，并且毫米波信号传输路径9_2中的载波频率f2的电波可能传输到毫米波信号传输路径9_1。

例如，传输侧信号生成单元110和接收侧信号生成单元120提供在第一通信设备100D的半导体芯片103D中，并且传输侧信号生成单元210和接收侧信号生成单元220提供在第二通信设备200D的半导体芯片203D中。

传输侧信号生成单元110包括调制功能单元8300(混频器8302和传输侧本地振荡器8304)和放大器8117。放大器8117连接到用作传输路径耦合器108的部分的天线136_1。半导体芯片103D(传输侧信号生成单元110)将传输对象信号SIN_1转换(调制)为毫米波信号，并且从天线136_1发出传输信号Sout_1。

接收侧信号生成单元220包括放大器8224、解调功能单元8400(混频器8402和接收侧本地振荡器8404)和低通滤波器8412。放大器8224连接到用作传输路径耦合器208的部分的天线236_2。半导体芯片203D(接收侧信号生成单元220)从通过天线236_2接收的信号Sin_1(对应于Sout_1)恢复传输对象信号SOUT_1。也就是说，半导体芯片103D和203D经由天线136_1和236_2之间的毫米波信号传输路径9_4(其中的毫米波信号传输路径9_1)，执行毫米波波段中的信号传输。

传输侧信号生成单元210包括调制功能单元8300(混频器8302和传输侧本地振荡器8304)和放大器8117。放大器8117连接到用作传输路径耦合器108的部分的天线136_2。半导体芯片103D(传输侧信号生成单元210)将传输对象信号SIN_2转换(调制)为毫米波信号，并且从天线136_2发出传输信号Sout_2。

接收侧信号生成单元120包括放大器8224、解调功能单元8400(混频器8402和接收侧本地振荡器8404)和低通滤波器8412。放大器8224连接到用作传输路径耦合器208的部分的天线236_1。半导体芯片203D(接收侧信号生成单元120)从通过天线236_1接收的信号SIN_2(对应于Sout_2)恢复传输对象信号SOUT_2。也就是说，半导体芯片103D和203D经由天线136_2和236_1之间的毫米波信号传输路径9_4(其中的毫米波信号传输路径9_2)，执行毫米波波段中的信号传输。

为了允许全双工双向传输，为用于信号传输的每组传输单元和接收单元分配不同的频率作为载波频率。例如，传输侧信号生成单元110和接收侧信号生成单元220的组使用第一载波频率f1，并且传输侧信号生成单元210和接收侧信号生成单元120的组使用第二载波频率f2(≠f1)。通过为每个通信信道设置不同的载波频率f1和f2，实现了全双工双向通信而不受干扰的影响。

例如，假设当接收侧信号生成单元120接收载波频率f2的传输信号Sout_2(＝接收信号Sin_2)并且与载波频率f2注入锁定时，载波频率f1的传输信号Sout_1也到达接收侧信号生成单元120。在该情况下，接收侧信号生成单元120不与载波频率f1注入锁定。因此，即使通过使用再现载波信号并使得到的信号通过低通滤波器8412，通过执行同步检测在接收侧信号生成单元120中解调处理载波频率f1的传输信号Sout_1，也从不恢复传输对象信号SIN_1的分量。也就是说，当接收侧信号生成单元120与载波频率f2注入锁定时，即使接收侧信号生成单元120接收载波频率f1的调制信号，接收侧信号生成单元120也不受载波频率f1的分量的干扰的影响。

此外，假设当接收侧信号生成单元220接收载波频率f1的传输信号Sout_1(＝接收信号Sin_1)并且与载波频率f2注入锁定时，载波频率f2的传输信号Sout_2也到达接收侧信号生成单元220。在该情况下，接收侧信号生成单元220不与载波频率f2注入锁定。因此，即使通过使用再现载波信号并使得到的信号通过低通滤波器8412，通过执行同步检测在接收侧信号生成单元220中解调处理载波频率f2的传输信号Sout_2，也从不恢复传输对象信号SIN_2的分量。也就是说，当接收侧信号生成单元220与载波频率f1注入锁定时，即使接收侧信号生成单元220接收载波频率f2的调制信号，接收侧信号生成单元220也不受载波频率f2的分量的干扰的影响。

同样在第四应用示例(配置2)中，一个传输单元和一个接收单元布置在每个半导体芯片中用于双向传输。传输单元和接收单元的每个采用上述注入锁定系统。例如，在第一通信设备100D的半导体芯片103D中提供传输侧信号生成单元110和接收侧信号生成单元120，并且在第二通信设备200D的半导体芯片203D中提供传输侧信号生成单元210和接收侧信号生成单元220。

为了允许全双工双向传输，为用于信号传输的每组传输单元和接收单元分配不同的频率作为载波频率。例如，传输侧信号生成单元110和接收侧信号生成单元220的组使用第一载波频率f1，并且传输侧信号生成单元210和接收侧信号生成单元120的组使用第二载波频率f2(≠f1)。

由半导体芯片103D中的传输侧信号生成单元110生成的载波频率f1的毫米波信号经由作为传输路径耦合器108的天线切换部分的一个示例的循环器传送到天线136，并且传输到毫米波信号传输路径9_4。半导体芯片203D通过天线236接收经由毫米波信号传输路径9_4传输的毫米波信号，并且经由作为传输路径耦合器208的天线切换部分的一个示例的循环器将毫米波信号提供给接收侧信号生成单元220。接收侧信号生成单元220生成与用于传输侧信号生成单元110的调制的载波频率f1注入锁定的再现载波信号，并且解调接收的毫米波信号。

相反，由半导体芯片203D中的传输侧信号生成单元210生成的载波频率f2的毫米波信号经由作为传输路径耦合器208的天线切换部分的一个示例的循环器传送到天线236，并且传输到毫米波信号传输路径9_4。半导体芯片103D通过天线136接收经由毫米波信号传输路径9_4传输的毫米波信号，并且经由作为传输路径耦合器108的天线切换部分的一个示例的循环器将毫米波信号提供给接收侧信号生成单元120。接收侧信号生成单元120生成与用于传输侧信号生成单元210的调制的载波频率f1注入锁定的再现载波信号，并且解调接收的毫米波信号。

在第四应用示例(配置2)中，通过这种机制，通过采用使用两个载波频率f1和f2的频分复用，可以实现用于在相互相对的方向上传输相互不同的信号的全双工双向通信，而不出现干扰问题，类似于四应用示例(配置1)。

本申请包含涉及于2008年8月31日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2009-200118、JP 2009-199403和JP 2009-199404中公开的主题，在此通过引用并入其全部内容。

尽管已经使用特定术语描述了本发明的优选实施例，但是这种描述仅用于说明目的，并且要理解的是可以进行改变和变化而不偏离权利要求的精神和范围。

Claims (20)

1.一种无线传输系统，包括：

用于传输的通信单元；以及

用于接收的通信单元，其中

所述用于传输的通信单元和所述用于接收的通信单元容纳在同一电子装置的外壳中，或者所述用于传输的通信单元容纳在第一电子装置的外壳中而所述用于接收的通信单元容纳在第二电子装置的外壳中，并且当所述第一电子装置和所述第二电子装置布置在给定位置以相互集成时，在所述第一电子装置中的用于传输的通信单元和所述第二电子装置中的用于接收的通信单元之间，形成允许所述用于传输的通信单元和所述用于接收的通信单元之间的无线信息传输的无线信号传输路径，

所述用于传输的通信单元包括

第一载波信号生成单元，配置为生成调制载波信号，以及

第一频率转换器，配置为通过由所述第一载波信号生成单元生成的调制载波信号执行传输对象信号的频率转换，以生成调制信号，并且所述用于传输的通信单元将所述调制信号发送到所述无线信号传输路径，以及

所述用于接收的通信单元包括

第二载波信号生成单元，配置为通过将经由所述无线信号传输路径接收的信号注入到所述第二载波信号生成单元，生成与由所述第一载波信号生成单元生成的调制载波信号锁定的解调载波信号，以及

第二频率转换器，配置为通过由所述第二载波信号生成单元生成的解调载波信号，执行经由所述无线信号传输路径接收的调制信号的频率转换。

2.如权利要求1所述的无线传输系统，其中

所述用于传输的通信单元包括

参考载波信号处理器，配置为获取有助于与调制载波信号锁定的解调载波信号的生成的参考载波信号，并且将所述参考载波信号发送到所述无线信号传输路径，以及

第二载波信号生成单元通过将经由所述无线信号传输路径接收的所述参考载波信号注入到所述第二载波信号生成单元，生成所述解调载波信号。

3.如权利要求2所述的无线传输系统，其中

所述参考载波信号生成单元在不同于调制轴的相位轴上携带所述参考载波信号，在所述调制轴上携带从所述第一频率转换器输出的调制信号的传输对象信号。

4.如权利要求2所述的无线传输系统，其中

所述第二载波信号生成单元包括：

接收侧本地振荡器，配置为生成与注入到所述接收侧本地振荡器的参考载波信号锁定的输出信号；以及

相位调整器，配置为执行相位调整，使得基于由所述接收端本地振荡器生成的输出信号并输入所述第二频率转换器的解调载波信号的相位对应于输入所述第二频率转换器的调制信号的相位。

5.如权利要求4所述的无线传输系统，其中

当所述接收侧本地振荡器以注入锁定模式操作时，所述相位调整器以此方式调整所述接收侧本地振荡器的注入锁定输出信号的相位，使得到所述接收侧本地振荡器的注入信号和注入锁定输出信号之间的相位差被抵消。

6.如权利要求4所述的无线传输系统，其中

当所述接收侧本地振荡器以放大器模式操作时，所述相位调整器以此方式调整所述接收侧本地振荡器的输出信号中的参考载波信号的分量的相位，使得携带传输对象信号的调制轴和携带参考载波信号的轴之间的相位差被抵消。

7.如权利要求1所述的无线传输系统，其中

所述第二载波信号生成单元通过将经由所述无线信号传输路径接收的调制信号注入所述第二载波信号生成单元，生成解调载波信号。

8.如权利要求7所述的无线传输系统，其中

所述用于接收的通信单元包括

直流分量抑制器，配置为抑制从所述第二频率转换器输出的解调信号中包括的并有助于参考载波信号的直流分量。

9.如权利要求7所述的无线传输系统，其中

所述第二载波信号生成单元包括：

接收侧本地振荡器，配置为生成与注入到所述接收侧本地振荡器的调制信号锁定的输出信号；以及

相位调整器，配置为当所述接收侧本地振荡器以注入锁定模式操作时，以此方式调整所述接收侧本地振荡器的注入锁定输出信号的相位，使得注入锁定输出信号和到所述接收侧本地振荡器的注入信号之间的相位差被抵消。

10.如权利要求1所述的无线传输系统，其中

所述用于传输的通信单元包括

调制对象信号处理器，配置为抑制要调制的传输对象信号中的近直流分量，以及

所述第一频率转换器通过由所述第一载波信号生成单元生成的调制载波信号，执行从通过所述调制对象信号处理器的处理得到的处理信号的频率转换，以便生成调制信号。

11.如权利要求10所述的无线传输系统，其中

所述调制对象信号处理器对作为数字信号的传输对象信号执行无直流编码。

12.如权利要求1所述的无线传输系统，其中

所述用于接收的通信单元包括

注入锁定检测器，配置为检测指示所述第二载波信号生成单元中的注入锁定的状态的信息，以及

所述用于传输的通信单元和用于接收的通信单元的至少一个包括

注入锁定调整器，配置为基于由所述注入锁定检测器检测的并指示注入锁定的状态的信息执行锁定调整，使得由所述第二载波信号生成单元生成的解调载波信号与由所述第一载波信号生成单元生成的调制载波信号锁定。

13.如权利要求1所述的无线传输系统，其中

在所述第二载波信号生成单元的自由运行振荡时，所述注入锁定调整器通过改变要注入所述第二载波信号生成单元的信号的幅度和/或所述第二载波信号生成单元的输出信号的频率，执行锁定调整。

14.如权利要求1所述的无线传输系统，其中

注入锁定调整器通过改变由所述第一载波信号生成单元生成的调制载波信号的频率和/或要发送到所述无线信号传输路径的信号的幅度，执行锁定调整。

15.如权利要求1所述的无线传输系统，其中

所述无线信号传输路径具有用于传输无线信号同时将该无线信号限制在传输路径中的结构。

16.如权利要求1所述的无线传输系统，其中

所述载波信号生成单元包括

包括谐振电路的振荡器电路，以及

包括谐振电路的振荡器电路的整体形成在同一半导体基底上。

17.如权利要求1所述的无线传输系统，其中

所述第二频率转换器通过经由同步检测执行频率转换，恢复传输对象信号。

18.一种无线通信设备，包括：

载波信号生成单元，配置为通过将经由无线信号传输路径接收的无线信号注入到所述载波信号生成单元，生成与调制毫米波波段载波信号锁定的解调毫米波波段载波信号；以及

频率转换器，配置为通过由所述载波信号生成单元生成的解调毫米波波段载波信号，执行经由所述无线信号传输路径接收的毫米波波段调制信号的频率转换，其中

所述载波信号生成单元包括

包括谐振电路的振荡器电路，以及

包括谐振电路的振荡器电路的整体和所述频率转换器形成在同一半导体基底上。

19.一种无线通信设备，包括：

载波信号生成单元，配置为生成调制毫米波波段载波信号；以及

频率转换器，配置为通过由所述载波信号生成单元生成的调制毫米波波段载波信号执行传输对象信号的频率转换，以生成毫米波波段调制信号，其中

所述载波信号生成单元包括

包括谐振电路的振荡器电路，以及

包括谐振电路的振荡器电路的整体和所述频率转换器形成在同一半导体基底上。

20.一种无线通信方法，包括以下步骤：

将用于传输的通信单元和用于接收的通信单元布置在电子装置的外壳中；

在所述用于传输的通信单元和所述用于接收的通信单元之间形成允许无线信息传输的无线信号传输路径；

通过所述用于传输的通信单元，通过调制载波信号执行传输对象信号的频率转换以生成调制信号，并且将生成的调制信号发送到所述无线信号传输路径；以及

通过所述用于接收的通信单元，通过使用经由所述无线信号传输路径接收的信号作为注入信号生成与调制载波信号锁定的解调载波信号，并且通过由解调载波信号执行经由所述无线信号传输路径接收的调制信号的频率转换，解调所述传输对象信号。

Images