CN101510108B - 基准电压生成电路、集成电路装置以及信号处理装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基准电压生成电路、集成电路装置以及信号处理装置。在组合基准电压生成电路和温度传感器电路而成的带隙电路中，能够抑制基准电压的偏差和温度传感器输出电压的偏差双方的变动。在为了抑制元件偏差造成的基准电压(V_ref)的“顶点温度偏差”和“输出电压偏差”而对与基准电压的生成有关的第1电阻(R₃)的电阻值进行微调的情况下，也同时以相同比率对生成温度传感器输出(V_PTAT)的第3电阻(R₄)的电阻值进行微调。第1电阻(R₃)和第3电阻(R₄)都由可变电阻电路构成，通过调整信号来调整可变电阻电路的电阻值。用于调整电阻值的调整信号例如从调整电路(搭载在IC上的EEPROM等)(300)输出。

Description

基准电压生成电路、集成电路装置以及信号处理装置

技术领域

本发明涉及基准电压生成电路(尤其是与基准电压一起并联输出依赖于温度的电压的基准电压生成电路)、集成电路装置以及信号处理装置。

背景技术

在集成电路(IC)中，在处理模拟信号的情况下，需要基准电压。产生该电压的电路是基准电压生成电路。例如，在使用OP放大器(Operational Amplifier：运算放大器)放大模拟信号的情况下，有时根据某个基准电压值来进行放大。由此，当基准电压值变动时，无法正确地放大模拟信号。谋求如下的基准电压：针对从外部提供给集成电路的电源的电压变动、集成电路的温度变化，始终输出恒定值。

并且，温度传感器电路是将温度转换为电压或电流并输出以提供温度信息的电路。例如，有时根据由温度传感器电路所获得的温度信息来校正模拟信号。一般地，从检测加速度或角速度等的传感器输出的模拟信号具有温度依赖性。为了去除温度依赖性，有时根据由温度传感器电路所获得的温度信息来校正这些模拟信号。由此，只要是同一温度，如果不能获得始终输出相同值的温度信息，则无法正确地进行校正。温度信息要求相对于温度而输出的电压(或电流)为高精度的线性，并且，要求某温度时输出的电压(或电流)值始终恒定的高稳定性。

(关于基准电压生成电路的说明)

在基准电压生成电路中，一般使用的是带隙电路(Bandgap Reference电路：以下称为BGR电路)。作为BGR电路的一例，列举图1这种结构(例如参照专利文献1)。在图1中，A₁表示OP放大器，R₁、R₂、R₃分别表示电阻，Q₁、Q₂表示PNP型双极晶体管(以下称为BJT)。并且，n为自然数，示出并联连接n个BJT的情况。另外，BJT的一部分也可以是二极管。并且，V_ref表示基准电压输出(恒压输出)。

如图1的Q₁、Q₂那样，在基极(B)-集电极(C)之间短路的BJT中，在将从发射极(E)流出的电流持续保持为恒定的状态下温度上升时，基极(B)-发射极(E)之间的电压V_EB减小。这样，将电压相对于温度上升而减小的特性称为“负温度特性”，图1的Q₁、Q₂是具有负温度特性的元件。

另一方面，A₁的OP放大器的输入端(PIN、NIN)被虚短路，所以，这些输入端分别为同电位。即，施加给电阻R₁、R₂各自两端的电压相同，所以，分别流过R₁、R₂的电流始终保持恒定比，这些电流流入BJT，所以，流入Q₁、Q₂的各个BJT的电流也始终持续保持恒定比。这样，当保持了恒定比的不同电流分别流入两个BJT时，如果考虑A₁的OP放大器的输入端分别被虚短路的情况，则Q₁、Q₂的各个BJT的基极(B)-发射极(E)之间的电压V_EB1、V_EB2的电位差V_EB1-V_EB2对应于施加给电阻R₃两端的电压。并且，该电压差具有温度上升时增加的特性。这样，将电压相对于温度上升而增大的特性称为“正温度特性”，可知电阻R₃就是以具有正温度特性的方式进行动作。并且，R₂、R₃流过同一电流，流过R₁、R₂的电流比保持为恒定，所以，可知施加给R₁、R₂各自两端的电压也对应于R₃而变动，由此可知，R₁、R₂也以具有正温度特性的方式进行动作。

根据图1，BGR电路的输出V_ref是BJT的基极(B)-发射极(E)之间的电压V_EB和施加给电阻两端的电压之和。如之前叙述的那样，各个电压是具有负温度特性的电压和具有正温度特性的电压，利用它们之和来构成BGR电路的输出V_ref。图2示出其概要。通过以适当的比例来贴补这些具有正温度特性和负温度特性的电压，从而生成不依赖于温度变化的电压V_ref。

但是，即使以适当的比例来贴补具有正温度特性和负温度特性的电压，也无法完全从V_ref中消除温度特性。如图3所示，一般地，V_ref的温度依赖性在某温度下为近似于具有顶点的二次函数的曲线。设计该BGR电路时，设计成V_ref的温度依赖性曲线的顶点为室温附近。进行该设计时成为问题的是元件的偏差。在集成电路上形成电阻等元件时，各个元件产生偏差。一般地，电阻与设计值偏差几十％左右。但是，能够将在IC上接近配置的元件彼此的偏差抑制得较小。即，在电阻的情况下，虽然作为绝对值的电阻值与设计值有很大差异，但是，作为相对值的电阻比的值能够按照设计值制作。从这点来看，在集成电路上设计电路时，避免绝对值直接影响输出的设计，而进行仅相对值影响输出的设计。但是，电阻的绝对值直接影响该BGR电路的V_ref的温度依赖性曲线的顶点温度。电阻的绝对值与设计值偏差较大，所以，引起图3所示的“顶点温度偏差”。与此同时，还产生“输出电压偏差”。由此，在BGR电路中，需要根据元件的偏差来调整电路。在图1所示的BGR电路的情况下，R₃的电阻值的绝对值直接影响输出V_ref的变动。由此，能够预先对R₃的电阻值进行微调，调查实际的变动量，并据此进行调整。该调整的结果是，能够获得没有“顶点温度偏差”和“输出电压偏差”的影响的V_ref特性。

(关于温度传感器电路的说明)

温度传感器电路是产生相对于温度变化而线性变化的电压或电流的电路。作为一例，有图4这种结构(例如参照专利文献2)。A₁表示OP放大器，R₂、R₃分别表示电阻，Q₁、Q₂表示PNP型BJT，M₁、M₂、M₃分别表示P型MOS-FET。并且，V_PTAT表示温度传感器输出，V_DD表示从外部提供给电路的电源电压。

在BGR电路中动作非常相似。与一般的基准电压生成电路时同样，施加给电阻R₃两端的电压以具有正温度特性的方式进行动作。即，流过电阻R₃的电流具有正温度特性，伴随温度上升而增大。该电流被由M₁、M₂、M₃的晶体管构成的电流反射镜电路复制，在电阻R₄中流过具有正温度特性的电流。其结果是，V_PTAT表现出具有正温度特性的电压。这样，构成温度传感器电路以将温度信息转换为电压V_PTAT。图5示出V_PTAT的温度特性。另一方面，该电路的输出V_PTAT与BGR电路的输出V_ref不同，其特性仅由电阻的相对值决定，绝对值不会造成直接影响。由此，在温度传感器电路的情况下，即使不对元件偏差进行调整，“斜率偏差”和“输出电压偏差”的变动也很小。

【专利文献1】日本特开2003-258105号公报

【专利文献2】日本特开2004-310444号公报

由图1、图4可知，基准电压生成电路和温度传感器电路的电路结构相似。着眼于这一点，本发明的发明者研究了组合两个电路而利用同一电路来构成的情况。图6示出组合基准电压生成电路和温度传感器电路而利用同一电路来构成的例子。A₁表示OP放大器，R₁、R₂、R₃、R₄分别表示电阻，Q₁、Q₂表示PNP型BJT，M₃、M₄分别表示P型MOS-FET。并且，V_ref表示恒压输出，V_PTAT表示温度传感器输出，V_DD表示从外部提供给电路的电源电压。该电路具有基准电压生成电路和温度传感器电路的功能，而且，与将它们单独地在IC上构成的情况相比，能够大幅减小占有面积。

这里成为问题的是对元件偏差的调整。如之前叙述的那样，电阻的绝对值对BGR电路的输出即V_ref的“顶点温度偏差”和“输出电压偏差”造成影响，需要对元件偏差进行调整，但是，针对温度传感器电路的输出即V_PTAT的“斜率偏差”和“输出电压偏差”，则不需要进行调整。这里，为了调整V_ref的变动，如上所述，能够预先对R₃的电阻值进行微调，调查实际的变动量，并据此进行调整。当然，由于调整了R₃的电阻值，因此作为相对值的电阻比也变化。V_PTAT的变动不受电阻的绝对值影响，但是受到相对值影响，所以，调整了R₃的电阻值的结果是，对V_PTAT的变动产生影响。

这样，在图6所示的电路中具有如下的问题点：仅能够抑制V_ref的“顶点温度偏差”和“输出电压偏差”、或V_PTAT的“斜率偏差”和“输出电压偏差”的V_ref或V_PTAT节点的任意一方的变动。

发明内容

本发明正是根据这种考察而完成的。根据本发明的几个实施方式，例如，在组合基准电压生成电路和温度传感器电路而成的电路结构中，在为了抑制元件偏差造成的V_ref的“顶点温度偏差”和“输出电压偏差”而对电路中的适当电阻的电阻值进行微调的情况下，也同时以相同比率对位于温度传感器电路侧的适当电阻的电阻值进行微调，由此，能够抑制V_ref的“顶点温度偏差”和“输出电压偏差”、以及V_PTAT的“斜率偏差”和“输出电压偏差”双方的变动。

(1)本发明的基准电压生成电路的一个方式是生成基准电压的基准电压生成电路，该基准电压生成电路包含：第1PN结；第2PN结，其电流密度与所述第1PN结不同；第1电阻，其根据相当于所述第1PN结的正向电压和所述第2PN结的正向电压之差的电压，生成具有正温度系数的第1电流；以及第2电阻，其根据所述第1电流，生成具有正温度系数的第1电压，对所述具有正温度系数的第1电压和具有负温度系数的所述第1PN结的正向电压进行相加，生成所述基准电压，并且，该基准电压生成电路还包含第3电阻，该第3电阻根据所述具有正温度系数的第1电流，生成依赖于温度的电压，所述基准电压从第1输出节点输出，所述依赖于温度的电压从第2输出节点输出，并且，通过调整信号(trimming signal)，以相同比率来调整所述第1电阻的电阻值和所述第3电阻的电阻值。

在组合基准电压生成电路和温度传感器电路而成的电路结构中，在为了抑制元件偏差造成的基准电压的“顶点温度偏差”和“输出电压偏差”而对电路中的第1电阻的电阻值进行微调的情况下，也同时以相同比率对位于温度传感器电路侧的第3电阻的电阻值进行微调。能够通过调整信号以电方式高精度地对第1和第3电阻的电阻值进行微调。并且，以相同比率来调整第1和第3电阻的电阻值。由此，能够抑制基准电压的“顶点温度偏差”和“输出电压偏差”、以及温度传感器输出的“斜率偏差”和“输出电压偏差”双方的变动。所生成的高精度的基准电压例如能够用作电子电路中的各种基准电压或信号线路的直流偏置电压。并且，温度传感器输出例如能够用于温度补偿信号的生成。并且，使用基准电压和温度传感器输出双方，还能够生成对温度的依赖极小的恒定电流(即不依赖于温度的恒定电流)。

(2)在本发明的基准电压生成电路的另一方式中，所述第1电阻和所述第3电阻由可变电阻电路构成，该可变电阻电路根据共同的所述调整信号，以相同比率来调整各自的电阻值。

利用可变电阻电路来构成第1电阻和第3电阻，并且，通过共同的调整信号来进行可变电阻电路的控制。能够通过共同的调整信号，以相同比率来调整两个电阻的电阻值，由此，能够共用调整电阻值所需要的电路，能够削减电路面积。并且，能够同时进行基准电压生成电路和温度传感器电路的调整，所以，与单独调整各个电路的情况相比，能够降低调整成本。

(3)在本发明的基准电压生成电路的另一方式中，所述可变电阻电路具有：第1梯形电阻电路，其用于可变地调整所述第1电阻的电阻值，由在第1节点和第2节点之间串联连接的第1～第m(m是2以上的整数)分压电阻构成；第2梯形电阻电路，其用于可变地调整所述第3电阻的电阻值，由在第3节点和第4节点之间串联连接的第1～第m分压电阻构成；第1梯形电阻电路用旁通开关，其用于切换设置在所述第1梯形电阻电路的所述分压电阻之间的分割节点和与该分割节点连接的所述第2节点之间的电连接/断开；以及第2梯形电阻电路用旁通开关，其用于切换设置在所述第2梯形电阻电路的所述分压电阻之间的分割节点和与该分割节点连接的所述第4节点之间的电连接/断开，构成所述第1梯形电阻电路的第n(1≤n≤m)所述分压电阻的电阻值和构成所述第2梯形电阻电路的第n(1≤n≤m)所述分压电阻的电阻值之比恒定，通过所述共同的调整信号来控制所述第1梯形电阻电路用旁通开关的导通/截止、以及所述第2梯形电阻电路用旁通开关的导通/截止。

明确了可变电阻电路的结构的一例。设置用于使第1和第2梯形电阻电路中的各个分压节点和规定电位点之间旁通的旁通开关，通过共同的调整信号，来控制第1和第2梯形电阻中对应的旁通开关的导通/截止。当旁通开关导通时，该旁通开关下游的分压电阻无效。设为仅导通一个旁通开关，通过选择要导通的旁通开关，能够进行电阻值的微调。第1和第2梯形电阻中对应的分压电阻的电阻值之比恒定，所以，如果增减构成第1梯形电阻电路的分压电阻的电阻值，则构成第2梯形电阻电路的对应的分压电阻的电阻值也以相同比率自动地增减。由此，能够同时实现对温度的依赖极小的高精度的基准电压(即不依赖于温度的基准电压)的生成和高精度的温度传感器输出电压双方。

(4)在本发明的基准电压生成电路的另一方式中，所述可变电阻电路具有：第1梯形电阻电路，其用于可变地调整所述第1电阻的电阻值，由在第1节点和第2节点之间串联连接的第1～第m(m是2以上的整数)分压电阻和第1主电阻构成；第2梯形电阻电路，其用于可变地调整所述第3电阻的电阻值，由在第3节点和第4节点之间串联连接的第1～第m分压电阻和第2主电阻构成；第1梯形电阻电路用第1～第m旁通开关，其分别与构成所述第1梯形电阻电路的所述第1～第m分压电阻对应地设置，用于使所述第1～第m分压电阻各自的两端旁通；以及第2梯形电阻电路用第1～第m旁通开关，其分别与构成所述第2梯形电阻电路的所述第1～第m分压电阻对应地设置，用于使构成所述第2梯形电阻电路的所述第1～第m分压电阻各自的两端旁通，构成所述第1梯形电阻电路的第n(1≤n≤m)所述分压电阻的电阻值和构成所述第2梯形电阻电路的第n(1≤n≤m)所述分压电阻的电阻值之比恒定，通过所述共同的调整信号来控制所述第1梯形电阻电路用第p(1≤p≤m)所述旁通开关的导通/截止、以及所述第2梯形电阻电路用第p(1≤p≤m)所述旁通开关的导通/截止，所述第1主电阻的电阻值和所述第2主电阻的电阻值之比，与构成所述第1梯形电阻电路的第n所述分压电阻的电阻值和构成所述第2梯形电阻电路的第n所述分压电阻的电阻值之比相等。

明确了可变电阻电路的结构的另一例。在本方式中，与各分压电阻对应地设置旁通开关。当任意旁通开关导通时，对应的分压电阻的两端被旁通，该分压电阻无效。在本方式中，旁通开关的导通/截止的状态为2ⁿ种，由此，能够更细微地对第1和第3电阻的电阻值进行微调。

(5)在本发明的基准电压生成电路的另一方式中，所述第2梯形电阻电路中的用于调整所述第m分压电阻的所述第4节点侧的节点电位的电位调整电阻，设置在所述第m分压电阻和所述第4节点之间。

例如，假设利用晶体管(例如MOS晶体管)构成旁通开关的情况。为了提高第1电阻和第2电阻之比的精度，优选第1梯形电阻电路用旁通开关的导通电阻和第2梯形电阻电路用旁通开关的导通电阻相同。为此，需要使构成旁通开关的两个MOS晶体管的源极电位相同，为了调整该源极电位，例如在第2梯形电阻电路中设置用于调整第m分压电阻的第4节点侧的节点电位的电阻。通过对该电位调整用电阻的两端电压进行微调，能够对第2梯形电阻电路侧的旁通开关(MOS晶体管)的源极电位进行微调。对各MOS晶体管的栅极施加共同的调整信号，如果各MOS晶体管的源极电位相同，则各MOS晶体管的导通电阻相同。即，第1、第2梯形电阻电路用的对应的旁通开关的导通电阻一致，第1电阻和第3电阻之比的精度提高。

(6)在本发明的基准电压生成电路的另一方式中，所述可变电阻电路具有：第3主电阻，其一端与第1节点连接；所述第1电阻调整用第1～第q电阻，其用于可变地调整所述第1电阻的电阻值，一端与所述第3主电阻的另一端共同连接，其中，q是2以上的整数；第1电位调整电阻，其连接在所述第3主电阻的另一端与第2节点之间；第4主电阻，其一端与第3节点连接；所述第3电阻调整用第1～第q电阻，其用于可变地调整所述第3电阻的电阻值，一端与所述第4主电阻的另一端共同连接；第2电位调整电阻，其连接在所述第4主电阻的另一端与第4节点之间；第1电阻调整用第1～第q开关电路，其分别与所述第1电阻调整用第1～第q电阻对应地设置，一端与所述第1电阻调整用第1～第q电阻各自的另一端连接，另一端与所述第2节点连接，用于切换所述第1电阻调整用第1～第q电阻各自的另一端和所述第2节点之间的电连接/断开；以及第3电阻调整用第1～第q开关电路，其分别与所述第3电阻调整用第1～第q电阻对应地设置，一端与所述第3电阻调整用第1～第q电阻各自的另一端连接，另一端与所述第4节点连接，用于切换所述第3电阻调整用第1～第q电阻各自的另一端和所述第4节点之间的电连接/断开，所述第1电阻调整用第r电阻的电阻值和所述第3电阻调整用第r电阻的电阻值的电阻比恒定，其中，1≤r≤q，通过所述共同的调整信号来控制所述第1电阻调整用第x开关电路的导通/截止、以及所述第3电阻调整用第x开关电路的导通/截止，其中，1≤x≤q，所述第3主电阻的电阻值和所述第4主电阻的电阻值之比，与构成所述第1梯形电阻电路的第q所述分压电阻的电阻值和构成所述第2梯形电阻电路的第q所述分压电阻的电阻值之比相等，所述第1电位调整电阻的电阻值和所述第2电位调整电阻的电阻值之比，与所述第1电阻调整用第r电阻的电阻值和所述第3电阻调整用第r电阻的电阻值之比相等。明确了可变电阻电路的又一方式。在本方式中，通过与各电阻对应地设置的开关电路的导通/截止，来选择并联连接的第1～第q电阻的有效/无效。

(7)在本发明的基准电压生成电路的另一方式中，用于调整所述第3电阻调整用第1～第q开关电路各自的共同连接点的电位的第3电位调整电阻，设置在所述第1～第q开关电路各自的共同连接点和所述第4节点之间。

与上述(5)的方式同样，设置电位调整用电阻，以便能够将对应的开关电路的导通电阻设定为相同。

(8)本发明的集成电路装置包含：上述基准电压生成电路；以及输出所述调整信号的调整电路。

通过在集成电路装置(IC)内设置调整电路，能够容易地进行带温度传感器输出的基准电压电路的电调整。调整电路例如由内置调整表的ROM构成。该情况下，使用一览表方式，能够进行有效的电阻调整。

这样，根据本发明的几个方式，在带温度传感器输出的基准电压电路中，例如，能够抑制基准电压的“顶点温度偏差”和“输出电压偏差”、以及温度传感器输出的“斜率偏差”和“输出电压偏差”双方的变动。

(9)本发明的信号处理装置的一个方式是，该信号处理装置包含：模拟前端，其具有上述任意一个基准电压生成电路，对所输入的模拟信号实施模拟信号处理；以及信号处理部，其根据所述模拟前端的输出信号来执行给定的信号处理。

在本方式中，在模拟信号处理用的模拟前端(AFE)中设有上述任意一个基准电压生成电路。基准电压生成电路能够用作模拟前端(AFE)所包含的至少一个电路用的基准电压源或电源电压源。并且，基准电压生成电路能够输出依赖于温度的电压，所以，基准电压生成电路还能够发挥作为测定模拟前端(AFE)的周围温度的温度传感器的作用。还能够根据依赖于温度的信号，进行用于对电路的温度特性进行校正的温度特性校正处理。

并且，在模拟前端(AFE)的后级设有信号处理部(例如数字信号处理器：DSP)。模拟前端(AFE)和信号处理部构成信号处理装置(例如模拟信号处理装置)。模拟前端(AFE)的电路特性相对于温度稳定，所以，信号处理装置不受温度影响，能够执行高精度的信号处理。

(10)在本发明的信号处理装置的另一方式中，所述模拟前端具有将模拟信号转换为数字信号的A/D转换器，将从所述基准电压生成电路输出的所述基准电压提供给所述A/D转换器，从所述基准电压生成电路输出的所述依赖于温度的电压通过所述A/D转换器转换为数字信号，将转换后的数字信号输入到所述信号处理部。

在本方式中，例如在模拟前端(AFE)的输出级设有A/D转换器，将基准电压生成电路生成的基准电压提供给A/D转换器。基准电压生成电路例如能够用作A/D转换器的基准电压源或电源电压源。A/D转换器的特性相对于温度稳定，所以，不会受温度影响，能够始终实现高精度的A/D转换。

(11)在本发明的信号处理装置的另一方式中，所述模拟前端在所述A/D转换器的前级具有滤波电路和增益调整电路的至少一方，并且，向所述模拟前端输入从传感器输出的传感器信号，并且，所述信号处理部具有温度信号处理部，该温度信号处理部根据从所述A/D转换器输出的作为所述数字信号的所述依赖于温度的电压，来执行温度信号处理。

在本方式中，在模拟前端(AFE)中，在A/D转换器的前级设有滤波电路和增益调整电路的至少一方。滤波电路例如能够包含低通滤波器(LPF)、高通滤波器(HPF)、带通滤波器(BPF)的至少一个。增益调整电路例如能够由增益控制放大器构成，例如能够通过信号处理装置来生成增益控制放大器的增益调整信号。

并且，在本方式中，向模拟前端(AFE)输入来自传感器的传感器信号(物理量信号：例如来自陀螺传感器的角速度信号)。并且，在本方式中，在信号处理装置(例如DSP)中设有温度信号处理部，该温度信号处理部根据作为数字信号的依赖于温度的电压，来执行温度信号处理。例如，通过温度信号处理部生成温度校正信号(温度补偿信号)，将该温度校正信号(温度补偿信号)返回给传感器，能够控制传感器的温度特性。并且，能够根据从温度信号处理部得到的信号，向用户报知周围温度(例如在显示面板上显示温度等)。在本方式中，能够实现如下的传感器信号处理装置(传感器信号处理系统)：其不受周围温度影响，能够始终执行稳定的处理和高精度的处理。

附图说明

图1是示出基准电压电路的结构的一例的电路图。

图2是示出基准电压的特性的图。

图3是用于说明基准电压的偏差的图。

图4是示出温度传感器电路的一例的电路图。

图5是示出温度传感器输出的温度特性的图。

图6是示出组合基准电压生成电路和温度传感器电路而利用同一电路来构成的例子的电路图。

图7(A)、图7(B)是示出本发明的基准电压生成电路(带温度传感器输出的基准电压生成电路)的结构的一例的电路图。

图8是示出带温度传感器输出(V_PTAT)的基准电压生成电路的电路结构的另一例的电路图。

图9是示出用于连动并可变地调整第1和第3电阻的可变电阻电路的原理结构(利用共同的调整信号可变的例子)的图。

图10是用于说明设有可变电阻电路的位置的电路图。

图11(A)、图11(B)是示出可变电阻电路的结构的一例的电路图。

图12(A)、图12(B)是示出可变电阻电路的另一结构例的电路图。

图13(A)、图13(B)是示出可变电阻电路的又一结构例的电路图。

图14是示出可变电阻电路的又一电路结构例的图。

图15是示出生成对温度的依赖极小的恒定电流时的电路例的图。

图16是示出利用了本发明的基准电压生成电路的信号处理装置的一例的结构的图。

标号说明

100、200：可变电阻电路；300：调整电路；400：集成电路装置；Q₁、Q₂：利用不同电流密度而偏置的PNP型BJT(PN结二极管)；R₃：生成基准电压时需要调整的电阻(第1电阻)；R₂：产生具有正温度系数的电压的电阻(第2电阻)；R₄：用于生成温度传感器输出的电阻(第3电阻)。

具体实施方式

接着，参照附图说明本发明的实施方式。另外，以下说明的本实施方式没有不合理地限定权利要求书所记载的本发明的内容，作为本发明的解决手段，本实施方式中说明的所有结构不是必须的。

(第1实施方式)

首先，说明基本电路结构的例子。

(基本电路结构的例子)

图7(A)、图7(B)是示出本发明的基准电压生成电路(带温度传感器输出的基准电压生成电路)的结构的一例的电路图。基本电路结构与图6的电路结构相同。即，PNP型BJTQ₂例如构成为并联连接n个与PNP型BJTQ₁相同尺寸的BJT。在将PNP型BJTQ₁作为一个BJT的情况下，PNP型BJTQ₂的PN结面积为PNP型BJTQ₁的n倍。设流过PNP型BJTQ₁的电流为I₁，流过PNP型BJTQ₂的电流为I₂，例如如果I₁＝I₂，则PNP型BJTQ₂和Q₁的电流密度为1∶n。并且，在以下的说明中，将“电阻R₃”称为第1电阻，将“电阻R₂”称为第2电阻，将“电阻R₄”称为第3电阻。

第1电阻R₃是如下的电阻：其根据相当于利用不同电流密度而偏置的PNP型BJTQ₁和Q₂的正向电压之差的电压，生成具有正温度系数的电流I₂。第2电阻R₂根据具有正温度系数的电流I₂生成具有正温度系数的电压。通过将电阻R₂的两端电压(具有正温度系数)与具有负温度系数的PN结二极管Q₁的正向电压相加，生成基准电压(V_ref)。该基准电压(V_ref)基于温度的变动极小，可以说是不依赖于温度的基准电压。

并且，具有正温度系数的电流I₂被由MOS晶体管M₃、M₄构成的电流反射镜复制，得到具有正温度系数的电流I_PTAT。具有正温度系数的电流I_PTAT通过第3电阻R₄转换为电压，由此，得到与温度成比例地增减的电压(温度传感器输出)V_PTAT。

其中，在图7(A)、图7(B)的情况下，在基准电压(V_ref)的生成中发挥重要作用的第1电阻R₃和用于生成温度传感器输出的第3电阻R₄由可变电阻电路形成。在图7(A)中，第1电阻R₃和第3电阻R₄由单独的可变电阻电路100、200构成。在图7(B)中，第1电阻R₃和第3电阻R₄由一体型的可变电阻电路500构成。

在可变电阻电路(100、200或500)中，根据来自调整电路300的调整信号S，连动地执行第1电阻R₃和第3电阻R₄的电阻值的调整。即，同时调整电阻值，以使第1电阻R₃和第3电阻R₄的电阻值之比始终恒定。

并且，带温度传感器输出(V_PTAT)的基准电压生成电路搭载在IC 400上，在IC 400上还搭载有上述调整电路300。通过在IC 400内设置调整电路300，能够容易地进行带温度传感器输出的基准电压电路的电调整。调整电路300例如由内置调整表的ROM(例如EEPROM)构成。例如从外部向调整电路300输入调整量信号Y。在使用一览表方式生成调整信号S的情况下，能够进行有效的电阻调整。

图8是示出带温度传感器输出(V_PTAT)的基准电压生成电路的电路结构的另一例的电路图。在图7中，使用了运算放大器A₁，但是，在图8中，代替运算放大器而使用由MOS晶体管M₁～M₄构成的电流反射镜。在图8的情况下，PN结二极管Q₂的结面积为PN结二极管Q₁的结面积的n倍。如果由MOS晶体管M₁～M₄构成的电流反射镜的电流反射镜之比为1∶1，则流过PN结二极管Q₁和Q₂的电流的总量相同。

与使用运算放大器A₁的情况相同，第1电阻R₃是如下的电阻：其根据相当于PN结二极管Q₁和Q₂的正向电压之差的电压，生成具有正温度系数的电流。并且，在图7的情况下，电阻R₁为第2电阻。即，电阻R₂将具有正温度系数的电流转换为电压，并生成具有正温度系数的电压。通过将该第2电阻R₁的具有正温度系数的两端电压与具有负温度系数的PN结二极管Q₃的正向电压相加，生成基准电压(V_ref)。并且，通过第3电阻R₄将具有正温度系数的电流转换为电压，由此，得到与温度成比例地增减的电压(温度传感器输出)V_PTAT。

在图8的电路中，与图7(B)同样，第1电阻R₃和第3电阻R₄由一体型的可变电阻电路500构成。与图7(A)同样，第1电阻R₃和第3电阻R₄也可以由单独的可变电阻电路构成。任何情况下，通过调整信号S，连动地调整第1电阻R₃和第3电阻R₄的电阻值，以使各电阻之比保持恒定。

在说明可变电阻电路(200、300或500)的具体结构和调整动作之前，下面，说明为了提高基准电压V_ref的精度，第1电阻R₃的电阻值的调整很重要的原因。并且，另一方面，一并说明在温度传感器电路独立的情况下，第3电阻R₄不需要基准电压生成电路时的调整的原因。当合并温度传感器电路和基准电压生成电路时，基准电压生成电路中的电阻调整的影响对温度传感器电路造成影响，温度传感器输出存在偏差。由此，在本实施方式中，连动地以相同比率来调整第1电阻R₃和第3电阻R₄。由此，能够高精度地维持两个电路的输出精度。

(在基准电压生成中需要第1电阻R₃的调整的原因)

参照图7(A)的电路。在带隙电路(BGR电路)的情况下，R₃的电阻值的绝对值直接影响输出V_ref的变动。这里，Q₁、Q₂的各个BJT的基极(B)-发射极(E)之间的电压V_EB1、V_EB2如式1、式2那样表示。

$V_{\mathrm{EB}1}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\frac{I_1}{{\mathrm{bT}}^{5/2}{e}^{-\mathrm{Eg}/\mathrm{kT}}}\right).....\left(1\right)$

$V_{\mathrm{EB}2}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\frac{I_2}{{\mathrm{nbT}}^{5/2}{e}^{-\mathrm{Eg}/\mathrm{kT}}}\right).....\left(2\right)$

其中，k是玻耳兹曼常数，T是绝对温度，q是元电荷量，b是不依赖于温度的BJT的相关常数，Eg是能隙。另外，BJT的基极(B)-发射极(E)之间的电压V_EB和集电极电流I_c之间的关系由式3表示。

$I_c=b\·T^{5/2}\exp \left(\frac{q{V}_{\mathrm{EB}}-\mathrm{Eg}}{\mathrm{KT}}\right).....\left(3\right)$

这里，为了方便说明，设mR₁＝R₂。并且，根据电阻值R₁、R₂和电流I₁、I₂之间的关系，导出式4。

$I_1=\frac{R_2}{R_1}{I}_2={\mathrm{mI}}_2.....\left(4\right)$

并且，当设OP放大器的输入端NIN、PIN为同电位时，导出式5。

V_EB1＝V_EB2+R₃I₂.....(5)

由上述式1、2、4、5求解I₂时，成为式6。

$I_2=\frac{1}{R_3}\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\mathrm{nm}\right).....\left(6\right)$

这里，求解V_ref时，由式1、4、6导出式7。

$V_{\mathrm{ref}}=V_{\mathrm{EB}1}+R_1{I}_1=\frac{1}{q}{E}_g+\frac{\mathrm{kT}}{q}[\ln \frac{\mathrm{mk}\ln \left(\mathrm{nm}\right)}{\mathrm{qb}{R}_3}+\frac{{\mathrm{mR}}_1}{R_3}\ln \left(\mathrm{nm}\right)-\frac{3}{2}\ln T].....\left(7\right)$

观察式7，m是R₁、R₂的电阻值之比，没有用比表示的项目只有位于LOG项的分母的R₃。由此，在第1电阻R₃与设计值出现偏差的情况下，需要能够预先对R₃的电阻值进行微调，调查实际的变动量，并据此进行调整。该调整的结果是，能够获得没有“顶点温度变动”和“输出电压变动”的影响的基准电压(V_ref)。

(在温度传感器电路独立的情况下，不需要第3电阻R₄的调整的原因)

图6中的I₁、I₂由上述式4、6求出。这里，当设晶体管M₄、M₃的电流反射镜之比(W/L之比)为α时，式8成立。

$I_{\mathrm{PTAT}}=\mathrm{\α}(I_1+I_2)=\mathrm{\α}\frac{m+1}{R_3}\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\mathrm{nm}\right).....\left(8\right)$

由此，当注意到温度传感器输出(V_PTAT)是m＝R₂/R₁时，成为式9。

$V_{\mathrm{PTAT}}=\mathrm{\α}(m+1)\frac{R_4}{R_3}\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\mathrm{nm}\right)\∝\frac{R_4}{R_3}(\frac{R_2}{R_1}+1)\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \frac{\left(n{R}_2\right)}{R_1}.....\left(9\right)$

式9利用电阻之比表示，没有看上去孤立的电阻。由此，在温度传感器电路独立的情况下，温度传感器输出(V_PTAT)不需要电阻的调整。

但是，如上所述，当合并温度传感器电路和基准电压生成电路时，基准电压生成电路中的电阻调整的影响对温度传感器电路造成影响，温度传感器输出存在偏差。由此，在本实施方式中，连动地以相同比率来调整第1电阻R₃和第3电阻R₄。由此，即使在合并温度传感器电路和基准电压生成电路的情况下，也能够高精度地维持两个电路的输出精度。下面，具体说明本实施方式的电路。

(本实施方式的电路的具体说明)

参照图7(A)、图7(B)。在图7(A)和图7(B)中，A₁表示OP放大器，R₁、R₂、R₃、R₄分别表示电阻，Q₁、Q₂表示PNP型BJT，M₃、M₄分别表示P型MOS-FET。并且，V_ref表示恒定电压输出，V_PTAT表示温度传感器输出，V_DD表示从外部提供给电路的电源电压。温度传感器的输出电压V_PTAT由下述式10表示。

$V_{\mathrm{PTAT}}\∝\frac{R_4}{R_3}(\frac{R_2}{R_1}+1)\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\frac{{\mathrm{nR}}_2}{R_1}\right).....\left(10\right)$

在式10中，输出与绝对温度成比例的电压。其中，k是玻耳兹曼常数，T是绝对温度，q是元电荷量。如现有例所述，为了抑制V_ref的“顶点温度偏差”和“输出电压偏差”，需要对元件的偏差进行调整，在该电路中，调整R₃的电阻值。这里成为问题的是温度传感器输出。作为形成在IC上的元件的偏差的特征，绝对量(例：电阻值等)的偏差量大，但是，相对量(例：电阻比)的偏差量比绝对量的偏差量小。如式1所示，当由于对元件偏差进行调整而使R₃的值变化时，R₄/R₃的值不同于设计值，V_PTAT的特性偏离期望的特性，具有引起V_PTAT的“斜率偏差”和“输出电压偏差”的问题点。作为解决该问题点的手段，根据下述式11来调整电阻R₄的电阻值。

$\mathrm{\Δ}{R}_4=\frac{R_4}{R_3}{\mathrm{\ΔR}}_3.....\left(11\right)$

其中，ΔR₃、ΔR₄分别表示电阻R₃、R₄的调整量，R₃、R₄各自的调整后的电阻值为R₃+ΔR₃、R₄+ΔR₄。通过同时调整R₃、R₄，不会对温度传感器输出的特性造成影响，能够调整恒定电压输出的特性。

另外，关于调整电阻值的电路，可以根据式11，使用激光调整或晶体管等模拟开关、或E²PROM等非易失性存储器等，单独调整R₃、R₄的电阻，但是，如图7(B)和图9所示，也能够共用调整电阻值的电路。图9是示出用于连动并可变地调整第1和第3电阻的可变电阻电路的原理结构(利用共同的调整信号可变的例子)的图。在图9中，x表示基于调整电路300的调整量。并且，510a、510b是可变电阻电路500所包含的用于分别对电阻R₃和电阻R₄进行微调的电路。

并且，在图8的电路(代替运算放大器而使用电流反射镜的电路)中，也同样能够进行电阻值的调整。在图8中，R₁、R₃、R₄分别表示电阻，Q₁、Q₂、Q₃表示PNP型BJT，M₁、M₂表示N型MOS-FET，M₃、M₄、M₅、M₆表示P型MOS-FET。并且，V_ref表示恒定电压输出，V_PTAT表示温度传感器输出，V_DD表示从外部提供给电路的电源电压。在图7(A)、图7(B)中，通过虚接地使OP放大器A₁的反转和非反转输入端分别维持为同电位，但是，在图8的情况下，电流反射镜电路(M₁～M₄)发挥该作用。当假设使用M₁-M₂和M₃-M₄为相同尺寸的晶体管来构成电流反射镜电路时，在Q₁、Q₂的BJT中流过同一电流。当然，也可以使用不同尺寸的晶体管来构成电流反射镜电路，该情况下，流过Q₁、Q₂的BJT的各个电流之比恒定。这里，当在Q₁、Q₂的BJT中流过同一电流时，图9的R₃进行与表示现有例的图1的R₃相同的动作，所以，流过Q₁、Q₂的BJT的电流I₁、I₂为式12。

$I_1=I_2=\frac{\mathrm{kT}}{q}\frac{1}{R_3}\ln n.....\left(12\right)$

使用M₅的晶体管来复制式12的电流，电流流过R₄，转换为电压V_PTAT。即，对实施例1的图7的电路和图8的电路进行对比可知，图8的R₃对应于图7的R₃，图8的R₄对应于图7的R₄。由此，为了抑制V_ref的“顶点温度偏差”和“输出电压偏差”，需要对元件的偏差进行调整，在图8的电路中，调整R₃的电阻值。并且可知，为了不引起V_PTAT的“斜率偏差”和“输出电压偏差”，只要根据下述式13来调整电阻R₄的电阻值即可。

${\mathrm{\ΔR}}_4=\frac{R_4}{R_3}{\mathrm{\ΔR}}_3.....\left(13\right)$

接着，说明可变电阻电路500的具体结构例。如图10所示，可变电阻电路500是用于可变地调整第1电阻R₃和第3电阻R₄的电阻值的电路。图10是用于说明设有可变电阻电路的位置的电路图。在图10中，由可变电阻电路构成的第1电阻R₃例如设置在第1节点A₁和第2节点A₂之间。由可变电阻电路构成的第3电阻R₄设置在第3节点B₁和第4节点B₂之间。

图11(A)和图11(B)是示出可变电阻电路的结构的一例的电路图。参照图11(A)。在第1节点A₁和第2节点A₂之间串联连接有电阻R₃’和微调用电阻ΔR₃₀～ΔR_3n。电阻R₃’和微调用电阻ΔR₃₀～ΔR_3n构成第1梯形电阻电路。任意电阻均发挥对第1节点A₁和第2节点A₂之间的电压进行分压的作用，所以，可以称为分压电阻。但是，电阻R₃’是主电阻，通过将该主电阻R₃’与微调用电阻ΔR₃₀～ΔR_3n的电阻值相加，来确定上述第1电阻R₃的实质电阻值。同样，在第3节点B₁和第4节点B₂之间串联连接有电阻R₄’和微调用电阻ΔR₄₀～ΔR_4n。电阻R₄’和微调用电阻ΔR₄₀～ΔR_4n构成第2梯形电阻电路。任意电阻均发挥对第3节点B₁和第4节点B₂之间的电压进行分压的作用，所以，可以称为分压电阻。但是，电阻R₄’是主电阻，通过将该主电阻R₄’与微调用电阻ΔR₄₀～ΔR_4n的电阻值相加，来确定上述第3电阻R₄的实质电阻值。微调用电阻ΔR₃₀～ΔR_3n的各个电阻值与对应的微调用电阻ΔR₄₀～ΔR_4n的电阻值之比恒定。即，ΔR_i＝(R₄/R₃)ΔR_3i(0≤i≤n)成立。

并且，S0～Sn是被输入共同的调整信号(S)的调整用端子。在图7(A)和图7(B)的电路结构的情况下，根据调整量，仅对调整用端子S0～Sn中的一个端子施加使MOS晶体管(M0a、M0b～Mna、Mnb)导通的电压，对剩余的全部端子施加使MOS晶体管截止的电压，由此，如上述式11所示，以相同比率来调整R₃、R₄的电阻值。

NMOS晶体管(M0a～Mna)作为对第1梯形电阻电路的各个分压节点(W0a～Wna)和第2节点A₂之间的电连接/断开进行控制的旁通开关发挥功能。当任意旁通开关导通时，该旁通开关下游的分压电阻无效。通过选择要导通的旁通开关，能够可变地调整第1梯形电阻电路的实质电阻值。同样，NMOS晶体管(M0b～Mnb)作为对第2梯形电阻电路的各个分压节点(W0b～Wnb)和第4节点B₂之间的电连接/断开进行控制的旁通开关发挥功能。当任意旁通开关导通时，该旁通开关下游的分压电阻无效。通过选择要导通的旁通开关，能够可变地调整第2梯形电阻电路的实质电阻值。而且，如上所述，微调用电阻ΔR₃₀～ΔR_3n的各个电阻值与对应的微调用电阻ΔR₄₀～ΔR_4n的电阻值之比恒定，由此，如果通过共同的调整信号(S)，同时导通一对对应的旁通晶体管，则第1梯形电阻电路的电阻值和第2梯形电阻电路的电阻值以相同比率变化。

图11(B)示出可变电阻电路500的电路结构的变形例(改良版)。图11(A)的基本形电路中的R₄’在图11(B)中被分割为R_4a’和R_4b’(R₄’＝R_4a’+R_4b’)。R_4a’和R_4b’的分割比例设计为，与调整用端子连接的所有MOS-FET的源极电位相同。即，在最下游的分压电阻ΔR_4n和第4节点B₂之间设有电位调整电阻R_4b’，通过调整该电位调整电阻R_4b’的两端电压，来调整构成旁通开关的MOS晶体管的源极电位(图中的G1)，使其与对应的MOS晶体管的源极电位(图中的C2)相等。由此，能够调整第2梯形电阻电路所包含的旁通开关的导通电阻，使其与对应的第1梯形电阻电路所包含的旁通开关的导通电阻相等。由此，第1梯形电阻电路和第2梯形电阻电路之比的精度提高。即，MOS晶体管的导通电阻由下述式14表示。

$R_{\mathrm{on}}\≅{\left[\frac{W}{L}\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{ox}}(V_{\mathrm{GS}}-V_T)\right]}^{-1}.....\left(14\right)$

由此，通过设计MOS-FET的尺寸，使得A₁-A₂侧的MOS-FET的W/L和B₁-B₂侧的MOS-FET的W/L之比、以及1/R₃和1/R₄之比相同，从而A₁-A₂之间的电阻值和B₁-B₂之间的电阻值之比的精度提高。

(第2实施方式)

在本实施方式中，说明可变电阻电路500的另一结构。图12(A)、图12(B)是示出可变电阻电路的另一结构例的电路图。在图12(A)、图12(B)中，S0～Sn是调整用端子，但是，与图11(A)、图11(B)的不同点在于，旁通开关的结构(表示调整量的信号的输入方法)。在图12(A)、图12(B)中，旁通开关分别与微调用电阻ΔR₃₀～ΔR_3n和微调用电阻ΔR₄₀～ΔR_4n对应地设置，当一个旁通开关导通时，对应的微调用电阻的两端短路，仅该微调用电阻无效。

在图11(A)、图11(B)中，需要使某一个端子为H，使剩余的端子为L。关于调整模式，如果调整端子为N个，则只能进行N级调整。与此相对，在图12(A)、图12(B)的情况下，如果调整端子为N个，则存在2^N级的调整模式。作为例子，在S0、S2、S3＝L，S1、S4、S5，...Sn＝H的情况下，A₁-A₂之间的电阻被调整为R₃’+ΔR₃₀+ΔR₃₂+ΔR₃₃，B₁-B₂之间的电阻被调整为R₄’+ΔR₄₀+ΔR₄₂+ΔR₄₃。图12(B)示出变形例(改良版)。改良点与图11(B)的情况同样。即，在最下游的分压电阻ΔR_4n和第4节点B₂之间设有电位调整电阻R_4b’，通过调整该电位调整电阻R_4b’的两端电压，来调整构成最下游的旁通开关的MOS晶体管的源极电位(图中的C3)，使其与对应的MOS晶体管的源极电位(图中的C4)相等。由此，能够调整第2梯形电阻电路所包含的各个旁通开关的导通电阻，使其与对应的第1梯形电阻电路所包含的各个旁通开关的导通电阻相等。由此，第1梯形电阻电路和第2梯形电阻电路之比的精度提高。

(第3实施方式)

在本实施方式中，说明可变电阻电路500的又一结构。图13(A)、图13(B)是示出可变电阻电路的又一结构例的电路图。在图13(A)、图13(B)中，S0～Sn是调整用端子，但是，在图13(A)、图13(B)中，并联连接调整用电阻(ΔR₃₀～ΔR_3n、ΔR₄₀～ΔR_4n)。并且，针对每个调整用电阻(ΔR₃₀～ΔR_3n、ΔR₄₀～ΔR_4n)设有开关电路(M0a～Mna、M0b～Mnb)。开关电路(M0a～Mna、M0b～Mnb)的一端与各调整用电阻(ΔR₃₀～ΔR_3n、ΔR₄₀～ΔR_4n)连接，另一端共同地连接。在图13(A)中，开关电路(M0a～Mna)的共同连接点与第2节点A₂连接，开关电路(M0b～Mnb)的共同连接点与第4节点B₂连接。仅在开关电路导通的情况下，对应的调整用电阻有效。通过选择导通哪个开关电路，能够可变地调整A₁-A₂之间的电阻值和B₁-B₂之间的电阻值。

作为一例，在S0、S2、S3＝L，S1、S4、S5，...Sn＝H的情况下，A₁-A₂之间的电阻如下所示。即，成为R₃’+(ΔR₃₀||ΔR₃₂||ΔR₃₃||ΔR₃)。

并且，B₁-B₂之间的电阻被调整为R₄’+(ΔR₄₀||ΔR₄₂||ΔR₄₃||ΔR₄)。另外，“||”表示并联连接，C＝A||B与C^-1＝A^-1+B^-1同义。在图13(B)中，电位调整电阻R_4b’被连接在各开关电路的共同连接点和第4节点B₂之间。通过调整电位调整电阻R_4b’的两端电压，能够将对应的旁通开关彼此的导通电阻调整为相同。

另外，也可以组合使用以上说明的电路结构。即，也可以组合第1、第2、第3任意实施方式的可变电阻电路的结构的任意部分或全部来构成调整电路。组合方式有很多，图14示出一例。图14是示出可变电阻电路的又一电路结构例的图。并且，以上说明中使用的电路是一例，能够进行各种变形。例如，在图11(A)、图11(B)的电路中，也可以不在各个分压节点设置旁通开关，而是每隔2个或每隔3个地设置旁通开关，自由地进行这种变形。

(第4实施方式)

所生成的高精度的基准电压例如能够用作电子电路中的各种基准电压或信号线路的直流偏置电压。并且，温度传感器输出例如能够用于温度补偿信号的生成。并且，使用基准电压和温度传感器输出双方，还能够生成对温度的依赖极小的恒定电流(即不依赖于温度的恒定电流)。在本实施方式中，说明使用基准电压和温度传感器输出双方来生成对温度的依赖极小的恒定电流时的电路例。

图15示出恒定电流源电路。该电路是利用V_PTAT的温度特性和电阻的温度特性来产生恒定电流的电路。另外，向运算放大器的非反转输入端输入贴补A₁倍的基准电压V_ref和A₂倍的V_PTAT而成的电压。关于流过电阻R的电流I，当考虑运算放大器的非反转输入和反转输入的电位相等时，式15成立。

$I=\frac{A_1{V}_{\mathrm{ref}}+A_2{V}_{\mathrm{PTAT}}}{R}.....\left(15\right)$

这里，电阻R具有温度特性，由以下式16表示。

R＝R₀[1+C_R(T-T₀)]……(16)

这里，R_O是T＝T_O时的电阻值，CR是温度系数。该CR由以什么材料在什么条件下制作电阻来决定。这里，V_ref是与温度无关而恒定的电压，V_PTAT是与绝对温度T成比例的电压，式17成立。

A₁V_ref+A₂V_PTAT＝a₁+a₂T……(17)

其中，a₁、a₂是常数。由式12、13可知，式11的分母和分子是与T有关的一次函数，a₁、a₂的值只要适当选择设计A₁、A₂即可，所以，能够生成对温度的依赖极小的电流。晶体管M₁、M₂发挥复制流过电阻R的电流的作用，能够输出对温度的依赖极小的恒定电流I_ref。如上所述，如果有恒定电压源电路和温度传感器电路，则也能够构成恒定电流源电路。

如以上说明的那样，根据本发明的几个实施方式，例如，能够获得以下的效果。即，在组合基准电压生成电路和温度传感器电路而成的电路结构中，在为了抑制元件偏差造成的V_ref的“顶点温度偏差”和“输出电压偏差”而对电路中的适当电阻的电阻值进行微调的情况下，也同时以相同比率对位于温度传感器电路侧的适当电阻的电阻值进行微调，由此，能够抑制V_ref的“顶点温度偏差”和“输出电压偏差”、以及V_PTAT的“斜率偏差”和“输出电压偏差”双方的变动。

并且，同时以相同比率来调整上述两个电阻的电阻值，具有如下优点：能够共用调整电阻值所需要的电路，能够削减电路面积。进而，能够同时进行基准电压生成电路和温度传感器电路的调整，所以，与单独调整各个电路的情况相比，能够降低调整成本。

(第5实施方式)

在本实施方式中，说明利用了本发明的基准电压生成电路的信号处理装置的例子。图16是示出利用了本发明的基准电压生成电路的信号处理装置的一例的结构的图。

信号处理装置610具有：被输入传感器(物理量测定装置)620的输出信号SC的模拟前端(AFE)630、信号处理部(例如数字信号处理器：DSP)640、显示控制部650、以及显示部660。传感器(物理量测定装置)620例如是检测物体的运动或姿势的运动传感器，更具体而言，例如是陀螺传感器。在传感器620是陀螺传感器的情况下，输出信号SC是角速度信号。信号处理部640具有：增益控制信号生成部641、信号解析部642、以及作为温度信号处理部的温度校正电路643。模拟前端(AFE)630具有：滤波电路631、作为增益调整电路的可变增益放大电路632、A/D转换器633、以及所述实施方式中说明的任意一个基准电压生成电路634。并且，显示部660具有波形显示部(波形显示窗口)661和温度显示部(温度显示窗口)662。显示控制部650控制显示部660中的图像显不。

模拟前端(AFE)630对所输入的模拟信号SC实施给定的模拟信号处理(例如滤波处理、可变增益放大或A/D转换等)。在模拟前端(AFE)630中设有本发明的基准电压生成电路634。基准电压生成电路634能够输出温度造成的影响极小的基准电压V_ref，所以，能够用作模拟前端(AFE)所包含的至少一个电路用的基准电压源或电源电压源。

并且，基准电压生成电路634能够输出依赖于温度的电压V_PTAT，所以，基准电压生成电路634还能够发挥作为测定模拟前端(AFE)630的周围温度的温度传感器的作用。并且，还能够根据依赖于温度的信号V_PTAT，执行用于对电路的温度特性进行校正的温度特性校正处理。

在图16中，基准电压生成电路634生成的基准电压V_ref例如作为灰度电压生成用的基准，提供给A/D转换器633。由此，A/D转换器633的特性相对于温度稳定，由此，几乎不受温度影响，能够实现高精度的A/D转换。

从传感器620输入的模拟信号SC通过A/D转换器633转换为数字信号SC(D)，数字信号SC(D)被提供给信号处理部(DSP)640。并且，从基准电压生成电路634输出的依赖于温度的电压V_PTAT，通过A/D转换器633转换为数字信号V_PTAT(D)，该数字信号V_PTAT(D)被发送到信号处理部(DSP)640。

信号处理部(例如DSP)640例如执行信号解析、增益控制信号的生成、温度校正信号的生成等信号处理(模拟信号处理)。模拟前端(AFE)630的电路特性相对于温度稳定，所以，信号处理装置610不受温度影响，能够执行高精度的信号处理。

设置在信号处理部(例如DSP)640中的增益控制信号生成部641根据上述数字信号SC(D)，生成增益控制信号GQC。通过该增益控制信号GQC，来调整作为增益调整电路的可变增益放大器632的增益。例如，调整可变增益放大器632的增益，使得可变增益放大电路632的输出信号的振幅始终恒定。

并且，信号解析部642根据数字信号SC(D)，执行规定的解析处理，例如，取得时间轴上的信号的振幅或频率的变化的相关信息。信号解析结果从信号解析部642发送到显示控制部650。

并且，作为温度信号处理部的温度校正电路643根据上述数字信号V_PTAT(D)，生成温度校正信号TQC1。温度校正信号TQC1被提供给传感器(物理量测定装置)620。由此，抵消传感器(物理量测定装置)620的输出信号SC的温度特性。并且，温度校正电路643取得温度时间轴上的温度变化的相关信息TQC2。所取得的温度信息TQC2从温度校正电路643发送到显示控制部650。

显示控制部650控制显示部660中的图像显示。如上所述，显示部660具有波形显示部(波形显示窗口)661和温度显示部(温度显示窗口)662。在波形显示部(波形显示窗口)661上例如显示从传感器620输出的模拟信号SC的信号波形。并且，在温度显示部(温度显示窗口)662上例如以数字方式显示温度(例如25℃)。

根据本实施方式，能够实现不受周围温度影响、且能够始终执行稳定的处理和高精度的处理的信号处理装置、例如传感器信号处理装置(传感器信号处理系统)。

另外，详细叙述了本实施方式，但是，本领域技术人员能够容易理解在不脱离本发明的新事项和效果的范围内能够进行多种变形。因此，本发明包含所有这种变形例。

本发明具有能够同时实现对温度的依赖性极小的高精度的基准电压(即不依赖于温度的基准电压)的生成和高精度的温度传感器输出电压双方的效果，因此，能够利用于模拟半导体集成电路整体、尤其是需要温度校正的集成电路装置，例如，优选用于基准电压生成电路(与基准电压一起并联输出依赖于温度的电压的基准电压生成电路)、以及具有该基准电压生成电路和调整电路的集成电路装置。

Claims (11)

1.一种生成基准电压的基准电压生成电路，其特征在于，该基准电压生成电路包含：

第1PN结；

第2PN结，其电流密度与所述第1PN结不同；

第1电阻，其根据相当于所述第1PN结的正向电压和所述第2PN结的正向电压之差的电压，生成具有正温度系数的第1电流；以及

第2电阻，其根据所述第1电流，生成具有正温度系数的第1电压，

对所述具有正温度系数的第1电压和具有负温度系数的所述第1PN结的正向电压进行相加，生成所述基准电压，并且，

该基准电压生成电路还包含第3电阻，该第3电阻根据所述具有正温度系数的第1电流，生成依赖于温度的电压，

所述基准电压从第1输出节点输出，所述依赖于温度的电压从第2输出节点输出，并且，

通过调整信号，以相同比率来调整所述第1电阻的电阻值和所述第3电阻的电阻值。

2.根据权利要求1所述的基准电压生成电路，其特征在于，

所述第1电阻和所述第3电阻由可变电阻电路构成，该可变电阻电路根据共同的所述调整信号，以相同比率来调整各自的电阻值。

3.根据权利要求2所述的基准电压生成电路，其特征在于，

所述可变电阻电路具有：

第1梯形电阻电路，其用于可变地调整所述第1电阻的电阻值，由在第1节点和第2节点之间串联连接的第1～第m分压电阻构成，其中，m是2以上的整数；

第2梯形电阻电路，其用于可变地调整所述第3电阻的电阻值，由在第3节点和第4节点之间串联连接的第1～第m分压电阻构成；

第1梯形电阻电路用旁通开关，其用于切换设置在所述第1梯形电阻电路的所述分压电阻之间的分割节点和与该分割节点连接的所述第2节点之间的电连接/断开；以及

第2梯形电阻电路用旁通开关，其用于切换设置在所述第2梯形电阻电路的所述分压电阻之间的分割节点和与该分割节点连接的所述第4节点之间的电连接/断开，

构成所述第1梯形电阻电路的第n所述分压电阻的电阻值和构成所述第2梯形电阻电路的第n所述分压电阻的电阻值之比恒定，其中，1≤n≤m，

通过所述共同的调整信号来控制所述第1梯形电阻电路用旁通开关的导通/截止、以及所述第2梯形电阻电路用旁通开关的导通/截止。

4.根据权利要求2所述的基准电压生成电路，其特征在于，

所述可变电阻电路具有：

第1梯形电阻电路，其用于可变地调整所述第1电阻的电阻值，由在第1节点和第2节点之间串联连接的第1～第m分压电阻和第1主电阻构成，其中，m是2以上的整数；

第2梯形电阻电路，其用于可变地调整所述第3电阻的电阻值，由在第3节点和第4节点之间串联连接的第1～第m分压电阻和第2主电阻构成；

第1梯形电阻电路用第1～第m旁通开关，其分别与构成所述第1梯形电阻电路的所述第1～第m分压电阻对应地设置，用于使所述第1～第m分压电阻各自的两端旁通；以及

第2梯形电阻电路用第1～第m旁通开关，其分别与构成所述第2梯形电阻电路的所述第1～第m分压电阻对应地设置，用于使构成所述第2梯形电阻电路的所述第1～第m分压电阻各自的两端旁通，

构成所述第1梯形电阻电路的第n所述分压电阻的电阻值和构成所述第2梯形电阻电路的第n所述分压电阻的电阻值之比恒定，其中，1≤n≤m，

通过所述共同的调整信号来控制所述第1梯形电阻电路用第p所述旁通开关的导通/截止、以及所述第2梯形电阻电路用第p所述旁通开关的导通/截止，其中，1≤p≤m，

所述第1主电阻的电阻值和所述第2主电阻的电阻值之比，与构成所述第1梯形电阻电路的第n所述分压电阻的电阻值和构成所述第2梯形电阻电路的第n所述分压电阻的电阻值之比相等。

5.根据权利要求3或4所述的基准电压生成电路，其特征在于，

所述第2梯形电阻电路中的用于调整所述第m分压电阻的所述第4节点侧的节点电位的电位调整电阻，设置在所述第m分压电阻和所述第4节点之间。

6.根据权利要求2所述的基准电压生成电路，其特征在于，

所述可变电阻电路具有：

第3主电阻，其一端与第1节点连接；

所述第1电阻调整用第1～第q电阻，其用于可变地调整所述第1电阻的电阻值，一端与所述第3主电阻的另一端共同连接，其中，q是2以上的整数；

第1电位调整电阻，其连接在所述第3主电阻的另一端与第2节点之间；

第4主电阻，其一端与第3节点连接；

所述第3电阻调整用第1～第q电阻，其用于可变地调整所述第3电阻的电阻值，一端与所述第4主电阻的另一端共同连接；

第2电位调整电阻，其连接在所述第4主电阻的另一端与第4节点之间；

第1电阻调整用第1～第q开关电路，其分别与所述第1电阻调整用第1～第q电阻对应地设置，一端与所述第1电阻调整用第1～第q电阻各自的另一端连接，另一端与所述第2节点连接，用于切换所述第1电阻调整用第1～第q电阻各自的另一端和所述第2节点之间的电连接/断开；以及

第3电阻调整用第1～第q开关电路，其分别与所述第3电阻调整用第1～第q电阻对应地设置，一端与所述第3电阻调整用第1～第q电阻各自的另一端连接，另一端与所述第4节点连接，用于切换所述第3电阻调整用第1～第q电阻各自的另一端和所述第4节点之间的电连接/断开，

所述第1电阻调整用第r电阻的电阻值和所述第3电阻调整用第r电阻的电阻值的电阻比恒定，其中，1≤r≤q，

通过所述共同的调整信号来控制所述第1电阻调整用第x开关电路的导通/截止、以及所述第3电阻调整用第x开关电路的导通/截止，其中，1≤x≤q，

所述第3主电阻的电阻值和所述第4主电阻的电阻值之比，与构成所述第1梯形电阻电路的第q所述分压电阻的电阻值和构成所述第2梯形电阻电路的第q所述分压电阻的电阻值之比相等，

所述第1电位调整电阻的电阻值和所述第2电位调整电阻的电阻值之比，与所述第1电阻调整用第r电阻的电阻值和所述第3电阻调整用第r电阻的电阻值之比相等。

7.根据权利要求6所述的基准电压生成电路，其特征在于，

用于调整所述第3电阻调整用第1～第q开关电路各自的共同连接点的电位的第3电位调整电阻，设置在所述第1～第q开关电路各自的共同连接点和所述第4节点之间。

8.一种集成电路装置，其特征在于，该集成电路装置包含：

权利要求1～7中的任意一项所述的基准电压生成电路；以及

输出所述调整信号的调整电路。

9.一种信号处理装置，其特征在于，该信号处理装置包含：

模拟前端，其具有权利要求1～7中的任意一项所述的基准电压生成电路，对所输入的模拟信号实施模拟信号处理；以及

信号处理部，其根据所述模拟前端的输出信号来执行给定的信号处理。

10.根据权利要求9所述的信号处理装置，其特征在于，

所述模拟前端具有将模拟信号转换为数字信号的A/D转换器，

将从所述基准电压生成电路输出的所述基准电压提供给所述A/D转换器，

从所述基准电压生成电路输出的所述依赖于温度的电压通过所述A/D转换器转换为数字信号，将转换后的数字信号输入到所述信号处理部。

11.根据权利要求10所述的信号处理装置，其特征在于，

所述模拟前端在所述A/D转换器的前级具有滤波电路和增益调整电路的至少一方，并且，向所述模拟前端输入从传感器输出的传感器信号，

并且，所述信号处理部具有温度信号处理部，该温度信号处理部根据从所述A/D转换器输出的作为所述数字信号的所述依赖于温度的电压，来执行温度信号处理。

Images