CN103389772A - 输出电压可调的带隙基准电压源 - Google Patents

Abstract

带隙基准电压源/电流源被广泛应用于各种模拟/数模混合集成电路中，其温度稳定性决定了整体电路的性能。本发明公开了一种输出电压可调的带隙基准电压源，利用具有正负温度系数的电流互相补偿，形成具有二阶补偿效果的稳定电流，利用电流镜比例复制该电流，并使用不同材料温度系数的电阻进一步进行温度补偿，从而产生电压值可调的基准电压输出。本发明公开的输出电压可调的带隙基准电压源由基准电流产生模块和可调节电压输出模块组成。

Description

输出电压可调的带隙基准电压源

技术领域

本发明属于集成电路设计领域，用于与温度无关的基准电压产生，具体涉及一种利用与温度成正/反比例关系的电流互补产生与温度无关的电流，并控制该电流产生可调节基准电压的电路结构。

背景技术

基准电压源/电流源是集成电路中不可或缺的基础结构，电流/电压基准是各种电路行为的基础。基准电路的稳定性，尤其是对温度的稳定性直接决定了整体电路的性能。某些器件或电路结构对温度变化具有正向或负向的响应能力，因此利用不同器件对温度的响应特性相互补偿的方法可以实现与温度无关的基准源。

在CMOS工艺中，带隙基准源(Bandgap Reference，BGR)是最为常见的一种基准结构。一般地，PN结的结电势与温度成反比例关系(Equ.1)，而工作于不同电流密度下的三极管(Bipolar Juction Transistor，BJT)的“发射极-基极”电压差与温度成正比例关系(Equ.2)，因此用这两种电压互补就可以得到与温度无关的基准电压(Equ.3)。表达式中的符号表示缺省采用通用表达形式。

$\frac{\∂V_{\mathrm{BE}}}{\∂T}=\frac{V_{\mathrm{BE}}-(3+m)V_T-E_g/q}{T}---(\mathrm{Equ}.1)$

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}=V_{\mathrm{BE}1}-V_{\mathrm{BE}2}=V_T\ln \frac{n{I}_C}{I_S}-V_T\ln \frac{I_C}{I_S}=V_T\ln n=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln n---(\mathrm{Equ}.2)$

V_REF＝α₁V_BE+α₂ΔV_BE＝α₁V_BE+α₂(V_Tlnn)                      (Equ.3)

图1所示即是这种最基础结构的带隙基准电压源。从上面的表达式中不难看出，这是一种线性的补偿方式。在其它高阶因素的影响下，会呈现如图2和图3中的二次曲线的形式。一般而言，线性补偿方式获得的温度稳定性有限，输出基准电压的波动范围将随着温度范围的增加而增加，难以实现大温度范围内的稳定性收敛。

发明内容

如前文所述，利用线性电压补偿方式的基准电压源在大的温度范围内稳定性有限。为了解决这个问题，可以考虑通过高阶补偿的方式，将输出电压的温度曲线调整为高阶曲线，从而获得更好的温度稳定性。基于这个思路，本发明公开了一种基于电流补偿的带隙基准电压源结构，具体的技术思想可以表述为：

1.利用工作于饱和状态的NMOS晶体管构成压控电流源，产生受控电流；

2.PN结的结电势与温度成反比例关系，利用该电势控制前述的压控电流源，则该电流源的输出电流与PN结的结电势成反比例关系；

3.利用与图1中基础型带隙基准源类似的方法，可以获得与温度成正比的电流，即PTAT电流(Proportional to Absolute Temperature，PTAT)；

4.将这两种电流互相补偿，产生温度无关的电流；

5.利用电流镜对电流的比例复制能力，实现对电流绝对值的控制，该电流流经电阻产生的压降即是具有良好温度稳定性并且可调节的基准电压；

6.利用不同温度特性的电阻互相补偿，进一步降低不同温度下输出电压的变化。

与基础的带隙基准电压源不同，本发明的技术优势主要体现在四个方面：

1.利用电流易于进行算术运算的特性，用电流补偿取代电压补偿，降低电路的复杂度；

2.用NMOS管构成压控电压源，产生与温度成反比例关系的电流，实现有效补偿；

3.用电流比例复制补偿后的电流，实现输出电压的可调节；

4.不同温度特性的电阻相互补偿，减小由电阻带来的温度不稳定性。

附图说明

图1基础的带隙基准电压源结构；

图2某基础带隙基准源输出基准电压的理论计算曲线本；

图3某基础带隙基准源输出基准电压的实测曲线；

图4本发明公开的输出电压可调的带隙基准电压源结构；

图5某工艺下实现的流经MN0管的电流随温度的变化曲线；

图6不同输出配置下的输出电压与温度漂移；

图7图4中三对电阻补偿后的阻值随温度的变化曲线；

图8不同输出配置下输出电压对温度的变化曲线。

具体实施方式

以下结合附图，详细说明本发明公开的输出电压可调节的带隙基准电压源的结构和工作过程。首先从功能框图出发，说明电路原理，然后在这个基础之上给出一种电路实现形式，并详细说明其工作过程。

本发明公开的输出电压可调的带隙基准电压源由基准电流产生模块和可调节电压输出模块两部分组成，这里未表示出启动电路。

基准电流产生模块由典型的带隙核心电路、正温度系数电流产生电路和负温度系数电流产生电路构成。具体的如图2中左半部分表示，PMOS晶体管MP0、MP1和MP2构成电流镜结构，MP0、MP1和MP2的源极均接电源，栅极并联并连接到运算放大器OP的输出端，MP0的漏极连接OP的反相输入端、NMOS管MN2的栅极和三极管Q1的发射极，Q1的基极和集电极接地；MP1的漏极连接OP的同相输入端和电阻R00，R00的另一端连接电阻R01，电阻R01的另一端连接三极管Q0的发射极，Q0的基极和集电极接地；PMOS管MP3的源极接电源，漏极和栅极连接MN2的漏极和PMOS管MP5的栅极，MN2的源极连接电阻R10，R10的另一端连接电阻R11，电阻R11的另一端接地；MP5的源极接电源，MP5的漏极连接MP2的漏极、NMOS晶体管MN0的漏极和栅极，以及NMOS晶体管MN1的栅极，MN0的源极接地。

可调节电压输出模块由一组电流镜和电阻组成，NMOS晶体管MN1的栅极连接MN0的栅极和漏极，MN1的源极接地，其漏极连接PMOS晶体管MP11的栅极和漏极、PMOS晶体管MP12栅极、PMOS晶体管MP13的栅极、PMOS晶体管MP14的栅极和PMOS晶体管MP15的栅极，PMOS晶体管MP6的源极接电源，MP6的栅极连接输出使能EN，MP6的漏极连接MP11的源极，MP7的源极接电源，MP7的栅极连接输出电压选择开关S0，MP7的漏极连接MP12的源极，MP8的源极接电源，MP8的栅极连接输出电压选择开关S1，MP8的漏极连接MP13的源极，MP9的源极接电源，MP9的栅极连接输出电压选择开关S2，MP9的漏极连接MP14的源极，MP10的源极接电源，MP10的栅极连接输出电压选择开关S3，MP10的漏极连接MP15的源极；MP12、MP13、MP14和MP15的漏极并联并连接到电阻R20，电阻R20的另一端连接电阻R21，电阻R21的另一端接地；MP12、MP13、MP14和MP15的漏极即本发明公开的输出电压可调的带隙基准电压源的输出。

为了方便描述，下文的叙述中奖R00+R01电阻等效为R₀电阻，R10+R11电阻等效为R₁电阻，R20+R21电阻等效为R₂电阻。

与图1中基础结构的带隙基准源相同，由MP0管和MP1管构成的电流镜保证了流经三极管Q0和Q1的电流相同，而由于Q0和Q1的发射结面积不同，这就使得流经Q0管的PN结的电流密度与流经Q1管PN结的电流密度不同。由于运算放大器OP保证了同相/反相输入端电压“虚短”的特性，根据(Equ.2)可知施加在电阻R0两端的电压与温度成正比，忽略电阻R0的温度系数，可以认为流经MP1管的电流是与温度成正比的电流，即PTAT电流(Proportional to Absolute Temperature，PTAT)。由于MP0/MP1/MP2构成镜像关系，因此同样的PTAT电流也会流经MP2管，其大小可以表示为(Equ.4)的形式。

$I_{\mathrm{MP}2}=I_{\mathrm{PTAT}}=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}}{R_0}=\frac{V_T\ln n}{R_0}---(\mathrm{Equ}.4)$

根据(Equ.2)可以得到： $\frac{\∂I_{\mathrm{MP}2}}{\∂T}=\frac{k}{q{R}_0}---(\mathrm{Equ}.5)$

而从图4中可以看到以MN2管、(等效)电阻R₀、MP3管构成了一个以二极管为负载的带源极负反馈的共源极放大形式，这种放大器具有较好的线性转换关系。由于电流受V_BE控制，很显然这个电流是一个与温度成反比例关系的电流(Complementary Propotional toAbsolute Temperature，CTAT)。可以列出流经MN2管的电流的变化量为(Equ.6)所示。

$\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{MN}2}=-\frac{g_{\mathrm{mMN}2}{r}_{o2}}{R_1+[1+(g_{\mathrm{mMN}2}+g_{\mathrm{mbMN}2})R_1]r_{o2}}\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}=-G_m\·\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}---(\mathrm{Equ}.6)$

$\frac{\∂V_{\mathrm{BE}}}{\∂T}=\frac{V_{\mathrm{BE}}-(3+m)V_T-E_g/q}{T}---(\mathrm{Equ}.7)$

同时，PN结的结电势对温度的变化率如(Equ.7)所示。为了有效分析输出流经MN2管的电流随温度的变化过程，考虑将做线性化分离。当V_BE≈750mv，T＝300k时，

可以得到

所以式(Equ.7)可以进一步分解为(Equ.8)：

$\frac{\∂V_{\mathrm{BE}}}{\∂T}=-1.5\mathrm{mv}/k+\mathrm{\Δ}\frac{\∂V_{\mathrm{BE}}}{\∂T}=\frac{V_{\mathrm{BE}}-(3+m)V_T-E_g/q}{T}---(\mathrm{Equ}.8)$

在B点处，来自MP5管与温度成反比例关系的CTAT电流和来自MP2管的与温度成正比例关系的PTAT电流互相叠加，即流经MN0管的电流。对于稳定电路而言，电流的变化才是被关心的。因此，可以从电流的变化量来进行分析，因此有流经MN0管的电流与温度的关系如(Equ.9)：

$\frac{\∂I_{\mathrm{MN}0}}{\∂T}=\frac{\∂I_{\mathrm{MN}2}}{\∂T}+\frac{\∂I_{\mathrm{MP}2}}{\∂T}=\frac{k}{q{R}_0}+G_m\frac{V_{\mathrm{BE}}-(3+m)V_T-E_g/q}{T}$ (Equ.9)

$=\frac{k}{q{R}_0}+G_m\frac{V_{\mathrm{BE}}-E_g/q}{T}-G_m\frac{k(3+m)}{q}$

很显然，(Equ.9)中流经MN0管的电流的温度系数受限于G_m的大小。假设R1是与温度无关的电阻，并将G_m做线性分离，记G_m0是与温度无关的量，G_m1是与温度有关的量。由于MN2、MP3、R₁组成的是一个带源极负反馈的共源极放大器，因此可以有(Equ.10)成立。

G_m＝G_m0+G_m1

$G_{m0}=\frac{1}{R_1}---(\mathrm{Equ}.10)$

$G_{m1}=G_m-\frac{1}{R_1}$

由于G_m0是增益中与温度无关的组分，可以表示为V_BE/R₁。

$\frac{\∂I_{\mathrm{MN}0}}{\∂T}=\frac{k}{q{R}_0}+(G_{m0}+G_{m1})\frac{V_{\mathrm{BE}}-E_g/q}{T}-(G_{m0}+G_{m1})\frac{k(3+m)}{q}$

$=\frac{k}{q{R}_0}+(\frac{1}{R_1}+G_{m1})(-1.5\mathrm{mv}/k+\mathrm{\Δ}\frac{\∂V_{\mathrm{BE}}}{\∂T})---(\mathrm{Equ}.11)$

$=\frac{k}{q{R}_0}-\frac{1.5\mathrm{mv}/k}{R_1}+\frac{1}{R_1}\mathrm{\Δ}\frac{\∂V_{\mathrm{BE}}}{\∂T}-1.5\mathrm{mv}/k*G_{m1}+G_{m1}*\mathrm{\Δ}\frac{\∂V_{\mathrm{BE}}}{\∂T}$

令：

$\frac{k}{q{R}_0}-\frac{1.5\mathrm{mv}/k}{R_1}=0$

则中与温度相关的部分ΔI表达为：

$\mathrm{\ΔI}=\frac{1}{R_1}\mathrm{\Δ}\frac{\∂V_{\mathrm{BE}}}{\∂T}-1.5\mathrm{mv}/k*G_{m1}+G_{m1}*\mathrm{\Δ}\frac{\∂V_{\mathrm{BE}}}{\∂T}---(\mathrm{Equ}.12)$

分析上式，流经MN0管的电流与温度呈现的是类二阶函数的关系，如图5所示。事实上，上述表达式并未考虑电阻的阻值随温度的变化，如果阻值随温度的变化呈现与图5所示的曲线趋势相反的变化，即可补偿得到与温度相关性极小的基准电流。此外，基准电流经电流镜放大后还需要经电阻R₂以产生可配置的基准电压，而基准电压同样会收到R₂的温度变化的影响。

本发明采用不同材料的多个电阻来实现R₀/R₁/R₂的功能，经过材料补偿后的电阻的温度曲线如图7所示，是一种开口向上的类二阶曲线。再结合图5中开口向下的电流曲线，则能够补偿产生图8中的高阶电压-温度曲线。通过配置不同的S0/S1/S2/S3开关，实现不同的基准电压输出。图6是不同配置下输出电压的均值以及温度漂移系数，最大温漂1.21ppm/℃。

进一步考虑电阻随温度的变化，输出电压V_REF的输出可以表示为(Equ.13)的形式，其中I_stable为与温度无关的电流，R_2stable为电阻R₂中与温度无关的成分，ΔR₂为其中与温度相关的部分。

V_REF＝n(ΔI+I_stable)×(R_2stable+ΔR₂)                          (Equ.13)

进一步整理，最终的电压输出可以表示为(Equ.14)的形式，其中n为开关配置系数。

$V_{\mathrm{ref}}=n(\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}}{R_0}+(\frac{V_{\mathrm{BE}}}{R_1}+\frac{\mathrm{\βT}}{R_1}+\mathrm{\Ψ}))R_2=n(\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}}{R_0}+(\frac{V_{\mathrm{BE}}}{R_1}+\frac{\mathrm{\βT}}{R_1}))R_2+\mathrm{n\Ψ}\×R_2---(\mathrm{Equ}.14)$

Claims (8)

1.一种电路结构，包括：

将具有负温度系数的电流和具有正温度系数的电流相互补偿，从而获得与温度无关的电流，该与温度无关的电流流经电阻所产生的压降即与温度无关的基准电压。

2.根据权利要求1所述的基准电压产生电路的原理，其特征在于：

三极管的“发射极-基极”电压具有负温度系数，利用该具有负温度系数的电压控制压控电流源，产生的输出电流即所述具有负温度系数的电流；此外，工作于不同电流密度的两个三极管的“发射极-基极”电压差具有正温度系数，将该具有正温度系数的电压施加于电阻两端，流经该电阻的电流即所述具有正温度系数的电流，将所述具有负温度系数的电流与所述具有正温度系数的电流叠加，即可获得与温度无关的电流。

3.根据权利要求2所述的基准电压产生电路的原理，其特征在于：

通过一组电流镜镜像所述与温度无关的电流，并比例调节所述镜像后电流的大小，所述镜像后的电流流经电阻产生的压降即所述输出基准电压，该电压大小可配置。

4.根据权利要求3所述的可调节基准电压产生电路的结构，其特征在于：

所述的各个电阻均由两个不同材质的电阻串联构成，在半导体工艺中，所述两种电阻的材质分别具有正温度系数和负温度系数。

5.根据权利要求4所述的可调节基准电压产生电路的结构，其特征在于：

可调节基准电压产生电路由基准电流产生模块和可调节电压输出模块两部分组成。

6.根据权利要求5所述的可调节基准电压产生电路的结构，其特征在于：

所述基准电流产生模块由PMOS晶体管MP0、PMOS晶体管MP1、PMOS晶体管MP2、PMOS晶体管MP3、PMOS晶体管MP5、NMOS晶体管MN0、NMOS晶体管MN2、运算放大器OP、三极管Q0、三极管Q1、电阻R00和R01组成；其中，MP0、MP1和MP2构成电流镜电路，MP0、MP1、MP2的源极均接电源，其栅极相连并连接到运算放大器OP的输出端，MP0的漏极连接OP的反相输入端、MN2的栅极和Q1的发射极，MP1的漏极连接OP的同相输入端和电阻R00，电阻R00的另一端连接电阻R01，电阻R01的另一端连接Q0的发射极，MP3的源极接电源，其漏极与栅极连接并连接到MN2的源极和MP5的栅极，MN2的源极连接电阻R10，电阻R10的另一端连接电阻R11，电阻R11的另一端接地，MP5的源极接电源，MP5的漏极连接到MP2的漏极、MN0的漏极和栅极，以及可调节电压输出模块中NMOS晶体管MN1的栅极，Q0的基极和集电极接地，Q1的基极和集电极接地，MN0的 源极接地。

7.根据权利要求6所述的可调节基准电压产生电路的结构，其特征在于：

所述的可调节电压输出模块由PMOS晶体管MP6、PMOS晶体管MP7、PMOS晶体管MP8、PMOS晶体管MP9、PMOS晶体管MP10、PMOS晶体管MP11、PMOS晶体管MP12、PMOS晶体管MP13、PMOS晶体管MP14、PMOS晶体管MP15、NMOS晶体管MN1、电阻R20和电阻R21组成；MN1的栅极连接所述基准电流产生模块中NMOS晶体管MN0的栅极和漏极，MN1的源极接地，其漏极连接MP11的漏极和栅极、MP12的栅极、MP13的栅极、MP14的栅极和MP15的栅极，MP11的源极连接MP6的漏极，MP6的源极接电源，MP6的栅极为所述可调节基准电压产生电路的输出使能端EN，MP7的源极接电源，其漏极连接MP12的源极，MP8的源极接电源，其漏极连接MP13的源极，MP9的源极接电源，其漏极连接MP14的源极，MP10的源极接电源，其漏极连接MP15的源极，PMOS晶体管MP7、MP8、MP9、MP10的栅极对应连接所述可调节基准电压产生电路的输出电压控制端S0、S1、S2、S3，MP12、MP13、MP14、MP15的漏极相连，并连接到电阻R20，电阻R20的另一端连接电阻R21，电阻R21的另一端接地，PMOS晶体管MP12、MP13、MP14、MP15的漏极相连即是所述可调节基准电压产生电路的基准电压输出端。

8.根据权利要求7所述的可调节基准电压产生电路的结构，其特征在于：

由PMOS晶体管MP11、MP12、MP13、MP14、MP15组成的电流镜对电流的镜像比例按8倍/4倍/2倍/1倍比例配制，可以产生16级不同电压值的基准电压输出。 

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