CN101179872A - 数字滤波电路、数字滤波程序和噪声消除系统 - Google Patents

数字滤波电路、数字滤波程序和噪声消除系统 Download PDF

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Abstract

公开一种数字滤波电路，用于根据从收集噪声的麦克风输出的噪声信号，产生用于降噪的降噪信号，包括：模/数转换部分；第一数字滤波部分；算术运算处理部分；第二数字滤波部分；和数/模转换部分。第一数字滤波部分和/或所述第二数字滤波部分被配置成以致在采样频率附近的围绕该采样频率的预定范围内获得预定的衰减量。

Description

数字滤波电路、数字滤波程序和噪声消除系统
相关申请的交叉引用
本发明包括与在2006年11月7日在日本专利局申请的日本专利申请JP 2006-301211相关的主题，其整体内容在此以引用的方式并入。
技术领域
本发明涉及供噪声消除系统之用的滤波电路和降噪信号产生方法，所述滤波电路和降噪信号产生方法适用于使用户可以欣赏再现音乐等的头戴受话器，降低噪声的头戴受话器和类似设备，以及使用如上所述的滤波电路和降噪信号产生方法的噪声消除系统。
背景技术
现有技术中存在置于头戴受话器中的主动降噪系统(噪声消除系统(降噪系统))。于是，下面把如上提及的这种降噪系统称为噪声消除系统。目前投入实际使用的噪声消除系统都是以模拟电路的形式实现的，并被分成两种类型：反馈式噪声消除系统和前馈式噪声消除系统。
例如，在日本专利公开No.Hei3-214892(下面称为专利文献1)中公开一种降噪设备。在专利文献1的降噪设备中，麦克风单元被设置在将附到用户的耳朵上的声管中。由麦克风单元收集的声管的内部噪声被反相，并从设置在麦克风单元附近的耳机发出，从而降低外部噪声。
在日本专利公开No.Hei 3-96199(下面称为专利文献2)中公开一种降噪头戴受话器。在专利文献2的降噪头戴受话器中，当它被戴在用户的头上时，第二麦克风被置于头戴受话器和耳道之间。第二麦克风的输出被用于使从第一麦克风(当头戴受话器被戴在用户的头上时，所述第一麦克风被置于耳朵附近，并且收集外部声音)到头戴受话器的传输特性与外部噪声沿其到达耳道的路径的传输特性相同。降噪头戴受话器从而降低外部噪声，而不管头戴受话器以何种方式被戴在用户的头上。
发明内容
在打算由数字滤波器形成现有技术中由模拟电路构成的反馈式和前馈式噪声消除系统的场合下，如果试图使用sigma-delta(∑-Δ)模/数转换器(下面简称为ADC)或者数/模转换器(下面简称为DAC)，那么它们引起这样的问题，即，它们表现出明显的数字延迟，不能实现足够的降噪。尽管即使在目前的情况下也可获得能够进行高速转换的顺序转换型ADC或DAC，不过它们实际上是为军事或商业应用设计的，并且昂贵。于是，难以在包括在消费电器中的噪声消除系统中采用它们。
于是，需要提供一种数字化形式的噪声消除系统，该噪声消除系统能够在不利用能够进行高速转换的顺序转换型ADC或DAC的情况下，实现高质量的降噪。
注意到通过利用头戴受话器外壳的被动隔音特性(passive soundinsulation characteristic)，在一定程度上允许ADC/DAC的混叠滤波器(aliasing filter)的泄漏，能够降低ADC/DAC的延迟量的事实，做出了本发明。
按照本发明，提供一种数字滤波电路，用于根据从收集噪声的麦克风输出的噪声信号，产生用于降噪的降噪信号，所述数字滤波电路包括：模/数转换部分，用于把噪声信号转换成数字噪声信号，第一数字滤波部分，用于进行数字噪声信号的抽选(decimation)处理，算术运算处理部分，用于根据抽选处理获得的数字噪声信号，产生数字降噪信号，第二数字滤波部分，用于进行数字降噪信号的内插处理，和数/模转换部分，用于把内插处理获得的数字降噪信号转换成模拟信号，所述第一数字滤波部分和/或所述第二数字滤波部分被配置成以致在采样频率附近的围绕该采样频率的预定范围内获得预定的衰减量。
在该数字滤波电路中，具有数字滤波器结构、并被配置成进行数字噪声信号的抽选处理的第一数字滤波器部分和/或类似地具有数字滤波器结构、并被配置成进行数字降噪信号的内插处理的第二数字滤波器部分在采样频率附近的预定范围内获得预定或者所需的衰减量。
从而，即使在以数字化形式形成第一和/或第二数字滤波器，同时其中的延迟量被降低的场合下，能够形成在适当的定时用于消除噪声的降噪信号，并适当地进行降噪。因此，噪声消除系统可被这样配置，以致由于其中可以使用数字滤波电路，系统设计被简化，并且使用性能被提高，此外，噪声被适当地降低，从而允许高质量地再现声音。
数字滤波电路可被用作噪声消除系统中用于形成降噪信号的滤波电路，在噪声消除系统中，过去是以模拟电路的形式形成滤波电路的。从而，数字滤波电路能够降低处理延迟，而不必使用具有高处理能力的昂贵的ADC或DAC，从而能够形成在适当的定时降噪的信号。
结合附图，根据下面的说明和附加权利要求，本发明的上述和其它目的、特征和优点将变得明显，附图中，相同的附图标记表示相同的部件或元件。
附图说明
图1A和1B分别是表示反馈式噪声消除系统的示意图和方框图；
图2A和2B分别是表示前馈式噪声消除系统的示意图和方框图；
图3是图解说明表现出图1中所示的反馈式噪声消除系统的特性的计算表达式的示图；
图4是图解说明反馈式噪声消除系统中的相位余量和增益余量的板框图。
图5是图解说明表现出图2中所示的前馈式噪声消除系统的特性的计算表达式的示图；
图6A、6B和6C是表示在以数字电路的形式形成图1B中所示的反馈式噪声消除系统的FB滤波电路的情况下的配置例子的方框图；
图7A和7B是图解说明在采样频率为48kHz的情况下，与40个样本的延迟量对应的增益和相位的示图；
图8A、8B和8C是图解说明在采样频率为48kHz，并且延迟量分别为1个样本、2个样本和3个样本的情况下相位的状态的示图；
图9A和9B是图解说明在反馈式噪声消除系统中，从驱动器到麦克风的传递函数的测量值的示图；
图10A和10B是表示FB滤波电路，尤其是ADC和DAC的配置的方框图；
图11是图解说明线性相位式FIR滤波器的系数特性的示图；
图12A、12B和12C是图解说明在FIR移动平均滤波器为一个的情况下的频率振幅特性的方框图和示图；
图13A、13B和13C是图解说明在FIR移动平均滤波器为三个的情况下的频率振幅特性的方框图和示图；
图14A、14B和14C是图解说明在FIR汉明滤波器为一个的情况下的频率振幅特性的方框图和示图；
图15A、15B和15C是图解说明在FIR汉明滤波器为二个的情况下的频率振幅特性的方框图和示图；
图16是图解说明普通的封闭头戴受话器的隔音特性的例子的示图；
图17A、17B和17C是图解说明在不同的条件下生产的DAC的特性的示图；
图18A和18B是图解说明目标滤波器的频率特性的示图；
图19是图解说明以96kHz的采样频率工作的噪声消除系统的结构以及信号的状态的方框图；
图20是图解说明与用在图19的噪声消除系统的FB滤波电路中的低阶FIR滤波器有关的特殊例子的示图；
图21是图解说明以48kHz的采样频率工作的噪声消除系统的结构以及信号的状态的方框图；
图22是图解说明与用在图21的噪声消除系统的FB滤波电路中的低阶FIR滤波器有关的特殊例子的示图；
图23是表示反馈式噪声消除系统的方框图；
图24是表示前馈式噪声消除系统的方框图；
图25和26是表示既包括反馈系统，又包括前馈系统的噪声消除系统的结构的不同例子的方框图。
具体实施方式
噪声消除系统
主动降低外部噪声的系统，即，噪声消除系统开始在头戴受话器和耳机中普及。市场上的几乎所有噪声消除系统都由模拟电路构成，并且就噪声消除技术来说，可以粗略分成反馈式和前馈式噪声消除系统。
在说明本发明的一个优选实施例之前，参考图1A-5说明反馈式噪声消除系统的结构和工作原理的例子与前馈式噪声消除系统的结构和工作原理的例子。
反馈式噪声消除系统
首先，说明反馈式噪声消除系统。图1A表示在应用反馈式噪声消除系统的头戴受话器被戴在用户的头部，即，戴在用户头部HD的情况下，右声道一侧的结构。同时，图1B表示反馈式噪声消除系统的总体结构。
在应用反馈系统的情况下，麦克风111一般被置于头戴受话器外壳(外壳部分)HP之内，如图1A中所示。麦克风111收集的信号(噪声信号)的反相分量(降噪信号)被反馈并被用于伺服控制，以降低从外部进入头戴受话器外壳HP中的噪声。这种情况下，麦克风111的位置变成与用户的耳朵的位置对应的消除点或者控制点CP。于是，考虑到降噪效果，麦克风111常常被置于在用户的耳朵附近的位置，即，被置于均衡器16的振动膜的正面上。
下面参考图1B更详细地说明反馈式噪声消除系统。图1B中所示的反馈式噪声消除系统包括麦克风和麦克风放大部分11，它包括麦克风111和麦克风放大器112。噪声消除系统还包括用于反馈控制的滤波电路(下面称为FB滤波电路)12，合成部分13，功率放大器14，包括驱动电路151和扬声器152的驱动器(driver)15，和均衡器16。
在图1B中所示的方框中描述的字符A、D、M和-β分别表示功率放大器14、驱动器15、麦克风和麦克风放大部分11和FB滤波电路12的传递函数。类似地，均衡器16的方框中的字符E表示将乘以倾听目标的信号S的均衡器16的传递函数，置于驱动器15和消除点CP之间的方框的字符H表示从驱动器15到麦克风111的空间的传递函数，即，驱动器和消除点之间的传递函数。以复数表示的形式表现提及的传递函数。
参见图1A和1B，字符N表示从位于外部的噪声源NS进入头戴受话器外壳HP中麦克风的位置的周围部分的噪声，字符P表示进入用户的耳朵的声压或输出声音。噪声N进入头戴受话器HP的原因是以声压的形式从头戴受话器外壳HP的耳垫的间隙泄漏的声音，或者作为施加于头戴受话器外壳HP的声压造成的头戴受话器外壳HP的振动的结果，传输到所述外壳内的声音。
此时，图1B中进入用户的耳朵的声压P可用图3中的表达式(1)表示。如果注意图3中的表达式(1)中的噪声N，可意识到噪声N衰减为1/(1+ADHMβ)。对于图3的表达式(1)的系统来说，为了在降噪对象频带内稳定地起噪声消除机构的作用，图3中的表达式(2)必须被满足。
一般来说，由于反馈式噪声消除系统中的传递函数的乘积的绝对值大于1(1＜＜ADHMβ)，因此可按照下述方式连同以前的控制理论中的Nyquist的稳定性决策一起解释按照图3的表达式(2)的系统的稳定性。
考虑当在图1B中的一个地方(-ADHMβ)切断与噪声N相关的回路时产生的“开环”。例如，如果切断的部分被设置在麦克风和麦克风放大部分11与FB滤波电路12之间，那么可形成“开环”。该开环具有由如图4中所示的板框图表示的特性。
在该开环被选为对象的情况下，根据Nyquist的稳定性决策，需要满足两个条件：(1)当相位通过0°点时，增益必须低于0dB(0分贝)，(2)当增益大于0dB时，相位必定不包括0°的点。
如果上面的条件(1)和(2)任意之一未被满足，那么对该回路应用正反馈，导致回路的振荡(啸叫)。在图4中，附图标记Pa和Pb一个一个单独表示相位余量，Ga和Gb一个一个单独表示增益余量。在这种余量较小的情况下，取决于利用应用噪声消除系统的头戴受话器的用户之间的个人差异，以及取决于配戴头戴受话器时的散乱(dispersion)，振荡可能性较高。
特别地，图4中的横坐标轴表示频率，而纵坐标轴在其下半部和上半部分别表示增益和相位。从而，当相位通过0°点时，从图4中的增益余量Ga和Gb可看出，如果增益小于0dB，那么对回路应用正反馈，从而导致振荡。但是，当增益等于或大于0dB时，除非相位不包括0°点，否则对回路应用正反馈，从而导致振荡，如图4中的相位余量Pa和Pb所示。
除了上面说明的降噪功能之外，现在说明必要声音自其中包含图1B中所示的反馈式噪声保护(securing)系统的头戴受话器的再现。图1B中的输入声音S是最初将由头戴受话器的驱动器再现的声音信号，例如来自音乐再现设备的音乐信号，位于所述外壳之外的麦克风的声音或者诸如电话通信之类的通信的声音信号(这种情况下，头戴受话器被用作耳机)的通称。
如果注意图3中的表达式(1)中的输入声音S，那么均衡器16的传递函数E中由图3中的表达式(3)表示。此外，如果还考虑图3的表达式(3)中均衡器16的传递函数E，那么图1B的噪声消除系统的声压P可由图3中的表达式(4)表示。
如果假定麦克风111的位置非常接近耳朵的位置，那么由于字符H表示从驱动器15到麦克风(耳朵)111的传递函数，字符A和D分别表示功率放大器14和驱动器15的传递函数，因此可认识到获得与不具有降噪功能的普通头戴受话器类似的特性。要注意的是这种情况下，均衡器16的传递函数E基本上等同于频率轴上呈现的开环特性。
前馈式噪声消除系统
现在，说明前馈式噪声消除系统。图2A表示应用前馈式噪声消除系统的头戴受话器系统被戴在用户的头部，即，戴在用户头部HD的情况下，右声道一侧的结构。同时，图2B表示前馈式噪声消除系统的总体结构。
在前馈式噪声消除系统中，麦克风211基本上被置于头戴受话器HP之外，如图2A中所示。从而，麦克风211收集的噪声经历适当的滤波处理，随后由设置在头戴受话器外壳HP内的驱动器25再现，以致噪声在邻近用户的某一位置被消除。
下面参考图2B更详细地说明前馈式噪声消除系统。图2B中所示的前馈式噪声消除系统包括麦克风和麦克风放大部分21，它包括麦克风211和麦克风放大器212。噪声消除系统还包括用于前馈控制的滤波电路(下同称为FF滤波电路)22，合成部分23，功率放大器24，及包括驱动电路251和扬声器252的驱动器25。
另外，在图2B中所示的前馈式噪声消除系统中，在各个方框中描述的字符A、D和M分别表示功率放大器24、驱动器25及麦克风和麦克风放大部分21的传递函数。此外，在图2中，字符N表示外部噪声源。噪声从噪声源N进入头戴受话器HP的主要原因是上面关于反馈式噪声消除系统说明的那些原因。
此外，在图2B中，从外部噪声N的位置到消除点CP的传递函数，即，噪声源和消除点之间的传递函数由字符F表示。此外，从噪声源N到麦克风211的传递函数，即，噪声源和麦克风之间的传递函数由字符F′表示。此外，从驱动器25到消除点(耳朵位置)CP的传递函数，即，驱动器和消除点之间的传递函数由字符H表示。
从而，如果成为前馈式噪声消除系统的核心的FF滤波电路22的传递函数由-α表示，那么图2B中进入用户的耳朵的声压或者说输出声音P可由图5中的表达式(1)表示。
这里，如果考虑理想条件，那么噪声源和消除点之间的传递函数F可由图5中的表达式(2)表示。从而，如果把图5中的表达式(2)代入图5中的表达式(1)，那么由于第一项和第二项相互抵消，因此图2B中所示的前馈式噪声消除系统中的声压P可由图5中的表达式(3)表示。根据表达式(3)，可认识到噪声被消除，而只有音乐信号或者待倾听的目标声音信号等保留下来，能够欣赏到与在普通的头戴受话器操作中的声音类似的声音。
但是，实际上，难以获得具有完全满足图5中图解说明的表达式(2)的传递函数的完整滤波器的结构。特别是在中高频区中，由于耳朵的形状因人而异，头戴受话器的附着状态因人而异，从而个体差异较大，以及由于所述特性随着噪声的位置和麦克风的位置而变化，因此通常不进行如上所述的主动降噪处理，而常常应用借助头戴受话器外壳的被动遮音。要注意的是从图5中的表达式(2)显而易见，表达式(2)表示从噪声源到耳朵位置的传递函数可由包括传递函数α的电路模拟。
要注意的是不同于反馈式噪声消除系统，图2A和2B中所示的前馈式噪声消除系统中的消除点CP可被设成用户的任意耳朵位置，如图2A中所示。但是，一般情况下，传递函数α是固定的，并且针对某一对象特性在设计阶段被预先确定。于是，存在发生这种现象的可能性，即，由于耳朵的形状因人而异，因此不能实现足够的噪声消除效果，或者增加了噪声分量，但是不是逆相的噪声分量，从而导致异常声音的产生。
由此，反馈式和前馈式噪声消除系统一般具有不同的特性，因为虽然前馈式噪声消除系统的振荡可能性较低，从而稳定性较高，但是难以获得足够的衰减量，而前馈式噪声消除系统虽然能够预期大的衰减量，但是需要注意系统的稳定性。
单独提出了一种使用自适应信号处理技术的降噪头戴受话器。就使用自适应信号处理技术的降噪头戴受话器来说，麦克风被设置在头戴受话器的内侧和外侧。内侧麦克风被用于分析误差信号以便用滤波处理分量消除，并产生和更新新的自适应滤波。但是，位于头戴受话器外的麦克风基本上由数字滤波器处理和再现，因此该降噪头戴受话器一般具有前馈系统的形式。
噪声消除系统的数字化形成的必要性和问题
虽然如上所述实现了由模拟电路形成的反馈式和前馈式噪声消除系统，不过需要由数字电路形成这样的数字噪声系统。下面，特别说明噪声消除系统的数字化形成的必要性和问题。此外，特别说明解决所述问题的发明。
要注意的是，在下面的说明中，为了简化说明，作为一个例子，主要说明对表现出高的噪声衰减效果的反馈式噪声消除系统的应用。但是，就前馈式噪声消除系统来说，数字化的必要性和数字化方面的问题同样存在，本发明能够类似地解决这些问题。
噪声消除系统的数字化形成的必要性
首先，说明噪声消除系统的数字化形成的必要性。如果能够以数字化形式形成FB滤波电路12(它是反馈式噪声消除系统中的传递函数(-β)部分)，那么能够获得如下(1)-(4)中所描述的优点。
具体地说，(1)一种许可多种模式的自动选择或者用户的手动操作，并且用户看来使用性能被提高的系统。(2)当使用允许微调控制的数字滤波器时，能够实现离散降低的高精度的控制质量，导致降噪量和降噪频带的增大。
此外，(3)由于能够在不改变部件的数目的情况下，通过修改算术运算处理装置(数字信号处理器(DSP)/中央处理器(CPU))的软件，改变滤波器波形，因此系统设计或装置特性的变化中所涉及的变更被简化。(4)由于相同的ADC/DAC和DSP/CPU还被用于诸如音乐再现或电话对话之类的外部输入，因此通过对这样的外部输入信号也应用高精度的数字均衡，能够预期高音质再现。
如果能够按照这种方式以数字化形式形成FB滤波电路12，那么对于各种情况，灵活的控制都变得可能，并且能够配置可高质量地消除噪声，而与使用系统的用户无关的系统。
噪声消除系统的数字化形成方面的问题
但是，如上所述，只有其对应于FB滤波电路12的部分由模拟电路形成的系统才作为反馈式噪声消除系统被投入实际使用。通过使用ADC、形成数字滤波处理机构(算术运算处理部分)的DSP或CPU、DAC等，可由数字电路构成由模拟电路形成的FB滤波电路12。
但是，具有数字电路结构的FB滤波电路12需要许多的处理时间。于是，FB滤波电路12引起处理对象的信号的延迟，并且不能恰当地消除噪声。这成为数字化形成的一个阻碍因素。如果更详细地研究数字化形成的该阻碍因素，那么认为上面所述的信号的延迟主要由在用DSP和CPU(下面称为DSP/CPU)构成的算术运算处理部分(算术运算处理设备)的前后插入的ADC和DAC的延迟引起，而不是由用DSP/CPU构成的数字滤波处理机构(产生用于降噪的降噪信号的算术运算处理部分)的延迟引起。
图6A、6B和6C表示上面关于图1B说明的反馈式噪声消除系统的FB滤波电路12的结构的例子，这里FB滤波电路12以数字化形式形成。虽然图1B中同样用单一方框表示FB滤波电路12，为了以数字化形式形成图6A中用单一方框表示的FB滤波电路12，FB滤波电路12由ADC 121、DSP/CPU 122和DAC 123构成，如图6B中所示。尽管数字滤波器可被相当自由地配置成DSP/CPU 122中的软件，不过它受内置在ADC 121和DAC 123中的滤波器的延迟影响极大。
这里，ADC 121用于把麦克风111收集的，并由麦克风放大器112放大的信号(噪声信号)转换成数字信号，即，数字噪声信号。同时，DSP/CPU 122考虑到相关电路部分的传递函数，和驱动器与消除点之间的传递函数等等，形成相位与噪声信号的相位相反，并且能够消除噪声信号的降噪信号。此外，DAC 123把采取DSP/CPU 122形成的数字信号形式的降噪信号转换成模拟信号。
如果从功能上表示图6B中所示的FB滤波电路12的结构，那么它可被表示成由产生延迟L的数字滤波部分121、123和用DSP/CPU构成的数字滤波部分122形成。从而，在数字化FB滤波电路12中，对于采样频率Fs，强制产生L个样本的延迟，如图6C中所示。从而，即使利用DSP/CPU自由地设计数字滤波器，该延迟分量必定会被串联地插入，如图6C中的等同方框中所示。要注意的是在适用的附图中，[样本]单位被简写成[smp]。
例如，作为一个一般例子，如果假定对于采样频率Fs，在采样频率为48kHz的每个ADC和DAC装置内产生的延迟量为20个样本，那么即使不进行与DSP/CPU相关的算术运算等，FB滤波电路12中的ADC和DAC也会产生总共40个样本的延迟。从而，40个样本的延迟作为该开环的延迟被应用于整个系统。
下面利用实际的测量值更详细地说明FB滤波电路12中涉及的延迟量。图7A和7B图解说明在采样频率Fs为Fs＝48kHz的情况下，与40个样本的延迟量对应的增益和相位。同时，图8A-8C图解说明在采样频率Fs为Fs＝48kHz的时候，在延迟量为1个样本、2个样本和3个样本的情况下相位的状态。此外，图9A和9B图解说明反馈式噪声消除系统中从驱动器到麦克风的传递函数的测量值。
更具体地说，在图7A中，横坐标轴表示频率，纵坐标轴表示增益。同时，在图7B中，横坐标轴表示频率，纵坐标轴表示相位。如图7B所示，相位的旋转从数十Hz开始，并且相位旋转很大的量，直到频率达到Fs/2(24kHz)，即达到采样频率Fs的一半为止。
如果能够理解采样频率Fs＝48kHz下一个样本的延迟对应于Fs/2频率下180°(π)的相位延迟，如图8A中所示，并且类似地，两个样本和三个样本的延迟分别对应于360°(2π)和540°(3π)，如图8B和8C中所示，那么能够容易地认识到这一点。换句话说，本例中，当延迟量增大一个样本时，相位延迟增大π。
同时，在反馈式噪声消除系统中，同样如图1A中所示，由于麦克风111的位置被设定为在驱动器15的正面附近的地方，因此它们之间的距离较小，可认识到从驱动器到麦克风的传递函数表现出相当小的相位旋转量，如图9B中所示。另外根据图7B和图9B之间的比较可明显地看出这一点。
反馈式噪声消除系统中从驱动器到麦克风的传递函数(其特性曲线在图9A和9B中图解说明)对应于图3的表达式(1)和(2)中的ADHM，并且该传递函数和频率轴上FB滤波电路12的-β特性之间的乘积的结果实际上形成开环。该开环的特性必须满足两个条件，包括条件(1)当相位经过0°的点时，增益必须小于0dB(0分贝)，条件(2)当增益大于0dB时，相位必须不包括0°的点。
如果这里再次检查图7B的相位特性，那么可看出在从0°开始相位旋转之后，在1kHz附近相位旋转一周(2π)。另外，在图9B的ADHM特性中(在从驱动器到麦克风的传递特性中)，同样存在相位延迟，取决于从驱动器到麦克风的距离。
如果检查在从功能上表示FB滤波电路12的图6C中所示的方框图或者结构，那么在可被自由设计的(利用DSP/CPU实现的)滤波部分122串联地与DSP/CPU的延迟分量连接的时候，基本上难以根据因果律设计数字滤波部分122中具有超前相位的滤波器。但是，根据滤波器波形的构成，可能能够仅仅在特定的频带内补偿“部分”相位超前。但是，不可能在宽频带内形成这种补偿由ADC/DAC的延迟分量引起的相位旋转的相位超前电路。
由此，可认识到即使利用FB滤波电路12(-β方框)中的DSP/CPU122设计优选的数字滤波器，可从这种情况下的反馈结构获得降噪效果的频带局限于小于约1kHz，在所述1kHz下，相位旋转一周，并且如果采取同样包含ADHM特性的开环，以及考虑到相位余量和增益余量，那么衰减量和衰减频带被进一步缩小。
噪声消除系统的数字化形成所涉及的问题的解决方案
根据上面说明的问题的研究，可认识到如果在用在反馈式噪声消除系统中的FB滤波电路12中所使用的ADC 121和DAC 123中产生的延迟时间被降低，那么在FB滤波电路12中产生的相位旋转可被降低，这便于FB滤波电路12的设计，并且使得能够增大降噪效果频带宽度。
但是，如果使用能够进行高速转换的顺序转换式ADC或DAC，那么可能需要高的成本，并且这种ADC或DAC的使用不切实际。于是，本发明使得即使在使用通常采用的比较起来不太昂贵的sigma-delta型ADC或DAC的情况下，也能够降低延迟时间。
产生延迟的主要因素
首先解释在FB滤波电路12中的ADC 121和DAC 123中造成延迟的主要因素。
如图6B和10A中所示，FB滤波电路12包括ADC 121、DSP/CPU部分122和DAC 123。如图10B中所示，ADC 121包括非混叠滤波器1211、sigma-delta(∑-A)ADC部分1212和抽选滤波器1213。同时，DAC 123包括内插滤波器1231、sigma-delta(∑-Δ)DAC部分1232和低通滤波器1233。
通常，ADC 121和DAC 123都使用其中使用1比特信号的过采样方法和sigma-delta调制。例如，在DSP/CPU部分122对模拟输入进行数字信号处理的情况下，模拟输入被转换成1Fs/多个比特(多数情况下，6比特-24比特)。但是，按照∑-Δ方法，在多数情况下，采样频率Fs[Hz]被升高到M位的MFs[Hz]，从而进行过采样。
在图10中所示的FB滤波电路12中，设置在ADC 121的入口的非混叠滤波器1211和设置在DAC 123的出口的低通滤波器1233分别防止输入和输出超过每个采样频率Fs 1/2(一半)的频带中的信号。但是实际上，由于非混叠滤波器1211和低通滤波器1233都由模拟装置形成，因此在Fs/2(采样频率Fs的一半)附近，难以获得陡峭衰减特性。
特别地，在图10B中，抽选滤波器1213包括在ADC一侧，而内插滤波器1231包括在DAC一侧，抽选滤波器1213和内插滤波器1231分别被用于进行抽选处理和内插处理。同时，在抽选滤波器1213和内插滤波器1231中，高阶陡峭数字滤波器被用于应用频带限制，以分别减轻接受模拟信号的非混叠滤波器1211和输出模拟信号的低通滤波器1233的负担。
在ADC 121和DAC 123中发生的延迟主要由抽选滤波器1213和内插滤波器1231中的高阶数字滤波器产生。特别地，由于使用在具有MFs[Hz]的采样频率的区域中具有高阶数(就FIR滤波器来说，具有大量的抽头)的滤波器来获得在Fs/2附近陡峭的特性，因此产生延迟。在该数字滤波部分中，为了避免相位失真恶化时间波形的有害影响，使用具有线性相位特性的FIR滤波器。特别地，存在偏爱使用基于移动平均滤波器的FIR滤波器的倾向，移动平均滤波器能够借助SINC函数(sin(x)/x)实现内插特性。
要注意的是，就线性相位滤波器来说，滤波器长度一半的时间几乎构成一个延迟量。例如，在具有如图11中所示的系数(即，滤波器长度为20个样本，并且在10个样本下系数为1，在其它部分中，系数为0或接近0的值)的线性相位类型的FIR滤波器中，实际的延迟量为10个样本。FIR滤波器自然能够表示表现出更陡峭的倾斜，并且当阶数(抽头数)增大时，提供更大的衰减效果的特性。
由于低阶数的滤波器并提供足够的衰减量，而是提供很弱的衰减，并且受混叠影响极大，因此并不经常被使用。但是，在反馈式噪声消除系统中使用低阶数的滤波器的情况下，能够使用满足如下所述的条件的FIR滤波器，从而能够减小延迟时间。
当延迟时间减小时，如上参考图7所述，相位旋转降低。从而，当FB滤波电路12被用于产生如上参考图4说明的复合开环特性时，其中所述特性大于0dB的带宽可被扩展。从而，在噪声消除机构的频带和衰减特性方面能够获得良好的效果。另外，易于估计生产滤波器时的自由度增大。
低阶数滤波器的可用性
这里，说明实际ADC 121的抽选滤波器1213和实际DAC 123的内插滤波器1231中的数字低通滤波器(LPF)的例子。
要注意的是，在图12B、13B、14B和15B中，沿频率轴的特性由对数标度表示，而在图12C、13C、14C和15C中，沿频率轴的特性由线性标度表示。
现在，采样频率Fs被设置成Fs＝96[kHz]，过采样的倍数M被设置成256。这种情况下，图12B和12C图解说明当如图12A中所示，在256Fs[Hz](＝256×96kHz)下应用滤波器长度为512个样本的移动平均滤波器(在FIR结构中，所有系数具有1/512的值)时，一直到2Fs(192kHz)的SINC滤波器的频率振幅特性。
这种情况下，就256Fs的采样频率区中的FIR算术运算来说，由于如上所述，延迟时间为滤波器长度的一半，因此这种情况的延迟时间对应于256个样本(所述256个样本为512样本的FIR滤波器长度的一半)。由于256Fs的采样频率区中的FIR算术运算的延迟时间对应于256个样本，因此如果延迟时间被转换成Fs(96kHz)区中的延迟时间，那么发生对应于一个样本的延迟。
这为ADC和DAC所共有。但是这种情况下，从图12b和12c可看出，在高于Fs/2(48kHz)的频带中，振幅也仅仅衰减大约-20dB。于是，图12中所示的数字LPF的实用性低。于是，合理的想法是把FIR滤波器视为一级，相继增大级数来增大衰减特性。
例如，这里考虑三级串联连接图12A中所示的FIR移动平均滤波器，如图13A中所示。在按照这种方式连接FIR移动平均滤波器的情况下，在高于Fs/2(48kHz)的频带中，能够获得更高的衰减特性，如图13b和13c中所示。从而，能够降低混叠对ADC和DAC的影响。
这种情况下，由于每一级的Fs(96kHz)采样的延迟量为1个样本，因此总延迟对应于3个样本。在ADC和DAC被用于普通光盘(CD)的音乐信号再现等时，与图13B和13C的情况相比，需要更大的滤波衰减量。于是，级数被进一步增大，或者FIR滤波器的阶数被增大。从而，延迟时间会增大。
但是，CD等的播放器仅仅用于再现，不同于要求实时控制的其它设备，即使存在一定的延迟量也无关紧要。此外，用于防止混叠的数字滤波器不必是系数值和FIR的系数相等的移动平均类型的SINC滤波器。另外，在保持线性相位特性的时候，通过利用加权可获得所需的特性。
例如作为一个例子，假定使用在256Fs的采样频率区中滤波器长度为768样本(256×3)的具有汉明窗口的FIR汉明滤波器，如图14A中所示。图14B和14C中图解说明图14A的FIR汉明滤波器的频率振幅特性。这种情况下，由于在256Fs下，滤波器长度为768个样本，如图14A中所示，因此256Fs下的延迟时间对应于384个样本。因此，Fs(96kHz)下的延迟时间对应于1.5个样本。
同时，图15B和15C图解说明在如图15A中所示两级串联连接图14A中所示的FIR汉明滤波器的情况下的频率振幅。这种情况下的延迟时间和图13A-13C的情况下的延迟时间相同，在Fs(96kHz)下对应于3个样本。虽然在比较图14B、14C和15B、15C中图解说明的特性曲线与在图12B、12C和13B、13C中图解说明的特性曲线的情况下，延迟量基本相同，不过Fs/2附近的衰减量较低，与图12A、12B和13A、13B的情况相比，在图14A、14B和15A、15B的情况下，Fs附近的衰减量更高。
按照这种方式，可认识到即使不使用大阶数的滤波器，在保持线性相位特性的时候，通过增大滤波器级数或者通过利用允许加权的滤波器，能够获得所需的衰减特性。
低阶数滤波器对噪声消除滤波器的应用
现在，研究包含如上所述的数字滤波器的ADC和DAC对使用数字信号处理的实际噪声消除头戴受话器系统的应用。
头戴受话器的外壳特性
首先，作为一个重要的假设，由于本发明目的主要在于头戴受话器的应用，因此首先研究头戴受话器的外壳特性的隔音。
图16图解说明流行的封闭(非开放)式头戴受话器的隔音的例子。具体地说，图16图解说明当从消声室中的扬声器再现白噪声，并且由距离扬声器1米远的模拟头收集声音时的结果。在图16中，横坐标轴表示频率(Hz)，纵坐标轴表示增益(dB)。纵坐标轴上的增益表示声压的相对值。在图16中，图解说明了当头戴受话器未戴在头上时和当头戴受话器戴在头上时，在耳朵位置的特性曲线。
从图16中图解说明的特性曲线可看出，尽管头戴受话器外壳的隔音性能在低频区中表现不大，不过在几百Hz或更高的高频区中表现出20dB-30dB或更高的被动隔音性能，随着频率的增大，隔音性能增大。
数字滤波器(β电路)122
现在，关注反馈式噪声消除系统中的由DSP或CPU形成的DSP/CPU部分(β电路)122。本质上，反馈式噪声消除系统通过向如图9A和9B中所示的ADHM特性增加DSP/CPU部分122(β电路)的特性，准备如图4中所示的这种形状(特性)，从而形成伺服系统。
此外，如上所述，在包括ADC或DAC的实际系统中，由于如图6c中所示必定发生数字滤波电路的延迟，因此发生相位旋转。这成为缩小图4中的衰减效果区(即，图4中由斜线表示的区域)的原因之一。
在图9B中，如果关注相位特性的转变，并且相位余量被估计成约为60°，那么在频率从10Hz变化到4kHz的时候，相位在约120°和-120°之间变化。如果假定理想情况下，DSP/CPU部分122的延迟接近于0，那么可认识到从低频位置到约4kHz的范围是其中借助实际的反馈系统，可预期获得衰减效果的有效频带。
要注意的是高于4kHz的频带是其间头戴受话器外壳能够获得足够的被动衰减特性的区域，如图16所示。另外，由于中高频范围中的一些声音在日常生活中经常被用作供通告危险之用的报警信号等，因此必须考虑噪声消除系统不会有意衰减该声音。
综合上面所述，噪声消除系统的有效频带的高频极限可被设为例如距离系统区域或者应用范围4kHz。要注意的是一直到4kHz的有效频带是其间能够应用理想的DSP/CPU部分122(β电路)，即，延迟接近于0的DSP/CPU部分122的频带。实际上，有效频带被延迟所引起的相位旋转，每个换能器的特性等缩小。
上面说明了ADC和DAC的延迟以及头戴受话器外壳的被动隔音特性。特别地，虽然在图12a-15c中讨论了包括在ADC和DAC中的数字滤波器，不过数字滤波器被有意设计成“比较低阶的滤波器”，以使延迟时间在Fs(在上面说明的例子中，96kHz)采样范围中较短。实际上，在用于在CD、SACD(超级音频光盘)或DVD(数字通用视盘)中处理的较宽频带的声音内容的ADC或DAC中使用所述数字滤波器的场合下，所述数字滤波器的衰减量较小，不是非常可取。
但是，如果考虑到降噪对象主要是低频范围中的噪声(后面说明)的本质，上面说明的头戴受话器外壳的被动特性，系统中的换能器的一般性质等，那么即使就“比较低阶的滤波器”来说，噪声消除系统也能够充分发挥作用。这在下面说明。
要注意的是，虽然上面使用了术语“比较低阶的滤波器”，不过如上所述，在ADC 121和DAC 123中，线性相位FIR滤波器常常用于过采样区中的处理，尽管使用了“低阶”的表述，不过这里低阶意味着过采样MFs区上的滤波器长度至少大于M个样本。
低阶滤波器用于噪声消除的可行性的核实
作为即使如图2A-15C所示，低阶滤波器具有混叠泄漏(leakage)特性，不过低阶滤波器仍然完全可被用作噪声消除系统的组件的事实的背景，对象噪声的频带约为4kHz，与采样频率Fs相比很低，并且Fs/2的频率超过可听范围(20kHz)被认为是一个重要的因素。要注意的是，如果前者用频带比值来表示，那么在96kHz的Fs下，它低至1/20或者更小，在48kHz的Fs下，它低至1/10或者更小。当采样频率Fs增大时，该比值自然增大。
图17A-17C图解说明在不同条件下形成的DAC的特性。这里，为了再次解释ADC和DAC中的滤波器波形，考虑其中降噪对象带宽(降噪频带)被设为与DC-Fn(Hz(这里，Fn＝4kHz))的频率接近的频率，并且作为一个简易例子，DAC 123不包括FIR滤波器的状态。这种情况下，在高于Fs/2的频率范围中产生成像(imaging)信号，并且从DAC123输出具有如图17A中所示频带特性的信号。
这里，就头戴受话器的内侧来说，假定由于被动隔音特性的缘故，几乎所有的噪声分量都具有低于Fn(＝4kHz)的频率，并且频率Fn具有降噪对象的最高频率值。此时，由于在该空间中几乎不存在频率低于Fn～Fs/2的噪声信号，因此不存在如图17A中所示的将在高频带中被折叠(fold back)的对象。这里，假定不使用图1中的输入声音部分，或者通常使用低于3kHz的声音信号，那么不产生任何不必要的成像信号。
如果不产生频率高于Fs/2的这种成像信号，那么在外壳中几乎不存在频率高于Fn的声音。于是，如果考虑反馈环，那么在该频带中不会出现在麦克风收集声音之后由ADC造成的混叠。要注意的是，如果Fs/2大于可听范围，即使应出现成像(imaging)，用户也根本听不到。
但是，由于低于Fn的频率范围具有噪声信号的电平，因此对于(Fs-Fn)～(Fs+Fn)和(2Fs-Fn)～(2Fs+Fn)频带，DAC产生如图17A中所示的输出。于是，最初必须利用FIR滤波充分降低该频带内的电平。
尽管一直到很高的频带，接连出现折叠噪声，不过本质上即使借助普通的低阶滤波器，随着频率的增大，也能够容易地增大衰减。这里，图17B中图解说明了在Fs高于可听范围的2倍，并且低阶FIR滤波器内置在DAC中的场合下(或者考虑模拟滤波器特性或者第0阶保持特性的场合下)，DAC 123的特性。从图17B明显可看出，尽管一直到很高的频率范围，接连出现折叠噪声，不过本质上即使借助普通的低阶滤波器，随着频率的增大，也能够容易地增大衰减。
此外，由于当频率增大时，连接在DAC之后某一级的模拟滤波器或者DAC的第0阶保持特性的孔径效应衰减不断增大的量(不过该衰减缓和)，因此自然认为它具有如图17B中所示的特性。综合上面所述，可以认识到要关注的是实际应用中的最低成像噪声频带(Fs-Fn)～(Fs+Fn)。
可把衰减特性设计成以至衰减特性只在该频带中特别好，而在其它频带中，延迟时间取得优先(使滤波器长度更短)，以致可允许一些混叠泄漏增益。例如，可产生和并入具有如图18A和18B中所示的频率特性的滤波器，作为内置在DAC中的滤波器。
特别地，可产生其中如图18A和18B中所示，在采样频率Fs(＝96kHz)附近能够保证预定衰减的滤波器。更具体地说，可以使用其中在相对于采样频率Fs的(Fs-4kHz)～(Fs+4kHz)的范围内，能够保证-60dB以上的衰减的滤波器。
此外，就采样频率Fs来说，由于它被设置成使Fs/2大于可听范围，以致即使存在折叠信号，滤波器的泄漏也不会以声音的形式被听到。从而，听者不会感到不熟悉。
此外，如果采样频率Fs被设成可听范围的两倍(大于20kHz)，那么由于距离检测降噪对象(4kHz)的实际例子的电平足够远，因此折叠对象的频率的位置也远离降噪频带Fn。从而，不必要求低阶FIR数字滤波器本身的陡度(steepness)。
要注意的是，从图17C可看出(图17C表示在采样频率Fs比较接近降噪频带Fn(在本例中，4kHz)的场合下，比如其中采样频率Fs为例如16kHz的情况下，FB滤波电路12的特性)，如果采样频率Fs为16kHz，那么可能需要在12kHz-20kHz中具有足够衰减的陡峭(steep)滤波器。这导致阶数(滤波器抽头的数目)的增大和延迟量的增大。
此外，虽然上面的说明涉及DAC的例子，不过如果关于模拟输入重写模拟输出的内容，这也类似地适用于ADC。于是，可以包括利用具有内置ADC的滤波器来降低延迟量的类似滤波器波形，从而扩展噪声消除系统的有效频带。
此外，尽管未示出，在采样频率Fs为Fs＝96kHz的场合下，如果利用可听范围或降噪对象宽度，截止部分被设成在20kHz(它是可听范围的极限)附近的频率区或者被设置成对象频带(4kHz)，而不是根据采样理论把LPF的截止部分设置在Fs/2，并且LPF的衰减曲线的起点被设置成这样设置的截止部分的位置，那么即使在96kHz的采样频率Fs下曲线平缓，那么也能够预期足够的衰减。
根据上面所述，作为在ADC 121和DAC 123中使用的数字滤波器(低阶FIR滤波器)，应使用具有在采样频率Fs附近获得所需衰减量的特性，更具体地说，在关于采样频率Fs的大约(Fs-4kHz)～(Fs+4kHz)的区域中能够保证-60dB或更大衰减的数字滤波器。
此外，可以使用其中接受除上面给出的约(Fs-4kHz)～(Fs+4kHz)的频率区域外的其它频率区域中的混叠泄漏分量，以抑制在转换处理装置1的内部的处理机构中发生的数字滤波器的群延迟低于1ms的滤波器。此外，如果采样频率Fs被设置成高于两倍可听范围(大约40kHz)的频率，那么即使存在滤波器延迟，这也不会以可听声的形式被听到。
如果使用具有上述特性的滤波器，那么可以使用现有的sigma-delta(∑-Δ)型滤波器，而不使用能够进行高速转换的昂贵的ADC或DAC，这不会增大FB滤波电路12的生成成本。
低阶滤波器对噪声消除系统的影响
下面，研究在包括ADC 121和DAC 123的整个噪声消除系统中，在ADC 121和/或DAC 123中使用借助其只在如上所述的采样频率附近的预定范围内获得所需衰减量的滤波器的情况下的影响。
图19图解说明包括ADC 121、DAC 123和DSP/CPU部分122，并且以采样频率Fs＝96kHz工作的噪声消除系统的结构，以及该噪声消除系统中的信号的状态。同时，图20图解说明在两个频率500Hz和5kHz下的行为和响应，作为与图19中所示的噪声消除系统的FB滤波电路12的ADC 121和DAC 123中使用的滤波器(低阶FIR滤波器)相关的特定例子。下面关于图19和20给出和上面说明的“低阶FIR滤波器”和混叠相关的内容的补充说明。
首先，已知主要在自然环境中(除了图19中的人工声音环境之外)，在噪声消除头戴受话器中处理的降噪对象的噪声具有波形接近大约1/f的声压特性，并且该噪声具有随着频率的降低而增大的噪声特性。于是，在相互比较500Hz和5kHz的噪声特性的场合下，预期5kHz附近的噪声比500Hz附近的噪声约低20dB(图20的(A))。
从而，当自然环境中的噪声到达用户时，它经历头戴受话器的被动隔音效应。上面关于图14A-15C说明了其隔音特性也随着频率的增大则衰减。换句话说，最初不太可能产生高频范围中的声音，并且由于头戴受话器的隔音性，也不太可能进入头戴受话器外壳中。于是，头戴受话器的内部几乎没有什么自然产生高频范围中的声音(图19的(B)和图20的(B))。要注意的是下面说明的驱动器的信号再现也不是自然产生的。
头戴受话器外壳被动降低的噪声(主要是低音)由麦克风和麦克风放大部分11的麦克风收集，并通过麦克风放大器进入FB滤波电路12的ADC 121。尽管麦克风和麦克风放大部分11被这样构成，以致在可听范围内它具有平直的特性，即使高频范围中的特性被有意降低，也不存在任何问题(图19的(C)和图20的(C))。同时，在可听范围之外，为了保护电路，增益特性经常被降低，这里还可认识到作为系统中的信号的通过点(passing point)，高于可听范围的高频特性降低。
同时，FB滤波电路12的ADC 121受低阶FIR滤波器影响。例如如图18A和18B中所示，在采样频率Fs＝96kHz下，如果混叠滤波并不充分，那么在输入ADC 121的模拟信号包括95.5kHz、96.5kHz、191.5kHz、192.5kHz、......的场合下，未被滤波消除的那些分量折叠，并被认为是500Hz的分量。从而，实际上错误的信号被提供给位于ADC 121后一级的进行信号处理的DSP/CPU部分122(图19的(D)和图20的(D))。类似地，在包括91kHz、101kHz、187kHz、197kHz、......的场合下，它们被认作5kHz的分量(图19的(D)和图20的(D))。
但是，即使考虑头戴受话器的被动隔音特性，当如上所述产生噪声时，频率高于90kHz的声音进入系统中也被认为是不太可能发生的。从而，可以认为不太可能发生由于混叠的影响而引起的系统的故障和控制错误。从而在图19中，由于同样如上所述，在采样频率附近发生的混叠/成像频带中的第一行为重要，因此不再提及高于该频带的频率。
在DSP/CPU部分122中，进行高频范围衰减类型的滤波处理(图19的(E)和图20的(E))。另外，在DSP/CPU部分122的数字滤波处理之后，从DAC 123一侧，未被滤波器除去的分量保留为图像分量，并以声音的形式发到DAC 123外。
同样，如果滤波器对500Hz分量的衰减不足，那么取决于剩余的分量，产生95.5kHz、96.5kHz、191.5kHz、192.5kHz......的分量，并且5kHz的分量被输出为91kHz、101kHz、187kHz、197kHz......的分量(图19的(F)和图20的(F))。自然地，如果应用某种滤波，那么通常更高频率的分量表现出增大的衰减(图20的(G))。
此外，即使从再现驱动器输出如上提及的这些分量，它们也具有高于可听范围的频率，不会被听者听到(图19的(G))。从DAC 123输出并且包括这样的多余成像分量的信号由放大器14和驱动器以声音的形式散发到空间中。但是，如果实际的驱动器不具有扩展到高于可听范围的频带的再现频带，那么它不会自然地再现这样的甚高频区。从而，成像分量不会被再现到空间中(图20的(H))。此外，如果成像声音具有比20kHz可听范围高的频率，那么它不会被听者听到。
因此，在上面说明的低阶FIR滤波器用在ADC 121或DAC 123中的场合下，即使发生混叠泄漏，就用于消除噪声的反馈系统来说不会发生任何问题，相反和使用普通的高阶FIR滤波器的情况类似，反馈系统正常地工作。
要注意的是包括ADC、DAC和DSP/CPU，并且以采样频率Fs＝48kHz工作的噪声消除系统的结构和该噪声消除系统中信号的状态示于图21中。此外，作为与图21中所示的噪声消除系统的ADC和DAC中使用的滤波器相关的特定例子，在两个频率500Hz和5kHz下的行为和响应示于图22中。从图21和22可明显看出，即使在采样频率Fs为Fs＝48kHz的场合下，类似于上面关于图19和20说明的采样频率Fs为Fs＝96kHz的情况，也不存在任何问题。
尤其就本实施例的噪声消除系统来说，由于降噪对象的范围从低频区到约4kHz，如上所述，并且频率高于4kHz的声音并不存在于头戴受话器外壳中，或者由被动隔音充分隔离，从而该声音不是主动降噪的对象。
要注意的是，虽然以其中把本发明应用于反馈式噪声消除系统的情况作为例子给出了上述说明，不过本发明也可应用于前馈式噪声消除系统。具体地说，考虑在上面关于图6B和6C说明的数字系统中的FF滤波电路(-α电路)22的替换。通常，如图7B中所示，普通的ADC或DAC表现出大的相位旋转量。
在相对于图2B中的传递函数F(空间的传递函数)的相位旋转，图5中的表达式(2)的相位旋转F′ADHMα朝着高频带增大的情况下，无论以何种方式改变内部数字滤波器α，都不可能降低高于该频带的连续频度范围中的噪声。
具体地说，尽管在实际噪声波形和驱动器生成信号波形之间的相差在消除点(耳朵位置)介于-120°～-240°的范围内的情况下，降噪效果保持不变，不过如果相差在该范围之外，那么噪声增大。另外，在比波形的相位相互分离的频率(240°)高的频带中，能够提供传输特性α的增益。但是，这种情况下，当相互比较传递函数F和F′ADHMα时，尽管在相位彼此相符的频率或其周围获得降噪效果，不过在相位并不彼此相符，或者彼此相反的频率中，噪声增大，导致实际使用的失败。
因此，传递特性α的增益通常设置在低频范围内，在所述低频范围内，它们的相位旋转的度数相差不是很大。如果传递函数F具有比F′ADHMα更大的相位旋转量，那么由于延迟分量可由数字滤波器部分α产生，因此能够容易地进行降噪。由此，通过如按照上面说明的本发明的技术的情况一样，降低ADC和DAC的延迟，预期能够降低F′ADHMα的相位旋转，以增强降噪效果。
要注意的是，就从外部进入的噪声来说，由于如上所述，它在低频范围中具有高噪声分量，因此不太可能发生混叠的问题，利用麦克风本身或者麦克风放大器的特性，能够预先衰减噪声。此外，即使在延迟为0.1ms(毫秒)的场合下，如果采用相差的概念，那么在考虑-240°(从-180°改变-60°)的相差的场合下，前馈系统中有效频带的极限约为1.67kHz。但是，取决于应用，如果需要低于10Hz的低频区中的控制，那么允许高达约1ms的延迟。要注意的是，1ms的延迟对应于采样频率Fs＝48kHz下48个样本的延迟，对应于采样频率Fs＝96kHz下96个样本的延迟。
总结
根据上面所述，在主要供头戴受话器和耳机之用的噪声消除系统中，通过利用低阶FIR滤波器来增大衰减量和降噪的衰减频带，能够以数字化形式形成反馈式噪声消除系统的FB滤波电路12，所述低阶FIR滤波器满足下面关于插入系统中的反馈环中的模-数转换处理设备(ADC和DAC)之一或两者说明的条件。
具体地说，作为将在FB滤波电路12的ADC 121和/或DAC 123中使用的数字滤波器(低阶FIR滤波器)的条件，应使用这样的数字滤波器：(A)它使用高于两倍可听范围的采样频率Fs(大于约40kHz)，(B)它使用sigma-delta(∑-Δ)方法作为转换方法，(C)在采样频率用Fs表示的场合下，在约从(Fs-4kHz)～(Fs+4kHz)的频带宽度内，它保证大于-60dB的衰减，和(D)它允许在除在上述条件(C)中指定的频带外的其它频带的混叠泄漏分量，从而抑制在转换处理设备中的处理机构中产生的数字滤波器的群延迟为1ms或更小。
如果总结关于该条件的结构，那么在如图23中所示的反馈式噪声消除系统中的FB滤波电路12的ADC 121和/或DAC 123中使用的低阶FIR滤波器应被配置成满足上面给出的条件(A)-(D)。
此外，虽然上面关于图1或23说明的反馈式噪声消除系统包括均衡器16，并从外部，比如音乐再现设备或者麦克风接收收听对象的声信号的供给，不过按照本发明，其应用并不局限于此。例如，本发明还可应用于前馈式噪声消除系统，所述前馈式噪声消除系统用于降噪，并不从外部，比如音乐再现设备或者麦克风接收收听对象的声信号的供给。
要注意的是，如上所述，反馈系统通过处理由附着在头戴受话器或耳机的外壳内的麦克风收集的声信号，并借助头戴受话器内的驱动器再现声信号，以便形成伺服机构，实现降噪效果。
此外，主要在其降噪对象为头戴受话器或耳机的噪声消除系统中，如果满足下面规定的条件的低阶FIR滤波器被用于插入系统中的前馈块中的模拟和数字转换处理设备(ADC和DAC)之一或两者，以便增大降噪的衰减量或者降噪衰减频带，从而可按照数字化形式形成前馈式噪声消除系统的FF滤波电路22。
作为将在FF滤波电路22的ADC 221和/或DAC 223中使用的数字滤波器(低阶FIR滤波器)的条件，应使用这样的数字滤波器：(A)它使用高于两倍可听范围的采样频率Fs(大于约40kHz)，(B)它使用sigma-delta(∑-Δ)方法作为转换方法，(C)在采样频率用Fs表示的场合下，在约从(Fs-4kHz)～(Fs+4kHz)的频带宽度内，它保证大于-60dB的衰减，和(D)它允许在除在上述条件(C)中指定的频带外的其它频带的混叠泄漏分量，从而抑制在转换处理设备中的处理机构中产生的数字滤波器的群延迟为1ms或更小。
如果总结关于该条件的结构，那么在如图24中所示的前馈式噪声消除系统中的FF滤波电路22的ADC 221和/或DAC 223中使用的低阶FIR滤波器应被配置成满足上面给出的条件(A)-(D)。
此外，前馈式噪声消除系统可被配置成以致它包括均衡器26，并从外部，比如音乐再现设备或者麦克风接收收听对象的声信号的供给。此外，例如，本发明还可应用于前馈式噪声消除系统，所述前馈式噪声消除系统用于降噪，并不从外部，比如音乐再现设备或者麦克风接收收听对象的声信号的供给。
要注意的是，前馈系统被配置成以致如上所述，由附着在头戴受话器或耳机的外壳外的麦克风收集的声信号被处理，随后由头戴受话器内的驱动器再现，以便实现降噪效果。
软件实现的数字滤波电路
除了处理模拟信号的非混叠滤波器1211和低通滤波器1233之外，图10B中所示的FB滤波电路12的组件也可由DSP或CPU执行的程序实现。
具体地说，形成噪声消除系统的FB滤波电路的DSP或CPU被配置成以致它执行(1)把麦克风收集的噪声信号转换成数字信号的模/数转换步骤，(2)进行在模/数转换步骤转换成数字信号的数字噪声信号的抽选处理的第一数字滤波步骤，(3)根据在第一数字滤波步骤通过抽选处理获得的数字噪声信号，形成数字降噪信号的算术运算处理步骤，(4)进行在算术运算处理步骤形成的数字降噪信号的内插处理的第二数字滤波步骤，和(5)把在第二数字滤波步骤通过内插处理获得的数字降噪信号转换成模拟信号的数/模转换步骤。
从而，在上面说明的第一和/或第二数字步骤，只在采样频率附近的围绕该采样频率的预定范围内获得所需的衰减量。从而，按照本实施例的数字滤波电路可由DSP和CPU以及由DSP和CPU执行的软件实现。
要注意的是，虽然以其中反馈式噪声消除系统的FB滤波电路12由软件形成的情况作为例子给出这里的说明，不过按照本实施例，FB滤波电路12的形成并不局限于此。另外，前馈式噪声消除系统的FF滤波电路22可类似地由DSP或CPU执行的程序实现。
从而，同样在前馈式噪声消除系统的FB滤波电路12或者前馈式噪声消除系统的FF滤波电路23由软件构成的场合下，所述FB滤波电路12或FF滤波电路23应被特别配置成满足条件(A)它使用高于两倍可听范围(约40kHz)的采样频率Fs，(B)它使用sigma-delta(∑-Δ)方法作为转换方法，(C)在采样频率用Fs表示的场合下，在约从(Fs-4kHz)～(Fs+4kHz)的频带宽度内，它保证大于-60dB的衰减，和(D)它允许在除在上述条件(C)中指定的频带外的其它频带的混叠泄漏分量，从而抑制在转换处理设备中的处理机构中产生的数字滤波器的群延迟为1ms或更小。
其它
本发明允许同时把反馈系统和前馈系统应用于噪声消除系统，在所述噪声消除系统中，反馈系统和前馈系统被同时应用，如图25或26中所示的噪声消除系统中一样。
参见图25，所示的噪声消除系统包括前馈式噪声消除系统部分，它包括麦克风和麦克风放大部分21、FF滤波电路22、功率放大器24和驱动器25，并且涉及驱动器和消除点之间的传递函数H，噪声源和消除点之间的另一传递函数F，及噪声源和麦克风之间的传递函数F′。噪声消除系统还包括反馈式噪声消除系统部分，它包括麦克风和麦克风放大部分11、FB滤波电路12、功率放大器14和驱动器15，并且涉及驱动器和消除点之间的传递函数H2。
类似于图23中所示的FB滤波电路12，FB滤波电路12包括ADC121、DSP/CPU部分122和DAC 123。满足上述条件(A)-(D)的低阶FIR滤波器可被用作在ADC 121和/或DAC 123中使用的数字滤波器。
同时，类似于图24中所示的FF滤波电路22，FF滤波电路22包括ADC 221、DSP/CPU部分222和DAC 223。满足上述条件(A)-(D)的低阶FIR滤波器可被用作在ADC 221和/或DAC 223中使用的数字滤波器。
要注意的是，虽然在图25中，在由ADC 27转换成数字信号之后，来自外部的声信号(输入声音)S被供给FF滤波电路22，输入声音S的数字化声音信号被供给FF滤波电路22的DSP/CPU部分222，DSP/CPU部分222合成所述数字化声音信号与来自麦克风和麦克风放大部分21的声信号。
这样，由于两个功率放大器14和24以及两个驱动器15和25设置在头戴受话器外壳中，因此图25中所示的噪声消除系统被配置成既包括反馈式噪声消除系统，又包括前馈式噪声消除系统。从而，能够同时利用这两种系统的优点。
同时，图26表示类似于图25的噪声消除系统，既包括反馈系统，又包括前馈系统的噪声消除系统。参见图26，在所示的噪声消除系统中，图25中的两个功率放大器14和24被统一成一个功率放大器33，两个驱动器15和25被统一成一个驱动器34。此外，在FB滤波电路12和FF滤波电路22之间公共使用DSP/CPU部分322和DAC 323，而在FB滤波电路12和FF滤波电路22之间使用独立的ADC。从而，反馈系统的信号和前馈系统的信号由DSP/CPU部分322相加。
另外在图26中所示的噪声消除系统中，满足上述条件(A)-(D)的低阶FIR滤波器被用作在ADC 121、ADC 221和DAC 323之一或多个中使用的数字滤波器。
这样，图26中所示的噪声消除系统也被配置成既具有反馈式噪声消除系统，又具有前馈式噪声消除系统，不过形式简单。从而，能够同时利用这两种系统的优点。
这样，同样在包括前馈式噪声消除系统和反馈式噪声消除系统的噪声消除系统中，如果在FB滤波电路或FF滤波电路中使用的ADC或DAC的数字滤波器由满足上述条件(A)-(D)的低阶FIR滤波器形成，那么可能低成本地实现FB滤波电路或FF滤波电路的数字化形成。
要注意的是，在上面说明的实施例中，上面说明的能够在围绕采样频率Fs的预定范围(-4kHz≤Fs≤4kHz)内保证预定衰减量(大于-60dB)的数字滤波器同时用在图10中所示的FB滤波电路12的抽选滤波器1213和内插滤波器1231中。
但是，按照本实施例，数字滤波器的使用并不局限于此。在不增大成本的情况下提高抽选滤波器1213和/或内插滤波器1231的处理能力的场合或者在类似情况下，能够在围绕采样频率Fs的预定范围(-4kHz≤Fs≤4kHz)内保证预定衰减量(大于-60dB)的数字滤波器可用在抽选滤波器1213和内插滤波器1231至少之一中。
此外，如上所述，本发明还可被应用于用于欣赏再现音乐的声音的头戴受话器系统的噪声消除系统，自然也可适用于在用户在充斥很大噪声的场所，比如在工厂或者在机场工作的情况下用于降低噪声的头戴式耳机的噪声消除系统。此外，如果本发明被应用于便携式电话机，那么在噪声环境下，也能够预期获得声音清晰的电话对话。换句话说，本发明也可被应用于便携式电话机。
本领域的技术人员应明白根据设计要求和其它因素，可产生各种修改、组合、子组合和变更，只要它们在附加权利要求或其等同物的范围内。

Claims (17)

1.一种数字滤波电路，用于根据从收集噪声的麦克风输出的噪声信号，产生用于降噪的降噪信号，所述数字滤波电路包括：
模/数转换部分，被配置成把噪声信号转换成数字噪声信号；
笫一数字滤波部分，被配置成进行数字噪声信号的抽选处理；
算术运算处理部分，被配置成根据抽选处理获得的数字噪声信号，产生数字降噪信号；
第二数字滤波部分，被配置成进行数字降噪信号的内插处理；和数/模转换部分，被配置成把内插处理获得的数字降噪信号转换成模拟信号；
所述第一数字滤波部分和/或所述第二数字滤波部分被配置成以致在采样频率附近的围绕该采样频率的预定范围内获得预定的衰减量。
2.按照权利要求1所述的数字滤波电路，其中
采样频率是大于等于可听范围两倍的频率，
采样频率附近的预定范围在围绕该采样频率-4kHz到+4kHz范围内，并且
所述预定衰减量大于等于-60dB。
3.按照权利要求1所述的数字滤波电路，其中所述模/数转换部分和所述数/模转换部分是sigma-delta型转换部分。
4.按照权利要求1所述的数字滤波电路，其中所述算术运算处理部分产生用于反馈控制的数字降噪信号。
5.按照权利要求1所述的数字滤波电路，其中所述算术运算处理部分产生用于前馈控制的数字降噪信号。
6.一种数字滤波方法，包括下述步骤：
把从收集噪声的麦克风输出的噪声信号转换成数字噪声信号；
进行数字噪声信号的抽选处理；
根据抽选处理获得的数字噪声信号，产生数字降噪信号；
进行数字降噪信号的内插处理；和
把内插处理获得的数字降噪信号转换成模拟信号；
其中在抽选处理步骤和/或内插处理步骤，在采样频率附近的围绕该采样频率的预定范围内获得预定的衰减量。
7.按照权利要求6所述的数字滤波方法，其中
采样频率是大于等于声频范围两倍的频率，
采样频率附近的预定范围在围绕该采样频率-4kHz到+4kHz范围内，并且
所述预定衰减量大于等于-60dB。
8.按照权利要求6所述的数字滤波方法，其中在模/数转换步骤和数/模转换步骤，执行sigma-delta型转换处理。
9.按照权利要求6所述的数字滤波方法，其中在算术运算处理步骤，产生用于反馈控制的数字降噪信号。
10.按照权利要求6所述的数字滤波方法，其中在算术运算处理步骤，产生用于前馈控制的数字降噪信号。
11.一种记录程序的计算机可读记录介质，所述程序使计算机执行：
把从收集噪声的麦克风输出的噪声信号转换成数字噪声信号；
进行数字噪声信号的抽选处理；
根据抽选处理获得的数字噪声信号，产生数字降噪信号；
进行数字降噪信号的内插处理；和
把内插处理获得的数字降噪信号转换成模拟信号；
其中在抽选处理步骤和/或内插处理步骤，在采样频率附近的围绕该采样频率的预定范围内获得预定的衰减量。
12.一种反馈式噪声消除系统，包括：
麦克风，所述麦克风被设置在将附于用户的耳部的外壳上，并被配置成收集噪声和输出噪声信号；
数字滤波电路，所述数字滤波电路包括被配置成把噪声信号转换成数字噪声信号的模/数转换部分，被配置成进行数字噪声信号的抽选处理的第一数字滤波部分，被配置成根据抽选处理获得的数字噪声信号产生数字降噪信号的算术运算处理部分，被配置成进行数字降噪信号的内插处理的第二数字滤波部分，和被配置成把数字降噪信号转换成模拟信号的数/模转换部分；和
驱动器，被配置成根据降噪信号发出降噪音；
所述第一数字滤波部分和/或所述第二数字滤波部分被配置成以致在采样频率附近的围绕该采样频率的预定范围内获得预定的衰减量。
13.按照权利要求12所述的噪声消除系统，其中
采样频率是大于等于声频范围两倍的频率，
采样频率附近的预定范围在围绕该采样频率-4kHz到+4kHz范围内，并且
所述预定衰减量大于等于-60dB。
14.按照权利要求12所述的噪声消除系统，其中所述模/数转换部分和所述数/模转换部分是sigma-delta型转换部分。
15.一种前馈式噪声消除系统，包括：
麦克风，所述麦克风被设置在将附于用户的耳部的外壳上，并被配置成收集噪声和输出噪声信号；
数字滤波电路，所述数字滤波电路包括被配置成把噪声信号转换成数字噪声信号的模/数转换部分，被配置成进行数字噪声信号的抽选处理的第一数字滤波部分，被配置成根据抽选处理获得的数字噪声信号产生数字降噪信号的算术运算处理部分，被配置成进行数字降噪信号的内插处理的第二数字滤波部分，和被配置成把数字降噪信号转换成模拟信号的数/模转换部分；和
驱动器，被配置成根据降噪信号发出降噪音；
所述第一数字滤波部分和/或所述第二数字滤波部分被配置成以致在采样频率附近的围绕该采样频率的预定范围内获得预定的衰减量。
16.按照权利要求15所述的噪声消除系统，其中
采样频率是大于等于声频范围两倍的频率，
采样频率附近的预定范围在围绕该采样频率-4kHz到+4kHz范围内，并且
所述预定衰减量大于等于-60dB。
17.按照权利要求15所述的噪声消除系统，其中所述模/数转换部分和所述数/模转换部分是sigma-delta型转换部分。
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