JP5564743B2 - ノイズキャンセル用のフィルタ回路、ノイズ低減信号生成方法、およびノイズキャンセリングシステム - Google Patents

Description

この発明は、例えば、再生された音楽等を聴取するためのヘッドホンや騒音を低減させるようにするためのヘッドセットなどに適用されるノイズキャンセリングシステムのフィルタ回路、ノイズ低減信号生成方法、これらを用いるノイズキャンセリングシステムに関する。

従来、ヘッドホンに搭載されているアクティブなノイズ低減システムが存在している。なお、ノイズ低減システムは、ノイズキャンセリングシステムやノイズリダクションシステムなどとも呼ばれている。以下、この明細書においては、ノイズキャンセリングシステムと言うこととする。そして、現状実用化されているノイズキャンセリングシステムは、すべてアナログ回路での構成となっており、現行方式としては、大別すると、フィードバック方式とフィードフォワード方式との２つの方式がある。

例えば、後に記す特許文献１（特開平３−２１４８９２号公報）には、ユーザの耳に装着される音響管１内に設けられるマイクロホンユニット６で収音した音響管内部の騒音を位相反転させて当該マイクロホンユニット６の近傍に設けられるイヤホンユニット３から放音させることにより、外部騒音を低減させるようにする発明が開示されている。

また、後に記す特許文献２（特開平３−９６１９９号公報）には、装着時において、ヘッドホン１とユーザの耳道との間に位置する第２のマイクロホン３の出力を用いて、装着時において耳の近傍に設けられる外部騒音を収音する第１のマイクロホン２からヘッドホン１までの伝達特性を、外部騒音が耳道に到達するまでの伝達特性に同定することにより、ヘッドホンの装着の仕方に係わらず、外部騒音を低減できるようにする騒音低減ヘッドホンについての発明が開示されている。

なお、上記の特許文献１、特許文献２は、以下の通りである。
特開平３−２１４８９２号公報 特開平３−９６１９９号公報

従来はアナログ回路で構成されているフィードバック方式やフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムについて、デジタル化を考慮した場合、一般的に多く使われているシグマ・デルタ（Σ・Δ）型のアナログ／デジタル変換器（以下、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）と略称する。）やデジタル／アナログ変換器（以下、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）と略称する。）を用いるようにすると、これらにおけるデジタル遅延が大きく、十分なノイズ低減が行えないという問題がある。現状においても逐次変換型として、高速に変換できるＡＤＣやＤＡＣが存在するが、これらは、現実的には軍事用・業務用のものであり、値段が高価であるために、いわゆるコンシューマな機器に搭載するノイズ低減システムに採用することは難しい。

しかしながら、ヘッドホンなどのためのノイズキャンセリングシステム（アクティブノイズ低減システム）の「デジタル化」は、複数のモードを自動的またはユーザが手動にて、選択可能なシステムを構成できるなど、ユーザからみた使用性能が高くなるメリットがある。加えて、細かい制御が可能なデジタルイコライジングを行うことで、再生品質に関しても高音質性能を期待することができる。

以上の点に鑑み、この発明は、上述したデジタル化のメリットを考慮しながら、従来のデジタル処理では十分なノイズ低減を実現できなかった主原因であるデジタル遅延の影響を抑え、適切にノイズの低減を図ることができるようにすることを目的とする。

上記課題を解決するため、請求項１に記載の発明のフィルタ回路は、ノイズキャンセリングシステムにおいて用いられ、マイクロホンを通じて収音されるノイズ信号の供給を受けて、ノイズを低減させるようにするためのノイズ低減信号を形成するフィルタ回路であって、前記ノイズ信号の供給を受けて、これをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、前記アナログ／デジタル変換手段からのデジタルノイズ信号の供給を受けて、前記ノイズ低減信号を形成するデジタルフィルタ手段と、前記デジタルフィルタ手段からの前記ノイズ低減信号の供給を受けて、これをアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換手段とを有するデジタル部と、前記デジタル部に対して並列に設けられ、前記ノイズ信号をアナログフィルタで処理して、あるいは、そのまま出力するようにするアナログパスと、前記デジタル部の前記デジタル／アナログ変換手段から出力されたアナログ信号とされた前記ノイズ低減信号と、前記アナログパスからのアナログ信号とを合成することによりノイズ低減に用いるノイズ低減信号を生成する合成手段とを備え、前記デジタルフィルタ手段は、少なくとも並列に構成されたＬＰＦ（Low Pass Filter）部とＭＰＦ（Mid Presence Filter）部とからなり、前記合成手段は、前記アナログパスからのアナログ信号を遅延させることなく合成することで前記ノイズ低減信号を生成するものである。

この請求項１に記載の発明のフィルタ回路は、ノイズキャンセリングシステムに用いられるものであり、アナログ／デジタル変換手段とデジタルフィルタ手段とデジタル／アナログ変換手段とからなるデジタル部に並列に、ノイズ信号をアナログフィルタで処理して、あるいは、そのまま、出力するアナログパスが設けられる。そして、デジタル部で生成されたアナログのノイズ低減信号と、アナログパスからのアナログ信号とが合成手段で合成され、ノイズの低減に用いられるノイズ低減信号が形成される。

これにより、デジタル部で形成されるノイズ低減信号と、アナログパスからのアナログ信号（アナログパスで形成されるノイズ低減信号）とによって、ノイズ低減が可能となる帯域やノイズ低減レベルを補い合い、これらを十分に確保することができると共に、デジタル部を備えることによりデジタル化のメリット、すなわち、複数のモードの設定や選択、デジタルイコライジング等の機能を実現し、ユーザから見た使用性能を高くすることができるようにされる。

また、本開示に係る第一のノイズキャンセリングシステムは、
ユーザの耳部に装着される筐体内部に設けられ、当該筐体内部に漏れ込んでくるノイズ信号を収音するマイクロホンと、
前記マイクロホンで収音された前記ノイズ信号からノイズを低減させるためのノイズ低減信号を形成するフィルタ回路と、
前記フィルタ回路において形成された前記ノイズ低減信号を増幅処理する増幅手段と、
前記増幅手段からのノイズ低減信号を当該筐体内に放音するようにするドライバと
を有するフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムであって、
前記フィルタ回路は、
前記マイクロホンで収音された前記ノイズ信号の供給を受けて、これをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
前記アナログ／デジタル変換手段からのデジタルノイズ信号の供給を受けて、前記ノイズ低減信号を形成するデジタルフィルタ手段と、
前記デジタルフィルタ手段からの前記ノイズ低減信号の供給を受けて、これをアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換手段と
を有するデジタル部と、
前記デジタル部に対して並列に設けられ、前記マイクロホンで収音された前記ノイズ信号をアナログフィルタで処理して、あるいは、そのまま、出力するようにするアナログパスと、
前記デジタル部の前記デジタルアナログ変換手段から出力されたアナログ信号とされた前記ノイズ低減信号と、前記アナログパスからのアナログ信号とを合成することによりノイズ低減に用いるノイズ低減信号を生成する合成手段とを備え、前記デジタルフィルタ手段は、少なくとも並列に構成されたＬＰＦ（Low Pass Filter）部とＭＰＦ（Mid Presence Filter）部とからなり、前記合成手段は、前記アナログパスからのアナログ信号を遅延させることなく合成することで前記ノイズ低減信号を生成する。

この第一のノイズキャンセリングシステムによれば、ユーザの耳部に装着される筐体内部に設けられるマイクロホンによって収音されるノイズ信号からノイズ低減信号を生成するフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムで用いられ、ノイズ低減信号を生成するフィルタ回路に、デジタル部とアナログパスとを並列に設けた構成が適用される。

これにより、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、デジタル部で形成されるノイズ低減信号と、アナログパスからのアナログ信号（アナログパスで形成されるノイズ低減信号）とによって、ノイズ低減が可能となる帯域やノイズ低減レベルを補い合うことによって十分に確保することができると共に、デジタル部を備えることによりデジタル化のメリットをも享受することができるようにされる。

また、本開示の第二のノイズキャンセリングシステムは、上述の第一のノイズキャンセリングシステムであって、
ユーザの耳部に装着される筐体外部に設けられ、ノイズ源からのノイズ信号を収音する第２のマイクロホンと、
前記第２のマイクロホンで収音された前記ノイズ信号からノイズを低減させるための第２のノイズ低減信号を形成する第２のフィルタ回路と、
前記第２のフィルタ回路において形成された前記第２のノイズ低減信号を増幅処理する第２の増幅手段と、
前記第２の増幅手段からの前記第２のノイズ低減信号を当該筐体内に放音するようにする第２のドライバと
を有するフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステム部が、さらに設けられたことを特徴とする。

この第二のノイズキャンセリングシステムによれば、デジタル部とアナログパスとが並列に設けられたフィルタ回路を有するフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムと、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムとの双方を同時に用いることが可能なノイズキャンセリングシステムが実現される。これにより、より高品位にノイズの低減を図ることができると共に、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステム側については、フィルタ回路のデジタル化に伴うメリットも享受することができる。

また、本開示の第三のノイズキャンセリングシステムは、上述の第一のノイズキャンセリングシステムであって、
再生対象の音声信号の供給を受けて、音質調整を行う音質調整手段と、
前記音質調整手段からの音質調整された音声信号の供給を受けて、これを増幅処理する再生音声増幅手段と、
前記再生音声増幅手段で増幅された音声信号の供給を受けて、当該音声信号に応じた音声を前記筐体内部に放音するようにする再生ドライバと
を備えることを特徴とする。

この第三のノイズキャンセリングシステムによれば、デジタル部とアナログパスとが並列に設けられたフィルタ回路を有するフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムと、外部からの入力音声を処理する音質調整手段、再生音声増幅手段、再生ドライバからなる系とを同時に機能させることができるようにされる。

これにより、ノイズを効果的に低減させながら、外部からの音声信号を再生して聴取することができるようにされる。この場合、フィルタ回路のデジタル化に伴うメリットや音質調整手段の機能による高音質化のメリットも享受することができるようにされる。

また、本開示の第四のノイズキャンセリングシステムは、上述の第二のノイズキャンセリングシステムであって、
再生対象の音声信号の供給を受けて、音質調整を行う音質調整手段と、
前記音質調整手段からの音質調整された音声信号の供給を受けて、これを増幅処理する再生音声増幅手段と、
前記再生音声増幅手段で増幅された音声信号の供給を受けて、当該音声信号に応じた音声を前記筐体内部に放音するようにする再生ドライバと
とからなる入力音声再生処理部と、
前記フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステム部と前記入力音声再生処理部とのいずれを機能させるかを切り替える切り替え手段と
を備えることを特徴とする。

この第四のノイズキャンセリングシステムによれば、デジタル部とアナログパスとが並列に設けられたフィルタ回路を有するフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムと共に、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムを機能させるか、入力音声を処理する入力音声再生処理部を機能させるかを切り替えることができるようにされる。

これにより、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムを機能させるように切り替えた場合には、高品位なノイズ低減を行って高品位な無音状態を形成するようにすることができ、また、入力音声再生処理部を機能させるように切り替えた場合には、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムによって、ノイズを低減させながら、入力される再生対象の音声を再生して聴取することができるようにされる。また、いずれの部分を機能させるようにしても、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのフィルタ回路のデジタル化に伴うメリットを享受することができるようにされる。

この発明によれば、デジタル部で形成されるノイズ低減信号と、アナログパスからのアナログ信号（アナログパスで形成されるノイズ低減信号）とによって、ノイズ低減が可能となる帯域やノイズ低減レベルを補い合い、これらを十分に確保することができる。

また、デジタル部を備えることによりデジタル化のメリット、すなわち、複数のモードの設定や選択、デジタルイコライジング等の機能を実現し、ユーザから見た使用性能を高くすることができる。

以下、図を参照しながら、この発明の一実施の形態について説明する。

［ノイズキャンセリングシステムについて］
現在、ヘッドホンやイヤホンを対象として外部騒音をアクティブに低減するシステム、所謂ノイズキャンセリングシステムが、普及しはじめている。製品化されているものに関しては、ほとんどがアナログ回路により構成されているものであり、そのノイズキャンセリング手法としては、フィードバック方式とフィードフォワード方式とに大別される。

まず、この発明の一実施の形態の具体的な説明をするに先立って、図１〜図５を参照しながら、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの構成例と動作原理と、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムの構成例と動作原理とについて説明する。

なお、図１は、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムについて説明するための図であり、図２は、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムについて説明するための図である。また、図３は、図１に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの特性を示す計算式を説明するための図であり、図４は、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおける位相余裕とゲイン余裕について説明するためのボード線図である。また、図５は、図２に示したフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムの特性を示す計算式を説明するための図である。

［フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムについて］
まず、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムについて説明する。図１（Ａ）は、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムが適用されたヘッドホンシステムが、ユーザヘッド（ユーザ（聴取者）の頭部）ＨＤに装着された場合の右チャンネル側の構成を示しており、図１（Ｂ）は、当該フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの全体構成を示している。

フィードバック方式は、一般的に図１（Ａ）のようにヘッドホン筐体（ハウジング部）ＨＰの内側にマイクロホン１１１（以下、マイクと略称する。）があり、当該マイク１１１で収音した信号（ノイズ信号）の逆相成分（ノイズ低減信号）を戻しサーボ制御することで、外部からヘッドホン筐体ＨＰに入ってきたノイズを減衰させるものである。この場合、マイク１１１の位置が聴取者の耳位置に相当するキャンセルポイント（制御点）ＣＰとなるため、ノイズ減衰効果を考慮し、通常、聴取者の耳に近い位置、つまりドライバ１６の振動板前面にマイク１１１が置かれることが多い。

具体的に、図１（Ｂ）のブロック図を参照しながら、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムについて説明する。図１（Ｂ）に示すフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムは、マイク１１１とマイクアンプ１１２からなるマイク及びマイクアンプ部１１と、フィードバック制御のために設計されたフィルタ回路（以下、ＦＢフィルタ回路という。）１２と、合成部１３と、パワーアンプ１４と、ドライブ回路１５１とスピーカ１５２からなるドライバ１５と、イコライザ１６とを備えたものである。

図１（Ｂ）において、各ブロック内に記載された文字Ａ、Ｄ、Ｍ、−βは、パワーアンプ１４、ドライバ１５、マイク及びマイクアンプ部１１、ＦＢフィルタ回路１２の各伝達関数とする。同様に、図１（Ｂ）において、イコライザ１６のブロック内の文字Ｅは、聴取する目的である信号Ｓに掛けられるイコライザ１６の伝達関数であり、ドライバ１５とキャンセルポイントＣＰ間に置かれたブロックの文字Ｈは、ドライバ１５からマイク１１１までの空間の伝達関数（ドライバ−キャンセルポイント間の伝達関数）である。これらの各伝達関数は、複素表現されているものとする。

また、図１（Ａ）、（Ｂ）において、文字Ｎは、外部のノイズソース（ノイズ源）ＮＳからヘッドホン筐体ＨＰ内のマイク位置近辺に侵入してきたノイズであり、文字Ｐは、聴取者の耳に届く音圧（出力音声）を表すものとする。ノイズＮがヘッドホン筐体ＨＰ内に伝わってくる原因としては、例えば、ヘッドホン筐体ＨＰのイヤーパッド部の隙間から音圧として漏れてくる場合や、ヘッドホン筐体ＨＰが音圧を受けて振動した結果として筐体内部に音が伝わるなどのことが考えられる。

この時、図１（Ｂ）において、聴取者の耳に届く音圧Ｐは、図３の（１）式のように表現することができる。この図３の（１）式において、ノイズＮに着目すれば、ノイズＮは、１／（１＋ＡＤＨＭβ）に減衰していることがわかる。ただし、図３の（１）式の系がノイズ低減対象帯域にてノイズキャンセリング機構として安定して動作するためには、図３の（２）式が成立している必要がある。

一般的には、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおける各伝達関数の積の絶対値が１以上（１＜＜｜ＡＤＨＭβ｜）であること、また古典制御理論におけるＮｙｑｕｉｓｔの安定性判別と合わせて、図３の（２）式に関わる系の安定性は以下のように解釈できる。

図１（Ｂ）において、ノイズＮに関わるループ部分を１箇所切断してできる（−ＡＤＨＭβ）の「オープンループ」を考える。例えば、図１（Ｂ）において、マイク及びマイクアンプ部１１とＦＢフィルタ回路１２との間に切断箇所を設けるようにすれば、「オープンループ」を形成できる。このオープンループは、例えば図４に示すようなボード線図で表現される特性を持つものである。

このオープンループを対象とした場合、Ｎｙｑｕｉｓｔの安定性判別より、
（１）位相０ｄｅｇ．（０度）の点を通過する時、ゲインは０ｄＢ（０デシベル）より小さくなくてはならない。
（２）ゲインが０ｄＢ以上である時、位相０ｄｅｇ．の点を含んではいけない。
という（１）、（２）の２つの条件を満たす必要がある。

上記の（１）、（２）の条件を満たさない場合、ループは正帰還がかかり発振（ハウリング）を起こすことになる。図４において、記号Ｐａ、Ｐｂは位相余裕を、記号Ｇａ、Ｇｂはゲイン余裕を表しており、これらの余裕が小さいと、ノイズキャンセリングシステムが適用されたヘッドホンを利用する聴取者の種々の個人差や当該ヘッドホンの装着のばらつきなどにより、発振の危険性が増すことになる。

すなわち、図４において、横軸は周波数である。そして、縦軸は、下半分がゲインであり、上半分が位相である。そして、位相０ｄｅｇ．の点を通過するときには、図４においてゲイン余裕Ｇａ、Ｇｂが示すように、ゲインは０ｄＢより小さくなければ、ループは正帰還がかかり発振を起こし、また、ゲインが０ｄＢ以上であるときには、図４において位相余裕Ｐａ、Ｐｂが示すように、位相０ｄｅｇ．を含まないようになっていなければ、ループは正帰還がかかり発振を起こすことになる。

次に、図１（Ｂ）に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、上述したノイズ低減機能に加え必要な音をヘッドホンから再生する場合について説明する。図１（Ｂ）における入力音声Ｓは、例えば、音楽再生装置からの音楽信号の他、筐体外部のマイクの音（補聴機能として使う場合）や、電話通信などの通信を介した音声信号（ヘッドセットとして使う場合）など、本来、ヘッドホンのドライバで再生すべき音声信号の総称である。

図３の（１）式において、入力音声Ｓに着目すると、イコライザ１６の伝達関数Ｅは、図３の（３）式のように示すことができる。そして、図３の（３）式のイコライザ１６の伝達関数Ｅをも考慮すると、図１（Ｂ）のノイズキャンセリングシステムの出力音声Ｐは、図３の（４）式のように表現することができる。

マイク１１１の位置が耳位置に非常に近いとすると、文字Ｈがドライバ１１５からマイク１１１（耳）までの伝達関数、文字Ａや文字Ｄがそれぞれパワーアンプ１１４、ドライバ１１５の伝達関数であるので、通常のノイズ低減機能を持たないヘッドホンと同様の特性が得られることがわかる。なお、この時イコライザ１６の伝達特性Ｅは、周波数軸でみたオープンループ特性とほぼ同等の特性になっている。

［フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムについて］
次に、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムに関して説明する。図２（Ａ）は、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムが適用されたヘッドホンシステムが、ユーザヘッド（ユーザ（聴取者）の頭部）ＨＤに装着された場合の右チャンネル側の構成を示しており、図２（Ｂ）は、当該フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムの全体構成を示している。

フィードフォワード方式は、基本的に図２（Ａ）に示すようにヘッドホン筐体ＨＰの外部にマイク２１１が設置されており、このマイク２１１で収音したノイズに対して適切なフィルタリング処理をして、ヘッドホン筐体ＨＰ内部のドライバ２５にてこれを再生し、耳に近いところでこのノイズをキャンセルすることを意図した方式である。

具体的に、図２（Ｂ）のブロック図を参照しながら、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムについて説明する。図２（Ｂ）に示すフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムは、マイク２１１とマイクアンプ２１２からなるマイク及びマイクアンプ部２１と、フィードフォワード制御のために設計されたフィルタ回路（以下、ＦＦフィルタ回路という。）２２と、合成部２３と、パワーアンプ２４と、ドライブ回路２５１とスピーカ２５２からなるドライバ２５とを備えたものである。

この図２（Ｂ）に示すフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムにおいても、各ブロック内に記載された文字Ａ、Ｄ、Ｍは、パワーアンプ２４、ドライバ２５、マイク及びマイクアンプ部２１の各伝達関数である。また、図２において、文字Ｎは、外部のノイズソース（ノイズ源）を示している。ノイズソースＮに応じたノイズがヘッドホン筐体ＨＰ内に侵入してくる主な理由はフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいて説明した通りである。

また、図２（Ｂ）においては、外部のノイズソースＮの位置から耳位置ＣＰに至るまでの伝達関数（ノイズソース−キャンセルポイント間の伝達関数）を文字Ｆで表し、ノイズソースＮからマイク２１１に至るまでの伝達関数（ノイズソース−マイク間の伝達関数）を文字Ｆ’で表し、ドライバ２５からキャンセルポイント（耳位置）ＣＰに至るまでの伝達関数（ドライバ−キャンセルポイント間の伝達関数）を文字Ｈで表している。

そして、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムの核となるＦＦフィルタ回路２２の伝達関数を、−αと置くと、図２（Ｂ）において、聴取者の耳に届く音圧Ｐ（出力音声）は、図５の（１）式のように表現することができる。

ここで、理想的な状態を考えると、ノイズソース−キャンセルポイント間の伝達関数Ｆは、図５の（２）式のように表すことができる。そして、図５の（２）式を図５の（１）式に代入すれば、第１項と第２項とは相殺されるので、結果として、図２（Ｂ）に示したフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、出力音声Ｐは、図５の（３）式に示すように表すことができ、ノイズはキャンセルされ、音楽信号(または聴取する目的の音声信号等)だけが残り、通常のヘッドホン動作と同様の音を聴取できることがわかる。

ただし、実際は、図５に示した（２）式が完全に成立するような伝達関数を持つ完全なフィルタの構成は困難である。特に中高域に関して、人により耳の形状は異なるし、また、ヘッドホンの装着状態もまちまちであるなど、個人差が大きいことと、ノイズの位置やマイク位置などにより特性が変化する、などの理由のため通常は中高域に関してはこのアクティブなノイズ低減処理を行わず、ヘッドホン筐体でパッシブな遮音をすることが多い。なお、図５の（２）式は、数式を見れば自明であるが、ノイズ源から耳位置までの伝達関数を、伝達関数αを含めた電気回路にて模倣することを意味している。

なお、図２に示したフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムにおけるキャンセルポイントＣＰは、図２（Ａ）に示した通り、図１（Ａ）のフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムと異なり、聴取者の任意の耳位置において設定することができる。しかしながら、通常の場合、伝達関数αは固定的であり、設計段階においては、なんらかのターゲット特性を対象とした決めうちになることになり、聴取者よって耳の形状が違うため、十分なノイズキャンセル効果が得られなかったり、ノイズ成分を非逆相で加算してしまったりして、異音がするなどの現象が起こる可能性もある。

これらのことより、一般的にフィードフォワード方式は、発振する可能性が低く安定度が高いが、十分な減衰量を得るのは困難であり、一方、フィードバック方式は大きな減衰量が期待できる代わりに、系の安定性に注意が必要となる。フィードバック方式とフィードフォワード方式とには、それぞれに特徴を有している。

また、別途、適応信号処理手法を用いたノイズ低減ヘッドホンが提案されている。この適応信号処理手法を用いたノイズ低減ヘッドホンの場合、通常、ヘッドホン筐体内部及び外部の両方にマイクが設置される。内部のマイクはフィルタ処理成分とのキャンセルを試みたエラー信号を解析し、新たな適応フィルタを生成・更新する際に用いてはいるが、基本的にヘッドホン筐体外部のノイズをデジタルフィルタ処理してドライバで再生していることから、大きな枠組みとしてはフィードフォワード方式の形をとっている。

［ノイズキャンセリングシステムのデジタル化の必要性と問題点］
上述のように、フィードバック方式、フィードフォワード方式のアナログ回路により構成されるノイズキャンセリングシステムが実現されているが、デジタル回路により構成できるようにすることが望まれている。上述したＦＢフィルタ回路１２やＦＦフィルタ回路２２をデジタルフィルタの構成として場合にも遅延の発生しない適応信号処理を使ってノイズキャンセルを行う手法も提案されている。

しかし、システムの安定性の問題や、処理規模が大きくなること、低減対象が周期的ノイズ波形にしか向いていないこと、コストがかかる割に大きな効果が得られないなどの問題から、適応信号処理を使ってデジタルフィルタを形成し、ノイズキャンセルを行う手法については商品化されていないのが現実である。

以下においては、ノイズキャンセリングシステムシステムのデジタル化の必要性と、適応信号処理を用いずにデジタル化する場合の問題点を具体的に明らかにすると共に、その問題点を解決するこの出願の発明について具体的に説明する。

なお、以下においては、説明を簡単にするため、主として、ノイズ減衰効果の大きなフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムに適用する場合を例にして説明する。しかし、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムにも、同様に、デジタル化の必要性や問題点が存在し、その問題点を解決するこの出願の発明を適用することができる。

［ノイズキャンセリングシステムのデジタル化の必要性について］
まず、ノイズキャンセリングシステムのデジタル化の必要性について説明する。図１（Ｂ）に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、伝達関数(-β)部分であるＦＢフィルタ回路１２をデジタル化することができれば、以下のような（１）〜（４）のメリットを享受することができる。

すなわち、（１）複数のモードを自動的、またはユーザが手動にて選択可能なシステムが構成可能になり、ユーザからみた使用性能が高まる。（２）細かい制御が可能なデジタルフィルタリングを行うことで、ばらつきが少なく高精度な制御品質を得ることができ、結果的にノイズ低減量、低減帯域の拡大につながる。

また、（３）部品点数を変更することなく、演算処理装置（ＤＳＰ（Digital Signal Processor）／ＣＰＵ（Central Processing Unit））に対するソフトウェアの変更で、フィルタ形状を変更することができるようにされるため、システム設計やデバイス特性変更に伴う改変が容易になる。（４）音楽再生や通話などの外部入力に対しても、同じＡＤＣ／ＤＡＣやＤＳＰ／ＣＰＵを共用することで、これら外部入力信号に対しても、高精度のデジタルイコライジングを施すことで、高音質な再生が期待できる。

このように、ＦＢフィルタ回路１２をデジタル化することができれば、種々の場合に対応して柔軟な制御が可能になり、使用する聴取者を選ばず、高品位にノイズをキャンセルできるシステムを構成することができるようになる。

［ノイズキャンセリングシステムのデジタル化の問題点について］
しかしながら、上述もしたように、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムとして実用化されているのは、ＦＢフィルタ回路１２に相当する部分についてアナログ回路で構成されたシステムである。このようなアナログ回路で構成されたＦＢフィルタ回路１２は、ＡＤＣや、デジタルフィルタ処理機構（演算処理部）を構成するＤＳＰあるいはＣＰＵや、ＤＡＣなどを用いることにより、デジタル回路の構成とすることはできる。

ところが、デジタル回路の構成とされたＦＢフィルタ回路１２においては、処理に時間がかかるために処理対象の信号の遅延を招き、適切にノイズをキャンセルできなくなってしまい、デジタル化を阻む要因となっている。そして、このデジタル化を阻む要因について詳しく見ると、ＤＳＰ／ＣＰＵによるデジタルフィルタ処理機構（ノイズを低減させるためのノイズ低減信号を生成する演算処理手段）よりも、主として、ＤＳＰやＣＰＵ（以下、ＤＳＰ／ＣＰＵと記載）によって構成される演算処理手段（演算処理装置）の前後に挿入されるＡＤＣやＤＡＣの遅延によるものと考えられる。

図６は、図１（Ｂ）に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路１２部分をデジタル化した場合の構成例を説明するための図である。図６（Ａ）に示すように、図１（Ｂ）においてもＦＢフィルタ回路１２は、１つのブロックで示したが、これをデジタル化する場合には、図６（Ｂ）に示すように、ＡＤＣ１２１、ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２、ＤＡＣ１２３により形成される。ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２内ではソフトウェアとして比較的自由にデジタルフィルタが組めるものの、ＡＤＣ１２１、ＤＡＣ１２３のそれぞれが内蔵しているフィルタによる遅延の影響が大きく出てしまう。

ここで、ＡＤＣ１２１は、マイク１１１を通じて収音されマイクアンプ１１２で増幅された信号（ノイズ信号）をデジタル信号（デジタルノイズ信号）に変換する部分である。また、ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２は、図１に示したように、各回路部の伝達関数やドライバ−キャンセルポイント間の伝達関数等を考慮すると共に、ノイズ信号とは逆相の信号であって、ノイズ信号を打ち消すことが可能なノイズ低減信号を形成する部分である。また、ＤＡＣ１２３は、ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２において形成されたデジタル信号であるノイズ低減信号をアナログ信号に変換する部分である。

図６（Ｂ）に示したＦＢフィルタ回路１２の構成を機能的にまとめると、図６（Ｃ）に示すように、遅延Ｌを発生させるＡＤＣ／ＤＡＣ部分１２１、１２３と、ＤＳＰ／ＣＰＵによって形成されるデジタルフィルタ部１２２とからなるものとして表すことができる。そして、デジタル化したＦＢフィルタ部１２においては、図６（Ｃ）に示したように、サンプリング周波数Ｆｓに対して、強制的にＬサンプル分の遅延が生じることになり、ＤＳＰ／ＣＰＵで自由にデジタルフィルタを設計しようとも、（この成分は図６（Ｃ）で等価ブロック表現したように）必ず直列に挿入されることになる。なお、これ以降、各図では［サンプル（sample）］単位を［smp］と略記する。

ここで、遅延分のＬサンプルは、ＡＤＣ／ＤＡＣなどでオーバーサンプリング技術を用いている場合もあり、必ずしも整数というわけではない。また、厳密にはＤＳＰ／ＣＰＵ内においても入出力のストリームを形成する際に、１〜数サンプル分のバッファリング構造を持っている場合もあり、このバッファ分も系の遅延として影響を及ぼす。しかし、以下においては説明を簡単にするため、遅延分のＬサンプルは整数であり、ＤＳＰ／ＣＰＵにおいて発生する遅延分については、ＡＤＣ／ＤＡＣにおける遅延分に含めて考えることとする。

例えば、一般的な例として、サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚのＡＤＣ及びＤＡＣにおいて、これらＡＤＣ及びＤＡＣのデバイス内部でかかる遅延量が、サンプリング周波数Ｆｓに対して各２０サンプルとすると、ＡＤＣ及びＤＡＣで合計４０サンプルの遅延がＤＳＰ／ＣＰＵなどの演算を行わなくても、ＦＢフィルタ回路１２に内包され、結果オープンループの遅延として系全体に掛かることになる。

具体的に、実測値を用いて、ＦＢフィルタ回路１２に内包される遅延量について説明する。図７は、サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚで４０サンプルの遅延分に相当するゲインと位相とについて説明するための図である。また、図８は、サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚの場合において、遅延分が１サンプル、２サンプル、３サンプルの場合の位相の状態を示す図である。また、図９は、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、ドライバからマイクまでの伝達関数の測定値を示す図である。

図７において、図７（Ａ）は、横軸が周波数、縦軸はゲインを示しており、また、図７（Ｂ）は、横軸が周波数、縦軸は位相を示している。図７（Ｂ）を見ると分かるように、この例の場合、数１０Ｈｚから位相回転が始まり、Ｆｓ／２（サンプリング周波数Ｆｓの２分の１）の周波数（２４ｋＨｚ）に到るまで大きく回転している。

これは、図８に示すように、サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚにて、１サンプルの遅れは、図８（Ａ）に示すように、Ｆｓ／２の周波数で１８０ｄｅｇ．（π）分だけの位相遅れに相当し、同じく図８（Ｂ）、（Ｃ）に示すように、２サンプル、３サンプルの遅れは３６０ｄｅｇ．（２π）、５４０ｄｅｇ．（３π）に繋がることがわかれば容易に理解できる。すなわち、この例の場合、１サンプル遅れる毎に、位相の遅れはπ分ずつ増えることになる。

一方、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいては、図１（Ａ）にも示したように、マイク１１１の位置は、ドライバ１５の前面近傍に設置するようにされるため、両者の距離は近く、ドライバからマイクまでの伝達関数は、図９に示したように、位相回転が比較的少ないことがわかる。このことは、図７（Ｂ）と図９（Ｂ）とを比較してみても明らかである。

図９に、その特性を示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおけるドライバからマイクまでの伝達関数は、図３の（１）式、（２）式におけるＡＤＨＭに相当しており、これとＦＢフィルタ回路１２の−β特性とを周波数軸上で掛け合わせたものが、そのままオープンループとなる。このオープンループの特性が、図４を用いて説明した条件、すなわち、（１）位相０ｄｅｇ．（０度）の点を通過する時、ゲインは０ｄＢ（０デシベル）より小さくなくてはならない。（２）ゲインが０ｄＢ以上である時、位相０ｄｅｇ．の点を含んではいけない。という（１）、（２）の条件を満たす必要がある。

ここでもう一度、図７（Ｂ）の位相特性を見ると、０ｄｅｇ．から始まって１ｋＨｚ付近で１周（２π）回転していることがわかる。これに加え、図９のＡＤＨＭ特性（ドライバからマイクまでの伝達特性）においてもドライバからマイクまでの距離により位相遅れは存在している。

図６（Ｃ）に示したＦＢフィルタ回路１２を機能的に表したブロック図（構造図）を見ると、ＡＤＣ／ＤＡＣによる遅延成分と直列に、自由設計できるフィルタ部分（ＤＳＰ／ＣＰＵによって実現）１２２が接続されているが、このデジタルフィルタ部１２２においては、基本的に位相進みのフィルタは、因果律から見て設計することは困難である。ただし、フィルタ形状の構成によっては、特定帯域だけの「部分的な」位相進みを補償できるようにすることは考えられるが、ＡＤＣ／ＤＡＣによる遅延成分による位相回転を補償するような広い帯域の位相進み回路を作るのは不可能である。

このことを考えると、ＦＢフィルタ回路１２内（−βブロック内）において、ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２により好適なデジタルフィルタを設計しても、この場合、フィードバック構成にてノイズ低減効果を得ることができる帯域は、位相が１周回転する１ｋＨｚ近辺以下に限られ、ＡＤＨＭ特性をも組み込んだオープンループを想定し、位相余裕・ゲイン余裕を見込むと、その減衰量や減衰帯域は、さらに狭められてしまうことがわかる。

図１０は、ＦＢフィルタ回路１２の望ましい特性について説明するための図であり、図１０（Ａ）はゲイン特性を、図１０（Ｂ）は位相特性を示している。図９のような特性に対して、ＦＢフィルタ回路１２の望ましい特性（β特性（ＦＢフィルタ回路１２内の位相反転系））というのは、図１０（Ａ）に示すように、ゲイン形状がノイズ低減効果を狙う帯域においてほぼ山型の形状を持ちながら、図１０（Ｂ）に示すように、位相回転はあまり起こらない（図１０（Ｂ）では低域から高域まで位相特性は１回転していない）ような形状であることがわかる。

しかし、図６（Ｂ）、（Ｃ）のような構成においては、図７のような位相回転を多く持つ遅延特性に対し、直列接続されたデジタルフィルタを用いて、図１０のようなＦＢフィルタ回路（βフィルタ形状）の形成は、位相の大幅な回復が必要であり不可能である。ここでの趣旨としては、ＦＢフィルタ（βフィルタ）（あるいはＦＢフィルタ回路（−βブロック））内で位相が一回転回ってしまうと、図４の形状制限からみても大きくノイズ減衰特性を損なうため、位相が一回転しないような形状を作るのが、当面の目標となる。

なお、本質的には、ノイズ低減の対象帯域（主として低域）において位相回転が小さければ、帯域外についての位相変化は（ゲインさえ落ちていれば）関係ない。しかし、一般に高域での位相回転が多いと、これは低域にも少なからず影響があるため、広い帯域を対象として位相回転を少なく設計するのがこの発明の目的である。また、アナログ回路においては、図１０のような特性は設計可能であり、その意味において、前述したデジタル化のメリットと引き換えに、アナログ回路でシステム設計した場合に比べてノイズ低減効果を大きく損なうことは好ましくない。

［この発明の具体的な構成と動作について］
そこで、この本発明は、上述もしたＦＢフィルタ回路１２やＦＦフィルタ回路２２をデジタル化することにより得られるメリットを活かしながら、これらＦＢフィルタ回路１２やＦＦフィルタ回路２２における遅延を減らし、ノイズ低減効果を大きく保つことができるようにするものである。

なお、この発明は、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにも、また、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムにも適用可能なものであるが、以下においては説明を簡単にするため、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムに、この発明を適用する場合を例にして説明する。

図１１は、この発明によるＦＢフィルタ回路の構成例の１つを説明するためのブロック図である。ここでは、ＦＢフィルタ回路１２Ａの設計を図６（Ｂ）に示したように、ＡＤＣ／ＤＡＣを含むデジタル素子のみで置き換えるのではない。図１１（Ａ）に示すように、ＡＤＣ１２１とＤＳＰ／ＣＰＵ１２２とＤＡＣ１２３とからなるデジタル部と並列に、アナログフィルタ１２４からなるアナログパスを加え、それぞれからの出力信号をアナログ上で加算することができるように構成したものを、新たなＦＢフィルタ回路（−βブロック）１２Ａとするものである。

そして、図１１（Ａ）に示した構成のＦＢフィルタ回路１２Ａは、図１１（Ｂ）に示すように、遅延Ｌを発生させるＡＤＣ／ＤＡＣ部分１２１、１２３と、ＤＳＰ／ＣＰＵによって形成されるデジタルフィルタ部１２２とからなるものとして表すことができる。そして、図１１（Ｂ）においても、図６（Ｃ）の場合と同様に、ＡＤＣ／ＤＡＣ部分１２１、１２３では、サンプリング周波数Ｆｓに対して、強制的にＬサンプル分の遅延が生じることになり、これを「遅延Ｌ［smp］＠Ｆｓ」というように示している。

また、図１１（Ａ）、（Ｂ）に示したＦＢフィルタ回路１２Ａは、アナログフィルタ１２４の出力（アナログ信号）と、デジタルフィルタ部１２２の出力（アナログ信号）とをミキサ部（合成部）にて加算する構成としたが、これに限るものではない。図１３は、この発明によるＦＢフィルタ回路の他の例を説明するためのブロック図である。

図１３（Ａ）に示したＦＢフィルタ回路１２Ｂは、アナログフィルタ１２４は有さず、ＡＤＣ１２１とＤＳＰ／ＣＰＵ１２２とＤＡＣ１２３からなるデジタル部の出力（アナログ信号）に対して、当該デジタル部に入力したアナログ信号を加算できるいようにするためのアナログパスを設けるように構成したものである。そして、図１３（Ａ）に示した構成のＦＢフィルタ回路１２Ｂは、図１３（Ｂ）に示すように、Ｌサンプル分の遅延が生じるＡＤＣ／ＤＡＣからなる遅延部分１２１、１２３と、ＤＳＰ／ＣＰＵからなるデジタルフィルタ部１２２とから構成されるものである。

この図１３に示したＦＢフィルタ回路１２Ｂは、図１１に示したデジタルフィルタ回路１２Ａの特殊な場合であると解釈できる。しかし、図１３に示したＦＢフィルタ回路１２Ｂの場合には、アナログの素子をもたないため（アナログフィルタを備えないため）、ばらつきや安定性の面で信頼性が高いシステムとなる。

そして、図１１に示したアナログフィルタ１２４や図１３に示したスルー特性を示すアナログパスでの処理を、デジタルフィルタでの処理と並列で行った後に、アナログフィルタ１２４で処理したアナログ信号を、あるいは、スルー特性を示すアナログパスで処理したアナログ信号を、デジタル部（デジタルフィルタ）で処理した信号に加算した結果の信号が、β特性として図１０のようなフィルタ概形を目指して設計を行うことになる。一般に、アナログフィルタ回路の変更は可能ではあるが、システム規模が大きくなる。一方、デジタルフィルタの変更はＤＳＰ／ＣＰＵ上のソフトウェアにより容易に行うことが可能である。

このため、図１１に示したＦＢフィルタ１２Ａ、図１３に示したＦＢフィルタ回路１２Ｂを用いてノイズ減衰効果の異なる複数のモードを実装する場合には、アナログフィルタやスルーのアナログパスは、そのまま固定し、デジタルフィルタ部分のみ複数設計して必要に応じて変更する手法が効率的であり、この手法をこの実施の形態のＦＢフィルタ回路においては用いるようにしている。

図１４、図１５は、この実施の形態のＦＢフィルタ回路をフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムに適用した場合のシステム全体の構成を示すブロック図である。この内、図１４は、図１１に示した構成のＦＢフィルタ回路１２Ａ、すなわち、ＡＤＣ１２１とＤＳＰ／ＣＰＵ１２２とＤＡＣ１２３とからなるデジタル部と、これと並列にアナログフィルタ１２４が設けられて構成されたＦＢフィルタ回路１２Ａが、マイク及びアンプ部１１と、パワーアンプ１４との間に設けられたものである。

また、図１５は、図１３に示した構成のＦＢフィルタ回路１２Ｂ、すなわち、ＡＤＣ１２１とＤＳＰ／ＣＰＵ１２２とＤＡＣ１２３とからなるデジタル部と、これと並列にスルー特性を有するアナログパスが設けられて構成されたＦＢフィルタ回路１２Ｂが、マイク及びアンプ部１１と、パワーアンプ１４との間に設けられたものである。

図１４、図１５に示したように、図１１に示した構成のＦＢフィルタ回路１２Ａと、図１３に示した構成のＦＢフィルタ回路１２Ｂとを、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路として用いることができるようにされる。

図１２は、図１１（Ｂ）に示したＦＢフィルタ回路１２Ａの特性Ｈｂ（ｚ）と、図１１（Ｂ）に示したデジタルフィルタ（ＤＳＰ／ＣＰＵ）１２２の特性Ｈｘ（ｚ）とを説明するための計算式を示す図である。

図１１（Ｂ）において、アナログフィルタ１２４の特性をＨａ（ｚ）、デジタルフィルタ部１２２の特性をＨｘ（ｚ）、β特性（設計目標特性、すなわち、ＦＢフィルタ回路１２Ａの特性）をＨｂ（ｚ）とすると、当該Ｈｂ（ｚ）は、図１２の（１）式のようにｚ変換を用いた式で表すことができる。

なお、Ｈａ（ｚ）、Ｈｂ（ｚ）は、本来アナログ領域での特性で定義され、実際の加算もアナログ上で行われる。しかし、ここでは計算を容易にするために、図１１、図１２において、Ｈａ（ｚ）、Ｈｂ（ｚ）特性をサンプリング周波数Ｆｓにて離散化したものとして、デジタル領域で扱っている。

そして、図１２の（１）式を、デジタルフィルタ部１２２の特性Ｈｘ（ｚ）を求める式に変形すると、図１２の（２）式に示すように変形することができる。図１２の（２）式において、係数部分であるＺの＋Ｌ乗の部分（Ｚ^＋Ｌの部分）は、Ｌサンプル分の時間進みを意味するので、デジタルフィルタＨｘ（ｚ）が因果律を満たすためには、目標特性Ｈｂ（ｚ）及びアナログフィルタＨａ（ｚ）の各インパルス応答の差（Ｈｂ（ｚ）−Ｈａ（ｚ））が時間軸において、先頭からＬサンプルの間、一致している必要がある。このＬサンプルの期間内に両者の応答が一致していない場合は、Ｈｘ（ｚ）は負の時間に係数を持つことになり、実際にフィルタを構築することができない。

以下においては、サンプリング周波数Ｆｓ＝９６ｋＨｚ、ＡＤＣ／ＤＡＣでの遅延＝１６サンプルであるデジタルフィルタと、これに並列にスルー特性のアナログパスが設けられた図１３に示した構成のＦＢフィルタ回路１２Ｂを用いて、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの場合を例にして、この発明によるＦＢフィルタ回路が適用されたノイズキャンセリングシステムについて詳細に説明する。

図１６は、この例の場合のＡＤＣ／ＤＡＣ１１２、１１３の遅延特性のゲインと位相とを説明するための図である。図１６（Ａ）は、横軸が周波数、縦軸がゲインを示しており、図１６（Ｂ）は、横軸が周波数、縦軸が位相を示している。この図１６と、図７に示したサンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚで４０サンプルの遅延分に相当するゲインと位相とについて説明するための図とを比較すると分かるように、この例における図１６に示した特性の方が、図７に示した特性に比べ、サンプリング周波数Ｆｓの周波数が高くなり、加えてフィルタ遅延が小さくなっているため、位相回転は６ｋＨｚで１周するようになり、ノイズ減衰効果を作るβ特性に対して、位相的な余裕が大きくなっている。

しかしながら、図１６に示したようなＡＤＣ／ＤＡＣ遅延特性においていても、上述した図６にあるようなβ特性ブロックを直接デジタルフィルタで置き換えるような考え方であれば、やはり期待できるノイズ効果帯域はアナログより狭く効果が小さくなってしまう。

ここでノイズ減衰の帯域・効果を拡張しつつ、デジタル化のメリット（モード切り替えなど）を活かすべく、図１１、図１３を用いて説明した手法（以下、ハイブリッド−フィードバック方式と称する。）を適用する。図１７〜図２２に、その構成例及び特性図を示す。

［ハイブリッド−フィードバック方式のＦＢフィルタ回路の具体例について］
［ハイブリッド−フィードバック方式のＦＢフィルタ回路の具体例１］
図１７は、ＦＢフィルタ回路の一構成例（具体例１）としてのＦＢフィルタ回路１２Ｃを説明するためのブロック図である。この例の場合には、アナログパスにアナログフィルタを用いないスルーとして設計してあり、デジタルフィルタ部１２２をデジタル２次ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタにてＬＰＦ（Low Pass Filter）１２２１及びＭＰＦ（Mid Presence Filter）１２２２の並列で構成したものである。すなわち、図１７に示したＦＢフィルタ回路１２Ｃは、図１３に示したＦＢフィルタ回路１２Ｂの具体的な構成例の１つである。

なお、図１７においても、遅延を発生させる部位としてＡＤＣ１２１とＤＡＣ１２３とを１つのブロックで示しているが、実際にはデジタルフィルタ部１２２を構成するＬＰＦ１２２１からの出力と、ＭＰＦ１２２２からの出力は、ＤＡＣ１２３によりアナログ信号に変換された後に、合成部１２５において、アナログパスからのアナログ信号をも加えたかたちで合成される。合成部１２５において合成された信号は、インバータ１２６に供給され、ここで位相反転するように処理された後に出力される構成となっている。

図１８は、図１７に示したＦＢフィルタ回路１２Ｃのうちのデジタルフィルタ部（ＬＰＦとＭＰＦの並列部分）１２２だけの特性を示す図であり、図１９は、デジタルフィルタ部１２２に加えて、ＡＤＣ／ＤＡＣ１２１、１２３における１６サンプルの遅延を含めた場合の特性を示す図である。図１８、図１９において、上段は、横軸が周波数、縦軸が位相である位相特性のグラフであり、下段は、横軸が周波数、縦軸がゲインであるゲイン特性のグラフである。

図１８と図１９とを比較すると分かるように、上段のグラフに変化が生じている。すなわち、デジタルフィルタ部１２２の特性に、ＡＤＣ／ＤＡＣの遅延特性を付加するようにすると（ＡＤＣ／ＤＡＣにおける１６サンプルの遅延を含めるようにすると）、ゲイン特性に変化はないが、位相特性は変化する。すなわち、位相回転を伴った特性となる。

図１８、図１９を用いて説明したデジタルフィルタ部１２２とＡＤＣ／ＤＡＣ１２１、１２３とからなるデジタル部と、スルー特性を有するアナログパスとからなる図１７に示したＦＢフィルタ回路１２Ｃの特性（β特性）を図２０（Ａ）に示す。図２０（Ａ）において、最上段のグラフは、この伝達関数のインパルス応答の先頭部（１２８サンプルまで）のグラフであり、横軸がサンプル数、縦軸がレベルである。中段のグラフは、位相特性のグラフであり、横軸は周波数、縦軸は位相である。下段のグラフは、ゲイン特性のグラフであり、横軸が周波数、縦軸がゲインである。

図２０（Ａ）を見ると分かるように、アナログパスを加えることで、位相回転を抑えており、これは低域から高域に至るまで一回転も回っていないことが分かる。各特性を別の面から見れば、ノイズ低減の中心となる低域特性はデジタルフィルタ部１２２の影響が大きく、ＡＤＣ／ＤＡＣ遅延により位相回転が大きくなりがちな中高域に関しては、応答の速いアナログパスの特性を、効果的に使用していることになる。

図２０（Ａ）に示した特性（図１７に示したＦＢフィルタ回路１２の特性（β特性））と、図９に示した伝達関数（ＡＤＨＭ）の実測特性とを、周波数軸上で乗算した特性（ＡＤＨＭβ）のグラフを図２０（Ｂ）に示す。この図２０（Ｂ）においても、図２０（Ａ）の場合と同様に、最上段のグラフは、この伝達関数のインパルス応答の先頭部（１２８サンプルまで）のグラフであり、横軸がサンプル数、縦軸がレベルである。中段のグラフは、位相特性のグラフであり、横軸は周波数、縦軸は位相である。下段のグラフは、ゲイン特性のグラフであり、横軸が周波数、縦軸がゲインである。

そして、図２０（Ｂ）に示す伝達特性（ＡＤＨＭβ）のグラフは、オープンループ（−ＡＤＨＭβ）を位相反転（−１を乗算）した系であり、図６の場合の位相反転した場合として考えると、−π（−１８０ｄｅｇ．）またはπ（１８０ｄｅｇ．）の地点で発振を起こすため、この位相地点付近ではゲイン側特性が０ｄＢ以下である必要があることになる。

このため、図２０（Ｂ）の中段のグラフに示すように、ループ発振防止のための位相余裕を３０ｄｅｇ．として（位相の有効範囲を−１５０ｄｅｇ．〜１５０ｄｅｇ．として）、ゲイン縦軸は相対的な値とみれば、実際には図２０（Ｂ）の下段に示したグラフにおいて、太線で示した横方向点線が、新たな０ｄＢになるところまでＦＢフィルタ回路の特性（β特性）をシフトすることができ、この場合であればおよそ最大１３ｄＢ程度がフィードバックループに対して貢献することになる。なお、山の形状から低域側、高域側の両方で位相余裕があるが、当然ながら発振しにくい方でのゲインアップ限界に合わせている。

［ハイブリッド−フィードバック方式のＦＢフィルタ回路の具体例２］
図２１は、ＦＢフィルタ回路の他の構成例（具体例２）としてのＦＢフィルタ回路１２Ｄを説明するためのブロック図である。この例の場合にも、アナログパスにアナログフィルタを用いないスルーとして設計してある。そして、この図２１に示すＦＢフィルタ回路の場合には、並列に設けられたいずれもデジタル二次ＩＩＲフィルタの構成のＬＰＦ１２２１とＭＰＦ１２２２ａとの後段に、いずれもＩＩＲフィルタで構成されるＭＰＦ１２２３及びＭＰＦ１２２４を設けることにより、狭帯域ながら減衰量が大きくなるよう意図して作成したものである。

すなわち、図１７に示した構成のＦＢフィルタ回路１２Ｃが比較的広帯域なものであるのに対して、図２１に示す構成のＦＢフィルタ回路１２Ｄは、狭帯域ではあるが減衰量が大きなものである。なお、図２１に示す構成のＦＢフィルタ回路１２Ｄもまた、スルー特性のアナログパスを有するものであり、図１３に示したＦＢフィルタ回路１２Ｂの具体的な構成例の１つである。

また、この図２１に示すＦＢフィルタ回路１２Ｄの場合にも、遅延を発生させる部位としてＡＤＣ１２１とＤＡＣ１２３とを１つのブロックで示しており、ＭＰＦ１２２４からの出力は、ＤＡＣ１２３によりアナログ信号に変換された後に、合成部１２５において、アナログパスからのアナログ信号と合成される。合成部１２５において合成された信号は、インバータ１２６に供給され、ここで位相反転するように処理された後に出力される構成となっている。

そして、図２２（Ａ）は、アナログパスを固定したままの図２１に示した構成のＦＢフィルタ回路１２Ｄの特性（β特性）を示したものである。また、図２２（Ｂ）は、図２２（Ａ）に示した特性（図２１に示したＦＢフィルタ回路１２Ｄの特性（β特性））と、図９に示した伝達関数（ＡＤＨＭ）の実測特性とを、周波数軸上で乗算した特性（ＡＤＨＭβ）のグラフである。

図２２（Ａ）、（Ｂ）において、最上段のグラフは、この伝達関数のインパルス応答の先頭部（１２８サンプルまで）のグラフであり、横軸がサンプル数、縦軸がレベルである。中段のグラフは、位相特性のグラフであり、横軸は周波数、縦軸は位相である。下段のグラフは、ゲイン特性のグラフであり、横軸が周波数、縦軸がゲインである。

図２２（Ａ）の場合にも、上述した図２０（Ａ）の場合と同様に、アナログパスを加えることで、位相回転を抑えており、これは低域から高域に至るまで一回転も回っていないことが分かる。各特性を別の面から見れば、ノイズ低減の中心となる低域特性はデジタルフィルタ部１２２の影響が大きく、ＡＤＣ／ＤＡＣ遅延により位相回転が大きくなりがちな中高域に関しては、応答の速いアナログパスの特性を、効果的に使用していることになる。

そして、図２２（Ｂ）の場合にも、図２０（Ｂ）の場合と同様に、図２２（Ｂ）の中段のグラフに示すように、ループ発振防止のための位相余裕を３０ｄｅｇ．として（位相の有効範囲を−１５０ｄｅｇ．〜１５０ｄｅｇ．として）、ゲイン縦軸は相対的な値とみれば、実際には図２２（Ｂ）の下段に示したグラフにおいて、太線で示した横方向点線が、新たな０ｄＢになるところまでＦＢフィルタ回路の特性（β特性）をシフトすることができる。

［ハイブリッド−フィードバック方式のＦＢフィルタ回路の具体例３］
また、上述した具体例１、具体例２においては、説明を簡単にするためデジタルフィルタ部分を、ＩＩＲフィルタにて表現したが、これに限るものではない。例えば、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ単体や、ＩＩＲ、ＦＩＲの双方フィルタを並列または直列に接続して構成した複合フィルタを用いても良い。この時ＦＩＲの設計においても、不要な位相回転をなるべく避けるため、適切なゲインを設計したのち、最小位相推移型になるように設定することが好ましい。このように、最小位相推移型ＦＩＲフィルタを用いることにより、上述のように位相回転が避けられ、遅延が少なくなり、より精度よくノイズの低減を図ることができる。

図２３は、複合フィルタの構成のデジタルフィルタ部１２２を有するＦＢフィルタ回路１２Ｅを説明するためのブロック図である。図２３に示すように、この例のＦＢフィルタ回路１２Ｅは、ＩＩＲフィルタ１２２ｘとＩＩＲフィルタ１２２ｙとが並列に設けられると共に、その後段に最小位相推移型ＦＩＲフィルタ１２２ｚが設けられて形成されたデジタルフィルタ部１２２を有するものである。このように、ＩＩＲフィルタとＦＩＲフィルタとを用いて複合フィルタの構成したデジタルフィルタ部１２２を有するＦＢフィルタ回路を構成するようにしてもよい。

また、上述した具体例の各ＦＢフィルタ回路においては、ノイズ低減効果（効果帯域、効果ゲイン）を大きくとるため、９６ｋＨｚという比較的高速のサンプリング周波数を用いるようにしたが、これに限るものではない。目標とする効果量によっては、サンプリング周波数を下げても、上述したように、デジタルパスとアナログパスとが並列に設けられたＦＢフィルタ回路を備えたフィードバック方式のノイズキャンセリングシステム（ハイブリッド−フィードバック方式のノイズキャンセリングシステム）を用いることで同様のノイズ低減効果を実現することが可能であり、これは低消費電力化やリソース削減の意味でも役立つものである。

［ノイズキャンセリングシステムへの応用について］
次に、この発明によるハイブリッド−フィードバック方式のＦＢフィルタ回路を用いたノイズキャンセリングシステムの応用例について説明する。

［ノイズキャンセリングシステムへの応用例１］
図１、図１４、図１５に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの場合、聴取対象となる外部からのアナログ入力音声Ｓ（音楽再生、通話音声、収音音声など）は、アナログのイコライジングを行ってから、アナログ段階で加算するようにしていた。しかし、アナログ入力音声Ｓについても、ＡＤ（Analog/Digital）変換してデジタルフィルタリング（イコライジング）を行うことで、より精度良く細かい音質調整を実現することもできる。

図２４は、アナログ入力音声ＳをＡＤ変換してデジタルフィルタリングを行うことができるようにしたノイズキャンセリングシステムについて説明するための図である。図２４に示すように、ユーザヘッド（ユーザの頭部）ＨＤに装着されるヘッドホンの筐体ＨＰ内部には、ドライブ回路１５１とスピーカ１５２とからなるドライバ１５と、ユーザの耳位置（キャンセルポイントＣＰ）の近傍にマイク１１１が設けられている。

このマイク１１１によって収音されて電気信号に変換された音声信号（ノイズ信号）が、マイクアンプ１１２で増幅され、アナログパスを有するハイブリッド−フィードバック方式のＦＢフィルタ回路１２Ｆに供給され、ここで処理されてノイズ低減信号が形成され、これがパワーアンプ１４を通じてドライバ１５に供給されて放音されることにより、ノイズ信号を低減することができるようになっている。

図２４に示すように、この例のＦＢフィルタ回路１２Ｆは、ＡＤＣ１２２とデジタルフィルタ部１２２とＤＡＣ１２３とからなるデジタル部と、アナログフィルタ１２４を有するアナログパスとが並列に設けられたハイブリッド−フィードバック方式のものである。そして、デジタル部のＤＡＣ１２３においてアナログ信号に変換されたノイズ低減信号と、アナログパスからのアナログ信号とは、合成部１３において合成するようにされている。なお、以下においては、ハイブリッド−フィードバック方式のＦＢフィルタ回路を、ハイブリッド−ＦＢフィルタ回路という。

そして、図２４に示すノイズキャンセリングシステムのハイブリッド−ＦＢフィルタ回路１２Ｆにおいて、ＡＤＣ１２１は、アナログ入力音声Ｓをデジタル信号に変換するＡＤＣ１２１ａと、マイクアンプ１１２からの収音音声をデジタル信号に変換するＡＤＣ１２１ｂを備えたものである。

また、ＤＳＰ／ＣＰＵ１２２は、入力音声Ｓ用のイコライザ／エフェクト部（図２４においては、ＥＱ／Ｅｆｆｅｃｔと記載。）１２２ａと、ノイズ低減信号を生成するフィルタ部１２２ｂと、これらからの出力信号を合成する合成部１２２ｃとを実現する構成となっている。

このように、この例のハイブリッド−ＦＢフィルタ回路１２Ｆの場合には、ＡＤＣ１２１ａをノイズ低減用のループとは別に１つ持つことで、デジタルフィルタ部１２２にて、入力音声Ｓに対するイコライジング等を行うと共に、これをノイズ低減用のループからのノイズ低減信号と合成（ミキシング）してＤＡＣ１２３に供給することができる構成となっている。

このように構成することによって、上述もしたように、アナログ入力音声Ｓについても、ＡＤ（Analog/Digital）変換してデジタルフィルタリング（イコライジング等）を行うことで、より精度良く細かい音質調整を実現することができるとともに、ノイズの低減をも効果的に実現することができるようにされる。

図２５は、デジタル入力音声ＳＤを受け付ける構成のフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムを説明するためのブロック図である。すなわち、図２４に示したノイズキャンセリングシステムは、アナログ入力音声Ｓの入力を受け付けるために、ＡＤＣ１２１ａを備えていたが、アナログ入力音声Ｓが、既に何らかの手段にてデジタル化された後に入力される場合もありうる。

この場合には、図２５に示すように、外部からのデジタル入力音声ＳＤを処理するイコライザ／エフェクタ部１２２ｂの機能を実現するデジタルフィルタ部１２２に、直接、デジタル入力音声ＳＤを供給する構成とする。

すなわち、図１５に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路１２Ｇは、ＡＤＣ１２１ｂ、イコライザ／エフェクト部１２２ａとフィルタ１２２ｂからなるデジタルフィルタ部１２２、ＤＡＣ１２３、アナログフィルタ１２４、合成部１３を備えるものである。したがって、図２５に示したＦＢフィルタ回路１２Ｇは、アナログ入力音声Ｓ用のＡＤＣ１２１ａを備えない点を除けば、図２４に示したノイズキャンセリングシステムと同様に構成されるものである。

そして、図２５に示したように、デジタル入力音声ＳＤの供給を受け付けることができるようにすることにより、デジタル化されて供給されるデジタル入力音声ＳＤについても適切に処理することができると共に、ノイズの低減をも効果的に実現することができるようにされる。

［ノイズキャンセリングシステムへの応用例２］
また、ノイズ低減効果を得られるようにするノイズキャンセリングシステムにおける基礎構成において、この発明の応用の１つとして、フィードバック方式とフィードフォワード方式との両方を組み合わせて用いるシステムが考えられる。図２６は、フィードバック方式とフィードフォワード方式との両方を組み合わせたノイズキャンセリングシステムについて説明するための図である。

図２６に示すように、この例のノイズキャンセリングシステムは、フィードバックシステム部（フィードバック方式のノイズキャンセリングシステム部分）１と、フィードフォワードシステム部（フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステム部分）２とを備えたものである。

そして、ユーザヘッド（ユーザの頭部）ＨＤに装着されるヘッドホン筐体ＨＰの内部に設置されるマイク１１１によって収音される音声信号（ノイズ信号）は、フィードバックシステム部１に供給される。フィードバックシステム部１では、ＦＢフィルタ部においてノイズ低減信号が生成され、これが合成部３に供給される。

一方、ユーザヘッドＨＤに装着されるヘッドホン筐体ＨＰの外部に設置されるマイク２１１によって収音される音声信号（ノイズ信号）は、フィードフォワードシステム部２に供給される。フィードフォワードシステム部２では、ＦＦフィルタ部においてノイズ低減信号が生成され、これが合成部３に供給される。

合成部３は、フィードバックシステム部１からのノイズ低減信号とフィードフォワードシステム部２からのノイズ低減信号とを合成して、これをドライブ回路３５１とスピーカ３５２とからなるドライバ３５に供給することにより、ノイズ低減信号に応じた音声を放音し、音響的にユーザの耳に到達するノイズを低減するようにしている。

基本的に、フィードフォワード方式は、フィードバックと違い制御点の音圧を参照せず、またフィルタも設計時に代表的な１つに固定されるため、ノイズ音源の位置や個人間の耳特性の違いにより、キャンセルポイントＣＰ２では低減対象帯域内においてもノイズ成分が設計時想定よりも残ることがある。しかし、キャンセルポイントＣＰ１の制御点を参照するフィードバック方式を併用することで、このフィードフォワード方式のノイズ残留分もキャンセルできるようにし、ノイズ低減効果の増大を図ることが可能となる。

図２７は、図２６に示したフィードバックシステム部１とフィードフォワードシステム部２とを備えたノイズキャンセリングシステムの構成例をさらに説明するためのブロック図である。

図２７の右側のマイク及びマイクアンプ部１１、ＦＢフィルタ回路１２Ａ、１２Ｂ等、パワーアンプ１４、ドライバ３５からなる部分が、フィードバックシステム部１である。また、図２７の左側のマイク及びマイクアンプ部２１、ＦＦフィルタ回路２２、パワーアンプ２４、ドライバ３５からなる部分がフィードフォワードシステム部２である。

なお、図２７においては、フィードバックシステム部１の構成とフィードフォワードシステム部２の構成とを区別して明確に示すために、フィードバックシステム部１とフィードバックシステム部２との双方にドライバ３５を示した。しかし、図２６にも示したように、ドライバ３５は、フィードバックシステム部１とフィードフォワードシステム部２とで共通に用いられるものである。

そして、図２６を用いて説明したように、実際には、ドライバ３５の前段において、フィードバックシステム部１のパワーアンプ１４からの出力と、フィードフォワードシステム部２のパワーアンプ２４からの出力とが合成部３において合成されて、ドライバ３５に供給するようにされる。また、図２６を用いて説明したように、フィードフォワードシステム部２の機能により十分に低減できなかったノイズを、フィードバックシステム部１の機能により低減することができるようにされる。

そして、最も重要な点は、図２７において、ＦＢフィルタ回路１２Ａ、１２Ｂ等として示したＦＢフィルタ回路の構成が、上述もしたように、図１１、図１３、詳しくは、図１７、図２１、図２３に示した構成の、この発明によるハイブリッド−ＦＢフィルタ回路を用いることにより、フィードバックシステム部１において、ＦＢフィルタ回路をデジタル化することにより得られる利益を享受することができると共に、より広い帯域で、より大きなノイズ低減効果を得ることができるようにされる。

また、別のアプローチから図２６、図２７を用いて説明したノイズキャンセリングシステムを見ると、以下のようなことが言える。すなわち、フィードフォワード方式では基本的にキャンセル用の係数は決めうちであり、特性の個人差によりノイズ低減量を大きくすることができない（キャンセル信号（ノイズ低減信号）のゲインを低めに設定することになる）。

そこで、ノイズ減衰をさらにフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムを使って増やすようにしたものが、図２６、図２７を用いて説明したノイズキャンセリングシステムであるといえる。換言すれば、図２６、図２７を用いて説明したノイズキャンセリングシステムは、フィードバック方式及びフィードフォワード方式を相補的に使うことで、より大きなノイズ低減効果を得るようにしたものである。

［ノイズキャンセリングシステムへの応用例３］
また、フィードバック方式及びフィードフォワード方式を相補的に使用するシステムの実装時には、外部入力部分を加えた図２８に示す構成のノイズキャンセリングシステムを考えることができる。図２８は、フィードバック方式及びフィードフォワード方式を相補的に使用するシステムに、この発明によるハイブリッド−ＦＢフィルタ回路を適用した場合について説明するためのブロック図である。

図２８に示すように、ユーザヘッド（ユーザの頭部）ＨＤに装着されるヘッドホン筐体ＨＰの内部には、フィードバック方式用のマイク１１１が設けれ、また、ヘッドホン筐体ＨＰの外部には、フィードフォワード方式用のマイク２１１が設けられている。フィードバック方式用のマイク１１１の後段にはマイクアンプ１１２は設けられ、フィードフォワード方式用のマイク２１１の後段にはマイクアンプ２１２とスイッチ回路ＳＷ１とが設けられている。

そして、マイクアンプ１１２とスイッチ回路ＳＷ１との後段には、ノイズキャンセル用フィルタ回路４が設けられ、このノイズキャンセル用フィルタ４の後段にパワーアンプ３４と、ドライバ３５とが設けられている。ドライバ３５は、ドライブ回路３５１とスピーカ３５２とからなるものである。

なお、フィードフォワード方式用のマイクアンプ２１２の後段に設けられたスイッチ回路ＳＷ１は、図２８に示すように、入力端ａにはマイクアンプ２１２からの音声信号（ノイズ信号）が供給され、入力端ｂにはアナログ信号である入力音声Ｓが供給されるものであり、いずれの信号を出力するかを切り替えるものである。

また、詳しくは後述するが、スイッチ回路ＳＷ１は、ノイズキャンセル用フィルタ４内に設けられるスイッチ回路ＳＷ２と連動して切り替えられる。そして、図示しない操作部を通じて受け付けたユーザからの操作入力に応じて、コントローラ５が、スイッチ回路ＳＷ１と、スイッチ回路ＳＷ２とを切り替え制御するようにしている。また、コントローラ５は、スイッチ回路ＳＷ１、ＳＷ２の切り替え制御だけでなく、デジタルフィルタ部４２を構成する各部を制御し、目的とする処理を行わせるようにすることができるものである。

そして、図２８に示すように、ノイズキャンセル用フィルタ回路４は、大きく分けると、ＡＤＣ４１と、デジタルフィルタ部４２と、ＤＡＣ４３と、アナログフィルタ４４とからなっている。ＡＤＣ４１は、スイッチ回路ＳＷ１からのいずれもアナログ信号であるマイクアンプ２１２からのノイズ信号または入力音声Ｓをデジタル信号に変換するＡＤＣ４１１と、マイクアンプ１１２からのノイズ信号をデジタル信号に変換するＡＤＣ４１２とからなっている。

デジタルフィルタ部４２は、フィードバック制御用のフィルタ回路（以下、ＦＢフィルタと略称する。）４２１と、スイッチ回路ＳＷ２と、フィードフォワード制御用のフィルタ回路（以下、ＦＦ用フィルタと略称する。）４２２と、イコライザ／エフェクト部（図２８においては、ＥＱ／Ｅｆｆｅｃｔと記載。）４２３と、合成部４２４とを実現する構成となっている。

そして、上述もしたように、スイッチ回路ＳＷ１とスイッチ回路ＳＷ２とはコントローラ５により連動して切り替えられるが、スイッチ回路ＳＷ１が入力端ａ側に切り替えられる場合には、スイッチ回路ＳＷ２も入力端ａ側に切り替えられ、スイッチ回路ＳＷ１が入力端ｂ側に切り替えられる場合には、スイッチ回路ＳＷ２も入力端ｂ側に切り替えられる。

したがって、スイッチ回路ＳＷ１が入力端ａ側に切り替えられた場合には、スイッチ回路ＳＷ２も入力端ａ側に切り替えられ、この場合には、マイク２１１で収音された音声信号（ノイズ信号）が、マイクアンプ２１２で増幅された後に、スイッチ回路ＳＷ１を通じてＡＤＣ４１１に供給され、ここでデジタル信号に変換された後に、スイッチ回路ＳＷ２を通じてＦＦ用フィルタ４２２に供給される。ＦＦ用フィルタ４２２は、これに供給されたノイズ信号からフィードフォワード方式のノイズ低減信号（キャンセル信号）を形成して、これを合成部４２４に供給する。

一方、マイク１１１で収音された音声信号（ノイズ信号）が、マイクアンプ１１２で増幅された後に、ＡＤＣ４１２とアナログフィルタ４４とに供給される。ＡＤＣ４１２は、これに供給された音声信号をデジタル信号に変換し、これをＦＢ用フィルタ４２１に供給する。ＦＢ用フィルタ４２１は、これに供給されたノイズ信号からフィードバック方式のノイズ低減信号（キャンセル信号）を形成して、これを合成部４２４に供給する。

この場合、合成部４２４は、ＦＦ用フィルタ４２２からのフィードフォワード方式のノイズ低減信号と、ＦＢ用フィルタ４２１からのフィードバック方式のノイズ低減信号とを合成し、これをＤＡＣ４３に供給する。ＤＡＣ４３は、これに供給されたノイズ低減信号をアナログ信号に変換し、これを合成部４５に供給する。

合成部４５には、アナログフィルタ４４においてアナログフィルタリング処理されたアナログ信号も供給されており、ＤＡＣ４３からのノイズ低減信号と、アナログフィルタ４４からのアナログ処理されたノイズ低減信号とを合成し、これをパワーアンプ３４に供給する。パワーアンプ３４は、これに供給されたノイズ低減信号を増幅し、これをドライバ３５に供給する。これによりドライバ３５からはノイズキャンセル信号が放音するようにされ、音響的にノイズが低減するようにされる。

このように、スイッチ回路ＳＷ１とスイッチ回路ＳＷ２とが、入力端ａ側に切り替えられた場合には、ＡＤＣ４１１、ＦＦ用フィルタ４２２、ＤＡＣ４３が、ＦＦフィルタ回路を形成し、マイク２１１、マイクアンプ２１２、スイッチ回路ＳＷ１、ＡＤＣ４１１、スイッチ回路ＳＷ２、ＦＦ用フィルタ、合成部４２４、ＤＡＣ４３、合成部４５、パワーアンプ３４、ドライバ３５からなる系が、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムを構成することになる。

また、同時に、ＡＤＣ４１２、ＦＢフィルタ４２１、ＤＡＣ４３、アナログフィルタ４４が、ＦＢフィルタ回路を形成し、マイク１１１、マイクアンプ１１２、ＡＤＣ４１２、ＦＢ用フィルタ４２１、合成部４２４、ＤＡＣ４３、アナログフィルタ４４、合成部４５、パワーアンプ３４、ドライバ３５からなる系が、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムを構成することになる。

このように、スイッチ回路ＳＷ１とスイッチ回路ＳＷ２とが、入力端ａ側に切り替えられた場合には、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステム部を機能させると共に、デジタルパスとアナログパスとを有するハイブリッド−ＦＢフィルタ回路を有するフィードバック方式のノイズキャンセリングシステム部を機能させることによって、ノイズを高品位に低減させ、高品位な無音状態を形成することができるようになっている。

また、スイッチ回路ＳＷ１とスイッチ回路ＳＷ２とが入力端ｂ側に切り替えられた場合には、アナログ入力音声Ｓが、スイッチ回路ＳＷ１を通じてＡＤＣ４１１に供給され、ここでデジタル信号に変換された後に、スイッチ回路ＳＷ２を通じてイコライザ／エフェクト部４２３に供給され、ここで入力音声Ｓについて精度よく、細かい音質調整を行った後に、合成部４３に供給され、フィードバック方式のノイズ低減信号と合成されて出力される。

このように、スイッチ回路ＳＷ１とスイッチ回路ＳＷ２とが、入力端ｂ側に切り替えられた場合には、音質調整された入力信号Ｓとフィードバック方式のノイズ低減信号とが合成されて形成された信号が、ＤＡＣ４３でアナログ信号に変換され、さらに合成部４５において、アナログフィルタ４４からのアナログ処理されたノイズ低減信号が合成され、これが、パワーアンプ３４を通じてドライバ３５に供給されて、放音するようにされる。この場合には、精度よく音質調整された入力音声２応じた音声を、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムを用いてノイズを低減させながら良好に再生して、ユーザが聴取することができるようになっている。

そして、図２８に示したノイズキャンセリングシステムについては、以下のようにまとめることができる。すなわち、マイク１１１で収音された音声信号（フィードバックマイク信号）、マイク２１１で収音された音声信号（フィードフォワードマイク信号）、外部入力信号（入力音声Ｓ）の３つを処理するため、本来はＡＤＣが３つ必要であるが、図２８に示した構成のノイズキャンセリングシステムでは、フィードフォワードマイク信号と入力音声Ｓとの切り替えをＡＤＣの前段で行っている。

これにより、静かな環境を望む際は、入力音声Ｓについては再生しないようにし、２種類のノイズ低減機構（フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムとフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステム）が同時稼動させるようにし、また、外部入力の音、すなわち入力音声Ｓを聞く際にはフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのみ稼動させるようにする、というように動作させるノイズキャンセリングシステムを切り替えることが可能なシステムを実現することができる。

なお、図２８に示したシステム簡略化のため、図２８においてフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムの実現をアナログ回路で構成する場合や、外部入力である入力音声Ｓと切り替えるノイズキャンセリングシステムをフィードバック方式のノイズキャンセリングシステム側にすることも可能である。

［ノイズキャンセリングシステムの組み合わせのバリエーション］
ここで、この発明の適用が可能なノイズキャンセリングシステムのバリエーションについてまとめる。デジタル部とアナログパスとが並列に設けられ、デジタル部からの出力とアナログパスからの出力とをアナログ上で合成することにより、ノイズ低減信号（キャンセル信号）を生成するハイブリッドのフィルタ回路は、（１）フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路と、（２）フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムのＦＦフィルタ回路とに適用可能である。

そして、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムと、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムとの両方を設けるノイズキャンセリングシステムの場合には、一方のノイズキャンセリングシステムのフィルタ回路にこの発明によるハイブリッドのフィルタ回路を用いるようにした場合、他方のノイズキャンセリングシステムのフィルタ回路には、従来からのアナログフィルタを用いたり、デジタルフィルタを用いたり、また、デジタルとアナログが並列に設けられるこの発明によるハイブリッドのフィルタ回路を用いたりすることができる。

また、図２８を用いて説明したように、ハイブリッドのＦＢフィルタ回路が用いられたフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムに加えて、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムと外部からの入力音声を処理するＡＤＣ４１１、イコライザ／エフェクト部４２３などからなる入力音声再生処理部とを切り替えて使用可能なシステムの場合においても、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムのＦＦフィルタ回路としては、従来からのアナログフィルタを用いたり、デジタルフィルタを用いたり、また、デジタルとアナログが並列に設けられるこの発明によるハイブリッドのフィルタ回路を用いたりすることができる。

同様に、ハイブリッドのＦＦフィルタ回路が用いられたフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムに加えて、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムと外部からの入力音声を処理するＡＤＣ、イコライザ／エフェクト部などからなる入力音声再生処理部とを切り替えて使用可能なシステムの場合においても、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路としては、従来からのアナログフィルタを用いたり、デジタルフィルタを用いたり、また、デジタルとアナログが並列に設けられるこの発明によるハイブリッドのフィルタ回路を用いたりすることができる。

また、この発明によるハイブリッドのフィルタ回路を、ＦＢフィルタ回路に用いる場合であっても、また、ＦＦフィルタ回路に用いる場合であっても、上述したＦＢフィルタ回路１２Ａ〜ＦＢフィルタ回路１２Ｇに示したように、種々の構成とすることが可能である。要は、上述もしたように、デジタル部とアナログパスとが並列に設けられ、デジタル部からの出力とアナログパスからの出力とをアナログ上で合成することにより、ノイズ低減信号（キャンセル信号）を生成するハイブリッドの構成となっていればよい。

［まとめ］
以上のことから、ヘッドホン内側にマイク機構を持ち、ヘッドホン内ノイズ低減を目的としたフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、系の安定化を保ちノイズ減衰量を決定付けるＦＢフィルタ回路（フィードバックフィルタ）を、主として位相回転を抑える目的で、ＡＤＣとＤＳＰ／ＣＰＵ部とＤＡＣからなるデジタル部と、アナログフィルタを有するアナログパス、あるいは、スルー特性のアナログパス（アナログスルーパス）とを並列に構成し、これらデジタル部とアナログパスとの出力をアナログ加算することで実現することができる。

この場合、デジタル部と並列のアナログパスのアナログフィルタは、１次のＬＰＦ、ＨＰＦ程度の簡素な構成のものでよく、あるいは、周波数特性を持たず、デジタル部からの出力結果とアナログで直結的に加算可能な信号を生成することができるものを用いることができる。

また、アナログパスと並列に構成されるデジタル部内に、最小位相推移型ＦＩＲを一部、または全部として用いるようにすることもできる。

また、上述したデジタル部とアナログパスとが並列に設けられたＦＢフィルタ回路を有するフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムとともに、ヘッドホン筐体外部に設けたマイクを使用して、アナログ、またはデジタル、または、その双方を並列としたフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムを同時に用いたツインタイプのノイズキャンセリングシステムを構成することにより、高品位な無音状態を形成することも可能である。

また、ヘッドホン筐体の内側のマイクとヘッドホン筐体の外側のマイクとの双方がＡＤＣに入りデジタル処理するノイズ低減システムを構成しているモードと、外側・内側のどちらかのマイク信号の一方の入力を外部信号（音楽信号や通話信号など）に切り替えて同一のＡＤＣに接続し、同時にＤＳＰ／ＣＰＵに対してノイズ低減プログラムからイコライザプログラムになるような指示をするコントロール部分を持つシステムを構成することも可能である。

［その他］
以上、本発明は簡単のためにヘッドホンにおける処理としたが、ヘッドホン本体内にすべてのシステムが実装されている必要はなく、例えば処理機構が外部にボックスとして分割されている場合や、他の機器と組み合わさった場合でも、この発明を適用することができる。ここで他の機器とは、例えばポータブルオーディオプレイヤーや、電話機器、ネットワーク音声通信機器、など、音声・音楽信号を再生可能な多種のハードウェアが考えられる。

もちろん、工場や飛行場などの非常に大きな騒音のする場所において作業する場合などに用いられ、騒音を低減させるためのヘッドセットのノイズキャンセリングシステムに適用することも可能である。さらに、携帯電話にこの発明を適用した場合には、騒音下でもクリアな音での通話が可能となるし、ポータブルオーディオプレイヤーに適用した場合には、騒音下でもクリアな音楽等の聴取が可能となる。

また、上述した実施の形態においては、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路を、デジタル部とアナログパスとを並列に設けたハイブリッドの構成した。しかし、ＦＢフィルタ回路だけでなく、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムのＦＦフィルタ回路を、デジタル部とアナログパスとを並列に設けたハイブリッドの構成とすることも可能である。

フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムについて説明するための図である。 フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムについて説明するための図である。 図１に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの特性を示す計算式を説明するための図である。 フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおける位相余裕とゲイン余裕について説明するためのボード線図である。 図２に示したフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムの特性を示す計算式を説明するための図である。 図１（Ｂ）に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムのＦＢフィルタ回路１２部分をデジタル化した場合の構成例を説明するための図である。 サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚで４０サンプルの遅延分に相当するゲインと位相とについて説明するための図である。 サンプリング周波数Ｆｓ＝４８ｋＨｚの場合において、遅延分が１サンプル、２サンプル、３サンプルの場合の位相の状態を示す図である。 フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムにおいて、ドライバからマイクまでの伝達関数の測定値を示す図である。 ＦＢフィルタ回路１２の望ましい特性について説明するための図である。 この発明によるＦＢフィルタ回路１２の構成例を説明するためのブロック図である。 図１１（Ｂ）に示したＦＢフィルタ回路１２の特性Ｈｂ（ｚ）と、図１１（Ｂ）に示したデジタルフィルタ部１２２の特性Ｈｘ（ｚ）とを説明するための図である。 この発明によるＦＢフィルタ回路１２の他の構成例を説明するためのブロック図である。 この実施の形態のＦＢフィルタ回路の一例を適用したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの構成を示すブロック図である。 この実施の形態のＦＢフィルタ回路の一例を適用したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの構成を示すブロック図である。 ＡＤＣ／ＤＡＣ１１２、１１３の遅延特性のゲインと位相とを説明するための図である。 ＦＢフィルタ回路１２の一構成例（具体例１）を説明するためのブロック図である。 図１７に示したＦＢフィルタ回路１２のうちのデジタルフィルタ部分（ＬＰＦとＭＰＦの並列部分）１２２だけの特性を示す図である。 デジタルフィルタ部１２２に加えて、ＡＤＣ／ＤＡＣにおける１６サンプルの遅延を含めた場合の特性を示す図である。 ＦＢフィルタ回路１２の特性（β特性）と、β特性と伝達関数（ＡＤＨＭ）の実測特性とを乗算した特性（ＡＤＨＭβ特性）を説明するための図である。 ＦＢフィルタ回路１２の他の構成例（具体例２）を説明するためのブロック図である。 ＦＢフィルタ回路１２の特性（β特性）と、β特性と伝達関数（ＡＤＨＭ）の実測特性とを乗算した特性（ＡＤＨＭβ特性）を説明するための図である。 複合フィルタの構成のデジタルフィルタ部１２２を有するＦＢフィルタ回路１２を説明するためのブロック図である。 アナログ入力音声ＳをＡＤ変換してデジタルフィルタリングを行うことができるようにしたノイズキャンセリングシステムについて説明するための図である。 デジタル入力音声Ｓを受け付ける構成のフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムを説明するためのブロック図である。 フィードバック方式とフィードフォワード方式との両方を組み合わせたノイズキャンセリングシステムについて説明するための図である。 図２６に示したノイズキャンセリングシステムの構成例をさらに説明するためのブロック図である。 フィードバック方式及びフィードフォワード方式を相補的に使用するシステムに、この発明によるハイブリッド−ＦＢフィルタ回路を適用した場合について説明するためのブロック図である。

符号の説明

１１…マイク及びマイクアンプ部、１１１…マイク、１１２…マイクアンプ、１２、１２Ａ〜１２Ｇ…ＦＢフィルタ回路、１２１…ＡＤＣ、１２２…ＤＳＰ／ＣＰＵ、１２３…ＤＡＣ、１２４…アナログフィルタ、１３…合成部、１４…パワーアンプ、１５…ドライバ、１５１…ドライブ回路、１５２…スピーカ、１６…イコライザ、ＣＰ…キャンセルポイント、Ｓ…入力音声、Ｐ…出力音声、２１…マイク及びマイクアンプ部、２１１…マイク、２１２…マイクアンプ、２２…ＦＦフィルタ回路、２２１…ＡＤＣ、２２２…ＤＳＰ／ＣＰＵ、２２３…ＤＡＣ、２３…合成部、２４…パワーアンプ、２５…ドライバ、２５１…ドライブ回路、２５２…スピーカ、３４…パワーアンプ、３５…ドライバ

Claims (8)

1. ノイズキャンセリングシステムにおいて用いられ、マイクロホンを通じて収音されるノイズ信号の供給を受けて、ノイズを低減させるようにするためのノイズ低減信号を形成するフィルタ回路であって、
   前記ノイズ信号の供給を受けて、これをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
   前記アナログ／デジタル変換手段からのデジタルノイズ信号の供給を受けて、前記ノイズ低減信号を形成するデジタルフィルタ手段と、
   前記デジタルフィルタ手段からの前記ノイズ低減信号の供給を受けて、これをアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換手段と
   を有するデジタル部と、
   前記デジタル部に対して並列に設けられ、前記ノイズ信号をアナログフィルタで処理して、あるいは、そのまま出力するようにするアナログパスと、
   前記デジタル部の前記デジタル／アナログ変換手段から出力されたアナログ信号とされた前記ノイズ低減信号と、前記アナログパスからのアナログ信号とを合成することによりノイズ低減に用いるノイズ低減信号を生成する合成手段と
   を備え、
   前記デジタルフィルタ手段は、少なくとも並列に構成されたＬＰＦ（Low Pass Filter）部とＭＰＦ（Mid Presence Filter）部とからなり、
   前記合成手段は、前記アナログパスからのアナログ信号を遅延させることなく合成することで前記ノイズ低減信号を生成する
   フィルタ回路。
2. 請求項１に記載のフィルタ回路であって、
   前記デジタル部の前記デジタルフィルタ手段は、少なくともその一部分に、最小位相推移型ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタが用いられて構成されたものであることを特徴とするフィルタ回路。
3. 請求項１に記載のフィルタ回路であって、
   前記デジタル部と前記アナログパスとは、ヘッドホン筐体内部に設けられる前記マイクロホンを通じて収音されるノイズ信号の供給を受けるようにされ、フィードバック方式のノイズキャンセリングシステムで用いられるフィルタ回路。
4. 請求項１に記載のフィルタ回路であって、
   前記デジタル部と前記アナログパスとは、ヘッドホン筐体外部に設けられる前記マイクロホンを通じて収音されるノイズ信号の供給を受けるようにされ、フィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムで用いられるフィルタ回路。
5. ノイズキャンセリングシステムにおいて用いられ、マイクロホンを通じて収音されるノイズ信号の供給を受けて、ノイズを低減させるようにするためのノイズ低減信号を生成するノイズ低減信号の生成方法であって、
   前記ノイズ信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換ステップと、前記アナログ／デジタル変換ステップにおいてデジタル信号とされた前記ノイズ信号から少なくとも並列に構成されたＬＰＦ（Low Pass Filter）部とＭＰＦ（Mid Presence Filter）部とによって前記ノイズ低減信号を形成するデジタルフィルタステップと、前記デジタルフィルタステップにおいて形成した前記ノイズ低減信号をアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換ステップとを実行するデジタル信号処理を行うと同時に、
   前記ノイズ信号をアナログフィルタで処理して、あるいは、そのまま、出力するようにするアナログ信号処理を行い、
   前記デジタル信号処理を通じて形成したアナログ信号のノイズ低減信号と、前記アナログ信号処理されたアナログ信号を遅延させることなく合成してノイズ低減に用いるノイズ低減信号を生成するノイズ低減信号生成方法。
6. 請求項５に記載のノイズ低減信号生成方法であって、
   前記デジタルフィルタステップにおいては、少なくともその一部分に、最小位相推移型ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いて、前記ノイズ信号から前記ノイズ低減信号を形成するノイズ低減信号生成方法。
7. 請求項５に記載のノイズ低減信号生成方法であって、
   前記デジタル信号処理されると共に、前記アナログ信号処理される前記ノイズ信号は、
   ヘッドホン筐体内部に設けられる前記マイクロホンを通じて収音したものを用いるフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムで用いられるノイズ低減信号生成方法。
8. 請求項５に記載のノイズ低減信号生成方法であって、
   前記デジタル信号処理されると共に、前記アナログ信号処理される前記ノイズ信号は、
   ヘッドホン筐体外部に設けられる前記マイクロホンを通じて収音したものを用いるフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムで用いられるノイズ低減信号生成方法。

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