KR101393756B1 - 디지털 필터 회로, 디지털 필터 프로그램 및 노이즈 캔슬링시스템 - Google Patents

디지털 필터 회로, 디지털 필터 프로그램 및 노이즈 캔슬링시스템 Download PDF

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Abstract

축차 변환형의 고속 변환 가능한 ADC나 DAC를 이용하는 일없이, 고품위의 노이즈 저감을 실현할 수 있는 디지털화된 노이즈 캔슬링 시스템을 실현할 수 있도록 한다. 모두 디지털 필터의 구성으로 되고, 디지털 노이즈 신호의 씨닝 처리를 행하는 제1 디지털 필터부로서의 씨닝 필터(1213)와, 노이즈 저감 신호의 보간 처리를 행하는 제2 디지털 필터부로서의 보간 필터(1231) 중 한쪽, 또는, 양쪽에서는, 샘플링 주파수의 근방의 소정의 범위에서만, 원하는(목적으로 하는) 감쇠량을 얻을 수 있도록 하고, 이들 디지털 필터(1213, 1231) 중 한쪽, 또는, 양쪽에서의 처리 지연을 저감시켜서, 적절한 타이밍에서 노이즈를 저감시키기 위한 신호를 형성할 수 있도록 한다.
Figure R1020070112610
노이지 캔슬링 시스템, 디지털 필터, 보간 필터, 샘플링 주파수, 마이크로폰, 아날로그 신호, 씨닝 처리, 피드 포워드 방식

Description

디지털 필터 회로, 디지털 필터 프로그램 및 노이즈 캔슬링 시스템{DIGITAL FILTER CIRCUIT, DIGITAL FILTER PROGRAM AND NOISE CANCELING SYSTEM}
본 발명은, 예를 들면, 재생된 음악 등을 청취하기 위한 헤드폰이나 소음을 저감시키도록 하기 위한 헤드셋 등에 적용되는 노이즈 캔슬링 시스템의 필터 회로, 필터 프로그램, 이들을 이용한 노이즈 캔슬링 시스템에 관한 것이다.
종래, 헤드폰에 탑재되어 있는 액티브한 노이즈 저감 시스템(노이즈 캔슬링 시스템(노이즈 리덕션 시스템))이 존재하고 있다. 또한, 이하에서는, 노이즈 캔슬링 시스템이라고 하는 문언을 이용하는 것으로 한다. 그리고, 현상 실용화되어 있는 노이즈 캔슬링 시스템은, 전부 아날로그 회로의 구성으로 되어 있으며, 현행 방식으로서는, 대별하면, 피드백 방식과 피드 포워드 방식의 2개의 방식이 있다.
예를 들면, 후에 기술하는 특허 문헌 1(일본 특개평 3-214892호 공보)에는, 유저의 귀에 장착되는 음향관(1) 내에 설치되는 마이크로폰 유닛(6)에서 수음한 음향관 내부의 소음을 위상 반전시켜 그 마이크로폰 유닛(6)의 근방에 설치되는 이어폰 유닛(3)으로부터 방음시킴으로써, 외부 소음을 저감시키도록 하는 발명이 개시되어 있다.
또한, 후에 기술하는 특허 문헌 2(일본 특개평 3-96199호 공보)에는, 장착 시에 있어서, 헤드폰(1)과 유저의 귓구멍 사이에 위치하는 제2 마이크로폰(3)의 출력을 이용하여, 장착 시에 있어서 귀의 근방에 설치되는 외부 소음을 수음하는 제1 마이크로폰(2)으로부터 헤드폰(1)까지의 전달 특성을, 외부 소음이 귓구멍에 도달할 때까지의 전달 특성에 동정함으로써, 헤드폰의 장착의 방법에 상관없이, 외부 소음을 저감할 수 있게 하는 소음 저감 헤드폰에 관한 발명이 개시되어 있다.
또한, 상기한 특허 문헌 1, 특허 문헌 2는, 이하와 같다.
[특허 문헌 1] 일본 특개평 3-214892호 공보
[특허 문헌 2] 일본 특개평 3-96199호 공보
그러나, 상술한 바와 같이, 종래는 아날로그 회로로 구성되어 있는 피드백 방식이나 피드 포워드 방식의 노이즈 저감 시스템에 대하여, 디지털화를 고려한 경우, 일반적으로 많이 사용되고 있는 시그마 델타(Σ·Δ)형의 아날로그/디지털 변환기(이하, ADC(Analog Digital Converter)라고 약칭함)나 디지털/아날로그 변환기(이하, DAC(Digital Analog Converter)라고 약칭함)를 이용하도록 하면, 이들에서의 디지털 지연이 커서, 충분한 노이즈 저감을 행할 수 없다고 하는 문제가 있다.
현상에서도 축차 변환형으로서, 고속으로 변환할 수 있는 ADC나 DAC가 존재한다. 그러나, 이들은, 현실적으로는 군사용·업무용의 것이며, 값이 고가이기 때 문에, 소위 컨슈머한 기기에 탑재하는 노이즈 저감 시스템에 채용하는 것은 어렵다.
이상의 것을 감안하여, 본 발명은, 축차 변환형의 고속 변환 가능한 ADC나 DAC를 이용하는 일없이, 고품위의 노이즈 저감을 실현할 수 있는 디지털화된 노이즈 캔슬링 시스템을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 출원의 발명은, 노이즈 캔슬링 시스템에서, 헤드폰 케이스의 패시브한 차음 특성을 이용하여, ADC/DAC의 에일리어싱 필터의 누설을 어느 정도 허용함으로써, 이들 ADC/DAC에서의 지연량을 낮추는 것이 가능한 것에 주목하여 이루어진 것이다.
즉, 상기 과제를 해결하기 위해, 청구항 1에 기재된 발명인, 노이즈를 수음하는 마이크로폰이 출력하는 노이즈 신호에 기초하여, 노이즈를 저감하기 위한 노이즈 저감 신호를 생성하는 디지털 필터 회로는, 상기 노이즈 신호를 디지털 노이즈 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환부와, 상기 디지털 노이즈 신호를 씨닝 처리하는 제1 디지털 필터부와, 상기 씨닝 처리된 디지털 노이즈 신호에 기초하여, 상기 디지털 노이즈 저감 신호를 생성하는 연산 처리부와, 상기 디지털 노이즈 저감 신호를 보간 처리하는 제2 디지털 필터부와, 상기 보간 처리된 디지털 노이즈 저감 신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환부를 구비하고, 상기 제1 디지털 필터부 및/또는 제2 디지털 필터부는, 샘플링 주파수를 중심으로 하는 그 샘플링 주파수 근방의 소정의 범위에서만, 소정의 감쇠량이 얻어지도록 구성한 것을 특징으로 한다.
이 청구항 1에 기재된 발명의 디지털 필터 회로에 따르면, 모두 디지털 필터의 구성으로 되고, 디지털 노이즈 신호의 씨닝 처리를 행하는 제1 디지털 필터부와, 노이즈 저감 신호의 보간 처리를 행하는 제2 디지털 필터부 중의 한쪽, 또는, 양쪽에서는, 샘플링 주파수의 근방의 소정의 범위에서만, 원하는(목적으로 하는) 감쇠량이 얻어지게 된다.
이에 의해, 제1, 제2 디지털 필터부의 한쪽 또는 양쪽에서의 지연량을 줄이고, 디지털화한 경우라도, 노이즈를 상쇄하기 위한 노이즈 저감 신호를 적절한 타이밍에서 형성하여, 적절하게 노이즈의 저감을 행할 수 있게 된다. 따라서, 노이즈 캔슬링 시스템에서, 디지털 필터 회로를 이용할 수 있게 됨으로써, 시스템 설계도 용이하게 되고, 사용 성능이 높아짐과 함께, 적절하게 노이즈를 저감하여, 고음질의 재생이 가능한 시스템을 구축할 수 있게 된다.
본 발명에 따르면, 노이즈 캔슬링 시스템에서, 노이즈를 저감시키기 위한 신호를 형성하기 위한 회로로서, 종래, 아날로그 회로의 구성으로 되어 있던 필터 회로를, 처리 능력이 높은 고가의 ADC나 DAC를 이용하는 일 없이, 처리 지연을 저감시키도록 하여, 적절한 타이밍에서 노이즈를 저감시키기 위한 신호를 형성하는 것이 가능한 디지털 회로의 구성으로 할 수 있다.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 일 실시예에 대하여 설명한다.
[노이즈 캔슬링 시스템에 대하여]
현재, 헤드폰이나 이어폰을 대상으로 하여 외부 소음을 액티브하게 저감하는 시스템, 소위 노이즈 캔슬링 시스템이, 보급되기 시작하고 있다. 제품화되어 있는 것에 관해서는, 대부분이 아날로그 회로에 의해 구성되어 있는 것이며, 그 노이즈 캔슬링 방법으로서는, 피드백 방식과 피드 포워드 방식으로 대별된다.
우선, 본 발명의 일 실시예의 구체적인 설명을 하기에 앞서서, 도 1∼도 5를 참조하면서, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 구성예와 동작 원리와, 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 구성예와 동작 원리에 대하여 설명한다.
또한, 도 1은, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에 대하여 설명하기 위한 도면이고, 도 2는, 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 또한, 도 3은, 도 1에 도시한 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 특성을 나타내는 계산식을 설명하기 위한 도면이고, 도 4는, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서의 위상 여유와 게인 여유에 대하여 설명하기 위한 보드선도이다. 또한, 도 5는, 도 2에 도시한 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 특성을 나타내는 계산식을 설명하기 위한 도면이다.
[피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에 대하여]
우선, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에 대하여 설명한다. 도 1의 (A)는, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템이 적용된 헤드폰 시스템이, 유저 헤드(유저(청취자)의 머리부) HD에 장착된 경우의 우채널 측의 구성을 도시하고 있고, 도 1의 (B)는, 상기 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 전체 구성을 도시하고 있 다.
피드백 방식은, 일반적으로 도 1의 (A)와 같이 헤드폰 케이스(하우징부) HP의 내측에 마이크로폰(111)(이하, 마이크라고 약칭함)이 있고, 그 마이크(111)에서 수음한 신호(노이즈 신호)의 역상 성분(노이즈 저감 신호)을 복귀시키고 서보 제어함으로써, 외부로부터 헤드폰 케이스 HP에 들어온 노이즈를 감쇠시키는 것이다. 이 경우, 마이크(111)의 위치가 청취자의 귀 위치에 상당하는 캔슬 포인트(제어점) CP로 되기 때문에, 노이즈 감쇠 효과를 고려하여, 통상적으로, 청취자의 귀에 가까운 위치, 즉 드라이버(16)의 진동판 전면에 마이크(111)가 놓이는 경우가 많다.
구체적으로, 도 1의 (B)의 블록도를 참조하면서, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에 대하여 설명한다. 도 1의 (B)에 나타내는 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템은, 마이크(111)와 마이크 앰프(112)로 이루어지는 마이크 및 마이크 앰프부(11)와, 피드백 제어를 위해 설계된 필터 회로(이하, FB 필터 회로라고 함)(12)와, 합성부(13)와, 파워 앰프(14)와, 드라이브 회로(151)와 스피커(152)로 이루어지는 드라이버(15)와, 이퀄라이저(16)를 구비한 것이다.
도 1의 (B)에서, 각 블록 내에 기재된 문자 A, D, M, -β는, 파워 앰프(14), 드라이버(15), 마이크 및 마이크 앰프부(11), FB 필터 회로(12)의 각 전달 함수로 한다. 마찬가지로, 도 1의 (B)에서, 이퀄라이저(16)의 블록 내의 문자 E는, 청취할 목적인 신호 S에 걸리는 이퀄라이저(16)의 전달 함수이고, 드라이버(15)와 캔슬 포인트 CP 사이에 놓인 블록의 문자 H는, 드라이버(15)로부터 마이크(111)까지의 공 간의 전달 함수(드라이버-캔슬 포인트 간의 전달 함수)이다. 이들 각 전달 함 수는, 복소 표현되어 있는 것으로 한다.
또한, 도 1의 (A), (B)에서, 문자 N은, 외부의 노이즈 소스(노이즈원) NS로부터 헤드폰 케이스 HP 내의 마이크 위치 근방에 침입해 온 노이즈이며, 문자 P는, 청취자의 귀에 도달하는 음압(출력 음성)을 나타내는 것으로 한다. 노이즈 N이 헤드폰 케이스 HP 내에 전달되어 오는 원인으로서는, 예를 들면, 헤드폰 케이스 HP의 이어 패드부의 간극으로부터 음압으로서 누설되어 오는 경우나, 헤드폰 케이스 HP가 음압을 받아 진동한 결과로서 케이스 내부에 음이 전달되는 등의 것이 생각된다.
이 때, 도 1의 (B)에서, 청취자의 귀에 도달하는 음압 P는, 도 3의 식 (1)과 같이 표현할 수 있다. 이 도 3의 식 (1)에서, 노이즈 N에 주목하면, 노이즈 N은, 1/(1+ADHMβ)로 감쇠하고 있는 것을 알 수 있다. 단, 도 3의 식 (1)의 계가 노이즈 저감 대상 대역에서 노이즈 캔슬링 기구로서 안정적으로 동작하기 위해서는, 도 3의 식 (2)가 성립하고 있을 필요가 있다.
일반적으로는, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서의 각 전달 함수의 곱의 절대값이 1 이상(1<<|ADHMβ|)인 것, 또한 고전 제어 이론에서의 Nyquist의 안정성 판별과 함께, 도 3의 식 (2)에 관계되는 계의 안정성은 이하와 같이 해석할 수 있다.
도 1의 (B)에서, 노이즈 N에 관계되는 루프 부분을 1개소 절단하여 생기는 (-ADHMβ)의 「오픈 루프」를 생각한다. 예를 들면, 도 1의 (B)에서, 마이크 및 마이크 앰프부(11)와 FB 필터 회로(12) 사이에 절단 개소를 형성하도록 하면, 「오 픈 루프」를 형성할 수 있다. 이 오픈 루프는, 예를 들면 도 4에 도시하는 바와 같은 보드선도로 표현되는 특성을 갖는 것이다.
이 오픈 루프를 대상으로 한 경우, Nyquist의 안정성 판별로부터, (1) 위상 0deg.(0도)의 점을 통과할 때, 게인은 0dB(0데시벨)보다 작아야만 한다, (2) 게인이 0dB 이상일 때, 위상 0deg.의 점을 포함해서는 안 된다,라고 하는 (1), (2)의 2개의 조건을 충족시킬 필요가 있다.
상기한 (1), (2)의 조건을 충족시키지 않는 경우, 루프는 정귀환이 걸려 발진(하울링)을 일으키게 된다. 도 4에서, 기호 Pa, Pb는 위상 여유를, 기호 Ga, Gb는 게인 여유를 나타내고 있고, 이들 여유가 작으면, 노이즈 캔슬링 시스템이 적용된 헤드폰을 이용하는 청취자의 여러 가지의 개인차나 해당 헤드폰의 장착의 변동 등에 의해, 발진의 위험성이 증가하게 된다.
즉, 도 4에서, 횡축은 주파수이다. 그리고, 종축은, 하반분이 게인이고, 상반분이 위상이다. 그리고, 위상 0deg.의 점을 통과할 때에는, 도 4에서 게인 여유 Ga, Gb가 나타내는 바와 같이, 게인은 0dB보다 작지 않으면, 루프는 정귀환이 걸려 발진을 일으키고, 또한, 게인이 0dB 이상일 때에는, 도 4에서 위상 여유 Pa, Pb가 나타내는 바와 같이, 위상 0deg.를 포함하지 않게 되어 있지 않으면, 루프는 정귀환이 걸려 발진을 일으키게 된다.
다음으로, 도 1의 (B)에 도시한 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서, 상술한 노이즈 저감 기능에 부가하여 필요한 음을 헤드폰으로부터 재생하는 경우에 대하여 설명한다. 도 1의 (B)에서의 입력 음성 S는, 예를 들면, 음악 재생 장치로 부터의 음악 신호 외에, 케이스 외부의 마이크의 음(보청 기능으로서 사용하는 경우)이나, 전화 통신 등의 통신을 통한 음성 신호(헤드셋으로서 사용하는 경우) 등, 본래, 헤드폰의 드라이버에서 재생할 음성 신호의 총칭이다.
도 3의 식 (1)에서, 입력 음성 S에 주목하면, 이퀄라이저(16)의 전달 함수 E는, 도 3의 식 (3)과 같이 표현할 수 있다. 그리고, 도 3의 식 (3)의 이퀄라이저(16)의 전달 함수 E도 고려하면, 도 1의 (B)의 노이즈 캔슬링 시스템의 출력 음성 P는, 도 3의 식 (4)와 같이 표현할 수 있다.
마이크(111)의 위치가 귀 위치에 매우 가까운 것으로 하면, 문자 H가 드라이버(115)로부터 마이크(111)(귀)까지의 전달 함수, 문자 A나 문자 D가 각각 파워 앰프(114), 드라이버(115)의 전달 함수이므로, 통상의 노이즈 저감 기능을 갖지 않는 헤드폰과 마찬가지의 특성이 얻어지는 것을 알 수 있다. 또한, 이 때 이퀄라이저(16)의 전달 특성 E는, 주파수 축에서 본 오픈 루프 특성과 거의 동등한 특성으로 되어 있다.
[피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에 대하여]
다음으로, 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에 관하여 설명한다. 도 2의 (A)는, 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템이 적용된 헤드폰 시스템이, 유저 헤드(유저(청취자)의 머리부) HD에 장착된 경우의 우채널 측의 구성을 도시하고 있고, 도 2의 (B)는, 상기 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 전체 구성을 도시하고 있다.
피드 포워드 방식은, 기본적으로 도 2의 (A)에 나타내는 바와 같이 헤드폰 케이스 HP의 외부에 마이크(211)가 설치되어 있고, 이 마이크(211)에서 수음한 노이즈에 대하여 적절한 필터링 처리를 하여, 헤드폰 케이스 HP 내부의 드라이버(25)에서 이것을 재생하고, 귀에 가까운 부분에서 이 노이즈를 캔슬하는 것을 의도한 방식이다.
구체적으로, 도 2의 (B)의 블록도를 참조하면서, 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에 대하여 설명한다. 도 2의 (B)에 나타내는 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템은, 마이크(211)와 마이크 앰프(212)로 이루어지는 마이크 및 마이크 앰프부(21)와, 피드 포워드 제어를 위해 설계된 필터 회로(이하, FF 필터 회로라고 함)(22)와, 합성부(23)와, 파워 앰프(24)와, 드라이브 회로(251)와 스피커(252)로 이루어지는 드라이버(25)를 구비한 것이다.
이 도 2의 (B)에 나타내는 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서도, 각 블록 내에 기재된 문자 A, D, M은, 파워 앰프(24), 드라이버(25), 마이크 및 마이크 앰프부(21)의 각 전달 함수이다. 또한, 도 2에서, 문자 N은, 외부의 노이즈 소스(노이즈원)를 나타내고 있다. 노이즈 소스 N에 따른 노이즈가 헤드폰 케이스 HP 내에 침입해 오는 주된 이유는 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서 설명한 바와 같다.
또한, 도 2의 (B)에서는, 외부의 노이즈 소스 N의 위치로부터 귀 위치 CP에 이르기까지의 전달 함수(노이즈 소스-캔슬 포인트 간의 전달 함수)를 문자 F로 표시하고, 노이즈 소스 N으로부터 마이크(211)에 이르기까지의 전달 함수(노이즈 소스-마이크 간의 전달 함수)를 문자 F'로 표시하며, 드라이버(25)로부터 캔슬 포인 트(귀 위치) CP에 이르기까지의 전달 함수(드라이버-캔슬 포인트 간의 전달 함수)를 문자 H로 표시하고 있다.
그리고, 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 핵으로 되는 FF 필터 회로(22)의 전달 함수를, -α로 두면, 도 2의 (B)에서, 청취자의 귀에 도달하는 음압 P(출력 음성)는, 도 5의 식 (1)과 같이 표현할 수 있다.
여기서, 이상적인 상태를 생각하면, 노이즈 소스-캔슬 포인트 간의 전달 함수 F는, 도 5의 식 (2)와 같이 표현할 수 있다. 그리고, 도 5의 식 (2)를 도 5의 식 (1)에 대입하면, 제1항과 제2항은 상쇄되므로, 결과로서, 도 2의 (B)에 도시한 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서, 출력 음성 P는, 도 5의 식 (3)에 나타내는 바와 같이 표현할 수 있으며, 노이즈는 캔슬되고, 음악 신호(또는 청취할 목적의 음성 신호 등)만이 남고, 통상의 헤드폰 동작과 마찬가지의 음을 청취할 수 있는 것을 알 수 있다.
단, 실제는, 도 5에 도시한 식 (2)가 완전하게 성립하는 전달 함수를 갖는 완전한 필터의 구성은 곤란하다. 특히 중고역에 관하여, 사람에 따라 귀의 형상은 서로 다르며, 또한, 헤드폰의 장착 상태도 가지각색인 등, 개인차가 큰 것과, 노이즈의 위치나 마이크 위치 등에 따라 특성이 변화되는, 등의 이유 때문에 통상은 중고역에 관해서는 이 액티브한 노이즈 저감 처리를 행하지 않고, 헤드폰 케이스로 패시브한 차음을 하는 경우가 많다. 또한, 도 5의 식 (2)는, 식을 보면 자명하지만, 노이즈원으로부터 귀 위치까지의 전달 함수를, 전달 함수 α를 포함시킨 전기 회로로 모방하는 것을 의미하고 있다.
또한, 도 2에 도시한 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서의 캔슬 포인트 CP는, 도 2의 (A)에 도시한 바와 같이, 도 1의 (A)의 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템과 달리, 청취자의 임의의 귀 위치에서 설정할 수 있다. 그러나, 통상의 경우, 전달 함수 α는 고정적이며, 설계 단계에서는, 임의의 타겟 특성을 대상으로 한 결정으로 되게 되어, 청취자에 따라서 귀의 형상이 다르기 때문에, 충분한 노이즈 캔슬 효과가 얻어지지 않거나, 노이즈 성분을 비역상으로 가산하게 되거나 하여, 이음이 나는 등의 현상이 일어날 가능성도 있다.
이들의 것으로부터, 일반적으로 피드 포워드 방식은, 발진할 가능성이 낮고 안정도가 높지만, 충분한 감쇠량을 얻는 것은 곤란하며, 한편, 피드백 방식은 큰 감쇠량을 기대할 수 있는 대신에, 계의 안정성에 주의가 필요로 된다. 피드백 방식과 피드 포워드 방식에는, 각각에 특징을 갖고 있다.
또한, 별도, 적응 신호 처리 방법을 이용한 노이즈 저감 헤드폰이 제안되어 있다. 이 적응 신호 처리 방법을 이용한 노이즈 저감 헤드폰의 경우, 통상적으로, 헤드폰 케이스 내부 및 외부의 양쪽에 마이크가 설치된다. 내부의 마이크는 필터 처리 성분과의 캔슬을 시도한 에러 신호를 해석하고, 새로운 적응 필터를 생성·갱신할 때에 이용하고는 있지만, 기본적으로 헤드폰 케이스 외부의 노이즈를 디지털 필터 처리하여 드라이버에서 재생하고 있기 때문에, 큰 틀로서는 피드 포워드 방식의 형태를 취하고 있다.
[노이즈 캔슬링 시스템의 디지털화의 필요성과 문제점]
상술한 바와 같이, 피드백 방식, 피드 포워드 방식의 아날로그 회로에 의해 구성되는 노이즈 캔슬링 시스템이 실현되어 있지만, 디지털 회로에 의해 구성할 수 있도록 하는 것이 요망되고 있다. 이하에서는, 노이즈 캔슬링 시스템의 디지털화의 필요성과 문제점을 구체적으로 밝힘과 함께, 그 문제점을 해결하는 이 출원의 발명에 대하여 구체적으로 설명한다.
또한, 이하에서는, 설명을 간단히 하기 위해, 주로, 노이즈 감쇠 효과가 큰 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에 적용하는 경우를 예로 하여 설명한다. 그러나, 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에도, 마찬가지로, 디지털화의 필요성이나 문제점이 존재하며, 그 문제점을 해결하는 이 출원의 발명을 적용할 수 있다.
[노이즈 캔슬링 시스템의 디지털화의 필요성에 대하여]
우선, 도 1의 (B)에 도시한 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서, 전달 함수(-β) 부분인 FB 필터 회로(12)를 디지털화할 수 있으면, 이하와 같은 (1)∼(4)의 장점을 향수할 수 있다.
즉, (1) 복수의 모드를 자동적, 또는 유저가 수동으로 선택 가능한 시스템이 구성 가능하게 되고, 유저로부터 본 사용 성능이 높아진다. (2) 미세한 제어가 가능한 디지털 필터링을 행함으로써, 변동이 적고 고정밀도의 제어 품질을 얻을 수 있으며, 결과적으로 노이즈 저감량, 저감 대역의 확대로 이어진다.
또한, (3) 부품 점수를 변경하지 않고, 연산 처리 장치(DSP(Digital Signal Processor)/CPU(Central Processing Unit))에 대한 소프트웨어의 변경에서, 필터 형상을 변경할 수 있게 되기 때문에, 시스템 설계나 디바이스 특성 변경에 수반하 는 개변이 용이하게 된다. (4) 음악 재생이나 통화 등의 외부 입력에 대해서도, 동일한 ADC/DAC나 DSP/CPU를 공용함으로써, 이들 외부 입력 신호에 대해서도, 고정밀도의 디지털 이퀄라이징을 실시함으로써, 고음질의 재생을 기대할 수 있다.
이와 같이, FB 필터 회로(12)를 디지털화할 수 있으면, 여러 가지의 경우에 대응하여 유연한 제어가 가능하게 되고, 사용할 청취자를 선택하지 않고, 고품위로 노이즈를 캔슬할 수 있는 시스템을 구성할 수 있게 된다.
[노이즈 캔슬링 시스템의 디지털화의 문제점에 대하여]
그러나, 상술도 한 바와 같이, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템으로서 실용화되어 있는 것은, FB 필터 회로(12)에 상당하는 부분에 대하여 아날로그 회로로 구성된 시스템이다. 이러한 아날로그 회로로 구성된 FB 필터 회로(12)는, ADC나, 디지털 필터 처리 기구(연산 처리부)를 구성하는 DSP 혹은 CPU나, DAC 등을 이용함으로써, 디지털 회로의 구성으로 할 수 있다.
그러나, 디지털 회로의 구성으로 한 FB 필터 회로(12)에서는, 처리에 시간이 걸리기 때문에 처리 대상의 신호의 지연을 초래하여, 적절하게 노이즈를 캔슬할 수 없게 되어, 디지털화를 저지하는 요인으로 되어 있다. 그리고, 이 디지털화를 저지하는 요인에 대하여 상세하게 보면, DSP/CPU에 의한 디지털 필터 처리 기구(노이즈를 저감시키기 위한 노이즈 저감 신호를 생성하는 연산 처리 수단)보다도, 주로, DSP나 CPU(이하, DSP/CPU라고 기재)에 의해 구성되는 연산 처리 수단(연산 처리 장치)의 전후에 삽입되는 ADC나 DAC의 지연에 의한 것이라고 생각된다.
도 6은, 도 1의 (B)에 도시한 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 FB 필 터 회로(12) 부분을 디지털화한 경우의 구성예를 설명하기 위한 도면이다. 도 6의 (A)에 나타내는 바와 같이, 도 1의 (B)에서도 FB 필터 회로(12)는, 1개의 블록으로 도시하였지만, 이것을 디지털화하는 경우에는, 도 6의 (B)에 나타내는 바와 같이, ADC(121), DSP/CPU(122), DAC(123)에 의해 형성된다. DSP/CPU(122) 내에서는 소프트웨어로서 비교적 자유롭게 디지털 필터를 조립할 수 있지만, ADC(121), DAC(123)의 각각이 내장하고 있는 필터에 의한 지연의 영향이 크게 생기게 된다.
여기서, ADC(121)는, 마이크(111)를 통하여 수음되고 마이크 앰프(112)에서 증폭된 신호(노이즈 신호)를 디지털 신호(디지털 노이즈 신호)로 변환하는 부분이다. 또한, DSP/CPU(122)는, 도 1에 도시한 바와 같이, 각 회로부의 전달 함수나 드라이버-캔슬 포인트 간의 전달 함수 등을 고려함과 함께, 노이즈 신호와는 역상의 신호로서, 노이즈 신호를 상쇄시키는 것이 가능한 노이즈 저감 신호를 형성하는 부분이다. 또한, DAC(123)는, DSP/CPU(122)에서 형성된 디지털 신호인 노이즈 저감 신호를 아날로그 신호로 변환하는 부분이다.
도 6의 (B)에 도시한 FB 필터 회로(12)의 구성을 기능적으로 통합하면, 도 6의 (C)에 나타내는 바와 같이, 지연 L을 발생시키는 ADC/DAC 부분(121, 123)과, DSP/CPU에 의해 형성되는 디지털 필터 부분(122)으로 이루어지는 것으로서 나타낼 수 있다. 그리고, 디지털화한 FB 필터부(12)에서는, 도 6의 (C)에 도시한 바와 같이, 샘플링 주파수 Fs에 대하여, 강제적으로 L샘플 분의 지연이 발생하게 되고, DSP/CPU로 자유롭게 디지털 필터를 설계하고자 해도, (이 성분은 도 6의 (C)에서 등가 블록 표현한 바와 같이) 반드시 직렬로 삽입되게 된다. 또한, 이 이후, 각 도면에서는 [샘플(sample)] 단위를 [smp]로 약기한다.
예를 들면, 일반적인 예로서, 샘플링 주파수 Fs=48㎑의 ADC 및 DAC에서, 이들 ADC 및 DAC의 디바이스 내부에서 걸리는 지연량이, 샘플링 주파수 Fs에 대하여 각 20샘플로 하면, ADC 및 DAC에서 합계 40샘플의 지연이 DSP/CPU 등의 연산을 행하지 않아도, FB 필터 회로(12)에 내포되고, 그 결과 오픈 루프의 지연으로서 계 전체에 걸리게 된다.
구체적으로, 실측값을 이용하여, FB 필터 회로(12)에 내포되는 지연량에 대하여 설명한다. 도 7은, 샘플링 주파수 Fs=48㎑에서 40샘플의 지연 분에 상당하는 게인과 위상에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 또한, 도 8은, 샘플링 주파수 Fs=48㎑인 경우에서, 지연 분이 1샘플, 2샘플, 3샘플인 경우의 위상의 상태를 도시하는 도면이다. 또한, 도 9는, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서, 드라이버로부터 마이크까지의 전달 함수의 측정값을 도시하는 도면이다.
도 7에서, 도 7의 (A)는, 횡축이 주파수, 종축은 게인을 나타내고 있고, 또한, 도 7의 (B)는, 횡축이 주파수, 종축은 위상을 나타내고 있다. 도 7의 (B)을 보면 알 수 있는 바와 같이, 이 예의 경우, 수10㎐로부터 위상 회전이 개시되고, Fs/2(샘플링 주파수 Fs의 2분의 1)의 주파수(24㎑)에 이를 때까지 크게 회전하고 있다.
이것은, 도 8에 도시하는 바와 같이, 샘플링 주파수 Fs=48㎑에서, 1샘플의 지연은, 도 8의 (A)에 나타내는 바와 같이, Fs/2의 주파수에서 180deg.(π)분만큼의 위상 지연에 상당하며, 마찬가지로 도 8의 (B), (C)에 나타내는 바와 같이, 2샘 플, 3샘플의 지연은 360deg.(2π), 540deg.(3π)에 연결되는 것을 알 수 있으면 용이하게 이해할 수 있다. 즉, 이 예의 경우, 1샘플 지연될 때마다, 위상의 지연은 π분씩 증가하게 된다.
한편, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서는, 도 1의 (A)에도 도시한 바와 같이, 마이크(111)의 위치는, 드라이버(15)의 전면 근방에 설치하도록 되기 때문에, 양자의 거리는 가깝고, 드라이버로부터 마이크까지의 전달 함수는, 도 9에 도시한 바와 같이, 위상 회전이 비교적 적은 것을 알 수 있다. 이것은, 도 7의 (B)와 도 9의 (B)를 비교해 보아도 명확하다.
도 9에, 그 특성을 나타낸 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서의 드라이버로부터 마이크까지의 전달 함수는, 도 3의 식 (1), 식 (2)에서의 ADHM에 상당하고 있고, 이것과 FB 필터 회로(12)의 -β 특성을 주파수축 상에서 곱한 것이, 그대로 오픈 루프로 된다. 이 오픈 루프의 특성이, 도 4를 이용하여 설명한 조건, 즉, (1) 위상 0deg.(0도)의 점을 통과할 때, 게인은 0dB(0데시벨)보다 작아야만 한다, (2) 게인이 0dB 이상일 때, 위상 0deg.의 점을 포함해서는 안 된다,라고 하는 (1), (2)의 조건을 충족시킬 필요가 있다.
여기서 한번 더, 도 7의 (B)의 위상 특성을 보면, 0deg.로부터 시작하여 1㎑ 부근에서 1주(2π) 회전하고 있는 것을 알 수 있다. 이것에 부가하여, 도 9의 ADHM 특성(드라이버로부터 마이크까지의 전달 특성)에서도 드라이버로부터 마이크까지의 거리에 의해 위상 지연은 존재하고 있다.
도 6의 (C)에 도시한 FB 필터 회로(12)를 기능적으로 나타낸 블록도(구조도) 를 보면, ADC/DAC에 의한 지연 성분과 직렬로, 자유 설계할 수 있는 필터 부분(DSP/CPU에 의해 실현)(122)이 접속되어 있지만, 이 디지털 필터부(122)에서는, 기본적으로 위상 진행의 필터는, 인과율로부터 보아 설계하는 것은 곤란이다. 단, 필터 형상의 구성에 따라서는, 특정 대역만의 「부분적인」 위상 진행을 보상할 수 있게 하는 것은 생각되지만, ADC/DAC에 의한 지연 성분에 의한 위상 회전을 보상하는 넓은 대역의 위상 진행 회로를 만드는 것은 불가능하다.
이것을 생각하면, FB 필터 회로(12) 내(-β 블록 내)에서, DSP/CPU(122)에 의해 바람직한 디지털 필터를 설계해도, 이 경우, 피드백 구성으로 노이즈 저감 효과를 얻을 수 있는 대역은, 위상이 1주 회전하는 1㎑ 근방 이하에 한정되며, ADHM 특성도 내장한 오픈 루프를 상정하고, 위상 여유·게인 여유를 기대하면, 그 감쇠량이나 감쇠 대역은, 더욱 축소되게 되는 것을 알 수 있다.
[노이즈 캔슬링 시스템의 디지털화에 수반하는 문제점의 해결책에 대하여]
그리고, 상술한 문제점의 고찰을 근거로 하면, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템 내에 이용하는 FB 필터 회로(12)에서 이용되는 ADC(121), DAC(123)에서 발생하는 지연 시간을 줄임으로써, FB 필터 회로(12) 내에서 발생하는 위상 회전을 줄일 수 있고, 이것이 결과적으로 FB 필터 회로(12)의 설계를 용이하게 함과 함께, 노이즈 저감 효과 대역을 늘리는 것이 가능하게 되는 것을 알 수 있다.
그러나, 축차 변환형의 고속 변환 가능한 ADC나 DAC를 이용하면, 코스트가 높아져 현실적이지 않다. 그래서, 본 발명은, 이하에 설명한 바와 같이, 일반적으로 많이 사용되고 있고, 비교적으로 저렴한 ΣΔ형의 ADC나 DAC를 이용한 경우에 도, 이들에서의 지연 시간을 줄일 수 있도록 하는 것이다.
[지연 발생의 주요인에 대하여]
우선, FB 필터 회로(12)에서, ADC(121), DAC(123)에서 지연을 일으키는 주요인을 명확하게 한다. 도 10은, FB 필터 회로(12)의 구성, 특히, ADC(121)와 DAC(123)의 구성에 대하여 설명하기 위한 블록도이다. 도 11은, 직선 위상형 FIR(Finite Impulse Response) 필터의 계수 특성을 도시하는 도면이다.
도 6의 (B)에도 도시하고, 도 10의 (A)에도 도시하는 바와 같이, FB 필터 회로(12)는, ADC(121)와, DSP/CPU부(122)와, DAC(123)로 이루어져 있다. 그리고, 도 10의 (B)에 도시하는 바와 같이, ADC(121)는, 비에일리어싱 필터(1211)와, 시그마 델타(Σ·Δ) ADC부(1212)와, 씨닝 필터(1213)로 이루어지고, DAC(123)는, 보간 필터(1231)와, 시그마 델타(Σ·Δ) DAC부(1232)와, 저역 통과 필터(1233)로 이루어져 있다.
일반적으로, ADC(121), DAC(123)는 모두 오버 샘플링 방법, 및, 1bit(비트) 신호를 이용하는 시그마 델타 변조가 사용되는 경우가 많다. 예를 들면, 도 10의 (B)에 도시한 바와 같이, 아날로그 입력을, DSP/CPU부(122)에서 디지털 신호 처리하는 경우에는, 1Fs/Multi bit(대부분은 16bit∼24bit)로 변환하지만, Σ·Δ 방식에서는 통상 샘플링 주파수 Fs[㎐]를 M배의 MFs[㎐]까지 갖고 있어, 오버 샘플링(Over Sampling) 처리하는 경우가 많다.
도 10의 (B)에 도시한 바와 같이, ADC(121)의 입구에 설치된 비에일리어싱(Anti-Aliasing) 필터(1211) 및, DAC(123)의 출구부에 설치된 저역 통과(Low- Pass) 필터(1233)에서, 각 샘플링 주파수 Fs의 1/2(2분의 1)를 초과하는 대역의 신호가 입출력되지 않게 되어 있다. 그러나, 실제로, 이들은 모두 아날로그로 구성되기 때문에, Fs/2(2분의 Fs) 근방에서는 급준한 감쇠 특성을 얻는 것은 곤란하다.
즉, 도 10의 (B)에서, ADC 측에 씨닝(Decimation) 필터(1213)가 내포되고, DAC 측에 보간(Interpolation) 필터(1231)가 내포되며, 이들의 필터가 이용되어, 씨닝 처리나 보간 처리(보간 내삽 처리)를 하고 있고, 동시에 각 내부에서는, 고차수로 급준한 디지털 필터를 사용하여 대역 제한(LPF)도 거는 것에 의해, 아날로그 신호를 접수하는 비에일리어싱 필터(1211)나, 아날로그 신호를 출력하는 저역 통과 필터(1233)의 부담을 줄이고 있다.
그런데, ADC(121), DAC(123)에서 일어나는 지연이라고 하는 것은, 대부분이, 이 씨닝 필터(1213), 및, 보간 필터(1231) 내의 고차 디지털 필터에서 발생한다. 즉, Fs/2 근방에서 급준한 특성을 얻기 위해, MFs[㎐]의 샘플링 주파수를 갖는 영역에서 차수가 높은(FIR의 경우, 탭수가 긴) 필터를 이용하기 때문에, 그 결과, 군지연이 발생하게 된다. 이 디지털 필터부에서는, 위상 왜곡에 의한 시간 파형의 열화의 악영향을 피하기 위해, 직선 위상 특성을 갖는 FIR 필터가 사용되고, 그 중에서도 SINC 함수(sin(x)/x)에 의한 보간 특성을 실현할 수 있는 이동 평균 필터를 베이스로 한 것이 즐겨 사용되는 경향이 있다.
또한, 직선 위상형의 필터의 경우를 생각하면, 필터 길이의 절반의 시간이 대체로 지연량으로 된다. 예를 들면, 도 11에 도시하는 바와 같은 계수, 즉, 필터 길이가 20샘플 있고, 10샘플에서 1로 되며, 그 밖의 부분에서는 0(제로) 또는 0(제 로) 근방으로 되는 계수를 갖는 직선 위상형 FIR 필터에서는, 실질상의 지연량은 10샘플로 된다. FIR 필터는 당연히 차수(탭수)가 많을수록 급준하여, 감쇠 효과가 큰 특성을 표현할 수 있다.
차수가 짧은 필터는, 감쇠량이 충분하지 않고(누설이 많고), 에일리어싱의 영향이 커지기 때문에 일반적으로 그다지 사용되지 않는다. 그러나, 이 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에 사용하는 경우에는, 후술하는 바와 같은 조건의 FIR 필터의 사용이 가능하게 되고, 그 결과, 지연 시간을 짧게 할 수 있다.
지연 시간이 짧아지면, 도 7을 이용하여 설명한 바와 같이 위상 회전이 감소하게 되고, 그 결과, FB 필터 회로(12)를 설계하고, 도 4를 이용하여 설명한 바와 같은 종합적인 오픈 루프 특성을 만들 때, 특성이 0dB 이상으로 되는 대역을 넓힐 수 있어, 노이즈 캔슬링 기구에서, 대역 및 그 감쇠 특성에서, 큰 효과를 얻는다. 게다가 필터 작성 시에서의 자유도도 증가하게 되는 것은 용이하게 상정할 수 있다.
[차수가 짧은 필터의 이용 가능성에 대하여]
여기서 실제의 ADC(121)의 씨닝 필터(1213), DAC(123)의 보간 필터(1231)에서의 디지털 LPF(Low-pass Filter)의 예에 대하여 설명한다. 도 12는, FIR 이동 평균 필터가 1단인 경우의 주파수 진폭 특성을 도시하는 도면이고, 도 13은, FIR 이동 평균 필터가 3단인 경우의 주파수 진폭 특성을 도시하는 도면이다. 또한, 도 14는, FIR 허밍 필터가 1단인 경우의 주파수 진폭 특성을 도시하는 도면이고, 도 15는, FIR 허밍 필터가 2단인 경우의 주파수 진폭 특성을 도시하는 도면이다.
또한, 도 12∼도 15에서는, 설명을 용이하게 위해, 주파수 축에 관해서는 로그 스케일(도 12의 (B), 도 13의 (B), 도 14의 (B), 도 15의 (B))로 특성을 나타냄과 함께, 리니어 스케일(도 12의 (C), 도 13의 (C), 도 14의 (C), 도 15의 (C))로도 특성을 나타내도록 하고 있다.
지금, 샘플링 주파수 Fs=96[㎑]로 하고, 오버 샘플링의 배수 M을 256으로서 설정한다. 이 때, 도 12의 (A)에 나타내는 바와 같이, 예를 들면, 256Fs[㎐](=256×96㎑) 상에서 필터 길이 512샘플의 이동 평균 필터(FIR 구성에서, 계수가 모두 1/512의 값)를 걸었을 때의, 2Fs(192㎑)까지의 SINC 필터의 주파수 진폭 특성을 도시한 것이, 도 12의 (B), (C)이다.
이 경우, 256Fs의 샘플링 주파수 영역에서의 FIR 연산인데, 지연 시간은 전술도 한 바와 같이, 필터 길이의 절반이므로, 이 예의 경우, 512샘플의 FIR 필터 길이의 절반인 256샘플 분이다. 이와 같이, 256Fs의 샘플링 주파수 영역에서의 FIR 연산의 지연 시간이 256샘플 분이므로, 그 결과, Fs(96㎑) 영역에서의 환산으로서 1샘플 상당의 지연을 받는 것을 알 수 있다.
이것은, ADC, DAC 모두 공통이다. 그러나, 이 경우, 도 12의 (B), (C)를 보면 알 수 있는 바와 같이, Fs/2(48㎑) 이상의 대역에서도 -20dB 정도밖에 감쇠하고 있지 않아 실용성이 부족하다. 따라서, 이 FIR 필터를 1단으로 하여, 이 단수를 올려 감으로써 감쇠 특성을 증가시켜 가는 것이 생각된다.
예를 들면, 도 13의 (A)에 나타내는 바와 같이, 도 12의 (A)에 도시한 FIR 이동 평균 필터를 3단 직렬로 접속하는 것을 생각한다. 이와 같이 한 경우에는, 도 13의 (B), (C)에 나타내는 바와 같이, FS/2(48㎑) 이후에 관하여 보다 큰 감쇠 특성을 얻어 ADC, DAC에서의 에일리어싱의 영향을 피할 수 있다.
이 경우, 1단에 대하여 Fs(96㎑) 샘플링에서 1샘플 분의 지연이므로 3단에서 Fs 상, 3샘플 상당의 지연으로 된다. 통상의 CD(Compact Disc) 등의 음악 신호 재생 등에서 이용하는 경우에는, 도 13과 같은 경우보다도, 더 많은 필터 감쇠가 필요하기 때문에, 더욱 단수를 늘리거나, FIR 필터의 차수를 늘리거나 하게 되고, 결과적으로 지연 시간이 증가하는 경향이 있다.
그러나, CD 등의 플레이어에 관해서는 재생뿐이며, 리얼타임 제어가 필요할 경우와는 달리, 지연량이 있어도 문제로는 되지 않는다. 또한, 이 에일리어싱 방지를 위한 디지털 필터는, 반드시 FIR의 계수로서 동일한 계 수치를 갖는 이동 평균형의 SINC 필터일 필요는 없다. 직선 위상 특성을 유지하면서, 가중치 부여를 행함으로써 원하는 특성을 얻는 것도 가능하다.
예를 들면, 일례로서, 도 14의 (A)에 나타내는 바와 같이, 256Fs의 샘플링 주파수 영역에서, 필터 길이 768샘플(256×3)의 허밍(Hamming) 창을 갖는 FIR 허밍 필터를 이용하는 경우를 생각한다. 도 14의 (A)의 FIR 허밍 필터의 주파수 진폭 특성을 도 14의 (B), (C)에 도시한다. 이 경우, 도 14A에도 도시한 바와 같이, 256Fs 상에서 필터 길이는 768샘플이므로, 256Fs 상에서의 지연 시간은, 384샘플이다. 따라서, Fs(96㎑) 상의 지연 시간은, 1.5샘플 상당으로 된다.
또한, 도 15의 (A)에 나타내는 바와 같이, 도 14의 (A)에 도시한 FIR 허밍 필터를 2단 직렬 접속한 경우의 주파수 진폭 특성을 도 15의 (B), (C)에 도시하고 있다. 이 경우의 지연 시간은, 도 13의 경우와 동일하며, Fs(96㎑)에서 3샘플 상당으로 된다. 거의 동일한 지연량이면서, 도 14, 도 15에 도시하는 특성은, 도 12, 도 13에 도시한 특성과 비교하여, Fs/2 근방의 감쇠량은 낮지만, Fs 근방에서 비교하면, 도 14, 도 15의 경우의 감쇠량 쪽이 커져 있다고 하는 것을 특징으로서 들 수 있다.
이와 같이, 차수가 긴 필터를 이용하지 않아도, 필터의 단수를 늘리거나, 또한, 직선 위상 특성을 유지하면서 가중치 부여를 행하는 것이 가능한 필터를 이용하거나 함으로써도 원하는 감쇠 특성이 얻어지는 것을 알 수 있다.
[차수가 짧은 필터의 노이즈 캔슬링 시스템에의 적용에 대하여]
다음으로, 상술한 바와 같은 디지털 필터를 내포하는 ADC, DAC를, 디지털 신호 처리를 사용한 실제의 노이즈 캔슬링 헤드폰 시스템에 대하여 적용하는 경우를 생각한다.
[헤드폰의 케이스 특성에 대하여]
우선, 큰 전제로서, 본 발명은 헤드폰 시스템에의 적용이 주안이기 때문에, 최초로 헤드폰의 케이스 특성에 따른 노이즈 차폐에 대해서도 고려를 행한다.
도 16은, 일반적인(개방형이 아닌) 밀폐형 헤드폰의 차음에 관한 특성의 예를 설명하기 위한 도면이다. 이것은 무향실 내에서 스피커로부터 화이트 노이즈를 재생하고, 1m(미터) 떨어진 더미 헤드에서 수음을 행한 경우의 결과이다. 도 16에서, 횡축은 주파수(㎐), 종축은 게인(dB)이며, 종축의 게인은 얻어진 음압의 상대값이다. 그리고, 도 16에서는, 헤드폰을 장착하지 않는 귀 위치에서의 특성과, 헤 드폰을 씌운 상태의 특성을 도시하고 있다.
이 도 16에 도시하는 특성으로부터 명확한 바와 같이, 저역에서의 헤드폰 케이스에 의한 차음성은 그다지 취해져 있지 않지만, 몇백㎐ 이상의 중고역에 관해서는, 20dB∼30dB 이상의 패시브한 차음 성능이 있는 것을 알 수 있으며, 고역일수록 차음 성능이 큰 것을 알 수 있다.
[디지털 필터 부분(β회로)(122)에 대하여]
다음으로, 피드백형의 노이즈 캔슬링 시스템 중, DSP 또는 CPU로 구성하는 디지털 필터 부분(β회로)(122)에 주목한다. 기본적으로, 피드백 방식은 도 9와 같은 ADHM 특성에 디지털 필터 회로(β회로)(122)의 특성을 부가하고, 그 결과, 도 4와 같은 형상(특성)을 갖추어 서보 시스템을 형성함으로써, 노이즈 감쇠를 행하는 것이다.
또한, 지금까지 설명하고 있는 바와 같이 현실의 ADC, DAC를 수반하는 시스템에는 도 6의 (C)와 같이, 반드시 디지털 필터 회로에 의한 지연이 발생하기 때문에 위상 회전이 일어나고, 이것이 도 4에서의 저감 효과 영역(도 4에서 사선(음영)으로 도시한 부분)을 좁히는 원인의 하나로 되어 있다.
도 9의 (B)에서, 위상 특성의 추이에 주목하여 위상 여유를 60deg.(도(度)) 정도 보면 10㎐∼4㎑까지에서 대략 120deg.-120deg.까지 추이하고 있고, 비록 이상적으로 디지털 필터 회로(122)의 지연이 제로에 가까워도, 여기서는 대략 저역부로부터 4㎑ 정도까지가 실제의 피드백 시스템에서 감쇠 효과를 기대할 수 있는 효과 대역인 것을 알 수 있다.
또한, 이 대역(4㎑ 이상)에 관해서는, 도 16에 도시한 바와 같이, 헤드폰 케이스로 충분한 패시브(passive) 감쇠 특성가 얻어지는 영역이며, 또한 중 고역의 음에는, 일반 생활 상에서, 위험을 알리는 경고 신호 등에 사용되는 경우가 많기 때문에, 노이즈 캔슬 시스템에서는 의도적으로 감쇠시키지 않는 것도 고려할 필요가 있다.
이들을 통합하여, 시스템적 또는 어플리케이션의 범위로부터, 노이즈 캔슬링 시스템의 효과 대역의 고역 한계를, 예로서 4㎑로 설정해 둔다. 또한, 4㎑까지의 효과 대역이라고 하는 것은 이상적인(지연이 제로에 가까운) 디지털 필터 회로(β회로)(122)를 적용할 수 있었을 때이며, 현실적으로는 상기한 바와 같이, 지연에 의한 위상 회전이나 각 트랜스듀서 특성 등에 의해, 현실적인 효과 대역은 더 좁아진다.
지금까지에서, ADC, DAC의 지연에 대하여, 그리고, 헤드폰 케이스에 의한 패시브한 차음 특성에 대하여 언급해 왔다. 특히, 도 12∼도 15에서는, ADC, DAC에 내포되는 디지털 필터의 예를 취급하였지만, 이들은 지연 시간을 Fs(예에서는 96㎑) 샘플링 영역에서 짧게 하기 위해, 의도적으로 「비교적 저차 필터」로서 설계한 것이다. 실제로, 이들은 CD, SACD(Super Audio Compact Disc)나 DVD(Digital Versatile Disc) 등, 비교적 광대역인 음성 콘텐츠에 사용하는 ADC, DAC에 사용하는 디지털 필터로서 감쇠량은 작아, 그다지 바람직한 것이 아니다.
그러나, 저감 대상이 저역을 메인으로 하는 노이즈(후술)라고 하는 성질, 상술한 헤드폰 케이스에 의한 패시브 특성, 시스템 내에 존재하는 트랜스듀서의 일반 적인 특성, 등을 고려하면, 노이즈 캔슬링 시스템에서는, 이 「비교적 저차의 필터」에서도 충분히 기능한다. 이하에, 이 점에 대하여 증명한다.
또한, 비교적 저차라고 기술하였지만, 상술한 바와 같이 ADC(121), DAC(123) 내의 오버 샘플링된 영역에서의 처리에서는, 통상적으로, 직선 위상 FIR 필터를 이용하고 있고, (저차로 표현해도)여기서의 저차는 오버 샘플링된 MFs 영역 상에서의 필터 길이에서, 적어도 M 샘플 이상을 의미한다.
[저차의 필터를 이용하여 노이즈 캔슬 가능한 것의 검증]
도 12∼도 15와 같이 에일리어싱 누설 특성이 있어도 노이즈 캔슬링 시스템의 구축 요소로서 충분히 성립하는 배경으로서는, 대상으로 하고 있는 노이즈의 대역이 4㎑ 정도로 샘플링 주파수 Fs와 비교하면 매우 작은 값인 것, 그리고, Fs/2의 주파수가 가청 대역(20㎑)을 초과하고 있는 것을 중요한 요소로서 들 수 있다. 또한, 전자의 주파수 대역비로 말하면, Fs96㎑에서 1/20 이하, Fs48㎑에서도 1/10 이하라고 하는 숫자로 작다. 샘플링 주파수 Fs가 크면 클수록 이 비율이 작아지는 것은 자명하다.
도 17은, 조건을 변화시켜 형성하는 DAC(123)의 특성에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 여기서, 다시 ADC, DAC 내의 필터 형상에 대하여 명확하게 하기 위해, 우선, 노이즈 저감 대상 대역(노이즈 저감 대역)을 DC 근방∼Fn(㎐)(여기서는 Fn=4㎑)으로 하고, 용이한 예로서 DAC(123) 내에서 FIR 필터가 전혀 없는 상태에 대하여 생각한다. 이 경우에는, Fs/2 이상의 대역에서 이미징 신호가 발생하고, 도 17의 (A)와 같은 대역 특성의 신호가 DAC(123)로부터 출력되게 된다.
여기서, 헤드폰의 내부에 관해서는, 패시브 차음 특성에 의해 Fn(=4㎑) 이하의 노이즈 성분이 대부분을 차지하며, 또한, 이 Fn이 노이즈 저감 대상의 가장 고역값인 것으로 한다. 이 때, (Fn∼Fs/2) 이하의 노이즈 신호는, 이 공간에는 거의 없기 때문에, 도 17의 (A)에 있는 바와 같이 고역으로 되돌아갈 대상이 없다. 여기서, 도 1에서의 입력 음성부를 사용하지 않거나, 또는 통상 3㎑ 이하의 음성 신호를 사용한다고 생각하면 불필요한 이미징 신호는 발생하지 않는다.
이 Fs/2 이상의 이미징 신호가 발생하지 않으면, 역시 케이스 내에는 Fn 이상의 음은 거의 존재하지 않기 때문에, 피드백 방식의 루프를 생각하면, 마이크 수음 후의 ADC에 의한 에일리어싱도 이 대역에 관해서는 일어날 일이 없다. 또한, Fs/2가 가청 대역 이상이면(Fs가 가청 대역의 2배 이상이면), 만일 이미징이 발생해도, 이것이 들리는 경우는 없다.
그러나, Fn 이하의 대역에 관해서는 노이즈 신호의 레벨을 갖기 때문에, DAC의 경우에는 (Fs-Fn)∼(Fs+Fn), (2Fs-Fn)∼(2Fs+Fn), …의 대역에 대하여, DAC에서는 도 17의 (A)에 도시한 바와 같이 출력이 발생하기 때문에, 본래 이 주파수 대역을 FIR 필터링으로 충분히 떨어뜨릴 필요가 있다.
이 되돌아가는 노이즈는 초고역까지 쭉 계속되지만, 보통의 저차의 필터에서도 기본적으로 고역으로 갈수록 감쇠를 크게 하는 것을 용이하게 할 수 있다. 여기서, Fs가 가청 대역의 2배 이상이고, DAC에 저차 FIR 필터가 내장되어 있는 경우(또는 아날로그 필터 특성, 0차 홀드 특성을 고려한 경우)의 DAC(123)의 특성을 도 17의 (B)에 도시한다. 이 도 17의 (B)로부터 명확한 바와 같이, 되돌아가는 노 이즈는 초고역까지 쭉 계속되지만, 보통의 저차의 필터에서도 기본적으로 고역으로 갈수록 감쇠를 크게 할 수 있는 것을 알 수 있다.
또한, DAC보다 후단에 접속되는 아날로그 필터나, DAC의 0차 홀드 특성의 어퍼쳐 효과에서도, 완만하기는 하지만 고역으로 갈수록 감쇠하기 때문에, 도 17의 (B)와 같은 특성에서 생각하는 것이 자연스럽다. 이상을 통합하면, 이 DAC 내부의 디지털 필터에서 걱정해야 할 것은, 실용상, 가장 낮은 이미징 노이즈 대역(Fs-Fn)∼(Fs+Fn)이라고 하는 것을 알 수 있다.
이 대역만 특별히 감쇠 특성을 양호하게 해 두고, 다른 대역은 지연 시간을 우선(필터 길이를 짧게 함)하여, 다소의 에일리어싱 누설 게인이 있어도 상관없도록 설계하는 것이 가능하다. 도 18은, 목적으로 하는 필터의 주파수 특성을 도시하는 도면이다. 예를 들면, 도 18의 (A), (B)와 같은 주파수 특성의 필터를 만들고, DAC 내장 필터로서 실장하면 된다.
즉, 도 18에 도시한 바와 같이, 샘플링 주파수 Fs(=96㎑)의 근방에서, 소정의 감쇠를 확보할 수 있는 필터이면 된다. 보다 구체적으로는, 샘플링 주파수 Fs를 기준으로 하여, (Fs-4㎑)와 (Fs+4㎑)의 범위에서, -60dB 이상의 감쇠를 확보할 수 있는 필터를 이용하도록 하면 된다.
또한, 샘플링 주파수 Fs에 관해서는, 필터의 누설이 음으로서 들리지 않도록 Fs/2가 가청 대역 이상 필요로 해 둠으로써, 되돌아간 신호가 있었다고 해도 들리지 않기 때문에, 청취자가 위화감을 호소하는 일은 적다.
또한, 샘플링 주파수 Fs를 가청 대역 이상(20㎑ 이상)의 2배로 해 두면, 노 이즈 저감 대상(4㎑)의 실례를 생각하기에 충분히 떨어져 있기 때문에 되돌아가기 대상의 주파수의 위치도 Fn으로부터 멀어진다. 결과, 저차 FIR 디지털 필터 자체도 급준함을 요구하지 않아도 되게 된다.
또한, 샘플링 주파수 Fs가 예를 들면 16㎑라고 하는 바와 같이, 샘플링 주파수 Fs가 노이즈 저감 대역 Fn(이 예에서는 4㎑)과 비교적으로 가까운 경우의 FB 필터 회로(12)의 특성인 도 17의 (C)로부터 알 수 있는 바와 같이, 샘플링 주파수 Fs가 16㎑이면, 12㎑∼20㎑에 대하여 충분한 감쇠를 갖는 급준한 필터가 필요하게 되고, 그 결과 차수(필터 탭 수)의 증대, 지연량의 증가로 이어진다.
또한, 상기는 DAC에서의 예이었지만, 아날로그 출력의 내용을 아날로그 입력에 관하여 치환하면 ADC에서도 마찬가지의 것을 말할 수 있기 때문에, ADC 내장 필터에서 마찬가지의 필터 형상을 실장하여, 지연량을 줄이고, 그 결과, 노이즈 캔슬링 시스템으로서, 효과 대역을 넓히는 것이 가능하게 된다.
또한, 도시는 하지 않지만, 샘플링 주파수 Fs=96㎑인 경우, 가청 대역이나 노이즈 저감 대상 폭을 이용하여 예를 들면, 샘플링 이론으로부터 말하면 Fs/2에서 LPF의 컷오프를 설정하기보다도, 가청 대역의 한계로 되는 20㎑ 부근이나 대상 대역(4㎑)에 컷오프를 설정하고, 이 지점으로부터 LPF의 감쇠 커브의 개시를 해 두면, Fs의 근방 96㎑에서는 비록 완만한 커브라도 충분한 감쇠를 기대할 수 있다.
이상의 점으로부터, ADC(121)나 DAC(123)에서 이용되는 디지털 필터(저차 FIR 필터)의 특성으로서는, 샘플링 주파수 Fs의 근방에서만, 원하는 감쇠량이 얻어지는 것이고, 상세하게는, 샘플링 주파수를 Fs로 하면, (Fs-4㎑)∼(Fs+4㎑) 정도에 걸친 대역에 대하여 -60dB 이상의 감쇠를 확보할 수 있는 것을 이용하면 된다.
또한, 상술한 (Fs-4㎑)∼(Fs+4㎑) 정도의 다른 대역에 관한 에일리어싱 누설 성분을 인정함으로써, 변환 처리 장치 내부의 처리 기구에서 발생하는, 디지털 필터의 군지연을 1㎳(밀리 초) 이하로 억제한 필터를 이용하도록 하면 된다. 또한, 샘플링 주파수 Fs는, 가청 대역의 2배 이상(약 40㎑ 이상)을 이용하도록 하면, 필터의 누설이 존재해도, 가청음으로서 들리는 일도 없다.
또한, 이러한 특성의 필터를 이용함으로써, 고속 변환 가능한 고가의 ADC, DAC를 이용하는 일없이, 종래부터의 시그마 델타(Σ·Δ)형의 것을 이용하는 것이 가능하여, FB 필터 회로(12)의 제조 코스트가 업하는 일도 없다.
[저차의 필터가 노이즈 캔슬링 시스템에 미치는 영향에 대하여]
여기서는, ADC(121), DAC(123)를 내포한 노이즈 캔슬링 시스템 전체로서, ADC(121)와 DAC(123)의 한쪽 또는 양쪽에서, 상술한 바와 같이, 샘플링 주파수의 근방의 소정 범위에서만, 원하는 감쇠량이 얻어지도록 된 필터를 이용하는 경우에서의 영향에 대하여 검토한다.
도 19는, ADC(121), DAC(123), DSP/CPU(122)를 내포한 샘플링 주파수 Fs=96㎑에서 동작하는 노이즈 캔슬링 시스템의 구성과, 신호의 상태에 대하여 설명하기 위한 도면이고, 도 20은, 도 19에 도시한 노이즈 캔슬링 시스템의 FB 필터 회로(12)의 ADC(121), DAC(123)에서 이용되는 필터(저차 FIR 필터)에 관련되는 구체적인 예로서 2개의 주파수 500㎐ 및 5㎑에서의 거동·응답에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 이들 도 19, 도 20을 이용하여, 상술한 「저차 FIR 필터」 및 에일리어 싱에 관련되는 내용을 보충한다.
우선, 노이즈 캔슬링 헤드폰에서 취급하는 저감 목적의 노이즈는, 주로 자연 환경에서, 약(인공적인 음 환경은 제외하고) 1/f의 형상에 가까운 음압 특성을 하고 있는 것이 알려져 있고(도 19의 (A)), 저역일수록 큰 노이즈 특성을 갖고 있다. 그 때문에, 원래의 노이즈 특성으로서 500㎐와 5㎑를 비교한 경우, 5㎑ 부근의 노이즈는 500㎐ 부근의 노이즈에 비교하여 20dB정도 감쇠하고 있는 것을 기대할 수 있다(도 20의 (A)).
다음으로, 이 자연 환경에서의 노이즈가, 귀에 도달할 때에 헤드폰 케이스에 의한 패시브 차음 효과를 받는다. 이 차음 특성도 고역일수록 감쇠하는 것은 도 14, 도 15의 예를 이용하여 이미 해설하였다. 즉, 원래 고역의 음은 발생하기 어렵고, 또한 헤드폰의 차음 특성에 의해 헤드폰 케이스 내에 들어가기 어렵기 때문에, 헤드폰 내부에서 고역의 음을 자연히 발생하는 것은, 거의 존재하지 않게 된다(도 19의 (B), 도 20의 (B)). 또한, 후술하는 드라이버에서의 신호 재생은 자연 발생이 아니다.
헤드폰 케이스에 의해 패시브로 저감한 노이즈(주로 저음)는, 마이크 및 마이크 앰프부(11)의 마이크에서 수음되고 마이크 앰프를 거쳐 FB 필터 회로(12)의 ADC(121)에 들어간다. 통상 마이크 및 마이크 앰프부(11)는, 가청 대역 내에서는 플랫한 특성으로 만들어지지만 의도적으로 고역을 줄여도 문제없다(도 19의 (C), 도 20의 (C)). 또한 가청 대역 밖에서는 회로 보호를 위해 통상은 게인 특성을 떨어뜨리는 일이 많고, 여기서도 시스템의 신호의 통과점으로서(가청 대역 이상의) 고역 특성이 감소하는 것을 알 수 있다.
다음으로, FB 필터 회로(12)의 ADC(121)인데, 여기서는 저차의 FIR 필터의 영향을 받는다. 예를 들면, 도 18에 기술한 바와 같이 샘플링 주파수 Fs=96㎑에서는, 에일리어싱 필터가 충분하지 않은 상태이면 ADC(121)에 입력되는 아날로그 신호로서, 95.5㎑, 96.5㎑, 191.5㎑, 192.5㎑, …이 포함되어 있는 경우, 필터에서 완전히 제거할 수 없었던 성분은 이것이 되돌아가서 500㎐의 성분으로서 해석되게 되고, 실제로는 ADC(121) 후단에서 신호 처리를 행하는 DSP/CPU(122)에 대하여 틀린 신호를 제공하게 된다(도 19의 (D), 도 20의 (D)). 마찬가지로, 91㎑, 101㎑, 187㎑, 197㎑, …에 대해서는 5㎑로서 해석되게 된다(도 19의 (D), 도 20의 (D)).
그러나, 90㎑ 이상의 음이 시스템에 들어오는 것은 상술한 노이즈 발생에 관하여, 및 헤드폰의 패시브 차음 특성을 고려해도 생각하기 어렵고, 여기서의 에일리어싱의 영향에 의한 시스템의 오동작 및 제어 에러는 일어나기 어렵다고 해석할 수 있다. 이후, 도 19에서는, 전술과 마찬가지로 Fs 근방에서 발생하는 최초의 에일리어싱/이미징 대역의 거동이 중요하기 때문에, 이 대역보다 높은 주파수에 대해서는 논하지 않는다.
DSP/CPU(122)에서는, 고역 감쇠형의 필터링 처리가 행하여진다(도 19의 (E), 도 20의 (E)). 그리고, DSP/CPU(122)에서 디지털 필터 처리한 후의 DAC(123) 측에서도, 필터에서 완전히 제거할 수 없었던 성분은 이미징 성분으로서, DAC(123) 외부에 음으로서 나오게 되게 된다.
여기서도 500㎐의 성분은 필터에 의한 감쇠가 충분하지 않은 경우에는, 그 잔존 성분에 따라서, 95.5㎑, 96.5㎑, 191.5㎑, 192.5㎑, …의 성분이 발생하고, 5㎑의 성분은, 91㎑, 101㎑, 187㎑, 197㎑, …의 성분을 출력하게 된다(도 19의 (F), 도 20의 (F)). 물론 다소이지만 필터가 결려 있으면 통상 고역일수록 감쇠하고 있을 것이다(도 20의 (G)).
또한, 비록 재생 드라이버에 의해 출력되어도, 이들은 가청 대역 이상이며 청취자에게는 들리지 않는다(도 19의 (G)). 이들 DAC(123)로부터 출력된, 불필요한 이미징 성분을 포함한 신호는 앰프(14) 및 드라이버(15)에 의해 공간에 음으로서 방출되는데, 실제의 드라이버는 가청 대역 이상으로 재생 대역이 늘어나 있지 않으면, 당연히, 이들 초고역은 재생할 수 없어 이미징 성분은 공간에는 재생되지 않는다(도 20의 (H)). 또한, 이미징음이 20㎑ 이상의 가청음 대역 이상이면, 청취자에게는 들리지 않는다(도 19의 (H)).
따라서, 상술한 저차의 FIR 필터를 ADC(121)나 DAC(123)에서 이용한 경우에서, 에일리어싱 누설이 있었을 때라도, 이 노이즈 캔슬을 목적으로 한 피드백 시스템에서 문제는 일어나지 않고, 통상의 고차의 FIR 필터를 사용한 경우와 마찬가지로 정상 동작한다.
또한, ADC, DAC, DSP/CPU를 내포한 샘플링 주파수 Fs=48kH에서 동작하는 노이즈 캔슬링 시스템의 구성과, 신호의 상태를 도 21에 도시함과 함께, 도 21에 도시한 노이즈 캔슬링 시스템의 FB 필터 회로(12)의 ADC, DAC에서 이용되는 필터에 관련되는 구체적인 예로서 2개의 주파수 500㎐ 및 5㎑에서의 거동·응답을 도 22에 도시한다. 도 21, 도 22로부터 명확한 바와 같이, 샘플링 주파수 Fs=48㎑인 경우 라도, 도 19, 도 20을 이용하여 설명한 샘플링 주파수 Fs=96㎑의 경우와 마찬가지로 문제없는 것을 알 수 있다.
특히, 이 실시예의 노이즈 캔슬링 시스템의 경우, 전술한 바와 같이 저역 4㎑ 정도까지가 노이즈 저감의 대상이며, 또한, 4㎑ 이상의 음은 패시브 차음에 의해 헤드폰 케이스 내에는 존재하지 않거나, 혹은 충분히 차음되어 있으므로 액티브(active)한 노이즈 저감의 대상 밖이다.
또한, 지금까지는 피드백형의 노이즈 캔슬링 시스템에 적용한 경우를 예로 하여 설명해 왔지만, 피드 포워드형에서도 적용하는 것은 가능이다. 즉, 도 2의 (B)의 FF 필터 회로(-α 블록 회로)(22)에 대하여, 도 6의 (B), (C)와 같은 디지털 시스템에서의 대체를 생각한다. 통상적으로, 일반적인 ADC, DAC이면, 도 7에서 도시한 바와 같이 위상 회전이 커진다.
도 2의 (B)에서의 전달 함수 F(공 간의 전달 함수)의 위상 회전에 비하여, 도 5의 식 (2)의 F'ADHMα의 위상 회전 쪽이 고역으로 감에 따라서 빨라지게 되는 경우에는, 그 대역으로부터 위에 관해서는 α의 내부의 디지털 필터를 어떻게 변화시키려고 해도, 연속한 대역에서 노이즈 저감할 수는 없다.
즉, 실제의 노이즈 파형과 드라이버 생성 신호 파형의 위상차가, 캔슬 포인트(=귀 위치)에서, -120deg.∼-240deg. 사이에서는, 노이즈 저감 효과가 있지만, 그 이외의 위상차를 발생하는 경우에는, 노이즈는 커지게 된다. 양자의 위상이 괴리하는 주파수(240deg. 이상)보다 위의 대역에서도, 전달 특성 α의 게인을 갖게 할 수도 있는데, 이 경우, 전달 특성 F와 F'ADHMα의 양자를 비교하였을 때, 위상 이 일치 또는 가까운 주파수에서는 노이즈 저감 효과는 얻어지지만, 동시에, 위상이 일치하지 않거나, 또는 반전한 주파수에서는 노이즈 증가로 되어, 실용으로 되지 않는다.
따라서, 통상적으로, 양자의 위상 회전 정도가 크게 변화되지 않는 저역 주파수에서, 전달 특성 α의 게인을 갖게 하게 된다. 만일, 전달 특성 F 쪽이 F'ADHMα보다 위상 회전이 큰 경우에는, 디지털 필터부 α에서 지연 성분을 발생함으로써, 용이하게 노이즈 저감이 가능하다. 이것으로부터 상술한 본 발명에 따른 방법과 같이 ADC, DAC의 지연을 줄임으로써, F'ADHMα의 위상 회전을 적게 하여 노이즈 저감 효과를 크게 하는 것을 기대할 수 있다.
또한, 외부로부터 들어오는 노이즈에 관해서는, 전술한 바와 같이 저역의 노이즈 성분이 크기 때문에, 에일리어싱의 문제는 발생하기 어렵고, 이것은 마이크 단체의 특성이나 마이크 앰프에서 미리 감쇠시켜 둘 수 있다. 또한, 0.1㎳(밀리초)의 지연이어도 위상차라고 하는 개념에서 생각하면, 위상차 -240deg.(-180deg.로부터 다시 -60deg. 이행)를 생각하면, 1.67㎑ 정도까지가 피드 포워드에서의 효과 대역의 한도이다. 그러나 용도에 따라서는, 예를 들면, 100㎐ 이하의 저역까지의 제어면 된다고 하는 경우에는, 1㎳ 정도의 지연까지 허락할 수 있게 된다. 또한, 1㎳의 지연은, 샘플링 주파수 Fs=48㎑에서 48샘플의 지연, 샘플링 주파수 Fs=96㎑에서 96샘플의 지연에 상당한다.
[통합]
이상의 점으로부터, 주로, 헤드폰 및 헤드셋을 주대상으로 한 노이즈 캔슬링 시스템에서, 노이즈를 저감시키는 감쇠량, 감쇠 대역을 늘리는 목적에서, 시스템 내의 피드백 루프에 삽입된 아날로그 디지털 변환 처리 장치(ADC, DAC)의 한쪽, 또는, 양쪽에 관하여, 이하와 같은 조건을 충족시킨 저차의 FIR 필터를 이용함으로써, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 FB 필터 회로(12)를 디지털화할 수 있다.
즉, FB 필터 회로(12)의 ADC(121), DAC(123)의 한쪽 또는 양쪽에서 이용되는 디지털 필터(저차의 FIR 필터)의 조건으로서, (A) 가청 대역의 2배 이상(약 40㎑ 이상)의 샘플링 주파수 Fs를 이용하고 있는 것, (B) 변환 방식으로서, 시그마 델타(Σ·Δ) 방식을 이용하고 있는 것, (C) 샘플링 주파수를 Fs로 하여, 대략 (Fs-4㎑)∼(Fs+4㎑) 정도에 걸친 대역에 대하여 -60dB 이상의 감쇠가 확보되어 있는 것, (D) 조건(C)에서 설명한 대역 이외의 다른 대역에 관한 에일리어싱 누설 성분을 인정함으로써, 변환 처리 장치 내부의 처리 기구에서 발생하는, 디지털 필터의 군지연을 1㎳ 이하로 억제한 것을 이용하도록 하면 된다.
그리고, 그 구성을 통합하면, 도 23에 도시하는 바와 같이, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서, FB 필터 회로(12)를 구성하는 ADC(121), DAC(123)의 한쪽 또는 양쪽에서 이용되는 저차 FIR 필터를 상술한 (A)∼(D)의 조건을 만족하도록 하면 된다.
또한, 도 1, 도 23에 도시하는 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템은, 이퀄라이저(16)를 구비하고, 음악 재생 장치나 마이크 등의 외부로부터의 청취 대상의 음성 신호의 공급을 받는 것으로서 설명하였지만, 이것에 한정되는 것이 아니다. 예를 들면, 소음의 저감만을 목적으로 하고, 음악 재생 장치나 마이크 등의 외부로부터의 청취 대상의 음성 신호의 공급을 받지 않는 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에도 적용할 수 있다.
또한, 상술도 한 바와 같이, 피드백 방식이란, 헤드폰 또는 헤드셋의 케이스 내부에 부착된 마이크에서 수음한 음성 신호를 신호 처리한 후에 헤드폰 내부의 드라이버로 재생, 서보 기구를 구성함으로써, 노이즈 저감 효과를 겨냥하는 것이다.
또한, 주로, 헤드폰 및 헤드셋을 주대상으로 한 노이즈 캔슬링 시스템에서, 노이즈를 저감시키는 감쇠량, 감쇠 대역을 늘릴 목적으로, 시스템 내의 피드 포워드 블록에 삽입된 아날로그 디지털 변환 처리 장치(ADC, DAC)의 한쪽, 또는, 양쪽에 관하여, 이하와 같은 조건을 충족시킨 저차의 FIR 필터를 이용함으로써, 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 FF 필터 회로(22)를 디지털화할 수 있다.
즉, FF 필터 회로(22)의 ADC(221), DAC(223)의 한쪽 또는 양쪽에서 이용되는 디지털 필터(저차의 FIR 필터)의 조건으로서, (A) 가청 대역의 2배 이상(약 40㎑ 이상)의 샘플링 주파수 Fs를 이용하고 있는 것, (B) 변환 방식으로서, 시그마 델타(Σ·Δ) 방식을 이용하고 있는 것, (C) 샘플링 주파수를 Fs로 하여, 대략 (Fs-4㎑)∼(Fs+4㎑) 정도에 걸친 대역에 대하여 -60dB 이상의 감쇠가 확보되어 있는 것, (D) 조건(C)에서 설명한 대역 이외의 다른 대역에 관한 에일리어싱 누설 성분을 인정함으로써, 변환 처리 장치 내부의 처리 기구에서 발생하는, 디지털 필터의 군지연을 1㎳ 이하로 억제한 것을 이용하도록 하면 된다.
그리고, 그 구성을 통합하면, 도 24에 도시하는 바와 같이, 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서, FF 필터 회로(22)를 구성하는 ADC(221), DAC(223)의 한쪽 또는 양쪽에서 이용되는 저차 FIR 필터를 상술한 (A)∼(D)의 조건을 만족하도록 하면 된다.
또한, 도 24에 도시하는 바와 같이, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템은, 이퀄라이저(26)를 구비하고, 음악 재생 장치나 마이크 등의 외부로부터의 청취 대상의 음성 신호의 공급을 받는 것으로서 구성할 수도 있다. 또한, 예를 들면, 소음의 저감만을 목적으로 하고, 음악 재생 장치나 마이크 등의 외부로부터의 청취 대상의 음성 신호의 공급을 받지 않는 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에도 적용할 수 있다.
또한, 피드 포워드 방식이란, 상술도 한 바와 같이, 헤드폰 또는 헤드셋의 케이스 외부에 부착된 마이크에서 수음한 음성 신호를 신호 처리한 후에 헤드폰 내부의 드라이버에서 재생함으로써, 노이즈 저감 효과를 겨냥하는 것이다.
[소프트웨어에 의한 디지털 필터 회로에 대하여]
또한, 도 10의 (B)에 도시한 FB 필터 회로(12) 중, 아날로그 신호를 처리하는 비에일리어싱 필터(1211)와 저역 통과 필터(1233) 이외의 각 부분을, DSP나 CPU에서 실행되는 프로그램에 의해 실현할 수도 있다.
즉, 노이즈 캔슬링 시스템의 예를 들면 FB 필터 회로를 구성하는 DSP나 CPU에서, (1) 마이크로폰을 통하여 수음되는 노이즈 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환 스텝과, (2) 아날로그/디지털 변환 스텝에서 디지털 신호로 변환된 디지털 노이즈 신호의 씨닝 처리를 행하는 제1 디지털 필터 스텝과, (3) 제1 디지털 필터 스텝에서 씨닝 처리된 디지털 노이즈 신호로부터 디지털 노이즈 저감 신호를 형성하는 연산 처리 스텝과, (4) 연산 처리 스텝에서 형성된 상기 디지털 노이즈 저감 신호의 보간 처리를 행하는 제2 디지털 필터 스텝과, (5) 제2 디지털 필터 스텝에서 보간 처리된 상기 디지털 노이즈 저감 신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환 스텝을 실행시키도록 한다.
그리고, 상술한 제1, 제2 디지털 필터 스텝의 한쪽, 혹은, 양쪽에서는, 샘플링 주파수를 중심으로 하는 그 샘플링 주파수 근방의 소정의 범위에서만, 원하는 감쇠량이 얻어지도록 한다. 이와 같이 함으로써, 본 발명에 따른 디지털 필터 회로를, DSP나 CPU와, 이들에서 실행되는 소프트웨어에 의해 실현할 수 있게 된다.
또한, 여기서도, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 FB 필터 회로(12)를 소프트웨어에 의해 형성하는 경우를 예로 하여 설명하였지만, 이것에 한정되는 것이 아니다. 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 FF 필터 회로(22)에 대해서도 마찬가지로, DSP나 CPU에서 실행되는 프로그램에 의해 실현할 수도 있다.
그리고, 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 FB 필터 회로(12)나, 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 FF 필터 회로(23)를 소프트웨어에 의해 구성하는 경우라도, 상세하게는, (A) 가청 대역의 2배 이상(약 40㎑ 이상)의 샘플링 주파수 Fs를 이용한다, (B) 변환 방식으로서, 시그마 델타(Σ·Δ) 방식을 이용하고 있다, (C) 샘플링 주파수를 Fs로 하여, 대략 (Fs-4㎑)∼(Fs+4㎑) 정도에 걸친 대역에 대하여 -60dB 이상의 감쇠가 확보된다, (D) 조건(C)에서 설명한 대역 이외 의 다른 대역에 관한 에일리어싱 누설 성분을 인정함으로써, 변환 처리 장치 내부의 처리 기구에서 발생하는, 디지털 필터의 군지연을 1㎳ 이하로 억제한다,라고 하는 조건을 충족시키도록 하면 된다.
[기타]
또한, 본 발명은, 예를 들면, 도 25, 도 26에 도시하는 노이즈 캔슬링 시스템과 같이, 피드백 방식과 피드 포워드 방식의 쌍방이 성립하는 형태의 노이즈 캔슬링 시스템에서의 동시 적용도 생각할 수 있다.
도 25의 노이즈 캔슬링 시스템은, 마이크 및 마이크 앰프부(21)와, FF 필터 회로(22)와, 파워 앰프(24)와, 드라이버(25)를 구비함과 함께, 드라이버-캔슬 포인트 간의 전달 함수 H1, 노이즈 소스-캔슬 포인트 간의 전달 함수 F, 노이즈 소스-마이크 간의 전달 함수 F'가 고려되는 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템 부분과, 마이크 및 마이크 앰프부(11)와, FB 필터 회로(12)와, 파워 앰프(14)와 드라이버(15)를 구비함과 함께, 드라이버-캔슬 포인트 간의 전달 함수 H2가 고려되는 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템 부분을 갖는 것이다.
그리고, 도 25에서, FB 필터 회로(12)는, 도 23에 도시한 FB 필터 회로(12)의 경우와 마찬가지로, ADC(121), DSP/CPU(122), DAC(123)로 이루어지는 부분이다. 그리고, 이 ADC(121)와 DAC(123)의 한쪽 또는 양쪽에서 이용되는 디지털 필터로서, 상술한 (A)∼(D)의 조건에 따른 저차의 FIR 필터를 이용하도록 한다.
또한, 도 25에서, FF 필터 회로(22)는, 도 24에 도시한 FF 필터 회로(22)의 경우와 마찬가지로, ADC(221), DSP/CPU(222), DAC(223)로 이루어지는 부분이다. 그리고, 이 ADC(221)와 DAC(223)의 한쪽 또는 양쪽에서 이용되는 디지털 필터로서, 상술한 (A)∼(D)의 조건에 따른 저차의 FIR 필터를 이용하도록 한다.
또한, 도 25에서, 외부로부터의 음성 신호(입력 음성) S가, ADC(35)에서 디지털 신호로 변환된 후에, FF 필터 회로(22)에 공급되어 있는데, 해당 입력 음성 S의 디지털화된 음성 신호는, FF 필터 회로(22)의 DCP/CPU(222)에 공급되고, 마이크 및 마이크 앰프부(21)로부터의 음성 신호에 대하여 합성되도록 된다.
이와 같이, 도 25에 도시하는 노이즈 캔슬링 시스템은, 2개의 파워 앰프(14, 24), 2개의 드라이버(15, 25)가 헤드폰 케이스 내에 설치되어 있는 것으로, 피드백 방식과 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템을 겸비하는 구성으로 되어, 양자의 장점을 동시에 이용할 수 있다.
또한, 도 26은, 기본적으로 도 25의 경우와 마찬가지로, 피드백 방식과 피드 포워드 방식의 쌍방이 성립하는 형태의 노이즈 캔슬링 시스템이며, 2개의 파워 앰프(14, 24)를, 파워 앰프(33)로서 통일하고, 2개의 드라이버(15, 25)를 드라이버(34)로서 통일하며, 또한, FB 필터 회로(12)와 FF 필터 회로(22)에서, DSP/CPU(322)와 DAC(323)를 공용하고, ADC만 FB 필터 회로(12)와 FF 필터 회로(22)에서 각각의 것을 이용하도록 구성함으로써, DSP/CPU(322)에서, 피드백 방식의 신호와 피드 포워드 방식의 신호를 가산하도록 구성한 것이다.
그리고, 이 도 26에 도시한 노이즈 캔슬링 시스템에서도, ADC(121), ADC(221), DAC(323) 중의 어느 1개 이상에서 이용되는 디지털 필터로서, 상술한 (A)∼(D)의 조건에 따른 저차의 FIR 필터를 이용하도록 한다.
이와 같이, 도 26에 도시하는 노이즈 캔슬링 시스템도 또한, 보다 구성을 간단히 한 형태로, 피드백 방식과 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템을 겸비하는 구성으로 되어, 양자의 장점을 동시에 이용할 수 있다.
이와 같이, 피드 포워드형의 노이즈 캔슬링 시스템과 피드백형의 노이즈 캔슬링 시스템을 구비한 노이즈 캔슬링 시스템에서도, FB 필터 회로, FF 필터 회로에서 이용되는, ADC, DAC의 디지털 필터를, 상술한 (A)∼(D)에 도시한 조건을 만족하는 저차의 FIR 필터를 이용함으로써, FB 필터 회로, FF 필터 회로의 디지털화를 염가로 실현할 수 있다.
또한, 상술한 실시예에서는, 도 10에 도시한 FB 필터 회로(12)의 씨닝 필터(1213)와 보간 필터(1231)의 양쪽에서, 상술한 샘플링 주파수 Fs를 중심으로 하는 소정의 범위(-4㎑≤Fs≤4㎑)의 범위에서 소정의 감쇠량(-60dB 이상)을 확보할 수 있는 디지털 필터를 이용하도록 하였다.
그러나, 이것에 한정되는 것이 아니다. 씨닝 필터(1213)와 보간 필터(1231)의 한쪽 또는 양쪽의 처리 능력이, 코스트를 올리지 않고 향상한 경우 등에서는, 씨닝 필터(1213)와 보간 필터(1231) 중 적어도 한쪽에서, 샘플링 주파수 Fs를 중심으로 하는 소정의 범위(-4㎑≤Fs≤4㎑)의 범위에서 소정의 감쇠량(-60dB 이상)을 확보할 수 있는 디지털 필터를 이용하도록 하면 된다.
또한, 상술도 한 바와 같이, 본 발명을, 재생된 음악 등의 음성을 청취하기 위한 헤드폰 시스템의 노이즈 캔슬링 시스템에 적용하는 것도 가능하고, 공장이나 비행장 등의 매우 큰 소음이 나는 장소에서 작업하는 경우 등에 이용되며, 소음을 저감시키기 위한 헤드셋의 노이즈 캔슬링 시스템에 적용하는 것도 물론 가능하다. 또한, 휴대 전화에 본 발명을 적용함으로써, 소음 하에서도 클리어한 음에 의한 통화가 가능하게 된다. 즉, 본 발명을 휴대 전화에도 적용할 수 있다.
도 1은 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에 대하여 설명하기 위한 도면.
도 2는 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에 대하여 설명하기 위한 도면.
도 3은 도 1에 도시한 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 특성을 나타내는 계산식을 설명하기 위한 도면.
도 4는 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서의 위상 여유와 게인 여유에 대하여 설명하기 위한 보드선도.
도 5는 도 2에 도시한 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 특성을 나타내는 계산식을 설명하기 위한 도면.
도 6은 도 1의 (B)에 도시한 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 FB 필터 회로(12) 부분을 디지털화한 경우의 구성예를 설명하기 위한 도면.
도 7은 샘플링 주파수 Fs=48㎑에서 40샘플의 지연분에 상당하는 게인과 위상에 대하여 설명하기 위한 도면.
도 8은 샘플링 주파수 Fs=48㎑인 경우에서, 지연분이 1샘플, 2샘플, 3샘플인 경우의 위상의 상태를 도시하는 도면.
도 9는 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템에서, 드라이버로부터 마이크까지의 전달 함수의 측정값을 도시하는 도면.
도 10은 FB 필터 회로(12)의 구성, 특히, ADC(121)와 DAC(123)의 구성에 대하여 설명하기 위한 블록도.
도 11은 직선 위상형 FIR 필터의 계수 특성을 도시하는 도면.
도 12는 FIR 이동 평균 필터가 1단인 경우의 주파수 진폭 특성을 도시하는 도면.
도 13은 FIR 이동 평균 필터가 3단인 경우의 주파수 진폭 특성을 도시하는 도면.
도 14는 FIR 허밍 필터가 1단인 경우의 주파수 진폭 특성을 도시하는 도면.
도 15는 FIR 허밍 필터가 2단인 경우의 주파수 진폭 특성을 도시하는 도면.
도 16은 일반의(개방형이 아닌) 밀폐형 헤드폰의 차음에 관한 특성의 예를 설명하기 위한 도면.
도 17은 조건을 변화시켜 형성하는 DAC(123)의 특성에 대하여 설명하기 위한 도면.
도 18은 목적으로 하는 필터의 주파수 특성을 도시하는 도면.
도 19는 샘플링 주파수 Fs=96㎑에서 동작하는 노이즈 캔슬링 시스템의 구성과, 신호의 상태에 대하여 설명하기 위한 도면.
도 20은 도 19에 도시한 노이즈 캔슬링 시스템의 FB 필터 회로(12)에서 이용되는 필터(저차 FIR 필터)에 관련되는 구체적인 예를 설명하기 위한 도면.
도 21은 샘플링 주파수 Fs=48㎑에서 동작하는 노이즈 캔슬링 시스템의 구성과, 신호의 상태에 대하여 설명하기 위한 도면.
도 22는 도 21에 도시한 노이즈 캔슬링 시스템의 FB 필터 회로(12)에서 이용되는 필터(저차 FIR 필터)에 관련되는 구체적인 예를 설명하기 위한 도면.
도 23은 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 구성을 도시하는 블록도.
도 24는 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템의 구성을 도시하는 블록도.
도 25는 피드백 방식과 피드 포워드 방식의 쌍방이 성립하는 형태의 노이즈 캔슬링 시스템의 구성예를 설명하기 위한 블록도.
도 26은 피드백 방식과 피드 포워드 방식의 쌍방이 성립하는 형태의 노이즈 캔슬링 시스템의 구성예를 설명하기 위한 블록도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
11 : 마이크 및 마이크 앰프부
12 : FB 필터 회로
14 : 파워 앰프
15 : 드라이버
16 : 이퀄라이저
21 : 마이크 및 마이크 앰프부
22 : FF 필터 회로
24 : 파워 앰프
25 : 드라이버
111 : 마이크
251 : 드라이브 회로

Claims (17)

  1. 노이즈를 수음하는 마이크로폰이 출력하는 노이즈 신호에 기초하여, 노이즈를 저감하기 위한 노이즈 저감 신호를 생성하는 디지털 필터 회로로서,
    상기 노이즈 신호를 디지털 노이즈 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환부와,
    상기 디지털 노이즈 신호를 씨닝 처리하는 제1 디지털 필터부와,
    상기 씨닝 처리된 디지털 노이즈 신호에 기초하여, 상기 디지털 노이즈 저감 신호를 생성하는 연산 처리부와,
    상기 디지털 노이즈 저감 신호를 보간 처리하는 제2 디지털 필터부와,
    상기 보간 처리된 디지털 노이즈 저감 신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환부
    를 구비하고,
    상기 제1 디지털 필터부 및 제2 디지털 필터부 중 적어도 하나는, 샘플링 주파수를 중심으로 하는 그 샘플링 주파수 근방의 소정의 범위에서만, 소정의 감쇠량이 얻어지도록 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 필터 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 샘플링 주파수는, 가청 대역의 2배 이상의 주파수이고,
    상기 샘플링 주파수 근방의 소정의 범위는, 그 샘플링 주파수를 중심으로 하여, -4㎑ 내지 +4㎑의 범위 내이며,
    상기 소정의 감쇠량은, -60데시벨 이상인 것을 특징으로 하는 디지털 필터 회로.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 아날로그/디지털 변환부와, 상기 디지털/아날로그 변환부는, 시그마 델타 방식의 변환부인 것을 특징으로 하는 디지털 필터 회로.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 연산 처리부는, 피드백 제어용의 디지털 노이즈 저감 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 디지털 필터 회로.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 연산 처리부는, 피드 포워드 제어용의 디지털 노이즈 저감 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 디지털 필터 회로.
  6. 노이즈를 수음하는 마이크로폰이 출력하는 노이즈 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환 스텝과,
    상기 디지털 노이즈 신호의 씨닝 처리를 행하는 씨닝 처리 스텝과,
    상기 씨닝 처리된 디지털 노이즈 신호에 기초하여 디지털 노이즈 저감 신호를 생성하는 연산 처리 스텝과,
    상기 디지털 노이즈 저감 신호의 보간 처리를 행하는 보간 처리 스텝과,
    상기 보간 처리된 상기 디지털 노이즈 저감 신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환 스텝으로 이루어지는 디지털 필터 방법으로서,
    상기 씨닝 처리 스텝 및 상기 보간 처리 스텝 중 적어도 하나에서는, 샘플링 주파수를 중심으로 하는 그 샘플링 주파수 근방의 소정의 범위에서만, 소정의 감쇠량을 얻는 것을 특징으로 하는 디지털 필터 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 샘플링 주파수는, 가청 대역의 2배 이상의 주파수이고,
    상기 샘플링 주파수 근방의 소정의 범위는, 그 샘플링 주파수를 중심으로 하여, -4㎑ 내지 +4㎑의 범위 내이며,
    상기 소정의 감쇠량은, -60데시벨 이상인 것을 특징으로 하는 디지털 필터 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 아날로그/디지털 변환 스텝과, 상기 디지털/아날로그 변환 스텝에서는, 시그마 델타 방식의 변환 처리를 행하는 것을 특징으로 하는 디지털 필터 방법.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 연산 처리 스텝에서는, 피드백 제어용의 디지털 노이즈 저감 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 디지털 필터 방법.
  10. 제6항에 있어서,
    상기 연산 처리 스텝에서는, 피드 포워드 제어용의 디지털 노이즈 저감 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 디지털 필터 방법.
  11. 노이즈를 수음하는 마이크로폰이 출력하는 노이즈 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환 스텝과,
    상기 디지털 노이즈 신호의 씨닝 처리를 행하는 씨닝 처리 스텝과,
    상기 씨닝 처리된 디지털 노이즈 신호에 기초하여 디지털 노이즈 저감 신호를 생성하는 연산 처리 스텝과,
    상기 디지털 노이즈 저감 신호의 보간 처리를 행하는 보간 처리 스텝과,
    상기 보간 처리된 상기 디지털 노이즈 저감 신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환 스텝을 컴퓨터에 실행시키는 프로그램으로서,
    상기 씨닝 처리 스텝 및 상기 보간 처리 스텝 중 적어도 하나에서는, 샘플링 주파수를 중심으로 하는 그 샘플링 주파수 근방의 소정의 범위에서만, 소정의 감쇠량을 얻는 것을 특징으로 하는 프로그램이 기재된 컴퓨터가 판독 가능한 기록 매체.
  12. 유저의 귀부에 장착되는 케이스에 설치되고, 노이즈를 수음하고 노이즈 신호를 출력하는 마이크로폰과,
    상기 노이즈 신호를 디지털 노이즈 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환부와, 상기 디지털 노이즈 신호를 씨닝 처리하는 디지털 필터부와, 상기 씨닝 처리된 디지털 노이즈 신호에 기초하여 디지털 노이즈 저감 신호를 생성하는 연산 처리부와, 상기 디지털 노이즈 저감 신호를 보간 처리하는 다른 디지털 필터부와, 상기 디지털 노이즈 저감 신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환부를 구비하는 디지털 필터 회로와,
    상기 노이즈 저감 신호에 기초하여 노이즈 저감음을 방음하는 드라이버를 구비하는 피드백 방식의 노이즈 캔슬링 시스템으로서,
    상기 디지털 필터부 및 다른 디지털 필터부 중 적어도 하나는, 샘플링 주파수를 중심으로 하는 그 샘플링 주파수 근방의 소정의 범위에서만, 소정의 감쇠량이 얻어지도록 구성되는 것을 특징으로 하는 노이즈 캔슬링 시스템.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 샘플링 주파수는, 가청 대역의 2배 이상의 주파수이고,
    상기 샘플링 주파수 근방의 소정의 범위는, 그 샘플링 주파수를 중심으로 하여, -4㎑ 내지 +4㎑의 범위 내이며,
    상기 소정의 감쇠량은, -60데시벨 이상인 것을 특징으로 하는 노이즈 캔슬링 시스템.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 아날로그/디지털 변환부와 상기 디지털/아날로그 변환부는, 시그마 델타 방식의 변환부인 것을 특징으로 하는 노이즈 캔슬링 시스템.
  15. 유저의 귀부에 장착되는 케이스에 설치되고, 노이즈를 수음하고 노이즈 신호를 출력하는 마이크로폰과,
    상기 노이즈 신호를 디지털 노이즈 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환부와, 상기 디지털 노이즈 저감 신호를 씨닝 처리하는 디지털 필터부와, 상기 디지털 노이즈 신호에 기초하여 디지털 노이즈 저감 신호를 생성하는 연산 처리부와, 상기 디지털 노이즈 저감 신호를 보간 처리하는 다른 디지털 필터부와, 상기 디지털 노이즈 저감 신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환부를 구비하는 디지털 필터 회로와,
    상기 노이즈 저감 신호에 기초하여 노이즈 저감음을 방음하는 드라이버를 구비하는 피드 포워드 방식의 노이즈 캔슬링 시스템으로서,
    상기 디지털 필터부 및 다른 디지털 필터부 중 적어도 하나는, 샘플링 주파수를 중심으로 하는 그 샘플링 주파수 근방의 소정의 범위에서만, 원하는 감쇠량이 얻어지도록 구성되는 것을 특징으로 하는 노이즈 캔슬링 시스템.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 샘플링 주파수는, 가청 대역의 2배 이상의 주파수이고,
    상기 샘플링 주파수 근방의 소정의 범위는, 그 샘플링 주파수를 중심으로 하여, -4㎑ 내지 +4㎑의 범위 내이며,
    상기 원하는 감쇠량은, -60데시벨 이상인 것을 특징으로 하는 노이즈 캔슬링 시스템.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 아날로그/디지털 변환부와, 상기 디지털/아날로그 변환부는, 시그마 델타 방식의 변환 수단인 것을 특징으로 하는 노이즈 캔슬링 시스템.
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