WO2018139636A1 - パルス制御装置 - Google Patents

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WO2018139636A1
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pulse
voltage
control device
output voltage
relay
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PCT/JP2018/002686
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寛人 大下
立石　哲夫
洋祐 福本
雄平 山口
洋寿 今村
元規 鶴山
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ローム株式会社
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Priority to CN201880009030.5A priority patent/CN110235367B/zh
Priority to JP2018512223A priority patent/JP6382473B1/ja
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation

Definitions

  • the invention disclosed in this specification relates to a pulse control device.
  • mechanical relays have been widely used as insulation switch means for various electrical devices (home appliances, industrial equipment, transportation equipment, agricultural equipment, etc.).
  • FIG. 22 is a diagram showing a conventional example of an electric device provided with a mechanical relay.
  • the mechanical relay X20 is driven to open and close by turning on / off the coil current using the switch X10.
  • the relay since the DC input voltage Vi is directly applied to the relay coil X21, the relay depends on the voltage value of the DC input voltage Vi (for example, DC6V, DC12V, DC24V, DC48V).
  • the diameter and the number of turns of the coil X21 had to be changed, and there were problems in terms of cost and management.
  • Patent Documents 1 to 4 can be cited as examples of conventional techniques related to the above.
  • Patent Document 1 The control flow of Patent Document 1 is summarized as follows. (1) Generate a pulse voltage and input it to the switching element. (2) For each period, the pulse width and period of the pulse voltage are set in advance so that the maximum value of the coil current exceeds the operating current value and the minimum value does not fall below the return current value. (3) By providing the regenerative diode, the coil current gradually decreases even when the pulse voltage is turned off.
  • Patent Document 2 The control flow of Patent Document 2 is summarized as follows. (1) Increase the input voltage and monitor it. (2) When the input voltage rises and reaches the lower reference voltage, the switching element is turned on to start analog control. (3) When the input voltage further rises and reaches the upper reference voltage, it shifts to PWM [pulse width modulation] control and suppresses power consumption. (4) Regardless of whether the control is analog control or PWM control, if the input voltage exceeds the overexcitation voltage value, the output is suppressed until it becomes close to the return voltage value.
  • two output terminals are provided in the drive circuit, and switching between analog control and PWM control is performed by selecting the output terminal according to the monitoring result of the input voltage (DC voltage).
  • a regenerative diode is also provided.
  • Patent Document 3 The control flow of Patent Document 3 is summarized as follows. (1) The switching element is turned on by the relay control circuit and a coil current is caused to flow. (2) When the coil current reaches the overexcitation current value and the relay is closed and switched to the on state, PWM control is started so that the coil current does not fall below the holding current value. Note that during the OFF period of the switching element, the coil current gradually decreases due to the regenerative diode. (3) When the coil current falls below the holding current value, the relay is opened and turned off.
  • the coil current in the ON state of the relay is reduced by PWM control (pulse application) of the drive signal.
  • PWM control pulse application
  • the switching frequency is increased too much, heat generation becomes a problem.
  • the switching frequency is decreased too much, a sound is produced by entering the human audible frequency band.
  • Patent Document 4 The control flow of Patent Document 4 is summarized as follows. (1) Set the DC output voltage of the variable voltage regulator to the overexcitation voltage value. (2) The switching element is turned on by the relay control circuit, and the relay is turned on by supplying an overexcitation current to the relay coil. (3) Reduce the DC output voltage of the variable voltage regulator to the holding voltage value. (4) The relay is turned off by turning off the switching element and interrupting the coil current.
  • JP 2006-114446 A Japanese Patent Laying-Open No. 2015-153556 Japanese Patent Laid-Open No. 2003-32919 JP 2011-216229 A
  • an object of the invention disclosed in this specification is to provide a pulse control device suitable for driving a load.
  • a pulse control device disclosed in the present specification includes a switch output unit that generates a pulse output voltage from a DC input voltage and supplies the pulse output voltage to a load, and a low-pass that receives a feedback input of the pulse output voltage and generates a feedback voltage.
  • the filter unit and an output feedback control unit that receives the input of the feedback voltage and controls the switch output unit so that the average value of the pulse output voltage is constant.
  • the pulse control device disclosed in the present specification includes a switch output unit that supplies a pulse output voltage to the relay coil of the mechanical relay, and a light emitting element driving unit that supplies an output current to the light emitting element of the mechanical relay. It is set as the structure which has.
  • the pulse control device disclosed in the present specification has a switch output unit that supplies a pulse output voltage to the relay coil, and the switch output unit is connected in parallel to the relay coil.
  • the rectifier transistor or rectifier diode is included, and the body diode associated with the synchronous rectifier transistor or the rectifier diode is configured to be used as a regenerative diode.
  • the mechanical relay disclosed in the present specification includes a relay coil, a first frame to which a DC input voltage is applied, a second frame to which a first end of the relay coil is connected, and the relay coil. A third frame to which a second end is connected; and a pulse control device that is mounted directly on the first frame, the second frame, and the third frame and supplies a pulse output voltage to the relay coil. It is configured.
  • the figure which shows the comparative example of the electric equipment provided with the mechanical relay The figure which shows 1st Embodiment of the electric equipment provided with the mechanical relay.
  • the figure which shows one structural example of a mechanical relay The figure which shows the example of 1 structure of a low-pass filter part The figure which shows the example of 1 structure of an ON time setting part
  • the figure which shows one structural example of a gate control part Timing chart showing an example of output feedback control operation
  • Timing chart showing an example of reference voltage switching operation The figure which shows 3rd Embodiment of the electric equipment provided with the mechanical relay.
  • the figure which shows 4th Embodiment of the electric equipment provided with the mechanical relay The figure which shows the comparative example of the electric equipment provided with the mechanical relay.
  • the figure which shows 1st Embodiment of the electric equipment provided with the mechanical relay The figure which shows one structural example of a mechanical relay
  • the figure which shows an example of the mechanical relay provided with LED The figure which shows another example of the mechanical relay provided with LED
  • the figure which shows an example of an LED drive part The figure which shows 6th Embodiment of the electric equipment provided with the mechanical relay.
  • Diagram showing an implementation example of a pulse control device Diagram showing an example package of a pulse control device
  • the figure which shows another example of mounting of the pulse control device The figure which shows the conventional example of the electric equipment provided with the mechanical relay
  • FIG. 1 is a diagram showing a comparative example of an electrical device provided with a mechanical relay.
  • a DC / DC that generates a desired DC output voltage Vo (for example, DC 5V) from the DC input voltage Vi and supplies it to the relay coil X21 is based on the above conventional example (FIG. 22).
  • a DC converter X30 is added.
  • a constant DC output voltage Vo is always applied to the relay coil X21 without depending on the voltage value of the DC input voltage Vi, so that the diameter and number of turns of the relay coil X21 can be unified. it can.
  • the coil X32 and the capacitor X33 must be externally attached to the controller ICX31 of the DC / DC converter X30 as smoothing means for the DC output voltage Vo, which increases the number of parts.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a first embodiment of an electric device including a mechanical relay.
  • the electrical apparatus 1 includes a pulse control device 10 and a mechanical relay 20.
  • the pulse control device 10 is a semiconductor integrated circuit device that generates a pulse output voltage Vo from a DC input voltage Vi (for example, DC6V, DC12V, DC24V, DC48V) and supplies it to a load.
  • the pulse control device 10 is a relay that opens and closes the mechanical relay 20 by connecting the electromagnetic unit 21 (particularly, a relay coil included therein) of the mechanical relay 20 as a load. Functions as a driving device.
  • the mechanical relay 20 includes an electromagnetic part 21 and a contact mechanism part 22 that is electrically insulated from the electromagnetic part 21, and opens and closes the contact mechanism part 22 according to excitation / non-excitation of the electromagnetic part 21.
  • the types and applications of the mechanical relay 20 are control relay, latching relay (keep relay), ratchet relay, I / O relay, terminal relay / relay terminal, or high capacity relay (for AC load / DC load). And so on.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the mechanical relay 20.
  • the electromagnetic unit 21 includes a relay coil 21a, an iron core 21b, an armature 21c, and a card 21d.
  • the contact mechanism unit 22 includes fixed contacts 22a and 22b, a movable spring 22c, and a movable contact 22d.
  • the mechanical relay 20 includes external terminals T21 to T24 in order to establish an electrical connection with the outside.
  • the relay coil 21a is wound around an iron core 21b (or a coil bobbin (not shown) having the iron core 21b as an axis), and both ends thereof are connected to external terminals T21 and T22.
  • an iron core 21b or a coil bobbin (not shown) having the iron core 21b as an axis
  • both ends thereof are connected to external terminals T21 and T22.
  • the card 21d connected to the armature 21c pushes the movable spring 22c in contact therewith so as to urge the fixed spring 22b.
  • the hinge-type mechanical relay 20 is taken as an example, but the structure of the mechanical relay 20 may employ other types (for example, a plunger type).
  • a switch output unit 100, an output feedback control unit 200, and a low-pass filter unit 300 are integrated. Further, the pulse control device 10 includes external terminals T11 to T14 in order to establish an electrical connection with the outside.
  • the external terminal T11 is connected to the application end of the DC input voltage Vi.
  • the switch output unit 100 includes an upper switch 110 (for example, PMOSFET [P-channel type metal oxide semiconductor field effect transistor]) and a lower switch 120 (for example, NMOSFET [N-channel type MOSFET]), and a DC input voltage.
  • a pulse output voltage Vo is generated from Vi and supplied to the electromagnetic unit 21 of the mechanical relay 20 (particularly, the relay coil 21a included therein).
  • the connection relationship of the switch output unit 100 will be described.
  • the source and back gate of the upper switch 110 are both connected to the external terminal T11.
  • the drain of the upper switch 110 and the drain of the lower switch 120 are both connected to the external terminal T12.
  • the source and back gate of the lower switch 120 are both connected to the external terminal T13.
  • the upper gate signal G1 is input to the gate of the upper switch 110.
  • the lower gate signal G2 is input to the gate of the lower switch 120.
  • the pulse output voltage Vo is a rectangular wave voltage that is pulse-driven between the DC input voltage Vi and the ground voltage GND.
  • the low-pass filter unit 300 receives the feedback input of the pulse output voltage Vo from the switch output unit 100 inside the pulse control device 10, and generates a feedback voltage Vfb that is blunted.
  • the output feedback control unit 200 receives an input of the feedback voltage Vfb from the feedback voltage generation unit 300, and the upper gate signal G1 so that the average value of the pulse output voltage Vo becomes a predetermined target average value Voave (for example, DC5V). And the lower gate signal G2 are respectively generated to control the switch output unit 100.
  • the output feedback control unit 200 includes a comparator 220, an on-time setting unit 230, and a gate control unit 240.
  • the set signal S1 is generated by comparison.
  • the on-time setting unit 230 receives an input of a gate control signal S3 (details will be described later) from the gate control unit 240, and after the predetermined on-time Ton has elapsed after the upper switch 110 is turned on, the on-time setting unit 230 outputs the reset signal S2. Generate a trigger pulse.
  • the gate control unit 240 generates an upper gate signal G1 and a lower gate signal G2 according to the set signal S1 and the reset signal S2.
  • the output feedback control unit 200 in the present embodiment controls the switch output unit 100 based on the feedback voltage Vfb by a hysteresis control method (in the example of this figure, a bottom detection on-time fixed method). This output feedback control operation will be described in detail later.
  • the average value of the pulse output voltage Vo applied to the relay coil 21a can be maintained at a predetermined target average value Voave. Therefore, the relay coil 21a can be unified without depending on the voltage value of the DC input voltage Vi, which is very advantageous in terms of cost and management.
  • the pulse control device 10 of the present embodiment supplies the pulse output voltage Vo to the relay coil 21a as it is without smoothing. Accordingly, the number of smoothing filters (discrete parts such as coils and capacitors) externally attached to the pulse control device 10 can be reduced, so that the circuit area can be reduced and the cost can be reduced.
  • the chip integrated in the pulse control device 10 can be significantly shrunk.
  • the pulse control device 10 receives a feedback input of the pulse output voltage Vo and performs its output feedback control. Therefore, it is possible to suppress variations in the pulse output voltage Vo as compared with the conventional open control (eg, Patent Document 1).
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of the low-pass filter unit 300.
  • the low-pass filter unit 300 of this configuration example includes resistors 301 and 302 (resistance values: R301 and R302) and a capacitor 303.
  • the resistor 302 and the capacitor 303 are connected in parallel between the output terminal of the feedback voltage Vfb and the ground terminal.
  • the resistors 301 and 302 may be omitted and the pulse output voltage Vo itself may be blunted by the capacitor 303. .
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of the on-time setting unit 230.
  • the on-time setting unit 230 of this configuration example includes a resistor 231, a capacitor 232, a switch 233, and a comparator 234.
  • the capacitor 232 and the switch 233 are connected in parallel between the output terminal of the charging voltage Vchg and the ground terminal.
  • the control end of the switch 233 is connected to the application end of the gate control signal S3.
  • the reference voltage VREF may be the same voltage as the reference voltage Vref (FIG. 2) or a different voltage.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of the gate control unit 240.
  • the gate control unit 240 of this configuration example includes a D flip-flop 241, a level shifter 242, and drivers 243 and 244.
  • An RS flip-flop may be used instead of the D flip-flop 241.
  • the level shifter 242 receives a gate control signal S3 that is pulse-driven between Vreg and GND, and outputs a level-shifted gate control signal S3H that is pulse-driven between Vi and VregB.
  • the driver 243 receives the input of the gate control signal S3H and generates the upper gate signal G1.
  • the driver 244 receives the input of the gate control signal S3 and generates the lower gate signal G2.
  • the upper switch 110 and the lower switch 120 are complementarily (exclusively) on / off controlled.
  • the term “complementary (exclusive)” is used from the viewpoint of preventing a through current in addition to the case where the on / off of the upper switch 110 and the lower switch 120 are completely reversed. This includes a case where a predetermined delay is given to the on / off transition timing of the upper switch 110 and the lower switch 120 (when a simultaneous off period is provided).
  • FIG. 7 is a timing chart showing an example of the output feedback control operation by the pulse control device 10, and in order from the top, the feedback voltage Vfb (solid line), the reference voltage Vref (one-dot chain line), the set signal S1, and the charging voltage Vchg (solid line). ) And a reference voltage VREF (one-dot chain line), a reset signal S2, a gate control signal S3, an upper gate signal G1, a lower gate signal G2, and a pulse output voltage Vo.
  • the feedback voltage Vfb changes from a decrease to an increase.
  • the switch 233 of the on-time setting unit 230 is turned off with the high level transition of the gate control signal S3. Accordingly, charging of the capacitor 232 with the charging current Ichg is started, and the charging voltage Vchg rises with a slope corresponding to the DC input voltage Vi.
  • the gate control signal S3 is reset from the high level to the low level.
  • the lower switch 120 is turned on.
  • the pulse output voltage Vo falls from the high level to the low level, the feedback voltage Vfb again changes from rising to lowering.
  • the switch 233 of the on-time setting unit 230 is turned on with the low level transition of the gate control signal S3. Therefore, since the capacitor 232 is discharged through the switch 233, the charging voltage Vchg is quickly lowered to the ground voltage GND, and the reset signal S2 falls to the low level without delay.
  • the on-time setting unit 230 the higher the DC input voltage Vi, the greater the slope of the charging voltage Vchg, so the on-time Ton is shortened. Conversely, the lower the DC input voltage Vi, the charging voltage Vchg. Since the inclination of becomes smaller, the on-time Ton is extended. That is, the following equation (1) is established between the on-time Ton and the DC input voltage Vi.
  • Ton ⁇ / Vi (where ⁇ is a proportional constant) (1)
  • the switching period T of the pulse output voltage Vo is expressed by the following formula (3).
  • the pulse output is obtained by making the on-time Ton dependent on the DC input voltage Vi.
  • a configuration for performing PWM control of the voltage Vo has been described as an example, but if fluctuation of the switching frequency Fsw is allowed to some extent, PFM [pulse frequency modulation] control of the pulse output voltage Vo is performed with the on-time Ton as a fixed value. It is good also as a structure.
  • PFM pulse frequency modulation
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a second embodiment of an electric device including a mechanical relay.
  • the electrical device 1 of this embodiment is characterized in that a timer 250 is added to the output feedback control unit 200 of the pulse control device 10 while being based on the first embodiment (FIG. 2). Therefore, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 2, and redundant descriptions are omitted. In the following, the characteristic portions of the present embodiment are mainly described.
  • the timer 250 sets the reference voltage Vref to the upper voltage value VrefH and starts the counting operation of the overexcitation period Tx.
  • the timer 250 reduces the reference voltage Vref to the lower voltage value VrefL ( ⁇ VrefH).
  • the lower voltage value VrefL is set so that the average excitation current Ioave does not fall below the return current value IL. Therefore, it is possible to reduce power consumption for maintaining the mechanical relay 20 in the ON state while the enable signal EN is at the high level.
  • the configuration for performing the switching control of the reference voltage Vref using the timer 250 is illustrated.
  • a means for detecting the excitation current Io is prepared, and the average excitation current Ioave is set to the operating current value IH.
  • the reference voltage Vref may be set to the upper voltage value VrefH until it exceeds the upper limit, and then the reference voltage Vref may be lowered to the lower voltage value VrefL.
  • the output feedback control unit 200 determines the target average value Voave of the pulse output voltage Vo from the start of the generation operation of the pulse output voltage Vo until the average excitation current Ioave exceeds at least the operating current value IH. As long as the target excitation value Voave of the pulse output voltage Vo can be lowered to a second level lower than the first level within a range where the average excitation current Ioave does not fall below the return current value IL after setting to one level, It can be said that the configuration may be adopted.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a third embodiment of the electric device including the mechanical relay.
  • the electrical device 1 according to the present embodiment is based on the second embodiment (FIG. 8) described above, and the regenerative diode 30 and the filter 40 are added as discrete components externally attached to the pulse control device 10. It has the characteristics. Therefore, the same components as those in the present embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 8, thereby omitting redundant descriptions. In the following, the characteristic portions of the third embodiment are mainly described.
  • a filter 40 for removing spike noise of the pulse output voltage Vo is provided. It is desirable to keep it.
  • an LC filter including a coil 41 and a capacitor 42 may be used. With such a configuration, it is not necessary to increase the breakdown voltage of the regenerative diode 30 unnecessarily, and thus the cost of the electric device 1 can be reduced.
  • the filter 40 is intended to remove noise from the pulse output voltage Vo, and is not intended to smooth the pulse output voltage Vo. Therefore, the L value and the C value of the filter 40 need only be 1/10 or less of those of the output smoothing filter in the DC / DC converter.
  • (L, C) (3.3 ⁇ H, 22 ⁇ F), (5 ⁇ H, 10 ⁇ F), (8 ⁇ H, 5 ⁇ F).
  • (L, C) of the filter 40 it is also possible to set (L, C) of the filter 40 to be smaller by increasing the allowable amount of ripple voltage and increasing the frequency.
  • the LC value is related to the phase design, it is difficult to change it freely.
  • the LC value is small enough not to affect the stability of the system. Therefore, the LC value of the filter 40 can be freely changed according to the use of the mechanical relay 20 (and the user's intention).
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a fourth embodiment of the electric device including the mechanical relay.
  • the electrical device 1 of the present embodiment is based on the first embodiment (FIG. 2) described above, but is not a hysteresis control method (bottom detection on-time fixed method) as an output feedback control method in the output feedback control unit 200. It is characterized in that the voltage mode control system is adopted. Therefore, the same components as in the present embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 2, thereby omitting redundant descriptions. In the following, the characteristic portions of the fourth embodiment will be mainly described.
  • the output feedback control unit 200 is replaced with the error amplifier 260, the oscillator 270, and the on-time setting unit 230 instead of the previous comparator 220 and the on-time setting unit 230 in accordance with the adoption of the voltage mode control method.
  • a comparator 280 is included in the pulse control device 10 of the present embodiment.
  • An error signal Sa corresponding to the difference is generated.
  • the error signal Sa increases as the difference between the feedback voltage Vfb and the reference voltage Vref increases, and conversely decreases as the difference between the feedback voltage Vfb and the reference voltage Vref decreases.
  • the oscillator 270 generates a rectangular wave set signal S1 and a triangular wave, sawtooth wave, or nth-order slope wave-shaped slope signal Sb at a predetermined switching frequency Fsw.
  • the comparator 280 compares the error signal Sa input to the inverting input terminal ( ⁇ ) and the slope signal Sb input to the non-inverting input terminal (+) to generate the reset signal S2.
  • the output feedback control unit 200 performs PWM control of the pulse output voltage Vo by the voltage mode control method so that the average value of the pulse output voltage Vo becomes a predetermined target average value Voave. Done.
  • FIG. 2 an example based on the first embodiment (FIG. 2) is given.
  • a switching function of the reference voltage Vref may be provided as in the second embodiment (FIG. 8).
  • the voltage mode control method is adopted, but a current mode control method may be adopted.
  • an offset may be given to the error signal Sa or the slope signal Sb using a current detection signal corresponding to the excitation current Io.
  • the output feedback control method is not questioned at all.
  • the hysteresis control method Either a voltage mode control method or a current mode control method may be used.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a mechanical relay including a light emitting diode (hereinafter referred to as an LED [light emitting diode]).
  • the mechanical relay 20 of this configuration example includes a resistor 23 and an LED 24 in addition to the electromagnetic unit 21 and the contact mechanism unit 22 (only the relay coil 21a is explicitly shown in the drawing).
  • the first end of the resistor 23 is connected to the external terminal T21 together with the first end of the relay coil 21a.
  • a second end of the resistor 23 is connected to the anode of the LED 24.
  • the cathode of the LED 24 is connected to the external terminal T22 together with the second end of the relay coil 21a.
  • FIG. 13 is a diagram showing another example of a mechanical relay provided with an LED.
  • the mechanical relay 20 of this configuration example also includes a resistor 23 and an LED 24, as in FIG.
  • the relay coil 21a is divided into relay coils 21a1 and 21a2, and the resistor 23 and the LED 24 are connected in parallel to the relay coil 21a2.
  • the mechanical relay 20 includes the LED 24, the LED 24 lights up when the relay coil 21a is energized. Therefore, it is possible to confirm the operation of the mechanical relay 20 and determine a failure by visually checking the light-off state of the LED 24.
  • FIG. 14 is a diagram showing a fifth embodiment of an electric device provided with a mechanical relay.
  • the electrical apparatus 1 includes a pulse control device 10 and a mechanical relay 20.
  • a pulse control device 10 and a mechanical relay 20.
  • the mechanical relay 20 is provided with a resistor 23 and an LED 24 as in the previous FIG. 12 and FIG. 13, and an LED driving unit 400 is added to the pulse control device 10 as means for safely lighting the LED 24.
  • the pulse control device 10 and the mechanical relay 20 are newly provided with external terminals T15 and T25 for supplying the output current Io from the LED driving unit 400 to the LED 24. In the following, these changes will be described mainly.
  • the output current Io is supplied from the external terminal T15 of the pulse control device 10 toward the external terminal T25 of the mechanical relay 20.
  • the first end of the resistor 23 is connected not to the external terminal T21 to which the first end of the relay coil 21a is connected, but to the newly provided external terminal T25.
  • a second end of the resistor 23 is connected to the anode of the LED 24.
  • the cathode of the LED 24 is connected to the external terminal T22 together with the second end of the relay coil 21a.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example of the LED driving unit 400.
  • the LED driving unit 400 of this configuration example includes an NMOSFET 401 and a resistor 402.
  • the drain of the NMOSFET 401 is connected to the external terminal T15.
  • the source and back gate of the NMOSFET 401 are connected to the ground terminal.
  • An input signal Si is input to the gate of the NMOSFET 401.
  • a first end of the resistor 402 is connected to a power supply end.
  • a second end of the resistor 402 is connected to the external terminal T15.
  • the NMOSFET 401 When the input signal Si is at a high level, the NMOSFET 401 is turned on, so that the external terminal T15 is connected to the ground terminal. Accordingly, since the output current Io is not supplied from the pulse control device 10 to the mechanical relay 20, the LED 24 is turned off.
  • the NMOSFET 401 is turned off, so that the connection between the external terminal T15 and the ground terminal is interrupted.
  • the output current Io flows from the power supply terminal to the ground path through the resistor 402, the external terminal T15, the external terminal T25, the resistor 23, and the LED 24, and thus the LED 24 is lit.
  • a logical inversion signal of the enable signal EN may be used.
  • the LED driving unit 400 is valid, on / off control of the output current Io is performed according to the input signal Si as described above.
  • the LED driving unit 400 is invalid, for example, the external terminal T15 is fixed at a low level.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a sixth embodiment of the electric device including the mechanical relay.
  • the electrical apparatus 1 of the present embodiment is characterized in that the pulse control device 10 is built in the mechanical relay 20 while being based on the fifth embodiment (FIG. 14).
  • the external terminal T11 of the pulse control device 10 is connected to the external terminal T21 of the mechanical relay 20 inside the mechanical relay 20.
  • the external terminal T21 is connected to the application end of the DC input voltage Vi outside the mechanical relay 20.
  • the external terminal T12 of the pulse control device 10 is directly connected to the first end of the relay coil 21a inside the mechanical relay 20.
  • the external terminal T13 of the pulse control device 10 is connected to the external terminal T22 of the mechanical relay 20, the second end of the relay coil 21a, and the cathode of the LED 24 inside the mechanical relay 20.
  • the external terminal T22 is connected to the ground terminal outside the mechanical relay 20.
  • the external terminal T14 of the pulse control device 10 is connected to the external terminal T26 of the mechanical relay 20 inside the mechanical relay 20.
  • the external terminal T26 is connected to the application end of the enable signal EN outside the mechanical relay 20.
  • the external terminal T26 of the mechanical relay 20 may be omitted, and the external terminal T11 and the external terminal T14 of the pulse control device 10 may be short-circuited inside the mechanical relay 20. Absent.
  • the external terminal T15 of the pulse control device 10 is connected to the first end of the resistor 23 inside the mechanical relay 20.
  • the second end of the resistor 23 is connected to the anode of the LED 24 as described above.
  • the pulse control device 10 is built in the mechanical relay 20, the mounting area for the pulse control device 10 can be reduced, so that the electrical device 1 can be reduced in size and weight.
  • the LED is taken as an example of the light emitting element mounted on the mechanical relay 20, but the type of the light emitting element is the same.
  • an organic EL [electro-luminescence] element or the like may be used.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a seventh embodiment of the electric device including the mechanical relay.
  • the electrical device 1 of the present embodiment has basically the same configuration as that of the first embodiment (FIG. 2), but the body diode 120B associated with the lower switch 120 of the switch output unit 100 is clearly shown. .
  • This body diode 120B has a pulse output voltage Vo when both the upper switch 110 and the lower switch 120 are turned off, for example, when the mechanical relay 20 is switched from on to off, or in a dead time for preventing through current. It can be used as a regenerative diode that prevents spike noise.
  • the external regenerative diode 30 can be omitted, so that it is possible to reduce costs and simplify the electrical device 1 by reducing the number of components. It becomes.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an eighth embodiment of an electrical device including a mechanical relay.
  • the rectifier diode 130 is used as a regenerative diode, it is possible to realize cost reduction and simplification of the electric device 1 by reducing the number of parts as in the previous seventh embodiment (FIG. 17). It becomes possible.
  • the mechanical relay 20 of this configuration example like a general mechanical relay, is a base 25 in which a plurality of sockets (including external terminals T21 and T22) are extended from the lower surface thereof, and a bobbin case fixed to the upper surface of the base 25 26 and an upper lid 27 (depicted by a broken line in this figure) that is attached to and detached from the upper surface of the base 25 so as to surround and cover the periphery of the bobbin case 26.
  • the bobbin case 26 not only serves as a winding shaft for the relay coil 21a, but also carries a contact mechanism portion 22 and the like (not shown) therein. Further, on the side surfaces 26a to 26c of the bobbin case 26, frames FR1 to FR3 electrically connected to various sockets and the relay coil 21a are laid.
  • the pulse control device 10 is directly mounted on the frames FR1 to FR3.
  • an example of the mounting form of the pulse control apparatus 10 is demonstrated concretely.
  • the frame FR2 is laid from the side surface 26a to the side surface 26b of the bobbin case 26, and is connected to the first end of the relay coil 21a.
  • the conductive path from the external terminal T21 to the first end of the relay coil 21a is divided into the frame FR1 and the frame FR2.
  • the pulse control device 10 is mounted on the side surface 26a of the side surfaces 26a to 26c of the bobbin case 26 where all the frames FR1 to FR3 are laid, at a position that becomes a gap between the frames FR1 to FR3. Note that the frames FR1 to FR3 are appropriately laid to a position where the four external terminals T11 to T14 extending from the pulse control device 10 can reach.
  • the relay coil 21a is always energized.
  • the pulse control device 10 is directly mounted on the frames FR1 to FR3 using the structure. Therefore, since a separate mounting board is not required for incorporating the pulse control device 10, it is possible to reduce the cost of the mechanical relay with built-in IC.
  • the pin arrangement of the mechanical relay is not changed or increased when the pulse controller 10 is introduced. Therefore, it is possible to facilitate replacement from a non-IC built-in mechanical relay to an IC built-in mechanical relay.
  • the external terminals of the pulse control device 10 need only have four terminals, ie, a power supply terminal, a switch output terminal, a ground terminal, and an enable terminal, as described above. Therefore, in this figure, the pulse control device 10 having a 4-pin package is taken as an example, but the number of pins is not limited to 4 pins, and a multi-pin package having more pins may be used. However, in view of ease of mounting and visibility after mounting, a package in which pins protrude outward from the package resin is preferable compared to QFN [quad flatpack no lead] and BGA [ball grid array]. .
  • FIG. 20 is a diagram showing a package example of the pulse control device 10. Here, an 8-pin MSOP [mini (micro ) Small outline package] is shown.
  • FIG. 21 is a diagram showing a mounting example when the mechanical relay 20 incorporates a pulse control device 10 of an 8-pin package (see, for example, FIG. 20).
  • 1 pin may be an external terminal T11
  • 4 pins may be external terminals T14
  • 2 pins and 3 pins may be non-connect terminals.
  • various modifications are possible, such as shorting pins 1 and 2 internally to external terminal T11 and pins 3 and 4 shortly to external terminal T14.
  • the inductance value of the relay coil 21a connected to the pulse control device 10 is at least 10 mH (several tens mH to several hundreds mH).
  • the inductance value of the coil X32 connected to the controller ICX31 of the DC / DC converter X30 is 100 ⁇ H or less (several ⁇ H to several tens ⁇ H) at the maximum.
  • the pulse control device 10 and the controller ICX31 have greatly different inductance values of the coils connected to each other.
  • the switching frequency Fsw of the pulse output voltage Vo output from the pulse control device 10 is 20 kHz to 300 kHz (preferably 70 kHz to 140 kHz).
  • the lower limit of 20 kHz is a value set in consideration of the human audible range
  • the upper limit of 300 kHz is a value set in consideration of the influence of switching noise.
  • the DC / DC converter X30 is built in the mechanical relay X20, it is essential to increase the switching frequency (for example, 2 MHz or more) in the controller ICX31.
  • the pulse control device 10 and the controller ICX31 also have greatly different switching frequencies.
  • a pulse control device disclosed in the present specification includes a switch output unit that generates a pulse output voltage from a DC input voltage and supplies the pulse output voltage to a load, and a low-pass that receives a feedback input of the pulse output voltage and generates a feedback voltage.
  • the filter unit and the output feedback control unit that receives the feedback voltage and controls the switch output unit (first configuration). It is preferable that the output feedback control unit receives the feedback voltage and controls the switch output unit so that the average value of the pulse output voltage is constant.
  • the low-pass filter unit may have a configuration that does not include a coil (second configuration).
  • the low-pass filter unit includes a first resistor connected between a feedback input terminal of the pulse output voltage and an output terminal of the feedback voltage, and the feedback voltage.
  • a configuration including a second resistor and a capacitor connected in parallel between the output end and the ground end is preferable.
  • the switching frequency of the pulse output voltage may be higher than the human audible frequency band (fourth configuration).
  • the pulse control device having any one of the first to fourth configurations may be configured to be integrated in a semiconductor device (fifth configuration).
  • the pulse control device having any one of the first to fifth configurations may be configured to function as a mechanical relay drive device (sixth configuration) by connecting a relay coil as the load.
  • the output feedback control unit is configured to control whether or not the pulse output voltage can be generated according to an on / off control signal of the mechanical relay (seventh configuration).
  • the output feedback control unit starts the pulse output voltage generation operation until the excitation current flowing through the coil exceeds at least the operating current value.
  • an electrical device disclosed in the present specification includes a mechanical relay, and a pulse control device including any one of the sixth to eighth configurations that applies a pulse output voltage to a relay coil of the mechanical relay. (Ninth configuration).
  • the electric device having the ninth configuration may have a configuration (tenth configuration) further including a filter for removing spike noise of the pulse output voltage.
  • the LC value of the filter may be configured to be arbitrarily selectable within a range that does not affect the stability of the system (11th configuration).
  • the pulse control device disclosed in the present specification includes a switch output unit that supplies a pulse output voltage to the relay coil of the mechanical relay, and a light emitting element driving unit that supplies an output current to the light emitting element of the mechanical relay.
  • the configuration (the twelfth configuration) is provided.
  • the light emitting element driving unit may include an open drain output stage that turns on / off the output current according to an input signal (a thirteenth configuration).
  • the light emitting element driving unit may be configured to switch between valid / invalid (fourteenth configuration).
  • an electrical device disclosed in the present specification has a configuration (fifteenth configuration) having a mechanical relay including a relay coil and a light emitting element, and a pulse control device having any one of the twelfth to fourteenth configurations. ).
  • the mechanical relay disclosed in this specification has a configuration (sixteenth configuration) including a relay coil, a light emitting element, and a pulse control device having the twelfth or thirteenth configuration.
  • the pulse control device disclosed in the present specification has a switch output unit that supplies a pulse output voltage to the relay coil, and the switch output unit is connected in parallel to the relay coil.
  • the rectifier transistor or rectifier diode is included, and the body diode or the rectifier diode associated with the synchronous rectifier transistor is configured as a regenerative diode (a seventeenth configuration).
  • the mechanical relay disclosed in the present specification includes a relay coil, a first frame to which a DC input voltage is applied, a second frame to which a first end of the relay coil is connected, and the relay coil. A third frame to which a second end is connected; and a pulse control device that is mounted directly on the first frame, the second frame, and the third frame and supplies a pulse output voltage to the relay coil.
  • the configuration is the eighteenth configuration.
  • the pulse control device is connected to a power supply terminal connected to the first frame, a switch output terminal connected to the second frame, and the third frame.
  • a semiconductor integrated circuit device having a ground terminal and an enable terminal connected to the first frame may be configured (19th configuration).
  • the relay coil may have an inductance value of 10 mH or more (twentieth structure).
  • the switching frequency of the pulse output voltage may be 20 kHz to 300 kHz (21st configuration).
  • the pulse control device includes a switch output unit that generates a pulse output voltage having a switching frequency of 20 kHz to 300 kHz from a DC input voltage and supplies the pulse output voltage to a load, and a feedback voltage generated by receiving the feedback input of the pulse output voltage. It is good also as a structure (22nd structure) which has an output feedback control part which controls the said switch output part based on this. The feedback voltage may be generated by a low pass filter unit upon receiving a feedback input of the pulse output voltage. And such a pulse control apparatus is good also as a structure which functions as a drive device of a mechanical relay by connecting the relay coil which has an inductance value of 10 mH or more as said load.
  • the pulse control device disclosed in the present specification can be suitably used, for example, as a mechanical relay driving means.

Abstract

パルス制御装置１０は、直流入力電圧Ｖｉからパルス出力電圧Ｖｏを生成して負荷（例えばメカリレー２０のリレーコイル２１）に供給するスイッチ出力部１００と、パルス出力電圧Ｖｏの帰還入力を受けて帰還電圧Ｖｆｂを生成するローパスフィルタ部３００と、帰還電圧Ｖｆｂの入力を受け付けてパルス出力電圧Ｖｏの平均値が一定となるようにスイッチ出力部１００を制御する出力帰還制御部２００と、を有する。なお、ローパスフィルタ部３００は、コイルを含まない構成とすればよい。

Description

パルス制御装置
　本明細書中に開示されている発明は、パルス制御装置に関する。
　従来より、様々な電気機器（家電機器、産業機器、運輸機器、及び、農業機器など）の絶縁スイッチ手段として、メカリレー（＝機械式継電器）が広く一般に用いられている。
　図２２は、メカリレーを備えた電気機器の従来例を示す図である。本従来例の電気機器Ｘでは、スイッチＸ１０を用いてコイル電流をオン／オフすることにより、メカリレーＸ２０の開閉駆動が行われる。しかしながら、本従来例の構成では、直流入力電圧ＶｉがリレーコイルＸ２１に直接的に印加されているので、直流入力電圧Ｖｉの電圧値（例えば、ＤＣ６Ｖ、ＤＣ１２Ｖ、ＤＣ２４Ｖ、ＤＣ４８Ｖ）に応じて、リレーコイルＸ２１の径や巻数を変えなければならず、コスト面や管理面に課題があった。
　なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１～特許文献４を挙げることができる。
　特許文献１の制御フローを要約すると、次のようになる。（１）パルス電圧を生成してスイッチング素子に入力する。（２）各周期毎に、コイル電流の最大値が動作電流値を上回り、かつ、最小値が復帰電流値を下回らないように、パルス電圧のパルス幅と周期を予め設定している。（３）回生ダイオードを設けることにより、パルス電圧がオフ期間となってもコイル電流は徐々に減少していく。
　なお、本技術は、オープン制御であり、パルス電圧のパルス幅や周期は一定である。そのため、スイッチング制御回路やスイッチング素子の特性ばらつきに起因して、パルス電圧にもばらつきが生じやすい。
　特許文献２の制御フローを要約すると、次のようになる。（１）入力電圧を上げていきこれをモニタする。（２）入力電圧が上昇して下側基準電圧に達するとスイッチング素子をオンしてアナログ制御を開始する。（３）入力電圧がさらに上昇して上側基準電圧に達するとＰＷＭ［pulse　width　modulation］制御に移行して消費電力を抑える。（４）アナログ制御であってもＰＷＭ制御であっても、入力電圧が過励磁電圧値を超えていれば、これが復帰電圧値付近となるまで出力を抑える。
　本技術では、駆動回路内に２つの出力端子を備えており、入力電圧（直流電圧）のモニタ結果に応じて出力端子を択一することにより、アナログ制御とＰＷＭ制御の切替を行っている。なお、本技術でも回生ダイオードが設けられている。
　特許文献３の制御フローを要約すると、次のようになる。（１）リレー制御回路によりスイッチング素子をオンさせてコイル電流を流す。（２）コイル電流が過励磁電流値に達し、リレーが閉じてオン状態に切り替わると、コイル電流が保持電流値を下回らないようにＰＷＭ制御を始める。なお、スイッチング素子のオフ期間には、回生ダイオードによりコイル電流が緩やかに減少する。（３）コイル電流が保持電流値を下回ると、リレーが開放されてオフ状態となる。
　本技術では、駆動信号のＰＷＭ制御（パルス印加）により、リレーのオン状態におけるコイル電流を削減している。ただし、スイッチング周波数を上げ過ぎると、発熱が問題となり、逆に、スイッチング周波数を下げ過ぎると、人間の可聴周波数帯域に入って音鳴りが生じる。
　特許文献４の制御フローを要約すると、次のようになる。（１）可変電圧レギュレータの直流出力電圧を過励磁電圧値に設定する。（２）リレー制御回路によりスイッチング素子をオンさせて、リレーコイルに過励磁電流を流すことによりリレーをオン状態とする。（３）可変電圧レギュレータの直流出力電圧を保持電圧値まで低下させる。（４）スイッチング素子をオフさせて、コイル電流を遮断することによりリレーをオフ状態とする。
　本技術では、リレーコイルの前段に設けられた可変電圧レギュレータによってコイル電流を制御することにより、高周波数駆動による発熱を抑えている。なお、本技術では、回生ダイオードが不要となる。ただし、直流出力電圧の帰還入力を受け付けて出力帰還制御を行う可変電圧レギュレータには、平滑フィルタを設ける必要があるので、その分だけ部品点数が多くなっていた。
特開２００６－１１４４４６号公報 特開２０１５－１５３５５６号公報 特開２００３－３２９１９号公報 特開２０１１－２１６２２９号公報
　上記したように、リレーコイルに直流入力電圧を直接印加する構成では、リレーコイルの統一が難しいという課題があり、リレーコイルの前段にＤＣ／ＤＣコンバータを追加する構成では、平滑フィルタが必要になるという課題があった。また、リレーコイルに印加する電圧をＰＷＭ制御する構成についても、オープン制御時の出力ばらつき、高周波駆動時の発熱、ないしは、低周波駆動時の音鳴りなど、様々な課題があった。
　なお、上記に挙げた種々の課題は、リレーコイルを駆動するときだけでなく、その他の誘導性負荷（モータコイルやソレノイドなど）、或いは、自身に印加される電圧のスイッチング周波数が十分に高ければ、その動作に支障を生じない負荷（発光ダイオードや誘起ＥＬ［electro-luminescence］素子など）を駆動するときにも当てはまる。
　本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らにより見出された上記の課題に鑑み、負荷の駆動に適したパルス制御装置を提供することを目的とする。
　本明細書中に開示されているパルス制御装置は、直流入力電圧からパルス出力電圧を生成して負荷に供給するスイッチ出力部と、前記パルス出力電圧の帰還入力を受けて帰還電圧を生成するローパスフィルタ部と、前記帰還電圧の入力を受け付けて前記パルス出力電圧の平均値が一定となるように前記スイッチ出力部を制御する出力帰還制御部と、を有する構成とされている。
　また、本明細書中に開示されているパルス制御装置は、メカリレーのリレーコイルにパルス出力電圧を供給するスイッチ出力部と、前記メカリレーの発光素子に出力電流を供給する発光素子駆動部と、を有する構成とされている。
　また、本明細書中に開示されているパルス制御装置は、リレーコイルにパルス出力電圧を供給するスイッチ出力部を有し、前記スイッチ出力部は、前記リレーコイルに対して並列に接続された同期整流トランジスタまたは整流ダイオードを含み、前記同期整流トランジスタに付随するボディダイオードまたは前記整流ダイオードは、回生ダイオードとして利用される構成とされている。
　また、本明細書中に開示されているメカリレーは、リレーコイルと、直流入力電圧が印加される第１フレームと、前記リレーコイルの第１端が接続される第２フレームと、前記リレーコイルの第２端が接続される第３フレームと、前記第１フレーム、前記第２フレーム、及び、前記第３フレームに直接実装されて前記リレーコイルにパルス出力電圧を供給するパルス制御装置と、を有する構成とされている。
　なお、本発明のその他の特徴、要素、ステップ、利点、及び、特性については、以下に続く、発明を実施するための形態やこれに関する添付の図面によりさらに明らかとなる。
　本明細書中に開示されている発明によれば、負荷の駆動に適したパルス制御装置を提供することが可能となる。
メカリレーを備えた電気機器の比較例を示す図 メカリレーを備えた電気機器の第１実施形態を示す図 メカリレーの一構成例を示す図 ローパスフィルタ部の一構成例を示す図 オン時間設定部の一構成例を示す図 ゲート制御部の一構成例を示す図 出力帰還制御動作の一例を示すタイミングチャート メカリレーを備えた電気機器の第２実施形態を示す図 基準電圧切替動作の一例を示すタイミングチャート メカリレーを備えた電気機器の第３実施形態を示す図 メカリレーを備えた電気機器の第４実施形態を示す図 ＬＥＤを備えたメカリレーの一例を示す図 ＬＥＤを備えたメカリレーの別の一例を示す図 メカリレーを備えた電気機器の第５実施形態を示す図 ＬＥＤ駆動部の一例を示す図 メカリレーを備えた電気機器の第６実施形態を示す図 メカリレーを備えた電気機器の第７実施形態を示す図 メカリレーを備えた電気機器の第８実施形態を示す図 パルス制御装置の実装例を示す図 パルス制御装置のパッケージ例を示す図 パルス制御装置の別の実装例を示す図 メカリレーを備えた電気機器の従来例を示す図
＜比較例＞
　以下では、メカリレーを備えた電気機器の新規な構成を説明する前に、これと対比される比較例について簡単に説明しておく。
　図１は、メカリレーを備えた電気機器の比較例を示す図である。本比較例の電気機器Ｘでは、先出の従来例（図２２）をベースとしつつ、直流入力電圧Ｖｉから所望の直流出力電圧Ｖｏ（例えばＤＣ５Ｖ）を生成してリレーコイルＸ２１に供給するＤＣ／ＤＣコンバータＸ３０が追加されている。
　本比較例の構成であれば、直流入力電圧Ｖｉの電圧値に依ることなく、常に一定の直流出力電圧ＶｏがリレーコイルＸ２１に印加されるので、リレーコイルＸ２１の径や巻数を統一することができる。しかしながら、本比較例の構成では、直流出力電圧Ｖｏの平滑手段として、ＤＣ／ＤＣコンバータＸ３０のコントローラＩＣＸ３１にコイルＸ３２とキャパシタＸ３３を外付けしなければならず、部品点数が増えてしまう。
＜第１実施形態＞
　図２は、メカリレーを備えた電気機器の第１実施形態を示す図である。本実施形態の電気機器１は、パルス制御装置１０とメカリレー２０を有する。
　パルス制御装置１０は、直流入力電圧Ｖｉ（例えば、ＤＣ６Ｖ、ＤＣ１２Ｖ、ＤＣ２４Ｖ、ＤＣ４８Ｖ）からパルス出力電圧Ｖｏを生成して負荷に供給する半導体集積回路装置である。なお、本実施形態の電気機器１において、パルス制御装置１０は、負荷としてメカリレー２０の電磁部２１（特に、これに含まれるリレーコイル）が接続されることにより、メカリレー２０の開閉駆動を行うリレー駆動装置として機能する。
　メカリレー２０は、電磁部２１と、電磁部２１から電気的に絶縁された接点機構部２２とを含み、電磁部２１の励磁／非励磁に応じて接点機構部２２の開閉駆動を行う。このように、電気機器１のスイッチ手段としてメカリレー２０を用いることにより、入力側（電磁部２１側）と出力側（接点機構部２２側）との絶縁性を確保したまま、スイッチを切り替えることが可能となる。なお、メカリレー２０の種類や用途については、制御リレー、ラッチングリレー（キープリレー）、ラチェットリレー、Ｉ／Ｏ用リレー、ターミナルリレー／リレーターミナル、または、高容量リレー（交流負荷用／直流負荷用）などを挙げることができる。
＜メカリレー＞
　図３は、メカリレー２０の一構成例を示す図である。本構成例のメカリレー２０において、電磁部２１は、リレーコイル２１ａと、鉄心２１ｂと、接極子２１ｃと、カード２１ｄと、を含む。一方、接点機構部２２は、固定接点２２ａ及び２２ｂと、可動バネ２２ｃと、可動接点２２ｄと、を含む。また、メカリレー２０は、外部との電気的な接続を確立するために、外部端子Ｔ２１～Ｔ２４を備えている。
　リレーコイル２１ａは、鉄心２１ｂ（または、鉄心２１ｂを軸とするコイルボビン（不図示））に捲回されており、その両端は外部端子Ｔ２１及びＴ２２に接続されている。パルス制御装置１０からリレーコイル２１ａへの通電が行われると、リレーコイル２１ａに磁界が生じて鉄心２１ｂが磁化されるので、ヒンジを回転軸として接極子２１ｃが鉄心２１ｂに引き寄せられる。
　このとき、接極子２１ｃに連結されたカード２１ｄは、これと接触している可動バネ２２ｃを固定接点２２ｂ側へ付勢するように押し込む。その結果、可動バネ２２ｃの先端に設けられている可動接点２２ｄが固定接点２２ｂと接触するので、外部端子Ｔ２３と外部端子Ｔ２４との間が、固定接点２２ｂ、可動接点２２ｄ、可動バネ２２ｃ、及び、固定接点２２ａを介して電気的に導通された状態（＝メカリレー２０のオン状態）となる。
　一方、パルス制御装置１０からリレーコイル２１ａへの通電が停止されると、リレーコイル２１ａに生じていた磁界がなくなるので、接極子２１ｃを引き寄せていた鉄心２１ｂの磁力が消失する。その結果、可動バネ２２ｃの復元力により、接極子２１ｃ及びカード２１ｄが元の位置に戻り、可動接点２２ｄが固定接点２２ｂから離間される。その結果、外部端子Ｔ２３と外部端子Ｔ２４との間が電気的に絶縁された状態（＝メカリレー２０のオフ状態）に戻る。
　なお、本図では、ヒンジ形のメカリレー２０を例に挙げたが、メカリレー２０の構造については、これ以外の形式（例えばプランジャ形）を採用しても構わない。
＜パルス制御装置＞
　図２に戻り、パルス制御装置１０の構成及び動作について述べる。本実施形態のパルス制御装置１０には、スイッチ出力部１００と、出力帰還制御部２００と、ローパスフィルタ部３００が集積化されている。また、パルス制御装置１０は、外部との電気的な接続を確立するために、外部端子Ｔ１１～Ｔ１４を備えている。
　パルス制御装置１０の外部において、外部端子Ｔ１１は、直流入力電圧Ｖｉの印加端に接続されている。外部端子Ｔ１２は、メカリレー２０の外部端子Ｔ２１（＝電磁部２１に含まれるリレーコイル２１ａの第１端）に接続されている。外部端子Ｔ１３は、メカリレー２０の外部端子Ｔ２２（＝電磁部２１に含まれるリレーコイル２１ａの第２端）に接続されている。なお、外部端子Ｔ１３は、接地端（＝接地電圧ＧＮＤの印加端）にも接続されている。外部端子Ｔ１４は、イネーブル信号ＥＮ（＝メカリレー２０のオン／オフ制御信号に相当）の印加端に接続されている。
　スイッチ出力部１００は、上側スイッチ１１０（例えば、ＰＭＯＳＦＥＴ［P-channel　type　metal　oxide　semiconductor　field　effect　transistor］）と、下側スイッチ１２０（例えば、ＮＭＯＳＦＥＴ［N-channel　type　MOSFET］）を含み、直流入力電圧Ｖｉからパルス出力電圧Ｖｏを生成してメカリレー２０の電磁部２１（特にこれに含まれるリレーコイル２１ａ）に供給する。
　スイッチ出力部１００の接続関係について述べる。上側スイッチ１１０のソースとバックゲートは、いずれも外部端子Ｔ１１に接続されている。上側スイッチ１１０のドレインと下側スイッチ１２０のドレインは、いずれも外部端子Ｔ１２に接続されている。下側スイッチ１２０のソースとバックゲートは、いずれも外部端子Ｔ１３に接続されている。
　上側スイッチ１１０のゲートには、上側ゲート信号Ｇ１が入力されている。上側スイッチ１１０は、上側ゲート信号Ｇ１がハイレベル（＝Ｖｉ）であるときにオフし、上側ゲート信号Ｇ１がローレベル（＝ＶｒｅｇＢ＝Ｖｉ－Ｖｒｅｇ、ただし、Ｖｒｅｇは所定の内部電源電圧）であるときにオンする。
　下側スイッチ１２０のゲートには、下側ゲート信号Ｇ２が入力されている。下側スイッチ１２０は、下側ゲート信号Ｇ１がハイレベル（＝Ｖｒｅｇ）であるときにオンし、下側ゲート信号Ｇ２がローレベル（＝ＧＮＤ）であるときにオフする。
　上側スイッチ１１０がオンして下側スイッチ１２０がオフしているときには、パルス出力電圧Ｖｏがハイレベル（＝Ｖｉ）となる。一方、上側スイッチ１１０がオフして下側スイッチ１２０がオンしているときには、パルス出力電圧Ｖｏがローレベル（＝ＧＮＤ）となる。このように、パルス出力電圧Ｖｏは、直流入力電圧Ｖｉと接地電圧ＧＮＤとの間でパルス駆動される矩形波電圧となる。
　ローパスフィルタ部３００は、パルス制御装置１０の内部において、スイッチ出力部１００からパルス出力電圧Ｖｏの帰還入力を受け付けており、これを鈍らせた帰還電圧Ｖｆｂを生成する。なお、ローパスフィルタ部３００の入力端は、上側スイッチ１１０と下側スイッチ１２０との接続ノード（＝外部端子Ｔ１２）に接続されている。
　出力帰還制御部２００は、帰還電圧生成部３００から帰還電圧Ｖｆｂの入力を受け付けており、パルス出力電圧Ｖｏの平均値が所定の目標平均値Ｖｏａｖｅ（例えばＤＣ５Ｖ）となるように、上側ゲート信号Ｇ１と下側ゲート信号Ｇ２をそれぞれ生成してスイッチ出力部１００を制御する。なお、出力帰還制御部２００は、コンパレータ２２０と、オン時間設定部２３０と、ゲート制御部２４０と、を含む。
　コンパレータ２２０は、反転入力端（－）に入力される帰還電圧Ｖｆｂと非反転入力端（＋）に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ（＝例えば電源変動や温度変動に依存しないバンドギャップ基準電圧）とを比較してセット信号Ｓ１を生成する。セット信号Ｓ１は、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低いときにハイレベル（＝Ｖｒｅｇ）となり、逆に、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高いときにローレベル（＝ＧＮＤ）となる。
　オン時間設定部２３０は、ゲート制御部２４０からゲート制御信号Ｓ３（詳細は後述）の入力を受け付けており、上側スイッチ１１０がオンされてから所定のオン時間Ｔｏｎが経過した後、リセット信号Ｓ２にトリガパルスを発生させる。
　ゲート制御部２４０は、セット信号Ｓ１とリセット信号Ｓ２に応じて上側ゲート信号Ｇ１と下側ゲート信号Ｇ２を生成する。
　なお、本実施形態における出力帰還制御部２００は、帰還電圧Ｖｆｂに基づいて、ヒステリシス制御方式（本図の例では、ボトム検出オン時間固定方式）により、スイッチ出力部１００を制御する。この出力帰還制御動作については、後ほど詳細に説明する。
　また、出力帰還制御部２００は、外部端子Ｔ１４に入力されるイネーブル信号ＥＮに応じてパルス出力電圧Ｖｏの生成可否が制御される。より具体的に述べると、出力帰還制御部２００は、イネーブル信号ＥＮがハイレベル（＝コイル通電時の論理レベル）であるときにアクティブ状態（＝パルス出力電圧Ｖｏの生成が許可された状態）となり、イネーブル信号ＥＮがローレベル（＝コイル非通電時の論理レベル）であるときにシャットダウン状態（＝パルス出力電圧の生成が禁止された状態）となる。なお、イネーブル信号ＥＮがローレベルからハイレベルに立ち上げられたとき、ゲート制御部２４０は、上側スイッチ１１０をオンして下側スイッチ１２０をオフする状態から起動する。
　上記したように、本実施形態のパルス制御装置１０であれば、リレーコイル２１ａに印加されるパルス出力電圧Ｖｏの平均値を所定の目標平均値Ｖｏａｖｅに保つことが可能となる。従って、直流入力電圧Ｖｉの電圧値に依ることなく、リレーコイル２１ａを統一することが可能となるので、コスト面や管理面で非常に有利となる。
　また、本実施形態のパルス制御装置１０は、パルス出力電圧Ｖｏを平滑せずにそのままリレーコイル２１ａに供給する。従って、パルス制御装置１０に外付けされる平滑フィルタ（コイルやキャパシタなどのディスクリート部品）を削減することができるので、回路面積の縮小やコストダウンを実現することが可能となる。
　なお、リレーコイル２１ａに対してパルス出力電圧Ｖｏを直接供給する構成であれば、一般的なＤＣ／ＤＣコンバータほど高周波駆動を行う必要がなくなる。従って、パルス出力電圧Ｖｏのスイッチング周波数Ｆｓｗを引き下げることにより、発熱の問題を解消することが可能となる。また、一般的なＤＣ／ＤＣコンバータと比べて、パルス制御装置１０に集積化されるチップを大幅にシュリンクすることも可能となる。
　さらに、パルス制御装置１０では、パルス出力電圧Ｖｏの帰還入力を受け付けて、その出力帰還制御が行われている。従って、従来のオープン制御（特許文献１など）と比べてパルス出力電圧Ｖｏのばらつきを抑えることが可能となる。
　以下では、パルス制御装置１０の各部構成について、具体例を挙げながら詳述する。
＜ローパスフィルタ部＞
　図４は、ローパスフィルタ部３００の一構成例を示す図である。本構成例のローパスフィルタ部３００は、抵抗３０１及び３０２（抵抗値：Ｒ３０１及びＲ３０２）と、キャパシタ３０３と、を含む。抵抗３０１は、パルス出力電圧Ｖｏの帰還入力端（＝外部端子Ｔ１２）と帰還電圧Ｖｆｂの出力端との間に接続されている。抵抗３０２とキャパシタ３０３は、帰還電圧Ｖｆｂの出力端と接地端との間に並列接続されている。
　なお、抵抗３０１及び３０２は、パルス出力電圧Ｖｏの分圧電圧（＝｛Ｒ３０２／（Ｒ３０１＋Ｒ３０２）｝×Ｖｏ）を生成する分圧手段として機能し、キャパシタ３０３は、上記分圧電圧を鈍らせて三角波状の帰還電圧Ｖｆｂを生成する平滑手段として機能する。このように、帰還電圧Ｖｆｂは、パルス出力電圧Ｖｏの分圧電圧をキャパシタ３０３で鈍らせたものであり、ローパスフィルタ部３００には、平滑用のコイルが含まれていない。
　また、パルス出力電圧Ｖｏのハイレベル（＝Ｖｉ）がコンパレータ２２０の入力ダイナミックレンジに収まっている場合には、抵抗３０１及び３０２を割愛し、パルス出力電圧Ｖｏそのものをキャパシタ３０３で鈍らせてもよい。
＜オン時間設定部＞
　図５は、オン時間設定部２３０の一構成例を示す図である。本構成例のオン時間設定部２３０は、抵抗２３１と、キャパシタ２３２と、スイッチ２３３と、コンパレータ２３４と、を含む。
　抵抗２３１は、直流入力電圧Ｖｉの印加端（＝外部端子Ｔ１１）と充電電圧Ｖｃｈｇの出力端との間に接続されている。キャパシタ２３２とスイッチ２３３は、充電電圧Ｖｃｈｇの出力端と接地端との間に並列接続されている。スイッチ２３３の制御端は、ゲート制御信号Ｓ３の印加端に接続されている。
　スイッチ２３３は、ゲート制御信号Ｓ３（延いては上側スイッチ１１０と下側スイッチ１２０それぞれのオン／オフ状態）に応じてキャパシタ２３２の充放電を切り替える充放電スイッチとして機能する。具体的に述べると、スイッチ２３３は、ゲート制御信号Ｓ３がハイレベル（＝上側スイッチ１１０をオンして下側スイッチ１２０をオフするときの論理レベル）であるときにオフし、ゲート制御信号Ｓ３がローレベル（＝上側スイッチ１１０をオフして下側スイッチ１２０をオンするときの論理レベル）であるときにオンする。
　スイッチ２３３がオフされているときには、直流入力電圧Ｖｉの印加端から抵抗２３１を介して流れる充電電流Ｉｃｈｇによりキャパシタ２３２が充電されるので、充電電圧Ｖｃｈｇが上昇する。このとき、充電電圧Ｖｃｈｇは、直流入力電圧Ｖｉに応じた傾きを持って上昇する。一方、スイッチ２３３がオンされているときには、スイッチ２３３を介してキャパシタ２３２が放電されるので、充電電圧Ｖｃｈｇが接地電圧ＧＮＤまで速やかに低下する。
　コンパレータ２３４は、非反転入力端（＋）に入力される充電電圧Ｖｃｈｇと、反転入力端（－）に入力される基準電圧ＶＲＥＦ（＝例えば、電源変動や温度変動に依存しないバンドギャップ基準電圧）とを比較してリセット信号Ｓ２を生成する。リセット信号Ｓ２は、充電電圧Ｖｃｈｇが基準電圧ＶＲＥＦよりも高いときにハイレベル（＝Ｖｒｅｇ）となり、逆に、充電電圧Ｖｃｈｇが基準電圧ＶＲＥＦよりも低いときにローレベル（＝ＧＮＤ）となる。なお、基準電圧ＶＲＥＦは、先出の基準電圧Ｖｒｅｆ（図２）と同電圧であってもよいし、異電圧であってもよい。
＜ゲート制御部＞
　図６は、ゲート制御部２４０の一構成例を示す図である。本構成例のゲート制御部２４０は、Ｄフリップフロップ２４１と、レベルシフタ２４２と、ドライバ２４３及び２４４と、を含む。
　Ｄフリップフロップ２４１は、クロック端に入力されるセット信号Ｓ１（例えばその立上りエッジ）に応じて、出力端Ｑのゲート制御信号Ｓ３をハイレベル（＝データ端Ｄに印加されている内部電源電圧Ｖｒｅｇ）にセットし、リセット端に入力されるリセット信号Ｓ２（例えばその立上りエッジ）に応じて、出力端Ｑのゲート制御信号Ｓ３をローレベル（＝ＧＮＤ）にリセットする。なお、Ｄフリップフロップ２４１に代えてＲＳフリップフロップを用いることも可能である。
　レベルシフタ２４２は、Ｖｒｅｇ－ＧＮＤ間でパルス駆動されるゲート制御信号Ｓ３の入力を受けて、Ｖｉ－ＶｒｅｇＢ間でパルス駆動されるレベルシフト済みのゲート制御信号Ｓ３Ｈを出力する。
　ドライバ２４３は、ゲート制御信号Ｓ３Ｈの入力を受けて上側ゲート信号Ｇ１を生成する。本図の例では、ドライバ２４３が３段のインバータから成る。従って、上側ゲート信号Ｇ１は、ゲート制御信号Ｓ３Ｈがハイレベルであるときにローレベル（＝ＶｒｅｇＢ）となり、ゲート制御信号Ｓ３Ｈがローレベルであるときにハイレベル（＝Ｖｉ）となる。
　一方、ドライバ２４４は、ゲート制御信号Ｓ３の入力を受けて下側ゲート信号Ｇ２を生成する。本図の例では、ドライバ２４４が３段のインバータから成る。従って、下側ゲート信号Ｇ２は、ゲート制御信号Ｓ３がハイレベルであるときにローレベル（＝ＧＮＤ）となり、ゲート制御信号Ｓ３がローレベルであるときにハイレベル（＝Ｖｒｅｇ）となる。
　このように、上側ゲート信号Ｇ１と下側ゲート信号Ｇ２は、いずれも同一の論理レベルとなるので、上側スイッチ１１０と下側スイッチ１２０は、相補的（排他的）にオン／オフ制御される。なお、本明細書中で用いられる「相補的（排他的）」という文言は、上側スイッチ１１０と下側スイッチ１２０のオン／オフが完全に逆転している場合のほか、貫通電流防止の観点から上側スイッチ１１０と下側スイッチ１２０のオン／オフ遷移タイミングに所定の遅延が与えられている場合（同時オフ期間が設けられている場合）も含む。
＜出力帰還制御動作＞
　図７は、パルス制御装置１０による出力帰還制御動作の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、帰還電圧Ｖｆｂ（実線）及び基準電圧Ｖｒｅｆ（一点鎖線）、セット信号Ｓ１、充電電圧Ｖｃｈｇ（実線）及び基準電圧ＶＲＥＦ（一点鎖線）、リセット信号Ｓ２、ゲート制御信号Ｓ３、上側ゲート信号Ｇ１、下側ゲート信号Ｇ２、並びに、パルス出力電圧Ｖｏが描写されている。
　時刻ｔ１において、上側スイッチ１１０のオフ期間中（Ｇ１＝Ｇ２＝Ｈ）に、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ（＝ボトム検出閾値に相当）まで低下すると、セット信号Ｓ１がローレベル（＝ＧＮＤ）からハイレベル（＝Ｖｒｅｇ）に立ち上がるので、ゲート制御信号Ｓ３がローレベル（＝ＧＮＤ）からハイレベル（＝Ｖｒｅｇ）にセットされる。
　従って、時刻ｔ１から所定の遅延時間ｄ（＝主にドライバ２４３及び２４４における信号遅延時間）が経過した時刻ｔ２において、上側ゲート信号Ｇ１と下側ゲート信号Ｇ２がいずれもローレベル（Ｇ１＝ＶｒｅｇＢ、Ｇ２＝ＧＮＤ）となるので、上側スイッチ１１０がオンして、下側スイッチ１２０がオフする。その結果、パルス出力電圧Ｖｏがローレベル（＝ＧＮＤ）からハイレベル（＝Ｖｉ）に立ち上がるので、帰還電圧Ｖｆｂが低下から上昇に転ずる。なお、セット信号Ｓ１は、上側スイッチ１１０のオン期間中（Ｇ１＝Ｇ２＝Ｌ）に、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆまで上昇するとローレベルに復帰する。
　また、時刻ｔ１では、ゲート制御信号Ｓ３のハイレベル遷移に伴い、オン時間設定部２３０のスイッチ２３３がオフとなる。従って、充電電流Ｉｃｈｇによるキャパシタ２３２の充電が開始されるので、充電電圧Ｖｃｈｇは、直流入力電圧Ｖｉに応じた傾きを持って上昇する。
　その後、時刻ｔ３において、充電電圧Ｖｃｈｇが基準電圧ＶＲＥＦ（＝オン時間Ｔｏｎの満了検出閾値に相当）まで上昇すると、リセット信号Ｓ２がローレベル（＝ＧＮＤ）からハイレベル（＝Ｖｒｅｇ）に立ち上がるので、ゲート制御信号Ｓ３がハイレベルからローレベルにリセットされる。
　従って、時刻ｔ３から遅延時間ｄが経過した時刻ｔ４において、上側ゲート信号Ｇ１と下側ゲート信号Ｇ２がいずれもハイレベル（Ｇ１＝Ｖｉ、Ｇ２＝Ｖｒｅｇ）となるので、上側スイッチ１１０がオフして、下側スイッチ１２０がオンする。その結果、パルス出力電圧Ｖｏがハイレベルからローレベルに立ち下がるので、帰還電圧Ｖｆｂが再び上昇から低下に転ずる。
　また、時刻ｔ３では、ゲート制御信号Ｓ３のローレベル遷移に伴い、オン時間設定部２３０のスイッチ２３３がオンとなる。従って、キャパシタ２３２がスイッチ２３３を介して放電されるので、充電電圧Ｖｃｈｇが接地電圧ＧＮＤまで速やかに低下し、リセット信号Ｓ２が遅滞なくローレベルに立ち下がる。
　時刻ｔ５以降においても、上記と同様の動作が繰り返されることにより、パルス出力電圧Ｖｏの平均値が所定の目標平均値Ｖｏａｖｅとなるように、パルス出力電圧ＶｏのオンデューティＤｏｎ（＝Ｔｏｎ／Ｔ、すなわち、スイッチング周期Ｔに占めるオン時間Ｔｏｎの割合）が制御される。
　ここで、オン時間設定部２３０では、オン時間Ｔｏｎ（＝充電電圧Ｖｃｈｇの上昇開始から基準電圧ＶＲＥＦを上回るまでの所要時間に相当）が固定値として設定されるのではなく、直流入力電圧Ｖｉに応じた変動値として設定されている。
　具体的に述べると、オン時間設定部２３０では、直流入力電圧Ｖｉが高いほど充電電圧Ｖｃｈｇの傾きが大きくなるので、オン時間Ｔｏｎが短縮され、逆に、直流入力電圧Ｖｉが低いほど充電電圧Ｖｃｈｇの傾きが小さくなるので、オン時間Ｔｏｎが延長される。すなわち、オン時間Ｔｏｎと直流入力電圧Ｖｉとの間には、次の（１）式が成立する。
　Ｔｏｎ＝α／Ｖｉ（ただしαは比例定数）　…　（１）
　一方、パルス出力電圧ＶｏのオンデューティＤｏｎ（＝Ｔｏｎ／Ｔ）は、次の（２）式で示すように、パルス出力電圧Ｖｏの目標平均値Ｖｏａｖｅと直流入力電圧Ｖｉとの比で表すことができる。
　Ｄｏｎ＝Ｔｏｎ／Ｔ＝Ｖｏａｖｅ／Ｖｉ　…　（２）
　上記した（１）式と（２）式から、パルス出力電圧Ｖｏのスイッチング周期Ｔは、次の（３）式で表される。
　Ｔ＝（α／Ｖｉ）×（Ｖｉ／Ｖｏａｖｅ）＝α／Ｖｏａｖｅ　…　（３）
　ここで、比例定数αとパルス出力電圧Ｖｏの目標平均値Ｖｏａｖｅはいずれも固定値であることから、スイッチング周期Ｔ（延いてはスイッチング周波数Ｆｓｗ（＝１／Ｔ））が一定値となることが分かる。なお、スイッチング周波数Ｆｓｗは、人間の可聴周波数帯域（一般には２０Ｈｚ～２０ｋＨｚ）よりも高い値（例えばＦｓｗ＝１００ｋＨｚ以上）に設定することが望ましい。このような構成とすることにより、音鳴りの問題を解消することが可能となる。
　このように、本実施形態では、ヒステリシス制御方式の一つであるボトム検出オン時間固定方式を採用しつつ、オン時間Ｔｏｎに直流入力電圧Ｖｉへの依存性を持たせておくことにより、パルス出力電圧ＶｏのＰＷＭ制御を行う構成を例に挙げたが、スイッチング周波数Ｆｓｗの変動がある程度許容されるのであれば、オン時間Ｔｏｎを固定値としてパルス出力電圧ＶｏのＰＦＭ［pulse　frequency　modulation］制御を行う構成としてもよい。また、ボトム検出オン時間固定方式に代えて、ピーク検出オフ時間設定方式を採用することも可能である。
＜第２実施形態＞
　図８は、メカリレーを備えた電気機器の第２実施形態を示す図である。本実施形態の電気機器１は、先出の第１実施形態（図２）をベースとしつつ、パルス制御装置１０の出力帰還制御部２００にタイマ２５０が追加されている点に特徴を有する。そこで、第１実施形態と同様の構成要素については、図２と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的な説明を行う。
　タイマ２５０は、イネーブル信号ＥＮがハイレベル（＝コイル通電時の論理レベル）に立ち上げられたときにカウント動作を開始し、そのカウント値に応じて基準電圧Ｖｒｅｆの切替制御を行う。以下、具体例を挙げて詳細に説明する。
　図９は、タイマ２５０による基準電圧切替動作の一例を示したタイミングチャートであり、上から順に、平均励磁電流Ｉｏａｖｅ（＝励磁電流Ｉｏの平均値）、イネーブル信号ＥＮ、及び、基準電圧Ｖｒｅｆが描写されている。
　時刻ｔ１１において、イネーブル信号ＥＮがハイレベルに立ち上げられると、タイマ２５０は、基準電圧Ｖｒｅｆを上側電圧値ＶｒｅｆＨに設定するとともに、過励磁期間Ｔｘのカウント動作を開始する。なお、上側電圧値ＶｒｅｆＨは、平均励磁電流Ｉｏａｖｅが動作電流値ＩＨ（＝Ｖｉ×Ｄｏｎ／ＲＬ、ただし、ＲＬはリレーコイル２１ａの抵抗成分値）を上回るように設定されている。従って、イネーブル信号ＥＮがハイレベルに立ち上げられたときには、メカリレー２０を確実にオン状態に切り替えることができる。
　その後、時刻ｔ１２において、過励磁期間Ｔｘが経過すると、タイマ２５０は、基準電圧Ｖｒｅｆを下側電圧値ＶｒｅｆＬ（＜ＶｒｅｆＨ）まで引き下げる。なお、下側電圧値ＶｒｅｆＬは、平均励磁電流Ｉｏａｖｅが復帰電流値ＩＬを下回らないように設定されている。従って、イネーブル信号ＥＮがハイレベルとされている間、メカリレー２０をオン状態に維持するための消費電力を削減することが可能となる。
　なお、本実施形態では、タイマ２５０を用いて基準電圧Ｖｒｅｆの切替制御を行う構成を例示したが、例えば、励磁電流Ｉｏの検出手段を用意しておき、平均励磁電流Ｉｏａｖｅが動作電流値ＩＨを上回るまで、基準電圧Ｖｒｅｆを上側電圧値ＶｒｅｆＨに設定し、その後、基準電圧Ｖｒｅｆを下側電圧値ＶｒｅｆＬに引き下げる構成としてもよい。
　また、基準電圧Ｖｒｅｆを切り替えるということは、パルス出力電圧Ｖｏの目標平均値Ｖｏａｖｅを切り替えるということに他ならない。これを鑑みると、出力帰還制御部２００については、パルス出力電圧Ｖｏの生成動作を開始してから平均励磁電流Ｉｏａｖｅが少なくとも動作電流値ＩＨを上回るまで、パルス出力電圧Ｖｏの目標平均値Ｖｏａｖｅを第１レベルに設定し、その後、平均励磁電流Ｉｏａｖｅが復帰電流値ＩＬを下回らない範囲で、パルス出力電圧Ｖｏの目標平均値Ｖｏａｖｅを第１レベルよりも低い第２レベルに引き下げることができる限り、いかなる構成を採用してもよいと言える。
＜第３実施形態＞
　図１０は、メカリレーを備えた電気機器の第３実施形態を示す図である。本実施形態の電気機器１は、先出の第２実施形態（図８）をベースとしつつ、パルス制御装置１０に外付けされるディスクリート部品として、回生ダイオード３０とフィルタ４０が追加されている点に特徴を有する。そこで、本実施形態と同様の構成要素については、図８と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、第３実施形態の特徴部分について重点的な説明を行う。
　メカリレー２０（特にリレーコイル２１ａ）に対して並列に回生ダイオード３０が接続されている場合には、本図で示したように、パルス出力電圧Ｖｏのスパイクノイズを除去するためのフィルタ４０を設けておくことが望ましい。フィルタ４０としては、コイル４１とキャパシタ４２を含むＬＣフィルタを用いればよい。このような構成とすることにより、回生ダイオード３０の耐圧を不必要に高めずに済むので、電気機器１のコストダウンを図ることが可能となる。
　また、フィルタ４０は、パルス出力電圧Ｖｏのノイズ除去を目的とするものであり、パルス出力電圧Ｖｏの平滑化を目的とするものではない。従って、フィルタ４０のＬ値及びＣ値は、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける出力平滑フィルタのそれと比べて、１／１０以下の大きさで済む。
　具体的に述べると、メカリレー２０の定数にも依るが、スイッチング周波数Ｆｓｗ＝１００ｋＨｚ、リップル電圧ΔＶｏ／２＝１Ｖでの試算において、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力平滑フィルタでは、（Ｌ，Ｃ）＝（３３μＨ，３３０μＦ）程度に設定する必要がある。これに対して、本実施形態のフィルタ４０であれば、（Ｌ，Ｃ）＝（３．３μＨ，２２μＦ）、（５μＨ，１０μＦ）、（８μＨ，５μＦ）程度に設定すれば足りる。リップル電圧の許容量の増大、高周波数化によって、フィルタ４０の（Ｌ，Ｃ）をさらに小さく設定することも可能である。
　また、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力平滑フィルタでは、そのＬＣ値が位相設計に関わってくるので、これを自由に変更をすることは難しい。一方、本実施形態のフィルタ４０であれば、そのＬＣ値が系の安定性に影響を与えないほどの小さい値となる。従って、メカリレー２０の用途（延いてはユーザの意思）に応じて、フィルタ４０のＬＣ値を自由に変更することが可能である。
　なお、本実施形態では、第２実施形態（図８）をベースとした例を挙げたが、第１実施形態（図２）をベースとしつつ、回生ダイオード３０とフィルタ４０を追加することも当然に可能である。
＜第４実施形態＞
　図１１は、メカリレーを備えた電気機器の第４実施形態を示す図である。本実施形態の電気機器１は、先出の第１実施形態（図２）をベースとしつつ、出力帰還制御部２００における出力帰還制御方式として、ヒステリシス制御方式（ボトム検出オン時間固定方式）ではなく電圧モード制御方式が採用されている点に特徴を有する。そこで、本実施形態と同様の構成要素については、図２と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、第４実施形態の特徴部分について重点的な説明を行う。
　本実施形態のパルス制御装置１０において、出力帰還制御部２００は、電圧モード制御方式の採用に伴い、先出のコンパレータ２２０とオン時間設定部２３０に代えて、エラーアンプ２６０と、オシレータ２７０と、コンパレータ２８０と、を含む。
　エラーアンプ２６０は、反転入力端（－）に入力される帰還電圧Ｖｆｂと非反転入力端（＋）に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ（＝例えば電源変動や温度変動に依存しないバンドギャップ基準電圧）との差分に応じた誤差信号Ｓａを生成する。誤差信号Ｓａは、帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとの差分が大きいほど高くなり、逆に、帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとの差分が小さいほど低くなる。
　オシレータ２７０は、所定のスイッチング周波数Ｆｓｗで、矩形波状のセット信号Ｓ１と三角波状、鋸波状、または、ｎ次スロープ波状のスロープ信号Ｓｂを生成する。
　コンパレータ２８０は、反転入力端（－）に入力される誤差信号Ｓａと、非反転入力端（＋）に入力されるスロープ信号Ｓｂとを比較してリセット信号Ｓ２を生成する。リセット信号Ｓ２は、スロープ信号Ｓｂが誤差信号Ｓａよりも高いときにハイレベル（＝Ｖｒｅｇ）となり、逆に、スロープ信号Ｓｂが誤差信号Ｓａよりも低いときにローレベル（＝ＧＮＤ）となる。
　このような回路構成を採用することにより、出力帰還制御部２００では、パルス出力電圧Ｖｏの平均値が所定の目標平均値Ｖｏａｖｅとなるように、電圧モード制御方式によるパルス出力電圧ＶｏのＰＷＭ制御が行われる。
　なお、本実施形態では、第１実施形態（図２）をベースとした例を挙げたが、第２実施形態（図８）と同様、基準電圧Ｖｒｅｆの切替機能を持たせてもよい。
　また、本実施形態では、電圧モード制御方式の採用例を挙げたが、電流モード制御方式を採用しても構わない。その場合には、例えば、励磁電流Ｉｏに応じた電流検出信号を用いて、誤差信号Ｓａまたはスロープ信号Ｓｂにオフセットを与えてやればよい。
　このように、平滑されていないパルス出力電圧Ｖｏの帰還入力を受け付けて出力帰還制御を実施することができるのであれば、その出力帰還制御方式については、一切不問であり、例えば、ヒステリシス制御方式、電圧モード制御方式、または、電流モード制御方式のいずれであってもよい。
＜第５実施形態＞
　図１２は、発光ダイオード（以下では、ＬＥＤ［light　emitting　diode］と呼ぶ）を備えたメカリレーの一例を示す図である。本構成例のメカリレー２０は、先に説明した電磁部２１及び接点機構部２２（本図ではリレーコイル２１ａのみを明示）のほかに、抵抗２３とＬＥＤ２４を含んでいる。なお、抵抗２３の第１端は、リレーコイル２１ａの第１端とともに、外部端子Ｔ２１に接続されている。抵抗２３の第２端は、ＬＥＤ２４のアノードに接続されている。ＬＥＤ２４のカソードは、リレーコイル２１ａの第２端とともに、外部端子Ｔ２２に接続されている。
　図１３は、ＬＥＤを備えたメカリレーの別の一例を示す図である。本構成例のメカリレー２０も、先出の図１２と同じく、抵抗２３とＬＥＤ２４を備えている。ただし、本構成例のメカリレー２０では、リレーコイル２１ａがリレーコイル２１ａ１及び２１ａ２に分割されており、リレーコイル２１ａ２に抵抗２３とＬＥＤ２４が並列接続されている。
　上記いずれの構成を採用するにせよ、ＬＥＤ２４を備えたメカリレー２０であれば、リレーコイル２１ａへの通電時にＬＥＤ２４が点灯する。従って、ＬＥＤ２４の点消灯状態を視認することにより、メカリレー２０の動作確認や故障判定を行うことが可能となる。
　しかしながら、このようなＬＥＤ搭載型のメカリレー２０にパルス出力電圧Ｖｏを直接印加すると、パルス出力電圧Ｖｏがローレベル（＝ＧＮＤ）からハイレベル（＝Ｖｉ）に立ち上がる毎に過大な電流がＬＥＤ２４に流れるので、ＬＥＤ２４を壊してしまうおそれがある。以下では、メカリレー２０のパルス駆動を行いつつ、ＬＥＤ２４を安全に点灯することのできる新規な実施形態を提案する。
　図１４は、メカリレーを備えた電気機器の第５実施形態を示す図である。本実施形態の電気機器１は、パルス制御装置１０とメカリレー２０を有する。この点については、これまでに説明してきた第１～第４実施形態と何ら変わるところはない。なお、既出構成要素の一部（出力帰還制御部２００、ローパスフィルタ部３００、接点機構部２２など）については、その図示が適宜省略されている。
　一方、メカリレー２０は、先出の図１２や図１３と同じく、抵抗２３とＬＥＤ２４を備えており、パルス制御装置１０には、ＬＥＤ２４を安全に点灯するための手段として、ＬＥＤ駆動部４００が追加されている。また、パルス制御装置１０とメカリレー２０には、ＬＥＤ駆動部４００からＬＥＤ２４に出力電流Ｉｏを供給するための外部端子Ｔ１５及びＴ２５が新たに設けられている。以下では、これらの変更点について重点的に説明する。
　ＬＥＤ駆動部４００（＝発光素子駆動部に相当）は、スイッチ出力部１００からリレーコイル２１ａに対してパルス出力電圧Ｖｏが供給されている間、一定の出力電流Ｉｏを生成する。なお、出力電流Ｉｏは、パルス制御装置１０の外部端子Ｔ１５からメカリレー２０の外部端子Ｔ２５に向けて供給される。
　抵抗２３の第１端は、リレーコイル２１ａの第１端が接続されている外部端子Ｔ２１ではなく、新たに設けられた外部端子Ｔ２５に接続されている。抵抗２３の第２端は、ＬＥＤ２４のアノードに接続されている。ＬＥＤ２４のカソードは、リレーコイル２１ａの第２端とともに、外部端子Ｔ２２に接続されている。
　このように、ＬＥＤ２４をパルス出力電圧Ｖｏの印加端（＝外部端子Ｔ２１）から切り離し、別の経路で一定の出力電流Ｉｏを供給する構成であれば、パルス出力電圧Ｖｏの立上り毎に過大な電流がＬＥＤ２４に流れることはないので、ＬＥＤ２４を壊してしまうおそれがなくなる。従って、メカリレー２０のパルス駆動を行いつつ、ＬＥＤ２４を安全に点灯することが可能となる。
　図１５は、ＬＥＤ駆動部４００の一例を示す図である。本構成例のＬＥＤ駆動部４００は、ＮＭＯＳＦＥＴ４０１と抵抗４０２を含む。ＮＭＯＳＦＥＴ４０１のドレインは、外部端子Ｔ１５に接続されている。ＮＭＯＳＦＥＴ４０１のソースとバックゲートは、接地端に接続されている。ＮＭＯＳＦＥＴ４０１のゲートには、入力信号Ｓｉが入力されている。抵抗４０２の第１端は、電源端に接続されている。抵抗４０２の第２端は、外部端子Ｔ１５に接続されている。
　入力信号Ｓｉがハイレベルであるときには、ＮＭＯＳＦＥＴ４０１がオンするので、外部端子Ｔ１５と接地端との間が導通される。従って、パルス制御装置１０からメカリレー２０に出力電流Ｉｏが供給されないので、ＬＥＤ２４が消灯する。
　一方、入力信号Ｓｉがローレベルであるときには、ＮＭＯＳＦＥＴ４０１がオフするので、外部端子Ｔ１５と接地端との間が遮断される。その結果、電源端から、抵抗４０２、外部端子Ｔ１５、外部端子Ｔ２５、抵抗２３、及び、ＬＥＤ２４を介して接地端に至る電流経路に出力電流Ｉｏが流れるので、ＬＥＤ２４が点灯する。
　このように、ＬＥＤ駆動部４００の出力段として、入力信号Ｓｉに応じて出力電流Ｉｏをオン／オフするオープンドレイン出力段を用いることにより、極めて簡易な回路構成でＬＥＤ２４の点消灯制御を実現することが可能となる。
　なお、入力信号Ｓｉとしては、例えば、イネーブル信号ＥＮの論理反転信号を用いればよい。この場合、イネーブル信号ＥＮがハイレベル（＝コイル通電時の論理レベル）であるときには、入力信号Ｓｉがローレベルとなり、ＮＭＯＳＦＥＴ４０１がオフするので、出力電流Ｉｏの供給が行われてＬＥＤ２４が点灯する。一方、イネーブル信号ＥＮがローレベル（＝コイル非通電時の論理レベル）であるときには、入力信号Ｓｉがハイレベルとなり、ＮＭＯＳＦＥＴ４０１がオンするので、出力電流Ｉｏの供給が停止されてＬＥＤ２４が消灯する。
　また、ＬＥＤ駆動部４００は、その有効／無効（＝外部端子Ｔ１５の有効／無効）をパルス制御装置１０の外部から任意に切替可能な構成にしておくとよい。なお、ＬＥＤ駆動部４００が有効であるときには、先述の通り、入力信号Ｓｉに応じて出力電流Ｉｏのオン／オフ制御が行われる。一方、ＬＥＤ駆動部４００が無効であるときには、例えば、外部端子Ｔ１５がローレベルに固定される。
　このような構成とすることにより、メカリレー２０がＬＥＤ搭載型であるか否かを問わず、その適切な駆動制御を行うことができるので、パルス制御装置１０の汎用性を高めることが可能となる。
＜第６実施形態＞
　図１６は、メカリレーを備えた電気機器の第６実施形態を示す図である。本実施形態の電気機器１は、先の第５実施形態（図１４）をベースとしつつ、パルス制御装置１０がメカリレー２０に内蔵されている点に特徴を有する。以下、パルス制御装置１０の外部端子Ｔ１１～Ｔ１５、並びに、メカリレー２０の外部端子Ｔ２１～Ｔ２２及び外部端子Ｔ２６（＝外部端子Ｔ２５に代えて新設）の接続関係を中心に説明する。
　パルス制御装置１０の外部端子Ｔ１１は、メカリレー２０の内部において、メカリレー２０の外部端子Ｔ２１に接続されている。なお、外部端子Ｔ２１は、メカリレー２０の外部において、直流入力電圧Ｖｉの印加端に接続されている。
　パルス制御装置１０の外部端子Ｔ１２は、メカリレー２０の内部において、リレーコイル２１ａの第１端に直接接続されている。
　パルス制御装置１０の外部端子Ｔ１３は、メカリレー２０の内部において、メカリレー２０の外部端子Ｔ２２、リレーコイル２１ａの第２端、及び、ＬＥＤ２４のカソードに接続されている。なお、外部端子Ｔ２２は、メカリレー２０の外部において、接地端に接続されている。
　パルス制御装置１０の外部端子Ｔ１４は、メカリレー２０の内部において、メカリレー２０の外部端子Ｔ２６に接続されている。なお、外部端子Ｔ２６は、メカリレー２０の外部において、イネーブル信号ＥＮの印加端に接続されている。ただし、イネーブル信号ＥＮの入力を受け付けない場合には、メカリレー２０の外部端子Ｔ２６を割愛し、メカリレー２０の内部において、パルス制御装置１０の外部端子Ｔ１１と外部端子Ｔ１４をショートしておいても構わない。このような接続を行った場合には、直流入力電圧Ｖｉが供給されている間、外部端子Ｔ１４がハイレベル（ＥＮ＝Ｈに相当）となるので、リレーコイル２１ａへの常時通電が行われることになる。
　パルス制御装置１０の外部端子Ｔ１５は、メカリレー２０の内部において、抵抗２３の第１端と接続されている。抵抗２３の第２端は、先にも述べたように、ＬＥＤ２４のアノードに接続されている。
　このように、メカリレー２０にパルス制御装置１０を内蔵すれば、パルス制御装置１０の分の実装面積を削減することができるので、電気機器１の小型化や軽薄化を図ることが可能となる。
　なお、上記の第５実施形態（図１４）と第６実施形態（図１６）では、いずれも、メカリレー２０に搭載される発光素子としてＬＥＤを例に挙げたが、発光素子の種類はこれに限定されるものではなく、有機ＥＬ［electro-luminescence］素子などを用いてもよい。
＜第７実施形態＞
　図１７は、メカリレーを備えた電気機器の第７実施形態を示す図である。本実施形態の電気機器１は、先の第１実施形態（図２）と基本的に同一の構成であるが、スイッチ出力部１００の下側スイッチ１２０に付随するボディダイオード１２０Ｂが明示されている。
　本図で示したように、下側スイッチ１２０として用いられているＮＭＯＳＦＥＴ（＝同期整流トランジスタに相当）には、そのドレインをカソードとし、そのソースをアノードとするボディダイオード１２０Ｂが付随している。
　このボディダイオード１２０Ｂは、上側スイッチ１１０と下側スイッチ１２０の双方がオフされたとき、例えば、メカリレー２０をオンからオフに切り替えたとき、若しくは、貫通電流防止用のデッドタイムにおいて、パルス出力電圧Ｖｏのスパイクノイズを防止する回生ダイオードとして利用することができる。
　従って、先の第３実施形態（図１０）と異なり、外付けの回生ダイオード３０を割愛することができるので、部品点数の削減による低コスト化や電気機器１の簡略化を実現することが可能となる。
　なお、メカリレー２０の電磁部２１（特にそのリレーコイル２１ａ）には、それほど大きな電流（数百ｍＡ）を流す必要がない。従って、ボディダイオード１２０Ｂの順方向降下電圧が外付けの回生ダイオード３０に比べて高いとしても、特段の支障は生じない。
＜第８実施形態＞
　図１８は、メカリレーを備えた電気機器の第８実施形態を示す図である。本実施形態の電気機器１は、先の第７実施形態（図１７）と基本的に同一の構成であるが、スイッチ出力部１００の下側スイッチ１２０（＝同期整流トランジスタ）に代えて、整流ダイオード１３０が用いられている。すなわち、スイッチ出力部１００の整流方式が同期整流方式から非同期整流方式（ダイオード整流方式）に変更されている。
　この場合には、整流ダイオード１３０が回生ダイオードとして利用されるので、先の第７実施形態（図１７）と同じく、部品点数の削減による低コスト化や電気機器１の簡略化を実現することが可能となる。
＜基板レス実装＞
　図１９は、メカリレー２０にパルス制御装置１０を内蔵する場合の実装例（＝メカリレー２０の内部に敷設されたフレームに直接パルス制御装置１０を実装する基板レス実装の一例）を示す図である。
　本構成例のメカリレー２０は、一般的なメカリレーと同じく、その下面から複数のソケット（外部端子Ｔ２１及びＴ２２を含む）が延出された台座２５と、台座２５の上面に固設されたボビンケース２６と、ボビンケース２６の周囲を取り囲んでこれを被覆するように台座２５の上面に着脱される上蓋２７（本図では破線で描写）と、を有する。
　なお、ボビンケース２６は、リレーコイル２１ａの捲回軸となるだけでなく、その内部に接点機構部２２など（不図示）を担持している。また、ボビンケース２６の側面２６ａ～２６ｃには、各種のソケットやリレーコイル２１ａと電気的に接続されるフレームＦＲ１～ＦＲ３が敷設されている。
　さらに、本構成例のメカリレー２０では、フレームＦＲ１～ＦＲ３にパルス制御装置１０が直接実装されている。以下では、パルス制御装置１０の実装形態の一例について、具体的に説明する。
　フレームＦＲ１は、ボビンケース２６の側面２６ａに敷設されており、台座２５を貫通して外部端子Ｔ２１（＝直流入力電圧Ｖｉの印加端に相当）に接続されている。
　フレームＦＲ２は、ボビンケース２６の側面２６ａから側面２６ｂにわたって敷設されており、リレーコイル２１ａの第１端に接続されている。このように、本構成例のメカリレー２０では、パルス制御装置１０を内蔵するために、外部端子Ｔ２１からリレーコイル２１ａの第１端に至る導電経路がフレームＦＲ１とフレームＦＲ２に分割されている。
　フレームＦＲ３は、ボビンケース２６の側面２６ａから側面２６ｃにわたって敷設されており、台座２５を貫通して外部端子Ｔ２２（＝接地端に相当）に接続されるとともに、リレーコイル２１ａの第２端にも接続されている。
　パルス制御装置１０は、ボビンケース２６の側面２６ａ～２６ｃのうち、フレームＦＲ１～ＦＲ３がいずれも敷設されている側面２６ａにおいて、フレームＦＲ１～ＦＲ３の隙間となる位置に実装されている。なお、フレームＦＲ１～ＦＲ３は、パルス制御装置１０から伸びる４本の外部端子Ｔ１１～Ｔ１４が届く位置まで適宜敷設されている。
　パルス制御装置１０の外部端子Ｔ１１（＝電源端子に相当）と外部端子Ｔ１４（＝イネーブル端子に相当）は、いずれもフレームＦＲ１に接続されている。つまり、パルス制御装置１０の外部端子Ｔ１１と外部端子Ｔ１４は、メカリレー２０の内部において、互いにショートされている。このような接続を行った場合には、外部端子Ｔ２１（延いてはフレームＦＲ１）に直流入力電圧Ｖｉが供給されている間、外部端子Ｔ１４がハイレベル（ＥＮ＝Ｈに相当）となるので、リレーコイル２１ａへの常時通電が行われることになる。
　パルス制御装置１０の外部端子Ｔ１２（＝スイッチ出力端子に相当）は、フレームＦＲ２に接続されている。従って、リレーコイル２１ａの第１端には、パルス制御装置１０の外部端子Ｔ１からパルス出力電圧Ｖｏが印加される。
　パルス制御装置１０の外部端子Ｔ１３（＝接地端子に相当）は、フレームＦＲ３に接続されている。
　このように、本構成例のメカリレー２０では、その構造を利用してパルス制御装置１０がフレームＦＲ１～ＦＲ３に直接実装されている。従って、パルス制御装置１０を内蔵するために別途の実装基板を必要としないので、ＩＣ内蔵メカリレーの低コスト化を実現することが可能となる。
　また、実装基板を用いずにＩＣチップを実装することにより、パルス制御装置１０の導入に際して、メカリレーのピン配置変更や増加を招くことがない。従って、ＩＣ非内蔵メカリレーからＩＣ内蔵メカリレーへの載せ替えの容易化を図ることも可能となる。
　なお、パルス制御装置１０の外部端子としては、これまでに説明してきたように、電源端子、スイッチ出力端子、接地端子、イネーブル端子の４本があれば足りる。そのため、本図では、４ピンパッケージのパルス制御装置１０を例に挙げたが、ピン数は４ピンに限られず、より多くのピンを有する多ピンパッケージでも構わない。しかしながら、実装のし易さや実装後の視認性を鑑みると、ＱＦＮ［quad　flatpack　no　lead］やＢＧＡ［ball　grid　array］などと比較して、ピンがパッケージ樹脂から外側に張り出すタイプのパッケージが好ましい。
　図２０は、パルス制御装置１０のパッケージ例を示す図であり、ここでは、互いに逆向きの２辺からそれぞれ４本ずつ、合計８本の外部端子が延出された８ピンＭＳＯＰ［mini(micro)　small　outline　package］が示されている。
　図２１は、メカリレー２０に８ピンパッケージ（例えば図２０を参照）のパルス制御装置１０を内蔵する場合の実装例を示す図である。
　本図において、パルス制御装置１０の１ピン～４ピンは、いずれもフレームＦＲ１に接続されている。従って、１ピン～４ピンには、先出の外部端子Ｔ１１（＝電源端子）及びＴ１４（＝イネーブル端子）として機能するピンが含まれている。例えば、１ピンを外部端子Ｔ１１とし、４ピンを外部端子Ｔ１４とし、２ピン及び３ピンをノンコネクト端子とすればよい。もちろん、１ピンと２ピンを内部でショートして外部端子Ｔ１１とし、３ピンと４ピンを内部でショートして外部端子Ｔ１４とするなど、種々の変形が可能であることは言うまでもない。
　パルス制御装置１０の５ピンと６ピンは、いずれもフレームＦＲ２に接続されている。従って、５ピンと６ピンの少なくとも一方は、先出の外部端子Ｔ１２（＝スイッチ出力端子）として機能する。
　パルス制御装置１０の７ピンと８ピンは、いずれもフレームＦＲ３に接続されている。従って、７ピンと８ピンの少なくとも一方は、先出の外部端子Ｔ１３（＝接地端子）として機能する。
＜ＤＣ／ＤＣコンバータとの相違点＞
　最後に、種々の実施形態で説明してきたパルス制御装置１０と、比較例のＤＣ／ＤＣコンバータＸ３０（特にそのコントローラＩＣＸ３１）との相違点について述べておく。
　まず、パルス制御装置１０に接続されるリレーコイル２１ａのインダクタンス値は、最小でも１０ｍＨ以上（数十ｍＨ～数百ｍＨ）である。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータＸ３０のコントローラＩＣＸ３１に接続されるコイルＸ３２のインダクタンス値は、最大でも１００μＨ以下（数μＨ～数十μＨ）である。このように、パルス制御装置１０とコントローラＩＣＸ３１は、それぞれに接続されるコイルのインダクタンス値が大きく異なる。
　次に、パルス制御装置１０から出力されるパルス出力電圧Ｖｏのスイッチング周波数Ｆｓｗは、２０ｋＨｚ～３００ｋＨｚ（好ましくは７０ｋＨｚ～１４０ｋＨｚ）である。なお、２０ｋＨｚという下限値は、人間の可聴域を考慮して設定された値であり、３００ｋＨｚという上限値は、スイッチングノイズの影響を考慮して設定された値である。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータＸ３０をメカリレーＸ２０に内蔵する場合には、コントローラＩＣＸ３１におけるスイッチング周波数の高周波数化（例えば２ＭＨｚ以上）が必須となる。このように、パルス制御装置１０とコントローラＩＣＸ３１は、それぞれのスイッチング周波数も大きく異なる。
＜総括＞
　以下では、これまでに説明してきた種々の実施形態について総括的に述べる。
　本明細書中に開示されているパルス制御装置は、直流入力電圧からパルス出力電圧を生成して負荷に供給するスイッチ出力部と、前記パルス出力電圧の帰還入力を受けて帰還電圧を生成するローパスフィルタ部と、前記帰還電圧の入力を受け付けて前記スイッチ出力部を制御する出力帰還制御部と、を有する構成（第１の構成）とされている。なお、出力帰還制御部は、前記帰還電圧の入力を受け付けて前記パルス出力電圧の平均値が一定となるように前記スイッチ出力部を制御することが好ましい。
　なお、上記第１の構成から成るパルス制御装置において、前記ローパスフィルタ部は、コイルを含まない構成（第２の構成）にするとよい。
　また、上記第２の構成から成るパルス制御装置において、前記ローパスフィルタ部は、前記パルス出力電圧の帰還入力端と前記帰還電圧の出力端の間に接続された第１抵抗と、前記帰還電圧の出力端と接地端との間に並列接続された第２抵抗及びキャパシタと、を含む構成（第３の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第３いずれかの構成から成るパルス制御装置において、前記パルス出力電圧のスイッチング周波数は、人間の可聴周波数帯域よりも高い構成（第４の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第４いずれかの構成から成るパルス制御装置は、半導体装置に集積化されている構成（第５の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第５いずれかの構成から成るパルス制御装置は、前記負荷としてリレーコイルが接続されることにより、メカリレーの駆動装置として機能する構成（第６の構成）にするとよい。
　また、上記第６の構成から成るパルス制御装置において、前記出力帰還制御部は、前記メカリレーのオン／オフ制御信号に応じて、前記パルス出力電圧の生成可否が制御される構成（第７の構成）にするとよい。
　また、上記第７の構成から成るパルス制御装置において、前記出力帰還制御部は、前記パルス出力電圧の生成動作を開始してから前記コイルに流れる励磁電流が少なくとも動作電流値を上回るまで、前記パルス出力電圧の目標平均値を第１レベルに設定し、その後、前記励磁電流が復帰電流値を下回らない範囲で、前記目標平均値を前記第１レベルよりも低い第２レベルに引き下げる構成（第８の構成）にするとよい。
　また、本明細書中に開示されている電気機器は、メカリレーと、前記メカリレーのリレーコイルにパルス出力電圧を印加する上記第６～第８いずれかの構成から成るパルス制御装置と、を有する構成（第９の構成）とされている。
　なお、上記第９の構成から成る電気機器は、前記パルス出力電圧のスパイクノイズを除去するフィルタをさらに有する構成（第１０の構成）にするとよい。
　また、上記第１０の構成から成る電気機器において、前記フィルタのＬＣ値は、系の安定性に影響を与えない範囲で任意に選択可能である構成（第１１の構成）にするとよい。
　また、本明細書中に開示されているパルス制御装置は、メカリレーのリレーコイルにパルス出力電圧を供給するスイッチ出力部と、前記メカリレーの発光素子に出力電流を供給する発光素子駆動部と、を有する構成（第１２の構成）とされている。
　なお、上記第１２の構成から成るパルス制御装置において、前記発光素子駆動部は、入力信号に応じて前記出力電流をオン／オフするオープンドレイン出力段を含む構成（第１３の構成）にするとよい。
　また、上記第１２または第１３の構成から成るパルス制御装置において、前記発光素子駆動部は、その有効／無効を切替可能である構成（第１４の構成）にするとよい。
　また、本明細書中に開示されている電気機器は、リレーコイル及び発光素子を備えたメカリレーと、上記第１２～第１４いずれかの構成から成るパルス制御装置とを有する構成（第１５の構成）とされている。
　また、本明細書に開示されているメカリレーは、リレーコイルと、発光素子と、上記第１２または第１３の構成から成るパルス制御装置と、を有する構成（第１６の構成）とされている。
　また、本明細書中に開示されているパルス制御装置は、リレーコイルにパルス出力電圧を供給するスイッチ出力部を有し、前記スイッチ出力部は、前記リレーコイルに対して並列に接続された同期整流トランジスタまたは整流ダイオードを含み、前記同期整流トランジスタに付随するボディダイオードまたは前記整流ダイオードは、回生ダイオードとして利用される構成（第１７の構成）とされている。
　また、本明細書中に開示されているメカリレーは、リレーコイルと、直流入力電圧が印加される第１フレームと、前記リレーコイルの第１端が接続される第２フレームと、前記リレーコイルの第２端が接続される第３フレームと、前記第１フレーム、前記第２フレーム、及び、前記第３フレームに直接実装されて前記リレーコイルにパルス出力電圧を供給するパルス制御装置と、を有する構成（第１８の構成）とされている。
　また、第１８の構成から成るメカリレーにおいて、前記パルス制御装置は、前記第１フレームに接続される電源端子と、前記第２フレームに接続されるスイッチ出力端子と、前記第３フレームに接続される接地端子と、前記第１フレームに接続されるイネーブル端子と、を有する半導体集積回路装置である構成（第１９の構成）にするとよい。
　また、上記した第１６、第１８、第１９いずれかの構成から成るメカリレーにおいて、前記リレーコイルのインダクタンス値は、１０ｍＨ以上である構成（第２０の構成）にするとよい。
　また、上記した第１２～第１４及び第１６いずれかの構成から成るパルス制御装置において、前記パルス出力電圧のスイッチング周波数は、２０ｋＨｚ～３００ｋＨｚである構成（第２１の構成）にするとよい。
　また、第１の構成～第２１の構成のいずれか２つの構成または３つ以上の構成を適宜組み合わせた構成も本発明の構成に含まれる。さらに、組み合わせる構成は、第１の構成～第２１の構成のそれぞれの一部であってもよい。例えば、パルス制御装置は、直流入力電圧から２０ｋＨｚ以上３００ｋＨｚ以下のスイッチング周波数のパルス出力電圧を生成して負荷に供給するスイッチ出力部と、前記パルス出力電圧の帰還入力を受けて生成される帰還電圧に基づいて前記スイッチ出力部を制御する出力帰還制御部と、を有する構成（第２２の構成）としてもよい。前記帰還電圧は、前記パルス出力電圧の帰還入力を受けてローパスフィルタ部により生成されてもよい。そして、このようなパルス制御装置は、前記負荷として１０ｍＨ以上のインダクタンス値を有するリレーコイルが接続されることにより、メカリレーの駆動装置として機能する構成としてもよい。
＜その他の変形例＞
　なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。例えば、バイポーラトランジスタとＭＯＳ電界効果トランジスタとの相互置換や、各種信号の論理レベル反転は任意である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
　本明細書中に開示されているパルス制御装置は、例えば、メカリレーの駆動手段として好適に利用することが可能である。
　　　１　　電気機器
　　　１０　　パルス制御装置
　　　２０　　メカリレー
　　　２１　　電磁部
　　　２１ａ、２１ａ１、２１ａ２　　リレーコイル
　　　２１ｂ　　鉄心
　　　２１ｃ　　接極子
　　　２１ｄ　　カード
　　　２２　　接点機構部
　　　２２ａ、２２ｂ　　固定接点
　　　２２ｃ　　可動バネ
　　　２２ｄ　　可動接点
　　　２３　　抵抗
　　　２４　　発光ダイオード（発光素子）
　　　２５　　台座
　　　２６　　ボビンケース
　　　２６ａ、２６ｂ、２６ｃ　　側面
　　　２７　　上蓋
　　　３０　　回生ダイオード
　　　４０　　フィルタ
　　　４１　　コイル
　　　４２　　キャパシタ
　　　１００　　スイッチ出力部
　　　１１０　　上側スイッチ（出力トランジスタ：ＰＭＯＳＦＥＴ）
　　　１２０　　下側スイッチ（同期整流トランジスタ：ＮＭＯＳＦＥＴ）
　　　１２０Ｂ　　ボディダイオード
　　　１３０　　整流ダイオード
　　　２００　　出力帰還制御部
　　　２２０　　コンパレータ
　　　２３０　　オン時間設定部
　　　２３１　　抵抗
　　　２３２　　キャパシタ
　　　２３３　　スイッチ
　　　２３４　　コンパレータ
　　　２４０　　ゲート制御部
　　　２４１　　Ｄフリップフロップ
　　　２４２　　レベルシフタ
　　　２４３、２４４　　ドライバ
　　　２５０　　タイマ
　　　２６０　　エラーアンプ
　　　２７０　　オシレータ
　　　２８０　　コンパレータ
　　　３００　　ローパスフィルタ部
　　　３０１、３０２　　抵抗
　　　３０３　　キャパシタ
　　　４００　　ＬＥＤ駆動部（発光素子駆動部）
　　　４０１　　ＮＭＯＳＦＥＴ
　　　４０２　　抵抗
　　　Ｔ１１～Ｔ１５、Ｔ２１～Ｔ２６　　外部端子
　　　ＦＲ１～ＦＲ３　　フレーム

Claims (11)

  1. 　直流入力電圧からパルス出力電圧を生成して負荷に供給するスイッチ出力部と、
    　前記パルス出力電圧の帰還入力を受けて帰還電圧を生成するローパスフィルタ部と、
    　前記帰還電圧の入力を受け付けて前記パルス出力電圧の平均値が一定となるように前記スイッチ出力部を制御する出力帰還制御部と、
    　を有することを特徴とするパルス制御装置。
  2. 　前記ローパスフィルタ部は、コイルを含まないことを特徴とする請求項１に記載のパルス制御装置。
  3. 　前記ローパスフィルタ部は、前記パルス出力電圧の帰還入力端と前記帰還電圧の出力端との間に接続された第１抵抗と、前記帰還電圧の出力端と接地端との間に並列接続された第２抵抗及びキャパシタと、を含むことを特徴とする請求項２に記載のパルス制御装置。
  4. 　前記パルス出力電圧のスイッチング周波数は、人間の可聴周波数帯域よりも高いことを特徴とする請求項１～請求項３のいずれか一項に記載のパルス制御装置。
  5. 　半導体装置に集積化されていることを特徴とする請求項１～請求項４のいずれか一項に記載のパルス制御装置。
  6. 　前記負荷としてリレーコイルが接続されることにより、メカリレーの駆動装置として機能することを特徴とする請求項１～請求項５のいずれか一項に記載のパルス制御装置。
  7. 　前記出力帰還制御部は、前記メカリレーのオン／オフ制御信号に応じて前記パルス出力電圧の生成可否が制御されることを特徴とする請求項６に記載のパルス制御装置。
  8. 　前記出力帰還制御部は、前記パルス出力電圧の生成動作を開始してから、前記リレーコイルに流れる励磁電流が少なくとも動作電流値を上回るまで、前記パルス出力電圧の目標平均値を第１レベルに設定し、その後、前記励磁電流が復帰電流値を下回らない範囲で、前記目標平均値を前記第１レベルよりも低い第２レベルに引き下げることを特徴とする請求項７に記載のパルス制御装置。
  9. 　メカリレーと、
    　前記メカリレーのリレーコイルにパルス出力電圧を印加する請求項６～請求項８のいずれか一項に記載のパルス制御装置と、
    　を有することを特徴とする電気機器。
  10. 　前記パルス出力電圧のスパイクノイズを除去するフィルタをさらに有することを特徴とする請求項９に記載の電気機器。
  11. 　前記フィルタのＬＣ値は、系の安定性に影響を与えない範囲で任意に選択可能であることを特徴とする請求項１０に記載の電気機器。
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