JP2001157490A

JP2001157490A - Ｐｗｍインバータの電流制御方法およびその装置

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Publication number: JP2001157490A
Application number: JP33474699A
Authority: JP
Inventors: Hideki Takayama; 秀樹高山; Yasuto Yanagida; 靖人柳田; Hiroyuki Yamai; 広之山井
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 1999-11-25
Filing date: 1999-11-25
Publication date: 2001-06-08
Anticipated expiration: 2019-11-25
Also published as: JP3493399B2

Abstract

(57)【要約】【課題】誘導性負荷に供給される電流の制御の安定性
を向上させるとともに、回路定数の調整を簡単化する。【解決手段】パルス信号により特性が変化させられる
フィルタ回路５２を介して巻線電流検出値を比較器５１
に供給して電流振幅指令と比較し、前記パルス信号がＣ
Ｋ端子に供給され、比較器５１の出力がＣＬ端子に供給
されるＤフリップフロップ５４のＱ出力信号によりＰＷ
Ｍインバータ２のトランジスタＴ＋のオン・オフを制御
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、誘導性負荷に流
れる電流を、ＰＷＭ（パルス幅変調）インバータで負荷
に印加される電圧の通電時間を変化させることによって
制御する電流制御形ＰＷＭインバータに関するものであ
り、特に、電流指令値と実電流とを比較し、その大小に
基づいて電圧の通電時間を制御するための方法およびそ
の装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、誘導性負荷に流れる電流をＰ
ＷＭインバータを用いて制御することが知られている。
そして、このような制御方法として、瞬時値比較方式が
知られている。

【０００３】また、誘導性負荷としては種々のものがあ
るが、ＡＣモータに比べ、原理的に低電流・大トルク特
性を持つため小型化でき、モータ構造もシンプルなため
大幅なコストダウンが望めるスイッチトリラクタンスモ
ータ（以下、ＳＲモータと略称する）も誘導性負荷とし
て知られている。

【０００４】一般に、ＳＲモータの発生トルクは、 τ＝（１／２）・（ｉｕ・ｉｕ・ｄＬｕ／ｄθ＋ｉｖ・ｉｖ・ｄＬｖ／ｄθ＋ｉｗ・ｉｗ・ｄＬｗ／ｄθ）・・・（１）と記せる。ここで、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは各相巻線電流、
Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗは各相巻線自己インダクタンス、θは
回転子の位置角をそれぞれ示す。

【０００５】図３に、固定子が６極、回転子が４極のＳ
Ｒモータの各巻線の自己インダクタンスの変化の様子と
通電波形との関係を示す。

【０００６】図３に示すように、各巻線の自己インダク
タンスの回転角度に対する変化は三角波に近似でき、そ
れぞれ機械角で３０°の位相差を持つ。

【０００７】（１）式から分かるように、トルクの正／
負はインダクタンスの変化率により決まり、電流極性に
依存しないため、正トルクを得たい場合には、インダク
タンスの変化率が正の区間に矩形波電流を通電できるイ
ンバータと制御とが必要となる。

【０００８】なお、他の極数の組み合わせのＳＲモータ
（例えば、固定子が１２極、回転子が８極）において
も、同様な通電制御が一般的に行われる。

【０００９】図４、図５は、ＳＲモータを駆動するため
のインバータ主回路、および波形制御回路を示す電気回
路図である。図４のインバータ主回路を構成するトラン
ジスタは、図５の波形制御回路によってオン・オフ制御
される。

【００１０】インバータ主回路は、通電制御のためのト
ランジスタがＤＣリンクの上（＋）側と下（−）側にそ
れぞれ接続され、＋側トランジスタのエミッタ端子と−
側トランジスタのコレクタ端子との間に誘導性負荷とな
るモータ巻線が接続されている。そして、トランジスタ
のオフ時に動作する還流ダイオードがＤＣリンクの＋側
と−側とにそれぞれ接続され、＋側に接続された還流ダ
イオードのアノードは−側に接続されたトランジスタの
コレクタ端子に、−側に接続された還流ダイオードのカ
ソードは＋側に接続されたトランジスタのエミッタ端子
に、それぞれ接続されている。

【００１１】そして、この波形制御回路は、−側に接続
されたトランジスタＴ−をオンする一方、＋側に接続さ
れたトランジスタＴ＋は、検出電流と指令電流との偏差
をヒステリシスコンパレータに入力して得られる出力結
果に基づいてオン・オフ制御される。

【００１２】すなわち、＋側に接続されたトランジスタ
Ｔ＋は、偏差が負の場合にオンとなり、巻線の両端にト
ランジスタＴ−、Ｔ＋を介して直流電圧ＶＤＣが印加さ
れ、巻線電流が上昇し、逆に偏差が正の場合にオフとな
り、巻線の両端にトランジスタＴ−と−側に接続された
還流ダイオードにより０電圧が印加され、巻線抵抗によ
って巻線電流が減衰する。そして、これらの動作を繰り
返すことにより、電流指令に対してヒステリシス幅のリ
プルを持つ波形を得ることができる。

【００１３】また、通電相を切り替える時には、トラン
ジスタＴ＋、Ｔ−を共にオフし、ＤＣリンクの＋側、−
側にそれぞれ接続された還流ダイオードにより逆電圧−
ＶＤＣを印加することができ、ひいては電流を急速にオ
フすることができる。

【００１４】なお、トランジスタＴ＋に代えてトランジ
スタＴ−によりＰＷＭを行ってもよいし、電流リプルは
大きくなるがＰＷＭ動作時にトランジスタＴ＋、Ｔ−を
同時にオン・オフ制御してもよい。

【００１５】なお、トランジスタＴ＋およびＴ−はベー
ス信号”１”を入力としてオン、”０”を入力としてオ
フとする。（以下の説明も同様である）

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】トランジスタＴ＋、Ｔ
−を共にオンした時のＳＲモータの１相巻線間の電圧方
程式は、ＶＤＣ＝Ｒ・ｉ＋ｄ｛Ｌ（θ）・ｉ｝／ｄｔ＝Ｒ・ｉ＋Ｌ（θ）・ｄｉ／ｄｔ＋ω・Ｋ・ｉ・・・（２）と記すことができる。ここで、Ｌ（θ）は回転子位置角
θ毎の巻線自己インダクタンス、Ｒは巻線抵抗、ｉは巻
線電流、ωはモータの回転角速度、ｔは時間である。ま
た、Ｋ＝Ｌ（θ）／ｄθである。Ｋは回転子の位置角に
より符号が反転するが、電動機動作を行う場合には、Ｋ
が正の期間で通電制御が行われる（図３参照）。

【００１７】インバータ主回路の直流電圧ＶＤＣが一定
の場合、（２）式の第３項は回転角速度と共に上昇する
ため、（２）式の第２項の巻線のインダクタンスＬ
（θ）で分担すべき電圧は回転角速度と共に減少し、ひ
いては電流の変化率ｄｉ／ｄｔを低減する。

【００１８】一方、トランジスタＴ−をオン、トランジ
スタＴ＋をオフした場合には、ＳＲモータの１相巻線間
の電圧方程式は、０＝Ｒ・ｉ＋Ｌ（θ）・ｄｉ／ｄｔ＋ω・Ｋ・ｉ・・・（３）となる。（３）式の第３項は回転角速度と共に上昇し、
（３）式の第２項の巻線のインダクタンスＬ（θ）で分
担すべき電圧も上昇し、ひいては電流の変化率ｄｉ／ｄ
ｔを増加させる。

【００１９】瞬時値比較方式は、電流指令値に対する実
電流の偏差が所定値になるようにヒステリシスコンパレ
ータの出力がトランジスタＴ＋、Ｔ−のオン・オフを行
うので、電流の変化率の大きさによって、所定の偏差に
電流が達する時間が変化し、ひいては、オン・オフの頻
度が変わる。すなわち、瞬時値比較方式では、ＰＷＭ周
期（トランジスタＴ＋、Ｔ−のオン・オフ頻度）が回転
角速度に応じて変化してしまう。

【００２０】一般に、トランジスタはスイッチング周波
数と共にスイッチ損失が増加するため、損失に伴う素子
の熱破壊がない程度にＰＷＭ周波数を決定する必要があ
る。しかし、瞬時値比較方式は、モータの回転速度に応
じて、トランジスタＴ＋、Ｔ−のオン・オフ頻度、すな
わち、ＰＷＭ周波数が変化するため、所定の範囲にＰＷ
Ｍ周波数を設定すべく、ヒステリシスコンパレータのヒ
ステリシス幅を調整する作業が煩雑になってしまうとい
う問題がある。

【００２１】この問題を解決するために、例えば、西村
他、「永久磁石同期電動機の高性能サーボシステム」電
気学会半導体電力変換研究会、ＳＰＣ８４−１３、１
９８４年において、スイッチング周波数に応答して、こ
のヒステリシス幅を調整するような手法などが提案され
ているが、構成が複雑化するという問題が生ずる。

【００２２】さらに、瞬時値比較方式ではコンパレータ
を用いているため、電流制御ゲインが極めて高く、検出
電流に含まれるノイズによる誤動作を起こしやすい。特
に、安価な電流検出器では、スイッチング時のインバー
タ出力電圧の急峻な変化（０→Ｖｄｃ、Ｖｄｃ→０もし
くはＶｄｃ→−Ｖｄｃ）により検出電流にスパイク状の
ノイズが重畳され、これにより誤動作、すなわち不要な
スイッチングを行い、スイッチング周波数の増加を招く
という問題がある。

【００２３】図６にスパイクノイズがない電流検出器を
用いた場合の波形を示し、図７に安価な電流検出器を用
いた場合の波形を示す。そして、図６と図７とを対比す
れば、安価な電流検出器を用いた場合には、スパイクノ
イズにより誤動作が発生し、トランジスタＴ＋のオン・
オフ回数が増加していることが分かる。

【００２４】また、検出電流に重畳されたスパイクノイ
ズを低減すべくローパスフィルタを設けることが考えら
れるが、スパイクノイズを十分に低減できるカットオフ
周波数を持つようにフィルタ特性を設定すると、ＳＲモ
ータを駆動するための矩形波に含まれる高周波成分が検
出できなくなってしまい、ひいてはＳＲモータの正確な
制御が困難になってしまう。具体的には、検出電流に重
畳したスパイクノイズを、ヒステリシスコンパレータを
誤動作させない程度に十分に減衰させることができるロ
ーパスフィルタを用いた場合の制御波形は図８に示すと
おりになり、指令電流に対する実電流の十分な追従性を
実現することができない。

【００２５】

【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、誘導性負荷に供給される電流の制御の安
定性を向上させることができるとともに、回路定数の調
整を簡単化することができるＰＷＭインバータの電流制
御方法およびその装置を提供することを目的としてい
る。

【００２６】

【課題を解決するための手段】請求項１のＰＷＭインバ
ータの電流制御方法は、誘導性負荷に流れる電流を制御
すべくパルス信号をＰＷＭインバータに供給して誘導性
負荷に印加する電圧を制御するに当たって、ＰＷＭイン
バータのスイッチング素子をオンする頻度を所定頻度以
下に制限するとともに、誘導性負荷に流れる電流が所定
値以上になったことに応答してＰＷＭインバータのスイ
ッチング素子をオフする方法である。

【００２７】請求項２のＰＷＭインバータの電流制御方
法は、ＰＷＭインバータのスイッチング素子のスイッチ
ング後の所定時間、誘導性負荷に流れる電流の検出値に
重畳されたスパイクノイズを低減する方法である。

【００２８】請求項３のＰＷＭインバータの電流制御装
置は、誘導性負荷に流れる電流を制御すべくパルス信号
をＰＷＭインバータに供給して誘導性負荷に印加する電
圧を制御する装置において、ＰＷＭインバータのスイッ
チング素子をオンする頻度を所定頻度以下に制限する頻
度制限手段と、誘導性負荷に流れる電流が所定値以上に
なったことに応答してＰＷＭインバータのスイッチング
素子をオフするオフ制御手段とを含むものである。

【００２９】請求項４のＰＷＭインバータの電流制御装
置は、ＰＷＭインバータのスイッチング素子のスイッチ
ング後の所定時間、誘導性負荷に流れる電流の検出値に
重畳されたスパイクノイズを低減するフィルタ手段をさ
らに含むものである。

【００３０】請求項５のＰＷＭインバータの電流制御装
置は、前記頻度制限手段として、ＰＷＭのキャリアパル
スがクロック信号として供給されるとともに、前記誘導
性負荷に流れる電流が所定値以上になったか否かを示す
比較結果がクリア入力信号として供給されるフリップフ
ロップを採用するものである。

【００３１】請求項６のＰＷＭインバータの電流制御装
置は、前記フィルタ手段として、ＰＷＭインバータのス
イッチング動作に応答して特性が変化されるローパスフ
ィルタを採用するものである。

【００３２】請求項７のＰＷＭインバータの電流制御装
置は、前記フィルタ手段として、ＰＷＭのキャリアパル
スにより特性が変化されるローパスフィルタを採用する
ものである。

【００３３】請求項８のＰＷＭインバータの電流制御装
置は、前記フィルタ手段として、抵抗とＰＷＭのキャリ
アパルスにより切換動作されるスイッチとの並列接続回
路にたいしてコンデンサを直列接続したものを採用する
ものである。

【００３４】請求項９のＰＷＭインバータの電流制御装
置は、前記誘導性負荷としてスイッチトリラクタンスモ
ータを採用するものである。

【００３５】

【作用】請求項１のＰＷＭインバータの電流制御方法で
あれば、誘導性負荷に流れる電流を制御すべくパルス信
号をＰＷＭインバータに供給して誘導性負荷に印加する
電圧を制御するに当たって、ＰＷＭインバータのスイッ
チング素子をオンする頻度を所定頻度以下に制限すると
ともに、誘導性負荷に流れる電流が所定値以上になった
ことに応答してＰＷＭインバータのスイッチング素子を
オフするのであるから、応答性を高めて電流制御の安定
性を向上することができるとともに、スイッチ損失に起
因する素子の熱破壊を防止することができる。

【００３６】請求項２のＰＷＭインバータの電流制御方
法であれば、ＰＷＭインバータのスイッチング素子のス
イッチング後の所定時間、誘導性負荷に流れる電流の検
出値に重畳されたスパイクノイズを低減するのであるか
ら、スパイクノイズに起因する誤動作を防止することが
できるほか、請求項１と同様の作用を達成することがで
きる。

【００３７】請求項３のＰＷＭインバータの電流制御装
置であれば、誘導性負荷に流れる電流を制御すべくパル
ス信号をＰＷＭインバータに供給して誘導性負荷に印加
する電圧を制御するに当たって、頻度制限手段により、
ＰＷＭインバータのスイッチング素子をオンする頻度を
所定頻度以下に制限し、オフ制御手段により、誘導性負
荷に流れる電流が所定値以上になったことに応答してＰ
ＷＭインバータのスイッチング素子をオフすることがで
きる。

【００３８】したがって、応答性を高めて電流制御の安
定性を向上することができるとともに、スイッチ損失に
起因する素子の熱破壊を防止することができる。

【００３９】請求項４のＰＷＭインバータの電流制御装
置であれば、ＰＷＭインバータのスイッチング素子のス
イッチング後の所定時間、誘導性負荷に流れる電流の検
出値に重畳されたスパイクノイズを低減するフィルタ手
段をさらに含むのであるから、スパイクノイズに起因す
る誤動作を防止することができるほか、請求項３と同様
の作用を達成することができる。

【００４０】請求項５のＰＷＭインバータの電流制御装
置であれば、前記頻度制限手段として、ＰＷＭのキャリ
アパルスがクロック信号として供給されるとともに、前
記誘導性負荷に流れる電流が所定値以上になったか否か
を示す比較結果がクリア入力信号として供給されるフリ
ップフロップを採用するのであるから、簡単な構成で請
求項３または請求項４と同様の作用を達成することがで
きる。

【００４１】請求項６のＰＷＭインバータの電流制御装
置であれば、前記フィルタ手段として、ＰＷＭインバー
タのスイッチング動作に応答して特性が変化されるロー
パスフィルタを採用するのであるから、スパイクノイズ
発生時と非発生時とでローパスフィルタの特性を変化さ
せて、スパイクノイズの十分な減衰およびスパイクノイ
ズ非発生時の十分な応答性を達成することができるほ
か、請求項４または請求項５の何れかと同様の作用を達
成することができる。

【００４２】請求項７のＰＷＭインバータの電流制御装
置であれば、前記フィルタ手段として、ＰＷＭのキャリ
アパルスにより特性が変化されるローパスフィルタを採
用するのであるから、特性の変化を制御するための信号
をわざわざ作成する必要がなく、構成を簡単化すること
ができるほか、請求項６と同様の作用を達成することが
できる。

【００４３】請求項８のＰＷＭインバータの電流制御装
置であれば、前記フィルタ手段として、抵抗とＰＷＭの
キャリアパルスにより切換動作されるスイッチとの並列
接続回路に対してコンデンサを直列接続したものを採用
するのであるから、フィルタ手段の構成を簡単化するこ
とができるほか、請求項６または請求項７と同様の作用
を達成することができる。

【００４４】請求項９のＰＷＭインバータの電流制御装
置であれば、前記誘導性負荷としてスイッチトリラクタ
ンスモータを採用するのであるから、安価に低電流、大
トルクを実現することができるほか、請求項３から請求
項８の何れかと同様の作用を達成することができる。

【００４５】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、この
発明のＰＷＭインバータの電流制御方法およびその装置
の実施態様を詳細に説明する。

【００４６】図１はこの発明のＰＷＭインバータの電流
制御方法が適用されるＳＲモータ制御装置の一実施態様
を示す電気回路図である。なお、図１には、インバータ
およびＳＲモータの１相分の巻線のみを示している。

【００４７】このＳＲモータ制御装置は、ＳＲモータ１
と、ＳＲモータ１への通電を制御するＰＷＭインバータ
２と、ＰＷＭインバータ２のトランジスタＴ−のオン・
オフを制御するためのタイミング信号を出力する転流タ
イミング発生部３と、電流振幅指令（トルク指令）を発
生する電流振幅指令発生部４と、ＳＲモータ１の通電電
流および電流振幅指令（トルク指令）を入力としてＰＷ
Ｍ信号を出力するＰＷＭ信号発生部５と、転流タイミン
グ発生部３からのタイミング信号およびＰＷＭ信号を入
力としてＰＷＭインバータ２のトランジスタＴ−のオン
・オフを制御するためのオン・オフ信号を出力するＡＮ
Ｄゲート６とを有している。

【００４８】前記ＰＷＭインバータ２は、ＤＣラインの
正（＋）側に接続されたトランジスタＴ＋と、ＤＣライ
ンの負（−）側に接続されたトランジスタＴ−と、ＤＣ
ラインの＋側とトランジスタＴ−との間に逆接続された
還流ダイオードＤ＋と、トランジスタＴ＋とＤＣライン
の−側との間に逆接続された還流ダイオードＤ−とを有
し、トランジスタＴ＋のエミッタ端子とトランジスタＴ
−のコレクタ端子との間にＳＲモータ１の固定子巻線を
接続している。そして、ＳＲモータ１の固定子巻線の通
電電流を検出するための電流検出器７を設けている。

【００４９】なお、ＳＲモータを制御するために、通電
相を切換えるタイミングを出力する転流タイミング発生
部３，およびモータトルクもしくは、回転速度を所定値
に制御する電流振幅指令発生部４の構成は従来公知であ
るから詳細な説明を省略する。

【００５０】前記ＰＷＭ信号発生部５は、非反転入力端
子に電流振幅指令（トルク指令）が供給される、ヒステ
リシスのない比較器（コンパレータ）５１と、電流検出
器７と比較器５１の反転入力端子との間に接続されるフ
ィルタ回路５２と、パルス発振器５３と、データ入力端
子Ｄに常時”１”レベル信号が供給され、パルス発振器
５３からのパルス信号（例えば、ＰＷＭのクロックパル
ス信号）がクロック入力端子ＣＫに供給され、比較器５
１からの出力信号がクリア入力端子ＣＬに供給されて、
Ｑ出力端子からＰＷＭ信号を出力するＤフリップフロッ
プ５４とを有している。そして、クリア入力端子ＣＬの
入力信号が”０”になったことに応答してＱ出力信号
が”０”レベルになり、パルス発振器５３からのパルス
信号の立ち上がりに応答してデータ入力端子Ｄの”１”
レベル信号がセットされ、その値がＱ出力信号として出
力される。なお、前記フィルタ回路５２は、抵抗Ｒとコ
ンデンサＣとを直列接続し、抵抗ＲとコンデンサＣとの
接続点を比較器５１の反転入力端子に接続し、しかも、
抵抗Ｒと並列にアナログスイッチ５５を接続し、このア
ナログスイッチ５５をパルス発振器５３からのパルス信
号により制御している（例えば、パルス信号が”０”レ
ベルであることに応答してアナログスイッチ５５がオン
し、抵抗Ｒの両端を短絡する）。

【００５１】次いで、図２を参照して上記の構成のＳＲ
モータ制御装置の作用を説明する。なお、転流タイミン
グ発生器３からは”１”レベル信号が出力、すなわち、
この相が通電相に選択されている場合について示す。

【００５２】Ｄフリップフロップ５４はパルス発振器５
３からのパルス信号｛図２中（Ｅ）参照｝の立ち上がり
に応答して”１”レベル信号をＱ出力端子から出力す
る。そして、この”１”レベル信号および転流タイミン
グ発生器３からの”１”レベル信号がＡＮＤゲート６に
供給されることにより、ＰＷＭインバータ２のトランジ
スタＴ＋がオンとなり｛図２中（Ｆ）参照｝、この時、
ＰＷＭインバータ２のトランジスタＴ−は転流タイミン
グ発生器３からの”１”レベル信号によりオンとなって
いるので、両トランジスタＴ＋、Ｔ−を介してＳＲモー
タ１の固定子巻線に電圧ＶＤＣが印加され、巻線電流が
上昇する｛図２中（Ａ）参照｝。この時、検出電流には
スパイクノイズが発生する｛図２中（Ｂ）参照｝。しか
し、アナログスイッチ５５がオフしているので、抵抗Ｒ
とコンデンサＣとからなるローパスフィルタによって、
スイッチング動作に悪影響がない程度にスパイクノイズ
が減衰させられる｛図２中（Ｃ）参照｝。このため、ス
パイクノイズによって比較器５１の出力が”０”レベル
になり、Ｄフリップフロップ５４のＱ出力信号がクリア
される（”０”レベルとなる）ことを防止することがで
きる｛図２中（Ｄ）参照｝。

【００５３】なお、フィルタ回路５２は、パルス発振器
５３からのパルス信号（ＣＫ入力）のパルス幅の期間
（ほぼスパイクノイズの発生している期間であり、通
常、スパイクノイズが発生している期間は数μｓ程度で
ある）のみ作用し、他の期間にはアナログスイッチ５５
により抵抗Ｒの両端が短絡される。このため、パルス幅
の期間以外では固定子巻線電流に含まれる高周波成分を
正確に比較器５１に伝達することができる。これによ
り、制御波形を矩形波指令に追従させることができる。
換言すれば、制御波形が矩形波指令に追従しなくなると
いう不都合の発生を防止することができる。

【００５４】そして、両トランジスタＴ＋、Ｔ−を介し
てＳＲモータ１の固定子巻線に電圧ＶＤＣが印加されて
巻線電流が上昇し、指令電流に到達すると、比較器５１
の出力が”０”レベルになり、これに応答してＤフリッ
プフロップ５４のＱ出力信号も”０”レベルになり、Ａ
ＮＤゲート６からの出力信号も”０”レベルになるの
で、トランジスタＴ＋がオフとなり、固定子巻線電流が
減衰する。この時にもスイッチングに伴うスパイクノイ
ズが検出電流に重畳され、比較器５１には誤信号が供給
されて、図２中（Ｅ）に示す誤信号が出力されるのであ
るが、Ｄフリップフロップ５４は次のＣＫ入力のパルス
の立ち上がりまで”１”レベルのＱ出力信号を出力する
ことがないので、このスパイクノイズは電流制御には何
ら悪影響を及ぼさない。

【００５５】なお、上記の実施態様において、アナログ
スイッチ５５と直列に、抵抗Ｒよりも抵抗値が低い（よ
り高周波成分まで伝達する）抵抗を接続してフィルタ回
路５２のカットオフ周波数を変化させるようにしてもよ
い。また、上記の実施態様のＰＷＭ信号発生部５と同様
の作用をマイコン処理に行わせるようにしてもよい。

【００５６】上記の実施態様を採用すれば、トランジス
タＴ＋のオンタイミングがパルス発振器５３の出力パル
ス列により定まるため、トランジスタＴ＋のオン・オフ
の頻度をこのパルス列の周波数以下に設定することがで
きる。また、トランジスタＴ＋のスイッチングに伴うス
パイクノイズに同期させてノイズ除去用のフィルタ回路
５２を確実に作用させることができ、トランジスタＴ＋
のスイッチングに伴うスパイクノイズに起因する誤動作
を確実に防止することができる。さらに、パルス発振器
のパルス列のみに応答してトランジスタＴ＋がオンされ
るのであるから、トランジスタＴ＋のオフ時に発生する
スパイクノイズにより再度トランジスタＴ＋をオンする
という不都合を未然に防止することができる。したがっ
て、ノイズ除去用のフィルタ回路５２はトランジスタＴ
＋のオンタイミングのみで動作させればよい。

【００５７】また、以上には負荷としてＳＲモータ１を
採用した場合についてのみ説明したが、ＳＲモータ以外
の誘導性負荷を採用することが可能である。

【００５８】

【発明の効果】請求項１の発明は、応答性を高めて電流
制御の安定性を向上することができるとともに、スイッ
チ損失に起因する素子の熱破壊を防止することができる
という特有の効果を奏する。

【００５９】請求項２の発明は、スパイクノイズに起因
する誤動作を防止することができるほか、請求項１と同
様の効果を奏する。

【００６０】請求項３の発明は、応答性を高めて電流制
御の安定性を向上することができるとともに、スイッチ
損失に起因する素子の熱破壊を防止することができると
いう特有の効果を奏する。

【００６１】請求項４の発明は、スパイクノイズに起因
する誤動作を防止することができるほか、請求項３と同
様の効果を奏する。

【００６２】請求項５の発明は、簡単な構成で請求項３
または請求項４と同様の効果を奏する。

【００６３】請求項６の発明は、スパイクノイズ発生時
と非発生時とでローパスフィルタの特性を変化させて、
スパイクノイズの十分な減衰およびスパイクノイズ非発
生時の十分な応答性を達成することができるほか、請求
項４または請求項５の何れかと同様の効果を奏する。

【００６４】請求項７の発明は、特性の変化を制御する
ための信号をわざわざ作成する必要がなく、構成を簡単
化することができるほか、請求項６と同様の効果を奏す
る。

【００６５】請求項８の発明は、フィルタ手段の構成を
簡単化することができるほか、請求項６または請求項７
と同様の効果を奏する。

【００６６】請求項９の発明は、安価に低電流、大トル
クを実現することができるほか、請求項３から請求項８
の何れかと同様の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明のＰＷＭインバータの電流制御方法が
適用されるＳＲモータ制御装置の一実施態様を示す電気
回路図である。

【図２】図１のＳＲモータ制御装置の各部の信号波形を
示す図である。

【図３】ＳＲモータの駆動法を説明する図である。

【図４】従来のＳＲモータ制御装置におけるインバータ
主回路を示す電気回路図である。

【図５】従来のＳＲモータ制御装置における波形制御回
路の構成を示す電気回路図である。

【図６】スパイクノイズがない電流検出器を用いた場合
における図５の装置の各部の信号波形を示す図である。

【図７】スパイクノイズがある安価な電流検出器を用い
た場合における図５の装置の各部の信号波形を示す図で
ある。

【図８】スパイクノイズを十分減衰させるローパスフィ
ルタを常に介在させた場合における指令電流と実電流と
の関係を示す図である。

【符号の説明】

１ＳＲモータ２ＰＷＭインバータ５１比較器５２フィルタ回路５３パルス発振器５４ＤフリップフロップＴ＋トランジスタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者山井広之滋賀県草津市岡本町字大谷1000番地の２ダイキン工業株式会社滋賀製作所内Ｆターム(参考） 5H007 AA01 AA06 BB06 CA01 CB01 CD06 DA05 DB03 DC02 EA13 FA03 FA14 5H550 AA20 BB06 BB08 CC01 DD09 FF03 GG05 HA07 HB16 JJ02 JJ26 KK01 LL22 MM06

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】誘導性負荷（１）に流れる電流を制御す
べくパルス信号をＰＷＭインバータ（２）に供給して誘
導性負荷（１）に印加する電圧を制御する方法におい
て、ＰＷＭインバータ（２）のスイッチング素子（Ｔ＋）を
オンする頻度を所定頻度以下に制限するとともに、誘導
性負荷（１）に流れる電流が所定値以上になったことに
応答してＰＷＭインバータのスイッチング素子をオフす
ることを特徴とするＰＷＭインバータの電流制御方法。
【請求項２】ＰＷＭインバータ（２）のスイッチング
素子（Ｔ＋）のスイッチング後の所定時間、誘導性負荷
（１）に流れる電流の検出値に重畳されたスパイクノイ
ズを低減する請求項１に記載のＰＷＭインバータの電流
制御方法。
【請求項３】誘導性負荷（１）に流れる電流を制御す
べくパルス信号をＰＷＭインバータ（２）に供給して誘
導性負荷（１）に印加する電圧を制御する装置におい
て、ＰＷＭインバータ（２）のスイッチング素子（Ｔ＋）を
オンする頻度を所定頻度以下に制限する頻度制限手段
（５３）（５４）と、誘導性負荷（１）に流れる電流が所定値以上になったこ
とに応答してＰＷＭインバータ（２）のスイッチング素
子（Ｔ＋）をオフするオフ制御手段（５１）（５４）と
を含むことを特徴とするＰＷＭインバータの電流制御装
置。
【請求項４】ＰＷＭインバータ（２）のスイッチング
素子（Ｔ＋）のスイッチング後の所定時間、誘導性負荷
（１）に流れる電流の検出値に重畳されたスパイクノイ
ズを低減するフィルタ手段（５２）をさらに含む請求項
３に記載のＰＷＭインバータの電流制御装置。
【請求項５】前記頻度制限手段（５４）は、ＰＷＭの
キャリアパルスがクロック信号として供給されるととも
に、前記誘導性負荷（１）に流れる電流が所定値以上に
なったか否かを示す比較結果がクリア入力信号として供
給されるフリップフロップ（５４）である請求項３また
は請求項４に記載のＰＷＭインバータの電流制御装置。
【請求項６】前記フィルタ手段（５２）は、ＰＷＭイ
ンバータ（２）のスイッチング動作に応答して特性が変
化されるローパスフィルタである請求項４または請求項
５に記載のＰＷＭインバータの電流制御装置。
【請求項７】前記フィルタ手段（５２）は、ＰＷＭの
キャリアパルスにより特性が変化されるローパスフィル
タである請求項６に記載のＰＷＭインバータの電流制御
装置。
【請求項８】前記フィルタ手段（５２）は、抵抗
（Ｒ）とＰＷＭのキャリアパルスにより切換動作される
スイッチ（５５）との並列接続回路に対してコンデンサ
（Ｃ）を直列接続している請求項６または請求項７に記
載のＰＷＭインバータの電流制御装置。
【請求項９】前記誘導性負荷（１）はスイッチトリラ
クタンスモータ（１）である請求項３から請求項８の何
れかに記載のＰＷＭインバータの電流制御装置。