WO2017090146A1 - 角度検出装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

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若木 宮地
佑 川野
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    • G01R33/09—Magnetoresistive devices

Definitions

  • the present invention relates to an angle detection device and an electric power steering device using this angle detection device.
  • Patent Document 1 described above, a rotating magnetic field with a small magnetic field distortion is obtained at the angle detection position of the rotation sensor with a constant magnetic field of the sensor magnet.
  • Magnetoresistive semiconductor sensors increase the rate of change in electrical resistance with a bias magnetic field and detect the rotation angle according to the direction of the magnetic field, so that a high angle detection accuracy can be achieved with a rotating magnetic field that is constant in size and small in distortion. . Therefore, the configuration of edge detection according to Patent Document 1 is general and appropriate as an angle detection method.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide an angle detection device with small spatial magnetic field distortion and high angle detection accuracy.
  • an angle detection device includes a sensor magnet that is fixed to a rotation shaft and generates a magnetic field for detecting a rotation angle, and is disposed to face the sensor magnet.
  • a plurality of sensors for outputting a sine signal and a cosine signal corresponding to the first and second sensors, wherein the first and second sensors divide the circumference around the rotation axis of the sensor magnet into six equal parts.
  • an electric power steering device including the angle detection device described above and an AC rotating machine that generates an assist torque for assisting a driver's steering is provided.
  • the first and second sensors of the plurality of sensors are on two different radiations among three radiations that divide the circumference around the rotation axis of the sensor magnet into six equal parts.
  • the rotation angle is calculated by canceling out the 3n-order (n is a natural number) harmonic components in the odd harmonic components of the sine signal and cosine signal output from the first and second sensors. Therefore, the harmonic component of the magnetic field, which is the distortion of the spatial magnetic field, and the harmonic component of the output voltage resulting therefrom can be reduced, and the angle detection accuracy can be increased.
  • FIG. 4 is a waveform diagram in which the fundamental waveform is superimposed on the waveform diagram of FIG.
  • FIG. 5 is a waveform diagram showing approximately second-order angular error components in the waveform of FIG. 4.
  • FIG. 5 is a waveform diagram showing a quaternary angular error component other than approximately the second order in the waveform of FIG. 4.
  • FIG. 4 is a waveform diagram of a cosine signal and a sine signal whose phases are respectively advanced by 120 degrees with respect to the cosine signal and the sine signal of FIG. 3.
  • FIG. 8 is a waveform diagram showing a substantially second-order angular error component included in the rotation angle calculated from the cosine signal and sine signal of FIG. 7.
  • FIG. 12 is a waveform diagram mainly showing an angle error of a fourth-order component in which a second-order component is reduced to almost zero as an angle error included in the rotation angle obtained by the angle calculation unit shown in FIG.
  • FIG. 13 is a waveform diagram showing a state in which the angle error shown in FIG.
  • FIG. 13 is a waveform diagram showing a state in which the angle error shown in FIG. It is a figure which shows the table of the rotation angle used for angle error correction, and an angle error correction value. It is a wave form diagram which shows the result of having performed high-order angle error correction using the table shown in FIG.
  • the angle detector by Embodiment 1 of this invention the relative position of a rotating shaft, a sensor magnet, and a magnetoresistive type semiconductor sensor in the state which arrange
  • FIG. 20 is a waveform diagram showing an angle error included in the rotation angle in FIG. 19. It is the block diagram which showed the internal structural example of the angle correction calculating part in the angle detection apparatus by Embodiment 2 of this invention.
  • Embodiment 2 of this invention the relative position of a rotating shaft, a sensor magnet, and a magnetoresistive type semiconductor sensor in the state which has arrange
  • FIG. 1 the relative position of a rotating shaft, a sensor magnet, and a magnetoresistive type semiconductor sensor in the state which has arrange
  • Embodiment 1 FIG.
  • a sensor magnet 2 and a holder 3 for fixing the sensor magnet 2 are fixed integrally to the rotation shaft 1 on a part of the rotation shaft 1 of the permanent magnet motor.
  • the sensor magnet 2 is, for example, an injection-molded neodymium bond magnet, and is molded into a ring shape integrally with the holder 3.
  • the sensor magnet 2 is commonly called double-sided quadrupole magnetization, half of the axial upper surface 4 is magnetized to N and S poles, respectively, and the axial lower surface 5 is magnetized to the opposite polarity to the upper surface 4. .
  • the magnetic field generated by the sensor magnet 2 has a magnetic field distribution that flows from the N pole in the axial direction and from the axial direction to the S pole.
  • a description will be given of what is magnetized in the axial direction, but the same effect can be obtained even if magnetized in another direction such as a radial direction.
  • the sensor magnet 2 is integrally fixed to the rotary shaft 1 by press-fitting or the like via a holder 3 made of a nonmagnetic material or a magnetic material, and rotates in synchronization with the rotation of the rotary shaft 1.
  • a holder 3 made of a nonmagnetic material or a magnetic material, and rotates in synchronization with the rotation of the rotary shaft 1.
  • the inner periphery of the sensor magnet 2 and the outer periphery of the rotating shaft 1 are arranged apart from each other.
  • a magnetoresistive sensor 10 is provided above the sensor magnet 2 so as to face the upper surface 4 of the sensor magnet 2.
  • the sensor 10 is fixed to the lower surface of the substrate 11 and is connected to a CPU 13 as an angle calculation unit described later.
  • a CPU 13 As an angle calculation unit described later.
  • other electronic components, wiring patterns, mounting holes, etc. constituting the angle detection device are omitted.
  • Sensor 10 detects a rotating magnetic field direction 12 which is a plane perpendicular to the rotation axis 1, that is, a direction parallel to the substrate 11.
  • the sensor 10 incorporates a plurality of bridge circuits (not shown) that detect the direction of the rotating magnetic field, and one or two pairs of bridge circuits having a detection direction different from the rotating magnetic field direction 12 by 90 degrees are included. Become.
  • the CPU 13 calculates the rotation angle based on the signal obtained by the sensor 10. For example, when the angle detection device of the present embodiment is mounted on a brushless motor, motor control is performed based on this rotation angle.
  • the sensor 10 includes a sensor 10 a and a sensor 10 b arranged on the lower surface of the substrate 11 at a position with a radius shifted by 120 degrees with respect to the rotation axis 1.
  • the holder 3 and the substrate 11 are omitted in FIG.
  • FIG. 3 shows changes in the magnitude and direction of the rotating magnetic field direction 12 when the rotating shaft 1 and the sensor magnet 2 make a round at the position of the sensor 10a.
  • the radial component is Br and the circumferential component is B ⁇ .
  • the magnitude of the magnetic field is constant and the distortion of the spatial magnetic field is small, so that it becomes a first-order sine wave shape.
  • “harmonic components” may be omitted.
  • the senor 10a is a sensor that detects Br using a cosine (COS) signal Vcos1, B ⁇ using a sine (SIN) signal Vsin1, and sensor 10b detecting Br using a cosine signal Vcos2 and B ⁇ using a sine signal Vsin2.
  • COS cosine
  • SIN sine
  • FIG. 4 shows the output signal of the sensor 10a superimposed on the fundamental wave component waveform shown in FIG. 3 with the horizontal axis as the rotation angle.
  • the fundamental wave amplitude of the cosine signal Vcos1 is larger than the amplitude of the cosine signal Vcos1, and the fundamental wave amplitude of the sine signal Vsin1 is smaller than the amplitude of the sine signal Vsin1.
  • the fundamental waves are compared, there is a large difference in the fundamental wave amplitude between the cosine signal Vcos1 and the sine signal Vsin1. That is, since the amplitude ratio of both fundamental waves is not 1, it appears as a secondary angle error.
  • the difference between the original signal and the fundamental wave is an error signal.
  • the magnitude relationship between the fundamental wave and the original signal is seen, the magnitude relationship is switched three times in one rotation, so the signal error is mainly 3.
  • the next component is large. Further, since the third-order component included in the cosine signal Vcos1 is approximately 90 degrees in phase and substantially equal in amplitude to the third-order component included in the sine signal Vsin1, this also appears as a second-order angular error. That is, in this case, as shown in FIG.
  • the cosine signal Vcos2 and the sine signal Vsin2 from the sensor 10b are the same as the cosine signal Vcos1 and sine of FIG. 4 as shown in FIG. Each phase is 120 degrees ahead of the signal Vsin1.
  • the error included in the rotation angle calculated from the cosine signal Vcos2 and the sine signal Vsin2 is almost a quadratic angle error as shown in FIG.
  • the cosine signal Vcos1 and the sine signal Vsin1 include (2n-1) th order (n is a natural number), that is, odd-order harmonic components, respectively. .
  • the cosine signal is large in the amplitude of the primary component that is the fundamental wave
  • the sine signal is large in the amplitude of the other (2n + 1) -order components.
  • the cosine signal Vcos1 and the sine signal Vsin1 output from the sensor 10a can be approximated by the sum of (2n + 1) th order odd-order components as shown in the following equation (1).
  • an and dn (n is a natural number) are positive or zero coefficients.
  • the cosine signal Vcos2 and the sine signal Vsin2 output from the sensor 10b can be approximated to a (2n + 1) -order component as shown in the following equation (2).
  • FIG. 10 shows an internal configuration example of the angle detection apparatus according to the first embodiment.
  • the sensor 10a outputs Br as a cosine signal Vcos1, B ⁇ as a sine signal Vsin1, and the sensor 10b outputs Br as a cosine signal Vcos2 and B ⁇ as a sine signal Vsin2.
  • the angle calculation unit 14 in the CPU 13 calculates the rotation angle ⁇ based on the cosine signal and the sine signal obtained from the sensors 10a and 10b.
  • the sine signal calculation unit 15 calculates a corrected sine signal Vsin obtained by taking the difference between the sine signal Vsin1 and the sine signal Vsin2, as shown in the following equation (3).
  • the cosine signal calculation unit 16 calculates a corrected cosine signal Vcos obtained by taking the difference between the cosine signal Vcos1 and the cosine signal Vcos2, as shown in the following equation (4), in order to cancel the 3m-order component.
  • the angle correction calculation unit 17 calculates the rotation angle ⁇ from the corrected sine signal Vsin and the corrected cosine signal Vcos based on the following equation (5). Since the angle is calculated using a signal obtained by subtracting a signal that is 120 degrees out of phase from the signal having the same phase, a rotation angle ⁇ that is 30 degrees (deg) shifted is the rotation angle ⁇ to be calculated.
  • the corrected sine signal Vsin and the corrected cosine signal Vcos are the ratio of the fundamental wave amplitude to the coefficient k in the equation (5). It is good. Although a simple arc tangent function is used here, it goes without saying that if each signal includes an error such as an offset error, a signal corrected by a known method may be used. Further, in equation (5), the coefficient k is multiplied by the corrected sine signal Vsin, but it goes without saying that the corrected cosine signal Vcos may be multiplied.
  • the angular error included in the rotation angle ⁇ obtained by the angle calculation unit 14 using the coefficient k in the above equation (5) as the ratio of the fundamental wave amplitude is reduced to almost zero as shown in FIG.
  • the angle error is mainly a quaternary component, and can be reduced to a sufficiently small value with respect to the angle error when the sensor 10a or the sensor 10b is used alone.
  • the angle correction calculation unit 17 performs the correction of reducing the 2n (n is a natural number of 2 or more) order component as shown in the following formula (6) with respect to the rotation angle ⁇ , after the one-time correction.
  • the rotation angle ⁇ ′ may be calculated.
  • ⁇ obtained by the above equation (5) is used, an error is superimposed as compared with the case where the correction amount is determined by the true angle value.
  • the expected effect can be obtained.
  • the angle error included in the rotation angle ⁇ ′ after the one-time correction obtained by the angle calculation unit 14 can be reduced to a minute one as shown in FIG.
  • the correction formula includes the initial phase according to the actual error component. It is good.
  • the angle error included in the rotation angle ⁇ ′′ after the two-time correction can be further reduced as shown in FIG.
  • the correction is performed twice.
  • the higher-order error component increases.
  • more corrections are made. May be implemented.
  • the correction equation for the fourth, sixth and eighth order components is used.
  • a correction equation for a second order component (n is a natural number of 2 or more) including higher order components may be used.
  • the correction formula may be limited to the required order. If a rotation angle and angle correction value error table as shown in FIG. 15 is used instead of the correction formula, an effect that higher-order angle errors can be reduced as shown in FIG. 16 can be obtained.
  • the same effect can be obtained by using the sine signal calculation unit 15a and the cosine signal calculation unit 16a even when the sensor 10b is at a position delayed by 60 degrees relative to the sensor 10a.
  • the cosine signal Vcos2 and the sine signal Vsin2 output from the sensor 10b can be expressed as the following equation (8) when approximated.
  • the signal is inverted when placed at a position advanced by 120 degrees.
  • the sine signal calculation unit 15 shown in FIG. 11 in order to cancel the 3m-order component, as shown in the following equation (9), the sine signal Vsin1 of the equation (1) and the sine signal of the equation (8).
  • the corrected sine signal Vsin can also be calculated by the sum with Vsin2.
  • the cosine signal calculation unit 16 in order to cancel the 3m-order component, also calculates the sum of the cosine signal Vcos1 of the equation (1) and the cosine signal Vcos2 of the equation (8) as shown in the following equation (10).
  • the corrected cosine signal Vcos can also be calculated.
  • the angle correction calculation unit 17 uses the sensor 10a or the sensor 10b independently by calculating the rotation angle ⁇ from the corrected sine signal Vsin and the corrected cosine signal Vcos based on the above equation (5). In this case, the angle error can be reduced to a sufficiently small value. It should be noted that higher-order angular errors may be further reduced using the above formulas (6) and (7) and a table of rotation angle and angle correction value errors.
  • an electric power steering device with reduced torque ripple can be obtained by applying the angle detection device of the first embodiment to an AC rotating machine that generates assist torque for assisting the driver's steering. Yes.
  • Embodiment 2 FIG. In the angle detection device according to the second embodiment shown in FIG. 18, the sensor 10b is arranged at a position that is 120 degrees out of phase with respect to the sensor 10a, and the sensor 10c is arranged at a position that is 120 degrees out of phase with respect to the sensor 10a. ing.
  • the sine signal Vsin1 and cosine signal Vcos1 of the sensor 10a can be expressed by the above equation (1)
  • the sine signal Vsin2 and cosine signal Vcos2 of the sensor 10b can be expressed by the above equation (2).
  • the sine signal Vsin3 and the cosine signal Vcos3 of the sensor 10c can be expressed by the following equation (11).
  • the corrected sine signal Vsin and the corrected cosine signal Vcos may be given as shown in the following equation (12).
  • the rotation angle ⁇ is given by the following equation (13).
  • the coefficient k may be the ratio of the fundamental wave amplitudes.
  • the coefficient k may be equal to that used when the rotation angle ⁇ is calculated from the sensors 10a and 10b. In this case, the memory capacity can be saved or the processing can be simplified.
  • a simple arc tangent function is used here, it goes without saying that if each signal includes an error such as an offset error, a signal corrected by a known method may be used. Further, in Equation (13), the coefficient k is multiplied by the corrected sine signal Vsin, but it goes without saying that the corrected cosine signal Vcos may be multiplied.
  • the angle error included in the rotation angle ⁇ obtained by the above equation (13) is as shown in FIG.
  • the corrected sine signal Vsin and the corrected cosine signal Vcos may be given as shown in the following equation (14).
  • the coefficient k may be the ratio of the fundamental wave amplitudes.
  • the coefficient k may be equal to that used when the rotation angle ⁇ is calculated from the sensors 10a and 10b. In this case, the memory capacity can be saved or the processing can be simplified.
  • a simple arc tangent function is used here, it goes without saying that if each signal includes an error such as an offset error, a signal corrected by a known method may be used. Further, in Equation (15), the coefficient k is multiplied by the corrected sine signal Vsin, but it goes without saying that the corrected cosine signal Vcos may be multiplied.
  • the angle error included in the rotation angle ⁇ obtained by the above equation (15) is as shown in FIG.
  • the 120 degree phase is different between FIG. 12 and FIG. 19, and the 120 degree phase is different between FIG. 19 and FIG. 20. Therefore, the rotational angle ⁇ is corrected once and the rotational angle ⁇ is corrected once.
  • a correction formula that shifts the phase may be used when calculating the rotation angle after 'or m corrections. That is, the same correction method can be applied to any combination.
  • the rotation angle ⁇ ′ after one correction and the rotation angle ⁇ ′′ after two corrections can be calculated by the following equation (16).
  • the rotation angle ⁇ obtained by the above equation (15) the rotation angle ⁇ ′ after one correction and the rotation angle ⁇ ′′ after two corrections are calculated by the following equation (17), respectively. it can.
  • the second embodiment uses an angle correction calculation unit 17b as shown in FIG.
  • the failure determination unit 18 determines whether the sensors 10a to 10c are normal or abnormal, and outputs a failure determination signal.
  • a combination of sensors used for calculating the rotation angle is determined according to the failure determination signal.
  • the sine signal calculation unit 15b generates a corrected sine signal Vsin with a combination of normal sensors according to the failure determination signal obtained from the failure determination unit 18.
  • the above equation (3) is used.
  • the above equation (12) is used.
  • the above equation (3) is used. 14).
  • the cosine signal calculation unit 16b generates a corrected cosine signal Vcos with a combination of two normal sensors according to the failure determination signal obtained from the failure determination unit 18.
  • the above formula (4) is used.
  • the above formula (12) is used.
  • the above formula is used.
  • the above formula is used. (14) may be calculated respectively.
  • the angle correction calculation unit 17b calculates the rotation angle ⁇ from the corrected sine signal Vsin and the corrected cosine signal Vcos in accordance with the failure determination signal from the failure determination unit 18.
  • the above equation (5) is used.
  • the above equation (13) is used.
  • the above equation (5) is used. In step 15), each may be calculated.
  • the rotation angle after m times correction may be calculated.
  • correction is performed using a correction formula here, it goes without saying that the same effect can be obtained even if correction is performed using a table.
  • the first sensor and the second sensor among the plurality of sensors that output the sine signal and the cosine signal according to the magnetic field divide the circumference around the rotation axis of the sensor magnet into six equal parts.
  • An angular error caused by a 3n-th order (n is a natural number) signal error can be reduced.
  • angle error is 120 degrees out of phase
  • correction can be performed using the same correction formula or correction table in any combination, and thus there is no conventional memory capacity saving. An effect can be obtained. Needless to say, additional correction may be performed in each combination in accordance with variations in sensor characteristics, manufacturing variations, and the like.
  • the electric power steering apparatus with reduced torque ripple can be obtained by applying the angle detection apparatus of the second embodiment to an AC rotating machine that generates assist torque for assisting the driver's steering.

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Abstract

空間的な磁界の歪が小さく、角度検出精度が高い角度検出装置を提供するため、回転軸１に固定され、回転角θを検出するための磁界を発生するセンサマグネット２と、このセンサマグネットと対向して配置され、前記磁界に応じた正弦信号及び余弦信号を出力する複数個のセンサ１０ａ～１０ｃを配置する。これらのセンサのうちの第１及び第２のセンサが、センサマグネットの回転軸を中心とした円周を６等分する３本の放射線のうちの異なる２本の放射線上に配置されている。角度演算部は、第１及び第２のセンサが出力した正弦信号及び余弦信号の各々の奇数高調波成分における３ｎ次（ｎは自然数）高調波成分同士を相殺するように演算することで前記回転角を算出する。

Description

角度検出装置及び電動パワーステアリング装置
　本発明は、角度検出装置及びこの角度検出装置を使用した及び電動パワーステアリング装置に関するものである。
　従来から、回転軸端にセンサマグネットを配置し、回転軸上の軸方向に対向して磁気抵抗型の半導体センサを配置する角度検出装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１３－７７３１号公報
　上記の特許文献１は、回転センサの角度検出位置では、センサマグネットの磁界の大きさが一定で、空間的な磁界の歪が小さな回転磁界が得られる。磁気抵抗型の半導体センサは、バイアス磁界で電気抵抗変化率を大きくして、磁界の向きで回転角度を検出するので、大きさが一定で歪の小さな回転磁界により、高い角度検出精度を実現できる。従って、特許文献１による端部検出の構成は角度検出の方法として一般的でありかつ適当である。
　一方、回転軸周りにセンサマグネットを配置し、センサマグネット周りに磁気抵抗型の半導体センサを配置する場合には、空間的な磁界の歪が大きくなり、角度検出精度が悪化してしまうという課題がある。
　本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、空間的な磁界の歪が小さく、角度検出精度が高い角度検出装置を提供することを目的とする。
　上記の目的を達成するため、本発明に係る角度検出装置は、回転軸に固定され、回転角を検出するための磁界を発生するセンサマグネットと、前記センサマグネットと対向して配置され、前記磁界に応じた正弦信号及び余弦信号を出力する複数個のセンサであって、前記センサのうちの第１及び第２のセンサが、前記センサマグネットの回転軸を中心とした円周を６等分する３本の放射線のうちの異なる２本の放射線上に配置されたセンサと、前記第１及び第２のセンサが出力した前記正弦信号及び前記余弦信号の各々の奇数高調波成分における３ｎ次（ｎは自然数）高調波成分同士を相殺するように演算することで前記回転角を算出する角度演算部とを備えている。
　また、本発明では、上記の角度検出装置と、運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生する交流回転機と、を備えた電動パワーステアリング装置が提供される。
　本発明では、複数個のセンサのうちの第１及び第２のセンサが、センサマグネットの回転軸を中心とした円周を６等分する３本の放射線のうちの異なる２本の放射線上に配置されており、第１及び第２のセンサが出力した正弦信号及び余弦信号の各々の奇数高調波成分における３ｎ次（ｎは自然数）高調波成分同士を相殺するように演算することで回転角を算出するように構成したので、空間的な磁界の歪である磁界の高調波成分やそれに起因する出力電圧の高調波成分を低減でき、以て角度検出精度を高めることができる。
本発明の実施の形態１による角度検出装置における回転軸とセンサマグネットと磁気抵抗型の半導体センサとの相対位置を概略的に示した側面図である。 本発明の実施の形態１による角度検出装置における回転軸とセンサマグネットと磁気抵抗型の半導体センサとの相対位置を概略的に示した平面図である。 本発明の実施の形態１による角度検出装置において、１つの回転センサ位置で、回転軸が一周した場合の磁界の大きさと向きの変化を示した波形図である。 図３の波形図に基本波波形を重ねて示した、横軸を回転角としてセンサの出力信号を縦軸に示した波形図である。 図４の波形における、大略２次の角度誤差成分を示す波形図である。 図４の波形における、大略２次以外の４次の角度誤差成分を示す波形図である。 図３の余弦信号及び正弦信号に対してそれぞれ１２０度位相が進んだ余弦信号と正弦信号の波形図である。 図７の余弦信号及び正弦信号から算出される回転角に含まれる大略２次の角度誤差成分を示す波形図である。 センサ出力に奇数次高調波成分が含まれることを示したグラフ図であり、同図（Ａ）及び（Ｂ）はそれぞれ余弦信号及び正弦信号に奇数次高調波成分が含まれることを示したグラフ図である。 本発明の実施の形態１による角度検出装置の構成を示すブロック図である。 図１０に示す角度演算部の内部構成例を示すブロック図である。 図１１に示す角度演算部によって得られる回転角に含まれる角度誤差として、２次成分がほぼ零に低減された主に４次成分の角度誤差を示す波形図である。 図１２に示す角度誤差を１回補正して微小なものに低減した状態を示す波形図である。 図１２に示す角度誤差を２回補正してさらに微小なものに低減した状態を示す波形図である。 角度誤差補正に使用される回転角と角度誤差補正値のテーブルを示す図である。 図１５に示すテーブルを用いて高次の角度誤差補正を行った結果を示す波形図である。 本発明の実施の形態１による角度検出装置において、２つのセンサを６０度の位相差で配置した状態での、回転軸とセンサマグネットと磁気抵抗型の半導体センサとの相対位置を概略的に示した平面図である。 本発明の実施の形態２による角度検出装置における、回転軸とセンサマグネットと磁気抵抗型の半導体センサとの相対位置を概略的に示した平面図である。 本発明の実施の形態２において、算出した回転角を１回補正した後の回転角誤差を示した波形図である。 図１９における回転角に含まれる角度誤差を示した波形図である。 本発明の実施の形態２による角度検出装置における角度補正演算部の内部構成例を示したブロック図である。 本発明の実施の形態２による角度検出装置において、３つのセンサを６０度の位相差で配置した状態での、回転軸とセンサマグネットと磁気抵抗型の半導体センサとの相対位置を概略的に示した平面図である。
　以下、本発明に係る角度検出装置の各実施の形態を図に基づいて説明する。なお、各図において、同一又は相当部材、部位については、同一符号を付している。
　実施の形態１．
　図１に示す本発明の実施の形態１による角度検出装置は、永久磁石モータの回転軸１の一部分に、センサマグネット２とセンサマグネット２を固定するホルダ３が、回転軸１に一体に固定されている。センサマグネット２は、例えば、射出成形ネオジウムボンド磁石であり、ホルダ３と一体にリング形状に成形されている。センサマグネット２は通称、両面４極着磁であり、軸方向上面４の半分がそれぞれＮ極及びＳ極に着磁され、軸方向下面５は前記上面４と逆の極性に着磁されている。
　すなわち、センサマグネット２の作る磁界は、Ｎ極から軸方向に流れ、軸方向からＳ極に流れる磁界分布となる。ここでは、軸方向に着磁されたものについて説明するが、半径方向など別の方向に着磁されたものであっても同様の効果を得ることができる。
　センサマグネット２は非磁性材又は磁性材のホルダ３を介して回転軸１に圧入等で一体に固定され、回転軸１の回転と同期して回転する。磁性材の回転軸１への漏れ磁束を低減するため、センサマグネット２の内周と回転軸１の外周とは離間して配置されている。
　センサマグネット２の上方には、センサマグネット２の上面４に対向して磁気抵抗型のセンサ１０が設けられている。このセンサ１０は基板１１の下面に固定されており、後述する角度演算部としてのＣＰＵ１３に接続されている。なお、図を簡略化するため、角度検出装置を構成する他の電子部品や配線パターンや取付穴などは省略している。
　センサ１０は、回転軸１と垂直な平面、すなわち基板１１と平行な方向の回転磁界方向１２を検出する。センサ１０には、回転磁界方向を検知するブリッジ回路（図示せず）が複数個内蔵されており、回転磁界方向１２に対して検出方向が９０度異なるブリッジ回路の対は１組又は２組となる。
　ＣＰＵ１３は、センサ１０によって得られた信号を元に回転角を算出する。例えば、本実施の形態の角度検出装置をブラシレスモータに搭載した場合には、この回転角を元にモータ制御を行うことになる。
　センサ１０は、図２に示すように、基板１１の下面に回転軸１に対して１２０度ずれた半径の位置に配置されたセンサ１０ａ及びセンサ１０ｂで構成される。なお、ホルダ３と基板１１は図２には省略されている。
　図３に、センサ１０ａの位置で、回転軸１及びセンサマグネット２が一周した時の回転磁界方向１２の大きさと向きの変化を示す。半径方向成分をＢｒ，周方向成分をＢθとする。ここで一般的な端部検出（回転軸上に設置）の場合は磁界の大きさは一定で、空間的な磁界の歪は小さいので、１次の正弦波形状になるが、外周検知の場合は、センサ位置が回転中心からずれていることに起因して、正弦波に奇数次の高調波成分が重畳した空間的な磁界分布になる。なお、以下、「高調波成分」は省略して説明する場合がある。
　例えば、センサ１０ａが、Ｂｒを余弦（ＣＯＳ）信号Ｖｃｏｓ１で、Ｂθを正弦（ＳＩＮ）信号Ｖｓｉｎ１で、センサ１０ｂが、Ｂｒを余弦信号Ｖｃｏｓ２で、Ｂθを正弦信号Ｖｓｉｎ２で、それぞれ検出するセンサである場合について図４を参照して説明する。なお、図４は、横軸を回転角としてセンサ１０ａの出力信号を、図３に示した基本波成分波形に重ねて示したものである。
　センサ１０ａに関して、余弦信号Ｖｃｏｓ１では基本波振幅が余弦信号Ｖｃｏｓ１の振幅に比べて大きくなっており、正弦信号Ｖｓｉｎ１では基本波振幅が正弦信号Ｖｓｉｎ１の振幅に比べて小さくなっている。基本波同士を比較すると、余弦信号Ｖｃｏｓ１と正弦信号Ｖｓｉｎ１では基本波振幅に大きな差がある。すなわち、両基本波の振幅比が１では無いため、２次の角度誤差として表れる。また、元信号と基本波との差が誤差信号ということになるが、基本波と元信号との大小関係を見ると、１回転に３回大小関係が入れ替わることから、信号誤差は主に３次成分が大きい。また、余弦信号Ｖｃｏｓ１に含まれる３次成分は正弦信号Ｖｓｉｎ１に含まれる３次成分よりも位相がほぼ９０度進んでいて振幅はほぼ等しいことから、こちらも２次の角度誤差として表れる。すなわち、この場合には図５に示すように、ほぼ２次の角度誤差となる。
　基本波振幅に差があることに起因する２次の角度誤差は、振幅を補正することで低減することが可能である。基本波振幅の振幅比を正弦信号Ｖｓｉｎ１に乗じたものと余弦信号Ｖｃｏｓ１とを用いて角度を算出した場合（後述する式（５）の場合）の角度誤差は、図６に示すように、２次以外に４次の誤差成分も大きく出ている。これは、基本波の振幅比に合わせて元信号にゲインを乗じたことで、３次以上の高調波成分の振幅比にずれが生じたことによる。
　一方、センサ１０ｂは、センサ１０ａに対して１２０度位相が進んだ位置にあることから、センサ１０ｂによる余弦信号Ｖｃｏｓ２と正弦信号Ｖｓｉｎ２は、図７に示すように、図４の余弦信号Ｖｃｏｓ１と正弦信号Ｖｓｉｎ１に対してそれぞれ１２０度位相が進んだものになる。このとき、余弦信号Ｖｃｏｓ２と正弦信号Ｖｓｉｎ２から算出される回転角に含まれる誤差は、図８に示すように、ほぼ２次の角度誤差となる。
　また、余弦信号Ｖｃｏｓ１及び正弦信号Ｖｓｉｎ１には、それぞれ、図９（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、（２ｎ－１）次（ｎは自然数）、すなわち奇数次の高調波成分が含まれる。図４に示したとおり、基本波である１次成分の振幅は余弦信号が大きく、他の（２ｎ＋１）次成分の振幅は正弦信号が大きい。
　従って、センサ１０ａが出力する余弦信号Ｖｃｏｓ１及び正弦信号Ｖｓｉｎ１は、近似すると、下記の式（１）に示すように（２ｎ＋１）次の奇数次成分の和で表現できる。ここで、ａｎ及びｄｎ（ｎは自然数）は正又は０の係数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、センサ１０ａとセンサ１０ｂとは１２０度位相が異なることから、センサ１０ｂが出力する余弦信号Ｖｃｏｓ２及び正弦信号Ｖｓｉｎ２は、近似すると、下記の式（２）に示すように（２ｎ＋１）次成分の和で表現できる。これらの式（１）と式（２）を比較して分かるように、３ｍ（ｍは自然数）次成分（式（１）及び（２）の右辺第２項）は同位相となっている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図１０は、本実施の形態１における角度検出装置の内部構成例を示している。センサ１０ａは、Ｂｒを余弦信号Ｖｃｏｓ１で、Ｂθを正弦信号Ｖｓｉｎ１で、センサ１０ｂは、Ｂｒを余弦信号Ｖｃｏｓ２で、Ｂθを正弦信号Ｖｓｉｎ２で、それぞれ出力する。ＣＰＵ１３内にある角度演算部１４では、センサ１０ａ及びセンサ１０ｂから得られた余弦信号及び正弦信号に基づいて回転角θを算出する。
　角度演算部１４の内部構成例を図１１に示す。正弦信号演算部１５では、３ｍ次成分を相殺するために、下記の式（３）に示すように、正弦信号Ｖｓｉｎ１と正弦信号Ｖｓｉｎ２との差分を取った補正後正弦信号Ｖｓｉｎを算出する。余弦信号演算部１６では、３ｍ次成分を相殺するために、下記の式（４）に示すように、余弦信号Ｖｃｏｓ１と余弦信号Ｖｃｏｓ２との差分を取った補正後余弦信号Ｖｃｏｓを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　角度補正演算部１７では、補正後正弦信号Ｖｓｉｎ及び補正後余弦信号Ｖｃｏｓから下記の式（５）に基づいて回転角θを算出する。なお、同位相の信号から１２０度位相がずれた信号を減算して得られた信号を用いて角度を算出するため、３０度（ｄｅｇ）位相をずらしたものが算出したい回転角θとなる。
　また、図９で示したように、余弦成分と正弦成分は、基本波振幅が異なるため、補正後正弦信号Ｖｓｉｎと補正後余弦信号Ｖｃｏｓは、式（５）における係数ｋを基本波振幅の比としてもよい。ここでは単純な逆正接関数を用いたが、それぞれの信号にオフセット誤差などの誤差を含む場合には公知の方法で補正したものを使用してもよいことは言うまでも無い。また、式（５）では係数ｋを補正後正弦信号Ｖｓｉｎに乗じているが、補正後余弦信号Ｖｃｏｓに乗じてもよいことは言うまでも無い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　上記の式（５）における係数ｋを基本波振幅の比とした角度演算部１４によって得られる回転角θに含まれる角度誤差は、図１２に示すように、２次成分がほぼ零に低減された、主に４次成分の角度誤差となり、センサ１０ａ又はセンサ１０ｂをそれぞれ単独で使用した場合の角度誤差に対して十分小さな値に低減できる。
　さらに、角度補正演算部１７は、上記の回転角θに対して下記の式（６）に示すように２ｎ（ｎは２以上の自然数）次成分を減ずるという補正を施した１回補正後の回転角θ’を算出してもよい。この場合、上記の式（５）で得られたθを用いるため、角度真値で補正量を決定する場合に比べて誤差が重畳されることになるが、図１２に示すように、角度誤差が低減できた状態で補正式（６）に使用するため、θに含まれる誤差や、補正係数ｋ４、ｋ６及びｋ８が微小なため、期待の効果を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　従って、角度演算部１４によって得られる１回補正後の回転角θ’に含まれる角度誤差は、図１３に示すような微小なものに低減できる。ここでは、ｎ＝１のときの、センサマグネット２とセンサ１０ａ，１０ｂにより決定される初期位相を０度とした補正式にしているが、実際の誤差成分に応じて初期位相を入れた補正式としてもよい。
　さらに、上記の式（６）によって補正をした１回補正後の回転角θ’でも期待の精度が得られない場合には、１回補正後の回転角θ’を用いて下記の式（７）により、さらに２回補正後の回転角θ’’を算出してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　この２回補正後の回転角θ’’に含まれる角度誤差は、図１４に示すように、さらに微小なものに低減できる。ここでは、２回の補正を実施したが、元の誤差が大きい場合には高次の誤差成分は増加することになるが、最大振幅の次数成分を低減するために、さらに多くの回数の補正を実施してもよい。
　なお、上記の式（７）では、４次、６次及び８次成分に対する補正式としたが、さらに高次成分を含んだ２ｎ次成分（ｎは２以上の自然数）に対する補正式としてもよく、必要な次数に限定した補正式としてもよい。補正式では無く、図１５に示すような回転角と角度補正値誤差のテーブルを用いれば、図１６に示すように、高次の角度誤差を低減できるという効果が得られる。
　また、上記においては、センサ１０ｂがセンサ１０ａに対して１２０度位相が進んだ位置に在る場合について説明したが、１２０度位相が遅れた位置にある場合についてもセンサ１０ｂとセンサ１０ａの位相関係が逆になっているだけなので、同様の効果が得られることは言うまでも無い。
　さらに、図１７に示すように、センサ１０ｂがセンサ１０ａに対して６０度位相が遅れた位置にある場合についても正弦信号演算部１５ａ及び余弦信号演算部１６ａを用いることで同様の効果が得られる。この場合、センサ１０ｂが出力する余弦信号Ｖｃｏｓ２及び正弦信号Ｖｓｉｎ２は、近似すると、下記の式（８）のように表現できる。上記の式（２）と下記の式（８）とを比較して判るように、式（８）の場合は、１２０度進んだ位置に配置した場合の信号を反転したものになっている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　従って、図１１に示す正弦信号演算部１５では、３ｍ次成分を相殺するために、下記の式（９）に示すように、式（１）の正弦信号Ｖｓｉｎ１と、式（８）の正弦信号Ｖｓｉｎ２との和によって補正後正弦信号Ｖｓｉｎを算出することもできる。また、余弦信号演算部１６でも、３ｍ次成分を相殺するために、下記の式（１０）に示すように、式（１）の余弦信号Ｖｃｏｓ１と、式（８）の余弦信号Ｖｃｏｓ２との和による補正後余弦信号Ｖｃｏｓを算出することもできる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　また、角度補正演算部１７では、補正後正弦信号Ｖｓｉｎ及び補正後余弦信号Ｖｃｏｓから上記の式（５）に基づいて回転角θを算出することで、センサ１０ａ又はセンサ１０ｂをそれぞれ単独で使用した場合の角度誤差に対して十分小さな値に低減できる。なお、上記の式（６）及び式（７）や、回転角と角度補正値誤差のテーブルを用いてさらに高次の角度誤差を低減してもよい。
　本実施の形態１の角度検出装置を、運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生する交流回転機に適用することで、トルクリプルが低減された電動パワーステアリング装置を得ることができることは言うまでもない。
　実施の形態２．
　図１８に示す本実施の形態２による角度検出装置では、センサ１０ｂはセンサ１０ａに対して１２０度位相が進んだ位置に、センサ１０ｃはセンサ１０ａに対して１２０度位相が遅れた位置に配置されている。
　例えば、センサ１０ａの正弦信号Ｖｓｉｎ１及び余弦信号Ｖｃｏｓ１が上記の式（１）で表せたとき、センサ１０ｂの正弦信号Ｖｓｉｎ２及び余弦信号Ｖｃｏｓ２は上記の式（２）で表現できる。このとき、センサ１０ｃの正弦信号Ｖｓｉｎ３及び余弦信号Ｖｃｏｓ３は下記の式（１１）で表現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　センサ１０ａとセンサ１０ｂから回転角を算出する方法は、実施の形態１で述べたとおりであるため、説明を省略する。
　センサ１０ａとセンサ１０ｃから回転角を算出するには、下記の式（１２）に示すように、補正後正弦信号Ｖｓｉｎ及び補正後余弦信号Ｖｃｏｓを与えればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　互いに１２０度位相のずれた信号から同位相の信号を減算して得られた信号を用いて角度を算出するため、１５０度位相をずらしたものが算出したい回転角となる。このため、回転角θは下記の式（１３）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　補正後正弦信号Ｖｓｉｎと補正後余弦信号Ｖｃｏｓは、図９で示したように基本波振幅が異なるため、係数ｋを基本波振幅の比としてもよい。この係数ｋは、センサ１０ａとセンサ１０ｂから回転角θを算出した場合に使用したものと同等にしてもよく、その場合にはメモリ容量の節約あるいは処理の簡素化が可能となる。ここでは単純な逆正接関数を用いたが、それぞれの信号にオフセット誤差などの誤差を含む場合には公知の方法で補正したものを使用してもよいことは言うまでも無い。また、式（１３）では係数ｋを補正後正弦信号Ｖｓｉｎに乗じているが、補正後余弦信号Ｖｃｏｓに乗じてもよいことは言うまでも無い。
　上記の式（１３）により得られた回転角θに含まれる角度誤差は図１９に示すようになる。
　センサ１０ｂとセンサ１０ｃから回転角を算出するには、下記の式（１４）に示すように、補正後正弦信号Ｖｓｉｎ及び補正後余弦信号Ｖｃｏｓを与えればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　このように、１２０度位相の進んだ信号から１２０度位相の遅れた信号を減算して得られた信号を用いて角度を算出するため、９０度位相をずらしたものが、算出したい回転角となる。このため、回転角θは下記の式（１５）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　補正後正弦信号Ｖｓｉｎと補正後余弦信号Ｖｃｏｓは、図９で示したように基本波振幅が異なるため、係数ｋを基本波振幅の比としてもよい。この係数ｋは、センサ１０ａとセンサ１０ｂから回転角θを算出した場合に使用したものと同等にしてもよく、その場合にはメモリ容量の節約あるいは処理の簡素化が可能となる。ここでは単純な逆正接関数を用いたが、それぞれの信号にオフセット誤差などの誤差を含む場合には公知の方法で補正したものを使用してもよいことは言うまでも無い。また、式（１５）では係数ｋを補正後正弦信号Ｖｓｉｎに乗じているが、補正後余弦信号Ｖｃｏｓに乗じてもよいことは言うまでも無い。
　上記の式（１５）により得られた回転角θに含まれる角度誤差は図２０に示すようになる。
　ここで、図１２と図１９では１２０度位相が異なり、図１９と図２０では１２０度位相が異なる角度誤差となっていることから、回転角θを補正して１回補正後の回転角θ’又はｍ回補正後の回転角の算出時には位相をずらした補正式を用いればよいことが分かる。すなわち、いずれの組合せであっても同様の補正方法を適用できる。例えば、上記の式（１３）で得られた回転角θに対しては下記の式（１６）によって１回補正後の回転角θ’及び２回補正後の回転角θ’’が算出できる。また、上記の式（１５）で得られた回転角θに対しては下記の式（１７）によって１回補正後の回転角θ’及び２回補正後の回転角θ’’が、それぞれ算出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　以上で述べたように、３個のセンサのいずれの組合せにおいても同様の補正が実施できることから、本実施の形態２では、図２１に示すように、角度補正演算部１７ｂを使用する。図２１において、故障判定部１８は、センサ１０ａ～１０ｃの正常及び異常を判定し、故障判定信号を出力する。この故障判定信号に従って回転角を算出する際に使用するセンサの組合せを決定する。
　正弦信号演算部１５ｂは、故障判定部１８から得られた故障判定信号に従い、正常なセンサの組合せで補正後正弦信号Ｖｓｉｎを生成する。センサ１０ａとセンサ１０ｂを用いる場合には上記の式（３）で、センサ１０ｃとセンサ１０ａを用いる場合には上記の式（１２）で、センサ１０ｂとセンサ１０ｃを用いる場合には上記の式（１４）で、それぞれ算出すればよい。
　余弦信号演算部１６ｂは、故障判定部１８から得られた故障判定信号に従い、正常な２個のセンサの組合せで補正後余弦信号Ｖｃｏｓを生成する。センサ１０ａとセンサ１０ｂを用いる場合には上記の式（４）で、センサ１０ｃとセンサ１０ａを用いる場合には上記の式（１２）で、センサ１０ｂとセンサ１０ｃを用いる場合には、上記の式（１４）で、それぞれ算出すればよい。
　角度補正演算部１７ｂは、故障判定部１８からの故障判定信号に従い、補正後正弦信号Ｖｓｉｎと補正後余弦信号Ｖｃｏｓから回転角θを算出する。センサ１０ａとセンサ１０ｂを用いる場合には上記の式（５）で、センサ１０ｃとセンサ１０ａを用いる場合には上記の式（１３）で、センサ１０ｂとセンサ１０ｃを用いる場合には上記の式（１５）で、それぞれ算出すればよい。
　また、ｍ回補正後の回転角を算出してもよく、センサ１０ａとセンサ１０ｂを用いる場合には上記の式（６）及び式（７）で、センサ１０ｃとセンサ１０ａを用いる場合には上記の式（１６）で、センサ１０ｂとセンサ１０ｃを用いる場合には上記の式（１７）で、それぞれ算出すればよい。なお、ここでは補正式によって補正を実施したがテーブルによって補正しても同様の効果が得られることは言うまでも無い。
　なお、図２２に示すように、センサを６０度間隔で配置しても、センサ１０ｃから得られる出力信号を反転すれば、図１８に示すセンサ１０ｃから得られる出力信号と同等のものになるため、同様の効果が得られる。
　このように、磁界に応じた正弦信号及び余弦信号を出力する複数個のセンサのうちの第１及び第２のセンサが、センサマグネットの回転軸を中心とした円周を６等分する３本の放射線のうちの異なる２本の放射線上に配置することによって、いずれか１個が故障したときに残り２個のセンサが出力した正弦信号と余弦信号に基づいて回転角を演算することで、３ｎ次（ｎは自然数）の信号誤差によって生じる角度誤差を低減することができる。
　また、位相が１２０度ずつずれた角度誤差となることから、いずれの組合せの場合にも同様の補正式又は補正テーブルを用いて補正を行うことができるため、メモリ容量を節約できるという従来に無い効果を得ることができる。なお、センサ特性のばらつき及び製造ばらつき等に応じて追加の補正をそれぞれの組合せで実施してもよいことは言うまでも無い。
　本実施の形態２の角度検出装置を、運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生する交流回転機に適用することで、トルクリプルの低減された電動パワーステアリング装置を得ることができる。

Claims (14)

  1. 　回転軸に固定され、回転角を検出するための磁界を発生するセンサマグネットと、
    　前記センサマグネットと対向して配置され、前記磁界に応じた正弦信号及び余弦信号を出力する複数個のセンサであって、前記センサのうちの第１及び第２のセンサが、前記センサマグネットの回転軸を中心とした円周を６等分する３本の放射線のうちの異なる２本の放射線上に配置されたセンサと、
    　前記第１及び第２のセンサが出力した前記正弦信号及び前記余弦信号の各々の奇数高調波成分における３ｎ次（ｎは自然数）高調波成分同士を相殺するように演算することで前記回転角を算出する角度演算部とを備えた
    　角度検出装置。
  2. 　前記第１及び第２のセンサは、前記回転軸の周りに１２０度間隔で前記放射線上に設けられている
    　請求項１に記載の角度検出装置。
  3. 　前記第１及び第２のセンサは、前記回転軸の周りに６０度間隔で前記放射線上に設けられている
    　請求項１に記載の角度検出装置。
  4. 　前記センサは、第１～第３のセンサである
    　請求項１に記載の角度検出装置。
  5. 　前記第１～第３のセンサが、前記回転軸の周りに１２０度間隔で前記放射線上に配置されている
    　請求項４に記載の角度検出装置。
  6. 　前記第１～第３のセンサが、前記回転軸の周りに６０度間隔で前記放射線上に配置されている
    　請求項４に記載の角度検出装置。
  7. 　前記角度演算部は、前記第１～第３のセンサの故障状態を判定する故障判定部を有し、前記故障判定部によって判定された、前記センサのうちの故障していない２個の前記センサを前記第１及び第２のセンサとして前記回転角を算出する
    　請求項４から６のいずれか１項に記載の角度検出装置。
  8. 　前記角度演算部は、前記第１のセンサが出力する正弦信号と前記第２のセンサが出力する正弦信号との和又は差から得られる補正後正弦信号と、第１のセンサが出力する余弦信号と前記第２のセンサが出力する余弦信号との和又は差から得られる補正後余弦信号から前記回転角を算出するか、前記第２のセンサが出力する正弦信号と前記第３のセンサが出力する正弦信号との和又は差から得られる補正後正弦信号と、前記第２のセンサが出力する余弦信号と前記第３のセンサが出力する余弦信号との和又は差から得られる補正後余弦信号とから回転角を算出するか、又は、前記第３のセンサが出力する正弦信号と前記第１のセンサが出力する正弦信号との和又は差から得られる補正後正弦信号と、前記第３のセンサが出力する余弦信号と前記第１のセンサが出力する余弦信号との和又は差から得られる補正後余弦信号とから回転角を算出する
    　請求項７に記載の角度検出装置。
  9. 　前記角度演算部は、前記第１のセンサが出力する正弦信号と前記第２のセンサが出力する正弦信号との和又は差から得られる補正後正弦信号と、第１のセンサが出力する余弦信号と前記第２のセンサが出力する余弦信号との和又は差から得られる補正後余弦信号から前記回転角を算出する
    　請求項１から８のいずれか１項に記載の角度検出装置。
  10. 　前記角度演算部は、前記補正後正弦信号と前記補正後余弦信号の基本波振幅の比をいずれかの信号に乗じて回転角を算出する
    　請求項８又は９に記載の角度検出装置。
  11. 　前記角度演算部は、前記補正後正弦信号と前記補正後余弦信号との前記センサマグネットと前記センサの配置により決定される初期位相を加えて前記回転角を算出する
    　請求項８から１０のいずれか１項に記載の角度検出装置。
  12. 　前記角度演算部は、前記算出した回転角に基づく前記正弦信号における２ｎ（ｎは２以上の自然数）次高調波成分の和を、前記回転角から減算することで前記回転角を補正する演算を１回以上行う
    　請求項９から１１のいずれか１項に記載の角度検出装置。
  13. 　前記角度演算部は、前記回転角を補正する演算を、予め設定した回転角－角度補正誤差値のテーブルを用いて行う
    　請求項１２に記載の角度検出装置。
  14. 　請求項１から１３のいずれか１項に記載の角度検出装置と、運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生する交流回転機と、を備えた
    　電動パワーステアリング装置。
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