JP6710994B2 - 回転角検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転角検出装置に関する。

従来、たとえば特許文献１に記載されるように、モータの回転角（磁極位置）を検出する回転角検出装置として、磁気感応素子を利用したものが知られている。磁気感応素子は、ロータに設けられた磁石の回転に伴う磁界の変化に応じた電気信号を生成する。回転角検出装置の演算部は、磁気感応素子により生成される電気信号に基づきロータの回転角を検出する。当該検出される回転角に応じてステータコイルに対する給電が制御される。

ここで、磁気感応素子が内蔵されるモータの場合、磁気感応素子がステータコイルに供給される電流に起因して発生する外乱磁束の影響を受けることが懸念される。磁気感応素子に外乱磁界が印加される場合、たとえば磁気感応素子により生成される電気信号の位相が理想的な電気信号の位相に対してずれることにより、磁気感応素子を通じて検出されるロータの回転角と実際の回転角との間に誤差が生じるおそれがある。

そこで、特許文献１の回転角検出装置では、磁気感応素子により生成される電気信号に基づき演算されるロータの回転角を、当該回転角の演算時にステータコイルに供給される電流の大きさと当該電流の位相とに応じて、所定の補正量の分だけ補正している。この補正量は、外乱磁界の影響を受けて、真の回転角に対してずれる分の回転量に相当する。当該補正を通じて、より正しい回転角が演算される。

磁気感応素子を通じて検出されるロータの回転角に対する補正量は、ステータコイルに供給される電流の影響を実験的に設定したマップデータに基づき求められる。回転角検出装置の演算部は、ステータコイルに供給される電流の大きさおよび当該電流の位相に基づき、当該マップデータを参照して補正量を決定し、当該決定される補正量の分だけ磁気感応素子を通じて検出される回転角を補正する。

特開２００２−３４２７８号公報

特許文献１の装置は、具体的には、磁気感応素子としてたとえばホールＩＣを採用し、３つのホールＩＣの出力レベル（Ｈ，Ｌ）の変化、および各出力レベルの組み合わせに基づき、６０°ごとに回転角を検出する。このため、当該装置では、各ホールＩＣの出力レベルの組み合わせの切り替わりのタイミング（位相）のずれが特に問題となる。このタイミングのずれを補正するために、当該装置には前述したマップデータが持たせられている。

しかし、特許文献１の回転角の補正方法は、あくまでも同文献に記載される回転角の検出方法を前提としている。このため、特許文献１の補正方法は、回転角の検出方法が異なる他のタイプの装置に適用することが困難である。当該他のタイプの装置には、磁気感応素子としてＭＲセンサ（Magneto Resistive Sensor）を採用した装置が存在するところ、当該装置においても外乱磁束に起因する回転角の演算精度の低下を抑制することが望まれている。

本発明の目的は、モータの回転角をより適切に検出することができる回転角検出装置を提供することにある。

上記目的を達成し得る回転角検出装置は、コイルが巻回されたステータと、前記ステータの内部に設けられたロータと、前記ロータに貫通した状態で固定された出力軸とを有するモータの回転角検出装置であって、前記出力軸の端部に固定された磁石と、前記出力軸の軸方向において前記磁石に対向して設けられて前記磁石の回転に伴う磁界の変化に応じた電気信号を生成する磁気センサと、前記磁気センサにより生成される電気信号に基づき前記出力軸の回転角をモータの回転角として演算し当該回転角に応じて前記コイルへの給電を制御する制御回路と、前記磁気センサおよび前記制御回路が設けられるとともに前記出力軸の軸方向に沿って延在するバスバーを介して前記コイルに接続されている基板と、を備えている。前記制御回路は、前記バスバーを介した前記コイルへの給電に伴い前記バスバーまたは前記コイルから発生する外乱磁束に起因する誤差角度を前記回転角に対する補正角度として演算し、当該補正角度を使用して前記回転角を補正する。

この構成によれば、誤差角度を含む補正前の回転角が補正角度を使用して補正されるため、より正確な回転角が得られる。
上記の回転角検出装置において、前記制御回路は、前記誤差角度が前記モータの回転角の関数として正弦波で表記することができることを利用して前記補正角度を演算することが好ましい。この場合、前記補正角度を「θｒ」、前記モータの回転角を「θ」、前記誤差角度の主成分次数を「Ｎ」、次数Ｎにおける誤差振幅を「Ａ」、次数Ｎにおける前記モータの回転角に対する位相ずれ量を「ε」とするとき、前記制御回路は、次式（１）に基づき前記補正角度を演算する。

θr＝A₁・sin（N₁・θ＋ε₁）＋…＋A_n・sin（N_n・θ＋ε_n） …（１）
この構成によれば、式（１）を使用することにより、より簡単に補正角度を演算することができる。ちなみに、式（１）の右辺の項数は考慮する周波数成分の個数に応じて決まる。

上記の回転角検出装置において、前記位相ずれ量は、前記モータの構造に起因して決まる第１の位相ずれ量と、前記コイルへ供給される電流の大きさに起因する第２の位相ずれ量とを含めてもよい。この場合、前記制御回路は、前記コイルへ供給される電流の大きさが反映される指標値が、前記第２の位相ずれ量の演算精度を確保する観点に基づき設定される指標値しきい値よりも小さいとき、前記補正角度を零とすることが好ましい。

第２の位相ずれ量は、ステータのコイルへ供給される電流の大きさに起因するものである。このため、コイルへ供給される電流の大きさが小さくなるほど第２の位相ずれ量の演算精度、ひいては補正角度の演算精度が低下する。このことを前提として、上記の構成によれば、コイルへ供給される電流の大きさが、たとえば第２の位相ずれ量の演算精度が確保できない程度に小さくなるとき、補正角度が零とされる。このため、精度が確保されていない補正角度を使用して回転角を補正することを回避したい場合に好適である。

ちなみに、上記の回転角検出装置において、前記指標値は、前記コイルへ供給される電流の大きさに基づき演算される前記誤差振幅であってもよい。誤差振幅はコイルへ供給される電流の大きさに基づき演算されるものである。このため、誤差振幅の値にはコイルへ供給される電流の大きさが反映される。

また、上記の回転角検出装置において、前記制御回路は、前記モータの回転角を使用して前記コイルに供給される相電流の値をｄ／ｑ座標系におけるｄ軸電流値およびｑ軸電流値に変換し、これらｄ軸電流値およびｑ軸電流値をそれぞれの目標値に追従させるべく電流フィードバックを実行するものであるとき、前記指標値は、前記ｄ軸電流値を二乗した値と前記ｑ軸電流値を二乗した値との合算値であってもよい。当該合算値にもコイルへ供給される電流の大きさが反映される。

上記の回転角検出装置において、前記制御回路は、補正前の前記回転角に基づき前記モータの角速度を演算し、当該角速度の絶対値が角速度しきい値未満であるとき、前記補正角度を零としてもよい。

モータの角速度が遅くなるほど、ＮＶ（NV：Noise and Vibration）性能に対する角度誤差の影響が問題にならなくなる。このため、上記の構成によるように、モータの角速度が「０」を基準とする正負の一定範囲の値であるとき、モータの回転角の補正が行われない構成を採用することが可能である。

上記の回転角検出装置において、前記制御回路は、前記角速度の絶対値が角速度しきい値以上であるとき、前記角速度の正負の符号に基づく前記モータの回転方向を加味して前記補正角度を演算することが好ましい。

誤差角度はモータの回転方向に依存することがある。上記の構成によれば、モータの回転方向が加味されるため、当該回転方向に応じたより適切な補正角度が演算される。

本発明の回転角検出装置によれば、モータの回転角をより適切に検出することができる。

第１の実施の形態にかかる回転角センサが搭載されたモータ装置の断面図。 第１の実施の形態にかかる回転角センサの構成を示す斜視図。 第１の実施の形態にかかる制御装置の機能的な構成を示す制御ブロック図。 第１の実施の形態にかかるモータ装置の構造に起因する位相ずれを示す波形図。 第１の実施の形態にかかるモータ電流に起因する位相ずれを示すグラフ。 第１の実施の形態における回転角の補正処理手順を示すフローチャート。 第２の実施の形態における補正角度の演算手順を示すフローチャート。 第３の実施の形態における誤差振幅の演算手順を示すフローチャート。 第４の実施の形態における誤差振幅の演算手順を示すフローチャート。 第４の実施の形態における誤差振幅の演算方法を概念的に説明するための線図。 第５の実施の形態における誤差振幅の演算手順を示すフローチャート。 他の実施の形態にかかる誤差振幅の演算方法を説明するためのグラフ。 他の実施の形態にかかる誤差振幅の演算方法を説明するためのグラフ。

＜第１の実施の形態＞
以下、回転角検出装置をモータ装置に具体化した第１の実施の形態を説明する。
図１に示すように、モータ装置１０はモータ２０、回転角センサ３０および制御回路４０を有している。

モータ２０は、三相ブラシレスモータである。モータ２０は、円筒状のハウジング２１、ステータ２２、出力軸２３およびロータ２４を有している。ステータ２２は円筒状のステータコア２２ａおよびステータコア２２ａに設けられたステータコイル２２ｂを有している。ステータコア２２ａはハウジング２１の内周面に対して嵌められた状態で固定されている。出力軸２３は２つの軸受２３ａ，２３ｂを介してハウジング２１に対して回転可能に支持されている。出力軸２３の２つの端部はそれぞれハウジング２１を貫通している。ロータ２４はステータ２２の内部に設けられている。ロータ２４は出力軸２３の外周面に固定された円柱状のロータコア２４ａおよびロータコア２４ａの表面に固定された円筒状の永久磁石２４ｂを有している。永久磁石２４ｂは、その円周方向に沿って極性の異なる複数の磁極（Ｎ極，Ｓ極）が交互に着磁された多極磁石である。本例では、正極および負極を１組としたとき、永久磁石２４ｂは５組の磁極（合計１０極）を有している。

回転角センサ３０および制御回路４０は、ハウジング２１の端部（図１中の上端部）に取り付けられた有蓋円筒状のカバー２５の内部、正確にはカバー２５の内底面に固定された基板２６に設けられている。基板２６は出力軸２３の軸線に対して直交する姿勢でカバー２５に固定されている。基板２６は、出力軸２３の２つの端部のうちのカバー２５の内部に位置する第１の端部（図１中の上端部）に対向している。出力軸２３の第２の端部は、たとえば減速機を介して適宜の機械的負荷に連結される。

回転角センサ３０は、円柱状のバイアス磁石３１および磁気センサ３２を有している。磁気センサ３２としては、たとえばＭＲセンサ（磁気抵抗効果センサ）が採用される。バイアス磁石３１は出力軸２３の第１の端部に固定されている。磁気センサ３２は基板２６に設けられている。磁気センサ３２は出力軸２３の軸線に沿う方向においてバイアス磁石３１と対向している。磁気センサ３２はロータ２４の回転角に応じた電気信号を生成する。

制御回路４０は、インバータ（駆動回路）４１およびＭＰＵ（microprocessing unit）４２を備えている。
インバータ４１は、バスバー２７を介して３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の各相のステータコイル２２ｂに接続されている。インバータ４１は、直列に接続された２つの電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）などのスイッチング素子を基本単位（アーム）として、三相の各相に対応する３つのアームが並列接続されてなる。インバータ４１の各スイッチング素子が、ＭＰＵ４２により生成されるスイッチング指令に基づいてスイッチングすることにより、バッテリなどの直流電源から供給される直流電流が３相の交流電流に変換される。当該交流電力はバスバー２７を介して３相各相のステータコイル２２ｂに供給される。なお、バスバー２７は出力軸２３の軸方向に沿って延在している。

ＭＰＵ４２は、外部から供給される目標トルクに対応する電流指令値を演算し、当該電流指令値、モータ２０に供給される実際の電流値、および回転角センサ３０を通じて検出されるロータ２４の回転角に基づき、実際の電流値が電流指令値に追従するように電流のフィードバック制御を行う。ＭＰＵ４２は、電流指令値と実際の電流値との偏差を求め、当該偏差を無くすようにインバータ４１に対するスイッチング指令を生成する。スイッチング指令は、インバータ４１の各スイッチング素子のオンデューティを規定する。インバータ４１を通じてスイッチング指令に応じた電流がモータ２０に供給されることにより、モータ２０は目標トルクに応じた回転力を発生する。

つぎに、回転角センサについて詳細に説明する。
図２に示すように、バイアス磁石３１は、その半径方向にＮ極およびＳ極が着磁された２極磁石である。バイアス磁石３１によって磁気センサ３２にはＮ極からＳ極へ向かう実線の矢印３３で示される方向の磁界が付与される。たとえば出力軸２３が図２中の位置から矢印３４で示される方向へ向けて回転角θだけ回転したとき、バイアス磁石３１も矢印３４で示される方向へ向けて回転角θだけ回転する。これにより、磁気センサ３２に付与されるバイアス磁界の向きが実線の矢印３３で示される方向から軸線Ｏを中心として回転角θだけ回転した一点鎖線の矢印３５で示される方向に変化する。このように、磁気センサ３２に付与される磁界の方向は出力軸２３の回転角θに応じて変化する。

磁気センサ３２は、バイアス磁石３１から付与されるバイアス磁界の向きに応じて４つの電気信号を生成する。詳述すると、磁気センサ３２は、４つの磁気抵抗素子がブリッジ状に接続されてなる２組のブリッジ回路を有している。第１のブリッジ回路の２つの中点電位は、それぞれ第１の電気信号および第２の電気信号としてＭＰＵ４２に取り込まれる。第２のブリッジ回路の２つの中点電位は、それぞれ第３の電気信号および第４の電気信号としてＭＰＵ４２に取り込まれる。バイアス磁石３１が回転して各磁気抵抗素子に付与されるバイアス磁界の向きが変化するとき、当該変化に応じて各磁気抵抗素子の抵抗値が変化する。各磁気抵抗素子の抵抗値が変化することにより、第１〜第４の電気信号がそれぞれ変化する。すなわち、第１〜第４の電気信号Ｓ１〜Ｓ４は、それぞれロータ２４の回転角θに応じて変化する。

本例では、各磁気抵抗素子の配置（基準方向）を適宜に調整することなどにより、４つの電気信号は、つぎのように変化する信号となる。すなわち、第１の電気信号は、ロータ２４の回転角θに対して正弦波状に変化するｓｉｎ信号である。第２の電気信号は、第１の電気信号に対して１８０°だけ位相がずれた−ｓｉｎ信号である。第３の電気信号は、第１の電気信号に対して９０°だけ位相が遅れたｃｏｓ信号となる。第４の電気信号は、第３の電気信号に対して１８０ーだけ位相がずれた−ｃｏｓ信号となる。ＭＰＵ４２は、磁気センサ３２により生成される４つの電気信号を取り込み、これら取り込まれるに電気信号に基づきロータ２４の回転角θを演算する。

つぎに、ＭＰＵ４２の機能的な構成を説明する。
図３に示すように、ＭＰＵ４２は、回転角度演算部５１、３相／２相変換部５２、電流指令値演算部５３、フィードバック制御部（Ｆ／Ｂ制御部）５４、２相／３相変換部５５、ＰＷＭ変換部５６、および補正角度演算部５７を有している。

回転角度演算部５１は、回転角センサ３０により生成される４つの電気信号に基づきロータ２４の回転角θを演算する。回転角度演算部５１は、回転角センサ３０により生成される第１の電気信号Ｓ１、第２の電気信号Ｓ２、第３の電気信号Ｓ３および第４の電気信号Ｓ４を、それぞれ所定のサンプリング周期で取り込む。回転角度演算部５１は、たとえば第１の電気信号Ｓ１（ｓｉｎ信号）と第２の電気信号Ｓ２（−ｓｉｎ信号）との差分、および第３の電気信号Ｓ３（ｃｏｓ信号）と第４の電気信号Ｓ４（−ｃｏｓ信号）との差分をそれぞれ演算し、これら２つの差分値に基づき逆正接値（ａｒｃｔａｎ）を演算することによりロータ２４の回転角θを検出する。

なお、回転角度演算部５１は、第１の電気信号Ｓ１および第３の電気信号Ｓ３に基づき逆正接値を演算したり、第２の電気信号Ｓ２および第４の電気信号Ｓ４に基づき逆正接値を演算したりすることにより、ロータ２４の回転角θを検出してもよい。

３相／２相変換部５２は、インバータ４１とモータ２０との間の給電経路に設けられた電流センサ４３を介して、３相各相のステータコイル２２ｂに供給される実際の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。３相／２相変換部５２は、ロータ２４の回転角θを使用して３相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを２相のベクトル成分、すなわちｄ／ｑ座標系におけるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑに変換する。ｄ／ｑ座標系はモータ２０の回転角θに従う回転座標であって、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑはｄ／ｑ座標系におけるモータ２０へ供給される実際の電流値である。

電流指令値演算部５３は、外部から与えられる目標トルクＴ^＊に基づきｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を演算する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊は、ｄ／ｑ座標系におけるモータ２０へ供給する電流の目標値に対応する。

フィードバック制御部５４は、電流指令値演算部５３により生成されるｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊、ならびに３相／２相変換部５２により生成されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑをそれぞれ取り込む。フィードバック制御部５４は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊からｄ軸電流値Ｉｄを減算することによりｄ軸電流偏差を求めるとともに、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊からｑ軸電流値Ｉｑを減算することによりｑ軸電流偏差を求める。フィードバック制御部５４は、ｄ軸電流値Ｉｄをｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊に追従させるべくｄ軸電流偏差に基づく電流フィードバック制御を実行することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を生成する。また、フィードバック制御部５４は、ｑ軸電流値Ｉｑをｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に追従させるべくｑ軸電流偏差に基づく電流フィードバック制御を実行することによりｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を生成する。

２相／３相変換部５５は、フィードバック制御部５４により生成されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を取り込む。２相／３相変換部５５は、ロータ２４の回転角θを使用してｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を３相座標系における３相各相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に変換する。

ＰＷＭ変換部５６は、２相／３相変換部５５により生成される３相各相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を取り込む。ＰＷＭ変換部５６は、３相各相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に対応する３相各相のデューティ指令値を生成し、これら生成されるデューティ指令値に基づきインバータ４１の各スイッチング素子に対するスイッチング指令Ｓｃを生成する。スイッチング指令Ｓｃに応じてインバータ４１がスイッチングすることにより、モータ２０に目標トルクＴ^＊を発生させるために必要とされる３相の交流電流がモータ２０（正確には、３相各相のモータコイル２２ｂ）に供給される。これら３相の交流電流は時間の経過とともに正弦波状に変化する。

＜外乱磁束の影響について＞
ここで、本例のモータ装置１０では回転角センサ３０として磁気センサ３２を利用しているため、つぎのようなことが懸念される。すなわち、バスバー２７を介してステータコイル２２ｂへ電流が供給されるとき、バスバー２７およびステータコイル２２ｂの周囲には漏れ磁束が発生するところ、この漏れ磁束の影響が磁気センサ３２に及ぶおそれがある。

図１に矢印で示されるように、たとえばバイアス磁石３１から発生する理想的な磁束φ１以外にもバスバー２７あるいはステータコイル２２ｂから発生する磁束φ２が外乱磁束として磁気センサ３２に印加されることが考えられる。また、バスバー２７あるいはステータコイル２２ｂから発生する磁束φ２がバイアス磁石３１から発生する磁束φ１に干渉することによってバイアス磁石３１の磁界が歪められることも考えられる。この場合、磁気センサ３２を通じて検出されるロータ２４の回転角と実際の回転角との間に誤差が生じることが懸念される。

図２に示すように、たとえば出力軸２３が図中の位置から矢印３４で示される方向へ向けて回転角θだけ回転したとき、本来であれば磁気センサ３２に付与されるバイアス磁界の向きは実線の矢印３３で示される方向から軸線Ｏを中心として回転角θだけ回転した一点鎖線の矢印３５で示される方向に変化する。しかし、磁気センサ３２あるいはバイアス磁石３１からの理想的な磁束φ１が、バスバー２７などからの磁束φ２の影響を受ける場合、磁気センサ３２に付与されるバイアス磁界の向きは矢印３５で示される本来の方向ではなく、たとえば二点鎖線の矢印３６で示される方向となることが想定される。この矢印３６で示される方向は、図２に実線の矢印３３で示される方向から回転角θよりも大きな回転角θ１だけ回転した方向になることもあるし、回転角θよりも小さな回転角θ２だけ回転した方向になることもある。このため、磁気センサ３２は本来の回転角θではなく、回転角θ１または回転角θ２に応じた電気信号を生成する。ＭＰＵ４２は回転角θ１または回転角θ２に応じた電気信号に基づき誤ったロータ２４の回転角θ１または回転角θ２を演算する。誤って演算される回転角θ１，θ２は実際の回転角θに対して、次式（Ａ），（Ｂ）で表される角度誤差δ１，δ２を含む。ただし、ここでは各回転角θ，θ１，θ２は正の値である。

δ１＝θ１−θ …（Ａ）
δ２＝θ−θ２ …（Ｂ）
これら角度誤差δ１を含む回転角θ１、または角度誤差δ２を含む回転角θ２に基づきモータ２０の制御が実行されるとき、コギングの増大、ひいてはＮＶ（NV：Noise and Vibration）性能の低下にもつながりかねない。

＜外乱磁束の影響を抑制するための構成＞
そこで本例では、バスバー２７などから発生する磁束φ２が外乱磁束として回転角センサ３０に及ぼす影響を抑制するために、ＭＰＵ４２につぎのような構成を設けている。

図３に示すように、ＭＰＵ４２は補正角度演算部５７および減算器５８を有している。
補正角度演算部５７は、３相／２相変換部５２により生成されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑ、ならびに回転角度演算部５１により演算される回転角θをそれぞれ取り込み、これら取り込まれるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑ、ならびに回転角θに基づき補正角度θｒを演算する。補正角度θｒは、外乱磁束の影響を受けて発生する角度誤差δ１または角度誤差δ２に相当する角度である。

ここで、出力軸２３の回転に伴い、磁気センサ３２において生成される電気信号は正弦波状に変化する。本例では、出力軸２３が１回転する間に、磁気センサ３２では１周期分の電気信号（Ｓ１〜Ｓ４）が生成される。すなわち、出力軸２３の回転角（機械角）に対する電気信号の電気角の比である軸倍角は１倍角（１Ｘ）である。軸倍角は、バイアス磁石３１の磁極数により決まる。磁極数の１／２が軸倍角に相当する。

また、各相のステータコイル２２ｂには、出力軸２３の１回転あたりロータ２４の永久磁石２４ｂの極対数個（周期）の正弦波の電圧が印加される。このため、各相のステータコイル２２ｂには、出力軸２３の１回転あたりロータ２４の永久磁石２４ｂの極対数個（周期）の正弦波の電流が流れる。したがって、各相のステータコイル２２ｂに電流が供給されるとき、出力軸２３の１回転あたりロータ２４の永久磁石２４ｂの極対数個（周期）の外乱磁束が発生する。そして、３相の正弦波交流が供給されることによって各相のステータコイル２２ｂに発生する磁界成分を合成した磁界は電流の１周期に対して１回転する回転磁界となることから、外乱磁束も電流の１周期に対して１回転する。すなわち、外乱磁束は、出力軸２３の１回転に対して、ロータ２４の永久磁石２４ｂの極対数と同数回だけ回転する。

このとき、外乱磁束に起因する誤差角度（δ１，δ２）は、所定の理論式に基づく正弦関数（正弦波）を使用して近似的に表すことができる。このことを利用して、補正角度演算部５７は、外乱磁束に起因する誤差角度を、回転角センサ３０を通じて検出される実際の回転角θに対する補正角度θｒとして演算する。

具体的には、補正角度演算部５７は、次式（Ｃ１）を使用して補正角度θｒを演算する。
θr＝A1・sin（N1・θ＋α1＋β1）＋A2・sin（N2・θ＋α2＋β2）…（Ｃ）
「θ」は磁気センサ３２を通じて検出される実際の回転角（機械角）である。

「Ｎ１，Ｎ２」はモータ２０の回転位置に応じて一義的に決まる周期的な角度誤差の主成分の次数である。主成分とは、他の周波数成分の振幅に対して、その次数における振幅が大きなものをいう。次数Ｎ１，Ｎ２は、モータ２０の構造に起因して一義的に決まる定数である。たとえば、モータ２０の構造が決まれば、どのパターンで通電しているときにどの方向から外乱磁束を受けるか、ということが決まる。次数Ｎ１，Ｎ２は、バイアス磁石３１から発生する磁束φ１とバスバー２７などから発生する磁束φ２（外乱磁束）との合成ベクトルに基づき所定の理論式を使用することにより求められる。永久磁石２４ｂが５極対である場合、次数Ｎ１は「４」、次数Ｎ２は「６」となる。４次の周波数成分および６次の主は数成分の影響が回転角θの誤差として現れる。本例では、式（Ｃ）において、右辺第１項は角度誤差の４次の周波数成分を、右辺第２項は角度誤差の６次の周波数成分を表している。

「Ａ１」は次数Ｎ１における誤差振幅、「Ａ２」は次数Ｎ２における誤差振幅である。これら誤差振幅Ａ１，Ａ２は、モータ２０に供給される電流の大きさによって決まる変数である。誤差振幅Ａ１，Ａ２は、たとえば次式（Ｄ）で表される。

Ａ１，Ａ２＝Ｇ√（Ｉｄ^２＋Ｉｑ^２）…（Ｄ）
ただし、「Ｇ」は電流に対して線形のゲインである。このゲインＧは、図示しないメモリなどの記憶装置に格納されている。

「α１」は、次数Ｎ１におけるモータ２０の回転角θ（機械角）に対する位相ずれ量（位相誤差）、「α２」は、次数Ｎ２におけるモータ２０の回転角θに対する位相ずれ量である。正確には、つぎの通りである。

図４のグラフに示されるように、ここでは、バイアス磁石３１から発生する磁束φ１（主磁束）の方向変化に応じて磁気センサ３２により生成される電気信号（たとえば、ｓｉｎ信号）の波形を基準波形とする。このとき、「α１」は、正弦波で表される角度誤差のＮ１次成分の基準波形に対する位相のずれ量である。「α２」は、正弦波で表される角度誤差のＮ２次成分の基準波形に対する位相のずれ量である。これら位相ずれ量α１，α２は、モータ２０の構造に起因して一義的に決まる定数であって、図示しないメモリなどの記憶装置に格納されている。

「β１」は、次数Ｎ１におけるモータ２０の回転角θに対する位相ずれ量（位相誤差）、「β２」は、次数Ｎ２におけるモータ２０の回転角θに対する位相ずれ量である。これら位相ずれ量β１，β２は、モータ２０に供給される電流（正確には、ｄｑ座標系におけるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑ）に起因して決まる変数である。補正角度演算部５７は、つぎのようにして位相ずれ量β１，β２を演算する。

図５のグラフに示すように、補正角度演算部５７は、ｄｑ座標系における原点を始点とするｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑとの合成ベクトルがｑ軸（Ｉｄ＝０）となす角度を位相ずれ量β１，β２として演算する。次式（Ｅ）で表されるように、補正角度演算部５７は、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑに基づく逆正接値を演算することにより、電流に起因する位相ずれ量β１，β２を演算する。

β１，β２＝ａｒｃｔａｎ（Ｉｄ／Ｉｑ）…（Ｅ）
なお、式（Ｃ）は、２つの周波数成分を合成したものとして表記されているところ、考慮する周波数成分の個数に応じて、次式（Ｃ１）のように１つの周波数成分で表記してもよいし、次式（Ｃ２）のように３つ以上の周波数成分を合成したものとして表記してもよい。

θr＝A・sin(N・θ+ε) …（Ｃ１）
θr＝A₁・sin(N₁・θ+ε₁)+A₂・sin(N₂・θ+ε₂)+…+A_n・sin(N_n・θ+ε_n)…（Ｃ２）
ただし、次数Ｎ（Ｎ_１，Ｎ_２…Ｎ_ｎ）におけるモータ２０の回転角θに対する位相ずれ量ε（ε_１，ε_２…ε_ｎ）は、構造起因の位相ずれ量α（α_１，α_２…α_ｎ）および電流起因の位相ずれ量β（β_１，β_２…β_ｎ）の両方を含んでいる。

減算器５８は、回転角度演算部５１により演算される回転角θから補正角度演算部５７により演算される補正角度θｒを減算することにより、最終的な回転角θを演算する。補正角度θｒは外乱磁束に起因する誤差角度（δ１，δ２）でもあるため、磁気センサ３２を通じて検出される回転角θから補正角度θｒを減算することにより、検出される回転角θに含まれる角度誤差が除去される。

＜回転角の補正処理の手順＞
つぎに、ＭＰＵ４２により実行される回転角の補正処理の手順を説明する。
図６のフローチャートに示すように、まずＭＰＵ４２は、角度誤差の主成分の次数Ｎ１，Ｎ２を記憶装置から読み込む（ステップＳ１０１）。また、ＭＰＵ４２は、モータ装置１０の構造に起因する位相ずれ量α１，α２も記憶装置から読み込む（ステップＳ１０２）。つぎに、ＭＰＵ４２は、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑに基づきモータ２０に供給される電流に起因する位相ずれ量β１，β２を演算する（ステップＳ１０３）。つぎに、ＭＰＵ４２は、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑに基づき誤差振幅Ａ１，Ａ２を演算する（ステップＳ１０４）。つぎに、ＭＰＵ４２は、次数Ｎ１，Ｎ２、位相ずれ量α１，α２、位相ずれ量β１，β２、誤差振幅Ａ１，Ａ２、および磁気センサ３２を通じて検出される実際の回転角θを先の式（Ｃ）に適用することにより、補正角度θｒを演算する（ステップＳ１０５）。最後に、ＭＰＵ４２は、磁気センサ３２を通じて検出される回転角θから補正角度θｒを減算することにより最終的な回転角θを演算し（ステップＳ１０６）、処理を終了する。

＜実施の形態の効果＞
したがって、本実施の形態によれば、以下の効果を得ることができる。
（１）外乱磁束に起因する誤差角度（δ１，δ２）を補正角度θｒとして演算し、当該演算される補正角度θｒを、磁気センサ３２を通じて検出される回転角θから減算することにより、より正確な回転角θが得られる。誤差角度を含む回転角θ（検出値）から誤差角度が除去されるからである。

（２）外乱磁束の影響を受けることを前提として、ＭＰＵ４２による補正演算を通じて回転角θ（検出値）を補正することにより、バスバー２７などの磁気漏洩部分と磁気センサ３２との間の距離をより短く設定すること、ひいてはモータ装置１０の体格を小さくすることが可能となる。また、バスバー２７と磁気センサ３２との間の距離あるいは位置関係などに関する設計の自由度も向上する。

（３）外乱磁束に起因して発生する角度誤差（ＮＶの悪化）を低減する方法として、バスバー２７などの磁気漏洩部分と磁気センサ３２との間の距離を確保することが考えられる。しかしこの場合、磁気漏洩部分と磁気センサ３２との間の距離を長くするほど、モータ装置１０の体格が大きくなる。この点、本例では、外乱磁束の影響を受けることを前提として、ＭＰＵ４２による補正演算を通じて回転角θ（検出値）が補正される。このため、モータ装置１０の体格の大型化が抑えられる。

（４）また、外乱磁束に起因して発生する角度誤差を低減する方法として、バスバー２７などの磁気漏洩部分と磁気センサ３２との間に磁気シールド（強磁性体）を設けることも考えられる。しかしこの場合、磁気シールドを設ける分、モータ装置１０の製品コストが増大することが懸念される。この点、本例では磁気シールドなどの追加部品を設ける必要がないため、モータ装置１０の製品コストの増大が抑えられる。

＜第２の実施の形態＞
つぎに、回転角検出装置をモータ装置に具体化した第２の実施の形態を説明する。本例は、基本的には先の図１〜図３に示される第１の実施の形態と同様の構成を有している。本例は、ＭＰＵ４２により実行される補正角度θｒの演算処理の点で第１の実施の形態と異なる。

さて、モータ２０へ供給される電流の大きさが小さくなるほど、当該電流に起因する位相ずれ量β１，β２の演算精度、ひいては補正角度θｒの演算精度が低下する。このことを前提として、ＭＰＵ４２は、先の図６のフローチャートにおけるステップＳ１０５へ処理が移行したとき、図７のフローチャートに示される各処理を実行する。

図７のフローチャートに示すように、ＭＰＵ４２は先のステップＳ１０４において演算される誤差振幅Ａ１，Ａ２が振幅しきい値Ａｔｈよりも小さいかどうかを判定する（ステップＳ２０１）。振幅しきい値Ａｔｈは、要求される位相ずれ量β１，β２の演算精度、あるいは要求される補正角度θｒの演算精度を確保する観点に基づき設定される。振幅しきい値Ａｔｈは、図示しない記憶装置に格納されている。

ＭＰＵ４２は、誤差振幅Ａ１，Ａ２が振幅しきい値Ａｔｈよりも小さくない旨判定されるとき（ステップＳ２０１でＮＯ）、式（Ｃ）を使用して補正角度θｒを演算し（ステップＳ２０２）、当該演算される補正角度θｒを図６のフローチャートで示されるメインルーチンへ返す。

ＭＰＵ４２は、誤差振幅Ａ１，Ａ２が振幅しきい値Ａｔｈよりも小さい旨判定されるとき（ステップＳ２０１でＹＥＳ）、式（Ｃ）を使用した補正角度θｒの演算を行うことなく補正角度θｒの値を「０」に設定し、当該「０」に設定された補正角度θｒを図６のフローチャートで示されるメインルーチンへ返す。この場合、磁気センサ３２を通じて検出される回転角θがそのまま最終的な回転角θとなる。

なお、誤差振幅Ａ１，Ａ２は、モータ２０へ供給される電流の大きさが反映される指標値であって、振幅しきい値Ａｔｈは指標値しきい値に相当する。
本実施の形態によれば、以下の効果を得ることができる。

（５）ステップＳ１０５のサブルーチンとして図７のフローチャートの各処理を実行することは、精度が確保されていない補正角度θｒを使用して回転角θ（検出値）を補正することを回避したい場合に好適である。精度が確保されていない補正角度θｒを使用して回転角θ（検出値）を補正することにより、最終的な回転角θの演算精度がかえって低下するおそれもない。

ちなみに、誤差振幅Ａ１，Ａ２は、モータ２０へ供給される電流の大きさに依存する。すなわち、電流の値が大きくなるほど外乱磁束の影響がより大きくなり、電流の値が小さくなるほど外乱磁束の影響がより小さくなる。このため、誤差振幅Ａ１，Ａ２が小さいときには、外乱磁束の影響も小さく誤差角度もわずかなものとなる。

＜第３の実施の形態＞
つぎに、回転角検出装置をモータ装置に具体化した第３の実施の形態を説明する。本例は、位相ずれ量β１，β２の演算精度、ひいては補正角度θｒの演算精度が確保できない状況であるとき、回転角θ（検出値）の補正を行わないようにすることについては、第２の実施の形態と同様である。本例は、回転角θの補正を行わないようにするための方法が第２の実施の形態と異なる。

ＭＰＵ４２は、先の図６のフローチャートにおけるステップＳ１０４へ処理が移行したとき、図８のフローチャートに示される各処理を実行する。
図８のフローチャートに示すように、ＭＰＵ４２は、ｄ軸電流値Ｉｄを二乗した値とｑ軸電流値Ｉｑを二乗した値との合算値「Ｉｄ^２＋Ｉｑ^２」が電流しきい値Ｉｔｈよりも小さいかどうかを判定する（ステップＳ３０１）。電流しきい値Ｉｔｈは、要求される位相ずれ量β１，β２の演算精度、あるいは要求される補正角度θｒの演算精度を確保する観点に基づき設定される。電流しきい値Ｉｔｈは、図示しない記憶装置に格納されている。

ＭＰＵ４２は、合算値が電流しきい値Ｉｔｈよりも小さい旨判定されるとき（ステップＳ３０１でＹＥＳ）、誤差振幅Ａ１，Ａ２の値を「０」に設定し（ステップＳ３０２）、当該「０」に設定された誤差振幅Ａ１，Ａ２を図６のフローチャートで示されるメインルーチンへ返す。この場合、誤差振幅Ａ１，Ａ２が「０」であるため、式（Ｃ）を使用して演算される補正角度θｒも「０」となる。すなわち、磁気センサ３２を通じて検出される回転角θがそのまま最終的な回転角θとなる。

ＭＰＵ４２は合算値が電流しきい値Ｉｔｈよりも小さくない旨判定されるとき（ステップＳ３０１でＮＯ）、式（Ｄ）を使用して誤差振幅Ａ１，Ａ２を演算し（ステップＳ３０３）、当該演算される誤差振幅Ａ１，Ａ２を図６のフローチャートで示されるメインルーチンへ返す。このとき、ＭＰＵ４２は誤差振幅Ａ１，Ａ２に基づき式（Ｃ）を使用して補正角度θｒを演算する。

なお、合算値「Ｉｄ^２＋Ｉｑ^２」はモータ２０へ供給される電流の大きさが反映される指標値であって、電流しきい値Ｉｔｈは指標値しきい値に相当する。また、誤差振幅Ａ１，Ａ２が先の式（Ｄ）で表されることから、合算値「Ｉｄ^２＋Ｉｑ^２」は誤差振幅Ａ１，Ａ２の値を反映する値ともいえる。

本実施の形態によれば、以下の効果を得ることができる。
（６）ステップＳ１０４のサブルーチンとして図８のフローチャートの各処理を実行することは、精度が確保されていない補正角度θｒを使用して回転角θ（検出値）を補正することを回避したい場合に好適である。精度が確保されていない補正角度θｒを使用して回転角θ（検出値）を補正することにより、最終的な回転角θの演算精度がかえって低下するおそれもない。

＜第４の実施の形態＞
つぎに、回転角検出装置をモータ装置に具体化した第４の実施の形態を説明する。
誤差振幅Ａ１，Ａ２およびゲインＧは、バイアス磁石３１から発生する磁束φ１およびバスバー２７などから発生する外乱としての磁束φ２の回転方向に依存する場合がある。このため本例では、モータ２０の角速度に基づきモータ２０の回転方向を判定し、当該判定される回転方向に応じたゲインＧを使用して誤差振幅Ａ１，Ａ２を求める。また、モータ２０の回転方向が細かく繰り返し切り替わる事象（チャタリング）に対応するために、角速度が「０」を含む一定範囲の値であるとき、回転角θ（検出値）の補正を行わない。なお、ここではモータ２０の角速度が正の値であるとき、モータ２０の回転方向は時計回りである。モータ２０の角速度が負の値であるとき、モータ２０の回転方向は反時計回りである。

図３に示すように、ＭＰＵ４２は微分器５９を有している。微分器５９はモータ２０の回転角θを時間で微分することによりモータ２０の角速度ωを演算する。なお、図示しない記憶装置には時計回り（ＣＷ）用のゲインＧ、および反時計回り（ＣＣＷ）用のゲインＧが格納されている。また、図示しない記憶装置には、正の角速度しきい値ωｔｈ、および負の角速度しきい値−ωｔｈが格納されている。これら正負の角速度しきい値ωｔｈ，−ωｔｈの絶対値は「０」よりも大きな値である。

さて、ＭＰＵ４２は、先の図６のフローチャートにおけるステップＳ１０４へ処理が移行したとき、図９のフローチャートに示される各処理を実行する。
図９のフローチャートに示すように、ＭＰＵ４２は、角速度ωが正の角速度しきい値ωｔｈ以上であるかどうかを判定する（ステップＳ４０１）。

ＭＰＵ４２は、角速度ωが正の角速度しきい値ωｔｈ以上である旨判定されるとき（ステップＳ４０１でＹＥＳ）、時計回り用のゲインＧを図示しない記憶装置から読み込む（ステップＳ４０２）。つぎにＭＰＵ４２は、式（Ｄ）を使用して誤差振幅Ａ１，Ａ２を演算し（ステップＳ４０３）、当該演算される誤差振幅Ａ１，Ａ２を図６のフローチャートで示されるメインルーチンへ返す。このとき、ＭＰＵ４２は誤差振幅Ａ１，Ａ２に基づき式（Ｃ）を使用して補正角度θｒを演算する。

ＭＰＵ４２は、角速度ωが角速度しきい値ωｔｈ以上でない旨判定されるとき（ステップＳ４０１でＮＯ）、角速度ωが負の角速度しきい値−ωｔｈ以下であるかどうかを判定する（ステップＳ４０４）。ＭＰＵ４２は、角速度ωが負の角速度しきい値−ωｔｈ以下である旨判定されるとき（ステップＳ４０４でＹＥＳ）、反時計回り用のゲインＧを図示しない記憶装置から読み込み（ステップＳ４０５）、ステップＳ４０３へ処理を移行する。

ＭＰＵ４２は、角速度ωが負の角速度しきい値−ωｔｈ以下でない旨判定されるとき（ステップＳ４０４でＮＯ）、誤差振幅Ａ１，Ａ２の値を「０」に設定し（ステップＳ４０６）、当該「０」に設定された誤差振幅Ａ１，Ａ２を図６のフローチャートで示されるメインルーチンへ返す。この場合、誤差振幅Ａ１，Ａ２が「０」であるため、式（Ｃ）を使用して演算される補正角度θｒも「０」となる。すなわち、磁気センサ３２を通じて検出される回転角θがそのまま最終的な回転角θとなる。

本実施の形態によれば、以下の効果を得ることができる。
（７）モータ２０の回転方向（ＣＷ、ＣＣＷ）に応じてゲインＧを切り替えることにより、より適切な誤差振幅Ａ１，Ａ２を演算することができる。ひいては、モータ２０の回転方向に応じた、より適切な補正角度θｒを演算することができる。したがって、より適切な補正角度θｒを使用することにより、より適切に回転角θ（検出値）を補正することができる。

（８）また、図１０に示すように、角速度ωが負の角速度しきい値−ωｔｈと正の角速度しきい値ωｔｈとの間の領域の値であるとき、誤差振幅Ａ１，Ａ２が「０」とされることにより補正角度θｒは「０」となる。このような回転角θ（検出値）の補正処理が行われない、いわゆる不感帯を設けることにより、角速度ωが「０」付近において正の値と負の値との間で細かく繰り返し切り替わる事象、すなわちモータ２０の回転方向が細かく繰り返し切り替わる事象（チャタリング）に対応することができる。なお、モータの角速度ωが遅くなるほど、ＮＶ（NV：Noise and Vibration）性能に対する角度誤差の影響が問題にならなくなる。このため、モータ２０の角速度ωが「０」を基準とする正負の一定範囲の値であるとき、モータ２０の回転角θの補正が行われない構成を採用することが可能である。

＜第５の実施の形態＞
つぎに、回転角検出装置をモータ装置に具体化した第５の実施の形態を説明する。本例は、第３の実施の形態に第４の実施の形態を適用した形態である。

ＭＰＵ４２は、図８のフローチャートにおけるステップＳ３０３へ処理を移行したとき、図９のフローチャートに示される各処理を実行する。
図１１のフローチャートに示すように、ＭＰＵ４２は、合算値「Ｉｄ^２＋Ｉｑ^２」が電流しきい値Ｉｔｈよりも小さくない旨判定されるとき（ステップＳ３０１でＮＯ）、角速度ωが正の角速度しきい値ωｔｈ以上であるかどうかを判定する（ステップＳ４０１）。この後、ＭＰＵ４２は、ステップＳ４０２〜ステップＳ４０６の各処理を通じて誤差振幅Ａ１，Ａ２を演算する、または誤差振幅Ａ１，Ａ２を「０」に設定する。ＭＰＵ４２は、演算または設定される誤差振幅Ａ１，Ａ２を図６のフローチャートで示されるメインルーチンへ返す。

本実施の形態によれば、第３の実施の形態の（６）、および第４の実施の形態の（７），（８）と同様の効果を得ることができる。
＜他の実施の形態＞
なお、各実施の形態は、つぎのように変更して実施してもよい。

・各実施の形態では、式（Ｄ）を使用して誤差振幅Ａ１，Ａ２を求めたが、電流センサ４３を通じて検出される３相各相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づき次式（Ｆ）を使用して誤差振幅Ａ１，Ａ２を求めてもよい。

Ａ１，Ａ２＝Ｇ√（Ｉｕ^２＋Ｉｖ^２＋Ｉｗ^２）…（Ｆ）
・各実施の形態では、式（Ｄ）を使用して誤差振幅Ａ１，Ａ２を求めたが、マップ演算により誤差振幅Ａ１，Ａ２を求めてもよい。たとえば、つぎの２つの方法が考えられる。

第１のマップ演算方法では、図１２のグラフに示すように、横軸を電流値（ｄ軸電流値Ｉｄを二乗した値とｑ軸電流値Ｉｑを二乗した値との合算値の平方根）「√（Ｉｄ^２＋Ｉｑ^２）」、縦軸を誤差振幅Ａ１，Ａ２とするマップＭ１を設ける。マップＭ１は、ゲインＧを加味し、電流値が大きくなるほど誤差振幅Ａ１，Ａ２の値が直線的に増加する特性を有している。ＭＰＵ４２は、マップＭ１を使用することにより誤差振幅Ａ１，Ａ２をより簡単に演算することができる。

第２のマップ演算方法では、図１３のグラフに示すように、横軸を電流値（ｄ軸電流値Ｉｄを二乗した値とｑ軸電流値Ｉｑを二乗した値との合算値）の大きさ「Ｉｄ^２＋Ｉｑ^２」、縦軸を誤差振幅Ａ１，Ａ２とするマップＭ２を設ける。マップＭ２は、電流値が大きくなるほど誤差振幅Ａ１，Ａ２の値が曲線的に増加する特性を有している。電流値に対する誤差振幅Ａ１，Ａ２の変化割合（傾き）は、電流値が増加するにつれて徐々に大きくなる。マップＭ２を使用して誤差振幅Ａ１，Ａ２を演算することにより、ＭＰＵ４２の演算負荷を軽減することができる。平方根の演算を行わなくてもよいからである。

・各実施の形態では、位相ずれ量β１，β２を加味して補正角度θｒを演算したが、最終的に要求される回転角θの演算精度に応じて、位相ずれ量β１，β２を加味せず補正角度θｒを演算するようにしてもよい。このようにすれば、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑに基づく逆正接値を演算する必要がない分、ＭＰＵ４２の演算負荷を低減することができる。

・各実施の形態では、磁気センサ３２としてＭＲセンサを採用したが、当該ＭＲセンサに代えてホールセンサを採用してもよい。

２０…モータ、２２…ステータ、２２ｂ…ステータコイル、２３…出力軸、２４…ロータ、２６…回転角検出装置を構成する基板、３１…回転角検出装置を構成するバイアス磁石、３２…回転角検出装置を構成する磁気センサ、４０…回転角検出装置を構成する制御回路、Ａ１，Ａ２…誤差振幅（指標値）、Ａｔｈ…振幅しきい値（指標値しきい値）、Ｉｄ…ｄ軸電流値、Ｉｑ…ｑ軸電流値、Ｉｄ^＊…ｄ軸電流指令値（目標値）、Ｉｑ^＊…ｑ軸電流指令値（目標値）、α１，α２…位相ずれ量（第１の位相ずれ量）、β１，β２…位相ずれ量（第２の位相ずれ量）、ε…位相ずれ量、ω…角速度、ωｔｈ…角速度しきい値。

Claims (6)

1. コイルが巻回されたステータと、前記ステータの内部に設けられたロータと、前記ロータに貫通した状態で固定された出力軸とを有するモータの回転角検出装置であって、
   前記出力軸の端部に固定された磁石と、
   前記出力軸の軸方向において前記磁石に対向して設けられて前記磁石の回転に伴う磁界の変化に応じた電気信号を生成する磁気センサと、
   前記磁気センサにより生成される電気信号に基づき前記出力軸の回転角をモータの回転角として演算し当該回転角に応じて前記コイルへの給電を制御する制御回路と、
   前記磁気センサおよび前記制御回路が設けられるとともに前記出力軸の軸方向に沿って延在するバスバーを介して前記コイルに接続されている基板と、を備え、
   前記制御回路は、前記バスバーを介した前記コイルへの給電に伴い前記バスバーまたは前記コイルから発生する外乱磁束に起因する誤差角度を前記回転角に対する補正角度として演算し、当該補正角度を使用して前記回転角を補正することを前提として、
   前記制御回路は、前記誤差角度が前記モータの回転角の関数として正弦波で表記することができることを利用して前記補正角度を演算するものであって、
   前記補正角度を「θｒ」、前記モータの回転角を「θ」、前記誤差角度の主成分次数を「Ｎ」、次数Ｎにおける誤差振幅を「Ａ」、次数Ｎにおける前記モータの回転角に対する位相ずれ量を「ε」とするとき、
   前記制御回路は、次式（１）
   θr＝A ₁ ・sin（N ₁ ・θ＋ε ₁ ）＋…＋A _n ・sin（N _n ・θ＋ε _n ） …（１）
   に基づき前記補正角度を演算し、
   前記位相ずれ量は、前記モータの構造に起因して一義的に決まる定数により表される第１の位相ずれ量と、前記コイルへ供給される電流の大きさに起因して決まる変数により表される第２の位相ずれ量とを含む回転角検出装置。
2. 請求項１に記載の回転角検出装置において、
   前記制御回路は、前記コイルへ供給される電流の大きさが反映される指標値が、前記第２の位相ずれ量の演算精度を確保する観点に基づき設定される指標値しきい値よりも小さいとき、前記補正角度を零とする回転角検出装置。
3. 請求項２に記載の回転角検出装置において、
   前記指標値は、前記コイルへ供給される電流の大きさに基づき演算される前記誤差振幅である回転角検出装置。
4. 請求項２に記載の回転角検出装置において、
   前記制御回路は、前記モータの回転角を使用して前記コイルに供給される相電流の値をｄ／ｑ座標系におけるｄ軸電流値およびｑ軸電流値に変換し、これらｄ軸電流値およびｑ軸電流値をそれぞれの目標値に追従させるべく電流フィードバックを実行するものであるとき、
   前記指標値は、前記ｄ軸電流値を二乗した値と前記ｑ軸電流値を二乗した値との合算値である回転角検出装置。
5. 請求項１〜請求項４のうちいずれか一項に記載の回転角検出装置において、
   前記制御回路は、補正前の前記回転角に基づき前記モータの角速度を演算し、当該角速度の絶対値が角速度しきい値未満であるとき、前記補正角度を零とする回転角検出装置。
6. 請求項５に記載の回転角検出装置において、
   前記制御回路は、前記角速度の絶対値が角速度しきい値以上であるとき、前記角速度の正負の符号に基づく前記モータの回転方向を加味して前記補正角度を演算する回転角検出装置。

Images